RU2541502C1 - Способ формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции - Google Patents

Способ формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции Download PDF

Info

Publication number
RU2541502C1
RU2541502C1 RU2013141869/07A RU2013141869A RU2541502C1 RU 2541502 C1 RU2541502 C1 RU 2541502C1 RU 2013141869/07 A RU2013141869/07 A RU 2013141869/07A RU 2013141869 A RU2013141869 A RU 2013141869A RU 2541502 C1 RU2541502 C1 RU 2541502C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
values
ref
phase
bits
manipulated
Prior art date
Application number
RU2013141869/07A
Other languages
English (en)
Inventor
Сергей Викторович Дворников
Андрей Александрович Устинов
Александр Ахатович Умбиталиев
Александр Викторович Пшеничников
Дмитрий Александрович Бурыкин
Original Assignee
Открытое акционерное общество "Научно-исследовательский институт телевидения"
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Открытое акционерное общество "Научно-исследовательский институт телевидения" filed Critical Открытое акционерное общество "Научно-исследовательский институт телевидения"
Priority to RU2013141869/07A priority Critical patent/RU2541502C1/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2541502C1 publication Critical patent/RU2541502C1/ru

Links

Images

Landscapes

  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции (КАМ). Технический результат - снижение величины средней мощности и пик-фактора формируемой сигнальной конструкции КАМ, за счет уменьшения различий амплитудных значений векторов сигнального созвездия, что приведет к повышению помехоустойчивости. В способе формирования сигналов КАМ поступающий информационный битовый поток разделяют на блоки по четыре бита. Затем генерируют синусоидальный сигнал, из которого формируют исходные значения напряжения синфазной составляющей (СС) и квадратурной составляющей (КС), которые манипулируют в зависимости от значений первого, второго, третьего и четвертого битов информационного битового потока, а затем суммируют. Фазы СС и КС изменяют на 180° при значениях соответственно первого и второго информационных битов, равных единице. После чего СС и КС манипулируют в зависимости от значений каждого третьего и четвертого бита. 2 ил., 1 прил.

Description

Изобретение относится к радиотехнике, в частности, к способам и устройствам формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции (КАМ), применяемых на линиях многоканальной цифровой связи, а также может быть использовано в области цифрового радиовещания и цифрового телевидения.
Известен способ формирований сигналов с квадратурной фазовой модуляцией (Патент РФ №2205518, МПК 7 H04L 27/20, 2001 г.), в котором расщепляют несущее колебание на синфазную составляющую (СС) и квадратурную составляющую (КС), формируют синфазный и квадратурный гармонические сигналы путем деления частоты СС и КС в (4k+1) раз, где k - целое число, сдвигают манипулирующие видеосигналы на половину длительности символа так, что фазы синфазного и квадратурного гармонических сигналов совпадают с фазами соответственно СС и КС в начале и конце каждого символа, фазы СС и КС изменяют на 180°, производят балансную модуляцию двоично-манипулированных СС и КС синфазным и квадратурным гармоническими сигналами и суммируют полученные составляющие.
Недостатком указанного способа является относительно низкая помехоустойчивость, что является следствием ее относительно высокого пик-фактора.
Известен способ формирования сигналов КАМ (Патент РФ №2365050, МПК H04L 27/06, 2008 г.), который состоит из двух параллельно работающих каналов, в одном из которых производят фазоамплитудную манипуляцию сигнала sin ωt (канал I), во втором - фазоамплитудную манипуляцию сигнала cos ωt (канал Q). Указанные сигналы формируют от общего задающего генератора, причем сигнал cosωt получают путем сдвига фазы сигнала sin ωt на 90° с помощью фазовращателя (0°/90°). Манипуляцию фаз сигналов в каналах I и Q производят с помощью коммутаторов, на первый вход которых подают сигнал без сдвига фазы, а на второй вход - сигналы со сдвигом по фазе на 180° с выходов фазовращателей. Управление коммутаторами производится кодовыми комбинациями Ik и Qk, подаваемыми на информационные входы фазоамплитудных манипуляторов. В результате такой модуляции векторы сигналов I и Q будут принимать фиксированные фазовые положения. При такой совокупности описанных элементов и связей достигается увеличение пропускной способности по радиоканалу за счет снижения потерь помехоустойчивости на основе изменения величины оптимального коэффициента модуляции (коэффициента делителя напряжения) в зависимости от получаемого по обратному каналу соотношения сигнал-шум на входе приемного устройства как с разбиением, так и без разбиения общего переносимого потока бит на подпотоки по приоритетности в условиях помех.
Однако известному способу присущ недостаток, связанный с относительно большой величиной пик-фактора формируемой сигнальной конструкции (СК), что снижает помехоустойчивость ее приема.
Наиболее близким к заявляемому по своей технической сущности и достигаемому техническому результату является способ формирования сигналов КАМ (Патент РФ №2439819, МПК H04L 7/02, 2010 г.), заключающийся в том, что генерируют синусоидальный сигнал, из которого формируют исходные значения напряжения СС
Figure 00000001
и КС
Figure 00000002
, которые манипулируют в зависимости от значений первого r1, второго r2, третьего r3 и четвертого r4 информационных битов, причем фазы СС и КС изменяют на 180° при значениях соответственно r1=r2=1, после чего манипулированные СС и КС суммируют, дополнительно для манипулированных СС
Figure 00000003
и КС
Figure 00000004
формируют по четыре уровня напряжения путем умножения значений
Figure 00000005
и
Figure 00000006
на предварительно заданные соответствующие коэффициенты a, b и c. Таким образом, для СС получают
Figure 00000007
;
Figure 00000008
;
Figure 00000009
;
Figure 00000010
. Для КС -
Figure 00000011
;
Figure 00000012
;
Figure 00000013
;
Figure 00000014
. Затем из полученных четырех уровней напряжения СС и четырех уровней напряжения КС в зависимости от значений r3 и r4 выбирают по одному уровню напряжения
Figure 00000015
и
Figure 00000016
соответственно для СС и КС. Один из четырех уровней напряжения для СС
Figure 00000017
и КС
Figure 00000018
в зависимости от значений r3 и r4 выбирают из условий:
Figure 00000019
;
Figure 00000020
;
Figure 00000021
;
Figure 00000022
.
Коэффициенты a, b и c выбирают соответственно в пределах: a≥1; b≥1/3;
Figure 00000023
, причем выбранные значения данных коэффициентов должны удовлетворять одновременно условиям: (a-1)2+(b-1)2≥4/9; a2+b2≤2; (a-c)2+(b-c)2≥4/9.
Однако способу-прототипу присущ недостаток - относительно большая величина средней мощности и пик-фактора формируемой сигнальной конструкции (СК), обусловленная относительно большим различием амплитудных значений векторов сигнального созвездия (ВСС) формируемой СК.
Техническим результатом заявляемого технического решения является снижение величины средней мощности и пик-фактора формируемой сигнальной конструкции за счет уменьшения различий амплитудных значений векторов сигнального созвездия.
Это достигается тем, что способ формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции, заключающийся в том, что генерируют синусоидальный сигнал, из которого формируют исходные значения напряжения для синфазной составляющей
Figure 00000024
и квадратурной составляющей
Figure 00000025
, которые манипулируют в зависимости от величин первого r1, второго r2, третьего r3 и четвертого r4 битов информационного битового потока, причем при r1=1 изменяют фазы на 180° у
Figure 00000024
, а при r2=1 у
Figure 00000025
, после чего манипулированные значения синфазной и квадратурной составляющих суммируют, отличается тем, что значения напряжений для синфазной составляющей
Figure 00000024
, равные Uисх21 при r1=0 (Uисх22 при r1=1), и квадратурной составляющей
Figure 00000025
, равные Uисх11 при r2=0 (Uисх12 при r2=1), манипулируют в зависимости от совместных величин каждой пары третьего r3 и четвертого r4 битов информационного битового потока, разделенного на блоки по четыре бита, при этом при r3=1 и r4=0 значения Uисх21 при r1=0 (Uисх22 при r1=1) оставляют без изменения, а значения Uисх11 при r2=0 (Uисх12 при r2=1) уменьшают в три раза до уровня
Figure 00000026
при r2=0 (
Figure 00000027
при r2=1), при r3=0 и r4=1 значение Uисх21 при r1=0 (Uисх22 при r1=1) уменьшают в три раза до уровня
Figure 00000028
при r1=0 (
Figure 00000029
при r1=1), а значения Uисх11 при r2=0 (Uисх12 при r2=1) оставляют без изменений, при r3=0 и r4=0 значения Uисх21 при r1=0 (Uисх22 при r1=1) и Uисх11 при r2=0 (Uисх12 при r2=1) оставляют без изменения, а результат их суммирования умножают на коэффициент α, при r3=1 и r4=1 значения Uисх21 при r1=0 (Uисх22 при r1=1) и Uисх11 при r2=0 (Uисх12 при r2=1) уменьшают в три раза, до уровня
Figure 00000028
при r1=0 (
Figure 00000029
при r1=1) и
Figure 00000030
при r2=0 (
Figure 00000027
при r2=1), а результат их суммирования умножают на коэффициент β, причем коэффициент α выбирают равным
Figure 00000031
, а коэффициент β равным
Figure 00000032
, манипулированные значения
Figure 00000024
и
Figure 00000025
суммируют по формуле
Figure 00000033
. Новая совокупность существенных признаков позволяет достичь указанного технического результата, заключающегося в снижении величины средней мощности и пик-фактора формируемой СК за счет уменьшения различий амплитудных значений ВСС.
Заявляемое техническое решение поясняется чертежами, на которых:
на фиг. 1 показан принцип разделения символов информационного битового потока на блоки по четыре символа в каждом;
на фиг. 2 показаны точки ВСС сигналов КАМ, формируемых в соответствии с известным способом-прототипом и предлагаемым способом.
Реализация заявляемого способа поясняется следующим образом.
1. Исходную последовательность символов информационных битов разделяют на блоки по четыре бита. При этом нумерация битов в блоке происходит слева направо. На фиг. 1 показана исходная последовательность символов информационных битов, разделенная на блоки по четыре бита. Над битами каждого блока указана нумерация.
2. Генерируют синусоидальный сигнал, из которого формируют исходные значения напряжения СС
Figure 00000024
и КС
Figure 00000025
, причем при формировании
Figure 00000024
синусоидальный сигнал оставляют без изменения.
Операции формирования синусоидального сигнала известны и описаны, например, в патенте РФ №2365050, 2008 г. Причем КС
Figure 00000025
можно формировать, например, путем изменения фазы исходного синусоидального сигнала на 90° с помощью фазовращателя на 90° (см. патент РФ №2365050, 2008 г.). На фиг.2 показаны исходные вектора СС
Figure 00000024
и КС
Figure 00000025
, соответственно по оси синфазного I и квадратурного Q напряжений.
3. Значения напряжений СС и КС манипулируют в зависимости от величин r1, r2, r3 и r4 битов информационного битового потока, причем при r1=1 изменяют фазы на 180° у
Figure 00000024
, а при r2=1 у
Figure 00000025
.
Операция манипулирования значениями напряжения СС и КС при формировании СК в двумерном пространстве сигналов КАМ предусматривает изменение исходных значений векторов напряжения СС и КС (см. патент РФ №2365050, 2008 г.). На фиг.2 показаны значения напряжений Uисх21 и Uисх11 по осям синфазного I и квадратурного Q напряжений, сформированных из напряжения СС
Figure 00000024
и КС
Figure 00000025
в результате их манипуляции при формировании ВСС без изменения фазы, и значения напряжений Uисх22 и Uисх12, полученные при формировании ВСС с изменением фазы СС
Figure 00000024
и КС
Figure 00000025
Операции манипуляции СС и КС, в том числе и при изменении их фазы на 180°, известны и описаны, например, в патенте РФ №2365050, 2008 г.
4. Манипулируют СС и КС в зависимости от значений каждого r3 и r4 информационных символов в каждом из блоков следующим образом:
4.1. При r3=1 и r4=0 значение
Figure 00000024
оставляют без изменений, а значение
Figure 00000025
уменьшают в три раза.
На фиг.2 показаны значения манипулированных напряжений U11 (без инверсии) и U12 (с инверсией), полученных в результате уменьшения в три раза исходных значений
Figure 00000025
(без инверсии и с инверсией), и значения без изменений манипулированных напряжений Uисх21 (без инверсии) и Uисх22 (с инверсией), полученных из исходных значений
Figure 00000024
(без инверсии и с инверсией).
4.2. При r3=0 и r4=1 значение
Figure 00000025
оставляют без изменений, а значение
Figure 00000024
уменьшают в три раза.
На фиг.2 показаны значения манипулированных напряжений U21 (без инверсии) и U22 (с инверсией), полученных в результате уменьшения в три раза исходных значений
Figure 00000024
(без инверсии и с инверсией), и значения без изменений манипулированных напряжений Uисх12 (без инверсии) и Uисх12 (с инверсией), полученных из исходных значений
Figure 00000025
(без инверсии и с инверсией).
4.3. При r3=0 и r4=0 значения
Figure 00000024
и
Figure 00000025
(без инверсии и с инверсией) оставляют без изменений.
На фиг.2 показаны значения без изменений манипулированных напряжений Uисх21 и Uисх22, полученных из исходных значений
Figure 00000024
(без инверсии и с инверсией), и значения без изменений манипулированных напряжений Uисх11 и Uисх12, полученных из исходных значений
Figure 00000025
(без инверсии и с инверсией).
4.4. При r3=1 и r4=1 значения
Figure 00000025
и
Figure 00000024
(без инверсии и с инверсией) уменьшают в три раза.
На фиг.2 показаны значения манипулированных напряжений U21 и U22, полученных в результате уменьшения в три раза исходных значений
Figure 00000024
(без инверсии и с инверсией), и значения манипулированных напряжений U11 и U12, полученных в результате уменьшения в три раза исходных значений
Figure 00000025
(без инверсии и с инверсией).
Операции уменьшения значения напряжения известны и описаны, например, в патенте РФ №2205518, МПК 7 H04L 27/20, 2001 г.
5. Манипулированные СС и КС суммируют. При r3=0 и r4=0 результат суммирования умножают на коэффициент
Figure 00000034
. При r3=1 и r4=1 результат суммирования умножают на коэффициент β=1/2.
Суммирование манипулированных значений СС и КС осуществляют по формуле
Figure 00000033
. В формуле под значениями
Figure 00000024
и
Figure 00000025
принимают исходные значения напряжений
Figure 00000024
и
Figure 00000025
, манипулированных в зависимости от величин r1, r2, r3 и r4. Операции суммирования напряжения СС и КС известны (см. патент РФ №2365050, 2008 г.). Операции умножения известны (см. патент РФ №2439819,2010 г.).
В результате суммирования СС и КС (для комбинаций r3=0 и r4=0 и r3=1 и r4=1) результат суммирования соответственно умножают на значение α и β, формируют сигнальное созвездие сигнала КАМ.
На фиг.2 показаны результирующие точки BCC F1, F2, F3, F4, F5, F6, F7, F8, F9, F10, F11, F12, F13, F14, F15, F16, полученные в результате суммирования значений напряжения СС и КС, согласно заявляемому способу.
Возле каждой точки ВСС показан ее манипуляционный код, представленный в двоичной системе счисления. Порядок следования битов «слева направо» соответствует номерам информационных битов каждого из блоков, манипулирующих
Figure 00000024
и
Figure 00000025
, т.е. первый бит слева является первым информационным битом, второй - вторым информационным битом и т.д. для каждого из блоков.
Для манипуляции СС и КС выбран код Грея. Сигнальные конструкции с манипуляционным кодом Грея отличаются повышенной помехоустойчивостью, относительно СК при натуральном манипуляционном кодировании (см. Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение, 2-е издание.: Пер. с англ. - М.: Издательский дом «Вильямс», 2003, стр.234).
Согласно заявляемому способу, формирование сигналов КАМ происходит следующим образом. Информационную последовательность разбивают на блоки по четыре символа в каждом. Манипуляцию СС
Figure 00000024
и КС
Figure 00000025
осуществляют для каждого блока в соответствии со значениями r1 и r2 информационных битов блока следующим образом. В соответствии со значением r1 манипулируют
Figure 00000024
, а в соответствии со значением r2 манипулируют
Figure 00000025
. В случае, когда r1=0(r2=0), фазу СС (КС) оставляют без изменений. В случае, когда r1=1(r2=1), фазу СС (КС) изменяют на 180°, т.е. вместо
Figure 00000024
берут инвертированное значение
Figure 00000035
, а вместо
Figure 00000025
берут инвертированное значение
Figure 00000036
.
Затем для манипулированных битами r1 и r2 СС и КС, в зависимости от значений r3 и r4, формируют по два уровня напряжения.
В случае, когда r3=1 и r4=0 формируют: Uисх21 и U11 (для r1=0 и r2=0); Uисх21 и U12 (для r1=0 и r2=1); Uисх22 и U11 (для r1=1 и r2=0); Uисх21 и U12 (для r1=1 и r2=1). Результирующую точку ВСС получают после суммирования манипулированных значений СС и КС.
В случае, когда r3=0 и r4=0 формируют: Uисх21 и Uисх11 (для r1=0 и r2=0); Uисх21 и Uисх12 (для r1=0 и r2=1); Uисх22 и Uисх11 (для r1=1 и r2=0); Uисх21 и Uисх12 (для r1=1 и r2=1). Результирующую точку ВСС получают после умножения суммы манипулированных значений СС и КС на значение
Figure 00000034
. Значение
Figure 00000034
выбрано из условия обеспечения равенства амплитудных величин BCC F1, F2, F3, F4, F5, F8, F9, F12, F13, F14, F15, F16 между собой.
В случае, когда r3=1 и r4=1 формируют: U21 и U11 (для r1=0 и r2=0); U21 и U12 (для r1=0 и r2=1); U22 и U11 (для r1=1 и r2=0); U21 и U12(для r1=1 и r2=1). Результирующую точку ВСС получают после умножения суммы манипулированных значений СС и КС на значение
Figure 00000037
. Значение
Figure 00000038
выбрано из условия обеспечения минимального эвклидова расстояния между следующими точками ВСС СК: |F1-F6|, |F1-F5|, |F1-F2| для левого верхнего квадранта; |F4-F7|, |F4-F3|, |F4-F8| для правого верхнего квадранта; |F16-F11|, |F16-F12|, |F16-F15| для правого нижнего квадранта; |F13-F10|, |F13-F9|, |F13-F14| для левого нижнего квадранта (см. прил. 1).
В случае, когда r3=0 и r4=1 формируют: U21 и Uисх11 (для r1=0 и r2=0); U21 и Uисх12 (для r1=0 и r2=1); U22 и Uисх11 (для r1=1 и r2=0); U22 и Uисх12(для r1=1 и r2=1). Результирующую точку ВСС получают после суммирования манипулированных значений СС и КС.
Возможность снижения величины средней мощности и значения пик-фактора в заявляемом способе показана в прил. 1.
Таким образом, в заявляемом способе при его реализации за счет уменьшения различий амплитудных значений ВСС достигается цель заявляемого технического решения, направленная на снижение величины средней мощности и значения пик-фактора формируемой СК, что приведет к повышению помехоустойчивости сигнала КАМ.
Приложение 1
ОЦЕНКА УРОВНЯ СРЕДНЕЙ МОЩНОСТИ И ПИК-ФАКТОРА СИГНАЛЬНОЙ КОНСТРУКЦИИ ПРИ ИЗМЕНЕНИИ АМПЛИТУДНЫХ ЗНАЧЕНИЙ ВЕКТОРА СИГНАЛЬНОГО СОЗВЕЗДИЯ В ЗАЯВЛЯЕМОМ СПОСОБЕ
В способе-прототипе точки ВСС сигнала КАМ: A1, A2, A5, A6, A3, A4, A8, A7, A11, A12, A16, A15, A9, A10, A14, A13. В заявляемом способе точки векторов сигнальной конструкции КАМ: F1, F2, F5, F6, F3, F4, F8, F7, F11, F12, F16, F15, F9, F10, F14, F13 (см. фиг.2). Пик-фактор (см. стр.17 формула 23, патент РФ №2439819 C1, опубл. Бюл. №1 от 10.01.2012 г.) можно интерпретировать как результат отношения пиковой амплитуды Un СК к ее средней амплитуде
Figure 00000039
.
Поскольку в СК КАМ значения точек ВСС в каждом из квадрантов имеют одинаковые энергетические значения, то все расчеты проведем только для правого верхнего квадранта.
Средняя амплитуда
Figure 00000040
и пиковая амплитуда
Figure 00000041
СК КАМ в способе-прототипе имеют следующие значения
Figure 00000042
Figure 00000043
, где
Figure 00000044
(см. стр.17 формула 20, 24 и 26, патент РФ №2439819 C1, опубл. Бюл. №1 от 10.01.2012 г.).
В результате значение пик-фактора для способа-прототипа
Figure 00000045
.
Пиковая амплитуда
Figure 00000046
СК в заявляемом способе равна |OF4|, поскольку у формируемой СК одинаковые значения у следующих ВСС |OF3|=|OF4|=|OF8|. Значение |OF4|=α×|OA4|, |OA4| можно рассчитать из треугольника OA4H (см. фиг.2),
Figure 00000047
, где |OH|=Uисх11, и |HA4|=Uисх21, учитывая, что |Uисх11|=|Uисх21|, тогда:
Figure 00000048
.
Средняя амплитуда
Figure 00000049
СК в заявляемом способе равна
Figure 00000050
.
Значение
Figure 00000051
. Значение
Figure 00000052
, величину |OG| находим из треугольника OGB:
Figure 00000053
, где
Figure 00000054
. Тогда
Figure 00000055
.
Выбор значения
Figure 00000037
обусловлен следующими соображениями. И в заявляемом способе значение минимального евклидова расстояния d для ВСС F1, F2, F5, F3, F4, F8, F12, F16, F15, F9, F14, F13 одинаковое и будет определяться как у сигналов двенадцатипозиционной фазовой манипуляции d=2Uисх11sin15°. Следовательно, для обеспечения такого же значения для |F4-F7| (|F1-F6| |F16-F11|, |F13-F10| для других квадрантов), необходимо значение |OF7| вычислять как разность |OF4|-|F4F7|. Полагая |F4F7|=d, имеем
Figure 00000056
. Учитывая, что заявляемая СК формируется на основе квадратурных составляющих, то результирующее значение β можно рассматривать как отношение |OF7|/|OG|. Тогда
Figure 00000057
В итоге:
Figure 00000058
.
В результате значение пик-фактора для заявляемого способа
Figure 00000059
.
Таким образом, эффективность заявляемого способа по показателю относительного снижения значения пик-фактора Эп составит
Figure 00000060
.
При этом среднее значение амплитуд в заявляемом способе в 1,3 раза меньше по отношению к способу-прототипу. Следовательно, и средняя мощность СК в заявляемом способе будет меньше. Это указывает на достижение цели заявляемого технического решения, направленной на снижение величины средней мощности и значения пик-фактора формируемой СК КАМ, и как следствие, повышения помехоустойчивости.

Claims (1)

  1. Способ формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции, заключающийся в том, что генерируют синусоидальный сигнал, из которого формируют исходные значения напряжения для синфазной составляющей
    Figure 00000024
    и квадратурной составляющей
    Figure 00000025
    , которые манипулируют в зависимости от величин первого r1, второго r2, третьего r3 и четвертого r4 битов информационного битового потока, причем при r1=1 изменяют фазы на 180° у
    Figure 00000024
    , а при r2=1 у
    Figure 00000025
    , после чего манипулированные значения синфазной и квадратурной составляющих суммируют, отличающийся тем, что значения напряжений для синфазной составляющей
    Figure 00000024
    , равные Uисх21 при r1=0 (Uисх22 при r1=1), и квадратурной составляющей
    Figure 00000025
    , равные Uисх11 при r2=0 (Uисх12 при r2=1), манипулируют в зависимости от совместных величин каждой пары третьего r3 и четвертого r4 битов информационного битового потока, разделенного на блоки по четыре бита, при этом при r3=1 и r4=0 значения Uисх21 при r1=0 (Uисх22 при r1=1) оставляют без изменения, а значения Uисх11 при r2=0 (Uисх12 при r2=1) уменьшают в три раза до уровня
    Figure 00000061
    при r2=0 (
    Figure 00000027
    при r2=1), при r3=0 и r4=1 значение Uисх21 при r1=0 (Uисх22 при r1=1) уменьшают в три раза до уровня
    Figure 00000028
    при r1=0 (
    Figure 00000029
    при r1=1), а значения Uисх11 при r2=0 (Uисх12 при r2=1) оставляют без изменений, при r3=0 и r4=0 значения Uисх21 при r1=0 (Uисх22 при r1=1) и Uисх11 при r2=0 (Uисх12 при r2=1) оставляют без изменения, а результат их суммирования умножают на коэффициент α, при r3=1 и r4=1 значения Uисх21 при r1=0 (Uисх22 при r1=1) и Uисх11 при r2=0 (Uисх12 при r2=1) уменьшают в три раза, до уровня
    Figure 00000028
    при r1=0 (
    Figure 00000029
    при r1=1) и
    Figure 00000062
    при r2=0 (
    Figure 00000027
    при r2=1), а результат их суммирования умножают на коэффициент β, причем коэффициент α выбирают равным
    Figure 00000031
    , а коэффициент β, равным
    Figure 00000032
    , манипулированные значения
    Figure 00000024
    и
    Figure 00000025
    суммируют по формуле
    Figure 00000033
    .
RU2013141869/07A 2013-09-12 2013-09-12 Способ формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции RU2541502C1 (ru)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2013141869/07A RU2541502C1 (ru) 2013-09-12 2013-09-12 Способ формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2013141869/07A RU2541502C1 (ru) 2013-09-12 2013-09-12 Способ формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2541502C1 true RU2541502C1 (ru) 2015-02-20

Family

ID=53288677

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2013141869/07A RU2541502C1 (ru) 2013-09-12 2013-09-12 Способ формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2541502C1 (ru)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4571549A (en) * 1983-01-07 1986-02-18 Societe Anonyme De Telecommunications 16-QAM Modulator with PLL amplification devices
US7123663B2 (en) * 2002-06-04 2006-10-17 Agence Spatiale Europeenne Coded digital modulation method for communication system
RU106818U1 (ru) * 2011-03-18 2011-07-20 Общество с ограниченной ответственностью "Скоростные Системы Связи" Цифровой модулятор для формирования квадратурно модулированных сигналов
RU2439819C1 (ru) * 2010-11-24 2012-01-10 Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военная академия связи имени С.М. Буденного" Министерства обороны Российской Федерации Способ и устройство формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4571549A (en) * 1983-01-07 1986-02-18 Societe Anonyme De Telecommunications 16-QAM Modulator with PLL amplification devices
US7123663B2 (en) * 2002-06-04 2006-10-17 Agence Spatiale Europeenne Coded digital modulation method for communication system
RU2439819C1 (ru) * 2010-11-24 2012-01-10 Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военная академия связи имени С.М. Буденного" Министерства обороны Российской Федерации Способ и устройство формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции
RU106818U1 (ru) * 2011-03-18 2011-07-20 Общество с ограниченной ответственностью "Скоростные Системы Связи" Цифровой модулятор для формирования квадратурно модулированных сигналов

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
СЕВАЛЬНЕВ Л.А.Передача сигналов цифрового телевидения с информационным сжатием данных по кабельным линиям связи журнал "ТЕЛЕ-СПУТНИК" N1(27), январь 1998 г, с.72-78, рис.4 *

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2439819C1 (ru) Способ и устройство формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции
US20220158887A1 (en) Methods and systems for communicating
Ding et al. A vector approach for the analysis and synthesis of directional modulation transmitters
US10862459B2 (en) Low-loss vector modulator based phase shifter
CN106656099B (zh) 数字移相器
RU2486681C1 (ru) Способ и устройство формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции
US10516486B2 (en) Modulation and multiple access technique using orbital angular momentum
JP2019083475A (ja) Ｏａｍ多重通信システムおよびｏａｍ多重通信方法
US9270023B2 (en) Random jitter beamforming method and transmitter and receiver using the same
JP6461467B2 (ja) 無線周波数信号を処理する方法、この方法を実行するための信号処理装置、無線周波数フロント・エンド、無線受信機およびｇｎｓｓ受信機
RU2365050C1 (ru) Способ формирования сигналов квадратурной амплитудной модуляции
Yao et al. Dual-frequency constant envelope multiplex with non-equal power allocation for GNSS
RU2541502C1 (ru) Способ формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции
US8576942B2 (en) High efficiency transmitter
RU2526760C1 (ru) Способ формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции
Sharma et al. VERILOG based simulation of ASK, FSK, PSK, QPSK digital modulation techniques
CN109565348B (zh) 发送装置、接收装置、发送方法和接收方法
JP5485283B2 (ja) 位相・振幅変調器
RU2550521C1 (ru) Способ формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции
RU2541200C1 (ru) Способ формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции
RU2528390C1 (ru) Способ формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции
RU2568315C1 (ru) Устройство формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции
RU2608567C2 (ru) Способ декаметровой радиосвязи с высокоскоростной передачей данных
US20150318611A1 (en) Antenna array for communication system
CN114499687B (zh) 一种调制格式可调的线性调频信号产生装置