RU2664019C1

RU2664019C1 - Device and method for adaptive compensation of distortion and restoration of carrier signal for coherent receivers

Info

Publication number: RU2664019C1
Application number: RU2017112017A
Authority: RU
Inventors: Ашот Эрнстович Кочарян
Original assignee: Ашот Эрнстович Кочарян
Priority date: 2017-04-10
Filing date: 2017-04-10
Publication date: 2018-08-14
Also published as: RU2664019C9

Abstract

FIELD: communication equipment.SUBSTANCE: invention relates to communication. This method for adaptively compensating for the distortions of a received signal, recovering polarization, frequency and carrier phase recovery and eliminating the slippage of the phase of the received signal includes using a plurality of reference rings for adaptive distortion compensation of the received signal, restoration of the polarization and breaking of the signal into groups, each of which is located on a circle of different radius; usage of the resulting signal groups to reconstruct the carrier phase; elimination of the phase slippage in the reconstructed carrier phase.EFFECT: technical result is to eliminate the phenomenon of slippage of the cycle to improve the performance of coherent signal reception devices.7 cl, 15 dwg

Description

Данное изобретение относится к области связи и конкретно к устройству и способу адаптивной компенсации искажений, восстановления поляризации, восстановления частоты и фазы несущей и устранения проскальзывания фазы принятого сигнала для расширенных форматов модуляции М-QAM таких, как 16QAM, 64QAM и 256QAM.The present invention relates to the field of communication and specifically to a device and method for adaptive distortion compensation, polarization restoration, carrier frequency and phase recovery, and eliminating phase-slip of a received signal for extended M-QAM modulation formats such as 16QAM, 64QAM and 256QAM.

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИBACKGROUND

Уплотнение по длинам (Wave Division Multiplexing, WDM) волн является хорошо известным методом в волоконно-оптических линиях связи. Передача сигнала в канал WDM как правило осуществляется одномодовым полупроводниковым лазером. Передаваемая информация накладывается на луч путем модуляции тока лазера или при помощи внешней модуляции луча путем прикладывания напряжения к модулятору, сопряженному с лазерным источником.Wave Division Multiplexing (WDM) is a well-known method in fiber optic communication lines. Signal transmission to the WDM channel is usually carried out by a single-mode semiconductor laser. The transmitted information is superimposed on the beam by modulating the laser current or by external beam modulation by applying voltage to a modulator coupled to the laser source.

Методы, используемые в волоконной оптической связи для восстанавления передаваемого сигнала, можно разделить на категории прямого и когерентного детектирования. При прямом детектировании фотодетектор принимает модулированный оптический сигнал и преобразует его в электрический сигнал, представляющий мощность оптического сигнала. При когерентном детектировании фазовый детектор перед фотодектором преобрезует изменения фазы в мощность сигнала, которые фотодетектор может зарегистрировать. Для этого принимаемый оптический сигнал смешивается с оптическим сигналом локального осциллятора (ЛО, local oscillation, LO). Затем смешанные сигналы детектируются фотодетектором так, что фототок содержит компоненту на частоте разности между частотой сигнала и частотой локального осциллятора. Эта разность известна как промежуточная частота (intermediate frequency, IF) и содержит всю информацию (амплитуду и фазу), передаваемую оптическим сигналом. Поскольку частота новой несущей значительно меньше, вся информация может быть восстановлена при помощи стандартных методов демодуляции радио сигнала. Когерентные приемники видят только сигналы, близкие по длине волны к локальному осциллятору, и поэтому при изменении длины волны локального осциллятора когерентный приемник работает аналогично настраеваемому фильтру. Цифровая обработка сигнала (digital signal processing, DSP), основанная на когерентной оптической связи, дает существенные преимущества по производительности по сравнению с линейным искажением. Схема когерентного приемника оптического сигнала, описанного в публикации Seb J. Savory, "Digital Coherent Optical Receivers: Algorithms and Subsystems", схематически изображенная на фиг. 1, включает в себя четыре ключевые подсистемы:The methods used in fiber optic communication to restore the transmitted signal can be divided into categories of direct and coherent detection. In direct detection, the photodetector receives a modulated optical signal and converts it into an electrical signal representing the power of the optical signal. In coherent detection, a phase detector in front of the photodetector converts phase changes into signal power that the photodetector can detect. For this, the received optical signal is mixed with the optical signal of the local oscillator (LO, local oscillation, LO). The mixed signals are then detected by a photodetector so that the photocurrent contains a component at the frequency of the difference between the signal frequency and the frequency of the local oscillator. This difference is known as the intermediate frequency (IF) and contains all the information (amplitude and phase) transmitted by the optical signal. Since the frequency of the new carrier is much lower, all information can be restored using standard methods for demodulating a radio signal. Coherent receivers only see signals that are close in wavelength to the local oscillator, and therefore, when the wavelength of the local oscillator changes, the coherent receiver works similarly to a tunable filter. Digital signal processing (DSP) based on coherent optical communication provides significant performance advantages over linear distortion. A diagram of a coherent optical signal receiver described in Seb J. Savory, "Digital Coherent Optical Receivers: Algorithms and Subsystems", shown schematically in FIG. 1, includes four key subsystems:

1) Оптический блок обработки оптического входного оптического сигнала 2, на вход которого поступает оптический сигнал 1.1) The optical processing unit of the optical input optical signal 2, the input of which receives the optical signal 1.

2) Аналого-цифровой преобразователь (АЦП, Analog to Digital Converter, ADC) 3.2) Analog-to-digital converter (ADC, Analog to Digital Converter, ADC) 3.

3) Цифровой демодулятор 4, преобразующий оцифрованные отсчеты сигналов с АЦП в набор сигналов с частотой следования символов.3) Digital demodulator 4, which converts the digitized samples of the signals from the ADC into a set of signals with a symbol repetition rate.

4) Внешний приемник 5, включающий блок коррекции ошибок.4) An external receiver 5, including an error correction unit.

Оптический блок обработки входного оптического сигнала 2 предназначен для линейного отображения оптического поля в набор электрических сигналов. Этот блок часто реализуется согласно схеме, изображенной на фиг. 2, включающей локальный осциллятор 6, два 90° гибрида 7, один для каждой компоненты поляризации, поляризационные делители пучка (ПДП, polarization beam splitter, PBS) 8 и 9, фотодетекторы 10-13, электрические сигналы с которых поступают на вход блока аналого-цифрового преобразователя 3, изображенного на фиг. 3, включающего аналого-цифровые преобразователи 14-17.The optical processing unit of the input optical signal 2 is intended for linear mapping of the optical field into a set of electrical signals. This block is often implemented according to the circuit shown in FIG. 2, including a local oscillator 6, two 90 ° hybrids 7, one for each polarization component, polarization beam splitters (polarization beam splitter, PBS) 8 and 9, photodetectors 10-13, the electrical signals from which are fed to the input of the analog the digital converter 3 shown in FIG. 3, including analog-to-digital converters 14-17.

Блок аналого-цифрового преобразователя 3 преобразует с частотой оцифровки электрические сигналы в набор дискретных по времени квантованных сигналов: АЦП 14 преобразует электрический сигнал с выхода фотодетектора 10, АЦП 15 преобразует электрический сигнал с выхода фотодетектора 11, АЦП 16 преобразует электрический сигнал с выхода фотодетектора 12, АЦП 17 преобразует электрический сигнал с выхода фотодетектора 13. Высокоскоростные АЦП позволяют оцифровывать сигнал со скоростью, достаточной для полного восстановления передаваемых данных. При передаче данных со скоростью S символов в секунду, минимальная скорость оцифровки равна S герц. Асинхронная оцифровка, позволяющая восстановить частоту и фазу следования символов, требует скорости оцифровки 2S. Частота следования символов передатчика как правило отличается от частоты оцифровки АЦП приемника, но может быть восстановлена интерполяцией и передескритезацией оцифрованного сигнала, выполняемых в блоке 18 цифрового демодулятора 4, следующего за блоком АЦП, изображенного на фиг. 3.The analog-to-digital converter unit 3 converts electrical signals with a sampling frequency into a set of time-quantized quantized signals: the ADC 14 converts the electrical signal from the output of the photodetector 10, the ADC 15 converts the electrical signal from the output of the photodetector 11, the ADC 16 converts the electrical signal from the output of the photodetector 12, The ADC 17 converts the electrical signal from the output of the photodetector 13. High-speed ADCs allow you to digitize the signal at a speed sufficient to completely restore the transmitted data. When transmitting data at a speed of S characters per second, the minimum digitization speed is S hertz. Asynchronous digitization, which allows you to restore the frequency and phase of the sequence of characters, requires a 2S digitization speed. The transmitter symbol repetition rate usually differs from the digitizing frequency of the ADC receiver, but can be restored by interpolating and rescriting the digitized signal, performed in block 18 of the digital demodulator 4, following the ADC block shown in FIG. 3.

Оптические сигналы, получаемые приемником через стандартную линию оптоволоконной связи, искажены эффектами хроматической дисперсии (ХД, chromatic dispersion, CD), поляризационной модовой дисперсии (ПМД, polarization mode dispersion, PMD), вращения углов поляризации и поляризационными потерями (polarization dependent losses, PDL). Поляризационные эффекты в волокне приводят к вращению поляризаций луча так, что на приемнике они уже не ортогональны и не совпадают с направлениями поляризационного делителя пучка 5. В результате поляризации на выходе поляризационного делителя пучка 5 содержат энергии обеих поляризаций передаваемого сигнала, включая искажения такие, как ХД и ПМД. Ввиду того, что каждая из поляризаций передаваемого сигнала содержит соотвестствующие передаваемые данные, необходимо не только компенсировать искажения, обусловленные такими эффектами, как хроматическая дисперсия и поляризационно модовая дисперсия, но и отделить эти сигналы данных один от другого. Цель цифровой когерентной технологии заключается в одновременном получении и амплитуды, и фазы модулированного сигнала так, что может быть использован линейный цифровой коменсатор с конечной импульсной характеристикой (КИХ, finite impulse response, FIR) для выполнения компенсации хроматической дисперсии, восстановления поляризации и компенсации поляризационной модовой дисперсии в электрическом домене.Optical signals received by the receiver through a standard fiber-optic communication line are distorted by the effects of chromatic dispersion (CD), polarization mode dispersion (PMD), rotation of polarization angles and polarization losses (PDL) . The polarization effects in the fiber lead to the rotation of the beam polarizations so that they are no longer orthogonal at the receiver and do not coincide with the directions of the polarization beam divider 5. As a result of polarization at the output of the polarization beam divider 5, they contain the energies of both polarizations of the transmitted signal, including distortions such as CD and PMD. Due to the fact that each of the polarizations of the transmitted signal contains the corresponding transmitted data, it is necessary not only to compensate for distortions caused by effects such as chromatic dispersion and polarization mode dispersion, but also to separate these data signals from each other. The goal of digital coherent technology is to simultaneously obtain both the amplitude and phase of the modulated signal so that a linear digital compensator with a finite impulse response (FIR) can be used to perform chromatic dispersion compensation, polarization restoration, and polarization mode dispersion compensation in the electric domain.

Блок цифрового демодулятора изображенный на фиг. 3, помимо блока интерполяции и восстановления символьной скорости 18, может включать в себя такие блоки, как блок 19 устранения задержек между сигналами разных каналов и компенсации неидеальности 90° гибрида 4; блок 20 статической компенсации искажений сигнала таких, как хроматическая дисперсия (ХД, chromatic dispersion, CD); блок 21 динамической компенсации изменяющихся во времени эффектов таких, как вращение поляризации (polarization rotation) и поляризационная модовая дисперсия (ПМД, polarization mode dispersion, PMD); блок 22 восстановления частоты несущей; блок 23 восстановления фазы несущей.The digital demodulator unit shown in FIG. 3, in addition to the block for interpolating and recovering symbol rate 18, may include such blocks as a block 19 for eliminating delays between signals of different channels and compensating for imperfection of the 90 ° hybrid 4; block 20 static compensation of signal distortions such as chromatic dispersion (CD, chromatic dispersion, CD); block 21 dynamic compensation of time-varying effects such as polarization rotation (polarization rotation) and polarization mode dispersion (PMD, polarization mode dispersion, PMD); a carrier frequency recovery unit 22; a carrier phase recovery unit 23.

Функция блока внешнего приемника состоит в оптимальном декодировании и демодулировании сигналов для получения наилучшей оценки последовательности бит, закодированных на передатчике. Это может осущуствляться в форме опережающей коррекции ошибок с мягким принятием решений (soft-decision forward error correction) или оценки символов с последующей опережающей коррекцией ошибок с жестким принятием решений.The function of the external receiver unit is to optimally decode and demodulate the signals to obtain the best estimate of the sequence of bits encoded at the transmitter. This can be done in the form of forward error correction with soft decision making (soft-decision forward error correction) or character evaluation followed by leading error correction with hard decision making.

Как видно из фиг. 3, существует множество различных обратных связей между блоками когерентного приемника. Некоторые из них, например, связь между фазой и частотой несущей 24 являются естественными, другие зависят от используемых алгоритмов. Например, обратные связи 25 для оценок символов и декодированных данных требуются для алгоритмов с использованием данных об информационном потоке (data aided, DA), но не для слепых алгоритмов. Аналогично, для синхронной оцифровки данных с символьной скоростью требуется обратная связь 26 от блока интерполяции и передискретизации 18 к блоку аналого-цифрового преобразователя 3, не требующаяся при асинхронной дискретизации сигналов. Другие возможные обратные связи включают обратную связь 27 от блока динамического эквалайзера 21 к блоку статического эквалайзера 20, обратную связь 28 от блока восстановления частоты несущей 22 к блоку локального осциллятора 6.As can be seen from FIG. 3, there are many different feedbacks between blocks of a coherent receiver. Some of them, for example, the relationship between phase and carrier frequency 24 are natural, others depend on the algorithms used. For example, feedbacks 25 for character estimates and decoded data are required for algorithms using data aided data (DA), but not for blind algorithms. Similarly, for synchronous digitization of data at a symbol rate, feedback 26 is required from the interpolation and oversampling unit 18 to the analog-to-digital converter unit 3, which is not required for asynchronous signal sampling. Other possible feedbacks include feedback 27 from the dynamic equalizer 21 to the static equalizer 20, feedback 28 from the carrier frequency recovery unit 22 to the local oscillator 6.

Ввиду бурного роста волоконно-оптических линий связи и необходимости большей пропускной способности значительные усилия направлены на исследования с целью поиска эффективных многоуровневых форматов модуляции. Любая цифровая схема модуляции использует конечное число различных сигналов для представления цифровых данных. Так фазовая модуляция (Phase-shift-keying, PSK) использует конечное число значений фазы, каждая из которых взаимооднозначно соответствует заданной последовательности бит.Обычно каждое значение фазы кодирует одинаковое количество бит, и каждая такая последовательность бит образует символ, заданный данным значением фазы. Демодулятор, предназначенный для восстановления последовательностей символов, используемых модулятором, определяет фазу полученного сигнала и отображает ее в соответствующий ей символ, тем самым восстанавливая переданный сигнал. Приемник сравнивает фазу полученного сигнала с эталонным сигналом. Этот прием использует когерентное детектирование и носит название когерентной фазовой манипуляции (coherent phase shift keying, CPSK).Due to the rapid growth of fiber-optic communication lines and the need for more bandwidth, considerable efforts are directed to research with the aim of finding effective multi-level modulation formats. Any digital modulation scheme uses a finite number of different signals to represent digital data. So phase modulation (Phase-shift-keying, PSK) uses a finite number of phase values, each of which is one-to-one, corresponding to a given bit sequence. Usually each phase value encodes the same number of bits, and each such sequence of bits forms the character specified by this phase value. A demodulator designed to recover the sequences of characters used by the modulator determines the phase of the received signal and maps it to its corresponding symbol, thereby restoring the transmitted signal. The receiver compares the phase of the received signal with the reference signal. This technique uses coherent detection and is called coherent phase shift keying (CPSK).

Оптические модуляторы, основанные на четырех-уровневой квадратурной фазовой модуляции (QPSK), были успешно продемонстрированы для оптической передачи и для 40 Гб/с, и для 100 Гб/с. В поиске еще более высокой спектральной эффективности была предложена и экспериментально продемонстрирована восьми уровневая 8-PSK модуляция.Optical modulators based on four-level quadrature phase modulation (QPSK) have been successfully demonstrated for optical transmission for both 40 Gb / s and 100 Gb / s. In search of even higher spectral efficiency, eight-level 8-PSK modulation was proposed and experimentally demonstrated.

Есть другой восьми-уровневый формат модуляции, называемый 8-QAM. По сравнению с 8-PSK, 8-QAM устойчив к большему шуму (порядка 1.6 Дб) при идеальном использовании спектра. В последниме годы большое внимание уделяется высокоуровневым форматам модуляции таким, как 16-QAM и 64-QAM, способным обеспечить достижение высоких скоростей передачи данных в оптическом сигнале при высокой спектральной эффективности.There is another eight-level modulation format called 8-QAM. Compared to 8-PSK, 8-QAM is resistant to more noise (of the order of 1.6 dB) with perfect use of the spectrum. In recent years, much attention has been paid to high-level modulation formats such as 16-QAM and 64-QAM, capable of achieving high data rates in an optical signal with high spectral efficiency.

Для компенсации поляризационно-модовой дисперсии (Polarization Mode Dispersion, PMD) и остаточной хроматической дисперсии (Chromatic Dispersion, CD) для QPSK формата модуляции широко используется алгоритм слепого выравнивания (constant modulus algorithm, СМА) для слепого восстановления QPSK сигнала, предложенный Годардом, изложенный в статье D.N. Godard, "Self-recovering equalization and carrier tracking in two-dimensional data communication systems", IEEE Trans. Communications, Vol. Com-28, Nov. 11, 1980, pp. 1867-1875, которая включена здесь в качестве ссылки. В этом случае для сигнала для поляризаций x и y минимизируются ошибкиTo compensate for the polarization-mode dispersion (PMD) and residual chromatic dispersion (Chromatic Dispersion, CD) for the QPSK modulation format, the constant modulus algorithm (CMA) for blind QPSK reconstruction proposed by Godard, described in DN article Godard, "Self-recovering equalization and carrier tracking in two-dimensional data communication systems", IEEE Trans. Communications, Vol. Com-28, Nov. 11, 1980, pp. 1867-1875, which is incorporated herein by reference. In this case, for the signal for polarizations x and y errors are minimized

иand

соответственно, где

и

- абсолютные значения компонент сигнала после компенсации искажений и восстановления поляризаций переданного сигнала, а сигнал каждой из поляризаций нормирован и имеет единичную энергию. Характерное созвездие QPSK после выполнения алгоритма слепого выравнивания показано на фиг. 4.respectively, where

and

- the absolute values of the signal components after distortion compensation and restoration of polarizations of the transmitted signal, and the signal of each of the polarizations is normalized and has a unit energy. The representative QPSK constellation after executing the blind alignment algorithm is shown in FIG. four.

В управляемом решением компенсаторе (Decision Directed Equalizer, DD-EQ) выход компенсатора поступает на контур принятия решений такой, что минимизируется ошибкаIn a decision-controlled equalizer (Decision Direct Equalizer, DD-EQ), the output of the compensator goes to the decision-making circuit such that error is minimized

где функция csgn(x) задается формулойwhere the function csgn (x) is given by the formula

Как отмечено в работе Seb J. Savory, "Digital Coherent Optical Receivers: Algorithms and Subsystems", которая включена здесь в качестве ссылки, этот сходимость этого решения к правильному решению гарантируется, если предварительно используется алгоритм слепого выравнивания для приближения значений отсчетов фильтров блока 21 динамической компенсации искажений сигнала к требуемому минимуму.As noted by Seb J. Savory, Digital Coherent Optical Receivers: Algorithms and Subsystems, which is incorporated herein by reference, this convergence of this solution to the correct solution is guaranteed if the blind alignment algorithm is previously used to approximate the filter sample values of block 21 of the dynamic compensation of signal distortion to the required minimum.

Согласно этой же статье, для такого высокоуровневого формата модуляции, как 16QAM, алгоритм слепого выравнивания QPSK формата может быть обобщен, если заметить, что точки сигнального созвездия 16QAM, могут быть разбиты на три группы, точки каждой из которых лежат на окружности одного радиуса, как показано на фиг. 5: группа 29 включает точки

группа 30 включает точки

а группа 31 - точки

и

Таким образом, созвездие 16QAM содержит три группы, причем группы 29 и 31 содержат по четыре точки, подобно созвездию QPSK. В этом случае предлагается сначала использовать обычный алгоритм СМА для предобработки сигнала для обеспечения правильных начальных условий для сходимости алгоритма адаптивной коррекции искажений сигнала, а затем использовать для каждой компоненты поляризации радиально направленный компенсатор искажений, величина ошибки которого вычисляется какAccording to the same article, for such a high-level modulation format as 16QAM, the QPSK format blind alignment algorithm can be generalized if you notice that the points of the 16QAM signal constellation can be divided into three groups, the points of each of which lie on a circle of the same radius, as shown in FIG. 5: group 29 includes dots

group 30 includes dots

and group 31 - points

and

Thus, the 16QAM constellation contains three groups, with

groups

29 and 31 containing four dots, like the QPSK constellation. In this case, it is proposed to first use the usual CMA algorithm for signal preprocessing to provide the correct initial conditions for the convergence of the adaptive signal distortion correction algorithm, and then use a radially directed distortion compensator for each polarization component, the error value of which is calculated as

где

сигнал каждой из поляризаций нормирован и имеет единичную энергию, a R₀ задается следующими условиями:Where

the signal of each of the polarizations is normalized and has a unit energy, a R ₀ is given by the following conditions:

Характерное созвездие 16QAM после выполнения алгоритма радиально направленного компенсатора показано на фиг. 6. Как отмечено в работе Savory, управляемый решением компенсатор так же может быть использован для формата 16QAM при условии, что сначала сигнал предобрабатывается либо алгоритмом слепого выравнивания, либо алгоритмом радиально направленного компенсатора.A typical 16QAM constellation after executing the radial compensator algorithm is shown in FIG. 6. As noted by Savory, a compensator controlled by the solution can also be used for the 16QAM format, provided that the signal is first processed either by the blind alignment algorithm or by the radial directional compensator algorithm.

Для более высокоуровневых форматов модуляции таких, как 64QAM и 256QAM, требуется разработка своего метода адаптивной коррекции искажений сигнала. Поэтому одной из важных проблем в разработке когерентного приемника оптического сигнала является поиск подходящего метода для адаптивной коррекции искажений для высокоуровневых форматов модуляции.For higher-level modulation formats such as 64QAM and 256QAM, the development of its own method of adaptive correction of signal distortions is required. Therefore, one of the important problems in the development of a coherent optical signal receiver is the search for a suitable method for adaptive distortion correction for high-level modulation formats.

В работе Seb J. Savory, "Digital Coherent Optical Receivers: Algorithms and Subsystems" предлагается раздельная реализация блоков восстановления частоты 22 и фазы 23 несущей, так как это не только уменьшает величину фазы, необходимой для отслеживания системой восстановления несущей, но и улучшает эффективность восстановления несущей, поскольку многие схемы восстановления фазы дают несмещенную оценку лишь при нулевой ошибки частоты несущей. Если входной сигнал имеет формуSeb J. Savory, Digital Coherent Optical Receivers: Algorithms and Subsystems, proposes separate implementation of frequency recovery units 22 and carrier phase 23, as this not only reduces the phase required for tracking by the carrier recovery system, but also improves recovery efficiency carrier, since many phase recovery schemes give an unbiased estimate only at zero carrier frequency error. If the input signal has the form

где T_sym - интервал следования символов, x_in[k] - сигнал на входе блока восстановления несущей, x_sym[k] - сигнал переданных символов созвездия, а φ[k] и Δƒ - фаза и частота несущей, то задача блока 22 состоит в оценке величины Δƒ, а блока 23 - в оценке величины φ[k]. При этом полученные значения фазы блока могут использоваться по обратной связи 24, показанной на фиг. 3, для определния частоты несущей. В этой же работе предлагается ряд методов восстановления частоты и фазы несущей для формата модуляции QPSK, основанных на возведении сигнала x_in[k] в четвертую степень, устраняющем модуляцию сигнала. Так частота несущей может быть оценена по формулеwhere T _sym is the symbol spacing, x _in [k] is the signal at the input of the carrier recovery block, x _sym [k] is the signal of the transmitted constellation symbols, and φ [k] and Δƒ are the phase and frequency of the carrier, then the task of block 22 consists in the estimation of Δƒ, and block 23 in the evaluation of φ [k]. In this case, the obtained phase values of the block can be used by feedback 24 shown in FIG. 3, to determine the carrier frequency. In the same paper, a number of methods are proposed for reconstructing the frequency and carrier phase for the QPSK modulation format, based on raising the x _in [k] signal to the fourth power, which eliminates signal modulation. So the carrier frequency can be estimated by the formula

или формуле с обратным порядком операцийor a reverse order formula

а фаза - по формулеand phase according to the formula

где w[n] - весовые коэффиенты. Другой предлагаемый алгоритм имеет видwhere w [n] are weight coefficients. Another proposed algorithm has the form

На фиг. 7 показана схема восстановления фазы несущей, представленная в диссертации S. Makovejs, "High-speed optcial fibre transmission using advanced modulation formats", которая включена здесь в качестве ссылки. Сигнал x_in[k] возводится в четвертую степень 32 для устранения модуляции сигнала, вычисляется фаза сигнала 33, после чего выполняется развертка фазы 34. Полученная поправка 35 используется для компенсации 36 фазы несущей символа x_in[k] с задержкой 37 так, что на выходе получается сигнал x_out[k], который может быть далее послан на блок внешнего приемника 5.In FIG. 7 shows a carrier phase recovery scheme presented in S. Makovejs' dissertation, "High-speed optcial fiber transmission using advanced modulation formats", which is incorporated herein by reference. The signal x _in [k] is raised to the fourth power 32 to eliminate the modulation of the signal, the phase of the signal 33 is calculated, and then the phase 34 is scanned. The received correction 35 is used to compensate for the 36 phase of the carrier symbol x _in [k] with a delay of 37 so that the output is a signal x _out [k], which can then be sent to the external receiver unit 5.

Одна из проблем, возникающая в когерентных оптических приемниках, состоит в явлении, называемом проскальзыванием цикла (Cycle Slip), состоящем в произвольных вращениях созвездия символов в процессе восстановления сигнала. Проскальзывание цикла увеличивается с увеличением таких эффектов, как фазовый шум лазера пердатчика. Требуется разработка методов, позволяющих регистрировать и устранять явление проскальзывания цикла для повышения производительности устройств когерентного приема сигнала.One of the problems that occurs in coherent optical receivers is the phenomenon called the Cycle Slip, which consists in arbitrary rotations of the constellation of symbols in the process of signal recovery. Cycle slippage increases with increasing effects such as phase noise of the probe laser. The development of methods is required to record and eliminate the phenomenon of slippage of the cycle to increase the performance of coherent signal reception devices.

В работе Irshaad Fatadin и Seb J. Savory, "Compenstaion of Frequency Offset for 16-QAM Optical Coherent Systems Using QPSK Partitioning", которая включена здесь в качестве ссылки, предлагается использовать группы 29 и 31 созвездия 16QAM для оценки частоты несущей этого формата модуляции. Для этого предлагается взять N пар последовательных символов таких, что в каждой паре группы каждая из точек принадлежит либо группе 29, либо 31. Тогда частота несущей вычисляется по этим парам аналогично QPSK модуляции согласно формуле (8), где k-ая пара символов создержит символы x_in[k-1] и x_in[k].Irshaad Fatadin and Seb J. Savory, “Compenstaion of Frequency Offset for 16-QAM Optical Coherent Systems Using QPSK Partitioning,” which is incorporated herein by reference, proposes using groups 29 and 31 of the 16QAM constellation to estimate the carrier frequency of this modulation format. To do this, it is proposed to take N pairs of consecutive symbols such that in each pair of the group each point belongs to either group 29 or 31. Then the carrier frequency is calculated for these pairs in the same way as QPSK modulation according to formula (8), where the k-th symbol pair contains the symbols x _in [k-1] and x _in [k].

Для высокоуровневых форматов модуляции таких, как 64QAM и 256QAM так же требуется разработка своих методов восстановления частоты несущей. Кроме того для высокоуровневых форматов модуляции требуются свои методы восстановления фазы несущей.For high-level modulation formats such as 64QAM and 256QAM, the development of their own carrier frequency recovery methods is also required. In addition, high-level modulation formats require their own carrier phase recovery methods.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯSUMMARY OF THE INVENTION

В варианте осуществления согласно изобретению предлагается устройство для компенсации принятого сигнала, преимущественно преобразованного из оптического в электрический сигнал, включающее: модуль, включающий инструкции машинного кода адаптивной коррекции искажений, которые при выполнении процессором последовательно используют для модификации принятого сигнала и его разделения на классы несколько наборов базовых окружностей таких, что каждая окружность в наборе имеет отличный модуль, а так же используют сигналы данных, полученные по обратной связи от блока оценки символов и декодированных данных; инструкции машинного кода, которые при выполнении процессором используют разделенный на сигнал для восстановления частоты и фазы несущей и устранения проскальзывания фазы.In an embodiment according to the invention, there is provided a device for compensating a received signal, mainly converted from an optical signal to an electric signal, including: a module including instructions of a machine code for adaptive distortion correction, which, when executed by a processor, are sequentially used to modify the received signal and classify it into several sets of circles such that each circle in the set has a different module, and they also use data signals received feedback from the character estimation unit and decoded data; machine code instructions that, when executed by the processor, use a signal-separated signal to restore the carrier frequency and phase and eliminate phase slippage.

В другом варианте осуществления согласно изобретению предлагается способ для компенсации принятого сигнала, включающий: изменение принятого сигнала и его разбиение на классы путем выполнения машиносчитывамых инструкций по крайне мере одним процессором с использованием нескольких наборов базовых окружностей таких, что каждая окружность в наборе имеет отличный модуль, а так же использованием сигналов данных, полученных по обратной связи от блока оценки символов и декодированных данных; восстановление частоты и фазы несущей и устранения проскальзывания фазы с использованием разделенного на классы сигнала.In another embodiment, the invention provides a method for compensating for a received signal, comprising: changing the received signal and classifying it by machine-readable instructions by at least one processor using several sets of base circles such that each circle in the set has a different module, and also using data signals received by feedback from the character estimation unit and decoded data; restoration of carrier frequency and phase and elimination of phase slippage using a classed signal.

Эти варианты осуществления и другие подразумеваемые преимущества, предусмотренные закономерности и функции станут понятны при изучении подробного описания, приводимого далее.These options for implementation and other implied benefits, provided patterns and functions will become apparent when studying the detailed description below.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙBRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

Прилагаемые фигуры включены для способствования уяснению излагаемых сведений. Они иллюстрируют варианты осуществления и в сочетании с излагаемым материалом могут помочь пониманию принципов изобретения. Другие варианты осуществления и другие подразумеваемые преимущества, предусмотренные закономерности и функции станут понятны при изучении подробного описания, приводимого далее. Элементы рисунков не обязательно нарисованы в реальных масштабах по отношению друг к другу. Общие сущности обозначаются на рисунках одинаковыми номерами.The accompanying figures are included to facilitate understanding of the information presented. They illustrate embodiments and, in combination with the recited material, can help to understand the principles of the invention. Other embodiments and other implied advantages, provided patterns and functions will become apparent upon examination of the detailed description that follows. Elements of drawings are not necessarily drawn in real terms in relation to each other. General entities are indicated by the same numbers in the figures.

фиг. 1 показывает высокоуровневую схему типичной оптоволоконной сети для реализации вариантов осуществления согласно изобретению.FIG. 1 shows a high level diagram of a typical fiber optic network for implementing embodiments of the invention.

фиг. 2 показывает оптический блок обработки входного оптического сигнала 2, предназначенный для линейного отображения оптического поля в набор электрических сигналов.FIG. 2 shows an optical processing unit of an input optical signal 2 for linearly mapping an optical field into a set of electrical signals.

фиг. 3 показывает элементы оптического блока, блок аналого-цифрового преобразователя и компоненты блока цифрового демодулятора.FIG. 3 shows the elements of the optical unit, the analog-to-digital converter unit, and the components of the digital demodulator unit.

фиг. 4 показывает характерное созвездие QPSK после выполнения алгоритма слепого выравнивания.FIG. 4 shows the characteristic QPSK constellation after executing the blind alignment algorithm.

фиг. 5 показывает характерное созвездие 16QAM с точками созвездия, разбитыми на группы точек, лежащих на окружностях разных радиусов.FIG. 5 shows a typical 16QAM constellation with constellation points divided into groups of points lying on circles of different radii.

фиг. 6 показывает характерное созвездие 16QAM после выполнения алгоритма радиально направленного компенсатора.FIG. 6 shows a representative 16QAM constellation after executing a radially compensated algorithm.

фиг. 7 показывает шаги восстановления фазы несущей для сигналов созвездия QPSK.FIG. 7 shows carrier phase recovery steps for QPSK constellation signals.

фиг. 8 показывает блок-схему модуля динамической компенсации искажений сигнала, восстановления частоты и фазы несущей и блока, включающего коррекцию ошибок и оценку символов, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.FIG. 8 shows a block diagram of a module for dynamically compensating for signal distortion, recovering carrier frequency and phase, and a unit including error correction and character estimation, in accordance with one embodiment of the invention.

фиг. 9 показывает характерное созвездие 64QAM с точками созвездия, разбитыми на группы точек, лежащих на окружностях разных радиусов, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно данному изобретению.FIG. 9 shows a representative 64QAM constellation with constellation points divided into groups of points lying on circles of different radii, in accordance with one embodiment of the invention.

фиг. 10 показывает характерное созвездие 256QAM с точками созвездия, разбитыми на группы точек, лежащих на окружностях разных радиусов, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно данному изобретению.FIG. 10 shows a representative 256QAM constellation with constellation points divided into groups of points lying on circles of different radii, in accordance with one embodiment of the invention.

фиг. 11 показывает характерное созвездие 256QAM с точками созвездия, разбитыми на группы точек, лежащих на окружностях разных радиусов, на фиг. показыны окружности групп точек, включающих по четыре точки, подобно созвездию QPSK.FIG. 11 shows a typical 256QAM constellation with constellation points divided into groups of points lying on circles of different radii, in FIG. circle circles of four-point points are shown, similar to the QPSK constellation.

фиг. 12 показывает шаги восстановления фазы несущей для сигналов созвездия для различных М-QAM форматов модуляции таких, как QPSK, 16QAM, 64QAM, 256QAM, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.FIG. 12 shows carrier phase reconstruction steps for constellation signals for various M-QAM modulation formats such as QPSK, 16QAM, 64QAM, 256QAM, in accordance with one embodiment of the invention.

фиг. 13 показывает концентрацию восстановленных символов в областях точек созвездий, повернутых на величину нескомпенсированной ошибки фазы несущей, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.FIG. 13 shows the concentration of recovered symbols in the regions of the constellation points rotated by the value of the uncompensated carrier phase error, in accordance with one embodiment of the invention.

фиг. 14 показывает результат адаптивной компенсации искажений и восстановления поляризации для созвездия 64QAM, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.FIG. 14 shows the result of adaptive distortion compensation and polarization restoration for the 64QAM constellation, in accordance with one embodiment of the invention.

фиг. 15 показывает результат восстановления частоты и фазы несущей для созвездия 64QAM, в соответствии с одним из вариантов реализации согласно изобретению.FIG. 15 shows the result of reconstructing the frequency and phase of the carrier for the 64QAM constellation, in accordance with one embodiment of the invention.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ВАРИАНТОВ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯDETAILED DESCRIPTION OF EMBODIMENTS

В варианте осуществления согласно изобретению предлагается способ слепой коррекции для адаптивного восстановления поляризации сигнала, компенсации поляризационной модовой дисперсии и хроматической дисперсии в цифровой когерентной оптоволоконной системе, использующей такие форматы М квадратурной амплитудной модуляции, как 64QAM и 256QAM.In an embodiment, the invention provides a blind correction method for adaptively reconstructing signal polarization, compensating for polarization mode dispersion and chromatic dispersion in a digital coherent fiber optic system using M quadrature amplitude modulation formats such as 64QAM and 256QAM.

Фиг. 8 показывает блок-схему модуля, использующего набор машинных инструкций, которые могут быть зашиты в цифровой сигнальный процессор (Digital Signal Processor, DSP), или храниться в отдельной памяти, которая считывается основной памятью процессора или набором процессоров с машиночитаемого носителя данных такого, как постоянное запоминающее устройство (read only memory, ROM) или другого типа жесткого магнитного диска, оптического носителя, кассеты или флеш-памяти (flash memory). В случае программы, хранящейся на отдельном носителе, выполнение последовательности инструкций в модуле заставляет процессор выполнять шаги, описанные выше. Варианты реализации данного изобретения не ограничиваются конкретной комбинацией оборудования и программного обеспечения, а компьютерный программный код, необходимый для реализации изложенного далее изобретения может быть разработан средним специалистом.FIG. 8 shows a block diagram of a module using a set of machine instructions that can be wired into a Digital Signal Processor (DSP), or stored in a separate memory that is read by the processor’s main memory or a set of processors from a computer-readable storage medium such as read-only a storage device (read only memory, ROM) or other type of hard magnetic disk, optical media, tape or flash memory (flash memory). In the case of a program stored on a separate medium, the execution of a sequence of instructions in the module causes the processor to perform the steps described above. Embodiments of the present invention are not limited to a specific combination of hardware and software, and the computer program code necessary to implement the invention set forth below can be developed by an average person.

Термин «машиночитаемый носитель», использованный выше, относится к любому машинокодированному носителю, который предоставляет или участвует в предоставлении инструкций процессору. Такой носитель включает но не ограничивается энергонезависимые устройства, энергозависимые устройства и передающие устройства. Например, энергонезависимые устройства могут включать оптические или магнитные диски памяти. Энергозависимые устройства включают динамическое оперативное запоминающее устройство (динамическое ОЗУ, dynamic random access memory, DRAM), которая обычно включает основную память. Традиционные средства машиночитаемой памяти хорошо известны и не нуждаются в детальном описании.The term “machine-readable medium” as used above refers to any machine-encoded medium that provides or participates in providing instructions to a processor. Such media includes, but is not limited to, non-volatile devices, volatile devices, and transmitting devices. For example, non-volatile devices may include optical or magnetic memory disks. Volatile devices include dynamic random access memory (dynamic random access memory, dynamic random access memory, DRAM), which typically includes main memory. Traditional computer readable media are well known and do not need to be described in detail.

Сигнал с блока восстановления символьной частоты 18 поступает на блок динамического эквалайзера 21, который модифицирует принятый сигнал и его разделяет его на классы. Полученный классифицированный сигнал далее поступает на блоки 22 и 23 для восстановления частоты и фазы несущей. Восставновленный сигнал с блока 23 далее поступает на внешний приемник, включающий блок коррекции ошибок. Получаемые блоком 5 оценки символов по обратной связи 25, показанной на фиг. 3 и фиг. 6, поступают на блок 21 динамического эквалайзера и блоки 22 и 23 восстановления частоты и фазы несущей.The signal from the symbol frequency recovery unit 18 is fed to the dynamic equalizer 21, which modifies the received signal and divides it into classes. The resulting classified signal is then sent to blocks 22 and 23 to restore the frequency and phase of the carrier. The restored signal from block 23 is then fed to an external receiver including an error correction block. Received by the character estimator 5 feedback feedback 25 shown in FIG. 3 and FIG. 6, enter the dynamic equalizer unit 21 and the frequency and phase carrier recovery units 22 and 23.

Фиг. 9 и фиг. 10 показывают характерные созвездия 64QAM и 256QAM соответственно. В некоторых вариантах реализации согласно данному изобретению точки созвездий разбиты на группы, которые используются не только для адаптивной коррекции искажений сигнала, но и для восстановления частоты и фазы несущей сигнала. Точки созвездия 64QAM разбиты на группы так, что группа 38 включает точки

группа 39 включает точки

группа 40 включает точки созвездия

группа 41 включает точки созвездия

группа 42 включает точки созвездия

далее группа 43 включает точки

а так же точки созвездия

и

группа 44 включает такие точки созвездия, как

группа 45 включает точки созвездия

группа 46 включает точки

и

Таким образом, созвездие 64QAM содержит девять групп, причем группы 38, 40 и 46 содержат по четыре точки созвездия, подобно созвездию QPSK. Точки каждой из групп лежат на окружности одного радиуса. Созвездие 256QAM можно разбить на тридцать две группы, точки каждой из которых лежат на окружности одного радиуса, как показано на фиг. 10. Из этих групп шесть групп точек содержат по четыре точки, подобно созвездию QPSK, как показано на фиг. 11. Так группа 47 содержит точки созвездия

группа 48 содержит точки

группа 49 содержит точки

группа 50 содержит точки

группа 51 содержит точки

группа 52 содержит

группа 53 содержит

FIG. 9 and FIG. 10 show the characteristic constellations 64QAM and 256QAM, respectively. In some embodiments of the invention, the constellation points are divided into groups that are used not only for adaptive correction of signal distortions, but also for restoring the frequency and phase of the carrier signal. The 64QAM constellation points are divided into groups so that group 38 includes points

group 39 includes dots

group 40 includes constellation points

group 41 includes constellation points

group 42 includes constellation points

further group 43 includes points

as well as the constellation points

and

group 44 includes constellation points such as

group 45 includes constellation points

group 46 includes dots

and

Thus, the 64QAM constellation contains nine groups, with

groups

38, 40, and 46 containing four constellation points, similar to the QPSK constellation. The points of each group lie on a circle of the same radius. The constellation 256QAM can be divided into thirty-two groups, the points of each of which lie on a circle of the same radius, as shown in FIG. 10. Of these groups, six groups of points each contain four points, like the QPSK constellation, as shown in FIG. 11. So group 47 contains the constellation points

group 48 contains points

group 49 contains points

group 50 contains points

group 51 contains points

group 52 contains

group 53 contains

При динамической компенсации искажений 21 сначала выполняется обычный алгоритм СМА для предобработки сигнала, затем используется радиально направленный компенсатор искажений, а затем может использоваться управляемый решением компенсатор. В некоторых вариантах реализации согласно данному изобретению радиальный компенсатор искажений используется для распределения сигнала по группам, описанным выше. Так, радиально направленный компенсатор для созвездия 64QAM имеет видWith dynamic distortion compensation 21, the usual CMA algorithm is first performed for signal preprocessing, then a radially directed distortion compensator is used, and then a solution-controlled compensator can be used. In some embodiments of the invention, a radial distortion compensator is used to distribute the signal into the groups described above. So, the radial directional compensator for the 64QAM constellation has the form

Радиально направленный компенсатор для созвездия 256QAM в свою очередь имеет видThe radially directed compensator for the 256QAM constellation, in turn, has the form

В некоторых вариантах реализации согласно изобретению ошибка для обновления фильтров блока динамической компенсации искажений усредняется по последовательности символов:In some embodiments of the invention, the error for updating the filters of the dynamic distortion compensation unit is averaged over a sequence of characters:

где

Where

В некоторых вариантах реализации согласно изобретению разбитые на группы сигналы с блока динамической компенсации поступают на блоки восстановления частоты и фазы несущей. Группы точек созвездий, содержащие по четыре точки, могут быть, как и QPSK сигнал, демодулированы возведением сигнала в четвертую степень. Поэтому согласно данному изобретению предлагается использовать эти точки для оценки частоты и фазы несущей методами, аналогичными методам оценки частоты и фазы несущей для QPSK сигнала. Для формата модуляции 16QAM в блоке оценки частоты выделяются N пар последовательных символов x_in[k-1] и x_in[k] и таких, что в каждой паре символы созвездия принадлежат либо группе 29, либо группе 31. Для этих N пар символов оценка частоты несущей вычисляется по формуле (8) или формуле (9). Оценка фазы несущей далее может быть выполнена по формуле (10) или (11). Блок 21 динамической компенсации искажений сначала выполяет предобработку сигнала по стандартому способу слепого выравнивания. После предварительной предобработки сигнала может быть использован радиально направленный компенсатор искажений (6). После того, как радиально направленный компенсатор искажений (6) приблизит значения отсчетов фильтров блока 21 динамической компенсации искажений сигнала к требуемому минимуму, может далее быть использован управляемый решением компенсатор (3), (4) с ипользованием восстановленных символов созвездия. Эти символы созвездия так же могут быть использованы в блоке восстановления фазы несущей, схема которого в некоторых вариантах реализации согласно изобретению представлена фиг. 12. Помимо блоков, показанных на фиг. 7, она содержит блок детектирования и исправления проскальзывания фазы 54, а так же блок вычисления начального отсчета фазы, использующего оценки символов 25, полученные по обратной связи от внешнего приемника 5, а так же пилотные символы 56. Блок вычисления начального отсчета фазы 55 использует оценки символов 25 для вычисления начального осчета фазы 25, заданного формулойIn some embodiments of the invention, the grouped signals from the dynamic compensation unit are fed to frequency and phase recovery blocks. Groups of constellation points containing four points can be, like the QPSK signal, demodulated by raising the signal to the fourth power. Therefore, according to the present invention, it is proposed to use these points to estimate the frequency and phase of the carrier by methods similar to the methods of estimating the frequency and phase of the carrier for a QPSK signal. For the 16QAM modulation format, N pairs of consecutive symbols x _in [k-1] and x _in [k] are allocated in the frequency estimation block and such that in each pair the constellation symbols belong to either group 29 or group 31. For these N pairs of symbols, the estimate carrier frequency is calculated by formula (8) or formula (9). The evaluation of the carrier phase can then be performed according to the formula (10) or (11). Block 21 dynamic distortion compensation first performs the preprocessing of the signal according to the standard method of blind alignment. After preliminary preprocessing of the signal, a radially directed distortion compensator (6) can be used. After the radially directed distortion compensator (6) approximates the filter samples of the dynamic distortion compensation unit 21 of the signal to the required minimum, the compensator controlled by the solution (3), (4) can then be used using the reconstructed constellation symbols. These constellation symbols can also be used in the carrier phase recovery unit, a circuit of which in some embodiments according to the invention is shown in FIG. 12. In addition to the blocks shown in FIG. 7, it contains a phase 54 slip detection and correction unit, as well as a phase initial reference calculation unit using symbol estimates 25 obtained from feedback from the external receiver 5, as well as pilot symbols 56. Phase 55 initial reference calculation unit uses estimates characters 25 to calculate the initial calculation of phase 25, given by the formula

где начальный отсчет фазы вычисляется усреднением по N_sft оценкам x_sft[k] 25 символов с сигналом x_in[k], полученным с блока адаптивной компенсации искажений 21. Фаза φ₀ определена с точностью до симметрии созвездия относительно поворотов. Для вычисления абсолютного значения начального отсчета фазы в некоторых вариантах реализации согласно изобретению предлагается вычислять поправку на угол поворота между пилотами 56 и символами 25, полученными по обратной связи от блока внешнего приемника 5:where the initial phase _{reference is} calculated by averaging over N _sft estimates x _sft [k] 25 characters with a signal x _in [k] obtained from the adaptive distortion compensation unit 21. Phase φ _{0 is} determined up to the constellation symmetry relative to the turns. To calculate the absolute value of the initial phase reference in some embodiments of the invention, it is proposed to calculate the correction for the angle of rotation between the pilots 56 and the symbols 25 obtained by feedback from the external receiver unit 5:

где угол поворота между пилотными символами x_plt[k] и символами x_sft[k], полученными по обратной связи, вычисляется усреднением по N_plt пилотам. В результате оценка фазы φ_a[k], посылаемая из блока 55 на блок 35, задается выражениямиwhere the angle of rotation between the pilot symbols x _plt [k] and the symbols x _sft [k] obtained by feedback is calculated by averaging over N _plt pilots. As a result, the phase estimate φ _a [k] sent from block 55 to block 35 is given by the expressions

В результате символ x_out[k], который может быть далее послан на блок внешнего приемника 5, вычисляется по формулеAs a result, the symbol x _out [k], which can then be sent to the external receiver unit 5, is calculated by the formula

В некоторых вариантах реализации согласно изобретению блок 54 для выявления и компенсации проскальзывания фазы обрабатывает последовательность N_slp восстановленных значений развернутой фазы φ[k] следующим образом. Последовательность N_slp значений развернутой фазы φ[k] разбивается на три интевала, левый и правый интервалы длины (N_slp-dn)/2 и средний интервал длины dn, где dn=(π/2)/Δƒ интервал такой длины, что за его время фаза несущей на частоте несущей поворачивается на угол Δφ=Δƒ*dn=(π/2). Таким образом, если вычесть из развернутой фазы набег фазы, получающийся из-за частоты несущей Δƒ, то набег величины оставшейся фазы φ[k]-Δƒ*k за интервал dn должен быть заведомо меньше величины (π/2). Таким образом, можно установить порог, например, 3π/8, такой, что если абсолютное значение разницы среднего значения фазы φ[k]-Δƒ*k на левом интервале и среднего значения фазы φ[k]-Δƒ*k на правом интервале оказывается выше значения пороговой величины, то это означает, что произошло проскальзывание фазы, которое требуется устранить.In some embodiments of the invention, the block 54 for detecting and compensating for phase slippage processes the sequence N _{slp of the} reconstructed unfolded phase values φ [k] as follows. The sequence N _{slp of} values of the unfolded phase φ [k] is divided into three integrals, the left and right intervals of length (N _slp -dn) / 2 and the average interval of length dn, where dn = (π / 2) / Δƒ is an interval of such length that its time, the carrier phase at the carrier frequency is rotated by an angle Δφ = Δƒ * dn = (π / 2). Thus, if we subtract from the developed phase the phase incursion resulting from the carrier frequency Δƒ, then the phase incidence of the remaining phase φ [k] -Δƒ * k for the interval dn should be deliberately less than (π / 2). Thus, it is possible to set a threshold, for example, 3π / 8, such that if the absolute value of the difference between the average phase value φ [k] -Δƒ * k in the left interval and the average phase value φ [k] -Δƒ * k in the right interval is above the threshold value, this means that there is a phase slip that needs to be eliminated.

Предложенные методы восстановления частоты и фазы и устранения проскальзывания фазы можно обобщить на другие высокоуровневые форматы модуляции такие, как 64QAM и 256QAM. В случае формата модуляции 64QAM в блоке оценки частоты 22 выделяются N пар последовательных символов x_in[k-1] и x_in[k] таких, что в каждой паре символы созвездия принадлежат либо группе 38, либо группе 40, либо группе 46. Эти же группы символов могут быть использованы для восстановления фазы несущей по формулам (10), (11), (17)-(19). В случае формата модуляции 256QAM в блоке оценки частоты 22 выделяются N пар последовательных символов x_in[k-1] и x_in[k] таких, что в каждой паре символы созвездия принадлежат одной из групп 47-53. Эти же группы символов могут быть использованы для восстановления фазы несущей по формулам (10), (11), (17)-(19).The proposed methods for recovering the frequency and phase and eliminating phase slippage can be generalized to other high-level modulation formats such as 64QAM and 256QAM. In the case of the 64QAM modulation format, in the frequency estimation block 22, N pairs of consecutive symbols x _in [k-1] and x _in [k] are allocated such that in each pair the constellation symbols belong to either group 38, or group 40, or group 46. These groups of symbols can be used to restore the carrier phase according to formulas (10), (11), (17) - (19). In the case of the 256QAM modulation format, in the frequency estimation block 22, N pairs of consecutive symbols x _in [k-1] and x _in [k] are allocated such that in each pair the constellation symbols belong to one of groups 47-53. The same groups of symbols can be used to restore the carrier phase according to formulas (10), (11), (17) - (19).

Для высокоуровневых форматов модуляции рассмотренный способ определения частоты несущей может быть неэффективен. В этом случае предлагается способ уточнения оценки частоты несущей. Для этого делается выборка символов x_in[k] таких, что они принадлежат группам, рассмотренным выше, содержащим по четыре точки созвездия так, что их модуляция может, так же как и модуляция QPSK сигнала, быть устранена возведением сигнала в четвертую степень. Затем для выбранных символов x_in[k] выполняется компенсация частоты несущей x_in[k]exp(-jΔƒt_k) и подбирается частота Δƒ, максимизирующая концентрацию символов в областях точек созвездий 54-65, повернутых на величину нескомпенсированной ошибки фазы несущей, как показано на фиг. 13, где символы x_in[k] после компенсации частоты несущей концентрируются в областях точек созвездий 54-65.For high-level modulation formats, the considered method for determining the carrier frequency may be ineffective. In this case, a method for updating the carrier frequency estimate is provided. To do this, a selection of symbols x _in [k] is made such that they belong to the groups discussed above, containing four constellation points so that their modulation can, like the QPSK modulation of the signal, be eliminated by raising the signal to the fourth power. Then, for the selected symbols x _in [k], the carrier frequency is compensated x _in [k] exp (-jΔƒt _k ) and the frequency Δƒ is selected that maximizes the concentration of symbols in the regions of the constellation points 54-65 rotated by the value of the uncompensated carrier phase error, as shown in FIG. 13, where the symbols x _in [k] after compensation of the carrier frequency are concentrated in the regions of the points of the constellations 54-65.

На фиг. 14 показан результат адаптивной компенсации искажений и восстановления поляризации для созвездия 64QAM. На фиг. 15 показан результат восстановления частоты и фазы несущей для созвездия 64QAM.In FIG. 14 shows the result of adaptive distortion compensation and polarization restoration for the 64QAM constellation. In FIG. 15 shows the result of reconstructing the frequency and carrier phase for the 64QAM constellation.

Разглашаемые здесь способы не ограничиваются областью оптических систем связи, и имеют применение в других областях, где используется когерентных оптический приемник в качестве принимающего/детектирующего устройства.The methods disclosed herein are not limited to the field of optical communication systems, and are used in other fields where a coherent optical receiver is used as a receiving / detecting device.

Приведенное выше детальное описание должно пониматься во всех отношениях, как пояснительное и иллюстративное, но не как ограничивающее, и область описанного здесь изобретения должно определяться не из описания изобретения, а из формулы изобретения, интерпретированной в соответствии с полным охватом, дозволенным патентыми законами. Должно быть понятно, что описанные варианты реализации являются лишь иллюстрациями приципов настоящего изобретения, и что специалистами могут быть реализованы различные модификации без отклонения от сущности и объема правовой охраны этого изобретения, как изложено в прилагаемой формуле изобретения.The above detailed description should be understood in all respects as explanatory and illustrative, but not as limiting, and the scope of the invention described herein should not be determined from the description of the invention, but from the claims, interpreted in accordance with the full scope permitted by patent laws. It should be understood that the described embodiments are merely illustrative of the principles of the present invention, and that various modifications can be made by specialists without departing from the spirit and scope of the legal protection of this invention as set forth in the appended claims.

Claims

1. Энергонезависимый компьютерный считываемый носитель, хранящий инструкции компьютерной программы для восстановления принятого сигнала, преимущественно преобразованного из оптического в электрический сигнал, которая (программа) будучи выполнена процессором заставляет процессор выполнять операции, включающие:1. Non-volatile computer readable medium that stores instructions of a computer program for restoring a received signal, mainly converted from optical to electrical signal, which (program) being executed by the processor forces the processor to perform operations, including:

прием сигнала, искаженного эффектами хроматической дисперсии, поляризационной модовой дисперсии, вращения углов поляризации и поляризационными потерями; предобработку сигнала; восстановление поляризаций сигнала с адаптивно скомпенсированными искажениями принятого сигнала, значения которого разбиты на группы; использование полученных групп для восстановления частоты несущей; использование полученных групп сигналов с восстановленной частотой несущей для восстановления фазы несущей; использование полученных значений сигнала с восстановленной частотой и фазой несущей для устранения проскальзывания фазы.receiving a signal distorted by the effects of chromatic dispersion, polarization mode dispersion, rotation of the angles of polarization and polarization losses; signal preprocessing; restoration of signal polarizations with adaptively compensated distortions of the received signal, the values of which are divided into groups; use of the obtained groups to restore the carrier frequency; the use of the obtained signal groups with the restored carrier frequency to restore the carrier phase; using the obtained signal values with the restored frequency and carrier phase to eliminate phase slippage.

2. Энергонезависимый машиночитаемый носитель по п. 1, отличающийся тем, что полученные группы сигналов используются и для восстановления частоты, и для восстановления фазы несущей.2. Non-volatile machine-readable medium according to claim 1, characterized in that the obtained signal groups are used both for frequency recovery and for carrier phase recovery.

3. Способ восстановления принятого сигнала, включающий:3. A method of recovering a received signal, including:

прием сигнала, искаженного эффектами хроматической дисперсии, поляризационной модовой дисперсии, вращения углов поляризации и поляризационными потерями; предобработку сигнала алгоритмом слепого выравнивания; использование множества эталонных колец для восстановления поляризаций сигнала с адаптивно скомпенсированными искажениями принятого сигнала, значения которого для каждой поляризации разбиты на группы так, что сигналы в каждой группе расположены на окружности отличного радиуса; использование полученных групп для восстановления частоты несущей; использование полученных групп с восстановленной частотой несущей для восстановления фазы несущей; использование полученных значений сигнала с восстановленной частой и фазой несущей для устранения проскальзывания фазы.receiving a signal distorted by the effects of chromatic dispersion, polarization mode dispersion, rotation of the angles of polarization and polarization losses; signal preprocessing by blind alignment algorithm; the use of multiple reference rings to restore the polarization of the signal with adaptively compensated distortions of the received signal, the values of which for each polarization are divided into groups so that the signals in each group are located on a circle of excellent radius; use of the obtained groups to restore the carrier frequency; the use of the obtained groups with the restored carrier frequency to restore the phase of the carrier; using the obtained signal values with the recovered carrier frequency and phase to eliminate phase slippage.

4. Способ по п. 3, отличающийся тем, что группы символов высокоуровневых QAM созвездий, таких как 16QAM, 64QAM, 256QAM, две у формата модуляции 16QAM, три у формата модуляции 64QAM и шесть у формата модуляции 256QAM, содержащих по четыре точки созвездия так, что их модуляция может, так же, как и модуляция QPSK сигнала, быть устранена возведением сигнала в четвертую степень, могут быть использованы для восстановления фазы несущей те же методы, которыми восстанавливается фаза несущей для QPSK сигнала; таких групп две у формата модуляции 16QAM, три у формата модуляции 64QAM и шесть у формата модуляции 256QAM.4. The method according to p. 3, characterized in that the character groups of high-level QAM constellations, such as 16QAM, 64QAM, 256QAM, two for the 16QAM modulation format, three for the 64QAM modulation format and six for the 256QAM modulation format, each containing four constellation points so that their modulation can, like modulation of the QPSK signal, be eliminated by raising the signal to the fourth power, the same methods can be used to restore the carrier phase by the same methods that restore the carrier phase for the QPSK signal; There are two such groups in the 16QAM modulation format, three in the 64QAM modulation format, and six in the 256QAM modulation format.

5. Способ по п. 3, отличающийся тем, что группы символов высокоуровневых QAM созвездий, таких как 16QAM, 64QAM, 256QAM, содержащих по четыре точки созвездия так, что их модуляция может, так же, как и модуляция QPSK сигнала, быть устранена возведением сигнала в четвертую степень, могут быть использованы и для восстановления частоты, и для восстановления фазы несущей те же методы, которыми восстанавливается частота и фаза несущей для QPSK сигнала.5. The method according to p. 3, characterized in that the symbol groups of high-level QAM constellations, such as 16QAM, 64QAM, 256QAM, containing four constellation points so that their modulation can, like the modulation of the QPSK signal, be eliminated by erection signal to the fourth degree, can be used to restore the frequency, and to restore the carrier phase the same methods that restore the frequency and phase of the carrier for the QPSK signal.

6. Способ по п. 3, отличающийся тем, что делается выборка символов x_in[k], таких, что они принадлежат группам сигналов, используемых в п. 4, содержащим по четыре точки созвездия так, что их модуляция может, так же, как и модуляция QPSK сигнала, быть устранена возведением сигнала в четвертую степень; для выбранных символов x_in[k] выполняется компенсация частоты несущей x_in[k]ехр(-jΔƒt_k) и подбирается частота Δƒ, максимизирующая концентрацию символов в областях точек созвездий.6. The method according to p. 3, characterized in that the selection of symbols x _in [k] is made, such that they belong to the groups of signals used in p. 4, containing four points of the constellation so that their modulation can also like QPSK modulation of a signal, be eliminated by raising the signal to the fourth power; for the selected symbols x _in [k], the carrier frequency x _in [k] exp (-jΔƒt _k ) is compensated and the frequency Δƒ is selected that maximizes the concentration of symbols in the regions of the constellation points.

7. Способ по п. 3, отличающийся тем, что для устранения проскальзывания фазы последовательность N_slp значений развернутой фазы φ[k] разбивается на три интервала, левый и правый интервалы длины N₁ и N₂ соответственно и средний интервал длины dn, где dn=(π/2)/Δƒ - интервал такой длины, что за его время фаза несущей на частоте несущей Δƒ поворачивается на угол Δφ=Δƒ*dn=(π/2); из развернутой фазы φ[k] вычитается набег фазы φ[k]-Δƒ*k и устанавливается порог такой, что если абсолютное значение разницы среднего значения фазы φ[k]-Δƒ*k на левом интервале и среднего значения фазы φ[k]-Δƒ*k на правом интервале оказывается выше значения пороговой величины, то это означает, что произошло проскальзывание фазы, которое требуется устранить.7. The method according to p. 3, characterized in that to eliminate phase slippage, the sequence N _{slp of the} values of the unfolded phase φ [k] is divided into three intervals, the left and right intervals of length N ₁ and N _2, respectively, and the average interval of length dn, where dn = (π / 2) / Δƒ is an interval of such a length that during its time the phase of the carrier at the frequency of the carrier Δƒ rotates through an angle Δφ = Δƒ * dn = (π / 2); the phase incursion φ [k] -Δƒ * k is subtracted from the expanded phase φ [k] and a threshold is set such that if the absolute value of the difference between the average phase value φ [k] -Δƒ * k on the left interval and the average phase value φ [k] -Δƒ * k on the right interval is higher than the threshold value, this means that there is a phase slip, which must be eliminated.