RU2688921C2 - Method of measuring range and radial velocity in radar with probing composite pseudorandom lfm pulse - Google Patents

Abstract

FIELD: physics.SUBSTANCE: invention relates to radar engineering and can be used for detection and measurement of distances to various types of movable and fixed objects when implementing in a radar station a probing composite linear-frequency-modulated (LFM) pulse, and also can be used in radar and sonar, in those areas and fields of activity, where it is necessary to measure distances to inaccessible objects. Said results are achieved by the fact that the method employs a broadband probing pulse consisting of a merged sequence of elementary LFM pulses with alternating frequency modulation symbols, with pseudorandom values of initial frequencies and initial phases, wherein due to matched filtration of reflected pulses, duration of which can be shorter than the duration of the probing pulse, delay of maximum amplitude of reflected pulse at outputs of filters does not depend on Doppler frequency and corresponds to distance to detected target without Doppler error, resolution on range has constant value in the entire range of range, and signal frequency, measured by discriminator method on maximum amplitudes in two adjacent filters, corresponds to Doppler shift of target frequency, unambiguously related to its radial speed.EFFECT: technical result is providing monopulse measurement of distance and radial speed of targets with constant resolution in range and radial speed in the entire range of range.1 cl, 26 dwg

Description

Изобретение относится к радиолокационной технике и может быть использовано для обнаружения и измерения расстояний до разного рода неподвижных объектов, а также для измерения расстояний и радиальной скорости движущихся объектов. Способ может быть использован в радиолокации и гидролокации, в области геологии, археологии, в землеустроительных работах и других сферах деятельности, где необходимо измерять расстояния до недоступных объектов.The invention relates to radar technology and can be used to detect and measure distances to various kinds of fixed objects, as well as to measure the distance and radial velocity of moving objects. The method can be used in radar and sonar, in the field of geology, archeology, land surveying and other areas where it is necessary to measure distances to inaccessible objects.

Достигаемый технический результат состоит в обеспечении измерения расстояний до целей с постоянной разрешающей способностью, которая не зависит от расстояния до цели и ее радиальной скорости. Технический результат состоит также в возможности измерения радиальной скорости цели в этом же цикле зондирования с разрешающей способностью по скорости, независящей от расстояния до цели. Указанные результаты достигаются за счет того, что в способе используется широкополосный зондирующий импульс, состоящий из слитной последовательности элементарных ЛЧМ импульсов с псевдослучайными значениями начальных частот и начальных фаз, благодаря которому согласованная фильтрация поступающих отраженных импульсов, длительность которых может быть меньше длительности зондирующего импульса, обеспечивает одинаковую методическую точность измерения расстояния и одинаковую разрешающую способность во всем диапазоне дальности, а также одинаковую методическую точность измерения радиальной скорости одинаковую разрешающей способности по скорости во всем диапазоне дальности. Исходный зондирующий импульс (ЗИ) формируется в виде цифровых отсчетов слитной последовательности большого числа коротких элементарных линейно-частотно-модулированных импульсов (ЭИ), имеющих одинаковые длительности и девиации частоты, но разные псевдослучайные значения начальных частот и чередующиеся знаки скорости изменения частоты модуляции, а также имеющих разные псевдослучайные значения начальных фаз. Принимаемые антенной отраженные импульсы усиливаются, фильтруются полосовым фильтром, дискретизируются по времени и квантуются по уровню аналого-цифровым преобразователем. Сформированные отсчеты переносятся на нулевую частоту путем цифрового квадратурного гетеродинирования комплексной синусоидой с определенной частотой. Результаты гетеродинирования фильтруются цифровым квадратурным фильтром нижних частот (ЦФНЧ). Отсчеты на выходе ЦФНЧ формируются с определенной частотой и затем обрабатываются либо одним фильтром сжатия, если измеряется только расстояние, либо тремя фильтрами, если измеряются расстояния и скорости целей. При этом импульсная характеристика одного фильтра настроена на нулевую частоту, а двух других фильтров на крайние - положительное и отрицательное, значения диапазона доплеровских частот. За счет согласованной фильтрации сигнала с указанной структурой задержка максимальной амплитуды отраженного импульса на выходах фильтров не зависит от доплеровской частоты и соответствует расстоянию до обнаруженной цели без доплеровской ошибки, а частота сигнала, измеренная дискриминаторным методом по максимальным амплитудам в двух смежных фильтрах соответствует доплеровскому смещению частоты цели, однозначно связанному с ее радиальной скоростью.Technical result achieved is to provide a measurement of distances to targets with constant resolution, which does not depend on the distance to the target and its radial velocity. The technical result consists also in the possibility of measuring the radial velocity of the target in the same sensing cycle with a speed resolution independent of the distance to the target. These results are achieved due to the fact that the method uses a broadband probe pulse consisting of a continuous sequence of elementary chirped pulses with pseudo-random values of the initial frequencies and initial phases, due to which consistent filtering of incoming reflected pulses, the duration of which may be less than the duration of the probe pulse, provides the same methodical accuracy of distance measurement and the same resolution over the entire range of range, as well however, the same methodological accuracy of radial velocity measurements is the same speed resolution over the entire range of distances. The original probe pulse (GI) is formed as digital samples of a continuous sequence of a large number of short elementary linear-frequency-modulated pulses (EI) having the same duration and frequency deviation, but different pseudo-random values of the initial frequencies and alternating signs of the rate of change of the modulation frequency, as well as having different pseudo-random values of the initial phases. The reflected pulses received by the antenna are amplified, filtered by a bandpass filter, sampled over time and quantized by the level of an analog-to-digital converter. The generated samples are transferred to the zero frequency by digital quadrature heterodyning with a complex sinusoid with a certain frequency. The results of the heterodyning are filtered by a digital quadrature low-pass filter (NTSC). Samples at the output of the NFPC are generated with a certain frequency and then processed either with a single compression filter, if only the distance is measured, or with three filters if the distances and velocities of the targets are measured. At the same time, the impulse response of one filter is set to zero frequency, and the other two filters to the extreme - positive and negative, the values of the Doppler frequency range. Due to the matched filtering of the signal with the specified structure, the delay of the maximum amplitude of the reflected pulse at the filter outputs does not depend on the Doppler frequency and corresponds to the distance to the detected target without Doppler error, and the signal frequency measured by the discriminator method for maximum amplitudes in two adjacent filters corresponds to the Doppler frequency of the target uniquely related to its radial velocity.

Известны способы измерения дальности до цели, заключающиеся в излучении зондирующего импульса с линейной частотной модуляцией несущей частоты (ЛЧМ) и обработке отраженных импульсов (ОИ) либо корреляционно-фильтровым способом, либо путем сжатия длительности ОИ с помощью согласованного фильтра.Known methods of measuring the distance to the target, consisting in the emission of a probe pulse with linear frequency modulation of the carrier frequency (LFM) and processing of reflected pulses (OI) or correlation filter method, or by compressing the duration of the OI using a matched filter.

Такие способы и устройства описаны в специализированной технической и патентной литературе, например:Such methods and devices are described in specialized technical and patent literature, for example:

Теоретические основы радиолокации, учебник под ред. Ширмана Я.Д, стр. 120, 128, 135, "Войска ПВО страны", 1968 г;Theoretical foundations of radar, a textbook ed. Shirman Ya.D., pp. 120, 128, 135, "Air Defense Forces of the Country", 1968;

Справочник по радиолокации, т. 3, под ред. М. Сколника, стр. 400, 403, 383, М. "Советское радио", 1979 г;Handbook of radar, vol. 3, ed. M. Skolnik, pp. 400, 403, 383, M. "Soviet Radio", 1979;

Патент США №5905458, «FMradarapparatus», MПK G01S 13/42, заявка №08/974013 от 19.11.1997 г.; заявитель Honda Giken Kogyo Kabushiki Kaisha, Япония.U.S. Patent No. 5,905,458, FMradarapparatus, MPK G01S 13/42, Application No. 08/974013 of November 19, 1997; Applicant Honda Giken Kogyo Kabushiki Kaisha, Japan.

Данные способы за счет использования частотной модуляции обеспечивают обнаружение целей на больших расстояниях с высокой разрешающей способностью по дальности тогда, когда время задержки ОИ больше длительности ЗИ, т.е. когда ОИ не перекрывается по времени с ЗИ.These methods due to the use of frequency modulation ensure the detection of targets at large distances with high resolution in range when the delay time of the OI is longer than the duration of the ZI, i.e. when OI does not overlap in time with ZI.

Увеличение длительности ЗИ является средством увеличения его энергии в условиях, когда достигнута предельная пиковая мощность передатчика. Длительность ЗИ может быть доведена до величины, равной удвоенному времени распространения сигнала до цели, находящейся на максимальном расстоянии. Чтобы принять весь сигнал с максимальной дальности длительность интервала приема должна быть не меньше длительности ЗИ. При этом импульсы, отраженные от целей, находящихся на меньших расстояниях, начнут поступать на вход антенны еще во время излучения.Increasing the duration of the ZI is a means of increasing its energy in conditions when the maximum peak power of the transmitter has been reached. The duration of the ZI can be brought to a value equal to twice the signal propagation time to a target located at the maximum distance. To receive the entire signal from the maximum range, the duration of the reception interval must be no less than the duration of the ZI. In this case, the pulses reflected from targets located at shorter distances will begin to arrive at the input of the antenna during radiation.

В моностатических РЛС для защиты приемника от мощного излучения его входные цепи на время излучения блокируются. Вследствие этого на выходе приемника происходит укорочение длительности ОИ. По этой причине уменьшается база сигнала, равная произведению ширины спектра на длительность сигнала. Соответственно, при фильтрации ОИ уменьшается степень сжатия его длительности и как результат этого, падает разрешающая способность и точность измерения дальности, что и является существенным недостатком, присущим вышеуказанным способам.In monostatic radars to protect the receiver from high-power radiation, its input circuits are blocked during radiation. As a consequence, at the output of the receiver, a shortening of the duration of the OI occurs. For this reason, the signal base is reduced, equal to the product of the width of the spectrum and the signal duration. Accordingly, when filtering an OI, the compression ratio of its duration decreases and, as a result of this, the resolution and accuracy of the range measurement decrease, which is a significant drawback inherent in the above methods.

Кроме этого, текущий замер дальности цели содержит ошибку из-за доплеровского смещения несущей частоты ОИ.In addition, the current measurement of the target range contains an error due to the Doppler shift of the carrier frequency OI.

Эта ошибка может устраняться путем реализации способа, который включает последовательное излучение сигнала с ЛЧМ несущей частоты с определенной крутизной и без ЛЧМ, измерение доплеровского сдвига частоты сигнала от цели и вычисление дальности до цели делением разности доплеровского сдвига на удвоенную крутизну изменения несущей частоты. (См. М. Сколник, стр. 383, М. "Советское радио", 1979 г.).This error can be eliminated by implementing a method that includes a consistent emission of a chirp signal with a certain slope and without chirp, measuring the Doppler frequency of the signal from the target and calculating the distance to the goal by dividing the difference of the Doppler shift by twice the slope of the carrier frequency. (See M. Skolnik, p. 383, M. "Soviet Radio", 1979).

Однако этот способ не решает проблемы снижения разрешающей способности и точности измерения дальности при наложении интервалов времени формирования зондирующего и времени прихода отраженных импульсов.However, this method does not solve the problem of reducing the resolution and accuracy of distance measurement when imposing time intervals for the formation of a probe and the time of arrival of the reflected pulses.

Известен способ последовательного излучения сигнала с двумя рабочими частотами повторения импульсов, определения временного положения отраженных от цели импульсов на каждой частоте повторения и определения истинной дальности. Данный способ обеспечивает измерение дальности в режиме обзора в РЛС со средней частотой повторения (см. "Бортовые радиолокационные системы" под ред. Д. Повейсила., Р. Ровена, П. Уотермана, Воениздат МО СССР, Москва, 1964 г., стр. 317-320).The known method of sequential emission of a signal with two working pulse repetition frequencies, determining the temporal position of the pulses reflected from the target at each repetition frequency and determining the true range. This method provides a range measurement in the mode of review in radar with an average frequency of repetition (see "On-Board Radar Systems" under the editorship of D. Poveysil., R. Rowen, P. Waterman, Voenizdat MO USSR, Moscow, 1964, p. 317-320).

Недостатком этого способа является неоднозначность измерения дальности, которая тем больше, чем больше период повторения. Увеличение периода повторения ведет к снижению средней мощности ЗИ, следствием чего является уменьшение дальности действия РЛС. Так же, как и предыдущие способы, данный способ не обеспечивает постоянства разрешающей способности и точности измерения дальности при перекрытии интервала зондирования и времени поступления отраженных импульсов.The disadvantage of this method is the ambiguity of the measurement range, which is greater, the greater the repetition period. An increase in the repetition period leads to a decrease in the average power of the SR, resulting in a decrease in the radar range. Just like the previous methods, this method does not ensure the constancy of the resolution and accuracy of measuring the distance when the sensing interval is overlapped and the time of arrival of the reflected pulses.

Известен способ, состоящий в сочетании операций двух способов - линейно-частотной модуляции и двухчастотного. Способ заключается в излучении импульсных сигналов с частотой повторения F1, приеме отраженных импульсных сигналов и измерении их доплеровской частоты f1, последующем излучении сигналов с линейно-частотной модуляцией несущей частоты с крутизной S, приеме отраженного ЛЧМ сигнала, измерении разности частот f2 между излучаемым и принимаемым ЛЧМ сигналами и вычислении дальности по определенной формуле, измерении задержки отраженных импульсных сигналов t1 на частоте повторения F1, дополнительном излучении импульсных сигналов с частотой повторения F2, рассчитываемой по приведенной формуле в зависимости от максимально возможной ошибки измеренного значения дальности, приеме отраженных сигналов и измерении их задержки t2, а истинную дальность определяют по указанной в изобретении формуле. (См. "Способ измерения дальности", Патент РФ, №2145092, G01S 13/02, М, 27.01.2000, авторы Бабичев В.А.; Ривес Л.С.; Риман А.И.; Сирота О.А.; Дубинский М.Л.; Гринберг В.Б.; Синицына О.С).There is a method consisting in the combination of operations of two methods - linear frequency modulation and dual frequency. The method consists in emitting pulsed signals with a repetition frequency F1, receiving reflected pulsed signals and measuring their Doppler frequency f1, then emitting signals with linear frequency modulation of a carrier frequency with slope S, receiving a reflected chirp signal, measuring the frequency difference f2 between the emitted and received chirp using signals and calculating the distance using a certain formula, measuring the delay of the reflected pulse signals t1 at the repetition frequency F1, additional radiation of the pulse signals with a repetition frequency eniya F2, calculated according to the formula, depending on the possible errors of the measured distance values, receiving reflected signals and measuring their delay t2, a true distance is determined at indicated in the claims. (See “Method of measuring distance”, Patent of the Russian Federation, No. 2145092, G01S 13/02, M, 01/27/2000, authors V.A. Babichev; Reeds L. S .; Riemann A.I., Orphan O.A. ; Dubinsky M.L .; Grinberg, VB; Sinitsyna, O.S.).

Данный способ обеспечивает высокую точность измерения дальности при применении его в РЛС с высокой частотой повторения импульсов. Однако он не может применяться в РЛС, излучающей импульсы большой длительности с низкой частотой повторения. Способ требует излучения ряда импульсов, т.е. не является моноимпульсным, что ведет к увеличению времени обзора пространства.This method provides high accuracy of range measurement when used in radars with a high pulse repetition rate. However, it cannot be used in radars emitting long duration pulses with a low repetition rate. The method requires radiation of a number of pulses, i.e. not mono-impulse, which leads to an increase in space viewing time.

Так же, как и все вышеприведенные способы, данный способ не решает проблемы снижения разрешающей способности и точности измерения дальности при перекрытии интервала зондирования и времени поступления отраженных импульсов.Just like all the above methods, this method does not solve the problem of reducing the resolution and accuracy of measuring the range when the sensing interval is overlapped and the time of arrival of reflected pulses.

Близким по совокупности существенных признаков является способ, обеспечивающий постоянную разрешающую способность по дальности и измерение радиальной скорости в импульсной радиолокационной станции с квазислучайной фазовой модуляцией (См. "Способ обеспечения постоянной разрешающей способности по дальности в импульсной радиолокационной станции с квазислучайной фазовой модуляцией", Патент РФ, №2491572, G01S 13/26, G01S 13/28, G01S 13/42, M, 10.09.2013, авторы Сабаев Л.В., Сабаев Д.Л., Капустин С.В.).Closest in terms of essential features is a method that provides constant range resolution and measurement of radial velocity in a pulsed radar with quasi-random phase modulation (See "Method for providing constant resolution in range in a pulsed radar station with quasi-random phase modulation", RF Patent, No. 2491572, G01S 13/26, G01S 13/28, G01S 13/42, M, 09/10/2013, authors Sabaev L.V., Sabaev D. L., Kapustin S. V.).

Этот способ обеспечивает измерение расстояния до целей во всем диапазоне дальности с постоянной разрешающей способностью без доплеровской ошибки и осуществляет одновременно измерение доплеровских смещений частоты отраженных сигналов. Недостатком этого способа является большой объем оборудования, необходимого для реализации устройства согласованной фильтрации в диапазоне доплеровских частот. Так, например, при фильтрации демодулированного сигнала длительностью до Ти = 10 мс согласованный фильтр должен иметь полосу пропускания по уровню -3 дБ, равную 0,89/Ти = 89 Гц. В доплеровском диапазоне, равном, например, 40 кГц, необходимо будет реализовать 450 фильтров. Как показано ниже, один согласованный фильтр сжатия может быть реализован на базе четырех микросхем ПЛИС Virtax-7, которые конструктивно размещаются в одном модуле стандарта ЕВРОМЕХАНИКА 6U. Таким образом, полная реализация доплеровского спектрального анализа фильтрами сжатия в одном приемном канале потребует значительного объема оборудования в 450 модулей в конструктиве 6U.This method provides distance measurement to targets in the entire range of a range with constant resolution without Doppler error and simultaneously measures the Doppler shifts of the frequency of the reflected signals. The disadvantage of this method is the large amount of equipment required for the implementation of a matched filtering device in the Doppler frequency range. For example, when filtering a demodulated signal with a duration of Ti = 10 ms, the matched filter must have a bandwidth of -3 dB equal to 0.89 / Ti = 89 Hz. In the Doppler range, equal to, for example, 40 kHz, it will be necessary to implement 450 filters. As shown below, one matched compression filter can be implemented on the basis of four Virtax-7 FPGA chips, which are structurally placed in one module of the EUROMECHANICS 6U standard. Thus, the complete implementation of Doppler spectral analysis by compression filters in one receiving channel will require a significant amount of equipment in 450 modules in a 6U construct.

В качестве прототипа данного способа решения задачи измерения дальности до цели больше всего подходит "Способ измерения дальности и радиальной скорости в РЛС с зондирующим составным псевдослучайным ЛЧМ импульсом", Патент РФ, №2553272, G01S 13/26, G01S 13/28, G01S 13/42, 10.06.2015, автор Сабаев Л.В. Этот способ также обеспечивает измерение расстояния до целей во всем диапазоне дальности с постоянной разрешающей способностью без доплеровской ошибки и осуществляет одновременно измерение доплеровских смещений частоты отраженных сигналов. Причем, в отличие от предыдущего способа, он обеспечивает решение одной и той же задачи существенно меньшим объемом оборудования и, соответственно, меньшей стоимостью.As a prototype of this method of solving the problem of measuring the distance to a target, the “Method of measuring range and radial velocity in radars with a probing composite pseudo-random chirp pulse” is best suited, RF Patent No. 2553272, G01S 13/26, G01S 13/28, G01S 13 / 42, 06/10/2015, author Sabaev L.V. This method also provides distance measurement of targets in the entire range of a range with constant resolution without Doppler error and simultaneously measures the Doppler shifts of the frequency of the reflected signals. Moreover, in contrast to the previous method, it provides the solution of the same task with a significantly smaller amount of equipment and, accordingly, lower cost.

Недостатками этого способа являются:The disadvantages of this method are:

- оценка точности временного положения сжатого импульса при моделировании проведена при имитации отраженного импульса на частоте дискретизации в полосе сигнала, что не вполне корректно, так как учитывает только фазовые изменения в сигнале при задержке и не учитывает временные смещения огибающей сигнала относительно такта дискретизации. В связи с этим можно говорить о том, что способ обеспечивает точное измерение расстояния до цели и доплеровское смещение частоты при расстояниях, кратных интервалу расстояния, соответствующего такту дискретизации, а при невыполнении этого условия имеет место методическая ошибка измерения расстояния и, соответственно, ошибка измерения радиальной скорости. Эти ошибки определяются отсутствием в изобретении временного дискриминатора;- the evaluation of the accuracy of the temporal position of the compressed pulse in the simulation was carried out by simulating the reflected pulse at the sampling frequency in the signal band, which is not entirely correct, since it takes into account only the phase changes in the signal during the delay and does not take into account the temporal shifts of the signal envelope relative to the sampling clock. In this regard, we can say that the method provides an accurate measurement of the distance to the target and the Doppler frequency shift at distances that are multiples of the distance interval corresponding to the sampling cycle, and if this condition is not fulfilled, there is a methodical error of distance measurement and, accordingly, radial measurement error speed. These errors are determined by the absence in the invention of a temporary discriminator;

- способ имеет относительно высокий уровень боковых лепестков.- the method has a relatively high level of side lobes.

Целью данного изобретения является разработка способа, который обеспечивает повышение точности измерения расстояний до целей и радиальных скоростей во всем диапазоне дальности и снижение уровня боковых лепестков путем излучении одного составного импульса с длительностью Т_ЗИ, состоящего из слитной последовательности большого четного числа М коротких элементарных линейно-частотно-модулированных импульсов (ЭИ), имеющих одинаковую длительность Т_ЭИ и девиацию частоты F_девЭИ, но разные псевдослучайные значения начальных частот f_m и, кроме этого, имеющих чередующиеся положительные и отрицательные знаки скорости γ изменения частоты модуляции, а также имеющих разные псевдослучайные значения начальных фаз ϕ_m, где m - порядковый номер ЭИ в последовательности ЭИ (m=0÷М-1); реализации на приемной стороне согласованной фильтрации отраженных импульсов, длительность которых равна или меньше длительности зондирующего импульса и измерения времени задержки ОИ и доплеровского смещения частоты с использованием дискриминаторных методов.The purpose of this invention is to develop a method that provides improved accuracy in measuring distances to targets and radial velocities over the entire range of distances and reducing side lobes by emitting one composite pulse with a duration T _ZI consisting of a continuous sequence of a large even number M of short elementary frequency-linear -modulirovannyh pulses (EI) have the same duration T and _EI f _devEI frequency deviation but different values of pseudo-random initial frequency f _m and, OMe this having alternating positive and negative signs rate γ changes the modulation frequency, and also having different values of pseudo-random initial phases φ _m, where m - sequence number in EI EI sequence (m = 0 ÷ M-1); implementation on the receiving side of the matched filtering of reflected pulses, the duration of which is equal to or less than the duration of the probe pulse and the measurement of the delay time OI and Doppler frequency shift using discriminator methods.

Реализация этой цели достигается использованием предлагаемого ниже способа.The implementation of this goal is achieved using the proposed method below.

В способе-прототипе, заключающемся в излучении в цикле излучения одного составного ЛЧМ импульса длительностью Т_ЗИ с полосой частоты модуляции F_дев и обработке в цикле приема отраженных от целей импульсов согласованным фильтром сжатия, для достижения поставленных целей согласно настоящему изобретению излучаемый сигнал формируется в виде одногосоставного зондирующего импульса длительностью Т_ЗИ, состоящего из четного числа М элементарных ЛЧМ импульсов (ЭИ) следующих слитно друг за другом, имеющих одинаковую длительность Т_ЭИ=Т_ЗИ/М и одинаковое абсолютное значение скорости изменения частоты модуляции с чередующимися положительными и отрицательными знаками скорости модуляции ±γ, имеющими также псевдослучайные значения начальных частот f_m и начальных фаз ф_m, где m - порядковый номер ЭИ в последовательности ЭИ, m=0÷М-1; внутри каждого ЭИ комплексные отсчеты сигнала вычисляются по закону частотной модуляции, причем при любом значении m должно выполняться условие f_m+F_девЭИ≤F_дев, эти отсчеты затем преобразуются в два напряжения, которые пропускаются соответственно через два фильтра нижних частот, ограничивающие полосу частот модуляции полосой ΔF_м≥2F_дев, с выходов фильтров сигналы переносятся квадратурным модулятором на несущую частоту f₀, этот сигнал усиливается по мощности и передается в антенну на излучение; принимаемые антенной отраженные импульсы усиливаются, фильтруются на несущей частоте f₀ полосовым фильтром с полосой пропускания ΔF_м, дискретизируются по времени с частотой F_д≥2ΔF_м с обеспечением выполнения условия f₀=nF_д+ΔF_м/2, n=1, 2, 3, …, и квантуются по уровню, затем действительные цифровые отсчеты сигнала путем цифрового квадратурного гетеродинирования переносятся на нулевую частоту, комплексные результаты гетеродинирования обрабатываются цифровым комплексным фильтром нижних частот с полосой пропускания ΔF_м, на выходе фильтра формируются отсчеты с частотой следования F_с≥ΔF_м, которые затем обрабатываются фильтрами сжатия, импульсные характеристики которых по длительности и по функции частотной модуляции согласованы с отраженным импульсом и настроены на заданные значения доплеровских частот; среди выходных отсчетов фильтров сжатия производится отбор одного или нескольких отсчетов с локальными максимумами амплитуд отраженных сигналов в соответствующих n-х тактах следования Тс и наибольших амплитуд в смежных с ними n±1 тактах; по каждой паре амплитуд отсчетов вычисляется амплитуда пика и дискриминаторное временное смещение пика амплитуды главного лепестка относительно равносигнальной зоны между двумя соответствующими тактами следования отсчетов, затем вычисляется абсолютное значение задержки пика амплитуды ОИ; по пиковым амплитудам в фильтрах с заданными частотами вычисляется дискриминаторная оценка доплеровского смещения частоты и затем абсолютное значение частоты доплеровского смещения, при этом абсолютное значение задержки пика амплитуды сигнала, соответствует расстоянию до обнаруженной цели без доплеровской ошибки, разрешающая способность по дальности имеет постоянное значение во всем диапазоне дальности, а частота сигнала, измеренная дискриминаторным методом по двум пиковым амплитудам в смежных фильтрах, соответствует доплеровскому смещению частоты цели, однозначно связанному с ее радиальной скоростью, и имеет высокую методическую точность во всем диапазоне дальности.In the prototype method, which consists in emitting in a cycle of radiation a single composite chirp pulse of duration T _ZI with a frequency band of modulation F _dev and processing in the cycle of reception of pulses reflected from the targets by a matched compression filter, to achieve the goals of the present invention, the emitted signal is formed as a single component probe pulse duration T _ZI , consisting of an even number of M elementary chirp pulses (EI) following together one after another, having the same duration T _EI = T _ZI / M and the same absolute value of the rate of change of the modulation frequency with alternating positive and negative signs of the modulation speed ± γ, also having pseudo-random values of the initial frequencies f _m and the initial phases φ _m , where m is the EI sequence number in the EI sequence, m = 0 ÷ M-1; EI inside each complex signal samples are computed according to the law of frequency modulation, and for any value of m must satisfy the condition f _m + F _devEI ≤F _nine, these samples are then converted into two voltages which are passed respectively through two low-pass filter limiting the bandwidth of modulation frequencies band ΔF _m ≥2F _dev , from the outputs of the filters, the signals are transferred by the quadrature modulator to the carrier frequency f ₀ , this signal is amplified by power and transmitted to the antenna for radiation; the reflected pulses received by the antenna are amplified, filtered at the carrier frequency f _{0 by a} bandpass filter with a bandwidth ΔF _m , sampled over time with a frequency F _d ≥2ΔF _m ensuring the condition f ₀ = nF _d + ΔF _m / 2, n = 1, 2 , 3, ..., and are quantized by level, then the actual digital signal samples by the digital quadrature heterodyne transferred to zero frequency, the results integrated complex heterodyning processed digital lowpass filter with a bandwidth ΔF _m, at the filter output f rmiruyutsya samples with a repetition rate F _with ≥ΔF _m, which are then processed by compression filters impulse responses whose duration and frequency modulation functions consistent with the reflected pulse and configured to set values of the Doppler frequencies; among the output samples of compression filters, one or several samples are sampled with local maxima of the amplitudes of the reflected signals in the corresponding nth cycles of following Tc and the largest amplitudes in the adjacent n ± 1 cycles; For each pair of sample amplitudes, the amplitude of the peak and the discriminator temporal shift of the peak of the main lobe amplitude with respect to the equisignal zone between the two corresponding tick steps are calculated, then the absolute value of the delay of the peak of the OI is calculated; the peak amplitudes in filters with given frequencies are used to calculate the discriminator estimate of the Doppler frequency shift and then the absolute value of the Doppler frequency, the absolute value of the delay of the peak signal amplitude corresponds to the distance to the detected target without Doppler error, the range resolution has a constant value over the entire range range, and the frequency of the signal, measured by the discriminator method using two peak amplitudes in adjacent filters, corresponds to the Doppler The frequency offset of the target, which is uniquely related to its radial velocity, has a high methodological accuracy over the entire range of distances.

Для наглядного представления предлагаемого составного зондирующего импульса на фиг. 1 изображен график изменения частоты модуляции при формировании ЗИ в области нулевых частот в пределах - F_дев/2≤f_ЗИ≤F_дев/2, где:For a visual representation of the proposed composite probe pulse in FIG. 1 shows a graph of the modulation frequency during the formation of ZI in the region of zero frequencies in the range of - F _dev / 2≤f _ZI ≤ F _dev / 2, where:

- F_дев - полное значение девиации частоты в ЗИ;- F _dev - the full value of the frequency deviation in ZI;

- F_девЭИ - значение девиации частоты в ЭИ;- F _devEI - the value of frequency deviation in EI;

- Т_ЭИ ^_ длительность ЭИ;- T _EI ^_ duration of EI;

- Т_с - такт следования отсчетов с выхода ПФ.- T _with - the tact of following the samples from the PF output.

Очевидно, что для того, чтобы минимизировать энергетические потери при |f_допл|>0, необходимо соблюдать условие |f_доплmax|/|F_{девЭИmin}|≤ε, где ε<<1 - задаваемая величина допустимого уменьшения уровня амплитуды U₁ сжатого ЭИ при |f_допл|=|f_{доплmах}| по отношению к амплитуде U₂ при |f_допл|=0, ε=U₁/U₂.Obviously, in order to minimize energy losses at | f _dopl |> 0, it is necessary to comply with the condition | f _doplmax | / | F _deEnmin | ≤ε, where ε << 1 is the specified value of the allowable decrease in the amplitude level U _{1 of} compressed EI at | f _dop | = | f _dop | with respect to the amplitude U ₂ with | f _dopl | = 0, ε = U ₁ / U ₂ .

Таким образом, должно выполняться условие |F_девЭИ|≥εF|_{девЭИmin}|.Thus, the condition | F _dEa | ≥ εF | _devEmin |

Также для наглядности на фиг. 2 изображен характер преобразования спектров сигнала в приемнике.Also for clarity in FIG. 2 shows the nature of the transformation of the spectra of the signal in the receiver.

В качестве примера одного из возможных вариантов реализации этого способа на фиг. 3 приведена упрощенная блок-схема РЛС, на фиг. 4 - блок-схема фильтра сжатия, на фиг. 5 - блок-схема временного дискриминатора, на фиг. 6 - блок-схема частотного дискриминатора.As an example of one of the possible options for implementing this method in FIG. 3 is a simplified block diagram of a radar; FIG. 4 is a block diagram of a compression filter; FIG. 5 is a block diagram of a temporary discriminator; FIG. 6 is a block diagram of a frequency discriminator.

На фиг. 3 обозначено:FIG. 3 marked:

1 - цифровой генератор отсчетов элементарных ЛЧМ-импульсов;1 - digital sample generator of elementary chirp pulses;

2-1 - генератор квазислучайных натуральных чисел (адресов ОЗУ начальных частот ЭИ);2-1 - generator of quasi-random natural numbers (RAM addresses of the initial EI frequencies);

2-2 - генератор квазислучайных натуральных чисел (адресов ОЗУ начальных фаз ЭИ);2-2 - generator of quasi-random natural numbers (RAM addresses of the initial phases of EI);

3-1 - ОЗУ начальных частот ЭИ;3-1 - RAM initial frequencies EI;

3-2 - ОЗУ начальных фаз ЭИ;3-2 — RAM of the initial phases of EI;

4 - генератор комплексной синусоиды начальной частоты ЭИ;4 - generator of a complex sinusoid of the initial frequency of EI;

5-1 - умножитель комплексных чисел начальных частот и начальных фаз ЭИ;5-1 - multiplier of the complex numbers of initial frequencies and initial phases of EI;

5-2 - умножитель комплексных чисел произведения начальных частот и фаз и отсчетов элементарных ЛЧМ-импульсов;5-2 - multiplier of the complex numbers of the product of the initial frequencies and phases and samples of elementary chirp pulses;

6 - цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП);6 - digital-to-analog converter (DAC);

7 - аналоговый фильтр нижних частот (ФНЧ);7 - analog low-pass filter (LPF);

8 - генератор несущей частоты;8 - carrier frequency generator;

9 - квадратурный модулятор;9 - quadrature modulator;

10 - усилитель мощности;10 - power amplifier;

11 - антенный переключатель;11 - antenna switch;

12 - аналого-цифровой приемник;12 - analog-digital receiver;

13 - усилитель высокой частоты;13 - high frequency amplifier;

14 - полосовой фильтр;14 - bandpass filter;

15 - аналого-цифровой преобразователь (АЦП);15 - analog-to-digital converter (ADC);

16 - умножитель;16 - multiplier;

17 - ОЗУ коэффициентов цифрового гетеродина;17 - RAM coefficients of the digital oscillator;

18 - цифровой комплексный фильтр нижних частот (ЦФНЧ);18 - Digital Integrated Low-Pass Filter (CNF);

19 - ОЗУ коэффициентов ЦФНЧ.19 - RAM of the coefficients of the NFNC.

20 - согласованный фильтр сжатия отраженного импульса;20 — matched reflection pulse compression filter;

31 - блок вычисления дискриминаторных оценок временного положения пиков амплитуд между тактами Тс, полного вычисления задержек ОИи пиковых значений амплитуд сжатых импульсов;31 — a unit for calculating discriminator estimates of the temporal position of amplitude peaks between clock cycles Tc, full calculation of delayed OI delays of peak values of amplitudes of compressed pulses;

32 - блок вычисления дискриминаторных оценок доплеровских смещений и абсолютных значений доплеровских частот ОИ;32 is a block for calculating discriminator estimates of Doppler shifts and absolute values of the Doppler frequencies OI;

33 - блок синхронизации и управления.33 - block synchronization and control.

На фиг. 4 обозначено:FIG. 4 marked:

21 - буферное ОЗУ входных отсчетов;21 - input sample buffer RAM;

22 - счетчик адреса;22 - address counter;

23 - буферное ОЗУ коэффициентов частотной модуляции;23 — buffer RAM of frequency modulation coefficients;

24 - умножитель комплексных чисел;24 - multiplier of complex numbers;

25 - генератор комплексной синусоиды частоты настройки фильтра;25 - generator of a complex sinusoid of the filter tuning frequency;

26 - ОЗУ весовых коэффициентов фильтра сжатия;26 — RAM of compression filter weights;

27-1 - блок БПФ импульсной характеристики фильтра;27-1 - block FFT filter impulse response;

27-2 - блок БПФ входного сигнала;27-2 - FFT input signal block;

28 - умножитель комплексных чисел;28 - multiplier of complex numbers;

29 - блок ОБПФ;29 - block OBPF;

30-1- блок детектирования (вычисления амплитуд);30-1 - detection unit (calculation of amplitudes);

30-2 -блок отбора локальных максимумов амплитуд и соседних амплитуд.30-2 block selection of local maxima of the amplitudes and adjacent amplitudes.

На фиг. 5 обозначено:FIG. 5 marked:

34 - буферный регистр;34 - buffer register;

35 - блок сравнения амплитуд;35 — amplitude comparison unit;

36 - коммутатор амплитуд;36 - switch amplitudes;

37 - вычитатель амплитуд;37 - amplitude subtractor;

38 - сумматор амплитуд;38 - amplitude adder;

39 - делитель;39 - divider;

40 - квантователь;40 - quantizer;

41 - шифратор;41 - encoder;

42 - запоминающее устройство (ЗУ);42 - storage device (memory);

43 - вычитатель;43 - subtractor;

44 - делитель;44 - divider;

45 - сумматор;45 - adder;

46 - делитель;46 - divider;

47 - сумматор-вычитатель;47 - adder-subtractor;

48 - вычитатель;48 - subtractor;

49 - умножитель.49 is a multiplier.

На фиг. 6 обозначено:FIG. 6 marked:

50 - буферный регистр;50 - buffer register;

51 - блок сравнения амплитуд;51 — amplitude comparison unit;

52 - коммутатор амплитуд;52 - switch amplitudes;

53 - вычитатель амплитуд;53 - amplitude subtractor;

54 - сумматор амплитуд;54 - amplitude adder;

55 - делитель;55 - divider;

56 - квантователь;56 - quantizer;

57 - шифратор;57 - encoder;

58 - запоминающее устройство (ЗУ);58 - storage device (memory);

59 - умножитель;59 - multiplier;

60 - сумматор-вычитатель.60 - adder-subtractor.

Работа РЛС происходит следующим образом.The work of the radar is as follows.

До начала излучения в блоке 1 вычисляется вектор Z кoмплeкcныx многоразрядных линейно-частотно-модулированных отсчетов z(n)ЗИ, которые описываются выражением (1):Prior to the start of radiation, in block 1, the vector Z of a complex multi-bit linear-frequency-modulated samples z (n) ZI is calculated, which are described by expression (1):

где:Where:

- z(n) - значение отсчета ЗИ в момент времени nТ_ф, отсчитываемый от начала излучения до конца излучения;- z (n) is the ZI reference value at the moment of time nТ _ф , counted from the beginning of the radiation to the end of the radiation;

- n - номер такта формирования ЗИ, отсчитываемый от начала излучения;- n is the number of the ZI formation tact, counted from the beginning of the radiation;

- Т_ф - такт формирования ЗИ, Т_ф=1/F_ф;- T _f - tact formation ZI, T _f = 1 / F _f ;

- m - номер ЭИ, m=0÷М-1;- m - number of EI, m = 0 ÷ M-1;

- Т_ЭИ - длительность ЭИ,- T _EI - the duration of EI,

- F_девЭИ - значение девиации частоты модуляции в ЭИ;- F _devEI - the value of the modulation frequency deviation in EI;

- γ - скорость изменения частоты модуляции в ЭИ, γ=F_девЭИ/Т_ЭИ;- γ - the rate of change of the modulation frequency in EI, γ = F _deEI / T _EI ;

- ƒ_m, ϕ_m - псевдослучайные значения начальной частоты и фазы m-го ЭИ;- ƒ _m , ϕ _m - pseudo-random values of the initial frequency and phase of the m-th EI;

- N_ЗИ - число тактов формирования (число отсчетов) на интервале длительности ЗИ Т_ЗИ;- N _ZI - the number of formation cycles (number of samples) in the interval of ZI T _ZI ;

- k - номер отсчета внутри ЭИ, k=0÷К-1;- k - reference number inside EI, k = 0 ÷ K-1;

- K - число отсчетов на длительности ЭИ, K=Т_ЭИF_ф.- K - the number of counts on the duration of EI, K = T _EI F _f .

Частотно-модулированные отсчеты x

в пределах каждого ЭИ вычисляются в блоке 1 с тактом Тф и со знаком скорости γ изменения частоты модуляции в ЭИ- плюс или минус, который задаетсяблоком 34 в соответствии с кодом номера m ЭИ, поступающим от блока 33 синхронизации и управления. Эти отсчеты в блоке 5-2 перемножаются с произведением отсчетов комплексной синусоиды начальной частоты ƒ_m и начальной фазы ϕ_m ЭИ:Frequency modulated samples x

within each EI are calculated in block 1 with a clock cycle TF and with the sign of the speed γ the change in modulation frequency in EI plus or minus, which is set by block 34 in accordance with the code number m EI from the synchronization and control unit 33. These samples in block 5-2 are multiplied with the product of samples of the complex sinusoid of the initial frequency ƒ _m and the initial phase ϕ _m EI:

Отсчеты комплексной синусоиды начальной частоты ƒ_m вырабатываются в генераторе 4 по значениям начальной частоты, считываемыми ОЗУ 3-1 по адресам, формируемым генератором 2-1 квазислучайных адресов.The samples of the complex sinusoid of the initial frequency ƒ _{m are} generated in the generator 4 by the values of the initial frequency, read by the RAM 3-1 at the addresses generated by the generator 2-1 of the quasi-random addresses.

Эти отсчеты перемножаются в блоке 5-1 с отсчетами начальной фазы, считываемым из ОЗУ 3-2 по адресам, формируемым генератором 2-2 квазислучайных адресов.These samples are multiplied in block 5-1 with samples of the initial phase, read from RAM 3-2 at the addresses generated by the generator 2-2 quasi-random addresses.

В результате поэлементного перемножения в блоке 5-2 векторов X и V будет сформирован вектор ЗИ Z. После этого для обеспечения вычисления весовых коэффициентов фильтров сжатия комплексно-сопряженный вектор Z* переписывается в буферное ОЗУ 23.As a result of the elementwise multiplication in block 5-2 of the vectors X and V, the ZI vector Z will be formed. After that, to ensure the calculation of the weights of the compression filters, the complex-conjugate vector Z * is rewritten to the buffer RAM 23.

Примечание. Вычисление векторов Z и Z* может осуществляться не в реальном времени, а результаты храниться в ОЗУ и использоваться при необходимости в нужное время.Note. The computation of the vectors Z and Z * may not be carried out in real time, but the results are stored in RAM and used if necessary at the right time.

На интервале излучения в моменты времени, отсчитываемые от начала излучения изадаваемые тактовыми импульсами блока 33 синхронизации и управления, значения комплексных кодов z(n) из умножителя 5 поступают на входы блока 6, содержащего два цифро-аналоговых преобразователя (ЦАП) - косинусный и синусный. В блоке 6 коды отсчетов преобразуются в два напряжения, которые фильтруются двухканальным аналоговым фильтром 7 нижних частот (ФНЧ), формирующим полосу частот модуляции ΔF_м≥F_дев. Сигналы модуляции от блока 7 поступают на два входа квадратурного модулятора 9, на третий вход которого от генератора 8 подается гармонический сигнал несущей частоты f₀. На выходе модулятора несущий сигнал элементарного импульса будет иметь частотную модуляцию с квазислучайной начальной частотой и начальной фазой. С выхода модулятора сигнал подается на усилитель мощности 10 и через антенный переключатель 11 поступает на излучение в антенну. Антенный переключатель 11 подключает антенну либо к выходу усилителя мощности 10 на время излучения, либо к входу приемника 12 на время приема. Принимаемые антенной сигналы, отраженные от целей, через антенный переключатель 11 поступают в аналого-цифровой приемник 12, где они усиливаются в усилителе 13, фильтруются полосовым фильтром 14, полоса пропускания которого равна полосе частот модуляции ΔF_м. Затем сигналы дискретизируются по времени с частотой F_д≥2ΔF_м c выполнением условия f₀=nF_д+ΔF_м/2, n=1, 2, 3, …, необходимого для обеспечения отсутствия эффекта наложения спектров, и квантуются по уровню в АЦП 15.On the radiation interval at time points counted from the start of radiation, set by the clock pulses of the synchronization and control unit 33, the values of the complex codes z (n) from multiplier 5 are fed to the inputs of block 6 containing two digital-to-analog converters (DAC) - cosine and sine. In block 6, the sample codes are converted into two voltages, which are filtered by a two-channel analog low-pass filter 7 (LPF), which forms the modulation frequency band ΔF _m ≥F _dev . The modulation signals from block 7 are fed to the two inputs of the quadrature modulator 9, the third input of which from the generator 8 is fed to the harmonic signal of the carrier frequency f ₀ . At the modulator output, the carrier signal of the elementary pulse will have frequency modulation with a quasi-random initial frequency and initial phase. From the output of the modulator, the signal is fed to the power amplifier 10 and through the antenna switch 11 enters the radiation into the antenna. Antenna switch 11 connects the antenna to either the output of the power amplifier 10 for the duration of the emission, or to the input of the receiver 12 for the duration of the reception. Accepted by the antenna signals reflected from the targets, through the antenna switch 11 are fed to the analog-digital receiver 12, where they are amplified in the amplifier 13, filtered by a band-pass filter 14, the bandwidth of which is equal to the modulation frequency band ΔF _m . Then the signals are sampled in time with a frequency F _d ≥2ΔF _m with the fulfillment of the condition f ₀ = nF _d + ΔF _m / 2, n = 1, 2, 3, ..., necessary to ensure the absence of spectral overlap effect, and are quantized by level in the ADC 15.

Примечание.Note.

При моделировании для задания задержки отраженного импульса с дробным дискретом Т_Д/10 полоса ПФ 14 была расширена в 10 раз и, соответственно, частота дискретизации была увеличена в 10 раз, что позволило задавать время задержки ОИ с дискретом в 10 раз меньшим. После прохождения ОИ через этот ПФ и АЦП сигнал пропускался через ПФ с полосой ΔF_м, на выходе которого отсчеты прореживались в 10 раз до получения исходной частоты дискретизации F_Д. Повышение частоты дискретизации на входе ПФ позволило при моделировании задавать отраженный сигнал на входе фильтра сжатия с дробной задержкой. Это в свою очередь обеспечило получение более точной оценки результатов измерения.In the simulation for setting a delay of the reflected pulse with a fractional increments T _D / 10 PF strip 14 has been extended 10 times, respectively, the sampling rate was increased by 10 times, which made it possible to set the delay time increments RI is 10 times smaller. After passing the OI through this PF and ADC, the signal was passed through the PF with a band of ΔF _m , at the output of which the samples were thinned 10 times until the initial sampling frequency F _{D was} obtained. An increase in the sampling frequency at the PF input allowed in modeling to set the reflected signal at the input of a compression filter with fractional delay. This in turn provided a more accurate assessment of the measurement results.

Полученные в блоке 15 АЦП действительные отсчеты сигнала умножаются в блоке 16 на выборки комплексной синусоиды частоты, равной ΔF_м/2, поступающие с частотой F_Д из ОЗУ 17, выполняющим функцию цифрового гетеродина. Результаты умножения - квадратурные составляющие, подвергаются фильтрации в блоке 18 цифровым комплексным фильтром нижних частот с полосой пропускания ΔF_м. Коэффициенты импульсной характеристики ЦФНЧ хранятся в ОЗУ 19 и подаются на вторые входы блока 18. На выходе ЦФНЧ формируются отсчеты u(n)с частотой F_с≥ΔF_м в соответствии с полосой ЦФНЧ ΔF_м и комплексной формой отсчетов.The actual signal samples obtained in block 15 of the ADC are multiplied in block 16 by a sample of a complex sinusoid of a frequency equal to ΔF _m / 2, arriving at a frequency F _D from RAM 17 performing the function of a digital local oscillator. The multiplication results are quadrature components, are filtered in block 18 by a digital complex low-pass filter with a bandwidth ΔF _m . The coefficients of the impulse response of the FNCH are stored in RAM 19 and are fed to the second inputs of block 18. At the output of the NFFC, samples u (n) with a frequency F _with ≥ΔF _{m are formed} in accordance with the FNCH band ΔF _m and the complex form of samples.

Примечание. Здесь и далее номера временных отсчетов n называются каналами дальности или элементами разрешения по дальности.Note. Hereinafter, the numbers of time samples n are called range channels or elements of range resolution.

Эти отсчеты передаются в фильтры сжатия 20, блок-схема которых изображена на фиг. 4, где они записываются в буферные ОЗУ 21.These samples are transmitted to compression filters 20, the block diagram of which is shown in FIG. 4, where they are written into the buffer RAM 21.

Для каждого фильтра сжатия на интервале излучения из вектора Z* формируется вектор весовых коэффициентов W_ƒ с учетом заданного значения частоты настройки фильтра. Для этого вектор Z* считывается из буферного ОЗУ 23 и поэлементно умножается в блоке 24 на вектор D комплексной синусоиды заданной доплеровской частоты настройки фильтра, формируемой генератором 25. Формирование синусоиды частоты ƒ_ф настройки фильтра осуществляется в соответствии с выражением (3), которое аналогично выражению (2):

For each compression filter, the vector of weight coefficients W _{излучения} is formed on the radiation interval from the vector Z *, taking into account the set value of the filter tuning frequency. For this purpose the vector Z * is read from the buffer RAM 23 and the element-wise multiplied in block 24 by a vector D complex sinusoid predetermined Doppler frequency tuning filter formed sinusoid generator 25. Formation frequency ƒ _f filter settings in accordance with the expression (3), which is similar to expression (2):

m=0÷М-1, k=0÷K-1m = 0 ÷ M-1, k = 0 ÷ K-1

где ƒ_фm - рассчитанное заранее значение начальной частоты импульсной характеристики фильтра, соответствующее m-му ЭИ, в котором учитывается доплеровское смещение, зависящее от радиальной скорости цели;where ƒ _fm is the previously calculated value of the initial frequency of the impulse response of the filter, corresponding to the mth EI, which takes into account the Doppler shift, depending on the radial velocity of the target;

k - номер такта Т_Д внутри ЭИ;k is the number of tact _TD inside EI;

ϕ_m - заданное значение начальной фазы m-го ЭИ.ϕ _m - the specified value of the initial phase of the m-th EI.

В результате этих действий для каждого доплеровского фильтра сжатия будет сформирован вектор W_ƒ импульсной характеристики фильтра. Этот массив записывается в ОЗУ 26 весовых коэффициентов фильтра сжатия.As a result of these actions, for each Doppler compression filter, a vector W _{ƒ of the} filter impulse response will be formed. This array is written to the RAM 26 compression filter weights.

Следует отметить, что в данном устройстве в схеме фильтра 20 представлен вариант, в котором вычисление выходных отсчетов осуществляется не способом прямого вычисления свертки, а способом с использованием прямого и обратного преобразований Фурье (БПФ и ОБПФ). Этот способ известен из литературы (Л.8). По результатам вычислений он идентичен методу непосредственного вычисления свертки, а по производительности значительно эффективнее его при больших значениях N. Достоинством этого способа является также то, что в нем для фильтрации сигналов с любых дальностей используется только одна весовая функция (ВФ) - вектор комплексно-сопряженных отсчетов ЗИ. В этом способе при числе отсчетов в сигнале N и такой же длине ВФ предварительно производится дополнение числа отсчетов входного сигнала, а также ВФ, нулевыми отсчетами до двоичного значения K=2^j≥2N, где j=[log₂N], скобки означают взятие целой части числа N. После этого осуществляется вычисление БПФ входного сигнала и БПФ ВФ фильтра. Вычисление БПФ ВФ может выполняться заранее после того, как будет сформирован ЗИ. Затем проводится поэлементное перемножение результатов обоих БПФ, после чего вектор произведений подвергается обратному БПФ.It should be noted that in this device in the filter circuit 20 a variant is presented in which the calculation of output samples is carried out not by a direct convolution calculation method, but by a method using direct and inverse Fourier transforms (FFT and IFFT). This method is known from the literature (L.8). According to the results of calculations, it is identical to the method of direct calculation of convolution, and its performance is much more effective for large values of N. The advantage of this method is that it only uses one weight function (WF) for filtering signals from any ranges - the vector of complex conjugate counting ZI. In this method, when the number of samples in the signal N and the same length of the WF, the number of samples of the input signal, as well as the WF, is supplemented with zero samples to the binary value K = 2 ^j ≥2N, where j = [log ₂ N], brackets mean taking the integer part of N. After that, the FFT of the input signal and the FFT of the WF filter are calculated. The calculation of the FFT of the VF can be performed in advance after the PI is formed. Then an element-by-element multiplication of the results of both FFTs is performed, after which the vector of products is subjected to the inverse FFT.

Таким образом, для обеспечения реализации этого способа запись сигнальных отсчетов в ОЗУ 21 и запись отсчетов ВФ Z* в ОЗУ 23 проводится с записью дополнительных нулевых отсчетов до полного числа отсчетов, равного двоичному значению K. Затем в блоках 27-1 и 27-2 реализуются алгоритмы БПФ порядка K, после чего в блоке 28 проводится поэлементное перемножение отсчетов обоих БПФ. Перемноженные отчеты в блоке 29 подвергаются ОБПФ, вследствие чего сформируется временная последовательность комплексных отсчетов сжатых по времени отраженных импульсов. Затем в блоке 30 проводится вычисление амплитуд отсчетов и формируется амплитудный рельеф сжатых импульсов. Вид главного лепестка и ряда боковых лепестков сжатого импульса изображен на фиг. 9. Число фильтров сжатия является параметром, который определяется заранее с учетом реального диапазона доплеровских частот и полосы пропускания фильтра сжатия.Thus, to ensure the implementation of this method, the recording of signal samples in RAM 21 and the recording of samples of the VF Z * in RAM 23 is carried out with the recording of additional zero samples up to the total number of samples equal to the binary value K. Then, in blocks 27-1 and 27-2, FFT algorithms of order K, after which, in block 28, elementwise multiplication of the samples of both FFTs is performed. The multiplied reports in block 29 are subjected to IFFT, as a result of which a time sequence of complex samples of time-compressed reflected pulses is formed. Then, in block 30, the amplitude of the samples is calculated and the amplitude relief of the compressed pulses is formed. The view of the main lobe and the row of side lobes of the compressed pulse is shown in FIG. 9. The number of compression filters is a parameter that is determined in advance, taking into account the real Doppler frequency range and compression filter bandwidth.

Изложенный выше алгоритм фильтрации осуществляет фактически вычисления, описываемые следующим выражением:The above filtering algorithm actually performs the calculations described by the following expression:

где:Where:

- n - номер временного отсчета (номер канала дальности);- n - the number of time reference (channel number range);

-

отсчет входного вектора ОИ;-

counting input vector OI;

-

отсчет w_n-го весового вектора n-го канала дальности;-

count w of the _n- th weight vector of the n-th range channel;

- y(n) - n-й выходной отсчет фильтра сжатия (n-й канал дальности);- y (n) is the n-th output count of the compression filter (n-th range channel);

- s(n) - амплитуда n-го выходного отсчета.- s (n) is the amplitude of the nth output sample.

По окончании обработки сформированный на выходах каждого фильтра вектор отсчетов амплитуд S=(s₀÷s_Nзи-1) передается в блок 31 временного дискриминатора, изображенного на фиг. 5.At the end of processing, the sampling vector of amplitudes S = (s ₀ ÷ s _Nzi-1 ) formed at the outputs of each filter is transmitted to block 31 of the time discriminator shown in FIG. five.

Временной дискриминатор - это совокупность блоков и соответствующего алгоритма, которые обеспечивают вычисление временного рассогласования между моментом времени, в котором производится фильтрация и измерение задержки ОИ, и истинным временем задержки ОИ. Для этого в блоке 34 из вектора отсчетов амплитуд осуществляется отбор амплитуд локальных максимумов (ЛМ) А_m и смежных с ними амплитуд А_m+1 или А_m-1. Здесь буква m обозначает номер по времени такта дискретизации Т_Д, в котором находится отсчет ЛМ. Амплитуда ЛМ должна удовлетворять следующему условию:

The time discriminator is a set of blocks and the corresponding algorithm that provide the calculation of the time mismatch between the point in time at which filtering and measuring the OI delay is performed, and the true OI delay time. For this purpose, in block 34, the amplitudes of local maxima (LM) А _m and adjacent amplitudes A _{m + 1} or A _m-1 are selected from the vector of samples of amplitudes. Here, letter m denotes a number of sampling clock time T _D in which the count LM. The amplitude of the LM must satisfy the following condition:

Для каждого ЛМ в блоке 31 проводится вычисление дискриминационной оценки задержки (ДОЗ) смещения пика амплитуды сжатого импульса относительно середины равносигнальной зоны дискриминатора. Эта зона располагается между двумя тактами дискретизации Т_Д - тактом с номером m, где находится ЛМ и тактом m+1 или m-1, где находится соседняя амплитуда. Дискриминационные характеристики (ДХ) реального и идеального (эталонного) дискриминаторов изображены на фигурах 12 и 13. Эталонная ДХ представляет собой прямую, идущую под углом 45° от значения -0,5 к значению +0,5. Моделированием установлено, что ДХ реального дискриминатора имеет нелинейности, вид которой не зависит от задержки ОИ и от его длительности (см. фигуры 7 и 8), не зависит также от начальных частот и фаз элементарных импульсов. Благодаря этому нелинейная форма ДХ достаточно просто приводится практически к идеальной (эталонной) характеристике путем замены измеренных значений ДОЗ соответствующими точными значениями эталонной ДХ. Для этого на подготовительном этапе проводится измерение реальной ДХ, которая затем хранится в памяти устройства вместе с эталонной ДХ и используется в штатных режимах работы.For each LM in block 31, the calculation of the discriminatory delay estimate (DOS) of the peak displacement of the amplitude of the compressed pulse relative to the middle of the equisignal zone of the discriminator is carried out. This zone is located between the two sampling clock T _D - tact with the number m, where LM and tact m + 1 or m-1, where the neighboring amplitude. Discriminatory characteristics (DF) of the real and ideal (reference) discriminators are shown in figures 12 and 13. The reference DF is a straight line running at an angle of 45 ° from a value of -0.5 to a value of +0.5. The simulation established that the HF of the real discriminator has non-linearity, the form of which does not depend on the delay of the OI and on its duration (see Figures 7 and 8), does not depend also on the initial frequencies and phases of the elementary pulses. Due to this, the nonlinear form of HF is quite simply reduced almost to the ideal (reference) characteristic by replacing the measured values of DOS with corresponding exact values of the reference HF. To do this, at the preparatory stage, the measurement of real HH is carried out, which is then stored in the device’s memory together with the reference HH and is used in standard operating modes.

Примечание. Для большей наглядности визуального отображения алгоритма действий при вычислениях ДОЗ на фигурах 12 и 13 реальная ДХ изображена с увеличенными нелинейностями. Для того, чтобы не загромождать фиг. 12, на фиг. 13 отдельно отображен способ действий по уточнению измерения ДОЗ путем вычисления тангенсов углов наклона реальной ДХ в реперных точках на предварительном этапе и использования их в штатных режимах работы.Note. For greater visibility of the visual display of the algorithm of actions when calculating DOS in figures 12 and 13, the real HH is depicted with increased non-linearities. In order not to clutter up FIG. 12, in FIG. 13 separately shows the way of actions to refine the measurement of DOS by calculating the tangents of the tilt angles of the real HF in the reference points at the preliminary stage and using them in the standard operating modes.

Временной дискриминатор 31 работает следующим образом.The time discriminator 31 operates as follows.

Этап предварительного вычисления реальной ДХ реализуется путем моделирования на отдельном компьютере или, как описано ниже, на данном устройстве. На этом этапе на вход фильтра сжатия циклическим образом (число циклов Р) подается имитационный ОИ с задержкой Тз, которая в начальном нулевом цикле задается целочисленной величиной, кратной такту дискретизации Тз н=Nзн*Т_Д, где Nз н - целое число, Тз н<Тзи. В каждом последующем цикле р задержка ОИ изменяется Тз=р* δ в пределах такта Т_Д с малым шагом δ квантования δ=1/Р, например, с шагом δ=1/10, как показано на фигурах 12 и 13. На этих фигурах изображены идеальная (эталонная) и реальная ДХ. Зона (апертура) дискриминатора разбита на Р реперных точек измерения значений ДОЗ. Параметр Р это одновременно и число циклов и число шагов квантования. Реперные значения на идеальной и на реальной ДХ отмечены большими точками. Номера циклов меняются в пределах р=0÷Р+1. На фигурах 12 и 13 по оси абсцисс отложены величины r_р=δ*р, которые принимают значения в пределах 0÷1. Положение левого края зоны дискриминатора при реализации предварительного этапа или этапа сопровождения цели соответствует заданному коду задержки Nз, а в режиме обнаружения край зоны соответствует номеру m такта Т_Д, который отсчитывается от начала приема отраженных импульсов, и в котором обнаружен и выделен ЛМ. Значение времени задержки ОИ относительно ближайшего такта Т_Д (начало зоны дискриминатора) указано величиной r₃={Тз/Т_Д}, значение ближайшего к задержке ОИ р-го момента измерения относительно начала зоны дискриминатора указано величиной r_Р={r_з*Р}; в обоих выражениях скобки означают выделение остатка от операции. На фиг. 12 указано истинное значение смещения задержки ОИ относительно момента измерения Δ_з=r_р-r_з, это та величина, которая подлежит измерению путем определения значения ДОЗ. Измеренное значение ДОЗ обозначено Δ.The stage of preliminary calculation of real HH is realized by modeling on a separate computer or, as described below, on this device. At this stage, the input of the compression filter is cyclically (the number of cycles P) is supplied with a simulation OI with a delay Tz, which in the initial zero cycle is specified by an integer value that is a multiple of the sampling time Tz n = Ncn * T _D , where Nz n is an integer, Tz n <Tzi. In each subsequent cycle p, the delay OI varies Tz = p * δ within the cycle _TD with a small quantization step δ δ = 1 / P, for example, with a step δ = 1/10, as shown in figures 12 and 13. In these figures depicts the ideal (reference) and real HH. The discriminator's zone (aperture) is divided into P reference points for measuring DOS values. The parameter P is simultaneously both the number of cycles and the number of quantization steps. The reference values on the ideal and on the real HF are marked by large dots. Cycle numbers vary within p = 0 ÷ P + 1. In figures 12 and 13, the values of r _p = δ * p, which take values in the range 0 ÷ 1, are plotted on the abscissa axis. The position of the left edge of the band discriminator when implementing the preliminary stage or phase of target tracking code corresponds to a predetermined delay Nz, and in the acquisition mode band edge corresponding to the number m clock cycle T _D which is counted from the beginning of reception of the reflected pulse, and wherein the detected and isolated LM. The value of the delay time OI relative to the nearest clock cycle T _D (the beginning of the discriminator zone) is indicated by the value r ₃ = {Tz / T _D }, the value of the p-th measurement point nearest to the OI delay relative to the beginning of the discriminator zone is indicated by the value r _Р = {r _з * Р }; in both expressions, parentheses denote the remainder of the operation. FIG. 12 shows the true value of the offset delay OI with respect to the moment of measurement Δ _s = r _p -r _z , this is the value that is to be measured by determining the value of DOS. The measured DOS value is denoted by Δ.

На предварительном этапе в каждом цикле задается соответствующая задержка ОИ Тз р и с выхода фильтра сжатия снимаются значение амплитуды Am, Am-1, Am+1. В блоке 31 они поступают на буферные регистры 34. Оттуда амплитуды Am-1, Am+1 поступают в блок сравнения 35 и на коммутатор 36. В блоке 35 проводится сравнение этих амплитуд и из них выделяется наибольшая амплитуда, которая через коммутатор 36 по команде от блока 35 вместе с амплитудой ЛМ Аm передается в вычитатель 37 и в сумматор 38, с выходов которых коды поступают в блок 39 деления. В блоке 39 вычисляется ДОЗ dT реальной ДХ по формуле:

At the preliminary stage, in each cycle, the corresponding delay OI Tz p is set and the amplitude values Am, Am-1, Am + 1 are removed from the output of the compression filter. In block 31, they arrive at the buffer registers 34. From there amplitudes Am-1, Am + 1 arrive at comparator 35 and switch 36. In block 35, these amplitudes are compared and the largest amplitude is allocated from them through switch 36 from block 35 together with the amplitude of the LM Am is transmitted to the subtractor 37 and to the adder 38, from the outputs of which the codes go to block 39 division. In block 39, the DOS dT of the real HF is calculated using the formula:

Знак перед dT вырабатывается в блоке сравнения 35 по принципу: если Аm-1>Аm+1, то ставится знак плюс, если Аm-1≤Аm+1, то ставится знак минус (см. пояснение на фиг. 10). На. предварительном этапе результат деления dT по номеру цикла р, формируемому в блоке 40, заносится в ЗУ 42 как значение ДОЗ для р-го шага квантования. Таким образом, для всех р=0÷Р сформируется таблица квантованных реальных значений ДОЗ dTкв р. Кроме того, на предварительном этапе проводятся вычисления тангенсов углов наклона tgα_p измеряемой ДХ. Как показано на фиг. 13 для р-го цикла (р=1÷Р+1) в треугольнике АБС вычисляется катет АВ=dTкв р - dTкв р-1, длина катета ВС равна шагу квантования δ. Эти вычисления выполняются в блоке 43. Блок 44 вычисляет отношение катетов tgα=AB/BC. В результате реализации Р циклов будут вычислены все тангенсы углов наклона измеряемой ДХ:The sign in front of dT is generated in comparison unit 35 according to the principle: if Am-1> Am + 1, then a plus sign is put, if Am-1≤Am + 1, then a minus sign is put (see explanation in Fig. 10). On. the preliminary stage, the result of dT division according to the cycle number p, formed in block 40, is entered into memory 42 as the DOS value for the p-th quantization step. Thus, for all p = 0 ÷ P, a table of quantized real values of DOS dTq p. In addition, at the preliminary stage, calculations of the tangents of the angles of inclination tgα _{p of the} measured HF are carried out. As shown in FIG. 13 for the p-th cycle (p = 1 ÷ P + 1) in the ABS triangle, the leg AB = dTqu p - dTqu p-1 is calculated, the length of the BC is equal to the quantization step δ. These calculations are performed in block 43. Block 44 calculates the leg ratio tgα = AB / BC. As a result of the implementation of the P cycles, all the tangents of the tilt angles of the measured HF will be calculated:

Полученная по всем циклам р=0÷Р таблица значений ДОЗ dTp, таблица тангенсов наклона ДХ tgα_p и таблица эталонных квантованных значений ДОЗ dTэm кв р сводятся в единую таблицу, которая записывается в ЗУ 42 и там хранится. Все измеренные значения являются константами, так как зависят только от основных неизменяемых параметров ЗИ. На этом подготовительный этап заканчивается.The table of values of DOZ dTp obtained for all cycles p = 0 ÷ P, table of inclination DF tgα _p and table of reference quantized values DOZ dTem square k are reduced to a single table, which is recorded in the memory 42 and stored there. All measured values are constants, since they depend only on the basic unchangeable parameters of GI. At this preparatory stage ends.

В режиме сопровождения работа проводится по ОИ с ожидаемой задержкой Тз. В этом режиме на временной дискриминатор от фильтра сжатия в трех тактах Т_Д поступают амплитуды A_-1, А₀, А₊₁. В режиме обнаружения на дискриминатор также в известные моменты времени поступают значения амплитуд Am, Am-1, Am+1, где m - номер такта Т_Д измерения. И в том и другом режимах по каждому ЛМ по формуле (6) вычисляется значение ДОЗ dT. Это значение содержит ошибку, которая устраняется последующими действиями. По фиг. 12 можно проследить путь получения скорректированного выходного значения ДОЗ dT_вых. Вычисленное по формуле (6) значение dT используется для ассоциативного выбора из таблицы квантованных значений ДОЗ соответствующего значения dTкв р. Выбор осуществляется путем проверки выполнении условия dТкв p≤dT<dTкв р+1. На фиг. 12 это действие отмечено пунктирной стрелкой. При выполнении этого условия в блоке 41 вырабатывается адрес, по которому считываются значение ДОЗ dTэm р и тангенс tgα (см. фиг. 13), которые поступают соответственно в блоки 45 и 46. В блоке 46 производится вычисление величины Δ по формуле:In the maintenance mode, work is carried out on the OI with the expected delay Tz. In this mode, the amplitudes A _-1 , A ₀ , A ₊₁ are fed to the time discriminator from the compression filter in three cycles T _D. In the detection mode, the amplitudes Am, Am-1, Am + 1, where m is the measure number T _{D of} measurement, are also received at the known moments of time. In both modes, for each LM, the value of DOS dT is calculated using formula (6). This value contains an error that is fixed by subsequent actions. According to FIG. 12 it is possible to trace the path of obtaining the corrected output value DOS dT _out . The value of dT calculated by the formula (6) is used for associative selection from the table of quantized DOS values of the corresponding value dT square r. The choice is made by checking the fulfillment of the condition dTq p≤dT <dTq p + 1. FIG. 12 this action is marked by a dotted arrow. When this condition is fulfilled, in block 41, an address is generated that reads the DOS value dTem p and tanga tangent (see Fig. 13), which are received in blocks 45 and 46, respectively. In block 46, the Δ value is calculated by the formula:

В блоке 45 осуществляется вычисление выходного значения dT_вых. Так как угол наклона эталонной ДХ равен 45°, то это значение будет вычислено по формуле:In block 45, the calculation of the output value dT _{o is} performed. Since the tilt angle of the reference HF is 45 °, this value will be calculated by the formula:

Затем в блоке 47, куда от блока 45 передается значение dT_вых, вычисляется измеренное полное значение кода задержки Из изм по формуле:Then in block 47, where the value of dT _out is transferred from block 45, the measured full value of the delay code is calculated From the measurement using the formula:

где m - номер отсчета, в котором находится амплитуда ЛМ сжатого ОИ.where m is the reference number in which the amplitude of the LM of the compressed OI is located.

Значение Nз изм поступает на выход устройства.The value of Nm is supplied to the output device.

Использование уточненного значения ДОЗ, не содержащего ошибок из-за нелинейности ДХ, обеспечивает вычисление полного значения задержки ОИ с повышенной методической точностью.The use of the adjusted DOS value, which does not contain errors due to the non-linearity of the DF, provides for the calculation of the total value of the delay OI with increased methodological accuracy.

Пик амплитуды может не совпадать по времени с тактом дискретизации. В этом случае амплитуда пика она может быть рассчитана в пределах одного такта Т_Д исходя из простой линейной зависимости от временного смещения dT_вых по формуле:

The peak amplitude may not coincide in time with the discretization cycle. In this case, the amplitude of the peak, it can be calculated within one cycle T _D based on a simple linear dependence on the time offset dT _o by the formula:

где А_ЛМ - амплитуда ЛМ, А_ПИК - искомое значение амплитуды пика.where A _LM is the amplitude of the LM, and _PIK is the desired peak amplitude value.

От всех фильтров выделенные пиковые амплитуды, превысившие порог обнаружения, передаются в блок частотного дискриминатора, изображенный на фиг. 6. Во всех доплеровских фильтрах на каждом временном отсчете (т.е. в каждом канале дальности) проводится выделение локальных максимумов в частотной области аналогично тому, как это делалось во временной области (см. выражение (5)). В фильтрах смежных с фильтром, где выделен ЛМ, в тех же каналах дальности так же выбираются амплитуды. Смещение частоты Δƒ(n) вычисляется по амплитудам в двух фильтрах.From all filters, the selected peak amplitudes exceeding the detection threshold are transmitted to the frequency discriminator unit shown in FIG. 6. In all Doppler filters at each time reference (i.e., in each range channel), local maxima in the frequency domain are distinguished in the same way as in the time domain (see expression (5)). In filters adjacent to the filter where the LM is selected, amplitudes are also selected in the same range channels. The frequency offset Δƒ (n) is calculated by the amplitudes in the two filters.

Следует заметить, что при использовании подобного сигнала возможно перекрытие полного диапазона доплеровских частот всего тремя фильтрами с широкими частотными характеристиками, из которых один настроен на нулевую частоту, два других - на максимальное положительное и отрицательное доплеровские смещения. Если полоса фильтра меньше диапазона доплеровских частот, то число фильтров должно быть увеличено.It should be noted that with the use of such a signal it is possible to overlap the full Doppler frequency range with just three filters with wide frequency characteristics, one of which is tuned to zero frequency, the other two - to maximum positive and negative Doppler shifts. If the filter bandwidth is less than the Doppler frequency range, then the number of filters should be increased.

Алгоритм вычисления доплеровского смещения частоты ƒ_допл(n) относительно нулевого значения по амплитудам в двух фильтрах с номерами (0) и (+1) или (-1) в n-м канале дальности имеет вид:The algorithm for calculating the Doppler frequency shift ƒ _dopl (n) with respect to the zero value of the amplitudes in the two filters with numbers (0) and (+1) or (-1) in the n-th range channel has the form:

где:Where:

- i - номер фильтра с ЛМ, i=0, +l, -l;- i - filter number with LM, i = 0, + l, -l;

- γ_ф - расстановка по частоте доплеровских фильтров;- γ _f is the frequency distribution of the Doppler filters;

- α - угол наклона дискриминационной характеристики;- α is the slope angle of the discriminatory characteristic;

- A_i(n) - амплитуда ЛМ в i-м фильтре в n-м канале дальности;- A _i (n) is the amplitude of the LM in the i-th filter in the n-th channel range;

- A_i±1(n) - наибольшая амплитуда отсчета в одном (i±1)-м фильтре.- A _{i ± 1} (n) - the largest amplitude of reference in one (i ± 1) -th filter.

Знак перед α, устанавливается в соответствии с индексом амплитуды в фильтре, который является соседом фильтра с ЛМ. Параметр α вычисляется заранее путем моделирования и хранится в виде константы. Перед γ_ф/2 ставится знак, противоположный знаку перед α. На фиг. 5 изображена блок-схема частотного дискриминатора. Так как алгоритм вычислений дискриминационной оценки частоты (ДОЧ) в своей основе подобен алгоритму временного дискриминатора, то и блок-схема вычисления ДОЧ и описание работы дискриминатора представляет собой упрощенный вариант блок-схемы временного дискриминатора и описания его работы.The sign before α, is set in accordance with the amplitude index in the filter, which is a neighbor of the filter with LM. The parameter α is calculated in advance by modeling and stored as a constant. Before γ _f / 2, a sign opposite to the sign in front of α is placed. FIG. 5 shows a block diagram of a frequency discriminator. Since the algorithm for calculating the discriminatory frequency estimate (DRC) is basically similar to the time discriminator algorithm, the flowchart for calculating the DOC and the job of the discriminator is a simplified version of the flowchart of the time discriminator and a description of its operation.

В регистр 48 дискриминатора 32 поступают три амплитуды А₀(n), А₊₁(n), А_-1(n). В блоке сравнения 49 определяется номер фильтра i с максимальной амплитудой и номер соседнего фильтра с большей амплитудой. Данные амплитуды передаются в вычитатель 51 и сумматор 52. Результат деления из блока 53 через блок 40, где ему приписывается знак, поступает в умножитель 41, где производится его умножение на коэффициент α, поступающий из блока 42 ЗУ. По формуле (10) на выходе блока 41 сформируется значение ДОЧ Δƒ(n), а на выходе сумматора-вычитателя 44 сформируется полное значение доплеровской частоты сигнала.The register 48 of the discriminator 32 receives three amplitudes A ₀ (n), A ₊₁ (n), A _-1 (n). In the comparison unit 49, the number of filter i with the maximum amplitude and the number of the adjacent filter with a larger amplitude are determined. These amplitudes are transmitted to the subtractor 51 and the adder 52. The result of the division from block 53 through block 40, where the sign is attributed to it, goes to multiplier 41, where it is multiplied by the coefficient α coming from block 42 of the charger. According to the formula (10), the value of DRC Δруется (n) will be generated at the output of block 41, and the full value of the Doppler frequency of the signal will be generated at the output of adder 44.

Таким образом, задержка полученной на выходе фильтра максимальной амплитуды сигнала относительно начала цикла приема соответствует расстоянию до обнаруженной цели, а значение частоты, измеренное по максимальным амплитудам в двух разнесенных по частоте фильтрах, соответствует доплеровскому смещению частоты цели, однозначно связанному с ее радиальной скоростью.Thus, the delay of the maximum amplitude of the signal obtained at the filter output relative to the beginning of the reception cycle corresponds to the distance to the detected target, and the frequency value measured by the maximum amplitudes in two filters separated by frequency corresponds to the Doppler frequency offset of the target uniquely associated with its radial velocity.

На приводимых ниже графиках амплитудных и частотных характеристик по оси ординат отображаются амплитуды, вычисляемые в децибелах по формуле:

On the graphs of amplitude and frequency characteristics given below, the amplitudes are calculated on the ordinate axis, calculated in decibels by the formula:

В подтверждение достижения поставленных целей при реализации данного способа было проведено моделирование с использованием системы Matlab. При моделировании были взяты следующие исходные параметры:In confirmation of the achievement of goals in the implementation of this method, modeling was performed using the Matlab system. When modeling were taken the following initial parameters:

- длительность ЗИ и интервал приема отраженных импульсов Т_ЗИ=40 мс, период повторения ЗИ Т_П=2Т_ЗИ=80 мс;- ZI duration and reception interval of reflected pulses T _ZI = 40 ms, repetition period ZI T _P = 2T _ZI = 80 ms;

- значение полной девиации частоты ЗИ F_дев=0,5 МГц;- the value of the full frequency deviation ZI F _dev = 0.5 MHz;

- частота дискретизации ОИ и частота следования комплексных сигналов на выходе приемника F_Д=F_c=l МГц (такт Т_с=1 мкс);- sampling frequency OI and the repetition rate of the complex signals at the output of the receiver F _D = F _c = l MHz (time T _c = 1 μs);

- число элементарных ЛЧМ импульсов в ЗИ М=2000;- the number of elementary chirp pulses in ZI M = 2000;

- длительность ЭИ Т_ЭИ=Т_ЗИ/N, Т_ЭИ=20 мкс;- the duration of EI T _EI = T _ZI / N, T _EI = 20 µs;

- значение девиации частоты ЭИ F_девЭИ=300 кГц;- the value of the frequency deviation EI F _deEI = 300 kHz;

- число каналов дальности N_ЗИ=Т_зи F_c=40000.- the number of channels N-range _{communication GI} = T F _c = 40000.

За счет девиации частоты коэффициент сжатия сигнала (база сигнала) составила значение Б=Т_зиГ_дев=20000.Due to the frequency deviation signal compression ratio (process gain) amounted to the value D = T _connection T = 20000 _nine.

В согласованном фильтре отраженный импульс с длительностью Т_ОИ=40 мс сжимается до длительности Т_сж=2Т_ЗИ/Б=4 мс. Это значение может являться оценкой разрешающей способности во всем диапазоне дальности.The matched filter reflected pulse with a duration of T = 40 ms _RI is compressed to a _{compression channel} duration T _GI = 2T / D = 4 ms. This value may be an estimate of the resolution over the entire range of distances.

Результаты моделирования представлены графиками амплитудных рельефов сигналов на выходах согласованных фильтров.The simulation results are represented by graphs of the amplitude reliefs of signals at the outputs of matched filters.

На фиг. 14 изображены амплитудные рельефы сжатого сигнала на выходе фильтра с нулевой частотой настройки (fф=0 Гц), отраженного от цели с задержкой Тз=35 мс и частотами fдопл=0 Гц и fдопл=20 кГц.FIG. 14 shows the amplitude reliefs of the compressed signal at the output of the filter with zero tuning frequency (fф = 0 Hz), reflected from the target with a delay of Tz = 35 ms and frequencies fdople = 0 Hz and fdople = 20 kHz.

На фиг. 15 изображены те же амплитудные рельефы сигнала, но в увеличенном масштабе около ГЛ.FIG. 15 shows the same amplitude reliefs of the signal, but on an enlarged scale near the GL.

Из графиков, представленных на фигурах 14 и 15, видно, что два сигнала с одинаковой задержкой, но с разными доплеровскими частотами, формируются на выходах фильтров в одно и то же время.From the graphs presented in figures 14 and 15, it is seen that two signals with the same delay, but with different Doppler frequencies, are formed at the outputs of the filters at the same time.

Аналогичные графики, но при меньшем значении задержки Тз=3,5 мс представлены на фигурах 16 и 17. Эти графики свидетельствуют о том, что и при другой задержке и при разных доплеровских частотах сжатый сигнал выделяется в заданное время и его ГЛ имеет такую же форму, как и при большой задержке.Similar graphs, but with a smaller value of delay Tz = 3.5 ms, are presented in Figures 16 and 17. These graphs show that for a different delay and for different Doppler frequencies, the compressed signal is released at a specified time and its GL has the same shape as with a large delay.

На фиг.18 изображены амплитудные рельефы на выходе фильтра с fф=0 Гц при двух задержках Тз=35 мс, Тз=3,5 мс и при отсутствии случайной фазовой модуляции. Сравнение с графиками фиг. 14 и фиг. 16 говорит о том, что при отсутствии фазовой модуляции уровень боковых лепестков возрастает на больших задержках на (15-16) дБ, на малых задержках - на (6-7) дБ. Это сравнение показывает целесообразность совместного действия псевдослучайных начальных частот и начальных фаз элементарных импульсов в составном ЛЧМ сигнале.Fig. 18 shows the amplitude reliefs at the filter output with f f = 0 Hz with two delays Tz = 35 ms, Tz = 3.5 ms and in the absence of random phase modulation. Comparison with graphs of FIG. 14 and FIG. 16 says that in the absence of phase modulation the level of side lobes increases at large delays by (15-16) dB, at small delays - by (6-7) dB. This comparison shows the feasibility of the joint action of pseudo-random initial frequencies and initial phases of elementary pulses in the composite chirp signal.

На фигурах 19 и 20 изображены амплитудные рельефы на выходах фильтров с fф=0 при дробном значении задержки Тз=35,0007 мс и при fдопл=0 Гц и fдопл=20 кГц в полном масштабе и в выделенном масштабе около ГЛ. Видно, что при fдопл=0 и fдопл=20 кГц сигнал выделяется в заданное время и формы ГЛ в обоих случаях идентичны.Figures 19 and 20 show the amplitude reliefs at the filter outputs with fф = 0 with a fractional delay value Tz = 35,0007 ms and with fdopl = 0 Hz and fdopl = 20 kHz in full scale and on a dedicated scale near GL. It can be seen that when fdopl = 0 and fdopl = 20 kHz, the signal is emitted at a specified time and the GL forms in both cases are identical.

Аналогичные графики при Тз=3,5007 мс представлены на фигурах 21 и 22. Видно, что при fдопл=0 и fдопл=20 кГц сигнал выделяется в заданное время и формы ГЛ в обоих случаях идентичны.Similar graphs with Tz = 3,5007 ms are presented in figures 21 and 22. It can be seen that at fdopl = 0 and fdopl = 20 kHz, the signal is released at a specified time and the GL forms in both cases are identical.

На фиг. 23 изображен график амплитудного рельефа на выходе фильтра сжатия при действии на его входе двух сигналов с разными задержками Тз=35 мс и Тз=3,5 мс. Видно, что оба сигнала выделяются на заданных задержках. Амплитуды обоих ОИ на входе фильтров сжатия были заданы одинаковыми. На выходе фильтра ближней дальности амплитуда сигнала, как и ожидалось, на 20 дБ меньше амплитуды сигнала с большей дальности за счет уменьшения в 10 раз длительности отраженного импульса и, соответственно такого же, уменьшения порядка фильтра.FIG. 23 shows a graph of the amplitude relief at the output of the compression filter when two signals with different delays Tz = 35 ms and Tz = 3.5 ms are applied at its input. It can be seen that both signals stand out at predetermined delays. The amplitudes of both OIs at the input of the compression filters were set the same. At the output of the near-range filter, the signal amplitude, as expected, is 20 dB less than the signal amplitude from a longer range due to a 10-fold decrease in the duration of the reflected pulse and, accordingly, the same decrease in the filter order.

На фиг. 24 изображены графики рельефов сжатых ОИ от двух целей, разнесенных друг от друга по времени на 5 отсчетов. Видно, что пики амплитуд, расстояние между которыми составляет 5 мкс, хорошо разрешаются при разных доплеровских значениях частоты.FIG. 24 shows plots of reliefs of compressed ROIs from two targets spaced apart from each other in time for 5 counts. It can be seen that the amplitude peaks, the distance between which is 5 μs, are well resolved at different Doppler frequencies.

На фиг. 25 представлены характеристики частотной избирательности трех фильтров сжатия, накрывающих всю полосу доплеровских частот. Вид этих характеристик не зависит от задержки ОИ, что позволяет вычислять доплеровское смещение ОИ с одинаковой точностью независимо от расстояния до цели (при прочих равных условиях).FIG. 25 shows the frequency selectivity characteristics of the three compression filters covering the entire Doppler frequency band. The appearance of these characteristics does not depend on the delay of the OI, which makes it possible to calculate the Doppler shift of the OI with the same accuracy regardless of the distance to the target (ceteris paribus).

На фиг. 26 приведены реальная и эталонная дискриминаторные характеристики частотного дискриминатора. Видно, что они практически сливаются. Эти характеристики не зависят от задержки ОИ, т.е. не зависят от дальности до цели.FIG. 26 shows the real and reference discriminator characteristics of the frequency discriminator. It is seen that they practically merge. These characteristics do not depend on the delay OI, i.e. do not depend on the distance to the target.

Ниже приводится оценка технической реализации этого способа.Below is an assessment of the technical implementation of this method.

Оценена самая трудоемкая вычислительная процедура - согласованная фильтрация отраженных импульсов. Оценка выполнена при указанных выше параметрах сигнала и обработки:The most time-consuming computational procedure — matched filtering of reflected pulses — was evaluated. The evaluation was performed with the above signal and processing parameters:

длительность ЗИ Т_ЗИ=40 мс, период повторения ЗИ Т_П=2Т_ЗИ=80 мс;ZI T _ZI duration = 40 ms, ZI T _P repetition period = 2T _ZI = 80 ms;

девиация частоты F_дев=0,5 МГц;frequency deviation F _dev = 0.5 MHz;

частота дискретизации F_д=l МГц, такт Т_д=1 мкс;sampling frequency F _d = l MHz, time T _d = 1 μs;

число отсчетов в импульсе Nо=Т_ЗИF_Д=40000;the number of counts in the pulse Nо = Т _ЗИ F _Д = 40000;

число каналов дальности Nд=2No=80000;the number of channels of the range is Nd = 2No = 80000;

диапазон доплеровских частот ΔF_допл=40 кГц: от -20 кГц до +20 кГц.Doppler frequency range ΔF _Dopp = 40 kHz: from -20 kHz to +20 kHz.

Число фильтров сжатия, как следует из результатов моделирования, составляет один фильтр (или 3 фильтра при реализации измерения доплеровской частоты) на весь диапазон доплеровских частот.The number of compression filters, as follows from the simulation results, is one filter (or 3 filters when measuring the Doppler frequency) for the whole Doppler frequency range.

Известно, что линейную свертку двух сигналов можно рассчитать через быстрое вычисление циклической свертки методом БПФ-ОБПФ (см. Л.9). В данном случае вначале сигнал с числом Nд=80000 и весовая функция с числом отсчетов No=40000 дополняются нулями до суммарной двоичной длины K=131072. Число действительных операций, реализуемых в реальном времени, при вычислении амплитудного рельефа на выходе одного фильтра сжатия составит: Q≈10(K/2)Log₂KIt is known that the linear convolution of two signals can be calculated through the rapid calculation of cyclic convolution by the FFT-OBPF method (see L.9). In this case, first, the signal with the number Nd = 80000 and the weight function with the number of samples No = 40000 are padded with zeros to the total binary length K = 131072. The number of actual operations implemented in real time when calculating the amplitude relief at the output of one compression filter is: Q≈10 (K / 2) Log ₂ K

где:Where:

- 10 - число действительных операций при вычислении одной "бабочки" БПФ;- 10 - the number of valid operations in the calculation of one "butterfly" FFT;

- К/2 - число "бабочек" в одной итерации БПФ;- К / 2 - the number of "butterflies" in one iteration of the FFT;

- Log₂K - число итераций БПФ.- Log ₂ K is the number of FFT iterations.

При указанных выше параметрах число операций составит Q≈11141120. Реализация этих вычислений за время Т_П=80 мс потребует производительности П=Q/T_П≈140 млн. оп/с.With the above parameters, the number of operations will be Q≈11141120. The implementation of these calculations for a time T _P = 80 ms will require a performance of P = Q / T _P ≈ 140 mln op / s.

Обработка может быть выполнена на программируемых интегральных микросхемах (ПЛИС), разработки фирм Altera или Xilinx (США). Так одна стандартная вычислительная ячейка в ПЛИС Virtax-7 XC7VSX1140Т реализует с тактом t=5 не умножение или сложение двух действительных 16-разрядных чисел с подсуммированием. Таким образом, одна такая ячейка проведет Q вычислений за время T=П*t=0,7 мс. Чтобы выполнить все вычисления за Т_П=80 мс потребуется 80/0,7≈560 таких ячейки. Одна ПЛИС имеет 3360 ячеек. Таким образом, для вычисления амплитудных рельефов в трех доплеровских фильтрах потребуются всего одна ПЛИС.Processing can be performed on programmable integrated circuits (FPGAs) developed by Altera or Xilinx (USA). So, one standard computational cell in the FPGA Virtax-7 XC7VSX1140Т implements with the t = 5 tact not multiplying or adding two real 16-bit numbers with sub-counting. Thus, one such cell will perform Q calculations in the time T = P * t = 0.7 ms. To perform all the calculations for T _P = 80 ms, 80 / 0.7 ≈ 560 such cells are required. One FPGA has 3360 cells. Thus, to calculate the amplitude reliefs in the three Doppler filters will require only one FPGA.

Таким образом, результаты моделирования и оценки технической реализации показывают, что предлагаемый способ, заключающийся в формировании зондирующего составного квазислучайного ЛЧМ импульса и обработке отраженных импульсов, длительность которых меньше или равна длительности зондирующего импульса, согласованными фильтрами сжатия, обеспечивает обнаружение отраженных сигналов во всем диапазоне дальностей и доплеровских частот и измерение расстояний до целей с постоянной заданной разрешающей способностью без доплеровской ошибки независимо от местоположения целей по дальности, а также обеспечивает измерение текущих значений радиальных скоростей целей с методической ошибкой, независящей от расстояния до цели. При этом, по сравнению с прототипом, достигается сокращение объема вычислительного оборудования, реализующего согласованную фильтрацию отраженных импульсов.Thus, the results of modeling and evaluating the technical implementation show that the proposed method, which consists in forming a probing composite quasi-random chirp pulse and processing reflected pulses that are less than or equal to the duration of the probe pulse, matched compression filters, provides detection of reflected signals over the entire range of distances and Doppler frequencies and measurement of distances to targets with a constant predetermined resolution without Doppler error depending on the location of targets in range, and also provides a measurement of the current radial velocity values from the methodological error purposes, independent of the target distance. At the same time, in comparison with the prototype, a reduction in the amount of computing equipment that implements consistent filtering of reflected pulses is achieved.

ЛитератураLiterature

1. Теоретические основы радиолокации, учебник под ред. Ширмана Я.Д, стр. 120, 128, 135, "Войска ПВО страны", 1968 г;1. Theoretical foundations of radar, a textbook ed. Shirman Ya.D., pp. 120, 128, 135, "Air Defense Forces of the Country", 1968;

2. Справочник по радиолокации, т. 3, под ред. М. Сколника, стр. 400, 403, 383, М. "Советское радио", 1979 г;2. Handbook of radar, vol. 3, ed. M. Skolnik, pp. 400, 403, 383, M. "Soviet Radio", 1979;

3. F Mradarapparatus: Пат. 5905458 США, MПK⁶ G01S 13/42/Ashihara J.; Honda Giken KogyoК, К. - №08/974013; Заявл. 19.11.97; Опубл. 18.5.99; Приор. 19.11.96, №8-308440 (Япония): НПК 34270.3. F Mradarapparatus: Pat. 5905458 USA, IPC ⁶ G01S 13/42 / Ashihara J .; Honda Giken KogyoK, K. - No. 08/974013; Claims 11/19/97; Publ. 18.5.99; Prior 11/19/96, No. 8-308440 (Japan): SPC 34270.

4. "Бортовые радиолокационные системы" под ред. Д. Повейсила, Р. Ровена, П. Уотермана, Воениздат МО СССР, Москва, 1964 г., стр. 317-320.4. "On-Board Radar Systems" ed. D. Poveisil, R. Rowena, P. Waterman, Military Publishing House of the USSR Ministry of Defense, Moscow, 1964, pp. 317-320.

5. "Способ измерения дальности", Патент РФ, №2145092, G01S 13/02, М, 27.01.2000, авторы Бабичев В.А.; Ривес Л.С.; Риман А.И.; Сирота О.А.; Дубинский М.Л.; Гринберг В.Б.; Синицына О.С.5. "The method of measuring the distance", Patent of the Russian Federation, No. 2145092, G01S 13/02, M, 01.27.2000, authors V. Babichev; Reaves L.S .; Riman A.I .; Orphan O.A .; Dubinsky M.L .; Grinberg VB; Sinitsyna O.S.

6. "Способ обеспечения постоянной разрешающей способности по дальности в импульсной радиолокационной станции с квазислучайной фазовой модуляцией", Патент РФ №2491572, G01S 13/26, G01S 13/28, G01S 13/42, М, 10.09.2013, авторы Сабаев Л.В., Сабаев Д.Л., Капустин С.В.6. "Method for ensuring constant range resolution in a pulsed radar station with quasi-random phase modulation", Patent of the Russian Federation No. 2491572, G01S 13/26, G01S 13/28, G01S 13/42, M, 10.09.2013, authors Sabaev L. V., Sabaev DL, Kapustin S.V.

7. "Способ измерения дальности и радиальной скорости в РЛС с зондирующим составным псевдослучайным ЛЧМ импульсом", Патент РФ №2553272; G01S 13/26, G01S 13/28, G01S 13/42, М, 10.06.2015, автор Сабаев Л.В.7. "Method for measuring range and radial velocity in radar with a probing composite pseudo-random chirp pulse", Patent of the Russian Federation No. 2553272; G01S 13/26, G01S 13/28, G01S 13/42, M, 06/10/2015, author Sabaev L.V.

8. Г. Нуссбаумер "Быстрое преобразование Фурье и алгоритмы вычисление сверток", перевод с англ. под редакцией чл.-кор. АН КазССР В.М. Амербаева и Т.Э. Кренкеля, Москва, "Радио и связь", 19858. G. Nussbaumer "Fast Fourier transform and convolution calculation algorithms", translated from English. Edited by Corr. Academy of Sciences of the Kazakh SSR V.M. Amerbayeva and T.E. Krenkel, Moscow, "Radio and communication", 1985

9. Заявка на изобретение "Способ дискриминаторного измерения задержки отраженного импульса ", М., G06F 7/38, G06F 17/17, G01S 11/00, G01S 13/08, заявители Сабаев Л.В., Второв А.В.9. Application for the invention "Method of discriminator measurement of the delay of the reflected pulse", M., G06F 7/38, G06F 17/17, G01S 11/00, G01S 13/08, the applicants Sabaev L.V., Vtorov A.V.

Claims (1)

Способ измерения в радиолокационных устройствах расстояний до целей с постоянной разрешающей способностью по дальности во всем диапазоне дальности без доплеровской ошибки и измерения радиальных скоростей целей с одинаковой методической точностью во всем диапазоне дальности, заключающийся в излучении в цикле излучения одного зондирующего импульса длительностью Т_ЗИ с девиацией частоты F_дев, состоящего из М элементарных ЛЧМ импульсов (ЭИ), следующих слитно друг за другом и имеющих одинаковую длительность Т_ЭИ=Т_ЗИ/М и одинаковую девиацию частоты F_девmin≤F_девЭИ<F_дев, но разные псевдослучайные значения начальной частоты f_λm, где λ - номер частоты из алфавита частот, λ =1÷М; m - порядковый номер ЭИ в последовательности ЭИ, m=1÷М; внутри каждого ЭИ отсчеты сигнала вычисляются по закону частотной модуляции в пределах изменения частоты от f_λm до частоты f_λm+F_девЭИ, эти отсчеты затем преобразуются в напряжение, которое пропускается через фильтр нижних частот, ограничивающий полосу частот модуляции полосой ΔF_м≥2F_дев, с выхода фильтра сигнал переносится на несущую частоту f₀, усиливается по мощности и передается в антенну на излучение, принимаемые антенной отраженные импульсы усиливаются, фильтруются на несущей частоте f₀ полосовым фильтром с полосой пропускания ΔF_м, дискретизируются по времени с частотой F_д≥2ΔF_м с обеспечением выполнения условия f₀=nF_д+ΔF_м/2, n=1, 2, 3,…, и квантуются по уровню, затем действительные цифровые отсчеты сигнала путем цифрового квадратурного гетеродинирования переносятся на нулевую частоту, комплексные результаты гетеродинирования обрабатываются цифровым комплексным фильтром нижних частот с полосой пропускания ΔF_м, на выходе фильтра формируются отсчеты с частотой следования F_с≥ΔF_м, которые затем обрабатываются фильтрами сжатия, импульсные характеристики которых по длительности и по функции частотной модуляции согласованы с отраженным импульсом и настроены на заданные значения доплеровских частот, отличающийся тем, что число М элементарных импульсов в зондирующем импульсе имеет четное значение, ЭИ с нечетными номерами m имеют положительный знак γ скорости изменения частоты модуляции, ЭИ с четными номерами m имеют отрицательный знак γ скорости изменения частоты модуляции; все ЭИ, кроме псевдослучайных значений начальной частоты f_λm, имеют псевдослучайные значения начальной фазы ϕ_m; во всех фильтрах сжатия производится отбор одного или нескольких локальных максимумов амплитуд отраженных сигналов в соответствующих n-х тактах дискретизации Т_д и наибольших амплитуд в смежных с ними n±1 тактах; по каждой паре амплитуд вычисляется амплитуда пика и дискриминаторное временное смещение пика амплитуды главного лепестка относительно равносигнальной зоны между двумя соответствующими тактами дискретизации, затем вычисляется абсолютное значение задержки пика амплитуды ОИ; по пиковым амплитудам в фильтрах с заданными частотами вычисляется дискриминаторная оценка доплеровского смещения и затем абсолютное значение доплеровского смещения, при этом задержка пика амплитуды сигнала соответствует расстоянию до обнаруженной цели без доплеровской ошибки, разрешающая способность по дальности имеет постоянное значение во всем диапазоне дальности, а частота сигнала, измеренная дискриминаторным методом по двум пиковым амплитудам в смежных фильтрах, имеет одинаковую методическую точность во всем диапазоне дальности и соответствует доплеровскому смещению частоты цели, однозначно связанному с ее радиальной скоростью.The method of measurement in radar devices of distances to targets with constant resolution in range over the entire range of a range without Doppler error and measurement of radial velocities of targets with the same methodical accuracy over the entire range of a range, consisting in emitting a single pulse of duration T _ZI with a frequency deviation in the radiation cycle F _nine composed of M elementary chirp pulses (EI), these together one after the other and having the same duration T _{GI EI} = T / M and the same devi tion frequency F _devmin ≤F _devEI <F _nine, but different values of pseudo-random initial frequency f _λm, where λ - the frequency number of the frequencies of the alphabet, λ = 1 ÷ M; m is the EI sequence number in the EI sequence, m = 1 ÷ M; within each EI, the signal samples are calculated by the law of frequency modulation within the frequency change from f _λm to the frequency f _λm + F _deEI , these samples are then converted into voltage, which is passed through a low-pass filter that limits the modulation frequency band to ΔF _m ≥2F _dev , from the output of the filter, the signal is transferred to the carrier frequency f ₀ , amplified in power and transmitted to the antenna for radiation received by the antenna reflected pulses are amplified, filtered at the carrier frequency f _{0 by a} bandpass filter with a bandwidth ΔF _m , are sampled in time with a frequency F _d ≥2ΔF _m ensuring the condition f ₀ = nF _d + ΔF _m / 2, n = 1, 2, 3, ..., and are quantized by level, then the actual digital signal samples by digital quadrature heterodyning are transferred to zero frequency, complex heterodyning results are processed by a digital complex low-pass filter with a bandwidth of ΔF _m , samples are generated at the filter output with a repetition rate F _with ≥ΔF _m , which are then processed by compression filters, whose impulse characteristics in terms of duration and frequency-modulation function are matched with the reflected pulse and tuned to preset values of Doppler frequencies, characterized in that the number M of elementary pulses in the probe pulse has an even value, EI with odd numbers m have a positive sign γ of the rate of change of the modulation frequency, EI with even numbers m have a negative sign γ of the rate of change of the modulation frequency; All EIs, except for pseudo-random values of the initial frequency f _λm , have pseudo-random values of the initial phase ϕ _m ; in all compression filters are selected one or more local maxima of amplitudes of reflected signals in the respective n-x sampling cycles T _d and the largest amplitudes in adjacent two n ± 1 bars; for each pair of amplitudes, the amplitude of the peak and the discriminator temporal shift of the peak of the main lobe amplitude relative to the equal signal zone between the two corresponding sampling cycles are calculated, then the absolute value of the delay of the amplitude peak of the OI is calculated; the peak amplitudes in filters with given frequencies are used to calculate the discriminator estimate of the Doppler shift and then the absolute value of the Doppler shift, while the delay of the peak of the signal amplitude corresponds to the distance to the detected target without Doppler error, the range resolution has a constant value over the entire range, and the frequency of the signal , measured by the discriminator method for two peak amplitudes in adjacent filters, has the same methodical accuracy over the entire range of STI and the Doppler frequency shift of the target, is uniquely associated with its radial velocity.

Images