RU2708638C2 - Инвертор с высокой удельной мощностью - Google Patents

Инвертор с высокой удельной мощностью Download PDF

Info

Publication number
RU2708638C2
RU2708638C2 RU2018103878A RU2018103878A RU2708638C2 RU 2708638 C2 RU2708638 C2 RU 2708638C2 RU 2018103878 A RU2018103878 A RU 2018103878A RU 2018103878 A RU2018103878 A RU 2018103878A RU 2708638 C2 RU2708638 C2 RU 2708638C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
switch
filter
inverter
common
switching
Prior art date
Application number
RU2018103878A
Other languages
English (en)
Other versions
RU2018103878A3 (ru
RU2018103878A (ru
Inventor
Поль БЛЁ
Тьерри ЖОАНН
Франсуа МИЛСТЕЙН
Пьер СТАССЕН
Фабрис ФРЕБЕЛЬ
Original Assignee
Констрюксьон Электроник Плюс Телекоммюникасьон
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from EP15195520.0A external-priority patent/EP3171499A1/en
Application filed by Констрюксьон Электроник Плюс Телекоммюникасьон filed Critical Констрюксьон Электроник Плюс Телекоммюникасьон
Publication of RU2018103878A publication Critical patent/RU2018103878A/ru
Publication of RU2018103878A3 publication Critical patent/RU2018103878A3/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2708638C2 publication Critical patent/RU2708638C2/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H02M1/143—Arrangements for reducing ripples from dc input or output using compensating arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/126—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output using passive filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H02M1/15—Arrangements for reducing ripples from dc input or output using active elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4811—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode having auxiliary actively switched resonant commutation circuits connected to intermediate DC voltage or between two push-pull branches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M7/523—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/66—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal
    • H02M7/68—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters
    • H02M7/72—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/79—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/797—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/13—Modifications for switching at zero crossing
    • H03K17/133—Modifications for switching at zero crossing in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05K—PRINTED CIRCUITS; CASINGS OR CONSTRUCTIONAL DETAILS OF ELECTRIC APPARATUS; MANUFACTURE OF ASSEMBLAGES OF ELECTRICAL COMPONENTS
    • H05K3/00—Apparatus or processes for manufacturing printed circuits
    • H05K3/0058—Laminating printed circuit boards onto other substrates, e.g. metallic substrates
    • H05K3/0061—Laminating printed circuit boards onto other substrates, e.g. metallic substrates onto a metallic substrate, e.g. a heat sink
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0029—Circuits or arrangements for limiting the slope of switching signals, e.g. slew rate
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/123—Suppression of common mode voltage or current
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Manufacturing & Machinery (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

Настоящее изобретение относится к однофазному неизолированному миниатюрному силовому инвертору для преобразования постоянного тока в переменный ток с высокой выходной удельной мощностью более 3000 Вт/дм3, в котором первый (S1_H), второй (S1_L), третий (S2_H) и четвертый (S2_L) переключатели выполнены из широкозонных полупроводников и предпочтительно из нитрида галлия (GaN). Инвертор (1) для преобразования постоянного тока в переменный ток содержит активный фильтр компенсации пульсаций, содержащий третий полумост (203), имеющий пятый переключатель (S3_H) последовательно с шестым переключателем (S3_L), причем пятый переключатель (S3_H) подсоединен на одном конце к положительному выводу (L+) входа постоянного тока, причем шестой переключатель (S3_L) подсоединен на одном конце к отрицательному выводу (L-) входа постоянного тока, а другой конец пятого переключателя (S3_H) подсоединен к другому концу шестого переключателя (S3L), определяя третий общий конец, причем упомянутый третий общий конец подсоединен к первому концу LC-фильтра, выполненному по меньшей мере из одной катушки (L6) индуктивности и одного накопительного конденсатора (С5), второй конец LC-фильтра подсоединен к отрицательному выводу (L-). Кроме того, инвертор содержит средства управления модуляцией первого (S1_H), второго (S1_L), третьего (S2_H), четвертого (S2_L), пятого (S3_H) и шестого (S3_L) переключателей, обеспечивающие частоту переключения от 20 до 500 кГц и возможность изменения фазовых сдвигов между любыми двумя из первого (201), второго (202) и третьего (203) полумостов и возможность модуляции бестоковой паузы переключателей полумостов (201, 202, 203), так чтобы получить переключение, близкое к ZVS переключению, в частности, чтобы получить переключение, когда ток проходит через ноль, и чтобы устранить потери на переключение и чтобы обеспечить больший разброс двойной амплитуды напряжения в активном фильтре, сохраняя при этом соответствующую энергию в накопительных конденсаторах (С5), причем конденсаторы Y-типа фильтра (100) синфазного шума подключены к экрану, имеющему опорный потенциал, при этом экран изолирован от земли, а упомянутые конденсаторы Y-типа имеют значение от 100 нФ до нескольких мкФ. 9 з.п. ф-лы, 7 ил, 1 табл.

Description

Область техники, к которой относится изобретение
[0001] Настоящее изобретение относится к однофазному, неизолированному, миниатюрному силовому DC/AC инвертору (то есть, инвестору для преобразования постоянного тока в переменный ток), имеющему очень высокую, предпочтительно сверхвысокую, выходную удельную мощность.
Уровень техники
[0002] Силовые инверторы (или просто инверторы) представляют собой электронные устройства, преобразующие постоянный ток (DC) в переменный ток (АС). В частности, в настоящее время инверторам в экономике и охране окружающей среды отводится все большая роль в контексте преобразования постоянного тока, генерируемого солнечными панелями, батареями и другими подобными источниками, в переменный ток для домашнего или промышленного использования, а также для использования в электромобилях.
[0003] Инверторы, производимые заявителем для коммерческих и промышленных компаний, позволяют во время выхода из строя распределительной сети сохранить их критические приложения за счет использования энергии, накопленной в батареях. Инверторы Media™, изготавливаемые заявителем, уже сейчас позволяют обеспечить удельную мощность 680 Вт/л при 2 кВА.
[0004] Инверторы, используемые, например, на станциях выработки электроэнергии из солнечной энергии, имеют значительные размеры (обычно 50 л или размеры портативного холодильника). Уменьшение объема более чем в 10 раз, то есть, как правило, уменьшение его до объекта, размер которого меньше размера небольшого ноутбука, обеспечило бы возможность снабжения большего количества домов солнечной энергией, а также повысило бы эффективность распределения и дальность расстояний распространения электрических сетей. Таким образом, возникла потребность в создании более устойчивых, более надежных и более интеллектуальных силовых инверторов.
[0005] При создании преобразовательных систем со сверхвысокой удельной мощностью и, следовательно, меньших размеров, конструкторы топологий инверторов в первую очередь нацелены на увеличение эффективности и снижение синфазного (СМ, Common Mode) шума. Повышение эффективности удалось обеспечить благодаря усовершенствованиям в области полупроводниковых материалов и их обработки, а также в области магнитных материалов. Использование полупроводников с широкополосной запрещенной зоной (карбида кремния - SiC или нитрида галлия - GaN) позволяет повысить эффективность в высокочастотных силовых преобразователях, что, в свою очередь, позволяет увеличить частоту переключения и, таким образом, уменьшить размер пассивных компонентов.
[0006] Известно, что шум, вызванный электромагнитными помехами (EMI шум, ElectroMagnetic Interference), представлен в виде кондуктивных электромагнитных помех, то есть, шума, распространяющегося по проводам или токопроводящим дорожкам и через электронные компоненты, а также в виде радиопомех (RFI, Radio Frequency Interference), то есть, шума, распространяющегося по воздуху в форме электромагнитных полей или радиоволн. В высокоскоростных импульсных преобразователях (как правило, с частотой от 50 кГц до 1 МГц), большая часть кондуктивных электромагнитных помех возникает в переключающих транзисторах и в выпрямителях. Для предотвращения такого EMI шума, в основном, используют EMI-фильтры, состоящие из пассивных компонентов, таких как конденсаторы и индукторы, образующие индуктивно-емкостные цепи (LC-цепи). Кондуктивные электромагнитные помехи делятся на синфазный шум (CMN) и дифференциальный шум (DMN, Differential-Mode Noise). Синфазный шум проходят в одном и том же направлении в линии электропитания и нулевых силовых проводах переменного тока, находится в фазе с самим собой относительно земли и возвращается к земле. Соответствующий CMN-фильтр содержит индукторы L100, L200, расположенные последовательно с каждой линией электропитания, и соответствующие конденсаторы Y-типа С100, С200, соединяющие каждый силовой провод с землей (например, CMN-фильтр 100 на фиг. 1 в случае преобразователя DC/AC). Дифференциальный шум присутствует между линией передачи переменного тока и нулевым проводом отстает по фазе на 180° от самого себя. Соответствующий DMN-фильтр содержит конденсаторы Х-типа С340, соединяющие линии электропитания, возможно оснащенные индукторами L300, L400 подавления дифференциального шума (см., например, DMN-фильтр 101 на фиг. 1 в случае преобразователя DC/AC).
[0002] Из документа US 2011/0026281 А1 известно устройство и способ для управления подачей питания от источника постоянного тока в сеть переменного тока, причем устройство содержит инвертор, выполненный с возможностью подачи питания от входного однополярного источника в сеть переменного тока, и контроллер инвертора. Инвертор содержит входной преобразователь, активный фильтр и выходной преобразователь. Контроллер инвертора содержит контроллер входного преобразователя, контроллер активного фильтра и контроллер выходного преобразователя. Контроллер входного преобразователя выполнен с возможностью управления током, подаваемым входным преобразователем в гальванически изолированную однополярную шину инвертора. Выходной преобразователь выполнен с возможностью управления выходным преобразователем для подачи питания в сеть переменного тока. Контроллер активного фильтра дополнительно выполнен с возможностью управления активным фильтром для подачи по существу всей мощности, выдаваемой выходным контроллером в сеть переменного тока с частотой сети.
[0003] Из статьи Д.У. Колара и пр. "Пределы удельной мощности ШИМ-преобразователей", четвертая конференция по преобразованию энергии, 02-05 апреля 2007 г., Нагоя (Япония), IEEE (2007), стр. 9-29, известно, что в преобразователях с высокой удельной мощностью использование переключателей из широкозонных полупроводников позволяет значительно уменьшить размеры и стоимость пассивных компонентов.
[0004] Из статьи Р. Гонзалеса и пр. "Бестрансформаторный однофазный многоуровневый фотоэлектрический инвертор", IEEE Transactions on Industrial Electronics, т. 55, №7 (2008), с. 2694-2702, известно, что устранение выходного трансформатора из подсоединенных к сети фотоэлектрических (ФЭ) систем не только снижает стоимость, размер и вес преобразовательного оборудования, но и повышает общую эффективность системы. При этом предлагается новая высокоэффективная топология бестрансформаторных систем, не генерирующая синфазные токи и топологически обеспечивающая то, что постоянный ток не поступает в сеть. Предложенная топология была проверена на прототипе мощностью 5 кВт.
[0005] Из статьи М. Лизерре и пр. "Способ предотвращения изолированной работы для однофазных инверторов на основе бессенсорного управления напряжением сети", IEEE Transactions on Industrial electronics, т. 53, №5 (2006), с. 1418-1426, и статьи Ясера Абдел-Ради Ибрагима Мохаммеда и пр. "Адаптивная дискретная по времени бессенсорная схема сопряжения с напряжением сети для подключенных к сети DG-инверторов на основании использования нейронной сети для идентификации и на апериодическом управлении током", IEEE Transactions on Power Electronics, т. 23, №1 (2008), с. 308-321, известно использование бессенсорных блоков наблюдения за состоянием регуляторов тока в области силовых инверторов.
[0006] Из JP 5300775 В2 известна архитектура снижения уровня синфазного шума для преобразователя, подключенного через длинный (>1 км) экранированный кабель к электродвигателю безканального вентилятора, причем конденсаторы Y-типа LC-фильтра снижения синфазного шума подсоединены к экрану экранированного кабеля, изолированный от земли на опорный потенциал, то есть, упомянутый экран и земля не соединены. Подсоединение фильтра синфазного шума к экрану с опорным потенциалом, когда упомянутый экран изолирован от земли, при реализации экранирования для обеспечения электромагнитной совместимости (ЕМС-экранирования) также известно из WO 2015/125107 А1.
[0007] Кроме того, работа Т. Фридли и пр. "Сравнительная оценка систем трехфазного матричного преобразователя переменный ток - переменный ток и двухзвенного преобразователя напряжения со звеном постоянного тока", IEEE Transactions on Industrial Electronics, т. 59, №12 (2012), с. 4487-4510, работа Партасаратхи Наяк и пр. "Изучение влияния индукционных помех и емкостей устройств на конструкцию 1200 В/35А инвертора напряжения на основе SiC МОП-транзисторов", 2014, Международная конференция IEEE по силовой электронике, приводам и энергетическим системам (PEDES), IEEE 2014, с. 1-6, и работа П. Кумара и пр. "Методы мягких вычислений для управления активным силовым фильтром", IEEE Transactions on Power Delivery, т. 24, №1 (2009), с. 452-461 также формируют предшествующий уровень техники в области настоящего изобретения.
Проблемы, на решение которых направлено изобретение
[0013] Проблема, на решение которой направлено настоящее изобретение, заключается в создании силового инвертора со сверхвысокой выходной удельной мощностью.
[0014] В частности, проблема, на решение которой направлено настоящее изобретение, заключается в создании инвертора с выходной удельной мощностью более 50 Вт/дюйм3 (или 3051 Вт/дм3 или Вт/л) при максимальной нагрузке в 2 кВА.
[0015] Другая проблема, на решение которой направлено настоящее изобретение, заключается в обеспечении возможности использования полупроводниковых переключателей из широкозонных полупроводников, а также возможности их плавного переключения для уменьшения потерь от переключения с сохранением в допустимых пределах шума от электромагнитных помех, генерируемого из-за очень высокой скорости переключения указанных компонентов, и с возможностью соответствующего управления значением dV/dt в командах переключения.
Раскрытие сущности изобретения
[0008] Настоящее изобретение относится к однофазному
неизолированному миниатюрному силовому инвертору для преобразования постоянного тока в переменный ток с выходной удельной мощностью более 3000 Вт/дм3, содержащему:
- вход постоянного тока, имеющий положительный вывод (L+) и отрицательный вывод (L-);
- выход переменного тока, имеющий фазный вывод (L) и нулевой вывод (N);
- по меньшей мере полную мостовую топологию переключения Н-типа, выполненную из первого полумоста, имеющего первый переключатель (S1_H) последовательно со вторым переключателем (S1_L), и второго полумоста, имеющего третий переключатель (S2_H) последовательно с четвертым переключателем (S2_L), причем первый переключатель (S1_H) подсоединен на одном конце к положительному выводу (L+) входа постоянного тока, и второй переключатель (S1_L) подсоединен на одном конце к отрицательному выводу (L-) входа постоянного тока, при этом другой конец первого переключателя (S1_H) подсоединен к другому концу второго переключателя (S1_L), определяя первый общий конец, причем упомянутый первый общий конец подсоединен к фазному выводу (L) выхода переменного тока, при этом третий переключатель (S2_H) подсоединен на одном конце к положительному выводу (L+) входа постоянного тока, и четвертый переключатель (S2_L) подсоединен на одном конце к отрицательному выводу (L-) входа постоянного тока, при этом другой конец третьего переключателя (S2_H) подсоединен к другому концу четвертого переключателя (S2_L), определяя второй общий конец, причем упомянутый второй общий конец подсоединен к нулевому выводу (N) выхода переменного тока,
- по меньшей мере один фильтр электромагнитных помех (EMI-фильтр) дифференциального шума, подключенный между первым и вторым общими концами полумостов и выводами выхода переменного тока;
- по меньшей мере один EMI-фильтр (100) синфазного шума, подключенный каскадно с упомянутым по меньшей мере одним EMI-фильтром (101) дифференциального шума, подключенным между первым и вторым общими концами полумостов и выводами выхода переменного тока, или наоборот;
- упомянутый фильтр синфазного шума, имеющий две связанные катушки индуктивности и по меньшей мере два конденсатора Y-типа, каждый из которых подключен между концом одной из упомянутых связанных катушек индуктивности и одной и той же опорной точкой, и упомянутый фильтр дифференциального шума, имеющий по меньшей мере один конденсатор Х-типа, соединяющий фазу и ноль;
причем упомянутые первый (S1_H), второй (S1_L), третий (S2_H) и четвертый (S2_L) переключатели выполнены из широкозонных полупроводников и предпочтительно из нитрида галлия (GaN);
причем упомянутый силовой инвертор для преобразования постоянного тока в переменный ток дополнительно содержит:
- активный фильтр компенсации пульсаций, содержащий третий полумост, имеющий пятый переключатель (S3_H) последовательно с шестым переключателем (S3_L), причем пятый переключатель (S3_H) подсоединен на одном конце к положительному выводу (L+) входа постоянного тока, и шестой переключатель (S3_L) подсоединен на одном конце к отрицательному выводу (L-) входа постоянного тока, при этом другой конец пятого переключателя (S3_H) подсоединен к другому концу шестого переключателя (S3_L), определяя третий общий конец, причем упомянутый третий общий конец подсоединен к первому концу LC-фильтра, выполненному по меньшей мере из одной катушки (L6) индуктивности и одного накопительного конденсатора (С5), и второй конец LC-фильтра подсоединен к отрицательному выводу (L-);
- средства управления модуляцией первого (S1_H), второго (S1_L), третьего (S2_H), четвертого (S2_L), пятого (S3_H) и шестого (S3_L) переключателей, обеспечивающие частоту переключения от 20 до 500 кГц и возможность изменения фазовых сдвигов между любыми двумя из упомянутых первого, второго и третьего полумостов с обеспечением возможности модуляции бестоковой паузы переключателей упомянутых полумостов;
так, чтобы обеспечить переключение, близкое к переключению при нулевом напряжении (zero voltage switching, ZVS), в частности, для обеспечения возможности переключения при прохождении тока через ноль, и также устранить потери на переключение и для обеспечения возможности большого разброса значений двойной амплитуды напряжения в активном фильтре с сохранением соответствующей энергии в накопительных конденсаторах (С5), тем самым компенсируя пульсацию напряжения менее 3% от входного напряжения постоянного тока,
при этом конденсаторы Y-типа упомянутого фильтра синфазного шума подключены к экрану, имеющему опорный потенциал, причем упомянутый экран изолирован от земли, и упомянутые конденсаторы Y-типа имеют значение от 100 нФ до нескольких мкФ, при этом паразитная емкость или емкость утечки между экраном и землей ограничена величиной в несколько нФ, обычно 10 нФ, что соответствует стандартам безопасности;
отличающемуся тем, что силовой инвертор (1) для преобразования постоянного тока в переменный ток содержит для каждого переключателя емкостный делитель (301), который разветвляется параллельно в командной линии между затвором переключения и драйвером (303) переключения, чтобы обнаруживать переход через ноль тока переключения через вывод затвора соответствующих переключателей и чтобы регулировать бестоковую паузу переключателей, которая должна быть долгой для предотвращения перекрестной проводимости между переключателями полумоста, с минимизацией при этом потерь мощности из-за обратных токов.
[0009] В соответствии с предпочтительными вариантами осуществления силовой инвертор для преобразования постоянного тока в переменный ток согласно настоящему изобретению также имеет по меньшей мере один из следующих признаков или их соответствующую комбинацию:
- связанные катушки индуктивности фильтра синфазного шума имеют внешний объем около 5000 мм3 в случае инвертора на 2 кВт, совместимый с уменьшенным изменением магнитного потока в упомянутых связанных катушках индуктивности, обеспеченному за счет динамического изменения фазы широтно-импульсной модуляции (ШИМ) между двумя плечами полного моста;
- предусмотрен входной конденсатор (С1) колебательного контура менее 15 мкФ, причем емкость конденсатора активного фильтра (С5) составляет менее 150 мкФ;
- предусмотрены бессенсорные блоки наблюдения состояния для оценки токов в инверторе, за исключением выходного тока;
- цепь дополнительно содержит фильтр синфазного шума относительно опорного потенциала экрана для защиты каждого драйвера переключения, катушек L31, L32 индуктивности фильтра синфазного шума и конденсаторов С33, С34 и резистор R' емкостного делителя, являющегося частью RLC-фильтра R'-L31-L32-C33-C34, выполняющего функции низкочастотного фильтра, компоненты которого выбраны так, чтобы уменьшить значение dV/dt на каждом переключателе до значения менее 50 В/нс, предпочтительно менее 25 В/нс;
- предусмотрен датчик Холла с разомкнутым контуром в сочетании с электромагнитным экраном для измерения выходного тока инвертора;
- конденсаторы представляют собой многослойные керамические конденсаторы;
- предусмотрен вспомогательный источник питания в форме резонансного LLC-контура с мягким переключением;
- предусмотрены средства управления для поддержания входного напряжения постоянного тока по существу постоянным, с обеспечением при этом возможности изменения пульсации через активный фильтр;
- первый полумост и второй полумост каждый разделены дополнительным полумостом, установленным параллельно с ними;
- второй фильтр синфазного шума и второй фильтр дифференциального шума расположены на стороне входа постоянного тока между входными выводами постоянного тока (L+, L) и входом полного Н-моста.
Краткое описание чертежей
[0018] На фиг. 1, как уже упомянуто выше, показан принцип проектирования базового решения для осуществления фильтрации электромагнитных помех (синфазной и дифференциальной фильтрации) в силовом преобразователе прямого тока в переменный ток.
[0019] На фиг. 2 схематично показан примерный вариант осуществления инвертора согласно настоящему изобретению, при этом инвертор имеет топологию с пятью плечами (или полумостами).
[0020] На фиг. 3 схематично показан предпочтительный вариант осуществления защиты привода GaN от синфазных электромагнитных помех с высоким значением dV/dt согласно настоящему изобретению.
[0021] На фиг. 4 на виде сверху показана тепловая карта для примера реализации компонентов инвертора согласно настоящему изобретению, причем самые горячие части расположены в прямом воздушном потоке.
[0022] На фиг. 5 в разрезе по высоте подробно показана структура тепловых пограничных слоев в инверторе согласно одному из вариантов осуществления настоящего изобретения.
[0023] На фиг. 6 показано несколько примеров смоделированных теплоотводов, пригодных для использования в настоящем изобретении.
[0010] На фиг. 7а) и б), соответственно, показан частный случай модуляции импульсной волны переключения.
Осуществление изобретения
[0025] Согласно одному из вариантов осуществления настоящего изобретения, предлагаемый инвертор сконфигурирован так, чтобы соответствовать требованиям, изложенным в Таблице №1.
[0026] Таким образом, ключевыми факторами, способствующими достижению такой высокой удельной мощности, являются транзисторы из GaN, работающие в так называемом режиме мягкого переключения или в режиме переключения при нулевом напряжении (ZVC, Zero Voltage Switching), объединенные с конкретной топологией с параллельными активными фильтрами и с использованием многослойных керамических конденсаторов (MLCC) в качестве накопительных компонентов. Форма теплоотвода, геометрическая компоновка керамических конденсаторов и оптимизация тепловых пограничных слоев также способствуют получению низкой температуры устройства во время функционирования на полной нагрузке. Оптимизированная работа программного обеспечения в быстром микропроцессоре, связанном со специализированной логической схемой (сложной программируемой логической интегральной схемой (CPLD)), обеспечивает возможность работы в режиме ZVC на протяжении всего рабочего диапазона и уменьшает электромагнитный шум. Благодаря двойному экрану и оптимизированному набору фильтров инвертор может соовтетствовать требованиям электромагнитной совместимости.
Предпочтительные варианты осуществления изобретения
[0027] К применяемым методам конструирования относятся: точное определение размеров с аналитическими вычислениями и моделирование по методу конечных элементов; использование имитационных моделей, полученных с помощью симулятора электронных схем общего назначения с открытым кодом (SPICE), для питания и управления; трехмерное механическое моделирование и использование имитаций тепловых условий, что позволило создать инверторное устройство, отвечающее всем требованиям, изложенным в таблице №1, за один прогон вычислительной программы.
[0028] Согласно одному из предпочтительных вариантов осуществления настоящего изобретения, использование технологии на основе GaN позволяет получить удельную мощность примерно в 143 Вт/дюйм3 для инвертора при 2 кВА, спроектированного согласно настоящему изобретению. Его размеры составляют
приблизительно 2,5*1,6*3,5 дюймов, что соответствует объему примерно в 14 дюйм3 (или 0,2 л).
[0029] Транзисторы из GaN имеют высокоэффективные электрические характеристики (низкое
Figure 00000001
низкие Qgate и Cds, сверхнизкое Qrr). Эти характеристики, очевидно, обеспечивают технологические преимущества по сравнению с используемыми в настоящее время и вошедшими в повседневную практику устройствами на полевых транзисторах с изолированным затвором (MOSFET, Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) и устройствами на биполярных транзисторах с изолированным затвором (IGBT, Insulated Gate Bipolar Transistor), причем и те, и другие имеют небольшие размеры и низкие производственные затраты. К сожалению, они также имеют серьезные недостатки, обусловленные их очень высокими параметрами переключения (например, сверхвысоким значением dV/dt): довольно сложно обеспечить их привод, а также они требуют чувствительного управления уровнем электромагнитного шума. Другой недостаток заключается в высоком падении напряжения из-за обратного тока, возникающего при выключении транзисторов из GaN. Одно из решений, направленных на устранение указанных недостатков и выбранных в настоящем изобретении, заключается в управлении всеми транзисторами из GaN с использованием мягкого переключения (или режима ZVS) в течение всего рабочего диапазона.
[0030] Для объединения постоянного тока на входной ступени 450 В и переменного выходного напряжения в 240 В, выбирают инвертор 1 с топологией с по меньшей мере тремя плечами (полная мостовая топология или топология с двумя плечами с резервным активным фильтром). Предпочтительно, в предпочтительном варианте осуществления, показанном на фиг. 2, выбрана топология с пятью плечами, поскольку она сводит к минимуму передачу энергии внутри инвертора. Соответственно, каждый полумост, а именно первый полумост и второй полумост, предпочтительно разделен с помощью дополнительного полумоста, установленного на нем параллельно. Это позволяет сглаживать высокий ток и небольшие разности по времени переключения.
Два полумоста 201 (НВ, Half Bridge) создают линейное напряжение, два других полумоста 202 создают нейтральное напряжение, а последний полумост 203 используется в качестве вышеупомянутого активного фильтра.
[0031] Согласно рассматриваемому предпочтительному варианту осуществления (см. также фиг. 2) индукторы с L1 по L6 рассчитаны на диапазон от 10 мкГн до 50 мкГн. Благодаря активному фильтру 203 (с C5/L6), входной конденсатор С1 доведен до емкости менее 15 мкФ, а С5 рассчитан на емкость менее 150 мкФ. Синфазные индукторы (L7-L16, см. перевернутый символ «С») рассчитаны на диапазон от 200 мкГн до 1 мГн. Общий коэффициент соответствующих конденсаторов Y-типа (С7, С8, С10-С17, С21, С22) превышает 500 нФ, с сохранением остаточных токов ниже допустимого значения (изначально 5 мА), поскольку выходная синусоидальная волна является симметричной между L+ и L-, то есть (VL+Vn)/2 ~=(VL++VL-)/2~=VЗемля с конфигурацией заземления с расщепленными фазами, и гасит остаточный ток, а также поскольку некоторые конденсаторы Y-типа (С7, С8) замыкаются на землю. Дифференциальные ЕМС-индукторы (L17-L22, см., символ «Z») рассчитаны на диапазон от 10 мкГн до 20 мкГн, а конденсаторы Х-типа (С2, С6, С9, С18-С20) работают в диапазоне от 1 мкФ до 5 мкФ.
[0032] Высокая удельная мощность и высокая эффективность данного инвертора обусловлены оптимизированным управлением пяти плеч посредством переключения. Для нагрузки любого типа, такое управление обеспечит функционирование с мягким переключением всех устройств из GaN и позволит свести к минимуму обратные токи во время простоев. Алгоритм управления гарантирует, что модуль оказывается естественным образом защищенным от перезагрузки по току. Во время фазы отладки, авторы настоящего изобретения столкнулись с рядом проблем, связанных с тем, что алгоритм управления требует высокой вычислительной нагрузки. В результате, процессор был обновлен с помощью поэлементно совместимой модели, скорость которой на 40% выше.
[0033] Цели управления достигнуты за счет применения следующих принципов:
цифровое управление, основанное на быстром микроконтроллере, объединенном со специализированной логической схемой (CPLD);
быстрое измерение входных/выходных токов и напряжений;
эффективная обратная связь на события переключения полумостов;
алгоритм обучения для приведения в действие активного фильтра;
оптимизация частоты переключения между 35 и 240 кГц в зависимости от выходного тока; регулируемый фазовый сдвиг между полумостами (0° или 90°) и модуляция времени простоя пяти полумостов (от 50 не до 3 мкс). Таким образом, потери от переключения почти исключены, а увеличение частоты способствует оптимизации (уменьшению) размера пассивных компонентов.
[0034] Применение фазового сдвига между нейтральными и линейными полумостами (2 или 4, соответственно) является обязательным, поскольку фильтрующие индукторы DMN оптимизированы при нулевом фазовом сдвиге. Таким образом, мягкое переключение больше не происходит в каждом переключателе из GaN. Кроме того, поскольку переключение осуществляется при сверхвысокой скорости, и с некоторой неопределенностью в отношении тока, протекающего в фильтрующих индукторах DMN, следующее переключение тока может произойти при значении тока, которое (еще) не обнулилось, что приводит к режиму «без ZVS». Найденное решение для обеспечения приближения тока к нулевому значению состоит в увеличении времени простоя переключателя (не показано).
[0035] Благодаря высокоскоростному переключению в предлагаемом преобразователе, согласно одному из вариантов осуществления настоящего изобретения, выполняют не измерение постоянного тока, а за счет использования емкостного делителя 301 напряжения (С33, С34) выявляют, когда ток стремится к нулю (см. фиг. 3). Благодаря соответствующему выбору конденсаторов, такой емкостный делитель позволяет процессору управлять измерением допустимого напряжения (как правило, примерно 5 В вместо максимального пикового напряжения в 450 В).
[0011] На фиг. 3 полумостовое плечо полностью представлено с GaN-транзисторами 310, 311. Таким образом, емкостной делитель предназначен для получения сигнала, указывающего, когда на транзисторах 310, 311 действительно происходит переключение (или прохождение через 0 В).
[0012] Когда GaN-транзистор проводит в обратном режиме, то есть, когда ток идет от истока (S) к стоку (D) через диод обратной цепи (не показан), известно, что падение напряжения является довольно высоким (несколько вольт), если управление GaN находится в состоянии ВЫКЛ. Это ведет к большой потере энергии. Поэтому при переключении тока с одного транзистора на другой важно, чтобы бестоковая пауза была как можно меньше. Однако слишком малая бестоковая пауза представляет опасность, и поэтому опасность перекрестной проводимости между транзисторами 310, 311 должна быть устранена с некоторым запасом надежности. В итоге должен быть найден компромисс между не слишком малой бестоковая паузой (опасность для надежности работы) и не слишком большой бестоковая паузой (потеря энергии).
[0013] Цепь емкостного делителя в соответствии с настоящим изобретением предназначена для обнаружения момента, когда ток перестает протекать в одном транзисторе, чтобы можно было безопасно переключиться на другой транзистор. Обнаружение тока обычными средствами в ситуации быстрого переключения GaN является сложным и дорогостоящим, тогда как решение согласно настоящему изобретению решает проблему за счет очень маленькой и простой схемы.
[0014] Следует рассмотреть случай, когда транзистор 311 переключается в состояние ВЫКЛ, и ток Ileg является отрицательным. После отправки сигнала ВЫКЛ на транзистор 311 проходит некоторое время, пока V(LSW) или V(NSW) не увеличивается, поскольку:
- управляющий транзистором 311 драйвер имеет некоторую задержку (зависит от температуры),
- требуется время, зависящее от значения Ileg, для зарядки выходных емкостей 310 и 311,
- Ileg в некоторых ситуациях может протекать в неправильном направлении, и требуется некоторое время для изменения направления Ileg, чтобы обеспечить мягкий переход.
[0015] После истечения вышеупомянутых задержек потенциал LSW (или NSW), наконец, повышается. Цепь 301/302 определяет это изменение напряжения и передает в виде сигнала "К ПРОЦЕССОРУ" с очень малой задержкой. После чего управляющий транзистором 311 процессор может быстро и безопасно включить транзистор 310, поскольку ему известно, что транзистор 311 полностью выключен (напряжение в LSW или NSW начало расти).
[0016] Решение согласно настоящему изобретению обеспечивает минимизацию бестоковой паузы вне зависимости от вовлеченных задержек, что, таким образом, обеспечивает минимальные потери мощности.
[0017] В настоящем изобретении устойчивость управления GaN является критическим параметром. На самом деле, транзисторы из GaN переключаются очень быстро, так что они обеспечивают высокое значение dV/dt при отключении управления, далеко за пределами допустимых значений для большинства приводов, имеющихся в настоящее время в продаже. Кроме того, пороговое значение напряжения управления является очень низким. Более того, согласно настоящему изобретению, была разработана очень компактная, недорогая и чрезвычайно устойчивая схема привода, которая способна приводить в действие транзисторы из GaN в их нормативных пределах (см. фиг. 3). Согласно варианту осуществления, проиллюстрированному на фиг. 3, используют дополнительный источник и затворные катушки индуктивности (L31, L32) для устранения CMN, проходящего в транзисторах из GaN непосредственно в землю, без влияния на привод 303 из GaN. Для этого предусмотрен CMN-фильтр 302 (L31, С31, L32, С32).
[0018] При использовании высокоскоростных устройств, таких как GaN-транзисторы, значение изменения напряжения (dV/dt) в узлах LSW или NSW очень велико и обычно достигает 100-200 В/нс. Это означает, что время переключения находится в диапазоне от 2 до 4 нс при амплитуде 400 В.
[0019] Такое быстрое изменение может нарушить работу драйвера 303, который не в состоянии выдержать такую скорость на своих узлах DRV0 и DRVG.
[0020] Согласно показанному на фиг. 3 варианту осуществления настоящего изобретения, высокоскоростное изменение напряжения на узле LSW или NSW поступает на DRV0 и DRVG через фильтр RLC (L31-L32, R' и С33, С34). Этот фильтр выполняет функции низкочастотного фильтра для этого синфазного изменения напряжения и уменьшает значение dV/dt.
[0021] Входные конденсаторы С31 и С32 драйвера обычно имеют емкость около 100 нФ, а емкость С33, С34 составляет обычно около 50 пФ и 10 нФ, соответственно, обеспечивая функцию емкостного делителя.
[0022] Следует отметить, что поскольку драйвер 303 создает управляющий сигнал транзистора 310 на узлах DRV0 и DRVG, он практически не подвержен влиянию катушки L31-L32 индуктивности, поскольку эта катушка индуктивности является индуктивной только в синфазном режиме.
[0023] Величина L31-L32, R' и С33, С34 может быть критической, но упомянутая цепь позволяет получить отношение "dV/dt", поступающее на драйвер 303, как правило ниже 25 В/нс, что приемлемо для большинства драйверов.
[0024] Выбор правильной упаковки GaN также играет важную роль. Согласно одному из вариантов осуществления, для такого проектного решения наилучшим выбором оказалась модель для поверхностного монтажа (SMD) с доступом к двум источникам, один из которых предназначен для обеспечения электропитания, а другой - для подачи команды. Это обеспечивает безопасное управление транзистором. Кроме того, небольшой корпус снижает индукционные помехи и, следовательно, функциональное электрическое перенапряжение. Разводка печатной платы и расположение разделяющих конденсаторов играют важнейшую роль для надлежащего функционирования компонентов из GaN.
Фильтры синфазного и дифференциального шума
[0025] Большая проблема в топологии с полным мостом (S1_H, S1_L, S2_H, S2_L) по фиг. 1 заключается в том, чтобы справиться с синфазным шумом, генерируемым при переключении довольно высокых напряжений (например, от 0 В и 400 В (VTANK)).
[0026] Специалистам в данной области известно преимущества использования фильтров синфазного шума для снижения уровня такого типа шума. Обычно фильтры синфазных помех состоят из синфазного дросселя и конденсаторов Y-типа, подключенных к земле. Они снижают уровень синфазных помех, создавая для них токовую линию на землю. Проблема такой конструкции заключается в том, что конденсаторы, подключенные к земле, обычно должны иметь очень небольшое значение из-за требований безопасности. Большая емкость таких конденсаторов может привести к опасному току, идущему к точке заземления. Поэтому их емкость ограничена несколькими нанофарадами (обычно 10 нФ). Более того, в некоторых приложениях небольшое значение паразитной емкости дополнительно создает проблемный синфазный ток.
[0027] Для создания эффективного и компактного фильтра целесообразно увеличить размер этих конденсаторов, поскольку плотность накопления энергии конденсаторов намного выше таковой у катушек индуктивности. В противном случае, при небольших конденсаторах катушки индуктивности фильтра должны быть большими, что нежелательно при миниатюризации.
[0028] Решение по настоящему изобретению позволяет использовать большое значение емкости для С100 и С200 (фиг. 1), поскольку С100 и С200 не подключены к земле, а направляют синфазный ток непосредственно на опорный потенциал (0 В), который, в свою очередь, изолирован от земли.
[0029] Однако, уменьшение размера допускается только при выполнении некоторых условий. В случае, когда С100 и С200 большие (обычно от 10 нФ до нескольких мкФ), напряжение на С100 и С200 является почти постоянным на интервале переключения. Таким образом, L100-L200 находится под данным напряжением в течение части интервала переключения; произведение этого напряжения на "dt" называется "Edt" и характеризует изменение магнитного потока через катушку индуктивности. Известно, что размер L100-L200 по существу пропорционален Edt.
[0030] Рассмотрим наихудший вариант ситуации, возможный при генерации выходной синусоиды на частоте 50 Гц. Как видно на фиг. 7а), управление S1_H - S2_L происходит с помощью центрированной широтно-импульсной модуляции. Когда напряжение синусоиды 50 Гц достигает 0 В, рабочий цикл D составляет 50%; легко оценить величину Edt, которую будут поддерживать катушки L100/L200 индуктивности в этот момент:
- S1_Н и S2_H включены, S1_L и S2_L выключены,
- D=50%,
- V(NO)=V(LO)=V(VTANK)/2,
- напряжение на L300 и L400 составляет почти 0, поскольку L100/L200 (синфазный режим)» L300/L400 (дифференциальный режим),
- Edt=(V(VTANK)-V(NO))*DT=(V(VTANK)-V(VTANK)/2)*50%T=V(VTANK)*T/4.
[0031] Для уменьшения размера с помощью цепи с фиг. 1 согласно варианту осуществления настоящего изобретения фазу модуляции динамически изменяют, чтобы уменьшить Edt и, следовательно, величину L100/L200 по меньшей мере в 2 раза. Как видно на фиг. 7b), Р - это фаза, которая динамически изменяется, когда выходная синусоида 50 Гц инвертора приближается к 0 В. Р обычно устанавливают на 90°, как показано на фиг. 7b). Легко видеть, что S1_H и S2_H одновременно включены только в течение половины времени, a Edt уменьшается на то же соотношение, что позволяет работать предлагаемой схеме с меньшей катушкой L100-L200 индуктивности:
Edt=V(VTANK) * Т/8.
-
[0032] Наконец, следует отметить, что выбор большей величины Р ведет к дальнейшему уменьшению Edt для L100-L200, но при этом возрастает ток пульсации в L300 и L400, что требует увеличения размера L300/L400, По этой причине предпочтительно рассматривать 90° как типичный фазовый угол.
[0033] В соответствии с изобретением при таком надлежащем динамическом изменении фазы модуляции общий объем каждой катушки L100, L200 индуктивности может быть уменьшен с типичной величины 10000 мм3 до примерно 5000 мм3 для преобразователя на 2 кВт.
Входной ток частотой 120 Гц и требование пульсации напряжения/тока
[0059] Для того чтобы удовлетворить требование пульсации на входе напряжения DC/тока, был разработан параллельный активный фильтр, который может компенсировать пульсацию более эффективно, чем в случае использования большого конденсатора на стороне входа. Принятое решение также является более надежным по сравнению с использованием топологии, основанной на «повышении напряжения», для которой рабочие напряжения могут повышаться до предельного Vмакс транзисторов из GaN.
[0060] Активный фильтр работает с более высокими перепадами напряжения (примерно 200 Vpk-pk) и сохраняет соответствующую энергию в керамических конденсаторах, емкость которых возрастает при уменьшении напряжения, что приводит к трем преимуществам:
уменьшение размера входного конденсатора С1 параллельного резонансного контура (менее 15 мкФ);
уменьшение размера фильтрующего конденсатора С5 до величины менее 150 мкФ;
устойчивость инвертора благодаря использованию компонентов из GaN ниже 450 Vdc.
[0061] Программное обеспечение также способствует этому; алгоритм сохраняет Vвх постоянным и обеспечивает возможность более крупных пульсаций в активном фильтре. Кроме того, алгоритм обучения также уменьшает входные пульсации (на 3 порядка) за счет исправления ошибок моделирования благодаря наличию периодов простоя.
Миниатюризация компонентов для преобразования постоянного тока в переменный
[0062] Согласно одному из вариантов осуществления настоящего изобретения, использование MLCC-конденсаторов (то есть, керамических конденсаторов) для сохранения энергии обеспечивает получение более компактного и эффективного модуля.
[0063] Кроме того, магнитные компоненты, в основном, состоят из феррита, причем известно, что их магнитные потери являются очень низкими при высоких частотах. Использование литцендрата сводит к минимуму потери благодаря поверхностному эффекту и эффекту близости. Для дальнейшей минимизации, провода наматывают непосредственно на феррит, без каркаса для намотки катушки. Их охлаждение осуществляется посредством воздушного потока вентилятора и за счет использования фольги из оксида алюминия, расположенной в середине феррита для создания требуемого воздушного зазора и теплового отвода. Размер фильтрующих конденсаторов и индукторов оптимизирован благодаря увеличению допустимого пульсирующего тока.
[0064] Что касается выходного тока, то датчик Холла с разомкнутой петлей, объединенный с электромагнитным экраном, обеспечивает получение очень компактного измерительного устройства, предоставляющего гальваническую развязку и уменьшение чувствительности к синфазному и индукционному шуму. Время его срабатывания является очень малым, что способствует защите инвертора от короткого замыкания или высоких ударов нагрузки.
[0065] Следует отметить, что все другие результаты оценки тока (Lиндуктор, и т.д.) получены благодаря наблюдателям состояния без датчиков тока (бессенсорное измерение, например, напряжений), что снижает габаритный размер инвертора.
[0066] Благодаря особой модуляции по управлению компонентов из GaN, которая уменьшает ток в фильтрующих индукторах L7-L8 (см., фиг. 2), размер их сердечника уменьшается без достижения уровня насыщения.
[0067] Обеспечение слоистой структуры для всех печатных плат и теплоотвода представляет собой серьезную трудность. Как показано на фиг. 5, она была получена за счет использования микропружинных контактов 507, специального теплоотвода 512, изготовленного посредством электроимпульсной обработки (EDM, Electrical Discharge Machining), ультратонких печатных плат 510, 513, и т.д. (толщиной 0,012 дюйма), силиконового пенопласта 508 для распределения контактного давления компонентов из GaN на теплоотвод 512. Все эти технические признаки в значительной степени способствовали уменьшению размера инвертора.
[0068] Согласно одному из вариантов осуществления, инверторный модуль содержит, в основном, две части. Первая часть включает в себя управление устройством, вспомогательный источник питания, плечи (или полумосты) в количестве пяти штук и их соответствующие приводы совместно с теплоотводом. Вторая часть включает в себя пассивные фильтры.
[0069] Предпочтительно, резонансная топология мягкого переключения LLC использована для изолированного вспомогательного источника питания 12 В/5 В/3,3 В (примерно 10 Вт). Это позволяет уменьшить его объем до величины менее 0,128 дюйм (0,8*0,8*0,2 дюймов), что, в свою очередь, обеспечивает возможность надлежащей интеграции внутри упомянутой выше управляющей части на единственной печатной плате.
Управление тепловым процессом
[0070] С учетом оцененных и моделируемых потерь, принудительное воздушное охлаждение является единственным эффективным решением, способным в достаточной степени уменьшить тепловое сопротивление до окружающего воздуха. Согласно одному из вариантов осуществления, эффективный осевой вентилятор (примерные размеры 1,57*1,57*0,6 дюймов) расположен в середине передней пластины.
[0071] Карта теплового моделирования с фиг. 4 демонстрирует результат, когда все компоненты оптимальным образом расположены вокруг вентилятора, а именно: самые горячие компоненты находятся в прямом воздушном потоке; площади теплообменной поверхности увеличены до максимума; потери давления сведены к минимуму;
скорость воздуха рядом с боковой стороной оптимизирована и вход свежего воздуха рядом с теплоотводом из GaN сводит к минимуму тепловое сопротивление, что повышает до максимума эффективность инвертора.
[0072] Таким образом, выбор подходящих тепловых пограничных слоев имеет решающее значение для уменьшения мест локального перегрева на наружной поверхности инвертора. На фиг. 5 показана тепловая многоуровневая или слоистая структура согласно одному из вариантов осуществления (вид в разрезе по высоте). Температура перехода GaN не превышает 60° при температуре окружающей среды в 30°С и нагрузке 2 кВт.
[0073] На фиг. 5 показана подробная структура тепловых пограничных слоев согласно одному из вариантов осуществления. Для одного транзистора 509 из GaN (потери примерно 2 Вт), тепловые сопротивления имеют следующий вид:
переход GaN - тепловая прокладка: 0,5°С/Вт;
конструкция печатной платы 510, увеличивающая перенос тепла от транзистора 509 из GaN к теплоотводу 512: 1,1°С/Вт;
термопаста с пылью из оксида алюминия: 0,3°С/Вт;
керамическая теплоизоляционная фольга с нитридом алюминия 511: 0,02°С/Вт;
теплопроводящий клей с серебряной пылью: 0,15°С/Вт и
ячеистый теплоотвод 512 с принудительно подаваемым воздухом (см. ниже): 13°С/Вт (относительно единственного компонента из GaN).
[0074] И наружный экран 501, 503, и теплоотвод 512 изготовлены из меди, а накопительные конденсаторы 514 представляют собой керамические MLCC. Оба материала выбраны для повышения теплового потока и площади теплообменной поверхности. Узел конденсаторов, образующий активный фильтр, представляет собой устройство накопления энергии, но также является продолжением теплоотвода 512. Воздушный поток между каждым рядом из MLCC (предпочтительно с зазором ±0,04 дюйма или 1 мм между конденсаторами) повышает охлаждающий эффект, поскольку конденсаторы играют роль ребер. Объем, занимаемый накопителем энергии, выступает в качестве второго теплоотвода, благодаря геометрической форме узла и типу конденсатора (хороший проводник тепла).
[0075] Несколько типов теплоотводов, показанных на фиг. 6, термически смоделировали и сравнили с упомянутой выше трехмерной моделью (множество дисков 601, ячеистая структура 602, ребра с чередованием 603 или нет, медный пенопласт 604 и т.д.).
[0076] Предпочтительно, был выбран ячеистый теплоотвод 602 (Rthjotal=1,3°С/Вт (10 GaN); L2,79*W0,83*H0,26 дюймов), поскольку он сводит к минимуму температуру GaN и имеет отверстия, достаточно большие для того, чтобы избежать закупорки пылью. Двухмерная структура распределяет по поверхности температуру и дополнительно уменьшает количество мест локального перегрева.
[0077] Несколько индукторов 504 (но не все из них) предпочтительно термически прикреплены к медному экрану 503. Для того чтобы наружный корпус соответствовал предельно допустимому температурному режиму в 60°С, прокладка 502 обеспечивает электроизоляционный, но теплопроводящий пограничный слой между экраном 503 и наружным корпусом 501. Таким образом, тепловое сопротивление пограничного слоя способствует отведению тепла из самых горячих внутренних компонентов и предотвращает рассеивание этого тепла локально наружным корпусом.
Электромагнитная совместимость (EMC, Electromagnetic Compliance)
[0078] Для того чтобы обеспечить удовлетворение требований, относящихся к части 15 правил Федеральной комиссии по связи (FCC, Federal Communications Commission) класса «В» (для бытового оборудования, который является более жестким по сравнению с классом «А», для коммерческого или промышленного оборудования), выбор топологии и тип модуляции был основан на моделях источников шума. Каждый фильтр был смоделирован на установленной модели шума для оптимизации конструкции инвертора и разводки печатной платы. Ключевые факторы согласно настоящему изобретению для удовлетворения требований класса «В» можно суммировать следующим образом:
Мягкое переключение основных переключателей и вспомогательного источника питания независимо от нагрузки;
регулируемая частота и особая спектральная модуляция;
первый внутренний экран, электрически соединенный с (L-=О В DC);
второй экран (наружный корпус) и экран последней фильтрующей ступени;
фильтр выходного переменного тока (АСвых), связанный с (L-);
использование нескольких небольших фильтров вместо одного большого;
подавление всех резонирующих полюсов на частотах выше 50 кГц;
использование керамических конденсаторов для сведения к минимуму индукционные помехи и их размера;
сведение к минимуму связи между фильтрами;
сведение к минимуму емкостной связи в конструкции индуктора.
Список ссылочных обозначений
100 Фильтр синфазного шума
101 Фильтр дифференциального шума
201 Фазный полумост переключателя
202 Нулевой полумост переключателя
203 Полумост активного фильтра
204 Заземленный экран или подсоединение к земле
301 Емкостной делитель для обнаружения точки нулевого тока
302 Фильтр синфазного шума для затвора переключения GaN-транзистора
303 GaN драйвер
310 верхний переключатель полумоста
311 нижний переключатель полумоста
501 Медный корпус
502 Электроизолирующая/теплопроводящая прокладка
503 Медный экран
504 Катушка(катушки) индуктивности
505 Керамический зазор индуктивности
506 Соединение печатных плат
507 Микропружинные контакты
508 Кремнийорганический пеноматериал
509 GaN-переключатель
510 Печатная плата с тепловыми переходными отверстиями
511 Керамическая изоляция
512 Сотовый теплоотвод
513 Печатная плата для монтажа накопительных конденсаторов
514 Керамический конденсатор активного фильтра
601 Многолопастной теплоотвод
602 Сотовый теплоотвод
603 Теплоотвод с перемежающимися ребрами
604 Пеномедный теплоотвод
Figure 00000002

Claims (23)

1. Однофазный неизолированный миниатюрный силовой инвертор (1) для преобразования постоянного тока в переменный ток, содержащий:
- вход постоянного тока, имеющий положительный вывод (L+) и отрицательный вывод (L-);
- выход переменного тока, имеющий фазный вывод (L) и нулевой вывод (N);
- по меньшей мере полную мостовую топологию переключения Н-типа, выполненную из первого полумоста (201), имеющего первый переключатель (S1_H) последовательно со вторым переключателем (S1_L), и второго полумоста (202), имеющего третий переключатель (S2_H) последовательно с четвертым переключателем (S2_L), причем первый переключатель (S1_H) подсоединен на одном конце к положительному выводу (L+) входа постоянного тока, а второй переключатель (S1_L) подсоединен на одном конце к отрицательному выводу (L-) входа постоянного тока, при этом другой конец первого переключателя (S1_H) подсоединен к другому концу второго переключателя (S1_L), определяя первый общий конец, причем упомянутый первый общий конец подсоединен к фазному выводу (L) выхода переменного тока, при этом третий переключатель (S2_H) подсоединен на одном конце к положительному выводу (L+) входа постоянного тока, а четвертый переключатель (S2_L) подсоединен на одном конце к отрицательному выводу (L-) входа постоянного тока, при этом другой конец третьего переключателя (S2_H) подсоединен к другому концу четвертого переключателя (S2_L), определяя второй общий конец, причем упомянутый второй общий конец подсоединен к нулевому выводу (N) выхода переменного тока,
- по меньшей мере один EMI-фильтр (101) дифференциального шума, подключенный между первым и вторым общими концами полумостов и выводами выхода переменного тока;
- по меньшей мере один EMI-фильтр (100) синфазного шума, подключенный каскадно с упомянутым по меньшей мере одним EMI-фильтром (101) дифференциального шума, подключенным между первым и вторым общими концами полумостов и выводами выхода переменного тока, или наоборот;
причем фильтр (100) синфазного шума имеет две связанные катушки индуктивности и по меньшей мере два конденсатора Y-типа, каждый из которых подключен между концом одной из упомянутых связанных катушек индуктивности и одной и той же опорной точкой, при этом фильтр (101) дифференциального шума имеет по меньшей мере один конденсатор Х-типа, соединяющий фазу и ноль;
причем первый (S1_H), второй (S1_L), третий (S2_H) и четвертый (S2_L) переключатели выполнены из широкозонных полупроводников, предпочтительно из нитрида галлия, или GaN полупроводников;
причем силовой инвертор (1) для преобразования постоянного тока в переменный ток дополнительно содержит:
- активный фильтр компенсации пульсаций, содержащий третий полумост (203), имеющий пятый переключатель (S3_H) последовательно с шестым переключателем (S3_L), причем пятый переключатель (S3_H) подсоединен на одном конце к положительному выводу (L+) входа постоянного тока, а шестой переключатель (S3_L) подсоединен на одном конце к отрицательному выводу (L-) входа постоянного тока, при этом другой конец пятого переключателя (S3_H) подсоединен к другому концу шестого переключателя (S3_L), определяя третий общий конец, причем упомянутый третий общий конец подсоединен к первому концу LC-фильтра, выполненному по меньшей мере из одной катушки (L6) индуктивности и одного накопительного конденсатора (С5), и второй конец LC-фильтра подсоединен к отрицательному выводу (L-);
- средства управления модуляцией первого (S1_H), второго (S1_L), третьего (S2_H), четвертого (S2_L), пятого (S3_H) и шестого (S3_L) переключателей, обеспечивающие частоту переключения от 20 до 500 кГц и возможность изменения фазовых сдвигов между любыми двумя из первого (201), второго (202) и третьего (203) полумостов и возможность модуляции бестоковой паузы переключателей упомянутых полумостов (201, 202, 203);
так, чтобы обеспечить переключение, близкое к переключению при нулевом напряжении, в частности, чтобы обеспечить возможность переключения при прохождении тока через ноль, и также устранить потери на переключение и для обеспечения возможности большого разброса значений двойной амплитуды напряжения в активном фильтре с сохранением соответствующей энергии в накопительных конденсаторах (С5),
при этом конденсаторы Y-типа фильтра (100) синфазных помех подключены к экрану, имеющему опорный потенциал, причем упомянутый экран изолирован от земли, и упомянутые конденсаторы Y-типа имеют значение от 100 нФ до нескольких мкФ, при этом паразитная емкость или емкость утечки между экраном и землей составляет менее 10 нФ, чтобы соответствовать стандартам безопасности;
отличающийся тем, что силовой инвертор (1) для преобразования постоянного тока в переменный ток содержит для каждого переключателя емкостный делитель (301), который разветвляется параллельно в командной линии между затвором переключения и драйвером (303) переключения, чтобы обнаруживать переход через ноль тока переключения через вывод затвора соответствующих переключателей и чтобы регулировать бестоковую паузу переключателей, которая должна быть достаточно долгой для предотвращения перекрестной проводимости между переключателями полумоста, с минимизацией при этом потерь мощности из-за обратных токов.
2. Инвертор по п. 1, отличающийся тем, что содержит входной конденсатор (С1) колебательного контура с емкостью менее 15 мкФ, причем емкость конденсатора (С5) активного фильтра составляет менее 150 мкФ.
3. Инвертор по п. 1, отличающийся тем, что содержит бессенсорные блоки наблюдения состояния для оценки токов в инверторе, за исключением выходного тока.
4. Инвертор по п. 1, отличающийся тем, что цепь дополнительно содержит фильтр (302) синфазного шума относительно опорного потенциала экрана для защиты каждого драйвера (303) переключения, катушек L31, L32 индуктивности фильтра (302) синфазного шума и конденсаторов С33, С34 и резистор R' емкостного делителя (301), являющегося частью RLC-фильтра R'-L31-L32-C33-C34, выполняющего функции низкочастотного фильтра, компоненты которого выбраны так, чтобы уменьшить значение dV/dt на каждом переключателе до значения менее 50 В/нс, предпочтительно менее 25 В/нс.
5. Инвертор по п. 1, отличающийся тем, что содержит датчик Холла с разомкнутым контуром в сочетании с электромагнитным экраном для измерения выходного тока инвертора.
6. Инвертор по п. 1, в котором конденсаторы представляют собой многослойные керамические конденсаторы.
7. Инвертор по п. 1, в котором предусмотрен вспомогательный источник питания в форме резонансного LLC-контура с мягким переключением.
8. Инвертор п. 1, отличающийся тем, что содержит средства управления для поддержания входного напряжения постоянного тока по существу постоянным, с обеспечением при этом возможности изменения пульсации через активный фильтр.
9. Инвертор по п. 1, в котором первый полумост (201) и второй полумост (202) каждый разделены дополнительным полумостом, установленным параллельно с ними.
10. Инвертор по п. 1, в котором на стороне входа постоянного тока между входными выводами (L+, L) постоянного тока и входом полного Н-моста расположены второй фильтр синфазного шума и второй фильтр дифференциального шума.
RU2018103878A 2015-07-09 2016-07-07 Инвертор с высокой удельной мощностью RU2708638C2 (ru)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP15176078 2015-07-09
EP15176078.2 2015-07-09
EP15195520.0A EP3171499A1 (en) 2015-11-20 2015-11-20 High power density inverter (i)
EP15195520.0 2015-11-20
PCT/EP2016/066159 WO2017005863A1 (en) 2015-07-09 2016-07-07 High power density inverter (i)

Publications (3)

Publication Number Publication Date
RU2018103878A RU2018103878A (ru) 2019-08-09
RU2018103878A3 RU2018103878A3 (ru) 2019-11-13
RU2708638C2 true RU2708638C2 (ru) 2019-12-10

Family

ID=56368980

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2018103878A RU2708638C2 (ru) 2015-07-09 2016-07-07 Инвертор с высокой удельной мощностью

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10116201B2 (ru)
EP (1) EP3320610B1 (ru)
CN (1) CN107852087B (ru)
RU (1) RU2708638C2 (ru)
WO (1) WO2017005863A1 (ru)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2786930C1 (ru) * 2022-01-10 2022-12-26 Илья Николаевич Джус Электроаппарат в металлическом корпусе

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10536140B1 (en) * 2015-12-03 2020-01-14 Navitas Semiconductor, Inc. Half bridge and oscillator power integrated circuit
DE102016201504A1 (de) * 2016-02-01 2017-08-03 Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft Verbesserter Stromrichter
CN110249399B (zh) * 2017-01-25 2022-05-03 凯米特电子公司 自衰减mlcc阵列
EP3422417B1 (en) 2017-06-30 2021-08-04 Murata Manufacturing Co., Ltd. Distributed lc filter structure
ES2954077T3 (es) * 2018-05-29 2023-11-20 Siemens Mobility GmbH Sistema de accionamiento para un vehículo ferroviario con un dispositivo de protección contra cortocircuitos del lado secundario del transformador
EP3575131A1 (de) * 2018-05-29 2019-12-04 Siemens Mobility GmbH Antriebssystem für ein eletrisch betriebenes schienenfahrzeug
CN110943609B (zh) * 2018-09-25 2022-01-21 台达电子工业股份有限公司 功率模块
CN109361831A (zh) * 2018-10-31 2019-02-19 宁波环球广电科技有限公司 高精度多频带电控均衡电路
CN113632361B (zh) * 2019-03-25 2023-12-05 松下知识产权经营株式会社 开关电源装置
EP3871328A1 (en) * 2019-03-26 2021-09-01 Google LLC Direct current (dc) bus electromagnetic interference (emi) filtering for power adapters
CN110148960B (zh) * 2019-04-17 2023-11-03 华为数字能源技术有限公司 一种功率变换电路、逆变器及控制方法
CN110034688A (zh) * 2019-04-19 2019-07-19 武汉科技大学 一种用于舰船的消磁电源装置及消磁信号生成方法
CN110289752B (zh) * 2019-07-05 2020-11-24 南京航空航天大学 一种抑制llc谐振变换器共模传导干扰的共模电压对消方法及电路
CN110266009A (zh) * 2019-07-05 2019-09-20 华中科技大学 一种交流微电网高次谐波有源稳定装置和方法
CN110380630B (zh) * 2019-07-12 2020-04-14 四川大学 基于占空比单相pwm整流器的观测器精度提高方法
CN110401369A (zh) * 2019-08-12 2019-11-01 黄山学院 高效率高功率密度GaN全桥逆变器模块
CN110429850B (zh) * 2019-08-12 2021-02-23 无锡派微科技有限公司 新能源发电***用高效率GaN三相逆变器模块
JP2023525258A (ja) * 2020-05-06 2023-06-15 ワトロー エレクトリック マニュファクチュアリング カンパニー 熱システムのための絶縁電力変換器
CN111628641B (zh) * 2020-05-25 2022-01-11 中国长城科技集团股份有限公司 无桥整流电路、漏电流峰值控制方法及可读存储介质
DE102020214399A1 (de) 2020-11-17 2022-05-19 Robert Bosch Gesellschaft mit beschränkter Haftung Galliumnitrid-Halbleiterschaltung
CN113158605B (zh) * 2021-03-10 2024-02-13 南京工程学院 一种SiC MOSFET近区电磁场建模方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110026281A1 (en) * 2009-07-31 2011-02-03 Chapman Patrick L Apparatus and method for controlling dc-ac power conversion
RU123265U1 (ru) * 2012-06-29 2012-12-20 Открытое Акционерное Общество Холдинговая Компания "Электрозавод" (Оао "Электрозавод") Высоковольтная импульсная установка
JP5300775B2 (ja) * 2010-03-30 2013-09-25 株式会社創発システム研究所 長尺ケーブルを介して駆動する道路トンネルのジェットファン用誘導電動機の可変速駆動装置
WO2015125107A1 (en) * 2014-02-20 2015-08-27 Brusa Elektronik Ag Inductive charging device

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3996537A (en) * 1975-07-21 1976-12-07 Corcom, Inc. Noise suppression filter
ES2150072T3 (es) * 1995-05-26 2000-11-16 At & T Corp Control del factor de potencia en rectificadores conmutados.
US5969583A (en) * 1996-12-23 1999-10-19 Acuson Corporation Common-mode EMI filter with a separately wound ground winding
JP2004274161A (ja) * 2003-03-05 2004-09-30 Tdk Corp ノイズ抑制回路
JP2004356918A (ja) * 2003-05-29 2004-12-16 Tdk Corp ノイズ抑制回路
CN1938925A (zh) * 2004-03-31 2007-03-28 Tdk株式会社 噪声抑制电路
US8305053B2 (en) * 2010-08-18 2012-11-06 Texas Instruments Incorporated System and method for controlling a power switch in a power supply system
US9071141B2 (en) * 2011-04-08 2015-06-30 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Two-stage single phase bi-directional PWM power converter with DC link capacitor reduction
CN103337982B (zh) * 2013-07-10 2016-08-24 中北大学 基于双基准双比较零点的通用变频器低速性能死区补偿方法
CN103595286A (zh) * 2013-11-13 2014-02-19 上海大学 一种用于双极性调制逆变桥的死区补偿方法和电路
JP6444090B2 (ja) * 2014-08-01 2018-12-26 キヤノン株式会社 整流平滑回路、電源装置及び画像形成装置
US10637369B2 (en) * 2015-10-20 2020-04-28 Schneider Electric It Corporation Current sensing system for full-bridge pulse-width modulated inverter system

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110026281A1 (en) * 2009-07-31 2011-02-03 Chapman Patrick L Apparatus and method for controlling dc-ac power conversion
JP5300775B2 (ja) * 2010-03-30 2013-09-25 株式会社創発システム研究所 長尺ケーブルを介して駆動する道路トンネルのジェットファン用誘導電動機の可変速駆動装置
RU123265U1 (ru) * 2012-06-29 2012-12-20 Открытое Акционерное Общество Холдинговая Компания "Электрозавод" (Оао "Электрозавод") Высоковольтная импульсная установка
WO2015125107A1 (en) * 2014-02-20 2015-08-27 Brusa Elektronik Ag Inductive charging device

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2786930C1 (ru) * 2022-01-10 2022-12-26 Илья Николаевич Джус Электроаппарат в металлическом корпусе
RU2810205C1 (ru) * 2022-11-23 2023-12-22 Тяньди (Чанчжоу) Аутомэйшн Ко., Лтд. Способ согласованной оптимизации подавления пикового напряжения igbt

Also Published As

Publication number Publication date
CN107852087B (zh) 2020-05-22
RU2018103878A3 (ru) 2019-11-13
US10116201B2 (en) 2018-10-30
EP3320610A1 (en) 2018-05-16
EP3320610B1 (en) 2019-08-28
RU2018103878A (ru) 2019-08-09
CN107852087A (zh) 2018-03-27
US20180205309A1 (en) 2018-07-19
WO2017005863A1 (en) 2017-01-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2708638C2 (ru) Инвертор с высокой удельной мощностью
RU2702103C2 (ru) Инвертор с высокой удельной мощностью
Kim et al. A damping scheme for switching ringing of full SiC MOSFET by air core PCB circuit
EP3171499A1 (en) High power density inverter (i)
US20080018425A1 (en) Transforming device of power source and transformer thereof
Ghosh et al. Industrial approach to design a 2-kVa inverter for Google little box challenge
Escobar-Mejia et al. Realization of a modular indirect matrix converter system using normally off SiC JFETs
JP5482211B2 (ja) 電力変換装置のスナバ回路
Acharya et al. A 10‐kV SiC‐MOSFET (Gen‐3) Half‐Bridge Module‐Based Isolated Bidirectional DC–DC Converter Block for Medium‐Voltage High‐Power Applications
Sato et al. Development of high power density three-phase inverter
EP3171684B1 (en) High power density inverter (ii)
JP5516623B2 (ja) 電力変換装置
Hızarcı et al. Reducing electromagnetic interference in three-level T-type isolated bidirectional DC-DC converter using a snubber circuit
Friedli et al. Design and performance of a 200 kHz All-SiC JFET current source converter
CN114006522B (zh) 电感电容网络单元及dc-dc变换器
Gupta et al. A DC planar bus bar of high-frequency power converter with enhanced current distribution
US20230012109A1 (en) Over-voltage protection circuitry
Schultheiß et al. Minimum Volume Design of a Forced-Air Cooled Three-Phase Power Factor Correction Stage for Electric Vehicle Chargers
JP2018182880A (ja) 電力変換装置
JP6316484B1 (ja) 電力変換器
JP2017011836A (ja) 電力変換装置用モジュール
Tuimala Choosing a three-phase converter topology for low-power applications based on subjective selection criteria
Zhang Investigation of Emerging Power Electronics Technologies in EV Applications
Khuong-Duy et al. Modeling and Mitigation of Common-Mode EMI Noise for LLC Resonant DC/DC Converter for Grid-connected Applications
Pedersen et al. EMC investigation of a Very High Frequency self-oscillating resonant power converter

Legal Events

Date Code Title Description
HE9A Changing address for correspondence with an applicant
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20200708