RU2724315C1 - Method of passive determination of coordinates of moving weak radiation source - Google Patents

Abstract

FIELD: physics.SUBSTANCE: method for passive determination of coordinates of a moving weak radiation source relates to hydroacoustics and can be used in passive sonar in a radiation area of a source with a circular (spherical, cylindrical) wave front, as well as in atmospheric acoustics and passive radar. For passive determination of coordinates of a radiation source, wide-aperture receiving systems are used from M ≥ 3 spatially spaced apart antennas arranged in space in a known manner. Proposed method comprises receiving radiation source signals by M antennas, M ≥ 3 arranged in space in a known manner, preliminary processing in reception channels, possibility of observing signal marks of radiation sources in a given sector of angles and range of distances, including guidance to point of supposed location of weak source - reference point (RT) and cyclic measurement of coordinates, including correction of coordinates of RT on subsequent cycles of measurements, and phasing of all antennae in directions from their centres to current coordinates of RT α, D. To determine the current position count measured value deviations δδcoordinates away from the desired current coordinates of the source α(t), D(t), δδα for which the measure for each icycle PD pairwise power spectra density (PPSD) and obtaining on each frequency ƒof the elements table of the PPSD the output signals of all antenna pairs, averaging the elements thereof and applying a matrix inversion transformation thereto, obtaining new tables of inverted measurements, and deviation values δ, δare determined using summation at each frequency of elements of said tables, first by index mn (m, n = 1, … , M) with compensation of differences of propagation times of signal to centers of mand nantennas τand weight coefficients for directionand rangetaking into account the geometry of the system <PS-source>, then summing up by the index k (by frequency), correcting α, Dby value δ, δrespectively, and current estimates of coordinates of radiation source,at moment tand prediction of reference values α, Dto next (j+1)step are determined by results of dynamic smoothing sequences of coordinates estimates.EFFECT: task of the proposed method is passive determination of coordinates of a moving weak source in a mixed anisotropic field of interference, which contains a scattered background component, as well as coherent components caused by other interfering sources of radiation.9 cl, 3 dwg

Description

Изобретение относится к области гидроакустики и может быть использовано в пассивной гидролокации в зоне излучения источника с круговым (сферическим, цилиндрическим) волновым фронтом, а также в атмосферной акустике и пассивной радиолокации.The invention relates to the field of hydroacoustics and can be used in passive sonar in the radiation zone of a source with a circular (spherical, cylindrical) wave front, as well as in atmospheric acoustics and passive radar.

Для пассивного определения двух, или, в общем случае трех координат источника излучения используют широкоапертурные приемные системы из М разнесенных в пространстве антенн, М≥3, расположенных в пространстве известным образом, а также протяженные антенны большого волнового размера. В локации источников излучения актуальной является задача пассивного определения координат движущегося слабого источника в смешанном, анизотропном поле помех, содержащем рассеянную, фоновую составляющую, а также когерентные составляющие, обусловленные другими, мешающими источниками излучения. Не менее актуальной является задача дальнейшей обработки последовательности измерений в интересах определения параметров движения источника, безопасности, классификации и пр. Мешающее воздействие суммарного поля помехи, в особенности его анизотропных составляющих, в частности, других мешающих источников, приводит к ошибкам оценки координат, особенно дальности, и затрудняет решение актуальных задач наблюдения и автоматического сопровождения объекта, поэтому в плосковолновой гидроакустике широко применяются адаптивные методы подавления поля мешающих источников излучения. Однако в пассивной гидролокации с широкоапертурными приемными системами из разнесенных приемников или антенн они оказываются неприменимы, т.к. они решают задачу определения только одной координаты - направления и только в плоско-волновом поле источника.For passive determination of two, or, in the general case, three coordinates of a radiation source, wide-aperture receiving systems are used from M antennas spaced in space, M≥3, located in space in a known manner, as well as extended antennas of a large wave size. In the location of radiation sources, the urgent task is to passively determine the coordinates of a moving weak source in a mixed, anisotropic noise field containing a scattered, background component, as well as coherent components due to other interfering radiation sources. No less urgent is the task of further processing the measurement sequence in the interests of determining the source motion parameters, safety, classification, etc. The interfering effect of the total interference field, in particular its anisotropic components, in particular, other interfering sources, leads to errors in the estimation of coordinates, especially range, and makes it difficult to solve urgent problems of observation and automatic tracking of an object; therefore, adaptive methods for suppressing the field of interfering radiation sources are widely used in plane-wave hydroacoustics. However, in passive sonar with wide-aperture receiving systems from spaced receivers or antennas, they are not applicable, because they solve the problem of determining only one coordinate — the direction, and only in the plane-wave field of the source.

Известен способ [1] оптимального обнаружения плосковолновых сигналов с антенной решеткой (АР) из М элементов, основанный на объединении приемных элементов АР в группы (подрешетки), обработке вектора измерений X с выходов устройств формирования характеристик направленности (ФХН) таких групп многомерным фильтром пространственно-временного спектра помехи (ПВФ), квадрировании и интегрировании. Параллельно оценивают произведение вектора измерений

на вектор компенсации L_pf с направления локальной помехи α_р и вычитают (режектируют) из предыдущего произведения. Результат этой разности возводят в квадрат и суммируют по частоте с умножением на h_sƒ - оптимальную характеристику частотного фильтра для искомого сигнала. Преимуществом этого способа является возможность подавления составляющих поля помехи и повышения отношения сигнал/помеха слабого источника. Недостатки этого способа: способ сформулирован для определения оптимального отклика одного («полезного») плосковолнового сигнала в направлении его прихода, требует измерения каким-то образом матрицы фоновой помехи и специального канала измерения сильной локальной помехи и предварительного определения уровней и направлений на мешающие источники помех. Способ сформулирован для приема сигнала с плоским волновым фронтом, для пассивной локации в зоне Френеля этот метод не может быть использован, тем не менее интересен как вариант решения задачи, аналогичной той, которая решается в данном предложении, а также использованием приема объединения элементов антенны в группы (подрешетки).The known method [1] for the optimal detection of plane wave signals with an antenna array (AR) of M elements, based on combining the receiving elements of the AR into groups (sublattices), processing the measurement vector X from the outputs of the directivity characteristics (PCF) devices of such groups with a multidimensional spatial-spatial filter temporal interference spectrum (PVF), squaring and integration. Simultaneously evaluate the product of the measurement vector

to the compensation vector L _pf from the direction of local interference α _p and subtract (reject) from the previous product. The result of this difference is squared and summed in frequency with multiplication by h _sƒ - the optimal characteristic of the frequency filter for the desired signal. An advantage of this method is the possibility of suppressing the components of the interference field and increasing the signal-to-noise ratio of a weak source. The disadvantages of this method: the method is formulated to determine the optimal response of one (“useful”) plane-wave signal in the direction of its arrival, it requires somehow measuring the background noise matrix and a special channel for measuring strong local noise and first determining the levels and directions to interfering interference sources. The method is formulated for receiving a signal with a flat wavefront, for a passive location in the Fresnel zone this method cannot be used, nevertheless it is interesting as an option for solving a problem similar to that which is solved in this proposal, as well as using the method of combining antenna elements into groups (sublattices).

Известен адаптивный способ обнаружения слабого сигнала антенной из М приемников и определения направления на источник излучения на фоне суммарной помехи, включающей изотропный шум, анизотропные составляющие и локальные источники помехи [2]. Т.к. метод оптимального приема при обнаружении широкополосного сигнала [1] предполагает, что матрица взаимного спектра плотности мощности (ВСПМ) суммарной помехи N_ƒΣ на выходах приемной системы (ПС) известна или определяется каким-нибудь образом в процессе приема, то в этом способе предлагается использовать ее приближенную оценку. В частности, если обнаруживаемый сигнал слабый по сравнению с суммарной помехой, то ее матрицу ВСПМ N_ƒΣ в [2] предлагают заменить на оценку ВСПМ суммарного (включающего слабый «полезный сигнал») векторного сигнала X_k с выходов антенны. Для этого на каждом цикле ПФ на каждой частоте ƒ_k измеряют попарные ВСПМ с выходов всех приемников в виде таблиц размерности М×М и сглаживают все элементы в скользящем временном окне из заданного числа последовательных циклов ПФ, получая таблицы оценок попарных ВСПМ всех элементов ПС

на каждой частоте на момент текущего цикла ПФ. На каждом очередном цикле ПФ векторного сигнала X_k каждую таблицу оценок попарных ВСПМ подвергают известному преобразованию «обращение матрицы» [3]

и суммируют по индексу mn с умножением каждого элемента на коэффициент компенсации времен прихода сигнала к m-му и n-му приемникам с предполагаемого направления. Затем суммируют по частоте ƒ_k в пределах заданного диапазона с умножением на коэффициент заданной частотной характеристики h_k, повторяют все эти действия для дискретных направлений в секторе обзора и выдают на индикатор. Обнаружение производят по появлению сигнальной отметки (СО) и сравнению ее с заданным порогом, а направление определяют по положению экстремума СО на шкале направлений. Преимуществами этого способа являются уменьшение влияния суммарного поля фонового шума и локальных помех, отсутствие необходимости априорных знаний о свойствах поля суммарной помехи и расположении локальных помех, причем чем сильнее мешающий источник, тем глубже он подавляется. Недостатками способа являются следующие: способ применим для приема сигнала от неподвижного источника и приемной системы и предполагает статическое интегрирование, которое при переменных координатах источников и приемника приводит к ошибкам их оценок из-за инерционности накопителя, что снижает эффективность решения последующих задач: трассового анализа, определения параметров движения объекта, классификации и пр. Способ может быть использован только для определения одной координаты: угла прихода сигнала с плоским волновым фронтом, в то время как пассивная локация в принципе работает в зоне со сферическим или цилиндрическим фронтом и ее целью является определение и направления и дальности (в общем случае также и угла места). Для пассивной локации этот метод не может быть использован, т.к. не предназначен для работы с криволинейным фронтом поля источника и определения всех координат, тем не менее он содержит полезный способ приближенной фильтрации когерентной составляющей помехи.A known adaptive method for detecting a weak signal by an antenna from M receivers and determining the direction to the radiation source against the background of the total noise, including isotropic noise, anisotropic components and local noise sources [2]. Because the method of optimal reception when detecting a broadband signal [1] suggests that the matrix of the mutual spectrum of the power density (VSPM) of the total interference N _ƒΣ at the outputs of the receiving system (PS) is known or determined in some way during the reception, then it is proposed to use it in this method approximate estimate. In particular, if the detected signal is weak in comparison with the total noise, then it is proposed to replace its VSPM matrix N _ƒΣ in [2] with the VSPM estimate of the total (including a weak “useful signal”) vector signal X _k from the antenna outputs. For this, at each PF cycle at each frequency ƒ _k, pairwise HSPMs from the outputs of all receivers are measured in the form of tables of dimension M × M and smooth all the elements in a sliding time window from a given number of consecutive PF cycles, obtaining tables of estimates of pairwise HSPMs of all PS elements

at each frequency at the time of the current PF cycle. At each next PF cycle of the vector signal X _k, each table of estimates of pairwise VSPM is subjected to the well-known transformation "matrix inversion" [3]

and summed by the index mn with the multiplication of each element by a compensation factor for the times of arrival of the signal to the mth and nth receivers from the intended direction. Then they summarize over the frequency ƒ _k within a given range with multiplication by a coefficient of a given frequency response h _k , repeat all these steps for discrete directions in the field of view and give them to an indicator. Detection is made by the appearance of a signal mark (CO) and its comparison with a given threshold, and the direction is determined by the position of the extremum of CO on the scale of directions. The advantages of this method are the reduction of the influence of the total background noise field and local noise, the absence of the need for a priori knowledge about the properties of the total noise field and the location of local noise, the stronger the interfering source, the deeper it is suppressed. The disadvantages of the method are as follows: the method is applicable for receiving a signal from a fixed source and a receiving system and involves static integration, which, with variable coordinates of the sources and the receiver, leads to errors in their estimates due to the inertia of the drive, which reduces the efficiency of solving the following problems: trace analysis, determination parameters of the object’s movement, classification, etc. The method can only be used to determine one coordinate: the angle of arrival of the signal with a flat wave front, while the passive location basically works in the area with a spherical or cylindrical front and its purpose is to determine the direction and range (in general, also elevation). For passive location this method cannot be used, because It is not intended to work with a curvilinear front of the source field and to determine all coordinates, nevertheless, it contains a useful method for approximate filtering of the coherent component of the noise.

Известен «Способ пассивного определения координат источников излучения» [4], содержащий прием сигналов с круговым волновым фронтом приемной системой (ПС) из М антенн (М≥3), расположенных в пространстве известным образом, предварительную обработку, двухкоординатный индикатор с координатной сеткой размером P×Q, с интервалом между ее узлами δ_α и δ_D соответственно. В каждом pq-м узле координатной сетки определяют суммарные по индексу mn значения попарных взаимно-корреляционных функций C_mn(τ_mn(α_p, D_q)) всех mn-х пар антенн, накопленные за заданное время Т_н и определяют координаты максимума сигнальной отметки на индикаторе α и D по ее положению на координатных шкалах индикатора. Недостатком данного способа является то, что в нем используется статическое накопление, жестко привязанное к координатной сетке индикатора и при движущемся источнике и/или носителе приемной системы и большом времени накопления Т_н возникают значительные динамические ошибки определения координат из-за инерционности накопителя, зависящие от скорости относительного перемещения источника и приемников. Другим недостатком является искажение формы сигнальной отметки на индикаторе и смещение положения ее максимума в присутствии сильных мешающих источников излучения.The well-known "Method of passive determination of the coordinates of radiation sources" [4], comprising receiving signals with a circular wavefront by a receiving system (PS) of M antennas (M≥3) located in space in a known manner, preliminary processing, a two-coordinate indicator with a coordinate grid of size P × Q, with an interval between its nodes δ _α and δ _D, respectively. In each pqth node of the coordinate grid, the total mn values of pairwise cross-correlation functions C _mn (τ _mn (α _p , D _q )) of all mn-x antenna pairs are accumulated over a given time T _n and determine the coordinates of the signal maximum marks on the indicator α and D according to its position on the coordinate scales of the indicator. The disadvantage of this method is that it uses static accumulation, rigidly tied to the coordinate grid of the indicator and with a moving source and / or carrier of the receiving system and a long accumulation time T _n , significant dynamic errors in determining coordinates occur due to the inertia of the drive, depending on the speed relative movement of source and receivers. Another disadvantage is the distortion of the shape of the signal mark on the indicator and the displacement of its maximum in the presence of strong interfering radiation sources.

Наиболее близким по совокупности общих признаков к предлагаемому способу является «Способ пассивного определения координат движущегося источника излучения» [5], содержащий: приемную систему (ПС) с М антеннами, М≥3, расположенными в пространстве известным образом, предварительную обработку, включающую: преобразование акустических сигналов в электрические, синхронную дискретизацию, цифровое преобразование, циклическое дискретное преобразование выборок сигналов антенн объемом N_ПФ в массивы спектральных частотных отсчетов X_m(ƒ_k) в полосе приема ƒ_н≤ƒ_k≤ƒ_в (преобразование Фурье), наблюдение сигнальных отметок (СО) источников излучения в заданном секторе углов и интервале дальностей, включающее наведение визира на СО по координатной сетке «направление-дальность» индикатора обзора (например, по известному способу [4] и дискриминацию (различение отклонения от опорного уровня по знаку и величине) текущих оценок координат от истинного положения источника. При дискриминации измеряемых параметров α_s, D_s сигнал на выходе дискриминаторов является функцией (по α_s в некоторых пределах линейной, по D_s - существенно нелинейной) величины отклонения текущего направления α_t, от α_s и дальности D_t от D_s с обратной связью на фокусирование ПС по направлению и дальности и далее динамическое сглаживание до требуемого времени осреднения. Текущие оценки

,

определяют корректируя α_опi, D_опi на оценки величин δ_αi, δ_Di соответственно, а текущие координаты источника излучения α_S(t_i), D_S(t_i) на момент i-го цикла и прогноз опорных значений α_опi+1, D_опi+1 на следующий (i+1)-й цикл определяют по результатам динамического сглаживания [6] последовательностей оценок координат на предыдущих циклах, включая i-й цикл. Ввиду того, что сечения СО: по направлению симметричное, а по дальности асимметричное [7], выходные характеристики дискриминаторов имеют вид: по направлению - антисимметрична, а по дальности - асимметрична, в способе-прототипе описаны способы дискриминации отклонений по направлению и по дальности. Метод дискриминации отклонений по направлению δ_αi: на каждом i-м цикле ПФ определяют комплексные взаимные спектры плотности мощности (ВСПМ) сигналов всех пар антенн и суммируют по частоте ƒ_k мнимые части ВСПМ каждой mn-й пары антенн в полосе приема [ƒ_н, ƒ_в] с умножением каждого слагаемого на коэффициент частотной характеристики h_k, на частоту ƒ_k и на коэффициент компенсации разности времен прихода сигнала от ОТ к центрам антенн каждой mn-й пары e_kmni=exp(-j2πƒ_k τ_mni(α_опi, D_опi, r_m, r_n)), определяя τ_mni по формулам тригонометрии с использованием координат ОТ i-го шага и координат центров антенн r_m, r_n. В результате получают для каждой mn-й пары суммарные величины c_1mnj i-го цикла ПФ на i-м шаге, затем суммируют по частоте ƒ_k вещественные части ВСПМ с умножением каждого слагаемого на h_k, на коэффициент компенсации e_kmni и на квадрат частоты

получая для каждой пары суммарную величину c_2mni, затем определяют отклонение по α, а именно δ_αi, суммируя по индексу mn величины c_1mni с весовыми коэффициентами w_αmni, равными производной по α разности времен распространения τ_mni(α_опi, D_опi), получая величину c_1i, которую делят на сумму по индексу mn величин c_2mni с тем же весовым коэффициентом в квадрате

, получая c_2i. Затем выполняют осреднение оценок отклонения δ_αi по j=1, 2, … J циклам ПФ, получая малоосредненную оценку отклонения δ_αj. Метод дискриминации отклонений по дальности δ_Di предлагается следующим: используют М_п=(М²-М)/2 нечетных попарных взаимно-корреляционных функций (НВКФ) сигналов антенн

на дискретной шкале задержек τ, для чего комплексные частотные элементы ВСПМ каждой mn-й пары антенн j-го цикла умножают на коэффициент заданной частотной характеристики h_k (например, эккартовской [1, с. 76-79], прямоугольной, выбеливающей и др., по выбору разработчика) и на частоту ƒ_k, выполняют их осреднение за J циклов ПФ (отдельно для реальной и мнимой части), затем сканируют величину D=D_p по р=±1, 2, … в окрестностях D_опi, определяя в каждой точке сканирования значения τ_mni(α_опi, D_p), весовые коэффициенты w_Dmnip, равные производной ∂τ_mni(α_опi, D_p)/∂D. Затем определяют значение z_i(D) в каждой точке сканирования путем считывания значений

в точках τ=τ_mni(α_опi, D_p), и суммирования их по индексу mn в каждой точке D_p с весовым коэффициентом w_Dmnip, причем, если значения τ_mni(α_опi, D_p) не совпадают с дискретными значениями τ_q шкалы временных задержек, используют интерполяцию

между дискретными значениями τ_q, находят положение нулевого значения z_i(D) на шкале D, а отклонение δ_Di определяют по отстоянию нулевой точки z(D)=0 от опорного значения D_опi. Определив оценки текущих координат источника излучения

на момент i-го цикла и прогноз опорных значений α_опi+1, D_опi+1 на следующий (i+1)-й цикл, назначают их координатами опорной точки (ОТ) на следующий цикл и повторяют изложенную схему, а фокусировка ПС в опорную точку является обратной связью следящей системы. Преимуществом данного способа является определение координат - направления и дальности движущегося объекта в зоне Френеля поля источника в динамическом режиме слежения и осреднения оценок. Недостатком этого способа является смещение оценки измеряемых параметров (направления и, особенно, дальности) при наличии других источников излучения и анизотропных составляющих поля помехи из-за интерференции полей излучателей на приемниках и антеннах ПС.Closest to the combination of common features to the proposed method is the "Method of passive determination of the coordinates of a moving radiation source" [5], comprising: a receiving system (PS) with M antennas, M≥3, located in space in a known manner, preliminary processing, including: conversion acoustic signals into electrical, synchronous sampling, digital conversion, cyclic discrete conversion of samples of signals of antennas of volume N _PF to arrays of spectral frequency samples X _m (ƒ _k ) in the reception band ƒ _н ≤ƒ _k ≤ƒ _in (Fourier transform), observation of signal marks (СО) of radiation sources in a given sector of angles and range of distances, including pointing the sight at CO along the “direction-range” coordinate grid of the viewing indicator (for example, according to the known method [4] and discrimination (distinguishing deviations from the reference level by sign and value) current estimates of coordinates from the true position of the source. For α _s , D _{s, the} signal at the discriminator output is a function (for α _s within some linear, for D _s is substantially non-linear) the deviation of the current direction α _t from α _s and the distance D _t from D _s with focus feedback PS in direction and range and then dynamic smoothing to the required averaging time. Current grades

,

determined by correcting α _opi , D _opi for estimates of δ _αi , δ _Di, respectively, and the current coordinates of the radiation source α _S (t _i ), D _S (t _i ) at the time of the i-th cycle and the forecast of reference values α _{opi + 1} , D _{opi + 1} for the next (i + 1) th cycle is determined by the results of dynamic smoothing [6] of sequences of coordinate estimates on previous cycles, including the i-th cycle. Due to the fact that the CO section: is symmetrical in direction and asymmetric in range [7], the output characteristics of discriminators are: in direction - antisymmetric and asymmetric in range, the prototype method describes methods for discriminating deviations in direction and range. The method of discrimination of deviations in the direction δ _αi : on each i-th PF cycle, complex mutual power density spectra (HPSM) of the signals of all antenna pairs are determined and the imaginary parts of the HSSM of each mnth antenna pair in the reception band are summed over the frequency ƒ _k [ƒ _n , ƒ _c ] with the multiplication of each term by the coefficient of the frequency characteristic h _k , by the frequency ƒ _k and by the compensation coefficient of the difference in the times of arrival of the signal from the OT to the centers of the antennas of each mn-th pair e _kmni = exp (-j2πƒ _k τ _mni (α _opi , D _opi , r _m , r _n )), determining τ _mni using trigonometry formulas using the coordinates of the ith step and the coordinates of the centers of the antennas r _m , r _n. As a result, for each _mnth pair, the total values c _{1mnj of the} i-th PF cycle are obtained at the i-th step, then the material parts of the PTSM are summed over the frequency ƒ _k with multiplying each term by h _k , by the compensation coefficient e _kmni and by the square of the frequency

receiving the total value c _2mni for each pair, then determine the deviation with respect to α, namely δ _αi , summing the values of c _1mni with _mn with the weight coefficients w _αmni equal to the derivative with respect to α of the propagation time difference τ _mni (α _opi , D _opi ), getting the value of c _1i , which is divided by the sum of the index mn of the values of c _2mni with the same weight coefficient squared

getting c _2i . Then, the estimates of the deviation δ _αi are averaged over j = 1, 2, ... J PF cycles, obtaining a low-average estimate of the deviation δ _αj . The method of discrimination of deviations in range δ _{Di is} proposed as follows: use M _p = (M ² -M) / 2 odd pairwise cross-correlation functions (NVKF) of the antenna signals

on a discrete delay scale τ, for which the complex frequency elements of the HSPM of each mnth pair of antennas of the jth cycle are multiplied by the coefficient of a given frequency response h _k (for example, Eckart [1, p. 76-79], rectangular, whitening, etc. , at the choice of the developer) and the frequency ƒ _k , they are averaged over J PF cycles (separately for the real and imaginary parts), then the value D = D _{p is} scanned for p = ± 1, 2, ... in the vicinity of D _opi , determining in values of τ _mni (α _opi , D _p ), weighting coefficients w _Dmnip equal to the derivative ∂τ _mni (α _opi , D _p ) / ∂D for each scan point. Then determine the value of z _i (D) at each scan point by reading the values

at the points τ = τ _mni (α _opi , D _p ), and summing them over the index mn at each point D _p with the weight coefficient w _Dmnip , and if the values of τ _mni (α _opi , D _p ) do not coincide with the discrete values of τ _q time delay scales using interpolation

between the discrete values of _{q q} , find the position of the zero value z _i (D) on the scale D, and the deviation δ _Di is determined by the distance of the zero point z (D) = 0 from the reference value D _opi . Having determined the estimates of the current coordinates of the radiation source

at the time of the i-th cycle and the forecast of the reference values α _{opi + 1} , D _{opi + 1} for the next (i + 1) -th cycle, assign them the coordinates of the reference point (OT) for the next cycle and repeat the above scheme, and focusing the PS in the reference point is the feedback of the tracking system. The advantage of this method is the determination of the coordinates — the direction and distance of the moving object in the Fresnel zone of the source field in the dynamic mode of tracking and averaging estimates. The disadvantage of this method is the bias in the assessment of the measured parameters (direction and, especially, range) in the presence of other radiation sources and anisotropic components of the interference field due to interference of the emitter fields at the PS receivers and antennas.

Задачей изобретения является пассивное следящее определение координат движущегося слабого источника излучения М-антенной приемной системой в зоне Френеля, в первую очередь дальности, с подавлением влияния суммарного поля помехи, в том числе его анизотропных составляющих и локальных мешающих источников.The objective of the invention is a passive tracking determination of the coordinates of a moving weak radiation source with an M-antenna receiving system in the Fresnel zone, primarily range, with the suppression of the influence of the total interference field, including its anisotropic components and local interfering sources.

Техническим результатом предлагаемого изобретения является повышение точности определения координат движущегося источника излучения в присутствии когерентных составляющих помехи и эффективности решения последующих задач, таких, как определение параметров движения источника и классификации, обеспечение безопасности и др. благодаря устранению составляющих смещения оценки координат, зависящих от наличия анизотропных помех и мешающих источников излучения.The technical result of the invention is to increase the accuracy of determining the coordinates of a moving radiation source in the presence of coherent components of the interference and the efficiency of solving subsequent problems, such as determining the parameters of the source’s movement and classification, ensuring safety, etc. by eliminating the components of the coordinate estimation offset, depending on the presence of anisotropic interference and interfering radiation sources.

Для обеспечения указанного технического результата в способ пассивного определения координат движущегося источника излучения, содержащий прием сигналов М антеннами, М≥3, расположенными в пространстве известным образом, предварительную обработку (ПО) в каналах приема, включающую преобразование акустических сигналов в электрические, синхронную дискретизацию, цифровое преобразование, циклическое (по i) дискретное преобразование Фурье (ПФ) временных выборок сигналов антенн объемом N_пф в массивы спектральных комплексных частотных отсчетов X_mi(ƒ_k) в полосе приема ƒ_н≤ƒ_k≤ƒ_в, k=k_н÷k_в, наблюдение сигнальных отметок (СО) источников излучения в заданном секторе углов и интервале дальностей, например по способу [4], включающее индикацию и наведение визира на СО источников излучения и в точку предполагаемого расположения слабого источника - «опорную точку» (ОТ), фазирование антенн в направлениях от их центров на ОТ, циклическое измерение текущих координат источника излучения α_s(t_j), D_s(t_j) на момент t_j и прогноз опорных значений α_опj+1, D_опj+1 на следующий (j+1)-й шаг по результатам динамического сглаживания полученных оценок координат, введены новые признаки, а именно: на каждом j-ом цикле измерений, включающем Н циклов ПФ сигналов приемников ПС, определяют величины отклонения δ_αj, δ_Dj текущих координат ОТ α_от(t_j), D_от(t_j) от искомых текущих координат источника α_s(t_j), D_s(t_j), используя последовательность Н предыдущих циклов ПФ сигналов X_m(i-j)(ƒ_k) с выходов М фазированных антенн (i - номер очередного цикла ПФ, i=0, 1, 2, … Н, m - номер антенны, k - номер частотного элемента ПФ, k_н<k<k_в, k_н,k_в - номера граничных элементов ПФ в диапазоне приема, k_в-k_н=К, ƒ_k - дискретная частота, соответствующая k-му элементу ПФ,), измеряя на каждом i-м цикле ПФ попарные взаимные спектры плотности мощности (ВСПМ) G_ik=[g_mnik], получая на каждой частоте ƒ_k таблицы элементов ВСПМ выходных сигналов всех пар антенн, осредняют элементы этих таблиц по Н предыдущим циклам ПФ

и применяют к ним известное [3] преобразование «обращение матрицы», получая новые таблицы обращенных измерений

Величину отклонения по направлению δ_αj определяют, путем измерения величины дискриминации

и нормирующей величины

а величину отклонения по дальности δ_Dj, определяют путем нахождения нулевого значения величины дискриминации по дальности

на шкале дальностей D, используя таблицы обращенных измерений B_kj и расчеты времен распространения сигнала от ОТ к центрам антенн t_отmj, разностей времен распространения сигнала от ОТ к m-й и n-й антеннам τ_mnj и весовых коэффициентов

и

учитывающих геометрию системы «источник-ПС», затем корректируют α_опj, D_опj на величину δ_αj, δ_Dj соответственно, а текущие оценки координат источника излучения

,

на момент t_j и прогноз опорных значений α_оп(j+1), D_оп(j+1) на следующий (j+1)-й шаг определяют по результатам динамического сглаживания последовательности оценок координат [6].To ensure the specified technical result in a method for passively determining the coordinates of a moving radiation source, comprising receiving signals with M antennas, M≥3 located in space in a known manner, preliminary processing (PO) in the receiving channels, including the conversion of acoustic signals into electrical, synchronous sampling, digital transform, a cyclic (for i) a discrete Fourier transform (PD) time samples signals antennas volume _pf n in arrays of complex frequency samples of spectral X _mi (ƒ _k) in the receive band ƒ _n ≤ƒ _k ≤ƒ _in, k = k _n ÷ k _c , observation of signal marks (СО) of radiation sources in a given sector of angles and range of ranges, for example, according to the method [4], including indication and guidance of the sight on the CO of radiation sources and to the point of the supposed location of a weak source - “reference point” (OT), phasing of antennas in directions from their centers to the OT, cyclic measurement of the current coordinates of the radiation source α _s (t _j ), D _s (t _j ) at the time t _j and the forecast of the reference values α _{opj + 1,} D _{opj + 1} to the next (j + 1) -th step according to the results of dynamic smoothing of the obtained coordinate estimates, new features were introduced, namely: on each j-th measurement cycle, including N cycles of PF signals of PS receivers, the deviations δ _αj , δ _{Dj of the} current coordinates FROM α _from (t _j ), D _from (t _j ) from the desired current coordinates of the source α _s (t _j ), D _s (t _j ), using the sequence H of the previous PF signal cycles X _{m (ij)} (ƒ _k ) from the outputs of the M phased antennas (i is the number of the next PF cycle, i = 0, 1, 2, ... N, m is the antenna number, k is the number of the frequency element of the FS, k _n <k <k _in , k _n , k _in are the numbers of the boundary elements of the FS in the reception range, k _in -k _n = K, ƒ _k is the discrete frequency corresponding to k- element of the PF,), measuring at each ith cycle of the PF, pairwise mutual power density spectra (GSPM) G _ik = [g _mnik ], receiving tables of the GSPM elements of the output signals of all antenna pairs at each frequency ƒ _k , average these elements x tables on N previous PF cycles

and apply to them the well-known [3] transformation “matrix inversion”, getting new tables of inverted measurements

The deviation in the direction δ _αj is determined by measuring the amount of discrimination

and normalizing value

and the magnitude of the deviation in range δ _Dj , is determined by finding the zero value of the magnitude of range discrimination

on the range scale D, using the tables of inverse measurements B _kj and calculations of signal propagation times from OT to antenna centers t from _mj , differences of signal propagation times from OT to mth and nth antennas τ _mnj and weight coefficients

and

taking into account the geometry of the source-PS system, then adjust α _opj , D _opj by δ _αj , δ _Dj, respectively, and the current estimates of the coordinates of the radiation source

,

at the moment t _j and the forecast of the reference values α _{op (j + 1)} , D _{op (j + 1)} to the next (j + 1) th step is determined by the results of dynamic smoothing of the sequence of coordinate estimates [6].

Элементы ВСПМ таблиц G_ik=[g_mnik] на частоте ƒ_k могут быть получены путем попарного перемножения k-х составляющих Фурье-изображения выходных сигналов сфокусированных m-ой и n-ой антенн

и сглаживания (отдельно мнимые и вещественные части элементов) за заданное разработчиком (исходя из заданных параметров скорости взаимного перемещения источника и ПС) число Н циклов ПФ (полученных в моменты t_i-J, …, t_i-2, t_i-1, t_i) известными методами сглаживания последовательностей: «в скользящем окне», рекурррентными и др. методами [8].PPSF elements of the tables G _ik = [g _mnik ] at a frequency ƒ _k can be obtained by pairwise multiplying the k-th components of the Fourier image of the output signals of the focused m-th and n-th antennas

and smoothing (separately imaginary and real parts of the elements) for the number of H cycles of the PF (obtained at the moments t _iJ , ..., t _i-2 , t _i-1 , t _i specified by the developer (based on the given parameters of the speed of mutual movement of the source and PS) ) by known methods of smoothing sequences: “in a sliding window”, recurrent, etc. methods [8].

Таблица оценок попарных ВСПМ G_ik=[g_mnik] может быть сформирована из (М²-М)/2 попарных значений произведений выходных сигналов x_mik каждой m-ой антенны с сопряженными выходными сигналами

каждой n-й антенны, при m,n=1…М, но m<n, после чего каждую полученную треугольную таблицу

преобразуют в квадратную таблицу G_jk=[g_mnjk] размерности М×М путем заполнения ячеек правого верхнего треугольника таблицы G_jk элементами таблицы

а ячеек нижнего левого треугольника сопряженными значениями:

а диагональные элементы g_mmjk равны квадратам модуля выходных сигналов m-х антенн, затем преобразуют каждую таблицу G_jk методом обращения

где черта сверху - знак осреднения, (

) - знак дефиниции.The table of estimates of pairwise VSPM G _ik = [g _mnik ] can be formed from (M ² -M) / 2 pairwise values of the products of the output signals x _{mik of} each m-th antenna with associated output signals

of each nth antenna, with m, n = 1 ... M, but m <n, after which each triangular table obtained

transform into a square table G _jk = [g _mnjk ] of dimension M × M by filling the cells of the upper right triangle of the table G _jk with table elements

and the cells of the lower left triangle with conjugate values:

and the diagonal elements g _mmjk are equal to the squares of the output module of the m-x antennas, then each table G _{jk is} converted by the inversion method

where the bar above is the averaging sign, (

) is a sign of definition.

Для корректировки координат ОТ и определения величин отклонения текущих оценок от искомого направления и дальности до источника, формируют таблицы М×М разностей времен распространения сигнала от ОТ t_mотj и t_nотj к центрам m-й и n-й антенн τ_mni=t_mотi-t_nотi (с учетом того, что τ_nmj=-τ_mnj) и таблицы весовых коэффициентов для определения направления

и

используя текущие координаты центров антенн r_mi и ОТ и скорость распространения звука.To adjust the coordinates of the RT and determine the deviation of the current estimates from the desired direction and distance to the source, form tables M × M of the differences in the propagation times of the signal from the RT t _motj and t _notj to the centers of the mth and nth antennas τ _mni = t _moti - t _ni (taking into account that τ _nmj = -τ _mnj ) and weighting tables for determining the direction

and

using the current coordinates of the centers of the antennas r _mi and OT and the speed of sound propagation.

Величина отклонения направления δ_αj может быть определена путем нахождения дискриминационной величины

и деления ее на нормирующую величину

.The direction deviation δ _αj can be determined by finding the discriminatory value

and dividing it by a normalizing value

.

Дискриминационную величину

можно определить путем суммирования по индексу mn элементов каждой k-й таблицы обращенных элементов ВСПМ B_jk=[b_mnjk] с умножением каждого слагаемого на свой mn-й весовой коэффициент для направления

и на коэффициент компенсации разности времен прихода сигнала к m-й и n-й антеннам τ_mnj, равный e_mnj=exp(-j2πƒ_kτ_mnj), а затем суммирования по частоте ƒ_k (т.е. по k) с умножением каждого слагаемого на коэффициент частотной характеристики h_k и на частоту ƒ_k.Discriminatory value

can be determined by summing over the index mn of the elements of each k-th table of inverted elements of the GSPM B _jk = [b _mnjk ] with multiplying each term by its own mn-th weight coefficient for the direction

and by the coefficient of compensation of the difference in the times of arrival of the signal to the mth and nth antennas τ _mnj equal to e _mnj = exp (-j2πƒ _k τ _mnj ), and then summing over the frequency ƒ _k (i.e., over k) with multiplication of each term on the coefficient of the frequency characteristic h _k and on the frequency ƒ _k .

Нормирующую величину

можно определить путем суммирования по индексу mn элементов каждой k-й таблицы обращенных элементов ВСПМ B_jk=[b_mnjk] с умножением каждого слагаемого на квадрат mn-го весового коэффициента

и на коэффициент компенсации τ_mnj, равный e_mnj-exp(-j2πƒ_kτ_mnj), а затем суммирования по частоте ƒ_k с умножением каждого слагаемого на коэффициент частотной характеристики h_k и на квадрат частоты ƒ_k.Normalizing value

can be determined by summing over the index mn of the elements of each k-th table of inverted elements of the SCSP B _jk = [b _mnjk ] with multiplying each term by the square of the mnth weight coefficient

and by the compensation coefficient τ _mnj equal to e _mnj -exp (-j2πƒ _k τ _mnj ), and then summing over the frequency ƒ _k with multiplying each term by the coefficient of the frequency characteristic h _k and by the square of the frequency ƒ _k .

Для определения величины отклонения δ_Dj текущей оценки дальности до ОТ

от искомой D_sj можно использовать сканирование величины D=D_p=D_опj±рΔ_D по р=1, 2, … с заданным шагом Δ_D в окрестностях D_опj при фиксированном

рассчитывая в каждой точке сканирования р значения τ_mnp(α_опj, D_p), весовые коэффициенты

и значение z_pj(D_pj), для чего суммируют по индексу mn элементы каждой k-й таблицы обращенных элементов ВСПМ B_jk=[b_mnjk] с умножением каждого слагаемого на свой mn-й весовой коэффициент для дальности

и на коэффициент компенсации τ_mnp, равный e_mnp=exp(-j2πƒ_kτ_mnp), а затем суммируют по частоте ƒ_k (т.е. по k) с умножением каждого слагаемого на коэффициент частотной характеристики h_k и на частоту ƒ_k. Сканируя таким образом по р, находят положение нулевого значения z_pj(D_pj) на шкале D (используя интерполяцию), а отклонение δ_Dj определяют по отстоянию нулевой точки z_pj(D_pj)=0 от опорного значения D_опj.To determine the deviation δ _{Dj of the} current estimate of the distance to the OT

from the desired D _sj, you can use the scan of the value D = D _p = D _opj ± pΔ _D for p = 1, 2, ... with a given step Δ _D in the vicinity of D _opj for a fixed

calculating at each scan point p the values of τ _mnp (α _opj , D _p ), weight coefficients

and the value z _pj (D _pj ), for which sum mn the elements of each k-th table of inverted elements of the PTSB B _jk = [b _mnjk ] are _summarized by multiplying each term by its own mn-th weight coefficient for the range

and by the compensation coefficient τ _mnp equal to e _mnp = exp (-j2πƒ _k τ _mnp ), and then summed over the frequency ƒ _k (i.e., k) with each term multiplied by the frequency response coefficient h _k and the frequency ƒ _k . By scanning in this way along p, the position of the zero value z _pj (D _pj ) is found on the scale D (using interpolation), and the deviation δ _Dj is determined by the distance of the zero point z _pj (D _pj ) = 0 from the reference value D _opj .

Затем можно корректировать координаты опорной точки α_опj, D_опj на величину δ_αj, δ_Dj соответственно:

и использовать оценки

,

как последнее измерение последовательности предыдущих измерений для динамического сглаживания, применяя какой-либо из известных методов динамического сглаживания последовательностей [2], определяя таким образом текущие сглаженные оценки координат источника излучения

,

на момент t_j и прогноз опорных значений α_оп(j+1), D_оп(j+1) на следующий (j+1)-й цикл измерений которые используют для нового фазирования антенн, осуществляя таким образом функцию обратной связи следящего измерения координат движущегося слабого источника в поле, содержащем сильные мешающие когерентные составляющие.Then you can adjust the coordinates of the reference point α _opj , D _opj by the value of δ _αj , δ _Dj, respectively:

and use estimates

,

as the last measurement of the sequence of previous measurements for dynamic smoothing, using any of the known methods of dynamic smoothing of sequences [2], thus determining the current smoothed estimates of the coordinates of the radiation source

,

at the time t _j and the forecast of the reference values α _{op (j + 1)} , D _{op (j + 1)} for the next (j + 1) -th measurement cycle that are used for the new phasing of the antennas, thus performing the feedback function of the tracking coordinate measurement a moving weak source in a field containing strong interfering coherent components.

Введение новых признаков позволяет повысить точность определения координат движущегося слабого источника излучения пассивной приемной системой, что важно также для эффективности решения последующих задач, таких как определение параметров движения источника, классификации, обеспечения безопасности плавания и др., благодаря подавлению составляющих непредсказуемого смещения оценок координат, зависящих от наличия анизотропных помех и мешающих источников излучения и их взаимного расположения с ПС.The introduction of new features makes it possible to increase the accuracy of determining the coordinates of a moving weak radiation source by a passive receiving system, which is also important for the efficiency of solving subsequent problems, such as determining the parameters of the source’s movement, classification, navigation safety, etc., by suppressing the components of the unpredictable bias of coordinate estimates depending from the presence of anisotropic interference and interfering radiation sources and their mutual arrangement with PS.

Новизна предлагаемого решения по нашему мнению заключается в том, что каждую из М антенн широкоапертурной ПС фазируют в точку предполагаемого расположения интересующего источника и в обработку выходных сигналов антенн вводят операции приближенной пространственно-временной фильтрации (ПВФ) следующим образом. Известный из плосковолновой акустики оптимальный метод определения координаты θ (в нашем случае - направления α и дальности D) источника излучения можно представить как [1, с. 137]:The novelty of the proposed solution, in our opinion, lies in the fact that each of the M antennas of the wide-aperture PS is phased to the point of the proposed location of the source of interest and approximate spatial-temporal filtering (PVF) operations are introduced in the processing of the output signals of the antennas as follows. The optimal method for determining the coordinate θ (in our case, the direction α and range D) of the radiation source known from plane-wave acoustics can be represented as [1, p. 137]:

где первое слагаемое - опорное значение (точка «наведения» - ОТ), второе слагаемое - поправка δ_θ к θ_оп, определяемая из измерений поля X(t_i, θ-θ_оп), L_X(θ) - функция правдоподобия выборки X(θ), содержащая информацию об искомой координате θ. Можно показать [1], что числитель и знаменатель второго слагаемого может быть представлен в виде:where the first term is the reference value (the point of “guidance” is OT), the second term is the correction δ _θ to θ _opt determined from the measurements of the field X (t _i , θ-θ _opt ), L _X (θ) is the likelihood function of the sample X (θ) containing information about the desired coordinate θ. It can be shown [1] that the numerator and denominator of the second term can be represented as:

где G_k - матрица размерности М×М взаимных спектральных плотностей мощности (ВСПМ) на частоте ƒk суммарной составляющей шума и локальных и других когерентных помех на выходах антенн ПС без сигнала искомого источника, поэтому в общем случае неизвестная, V_k - фокусирующая квадратная матрица, диагональные элементы которой - коэффициенты, компенсирующие время распространения сигнала τ_mn к центрам антенн ПС, а остальные равны нулю, W - весовая матрица, учитывающая геометрию системы ПС - источник, элементы которой равны производной ∂τ_mn/∂θ.where G _k is an M × M matrix of mutual power spectral densities (VSPM) at a frequency ƒk of the total component of noise and local and other coherent interference at the outputs of the PS antennas without the signal of the sought source, therefore, in the general case, is unknown, V _k is the focusing square matrix, whose diagonal elements are coefficients that compensate for the propagation time of the signal τ _mn to the centers of the PS antennas, and the rest are equal to zero, W is the weight matrix taking into account the geometry of the PS system — the source, whose elements are equal to the derivative ∂τ _mn / ∂θ.

Поскольку ВСПМ помех без «полезного» сигнала неизвестны, применяют [2] приближенные методы измерения G_k, в частности, если уровень полезного (искомого) сигнала мал, а уровни когерентных составляющих локальных помех больше фонового шума, и время накопления Т достаточно велико (актуальная ситуация в практике), то оценку таблицы ВСПМ выходного векторного процесса

можно приближенно считать равной ВСПМ суммы составляющей шума и локальных помех, т.е.

. Тогда выражения (2) можно представить эквивалентным образом как:Since the HSPM of interference without a “useful” signal is unknown, approximate methods of measuring G _k are applied [2], in particular, if the level of the useful (desired) signal is small, and the levels of coherent components of local noise are more than background noise, and the accumulation time T is quite large (relevant situation in practice), then the evaluation of the table VSPM output vector process

can be approximately considered equal to the sum of the component of noise and local interference, i.e.

. Then expressions (2) can be represented in an equivalent way as:

где b_mnk - элементы таблицы М×М, обратной таблице оценок ВСПМ суммарного процесса с выходов антенн ПС

, m,n = 1, …, М, - номера антенн ПС; e_mnk=exp(-j2πƒτ_mn(α_оп, D_оп, r_m, r_n)) - коэффициент компенсации разности времен распространения сигнала τ_mn от точки α_оп, D_оп к центрам m-й и n-й антенн с координатами r_m, r_n, соответственно;

- весовой коэффициент, равный

, где θ в нашем случае - направление α или дальность D.where b _mnk are the elements of the table M × M, the inverse table of evaluations of the VSPM total process from the outputs of the antennas PS

, m, n = 1, ..., M, are the numbers of the antennas of the substation; e _mnk = exp (-j2πƒτ _mn (α _op , D _op , r _m , r _n )) is the coefficient of compensation of the difference in the propagation times of the signal τ _mn from the point α _op , D _op to the centers of the mth and nth antennas with coordinates r _m , r _n , respectively;

- weight coefficient equal to

, where θ in our case is the direction α or the range D.

Выражения (3) реализуют процедуры приближенно оптимальной обработки по выражениям (1, 2): пространственно-временную фильтрацию, фокусировку, попарное перемножение сигналов антенн, суммирование, временное и частотное осреднение. С точки зрения физики ПВФ принятого векторного процесса X_tk в виде

с одной стороны обеспечивает подавление всех источников когерентного излучения (в том числе и «полезного» сигнала, ожидаемого в точке α_оп, D_оп), с другой стороны, благодаря фокусировке e_mnk (α_оп, D_оп), сигнал источника, если он находится в этой точке, становится значимым на фоне подавленных других источников, а степень его дискриминации, благодаря ПВФ соседних направлений, существенно увеличивается по сравнению с традиционной обработкой (по прототипу), тем самым обеспечивая повышение точности определения координат и разрешающей способности как по направлению, так и по дальности.Expressions (3) implement approximate optimal processing procedures according to expressions (1, 2): spatio-temporal filtering, focusing, pairwise multiplication of antenna signals, summation, time and frequency averaging. From the point of view of PVF physics, the accepted vector process X _tk in the form

on the one hand, it suppresses all sources of coherent radiation (including the “useful” signal expected at the point α _op , D _op ), on the other hand, due to focusing e _mnk (α _op , D _op ), the source signal, if it located at this point, becomes significant against the background of suppressed other sources, and the degree of its discrimination, thanks to PVF of neighboring directions, significantly increases compared to traditional processing (according to the prototype), thereby providing increased accuracy in determining coordinates and resolution both in direction and and in range.

Сущность предполагаемого изобретения поясняется фигурами 1÷3.The essence of the alleged invention is illustrated by figures 1 ÷ 3.

На фиг. 1 изображена схема устройства, реализующего предлагаемый способ определения координат слабого движущегося источника, на фиг. 2 и 3 приведены результаты численного эксперимента, иллюстрирующие примеры сопровождающего определения двух координат слабого движущегося источника (СИ) на фоне сильного мешающего источника когерентного излучения (МИ) способом - прототипом и предлагаемым способом при двух соотношениях уровня МИ и СИ.In FIG. 1 shows a diagram of a device that implements the proposed method for determining the coordinates of a weak moving source, FIG. Figures 2 and 3 show the results of a numerical experiment illustrating examples of the accompanying determination of the two coordinates of a weak moving source (SI) against a background of a strong interfering source of coherent radiation (MI) using the prototype method and the proposed method with two MI and SI level ratios.

На фиг. 1: 1 БПС ПО - блок приемной системы с модулями предварительной обработки сигналов М антенн А₁÷A_m, m=1, …, М; 2 БФН - блок формирования направленности антенн; 3 БВСПМ - блок оценки попарных ВСПМ всех антенн C_mnk; 4 БТСПМ - блок накопления ВСПМ и формирования квадратных таблиц спектров плотности мощности:

; 5 БОТ - блок преобразования (обращения) таблиц ВСПМ:

; 6 БДα - блок суммирования в канале дискриминации направления

7 БНα - блок суммирования в канале нормирования

; 8 БД_D - блок суммирования в канале дискриминации дальности

; 9 БДСα - блок динамического сглаживания последовательности оценок направления; 10 БДС_D - блок динамического сглаживания последовательности оценок дальности (9 и 10 - программируемые процессоры); 11 БВ - блок вычислителя (программируемый процессор); 12 БУ - блок управления (программируемый контроллер).In FIG. 1: 1 BPS software - receiver system unit with signal preprocessing modules M antennas A ₁ ÷ A _m , m = 1, ..., M; 2 BFN - unit for directing antennas; 3 BVSPM - block evaluation pairwise VSPM all antennas C _mnk ; 4 BTSPM - block accumulation of VSPM and the formation of square tables of power density spectra:

; 5 BOT - block conversion (treatment) tables VSPM:

; 6 DBα - block summation in the channel discrimination direction

7 BNα - block summation in the channel normalization

; 8 DB _D - block summation in the range discrimination channel

; 9 BDSα - a block of dynamic smoothing of the sequence of direction estimates; 10 BDS _D - block dynamic smoothing sequence of range estimates (9 and 10 - programmable processors); 11 BV - calculator unit (programmable processor); 12 BU - control unit (programmable controller).

На Фиг. 2 и 3: а - индикаторная картина по способу [4] в координатах: направление (ось х) - дальность (ось у), б - индикаторный массив а в аксонометрии; 13 - максимум сигнальной отметки МИ на индикаторной картине,; 14 - истинная траектория СИ от точки 15 к точке 16; 17 - траектория слабого источника по оценкам координат способом-прототипом [5]; 18 - траектория слабого источника по оценкам координат предлагаемым способом.In FIG. 2 and 3: a - indicator pattern according to the method [4] in the coordinates: direction (x axis) - range (y axis), b - indicator array a in axonometry; 13 - maximum signal mark MI in the indicator picture; 14 - true SI trajectory from point 15 to point 16; 17 - the trajectory of a weak source according to coordinate estimates by the prototype method [5]; 18 - the trajectory of a weak source according to the coordinates of the proposed method.

Реализацию предлагаемого способа пассивного определения координат источника гидроакустического излучения удобно показать на примере работы устройства, схема которого изображена на фиг. 1. Приемная система ПС из М антенн (А₁÷А_М) по N_пр элементов каждая принимает акустические сигналы, содержащие распределенные шумы акватории и шумы локальных источников излучения, преобразует их в электрические сигналы и подвергает предварительной обработке в блоке БПС ПО 1, включающей: синхронную дискретизацию, цифровое преобразование, циклическое дискретное преобразование Фурье в полосе приема ƒ_н≤ƒ_k≤ƒ_в. Количество сигнальных выходов БПС ПО М×N_пр, в частотной области с К частотными элементами циклического ПФ в заданной полосе приема. Эти сигналы поступают на входы блока БФН 2 формирования направленности (ФН) каждой антенны на точку α_m(α_оп, D_оп), координаты которой в начале поступают из блока управления БУ 12 как точки наведения наблюдателем, использующим индикатор по способу [4], представленного на фиг. 2 и 3, и/или другие данные, а затем циклически поступают из вычислителя БВ 11, решающего задачу определения направления от центра каждой антенны на ОТ для данного цикла измерения координат в соответствии с результатами динамического сглаживания в блоках БДСα 9 и БДС_D 10 последовательностей измерений на предыдущих циклах. На выходе БФН 2 и входе ВСПМ 3 имеет место М суммарных сигналов антенн по К комплексных частотных элементов ПФ.The implementation of the proposed method for the passive determination of the coordinates of the source of hydroacoustic radiation is conveniently shown by the example of the operation of the device, a diagram of which is shown in FIG. 1. The receiving PS system of M antennas (A ₁ ÷ A _M ) of N _pr elements each receives acoustic signals containing distributed noise of the water area and the noise of local radiation sources, converts them into electrical signals and preprocesses them in the BPS unit 1, including : synchronous sampling, digital conversion, cyclic discrete Fourier transform in the reception band ƒ _n ≤ƒ _k ≤ƒ _c . The number of signal outputs of the BTS software M × N _pr , in the frequency domain with K frequency elements of the cyclic PF in a given reception band. These signals are fed to the inputs of the beam forming unit BFN 2 of the direction of the antenna (PS) of each antenna to the point α _m (α _op , D _op ), the coordinates of which at the beginning come from the control unit BU 12 as a point of guidance by the observer using the indicator according to the method [4], shown in FIG. 2 and 3, and / or other data, and then cyclically come from the BV 11 calculator, which solves the problem of determining the direction from the center of each antenna to the OT for a given coordinate measurement cycle in accordance with the results of dynamic smoothing in the BDSα 9 and BDS _D 10 blocks of measurement sequences on previous cycles. At the output of the BFN 2 and the input of the VSPM 3, there are M total antenna signals for K complex frequency elements of the PF.

В блоке БВСПМ 3 выполняются измерения (М² - М)/2 попарных взаимных спектров плотности мощности (ВСПМ) сигналов антенн C_mnk на каждой частоте ƒ_k. Объем данных на выходе БВСПМ 3: К треугольных таблиц по (М² - М)/2 элементов ВСПМ каждая. В блоке БТСПМ 4 значения ВСПМ осредняются по Н циклам ПФ и формируются в квадратные таблицы М×М для каждой частоты ƒ_k, которые затем подвергаются известному преобразованию обращения в блоке БОТ 5, получая таблицы B_mnk (специализированные программируемые модули для преобразования обращения выпускаются промышленностью). В блоке БДα 6 выполняется сначала суммирование элементов каждой таблицы B_mnk по индексу mn с умножением каждого слагаемого на коэффициент компенсации разности времен прихода сигнала к центрам m-й и n-й антенн τ_mn и на весовой коэффициент

, которые поступают из блока БВ 11 - вычислителя (программируемый процессор), затем выполняют суммирование по k с умножением на коэффициент частотной характеристики и на частоту ƒ_k, получая дискриминационную величину

В блоке БНα 7 получают нормирующую величину

, суммируя аналогичным образом элементы B_mnk по индексу mn, но с умножением слагаемых на квадрат весового коэффициента

и затем по k, но с умножением слагаемых на квадрат частоты. В результате деления

получают очередную оценку величины отклонения направления на опорную точку данного цикла от фактического, корректируют на эту величину опорное направление и получают очередную оценку направления, которая поступает в блок БДСα 9 динамического сглаживания оценок направления. В блоке БД_D 8 выполняется суммирование элементов B_mnk по индексу mn а затем по k аналогично блоку 6, но с использованием весового коэффициента

, так же поступающего из блока БВ 11, получая дискриминационную величину z_D(α_опj, D_опj), затем пересчитывают z_D несколько раз, сканируя положение опорной точки в окрестностях α_оп, D_оп: z_D(α_оп, D_оп±pΔ_D) находят точку

в которой z_D=0 (используя интерполяцию) и принимают ее за оценку дальности данного цикла измерений

Измеряемое данным, предлагаемым способом, отклонение равно

Полученная таким образом очередная оценка дальности поступает в блок БДС_D 10 динамического сглаживания оценок дальности. В блоках БДСα 9 и БДС_D 10 получают сглаженные оценки и их прогноз на следующий (j+1)-й цикл измерения координат известными способами сглаживания последовательностей [2]. Эти координаты назначаются опорной точкой этого цикла и поступают в блок БФН 2 формирования направленности антенн ПС α_m(α_оп, D_оп), в вычислитель БВ 11 для расчета разностей времен распространения сигнала к центрам антенн τ_mn, весовых коэффициентов

,

и в блок управления БУ 12 (программируемый контроллер), который обеспечивает управление АЦП, циклами ДПФ, индикацией, наведением на ОТ, циклами измерений, формированием последовательностей оценок и динамическим сглаживанием.In the BVSPM 3 unit, measurements are made (M ² - M) / 2 pairwise mutual power density spectra (VSPM) of the antenna signals C _mnk at each frequency ƒ _k . The amount of data at the output of the BVSPM 3: K triangular tables of (M ² - M) / 2 elements VSPM each. In the BTSPM block 4, the values of the HSPM are averaged over N PF cycles and are formed into square tables М × М for each frequency ƒ _k , which are then subjected to the well-known conversion of the inversion in the BOT 5 unit, obtaining tables B _mnk (specialized programmable modules for converting the conversion are produced by the industry) . In block БДα 6, first, the summation of the elements of each table B _mnk by the index mn is _performed , multiplying each term by the compensation factor for the difference in the times of arrival of the signal to the centers of the mth and nth antennas τ _mn and the weight coefficient

that come from the block BV 11 - the calculator (programmable processor), then perform the summation over k with multiplication by the coefficient of the frequency response and the frequency ƒ _k , obtaining a discriminatory value

In block BNα 7 receive a normalizing value

, summarizing in a similar way the elements of B _mnk by the index mn, but with multiplying the terms by the square of the weight coefficient

and then in k, but with the multiplication of terms by the square of the frequency. As a result of division

get the next estimate of the deviation of the direction to the reference point of the given cycle from the actual one, adjust the reference direction by this value and get the next direction estimate, which enters the block BDSα 9 of the dynamic smoothing of the direction estimates. In the database block _D 8, the elements B _{mnk are summed} over the index mn and then over k, similarly to block 6, but using the weight coefficient

, also coming from the block BV 11, receiving the discriminatory value z _D (α _opj , D _opj ), then recalculate z _D several times, scanning the position of the reference point in the vicinity of α _op , D _op : z _D (α _op , D _op ± pΔ _D ) find the point

in which z _D = 0 (using interpolation) and take it as an estimate of the range of a given measurement cycle

Measured by the data proposed by the method, the deviation is equal to

The next range estimate obtained in this way enters the BDS block _D 10 for dynamic smoothing of the range estimates. In blocks BDSα 9 and BDS _D 10 receive smoothed estimates and their forecast for the next (j + 1) -th cycle of measuring coordinates by known methods of smoothing sequences [2]. These coordinates are assigned as the reference point of this cycle and are sent to the PSF unit 2 for forming the directivity of the antenna antennas α _m (α _op , D _op ), to the calculator BV 11 for calculating the differences in the propagation times of the signal to the antenna centers τ _mn , weight coefficients

,

and to the control unit BU 12 (programmable controller), which provides control of the ADC, DFT cycles, indication, guidance from the OT, measurement cycles, the formation of sequences of estimates and dynamic smoothing.

Работоспособность предлагаемого способа пассивного определения координат иллюстрирует численный пример, результаты которого наглядно показаны на фиг. 2а и 3а, где изображены два примера измерения координат слабого источника в присутствии сильного МИ. Для иллюстрации выбрана ситуация, когда ПС и МИ неподвижны (МИ в точке 13, начало координат в центре ПС), а слабый источник (СИ) проходит по линейной траектории между ними от точки 15 до 16, в том числе пересекая направление створа с МИ α=16°. Координаты СИ определяются известным способом-прототипом [5] и предлагаемым способом в последовательных точках расположения СИ. В качестве индикатора сигнальных отметок источников 13 и 16 в выбранном секторе углов 11.5°÷20.5° и интервале дальностей 0.0÷10 км принята двухкоординатная индикаторная картина по способу [4], где по оси х - направление α, по оси у - дальность D км. Для наглядности на фиг. 2б и 3б эти картины показаны в аксонометрической проекции с сигнальной отметкой МИ (13) и СИ (16)The operability of the proposed method for the passive determination of coordinates is illustrated by a numerical example, the results of which are clearly shown in FIG. 2 a and 3 a, which shows two examples of coordinate measuring weak source in presence of a strong MI. To illustrate, the situation was chosen when the PS and MI are stationary (MI at point 13, the origin at the center of the PS), and a weak source (SI) passes along a linear path between them from point 15 to 16, including crossing the direction of the alignment with MI α = 16 °. SI coordinates are determined by a known prototype method [5] and the proposed method at successive SI locations. As an indicator of the signal marks of sources 13 and 16 in the selected sector of angles 11.5 ° ÷ 20.5 ° and the range of distances 0.0 ÷ 10 km, a two-coordinate indicator picture is adopted according to the method [4], where along the x axis - direction α, along the y axis - range D km . For clarity, in FIG. 2b and 3b, these pictures are shown in axonometric projection with the signal mark MI (13) and SI (16)

В численном примере использованы следующие исходные данные:In the numerical example, the following initial data were used:

Количество антенн приемной системы М=5; базовый размер ПС В=60 м (4×15 м); число приемников в каждой антенне N_пр=20, интервал между приемниками d≈λ_в/2, где λ_в - длина волны на верхней частоте диапазона приема λ_в=0.1875 м, B/λ_в=320.The number of antennas of the receiving system M = 5; the base size of the PS B = 60 m (4 × 15 m); number of receivers at each antenna _etc. N = 20, the spacing between receivers _in d≈λ / 2, where λ _in - the wavelength at the upper frequency band _{in the} reception of λ = 0.1875 m, B / λ _B = 320.

Координаты сильного мешающего источника (МИ): <α_ми=16°, D_ми=6.0 км> (точка 13), постоянные.The coordinates of the strong interfering source (MI): <α _mi = 16 °, D _mi = 6.0 km> (point 13), constant.

Координаты интересующего наблюдателя движущегося слабого источника (СИ): от точки 15 <α_си=12°, D_си=2.8 км> до точки 16 <α_си=20°, D_си=2.0 км. 16 - вершина сигнальной отметки СИ в конечной точке ее траектории.The coordinates of the observer of interest for a moving weak source (SI): from point 15 <α _si = 12 °, D _si = 2.8 km> to point 16 <α _si = 20 °, D _si = 2.0 km. 16 - the top of the SI signal mark at the end point of its trajectory.

В точке приема уровень МИ р_ми больше уровня СИ p_си:At the receiving point MI level higher than the level _E p CI p _B:

на фиг. 2 р_ми / р_си=3 раза (по напряжению),in FIG. 2 p _mi / p _si = 3 times (voltage)

на фиг. 3 р_ми / р_си=6 раз.in FIG. 3 p _mi / p _si = 6 times.

Полоса частот СИ и МИ 3.0÷8.0 кГц, длина волны на верхней частоте ƒ_вλ_в=0.1875 м. Время осреднения принято Т_н=1.3 с. Динамическое сглаживание не использовалось, чтобы не «дополнять» преимущества пространственной фильтрации предлагаемым способом.The frequency band of SI and MI is 3.0–8.0 kHz, the wavelength at the upper frequency is ƒ _in λ _at = 0.1875 m. The averaging time is taken to be T _n = 1.3 s. Dynamic smoothing was not used so as not to “complement” the advantages of spatial filtering with the proposed method.

Соотношение уровней сигналов р_си и р_ми и фоновой распределенной помехи р_ф в точке приема: p_ми/p_ф=3,The ratio of the signal levels p _s and p _mi and the background distributed interference r _f at the receiving point: p _mi / p _f = 3,

на фиг. 2 р_си/р_ф=1.0;in FIG. 2 p _si / p _f = 1.0;

на фиг. 3 р_си/р_ф=0.5.in FIG. 3 p _si / p _f = 0.5.

Количественный результат подавления бокового поля сильного МИ по предлагаемому способу: сектор недостоверных измерений координат в окрестностях направления створивания с МИ (16°) при соотношении уровней МИ и СИ 3/1 (фиг. 2):The quantitative result of the suppression of the side field of a strong MI by the proposed method: sector of unreliable coordinate measurements in the vicinity of the direction of alignment with MI (16 °) with a ratio of MI and SI 3/1 levels (Fig. 2):

по способу [7] 16°±1.5°,by the method of [7] 16 ° ± 1.5 °,

по предлагаемому способу 16°±0.3°,by the proposed method 16 ° ± 0.3 °,

т.е. сектор недостоверных измерений при использовании предлагаемого способа сокращается в 5 раз при отклонениях от истинной траектории за его пределами не более 100 м (3.7% от истинной дальности, по способу [7] до 10%).those. the sector of false measurements when using the proposed method is reduced by 5 times with deviations from the true trajectory beyond it not more than 100 m (3.7% of true range, by the method of [7] to 10%).

При соотношении уровней МИ и СИ 6/1 (фиг. 3):When the ratio of the levels of MI and SI 6/1 (Fig. 3):

По способу [7]: оценки дальности практически во всем наблюдаемом секторе 16°±4° искажены боковыми лепестками сигнальной отметки МИ с отклонениями от истинной траектории до 2.5-2.9 км, что практически исключает возможность в данных условиях оперативного определения текущих параметров движения источника, интересующего наблюдателя, с использованием известного способа-прототипа [7]. По предлагаемому способу сектор недостоверных измерений не более 16°±1°, т.е. сектор недостоверных измерений сокращается более чем в 4 раза, при размахе отклонений от истинной траектории за его пределами не более 150 м (5.5% от истинной дальности).According to the method [7]: the range estimates in almost the entire observed sector 16 ° ± 4 ° are distorted by the side lobes of the MI signal mark with deviations from the true trajectory up to 2.5-2.9 km, which virtually eliminates the possibility under the given conditions to quickly determine the current motion parameters of the source of interest observer using a known prototype method [7]. According to the proposed method, the sector of false measurements is not more than 16 ° ± 1 °, i.e. the sector of false measurements is reduced by more than 4 times, with the range of deviations from the true trajectory beyond it not exceeding 150 m (5.5% of true range).

Здесь мы не приводим наглядно сравнительные результаты оценки направления предлагаемым способом и способом-прототипом, чтобы не перегружать объем данного материала. Эти результаты по принципу идентичны описанным, но благодаря большому волновому размеру ПС (В/λ_в=320) точность и разрешение по направлению количественно высоки настолько, что за пределами сектора створивания отклонения смещения составляют десятые и сотые доли градуса, что в настоящее время удовлетворяет практическим приложениям, в то время как свойства пассивной оценки дальности актуальны, особенно на больших дистанциях.Here we do not present clearly the comparative results of assessing the direction of the proposed method and the prototype method so as not to overload the volume of this material. These results are basically identical to those described, but due to the large wave size of the PS (V / λ _at = 320), the accuracy and resolution in the direction are quantitatively so high that, outside the alignment sector, the bias deviations are tenths or hundredths of a degree, which currently satisfies practical applications, while the properties of passive range estimation are relevant, especially at long distances.

Источники информацииSources of information

1. Гусев В.Г. Системы пространственно-временной обработки гидроакустической информации. Л.: Судостроение, 1988.1. Gusev V.G. Space-time processing systems for hydroacoustic information. L .: Shipbuilding, 1988.

2. Гусев В.Г., Якубовский A.M., Янутш А.Д. // Радиотехника и электроника, 1997. Т. 42. №6. С. 694.2. Gusev V.G., Yakubovsky A.M., Yanutsh A.D. // Radio engineering and electronics, 1997. V. 42. No. 6. S. 694.

3. Г. Корн, Т. Корн. Справочник по математике. М.: «Наука», 1974.3. G. Korn, T. Korn. Math reference. M .: "Science", 1974.

4. Способ пассивного определения координат источников излучения. Патент №2507531. Россия. МПК J01S 3/80. Приоритет 08.11.2012, рег. 20.02.14 г.4. The method of passive determination of the coordinates of radiation sources. Patent No. 2507531. Russia. IPC J01S 3/80. Priority 11/08/2012, reg. 02/20/14

5. Способ пассивного определения координат движущегося источника излучения. Патент №2623831. Россия. МПК J01S 3/80. Рег. 29.06.17 г.5. A method for passively determining the coordinates of a moving radiation source. Patent No. 2623831. Russia. IPC J01S 3/80. Reg. 06/29/17

6. Кузьмин С.З. Цифровая обработка радиолокационной информации. М.: Сов. радио. 1967.6. Kuzmin S.Z. Digital processing of radar information. M .: Sov. radio. 1967.

7. Л.Е. Гампер. О пространственных характеристиках трехмерной разнесенной акустической системы. Натурные испытания. Докл. XI школы-семинара им. акад. Л.М. Бреховских "Акустика океана" и XVII сессия Российского Акустического общества, май 2006 г. М.: ГЕОС, 2006.7. L.E. Gamper. On the spatial characteristics of a three-dimensional diversity speaker system. Field tests. Doc. XI school-seminar them. Acad. L.M. Brekhovsky "Acoustics of the Ocean" and the XVII session of the Russian Acoustical Society, May 2006. M .: GEOS, 2006.

8. Г. Дженкинс и Д. Ваттс. Спектральный анализ и его приложения. М.: «Мир», 1971.8. G. Jenkins and D. Watts. Spectral analysis and its applications. M .: "World", 1971.

Claims (9)

1. Способ пассивного определения координат движущегося слабого источника излучения в поле других источников, содержащий прием сигналов М антеннами, М≥3, расположенными в пространстве известным образом, предварительную обработку (ПО) в каналах приема, включающую синхронное аналого-цифровое преобразование и циклическое преобразование Фурье (ПФ), наблюдение сигнальных отметок (СО) источников излучения в заданном секторе углов и интервале дальностей, включающее наведение визира в точку предполагаемого расположения слабого источника - «опорную точку» (ОТ) и фазирование антенн в направлениях от их центров на ОТ, циклическое измерение текущих координат источника излучения α_s(t_j), D_s(t_j) на момент t_j и прогноз опорных значений α_опj+1, D_опj+1 на следующий (j+1)-й шаг по результатам динамического сглаживания полученных оценок координат, отличающийся тем, что на каждом j-м цикле измерений, включающем Н циклов ПФ сигналов приемников ПС, определяют величины отклонения координат ОТ δ_αj, δ_Dj от искомых текущих координат источника α_s(t_j), D_s(t_j), используя последовательность Н предыдущих циклов ПФ сигналов X_m(_i-j)(ƒ_k) с выходов М фазированных антенн (i=0, 1, 2, … Н, m - номер антенны, k - номер частотного элемента ПФ, k_н<k<k_в, k_н, k_в - номера граничных элементов ПФ в диапазоне приема, k_в-k_н=К, ƒ_k - дискретная частота, соответствующая k-му элементу ПФ, i - номер очередного цикла ПФ), измеряя на каждом i-м цикле ПФ попарные взаимные спектры плотности мощности (ВСПМ) G_ik=[g_mnik], получая на каждой частоте ƒ_k таблицы элементов ВСПМ выходных сигналов всех пар антенн, осредняют элементы этих таблиц по Н предыдущим циклам ПФ

и применяют к ним преобразование «обращение матрицы», получая новые таблицы обращенных измерений

определяют величину отклонения по направлению δ_αj, путем измерения величины дискриминации по направлению

и нормирующей величины

а величину отклонения по дальности δ_Dj, определяют путем нахождения нулевого значения величины дискриминации по дальности

на шкале дальностей D, используя таблицы обращенных измерений B_kj и расчеты времен распространения сигнала от ОТ к центрам антенн t_отmj, разностей времен распространения сигнала от ОТ к m-й и n-й антеннам τ_mnj и весовых коэффициентов

и

учитывающих геометрию системы «источник-ПС», затем корректируют α_опj, D_опj на величину δ_αj, δ_Dj соответственно, а текущие оценки координат источника излучения

,

на момент t_j и прогноз опорных значений α_оп(j+1), D_оп(j+1) на следующий (j+1)-й шаг определяют по результатам динамического сглаживания последовательности оценок координат.1. A method for passively determining the coordinates of a moving weak radiation source in the field of other sources, comprising receiving signals with M antennas, M≥3 located in space in a known manner, preliminary processing (PO) in the receiving channels, including synchronous analog-to-digital conversion and cyclic Fourier transform (PF), observation of signal marks (CO) of radiation sources in a given sector of angles and range of distances, including pointing the sight at the point of the supposed location of the weak source - the "reference point" (OT) and phasing the antennas in the directions from their centers to the OT, cyclic measurement the current coordinates of the radiation source α _s (t _j ), D _s (t _j ) at the time t _j and the forecast of the reference values α _{opj + 1} , D _{opj + 1} to the next (j + 1) -th step according to the results of dynamic smoothing of the obtained estimates coordinates, characterized in that on each j-th measurement cycle, including N cycles of PF signals of the PS receivers, the values of the coordinate deviation FROM δ _αj , δ _Dj from the desired current source coordinates α _s (t _j ), D _s (t _j ) using the sequence H of the previous PF signal cycles X _m ( _ij ) (ƒ _k ) from the outputs of M phased antennas (i = 0, 1, 2, ... N, m is the antenna number, k is the number of the frequency element of the FS, k _n <k <k _in , k _n , k _in are the numbers of the boundary elements of the FS in the reception range, k _in -k _n = K, ƒ _k - discrete frequency corresponding to the k-th element of the FS, i is the number of the next PF cycle), measuring at each i-th PF cycle the pairwise mutual power density spectra (SCMP) G _ik = [g _mnik ], receiving the table of elements at each frequency ƒ _k VSPM of the output signals of all pairs of antennas, averaging the elements of these tables over N previous PF cycles

and apply the “matrix inversion" transformation to them, getting new tables of inverted measurements

determine the deviation in the direction δ _αj , by measuring the amount of discrimination in the direction

and normalizing value

and the magnitude of the deviation in range δ _Dj , is determined by finding the zero value of the magnitude of range discrimination

on the range scale D, using the tables of inverse measurements B _kj and calculations of signal propagation times from OT to antenna centers t from _mj , differences of signal propagation times from OT to mth and nth antennas τ _mnj and weight coefficients

and

taking into account the geometry of the source-PS system, then adjust α _opj , D _opj by δ _αj , δ _Dj, respectively, and the current estimates of the coordinates of the radiation source

,

at the moment t _j and the forecast of reference values α _{op (j + 1)} , D _{op (j + 1)} to the next (j + 1) -th step is determined by the results of dynamic smoothing of the sequence of coordinate estimates. 2. Способ по п. 1, отличающийся тем, что элементы ВСПМ таблиц G_jk=[g_mnik] на частоте ƒ_k получают путем попарного перемножения k-х составляющих Фурье-изображения выходных сигналов сфокусированных m-й и n-й антенн

и сглаживания за заданное число Н циклов ПФ известными методами сглаживания последовательностей.2. The method according to p. 1, characterized in that the elements of the VSPM tables G _jk = [g _mnik ] at a frequency ƒ _k are obtained by pairwise multiplying the k-th components of the Fourier image of the output signals of the focused m-th and n-th antennas

and smoothing for a given number of H cycles PF known methods of smoothing sequences. 3. Способ по п. 1 или 2 отличающийся тем, что таблицу оценок попарных ВСПМ G_ik=[g_mnik] формируют из (М²-М)/2 попарных значений произведений выходных сигналов x_mi каждой m-й антенны с сопряженными выходными сигналами

каждой n-й антенны, при m, n=1…М, но m<n, и сглаживают за заданное число Н циклов ПФ известными методами сглаживания последовательностей, затем каждую полученную накопленную треугольную таблицу

преобразуют в квадратную таблицу G_jk=[g_mnjk] размерности М×М путем заполнения ячеек правого верхнего треугольника таблицы G_jk элементами таблицы

ячеек нижнего левого треугольника сопряженными значениями:

а М диагональных элементов g_mmjk равны квадратам модуля выходных сигналов m-х антенн, затем преобразуют каждую таблицу G_jk методом обращения

3. The method according to p. 1 or 2, characterized in that the table of estimates of pairwise VSPM G _ik = [g _mnik ] is formed from (M ² -M) / 2 pairwise values of the products of the output signals x _{mi of} each m-th antenna with associated output signals

each n-th antenna, with m, n = 1 ... M, but m <n, and smooth out for a given number of N PF cycles by known methods of smoothing sequences, then each received accumulated triangular table

transform into a square table G _jk = [g _mnjk ] of dimension M × M by filling the cells of the upper right triangle of the table G _jk with table elements

cells of the lower left triangle with conjugate values:

and M diagonal elements g _mmjk are equal to the squares of the output module of the m-x antennas, then each table G _{jk is} converted by the inversion method

4. Способ по п. 1, отличающийся тем, что для корректировки координат ОТ и определения величин отклонения текущих оценок от искомого направления и дальности до источника, формируют таблицы М×М разностей времен распространения сигнала от ОТ t_mотj и t_nотj к центрам m-й и n-й антенн τ_mnj=t_mотj-t_nотj, (с учетом того, что τ_nmj=-τ_mnj) и таблицы весовых коэффициентов для определения направления

и дальности

по формулам тригонометрии, используя текущие координаты центров антенн r_mj и ОТ и скорость распространения звука.4. The method according to p. 1, characterized in that for adjusting the coordinates of the RT and determining the deviation of the current estimates from the desired direction and distance to the source, form tables M × M of the differences in the propagation times of the signal from the RT t _motj and t _notj to the centers m- of the nth and nth antennas τ _mnj = t _motj -t _notj , (given that τ _nmj = -τ _mnj ) and the table of weight coefficients for determining the direction

and range

according to trigonometry formulas, using the current coordinates of the antenna centers r _mj and OT and the speed of sound propagation. 5. Способ по п. 1 или 4, отличающийся тем, что величину отклонения направления δ_αj определяют путем нахождения дискриминационной величины

и деления ее на нормирующую величину

5. The method according to p. 1 or 4, characterized in that the deviation value of the direction δ _αj is determined by finding the discriminatory value

and dividing it by a normalizing value

6. Способ по п. 1, или 4, или 5, отличающийся тем, что дискриминационную величину

определяют путем суммирования по индексу mn элементов каждой k-й таблицы обращенных элементов ВСПМ B_jk=[b_mnjk] с умножением каждого слагаемого на свой mn-й весовой коэффициент для направления

и на коэффициент компенсации разности времен прихода сигнала к m-й и n-й антеннам τ_mnj, а затем суммирования по частоте ƒ_k с умножением каждого слагаемого на коэффициент частотной характеристики h_k и на частоту ƒ_k.6. The method according to p. 1, or 4, or 5, characterized in that the discriminatory value

determined by summing the index mn of the elements of each k-th table of the inverted elements of the GSPM B _jk = [b _mnjk ] with multiplying each term by its mn-th weight coefficient for the direction

and by the coefficient of compensation of the difference in the times of arrival of the signal to the mth and nth antennas τ _mnj , and then summing over the frequency ƒ _k with multiplying each term by the coefficient of the frequency response h _k and the frequency ƒ _k . 7. Способ по п. 1 или 5, отличающийся тем, что нормирующую величину

определяют путем суммирования по индексу mn элементов каждой k-й таблицы обращенных элементов ВСПМ B_jk=[b_mnjk] с умножением каждого слагаемого на квадрат mn-го весового коэффициента

и на коэффициент компенсации τ_mnj, а затем суммирования по частоте ƒ_k с умножением каждого слагаемого на коэффициент частотной характеристики h_k и на квадрат частоты ƒ_k.7. The method according to p. 1 or 5, characterized in that the normalizing value

determined by summing over the index mn of the elements of each k-th table of the inverted elements of the SCSP B _jk = [b _mnjk ] with multiplying each term by the square of the mnth weight coefficient

and by the compensation coefficient τ _mnj , and then summing over the frequency ƒ _k with multiplying each term by the coefficient of the frequency characteristic h _k and by the square of the frequency ƒ _k . 8. Способ по п. 1 или 4, отличающийся тем, что для определения величины отклонения δ_Dj оценки дальности до ОТ

от искомой D_sj сканируют величину

по р=±1, 2, … с заданным шагом Δ_D в окрестностях D_опj, при фиксированном

определяя в каждой точке сканирования р значения τ_mnp(α_опj, D_p), весовые коэффициенты

и значение z_p(D_p), для чего суммируют по индексу mn элементы каждой k-й таблицы обращенных элементов ВСПМ B_jk=[b_mnjk] с умножением каждого слагаемого на свой mn-й весовой коэффициент для дальности

и на коэффициент компенсации разности задержек сигнала τ_mnp, а затем суммируют по частоте ƒ_k с умножением каждого слагаемого на коэффициент частотной характеристики h_k и на частоту ƒ_k, сканируя таким образом по р, находят положение нулевого значения z_p(D_p) на шкале D (используя интерполяцию), а отклонение δ_Dj определяют по отстоянию нулевой точки z_p(D_p)=0 от опорного значения D_опj.8. The method according to p. 1 or 4, characterized in that for determining the magnitude of the deviation δ _Dj estimates the distance to OT

from the desired D _sj scan the value

in p = ± 1, 2, ... with a given step Δ _D in the vicinity of D _opj , for a fixed

determining at each scanning point p the values of τ _mnp (α _opj , D _p ), weight coefficients

and the value of z _p (D _p ), for which sum mn the elements of each k-th table of inverted elements of the SCSP B _jk = [b _mnjk ] are _summarized by multiplying each term by its own mn-th weight coefficient for the range

and by the coefficient of compensation of the difference in the delay of the signal τ _mnp , and then summed over the frequency ƒ _k with the multiplication of each term by the coefficient of the frequency response h _k and the frequency ƒ _k , thus scanning along p, find the position of the zero value z _p (D _p ) by scale D (using interpolation), and the deviation δ _Dj is determined by the distance of the zero point z _p (D _p ) = 0 from the reference value D _opj . 9. Способ по п. 1, или 5, или 8, отличающийся тем, что корректируя координаты опорной точки α_опj, D_опj на величину полученного таким образом отклонения δ_αj, δ_Dj соответственно, получают оценки координат

,

как последнее из предыдущих циклов измерений для динамического сглаживания этой последовательности, определяя таким образом текущие сглаженные оценки координат источника излучения

на момент t_j и прогноз опорных значений α_оп(j+1), D_оп(j+1) на следующий (j+1)-й цикл измерений, которые используют для нового фазирования антенн, осуществляя таким образом функцию обратной связи следящего измерения координат движущегося слабого источника в поле, содержащем сильные мешающие когерентные составляющие.9. The method according to p. 1, or 5, or 8, characterized in that by adjusting the coordinates of the reference point α _opj , D _opj by the value of the deviation δ _αj , δ _Dj thus obtained, coordinate estimates are obtained

,

as the last of the previous measurement cycles for dynamically smoothing this sequence, thus determining the current smoothed estimates of the coordinates of the radiation source

at time t _j and the forecast of reference values α _{op (j + 1)} , D _{op (j + 1)} for the next (j + 1) -th measurement cycle, which are used for new phasing of antennas, thus performing the feedback measurement feedback function coordinates of a moving weak source in a field containing strong interfering coherent components.

Images