RU2407147C2 - Method of estimating distortion correlations in wireless communication receiver and device for realising said method - Google Patents

Abstract

FIELD: information technology.

SUBSTANCE: receiver is designed in accordance with a set of different architectures, including according to generalised RAKE (G-RAKE) architecture with successive interference cancellation (SIC), architecture with joint detection (JD) G-RAKE and G-RAKE architecture using minimum mean-square error (MMSE). Independent of the specific architecture of the receiver used, specific distortion correlations can be used to calculate specific signal integration weights (RAKE) and/or specific estimates of quality of channels for transmitting information on these estimates by receivers working in wideband CDMA systems (W-CDMA), where transmission is carried out through HSDPA channels by MIMO or MISO receivers. The transmitter is configured to enable receivers working in MIMO/MISO media to determine distortion correlations by signalling one or more values, for example values of the ratio of data signal transmission power to transmission power of pilot signals and/or results of allocating power to transmitting antennae for data signals or pilot signals.

EFFECT: high quality of estimating distortion correlations in MIMO, MISO systems.

36 cl, 10 dwg

Description

Область техники, к которой относится изобретениеFIELD OF THE INVENTION

Настоящее изобретение относится к сетям беспроводной связи и, в частности, касается оценки корреляций искажений в приемном сигнале в системах многоантенной передачи, таких как системы с множеством входов и множеством выходов (MIMO) и системы с множеством входов и одним выходом (MISO).The present invention relates to wireless networks and, in particular, relates to the estimation of correlations of distortions in the receiving signal in multi-antenna transmission systems, such as multi-input and multi-output (MIMO) systems and multi-input and single-output (MISO) systems.

Уровень техникиState of the art

Определение искажений в приемном сигнале играет важную роль при обработке сигналов связи. Например, в некоторых типах приемников с подавлением помех для улучшения подавления используется корреляция искажений сигналов между многолучевыми компонентами приемного сигнала. Такие операции выполняются, например, приемниками типа G-RAKE (универсальная гребенка приемников) путем создания объединенного сигнала для демодуляции на основе объединения поступающих с задержкой многолучевых компонент интересующего приемного сигнала с использованием объединенных весов W, которые содержат оценки корреляции искажений.The detection of distortions in the receiving signal plays an important role in the processing of communication signals. For example, in some types of interference suppression receivers, distortion correlation between the multipath components of the receive signal is used to improve the suppression. Such operations are performed, for example, by receivers of the G-RAKE type (universal receiver comb) by creating a combined signal for demodulation based on combining delayed multipath components of the receiving signal of interest using the combined weights W, which contain distortion correlation estimates.

Если более подробно, то объединенные веса W можно выразить в виде W=R^-1h, где R^-1 - матрица, обратная ковариационной матрице R искажений, а h - вектор канальных характеристик. (Ковариационную матрицу можно использовать для представления корреляций искажений с нулевым средним.) Таким образом, объединение G-RAKE зависит от вычисления оценки корреляции искажений, причем аналогичные зависимости существуют в приемниках других типов с подавлением помех, например в архитектурах с корректорами элементарных посылок, которые вычисляют (фильтруют с коррекцией) веса W на основе корреляций искажений.If in more detail, then the combined weights of W can be expressed as W = R ^-1 h, where R ^-1 is the matrix inverse to the covariance matrix R of distortions, and h is the vector of channel characteristics. (The covariance matrix can be used to represent distortion correlations with a zero mean.) Thus, the G-RAKE combination depends on the calculation of the distortion correlation estimates, and similar dependencies exist in other types of interference suppression receivers, for example, in architectures with chip correctors that calculate (filtered with correction) of the weight W based on distortion correlations.

Кроме того, качество ρ принятого сигнала может быть выражено как функция весов (ρ=h^∗W=h^∗R^-1h). Оценка качества сигнала, например оценка качества канала, играет важную роль в системах беспроводной связи многих типов. Например, в некоторых системах используются каналы с регулируемой скоростью, которые передают данные отдельным пользователям с максимальными скоростями, разрешенными исходя из доступной мощности передачи и преобладающих условий радиосвязи, специфичных для конкретного пользователя. Скорость передачи данных, выбранная для данного пользователя, зависит от сигнала обратной связи по качеству канала, поступающего от этого пользователя. Один тип канала с регулируемой скоростью, зависящей от сигнала обратной связи по качеству канала, представляют высокоскоростные каналы пакетного доступа по нисходящей линии связи в стандартах широкополосного множественного доступа с кодовым разделением каналов (W-CDMA), в то время как другой тип канала с регулируемой скоростью представляют совместно используемые прямые каналы пакетных данных (F-PDCH) в стандартах cdma2000.In addition, the quality ρ of the received signal can be expressed as a function of weights (ρ = h ^∗ W = h ^∗ R ^-1 h). Signal quality assessment, such as channel quality assessment, plays an important role in many types of wireless communication systems. For example, some systems use variable speed channels that transmit data to individual users at the maximum speeds allowed based on available transmit power and prevailing radio conditions specific to a particular user. The data rate selected for this user depends on the feedback signal on the quality of the channel coming from this user. One type of variable-speed channel depending on the channel quality feedback signal is high-speed downlink packet access channels in code division multiple access (W-CDMA) standards, while the other is a variable-speed channel type represent shared forward packet data channels (F-PDCHs) in cdma2000 standards.

Независимо от задействованных конкретных стандартов занижение сведений о качестве канала обычно приводит к снижению эффективности системы, поскольку отдельные пользователи обслуживаются при скоростях, меньших тех, которые могли бы поддерживаться в действующих условиях. Завышение сведений о качестве каналов также приводит к снижению эффективности, и в действительности это может оказаться хуже, чем занижение сведений, поскольку протоколы IRQ (автоматический запрос на повторную пересылку), часто используемые в указанных системах, порождают избыточные повторные передачи данных, когда скорости передачи данных установлены слишком высокими для действующих условий.Regardless of the specific standards involved, underestimation of channel quality information usually leads to a decrease in system efficiency, as individual users are served at speeds lower than those that could be supported in the current environment. An overestimation of channel quality information also leads to a decrease in efficiency, and in reality it can turn out to be worse than an underestimation of information, since the IRQ (automatic request for retransmission) protocols often used in these systems generate excessive data retransmissions when data transfer rates set too high for current conditions.

При применении сигналов HSDPA (высокоскоростной пакетный доступ по нисходящей линии связи) и сигналов аналогичных типов в других типах сетей связи несколько пользователей совместно используют канал пакетных данных с временным мультиплексированием. Например, планировщик базовой станции может осуществлять временное мультиплексирование информационных потоков для множества пользователей по совместно используемому каналу пакетных данных, так чтобы в любой данный момент времени обслуживался только один пользователь. Скорости передачи данных для конкретного пользователя, достигаемые в совместно используемом канале, определяются конкретными условиями радиосвязи для каждого пользователя и доступной в данный момент мощностью передачи, а также ресурсами расширяющих кодов на передающей базовой станции.When using HSDPA (High Speed Downlink Packet Access) signals and similar types of signals in other types of communication networks, several users share a time-multiplexed packet data channel. For example, a base station scheduler may temporarily multiplex information streams for multiple users over a shared packet data channel so that only one user is served at any given time. The data rates for a particular user achieved in a shared channel are determined by the specific radio conditions for each user and the currently available transmit power, as well as the resources of the spreading codes at the transmitting base station.

Планировщики услуг часто обосновывают текущие планировочные решения в зависимости от скоростей передачи данных, на которых может обслуживаться каждый пользователь; иными словами, планировщики часто отдают предпочтение пользователям, находящимся в лучших условиях радиосвязи, поскольку указанные пользователи могут обслуживаться на более высоких скоростях, что увеличивает суммарную пропускную способность при передаче данных по совместно используемому каналу. Таким образом, отдельные пользователи, поддерживая динамическое планирование, посылают по обратной связи оценки качества канала для сигнала совместно используемого канала на текущей основе. На практике этот факт означает, что пользователи оценивают качество канала для совместно используемого канала всегда, независимо от того, действительно ли они принимают данные по совместно используемому каналу.Service planners often justify current planning decisions depending on the data rates at which each user can be served; in other words, schedulers often give preference to users who are in better radio conditions, since these users can be served at higher speeds, which increases the total throughput when transmitting data on a shared channel. Thus, individual users, while supporting dynamic scheduling, feed back channel quality estimates for the shared channel signal on an ongoing basis. In practice, this fact means that users always evaluate channel quality for a shared channel, regardless of whether they actually receive data on the shared channel.

Передача точных сведений о качестве канала в вышеупомянутом контексте представляет проблему в системах с одним входом и одним выходом (SISO) и тем более в системах с множеством входов и множеством выходов (MIMO), а также в системах с множеством входов и одним выходом (MISO). Действительно, в системах, имеющих множество передающих антенн, таких как системы MIMO и MISO, сигналы данных могут передаваться от более чем одной антенны, и антенны могут повторно использовать расширяющие коды для сигнала данных, то есть возможно применение мультикодирования. Кроме того, от одной или нескольких антенн могут передаваться другие сигналы, например сигналы речи, выделенных пакетов, вещания, управления и служебные сигналы.The transmission of accurate channel quality information in the aforementioned context is a problem in systems with one input and one output (SISO), and even more so in systems with multiple inputs and multiple outputs (MIMO), as well as systems with multiple inputs and single output (MISO) . Indeed, in systems having multiple transmitting antennas, such as MIMO and MISO systems, data signals can be transmitted from more than one antenna, and the antennas can reuse spreading codes for the data signal, i.e., multi-coding is possible. In addition, other signals may be transmitted from one or more antennas, for example, speech, dedicated packet, broadcast, control, and overhead signals.

Сущность изобретенияSUMMARY OF THE INVENTION

Приемник беспроводной связи улучшает оценку корреляции искажений сигнала в системах MIMO/MISO путем учета различных результатов выделения мощности передачи и различных результатов распределения мощности передающих антенн при расчетах корреляции искажений. Приемник может быть реализован согласно множеству различных архитектур, в том числе, но не только, согласно архитектуре приемников типа RAKE, использующих методы последовательного подавления помех, методы совместного детектирования или методы на основе минимальной среднеквадратической ошибки. Независимо от принятой конкретной архитектуры приемника уточненные корреляции искажений можно использовать для вычисления уточненных объединенных весов (RAKE) сигнала и/или улучшения оценок качества канала для сообщения о них приемниками, работающими в системах с широкополосным доступом CDMA (W-CDMA), где передача ведется по каналам HSDPA посредством передатчиков MIMO или MISO.The wireless receiver improves the estimate of the correlation of signal distortion in MIMO / MISO systems by taking into account the different results of transmit power allocation and the different results of transmit antenna power distribution in distortion correlation calculations. The receiver can be implemented according to many different architectures, including, but not limited to, the architecture of RAKE receivers using sequential noise suppression methods, joint detection methods, or methods based on the minimum mean square error. Regardless of the specific receiver architecture adopted, refined distortion correlations can be used to calculate refined combined signal weights (RAKE) of the signal and / or to improve channel quality estimates for reporting them by receivers operating in CDMA (W-CDMA) broadband access systems where transmission is carried out over HSDPA channels through MIMO or MISO transmitters.

Однако специалисты в данной области техники должны иметь в виду, что настоящее изобретение не ограничивается вышеуказанными признаками и преимуществами. В действительности специалисты в данной области техники могут выявить дополнительные признаки и преимущества настоящего изобретения, ознакомившись с нижеследующим подробным описанием выбранных вариантов изобретения и просмотрев соответствующие чертежи.However, those skilled in the art should be aware that the present invention is not limited to the above features and advantages. In fact, those skilled in the art can identify additional features and advantages of the present invention by reading the following detailed description of selected embodiments of the invention and by looking at the corresponding drawings.

Краткое описание чертежейBrief Description of the Drawings

Фиг.1 - частичная блок-схема беспроводной связи, включающая передатчик с множеством антенн, который осуществляет передачу на один или несколько приемников беспроводной связи;Figure 1 is a partial block diagram of a wireless communication system including a multi-antenna transmitter that transmits to one or more wireless receivers;

фиг.2 - диаграмма, иллюстрирующая результаты выделения мощности передачи в передатчике по фиг.1 для различных типов передаваемых им сигналов;figure 2 is a diagram illustrating the results of the allocation of transmit power in the transmitter of figure 1 for various types of transmitted signals;

фиг.3 - диаграмма, иллюстрирующая распределение мощности передающих антенн в передатчике по фиг.1 для различных типов передаваемых им сигналов;figure 3 is a diagram illustrating the distribution of power of the transmitting antennas in the transmitter of figure 1 for various types of transmitted signals;

фиг.4 - логическая блок-схема оценки качества канала в приемнике беспроводной связи по фиг.1 согласно одному варианту обсуждаемой здесь оценки качества канала;FIG. 4 is a flowchart of channel quality assessment in the wireless receiver of FIG. 1 according to one embodiment of the channel quality assessment discussed herein;

фиг.5 - блок-схема варианта передатчика по фиг.1 с избирательным для каждой антенны управлением скоростью (S-PARC), где приемник беспроводной связи адаптирован для обеспечения обратной связи с данными о выборе антенн для операций S-PARC в передатчике;5 is a block diagram of a variant of the transmitter of FIG. 1 with selective speed control (S-PARC) for each antenna, where the wireless receiver is adapted to provide feedback on antenna selection data for S-PARC operations in the transmitter;

фиг.6 - блок-схема приемника беспроводной связи c последовательным подавлением помех (SIC) типа «универсальный RAKE (G-RAKE)» по фиг.1;FIG. 6 is a block diagram of a sequential interference cancellation receiver (SIC) of the “Universal RAKE (G-RAKE)” type of FIG. 1;

фиг.7 - блок-схема одного варианта ступени SIC G-RAKE для приемника типа SIC G-RAKE по фиг.6;FIG. 7 is a block diagram of one embodiment of a SIC G-RAKE stage for a SIC G-RAKE type receiver of FIG. 6;

фиг.8 - блок-схема приемника беспроводной связи типа G-RAKE по фиг.1, сконфигурированного для детектирования символов на основе минимальной среднеквадратической ошибки или совместного детектирования символов;FIG. 8 is a block diagram of a G-RAKE type wireless receiver of FIG. 1 configured for character detection based on a minimum mean square error or joint character detection;

фиг.9 - логическая блок-схема одного варианта обрабатывающей логики для определения общей или суммарной оценки корреляций искажений в функции оценки корреляций искажений из-за сигналов данных, оценки корреляций искажений из-за других сигналов и оценки корреляций искажений от других сот плюс шум в соответствии с методом полнопараметрической обработки;FIG. 9 is a flowchart of one embodiment of processing logic for determining a total or total estimate of distortion correlations in a function of estimating distortion correlations due to data signals, estimating distortion correlations due to other signals, and evaluating distortion correlations from other cells plus noise in accordance with the method of full-parameter processing;

фиг.10 - логическая блок-схема одного варианта обрабатывающей логики для определения общей или суммарной оценки корреляций искажений в функции оценки корреляций искажений из-за сигналов данных, оценки корреляций искажений из-за других сигналов и оценки корреляции искажений от других сот плюс шум в соответствии с методом частично-параметрической обработки.10 is a logical block diagram of one embodiment of processing logic for determining a total or total estimate of distortion correlations in a function of evaluating distortion correlations due to data signals, estimating distortion correlations due to other signals, and evaluating distortion correlations from other cells plus noise in accordance with the method of partial parametric processing.

Подробное описание изобретенияDETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

На фиг.1 частично показана сеть 10 беспроводной связи, включающая в себя передатчик 12 с множеством антенн, сконфигурированный для передачи сигналов прямой линии связи через множество передающих антенн с 14-1 по 14-М, обозначенных вместе как «передающие антенны 14». Приемник 16 беспроводной связи, например сотовый радиотелефон или устройство беспроводной связи другого типа, принимает один или несколько сигналов прямой линии связи, передаваемых передатчиком 12, на приемных антеннах с 18-1 по 18-R, обозначенных вместе как «приемные антенны 18». Таким образом, при наличии множества передающих и приемных антенн фиг.1 является иллюстрацией антенной системы с множеством входов и множеством выходов (MIMO).Figure 1 partially shows a wireless communication network 10 including a multi-antenna transmitter 12 configured to transmit forward link signals through a plurality of transmit antennas 14-1 to 14-M, collectively referred to as “transmit antennas 14”. A wireless receiver 16, such as a cellular radiotelephone or other type of wireless device, receives one or more forward link signals transmitted by the transmitter 12 at the receiving antennas 18-1 to 18-R, collectively referred to as “receiving antennas 18”. Thus, in the presence of multiple transmit and receive antennas, FIG. 1 is an illustration of an antenna system with multiple inputs and multiple outputs (MIMO).

В настоящее время большой интерес представляют антенные системы MIMO для повышения скоростей передачи данных с целью обеспечения высокоскоростного пакетного доступа по нисходящей линии связи (HSDPA) в стандарте W-CDMA. Эти совместно используемые высокоскоростные каналы известны также как высокоскоростные совместно используемые каналы нисходящей линии связи (HS-DSCH), а прямой канал пакетных данных (F-PDCH), определенный стандартами cdma2000, обеспечивает отчасти аналогичные функциональные возможности. В любом случае, двумя способами, которые привлекают значительное внимание, являются пространственное мультиплексирование, например «пространственно-временная» система с многоуровневой архитектурой компании Bell Labs с повторным использованием кодов (CR-BLAST), которая является вариантом вертикальной системы (V-BLAST), а также способ PARC (регулирование скорости отдельно по каждой антенне).MIMO antenna systems are currently of great interest for increasing data rates to provide high-speed downlink packet access (HSDPA) in the W-CDMA standard. These shared high-speed channels are also known as high-speed downlink shared channels (HS-DSCH), and the forward packet data channel (F-PDCH) defined by cdma2000 standards provides somewhat similar functionality. In any case, two methods that attract significant attention are spatial multiplexing, such as the “space-time” Bell Labs multi-tier architecture with code reuse (CR-BLAST), which is a variant of the vertical system (V-BLAST), as well as the PARC method (speed control separately for each antenna).

Эти и другие подходы MIMO обычно включают передачу пилот-сигналов для каждой антенны с целью облегчения оценки канала для каждой антенны в приемнике 16, передачу субпотоков сигналов данных от всех или выбранных антенн из числа передающих антенн 14 и передачу других (дополнительных) сигналов от одной или нескольких передающих антенн 14. Примеры «других» сигналов включают в себя служебные каналы, каналы вещания и управления и различные выделенные каналы (например, речевой и выделенный канал пакетных данных). Используемый здесь термин «сигнал данных» и «сигналы данных» в общем случае относятся к высокоскоростным совместно используемым каналам данных, таким как HS-DSCH, если не указано иное.These and other MIMO approaches typically include transmitting pilot signals for each antenna to facilitate channel estimation for each antenna at receiver 16, transmitting substreams of data signals from all or selected antennas from transmitting antennas 14, and transmitting other (additional) signals from one or multiple transmit antennas 14. Examples of “other” signals include overhead channels, broadcast and control channels, and various dedicated channels (eg, voice and dedicated packet data channel). As used herein, the terms “data signal” and “data signals” generally refer to high speed shared data channels, such as HS-DSCH, unless otherwise indicated.

На фиг.2 и 3 представлена графическая иллюстрация результатов выделения мощности передачи и распределения мощности передающих антенн для сигнала (сигналов) данных, пилот-сигналов и других сигналов. В частности, на фиг.2 показано, что передатчик 12 имеет конечную величину мощности передачи, доступной для выделения по различным типам сигналов, подлежащих передаче, причем он выделяет из общей мощности передачи конкретную мощность для сигналов данных, пилот-сигналов и других сигналов. Кроме того, передатчик 12 должен разделить мощность, выделенную для данного типа сигнала, между имеющимися передающими антеннами 14. То есть каждой из антенн 14 распределяется определенная величина мощности, выделенной для пилот-сигналов, а также между антеннами 14 распределяются конкретные значения мощности, выделенной для сигналов данных и других сигналов.Figure 2 and 3 presents a graphical illustration of the results of the allocation of transmit power and power distribution of the transmitting antennas for the signal (s) data, pilot signals and other signals. In particular, FIG. 2 shows that the transmitter 12 has a finite amount of transmit power available for allocation from the various types of signals to be transmitted, and it extracts from the total transmit power a specific power for data signals, pilot signals and other signals. In addition, the transmitter 12 must share the power allocated for this type of signal between the existing transmitting antennas 14. That is, each of the antennas 14 is allocated a specific amount of power allocated for the pilot signals, and specific values of the power allocated for the antennas 14 are allocated for data signals and other signals.

Например, от каждой из антенн 14 обычно передается определенная величина мощности пилот-сигнала для облегчения оценки канала для каждой антенны в приемнике 16. Однако от одной из передающих антенн 14 или от фиксированного поднабора этих антенн могут передаваться все другие сигналы, поэтому, как правило, мощность, выделенная для других сигналов, по всем антеннам 14 не разделяется. Аналогичным образом, хотя сигнал (сигналы) данных может передаваться от всех антенн 14, эффективность передачи может быть повышена путем передачи этих сигналов от поднабора антенн 14, в частности, когда этот поднабор выбирается динамически в соответствии с сигналом обратной связи от приемника 16.For example, a specific amount of pilot signal power is usually transmitted from each of the antennas 14 to facilitate channel estimation for each antenna at the receiver 16. However, all other signals can be transmitted from one of the transmitting antennas 14 or from a fixed subset of these antennas, therefore, as a rule, the power allocated to other signals is not shared across all antennas 14. Similarly, although the data signal (s) can be transmitted from all antennas 14, transmission efficiency can be improved by transmitting these signals from a subset of antennas 14, in particular when this subset is selected dynamically in accordance with the feedback signal from the receiver 16.

В вышеуказанном контексте обеспечение точной оценки корреляции искажений представляет значительную проблему для приемника 16. Поскольку точная оценка корреляции искажений предшествует другим операциям обработки принятого сигнала, таким как объединение или создание скорректированных отфильтрованных весов или оценка качества канала, приемник 16 должен удовлетворительным образом решить указанные проблемы. С этой целью приемник 16 включает в себя одну или несколько схем 20 обработки, сконфигурированных для создания оценок корреляции искажений из-за одного или нескольких сигналов данных, передаваемых вместе с пилот-сигналами от передающих антенн 14 передатчика 12.In the above context, providing an accurate estimate of the distortion correlation is a significant problem for receiver 16. Since an accurate estimate of the distortion correlation precedes other processing operations of the received signal, such as combining or creating adjusted filtered weights or channel quality estimation, receiver 16 should satisfactorily solve these problems. To this end, receiver 16 includes one or more processing circuits 20 configured to generate distortion correlation estimates due to one or more data signals transmitted together with pilot signals from transmit antennas 14 of transmitter 12.

В частности, по меньшей мере в одном варианте одна или несколько схем обработки сконфигурированы для вычисления корреляций искажений на основе определения отношения мощности передачи данных к мощности передачи пилот-сигнала и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов, а также вычисления корреляций искажений в функции отношения мощности передачи данных к мощности передачи пилот-сигнала и результатов распределения мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов. Кроме того, в одном или нескольких вариантах в указанных вычислениях учитывается текущий режим MIMO, который может влиять, например, на распределение мощности передающих антенн для сигналов данных. Таким образом, наряду с другими параметрами или значениями распределение мощности передающих антенн для сигналов данных может быть определено на основе текущей конфигурации MIMO.In particular, in at least one embodiment, one or more processing circuits are configured to calculate distortion correlations based on determining a ratio of data transmission power to pilot transmit power and transmit antenna power distributions for data signals and pilot signals, as well as calculating distortion correlations as a function of the ratio of the transmit power to the transmit power of the pilot signal and the power distribution results of the transmit antennas for data signals and pilot signals. In addition, in one or more of the options in these calculations, the current MIMO mode is taken into account, which may affect, for example, the power distribution of transmitting antennas for data signals. Thus, along with other parameters or values, the power distribution of transmitting antennas for data signals can be determined based on the current MIMO configuration.

В одном варианте по меньшей мере одно из отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов содержит сигнальные значения, принятые приемником 16. В целом в данном описании излагается способ поддержки оценок корреляций искажений приемниками беспроводной связи, работающими в системе связи MIMO или MISO, которая включает в себя передатчик, имеющий множество передающих антенн, и передает один или несколько сигналов данных и пилот-сигналов. В одном варианте указанный способ содержит сигнализацию по меньшей мере об одном из отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов, передаваемых передатчиком беспроводной связи. Кроме того, указанная сигнализация может динамически обновляться в зависимости от текущего режима MIMO (множество входов и множество выходов). Таким путем приемники могут получать сигналы об изменении отношений мощности и/или изменении распределений мощности передающих антенн, чтобы использовать их при вычислении корреляций искажений.In one embodiment, at least one of a ratio of data signal transmit power to pilot transmit power and transmit antenna power distributions for data signals and pilot signals comprises signal values received by receiver 16. In general, a description is given of a method for supporting distortion correlation estimates wireless receivers operating in a MIMO or MISO communication system that includes a transmitter having a plurality of transmit antennas and transmits one or more data signals and a pilot signal at. In one embodiment, said method comprises signaling at least one of a ratio of transmit power of data signals to transmit power of pilot signals and power distributions of transmit antennas for data signals and pilot signals transmitted by a wireless transmitter. In addition, this alarm can be dynamically updated depending on the current MIMO mode (multiple inputs and multiple outputs). In this way, the receivers can receive signals about a change in power ratios and / or a change in the power distributions of the transmitting antennas so that they can be used to calculate distortion correlations.

В другом варианте по меньшей мере одно из отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов содержит номинальные значения, запомненные в приемнике 16. Кроме того, в другом варианте от передающих антенн 14 в соответствии с отношением мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределением мощности передающих антенн для других сигналов передаются другие сигналы, в том числе речевые сигналы. В этом случае дополнительно сконфигурирована одна или несколько схем 20 обработки для определения отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределения мощности передающих антенн для других сигналов и вычисления корреляций искажений дополнительно в зависимости от отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределения мощности передающих антенн для других сигналов. В частности, одна или несколько схем обработки могут быть сконфигурированы для выражения вычислений искажений в виде суммы первого члена корреляции искажений, представляющего искажения, возникающие из передачи одного или нескольких сигналов данных, и масштабированного в соответствии с отношением мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов, второго члена корреляции искажений, представляющего искажения, возникающие из передачи других сигналов, и масштабированного в соответствии с отношением мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов, и третьего члена корреляции искажений, представляющего искажения, возникающие из-за шума и помех от других сот.In another embodiment, at least one of the ratio of the transmit power of the data signals to the transmit power of the pilot signals and power distributions of the transmitting antennas for the data signals and pilot signals contains nominal values stored in the receiver 16. In addition, in another embodiment, from the transmitting antennas 14 in accordance with the ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals and the distribution of the transmit antenna power for other signals, other signals are transmitted, including speech signals. In this case, one or more processing circuits 20 are additionally configured to determine the ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals and the distribution of transmit antenna power for other signals and to calculate distortion correlations additionally depending on the ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals and power distribution of transmitting antennas for other signals. In particular, one or more processing schemes may be configured to express distortion calculations as the sum of the first term of the distortion correlation representing distortions arising from the transmission of one or more data signals and scaled in accordance with the ratio of the transmission power of the data signals to the transmission power of the pilot signals, the second term of the distortion correlation representing distortions arising from the transmission of other signals, and scaled in accordance with the ratio of the transmission power other signals to the transmit power of the pilot signals, and a third term of the distortion correlation, representing distortions arising from noise and interference from other cells.

При использовании этого способа определение отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов может быть основано на определении ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок до сжатия одного или нескольких принятых сигналов данных и выражения ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок в функции известного отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов, известных распределений мощности передающих антенн для пилот-сигналов и других сигналов, известной оценки шума, представляющей шум плюс помехи от других сот, неизвестного или известного текущего выбранного поднабора передающих антенн, используемых для передачи одного или нескольких сигналов данных, и неизвестного отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов. Способ продолжается нахождением решения выражения для неизвестного отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и текущего выбранного поднабора передающих антенн (если он неизвестен), используемого для передачи одного или нескольких сигналов данных в соответствии с формулой максимального правдоподобия.When using this method, the determination of the ratio of the transmission power of other signals to the transmission power of the pilot signals can be based on the determination of the covariance matrix of samples of the chips before compressing one or more received data signals and the expression of the covariance matrix of samples of chips in the function of the known ratio of the transmission power of data signals to transmit power of pilot signals, known power distributions of transmit antennas for pilot signals and other signals, known tsenki noise representing noise plus interference from other cells, known or unknown currently selected subset of transmit antennas used for transmitting one or more data signals, and an unknown relationship transmission power of other signals to the transmit power of the pilot signals. The method continues to find a solution to the expression for the unknown ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals and the currently selected subset of transmit antennas (if it is unknown) used to transmit one or more data signals in accordance with the maximum likelihood formula.

В аналогичном варианте текущий выбранный поднабор предающих антенн известен, и тогда указанное выражение содержит функцию известного отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов, известных распределений мощности передающих антенн для пилот-сигналов и других сигналов, неизвестной оценки шума, представляющей шум плюс помехи от других сот, известного текущего выбранного поднабора передающих антенн, используемых для передачи одного или нескольких сигналов данных, и неизвестного отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов. В этом варианте способа находят выражение для неизвестного отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и неизвестной оценки шума в соответствии с формулой максимального правдоподобия. В общем случае следует понимать, что это выражение может иметь различное количество неизвестных, а формула максимального правдоподобия может быть адаптирована соответствующим образом. Естественно, что пространство поиска решения увеличивается с увеличением количества неизвестных.In a similar embodiment, the currently selected subset of transmit antennas is known, and then the expression contains a function of a known ratio of data signal transmit power to pilot transmit power, known transmit antenna power distributions for pilot signals and other signals, an unknown noise estimate representing noise plus interference from other cells, a known current selected subset of transmit antennas used to transmit one or more data signals, and an unknown power ratio giving other signals to the transmit power of the pilot signals. In this embodiment of the method, an expression is found for the unknown ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals and the unknown noise estimate in accordance with the maximum likelihood formula. In the general case, it should be understood that this expression may have a different number of unknowns, and the maximum likelihood formula can be adapted accordingly. Naturally, the solution search space increases with the number of unknowns.

В другом варианте для моделирования помех от других сот в виде белого шума и нахождения решения для шума и помех от других сот путем представления ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок в функции шума и помех от других сот, а также отношений мощности передачи трафика к мощности передачи пилот-сигналов для каждой антенны, обозначенных как

и определенных как отношение совокупной мощности данных, других сигналов и пилот-сигналов для m-й передающей антенны 14 к мощности пилот-сигнала для m-й передающей антенны 14, может быть сконфигурирована одна или несколько обрабатывающих схем 20. При таком подходе одна или несколько обрабатывающих схем 20 решают соответствующую систему уравнений для шума и помех от других сот в соответствии с формулой наименьших квадратов.In another embodiment, for modeling interference from other cells in the form of white noise and finding a solution for noise and interference from other cells by presenting a covariance matrix of samples of the chips as a function of noise and interference from other cells, as well as the ratio of the transmit power of the traffic to the transmit power of the pilot signals for each antenna, designated as

and defined as the ratio of the combined data power, other signals, and pilot signals for the mth transmitting antenna 14 to the pilot power for the mth transmitting antenna 14, one or more processing circuits 20 may be configured. With this approach, one or more processing circuits 20 solve the corresponding system of equations for noise and interference from other cells in accordance with the least squares formula.

В еще одном варианте способа для создания оценок качества каналов для сообщения о них приемником 16 используют корреляции искажений. Для этого способа конфигурируется одна или несколько обрабатывающих схем 20 для вычисления корреляций искажений, кроме прочего, в функции отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределения мощности передающих антенн для других сигналов путем вычисления члена корреляции искажений для других сигналов, масштабированного отношением мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов. В этом случае одна или несколько обрабатывающих схем 20 выражают корреляции искажений, возникающих от других сигналов, в функции матрицы отсчетов элементарных посылок, полученной из принятых отсчетов сигнала, из которых устраняется влияние текущего выбранного набора передающих антенн, используемых для передачи сигналов данных. Затем способ определяет корреляции искажений для одного или нескольких желаемых вариантов выбора передающих антенн, используемых для передачи сигналов данных на приемник 16, с учетом влияния этих вариантов выбора на ковариационную матрицу искажений элементарных посылок. Таким образом, приемник 16 может быть сконфигурирован для обеспечения улучшенных оценок качества каналов для желаемых вариантов выбора передающих антенн. В общем случае приемник 16 может быть сконфигурирован для создания одной или нескольких оценок качества каналов для одной или нескольких выбранных передающих антенн в функции корреляций искажений, отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов.In yet another embodiment of the method, distortion correlations are used to create channel quality estimates for reporting them by receiver 16. For this method, one or more processing circuits 20 are configured to calculate distortion correlations, inter alia, as a function of the ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals and the distribution of transmit antenna power for other signals by calculating the distortion correlation term for other signals scaled by the ratio transmit power of other signals to transmit power of pilot signals. In this case, one or more processing circuits 20 express correlations of distortions arising from other signals in the function of the matrix of samples of the chips obtained from the received samples of the signal, which eliminates the influence of the current selected set of transmitting antennas used to transmit data signals. The method then determines the distortion correlations for one or more of the desired transmit antenna options used to transmit the data signals to the receiver 16, taking into account the effect of these choices on the covariance matrix of the distortions of the chips. Thus, the receiver 16 can be configured to provide improved channel quality estimates for the desired transmit antenna options. In general, receiver 16 can be configured to create one or more channel quality estimates for one or more selected transmit antennas as a function of distortion correlations, the ratio of transmit power of data signals to transmit power of pilot signals and power distributions of transmit antennas for data signals and pilot signals.

Кроме того, приемник 16 может быть сконфигурирован как приемник типа RAKE, где одна или несколько обрабатывающих схем 20 сконфигурированы для создания сигнала, комбинирующего веса из корреляций искажений. Приемник 16 по одному варианту RAKE сконфигурирован для определения минимальной среднеквадратической ошибки (MMSE). Каждый из одного или нескольких сигналов данных несет кодовые символы, а приемник 16 сконфигурирован для детектирования кодовых символов, переданных в течение одного и того же символьного интервала, на индивидуальной основе, трактуя все другие кодовые символы как (окрашенный) шум. В другом варианте RAKE приемник 16 сконфигурирован для совместного детектирования, где он детектирует кодовые символы одного и того же кода, переданные в течение одного и того же символьного интервала, на основе совместного детектирования, трактуя все другие кодовые символы как шум.In addition, receiver 16 may be configured as a RAKE receiver, where one or more processing circuits 20 are configured to create a signal combining weights from distortion correlations. Receiver 16 of one RAKE embodiment is configured to determine a minimum mean square error (MMSE). Each of one or more data signals carries code symbols, and receiver 16 is configured to detect code symbols transmitted during the same symbol interval on an individual basis, treating all other code symbols as (colored) noise. In another RAKE embodiment, receiver 16 is configured for joint detection, where it detects code symbols of the same code transmitted during the same symbol interval based on joint detection, treating all other code symbols as noise.

Все указанные варианты можно с успехом использовать для реализации широкополосного доступа CDMA (W-CDMA). В частности, предлагаемые здесь для определения корреляции искажений способы и устройство (с последующим созданием объединенных весов и/или оценкой качества каналов) могут оказаться выгодными, когда передатчик 12 передает один или несколько сигналов по каналам высокоскоростного пакетного доступа по нисходящей линии связи (HSDPA) от множества антенн 14.All of these options can be successfully used to implement CDMA Broadband Access (W-CDMA). In particular, the methods and apparatus proposed here for determining the distortion correlation (with the subsequent creation of combined weights and / or channel quality estimation) may be advantageous when the transmitter 12 transmits one or more signals over high-speed downlink packet access (HSDPA) channels from multiple antennas 14.

При использовании вышеуказанного подхода более подробное обсуждение начнем с варианта, где обрабатывающая схема (схемы) 20 содержит: вычислитель 20-1 чистого отклика, который сконфигурирован для вычисления векторов чистого отклика из канальных оценок по каждой антенне; вычислитель 20-2 корреляций искажений, который сконфигурирован для вычисления корреляций искажений; и, но не обязательно, генератор 20-3 оценки качества каналов, который сконфигурирован для создания оценок качества каналов в функции векторов чистого отклика и корреляций искажений. Специалистам в данной области техники очевидно, что обрабатывающая схема (схемы) 20 может быть реализована аппаратными средствами, программными средствами или с использованием их комбинаций. По меньшей мере в одном варианте одна или несколько обрабатывающих схем 20 включены в состав цифрового процессора сигналов основной полосы частот или т.п., включенного в приемник 16.Using the above approach, we will begin a more detailed discussion with the option where the processing circuit (s) 20 comprise: a clean response calculator 20-1 that is configured to calculate the clean response vectors from channel estimates for each antenna; a distortion correlation calculator 20-2 that is configured to calculate distortion correlations; and, but not necessarily, a channel quality estimation generator 20-3 that is configured to create channel quality estimates as a function of the clean response vectors and distortion correlations. It will be apparent to those skilled in the art that the processing circuit (s) 20 may be implemented in hardware, software, or using combinations thereof. In at least one embodiment, one or more processing circuits 20 are included in a digital baseband signal processor or the like included in receiver 16.

На фиг.4 показан один вариант обрабатывающей логики, которая может быть реализована в одной или нескольких обрабатывающих схемах 20, где обрабатывающая схема (схемы) 20 вычисляет векторы чистого отклика для заданного набора местоположений отводов приемника (шаг 100); то есть приемник 16 включает в себя один или несколько наборов корреляторов, которые совмещены с данными многолучевыми компонентами сигналов, передаваемых передатчиком 12, а дополнительные корреляционные отводы могут быть смещены, как это сделано в приложениях G-RAKE. Например,

является вектором чистого отклика, соответствующим m-й передающей антенне, где запись с тильдой для

подчеркивает тот факт, что коэффициенты усиления канальных ответвлений (от которых зависит чистый отклик) масштабированы в соответствии с энергией пилот-сигнала на символ (по меньшей мере в тех вариантах, где чистый отклик формируется параметрически с использованием оценок каналов, полученных из сжатых пилот-символов, которые содержат это масштабирование в неявном виде).Figure 4 shows one embodiment of the processing logic that can be implemented in one or more processing circuits 20, where the processing circuit (s) 20 computes the net response vectors for a given set of locations of the receiver taps (step 100); that is, receiver 16 includes one or more sets of correlators that are aligned with these multipath signal components transmitted by transmitter 12, and additional correlation taps can be biased, as is done in G-RAKE applications. For example,

is the net response vector corresponding to the mth transmitting antenna, where tilde recording for

emphasizes the fact that the gain of the channel branches (on which the clean response depends) is scaled in accordance with the energy of the pilot signal per symbol (at least in those cases where the clean response is generated parametrically using channel estimates obtained from compressed pilot symbols that contain this scaling implicitly).

q-й элемент вектора

чистого отклика задается какqth element of the vector

net response is set as

Уравнение (1)Equation (1)

где q указывает индекс конкретного отвода на l-й приемной антенне 18. Местоположение этого отвода задается задержкой τ_q. P - это количество канальных ответвлений, а τ_lmp и

- задержка и масштабированный коэффициент усиления канала (пилот-сигнала) соответственно для p-го ответвления канала между m-й передающей антенной и l-й приемной антенной. x(τ) - автокорреляция формы импульса элементарной посылки. Как только что упоминалось, коэффициенты усиления канальных ответвлений включают в себя масштабирование с учетом энергии пилот-сигнала и выражаются в видеwhere q indicates the index of a specific tap on the l-th receiving antenna 18. The location of this tap is specified by the delay τ _q . P is the number of channel branches, and τ _lmp and

- delay and scaled gain of the channel (pilot signal), respectively, for the pth branch of the channel between the mth transmitting antenna and the lth receiving antenna. x (τ) is the autocorrelation of the pulse shape of the elementary premise. As just mentioned, the gain of the channel branches include scaling based on the energy of the pilot signal and are expressed as

Уравнение (2)Equation (2)

где E_p - общая энергия на элементарную посылку, выделенная всем пилот-сигналам по всем передающим антеннам, N_p - коэффициент расширения, используемый для каналов пилот-сигналов, например, в стандарте WCDMA N_p=256, α_ps(m) - результат распределения мощности передачи пилот-сигнала для m-й антенны, а g_lmp -коэффициент усиления канала (не масштабированный), соответствующий

. Величина подкоренного выражения точно соответствует энергии пилот-сигнала на символ для m-й передающей антенны.where E _p is the total energy per chip allocated to all pilot signals for all transmit antennas, N _p is the expansion coefficient used for pilot channels, for example, in the WCDMA standard N _p = 256, α _ps (m) is the result the pilot transmit power distribution for the mth antenna, and g _{lmp is the} channel gain (not scaled), corresponding to

. The magnitude of the radical expression exactly corresponds to the energy of the pilot signal per symbol for the mth transmitting antenna.

Обработка продолжается с вычисления корреляций искажений в функции чистых откликов и дополнительно в функции отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов, распределения мощности сигналов данных по передающим антеннам и распределения мощности пилот-сигналов по передающим антеннам 14 (шаг 2). Заметим, что при вычислении корреляций искажений можно дополнительно учесть отношение мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределение мощности других сигналов по передающим антеннам 14 (шаг 102А). Таким образом, (суммарные) корреляции искажений могут быть выражены в виде суммы корреляций искажений из-за сигналов данных, корреляций искажений из-за других сигналов, корреляций искажений от других сот и, но не обязательно, корреляций искажений из-за пилот-сигналов (шаг 102В).Processing continues with the calculation of distortion correlations in the net response function and, in addition, in the function of the ratio of the transmit power of the data signals to the transmit power of the pilot signals, the distribution of the power of the data signals over the transmitting antennas, and the distribution of the pilot power over the transmitting antennas 14 (step 2). Note that when calculating the distortion correlations, one can additionally take into account the ratio of the transmission power of other signals to the transmission power of the pilot signals and the distribution of the power of other signals over the transmitting antennas 14 (step 102A). Thus, the (total) distortion correlations can be expressed as the sum of distortion correlations due to data signals, distortion correlations due to other signals, distortion correlations from other cells and, but not necessarily, distortion correlations due to pilot signals ( step 102B).

При вычисленных таким образом корреляциях искажений обрабатывающая схема (схемы) 20 создает одну или несколько оценок качества каналов для одной или нескольких выбранных передающих антенн 14 в функции корреляций искажений, отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для пилот-сигналов (см. фиг.2 и 3) (шаг 104). Например, приемник 16 может вычислить оценку качества канала как отношение сигнала к помехам на одну элементарную посылку (SINR) на покодовой основе для произвольного выбора передающих антенн, что может быть выражено в видеWith the distortion correlations calculated in this way, the processing circuit (s) 20 creates one or more channel quality estimates for one or more selected transmit antennas 14 as a function of distortion correlations, the ratio of the transmit power of the data signals to the transmit power of the pilot signals and the power distributions of the transmit antennas for the pilot -signals (see FIGS. 2 and 3) (step 104). For example, the receiver 16 can calculate the channel quality estimate as the signal-to-noise ratio per chip (SINR) on a per-code basis for arbitrary selection of transmitting antennas, which can be expressed as

Уравнение (3)Equation (3)

где β_ds/ps - отношение мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов (отношения из распределения общей мощности передачи), K - количество мультикодов, выделенных для сигнала данных (повторно используемых активными антеннами), и α_ds(m) - распределение мощности передачи сигналов данных для m-й антенны. Кроме того

- вектор чистого отклика, соответствующий m-й передающей антенне (

- эрмитова транспозиция вектора чистого отклика), а

- ковариационная матрица искажений, основанная на результатах определения корреляций искажений, выполненных на шаге 102.where β _{ds / ps} is the ratio of the transmit power of the data signals to the transmit power of the pilot signals (ratios from the distribution of the total transmit power), K is the number of multi-codes allocated for the data signal (reused by active antennas), and α _ds (m) is the distribution data signal power for the m-th antenna. Besides

is the net response vector corresponding to the mth transmitting antenna (

is the Hermitian transposition of the clean response vector), and

a covariance distortion matrix based on the results of determining the correlations of distortions performed in step 102.

Как отмечено на шаге 102, общие корреляции искажений включают в себя несколько членов, представляющих различные источники искажения. Таким образом, в одном варианте корреляции искажений

выражаются в видеAs noted at step 102, the general distortion correlations include several members representing various sources of distortion. Thus, in one embodiment of the distortion correlation

expressed as

Уравнение (4)Equation (4)

где

- член корреляции искажений из-за сигналов данных, который фиксирует помехи из-за сигнала (сигналов) каналов данных,

- член корреляции искажений из-за других сигналов, который фиксирует помехи из-за сигналов других каналов (например, речь, вещание, служебные сигналы и т.д.), и

- член корреляции искажений из-за помех от других сот и шума, который фиксирует комбинацию помех от других сот и шума. Если помехи от других сот можно аппроксимировать как белый шум, то тогда

является диагональной матрицей, заданной выражением

= N₀R_pulse, где N₀ - спектральная плотность мощности шума плюс помехи от других сот, а R_pulse - автокорреляция формы импульса. (Заметим, что тильда-нотация связана с неявным масштабированием, обсужденным для вектора чистого отклика, показанного в уравнении (1).)Where

- a member of the correlation of distortions due to data signals, which captures interference due to the signal (s) of the data channels,

- a correlation term of distortions due to other signals that captures interference due to signals from other channels (e.g., speech, broadcasting, service signals, etc.), and

is a member of the correlation of distortions due to interference from other cells and noise, which captures a combination of interference from other cells and noise. If the interference from other cells can be approximated as white noise, then

is the diagonal matrix given by

= N ₀ R _pulse , where N ₀ is the spectral density of the noise power plus interference from other cells, and R _pulse is the autocorrelation of the pulse shape. (Note that tilde notation is associated with implicit scaling discussed for the clean response vector shown in equation (1).)

Ковариационная матрица искажений разделяется на несколько членов для отражения того обстоятельства, что каналы данных и речи проходят по каналам с различными замираниями. Также заметим, что выражение в уравнении (4) неявно предполагает, что вычитание пилот-сигнала выполняется в приемнике 16, так что компонента помех из-за пилот-сигналов отсутствует. Если приемник 16 не выполняет вычитание пилот-сигнала, то в корреляциях искажений,

, будет содержаться член

искажений из-за пилот-сигнала.The covariance distortion matrix is divided into several members to reflect the fact that the data and speech channels pass through the channels with different fading. Also note that the expression in equation (4) implicitly assumes that the subtraction of the pilot signal is performed at the receiver 16, so that there is no interference component due to the pilot signals. If the receiver 16 does not perform the subtraction of the pilot signal, then in the distortion correlations,

will contain a member

distortion due to the pilot signal.

Вышеуказанный подход может быть конкретно реализован в соответствии с множеством различных архитектур передатчиков и приемников. Например, на фиг.5 показана структура передачи S-PARC для передатчика 12, иллюстрирующая передачу N субпотоков сигнала данных от M передающих антенн 14 (N≤M). Показанный вариант S-PARC для передатчика 12 содержит 1:N демультиплексор 22, множество кодеров/модуляторов/расширителей 24, селектор 26 антенн, первый сумматор 28 и дополнительные сумматоры с 30-1 по 30-М, соответствующие передающим антеннам с 14-1 по 14-М.The above approach can be specifically implemented in accordance with many different architectures of transmitters and receivers. For example, FIG. 5 shows an S-PARC transmission structure for a transmitter 12, illustrating the transmission of N data signal substreams from M transmit antennas 14 (N≤M). The S-PARC option shown for transmitter 12 comprises a 1: N demultiplexer 22, a plurality of encoders / modulators / expanders 24, an antenna selector 26, a first adder 28, and additional adders 30-1 through 30-M corresponding to transmit antennas 14-1 through 14-m.

При работе демультиплексор 22 разделяет информационный поток, например битовый поток HS-DSCH, на N субпотоков, которые поступают в соответствующие кодеры/модуляторы/расширители 24. Селектор 26 антенн выбирает поднабор антенн 14 для передачи результирующих субпотоков, выходящих из кодеров/модуляторов/расширителей 24. Сумматор 28 объединяет первый из этих субпотоков с другими сигналами (речь, служебные сигналы, сигналы управления и т.д.) для передачи от первой из антенн 14, а сумматоры с 30-1 по 30-М привязывают каждый из М пилот-сигналов к соответствующей антенне из М передающих антенн 14.In operation, the demultiplexer 22 splits the information stream, for example, the HS-DSCH bitstream, into N substreams that enter the respective encoders / modulators / expanders 24. The antenna selector 26 selects a subset of antennas 14 to transmit the resulting substreams coming from the encoders / modulators / expanders 24 The adder 28 combines the first of these substreams with other signals (speech, service signals, control signals, etc.) for transmission from the first of the antennas 14, and adders 30-1 through 30-M bind each of the M pilot signals to appropriately th antenna of the M transmit antennas 14.

В структуре S-PARTS демультиплексор 22, кодеры/модуляторы/расширители 24 и селектор 26 антенн функционируют, реагируя на данные обратной связи о качестве каналов (например, обратная связь с индикатором качества каналов (CQI)) приемника 16. Таким образом, передатчик 12 в общем случае пытается обеспечить максимум пропускной способности (или какого-либо другого показателя обслуживания) путем выбора количества субпотоков, скорости кодирования и формата модуляции, а также конкретного поднабора передающих антенн в зависимости от данных обратной связи о качестве каналов, получаемых от приемника.In the S-PARTS structure, demultiplexer 22, encoders / modulators / expanders 24, and antenna selector 26 operate in response to channel quality feedback data (for example, feedback from channel quality indicator (CQI)) of receiver 16. Thus, the transmitter 12 in the general case, it tries to provide maximum throughput (or some other service indicator) by choosing the number of substreams, coding rate and modulation format, as well as a specific subset of transmitting antennas depending on feedback data on quality of channels received from the receiver.

В системе S-PARС (также как в других системах MIMO) операции оценки качества каналов приемником усложняются благодаря тому обстоятельству, что сигналы данных, пилот-сигналы и другие сигналы проходят по каналам с различными замираниями. Например, на фиг.5 показано, что сигналы данных передаются от выбранного поднабора антенн 14, другие сигналы передаются только от первой из антенн 14, а пилот-сигналы передаются от всех антенн 14. Последнее необходимо, чтобы иметь возможность оценить в приемнике 16 все каналы.In the S-PARC system (as well as in other MIMO systems), channel quality assessment operations by the receiver are complicated due to the fact that data signals, pilot signals and other signals pass through channels with different fading. For example, FIG. 5 shows that data signals are transmitted from a selected subset of antennas 14, other signals are transmitted only from the first of antennas 14, and pilot signals are transmitted from all antennas 14. The latter is necessary in order to be able to evaluate all channels in receiver 16 .

Оценка CQI дополнительно усложнена тем фактом, что множество расширяющих кодов, используемых для HSDPA, повторно используются на различных передающих антеннах во избежание проблемы ограничения по кодам. В результате отношение SINR, измеренное приемником 16 для каждого из каналов пилот-сигналов (для которых повторное использование кодов не применяется), не связано простым соотношением с отношениями SINR, которые наблюдались бы в канале данных, если бы приемник принимал запланированные передачи сигналов данных. Кроме того, в некоторых архитектурах приемников используется подавление помех для сигналов данных, что автоматически не учитывается в оценке качества канала на основе пилот-сигнала. Еще более важная проблема состоит в том, что приемник 16 обычно должен сообщать сведения о CQI для одного или нескольких вариантов выбора передающих антенн, которые, как правило, отличаются от текущего выбранного поднабора передающих антенн. Это обстоятельство возникает в связи с тем, что всем приемникам, обслуживаемым в рамках совместно используемого сигнала данных, возможно, потребуется передать сведения о CQI, даже если они не запланированы для работы, и результат текущего выбора антенн является действительным только для запланированного приемника.The CQI assessment is further complicated by the fact that the many spreading codes used for HSDPA are reused on different transmit antennas to avoid the problem of code limitations. As a result, the SINR ratio measured by receiver 16 for each of the pilot channels (for which code reuse is not applicable) is not related to a simple relationship with the SINR ratios that would be observed in the data channel if the receiver were to receive the scheduled data signal transmissions. In addition, some receiver architectures use interference suppression for data signals, which is not automatically taken into account when evaluating channel quality based on a pilot signal. An even more important problem is that receiver 16 typically needs to report CQI information for one or more transmit antenna options, which typically differs from the currently selected subset of transmit antennas. This circumstance arises due to the fact that all receivers served by the shared data signal may need to transmit CQI information, even if they are not planned for operation, and the result of the current selection of antennas is valid only for the planned receiver.

Первый детальный подход к обеспечению улучшенной оценки качества каналов, предложенный здесь для систем MIMO (и систем с множеством входов и одним выходом (MISO)), можно считать полнопараметрическим способом, при котором для формирования ковариационной матрицы искажений, представляющей корреляции искажений, учитываемые приемником 16 при оценке им качества каналов, используют параметрические формы для всех помех своей соты (сигналы данных, речевые сигналы, пилот-сигналы), а также помех от других сот.The first detailed approach to providing an improved estimate of channel quality, proposed here for MIMO systems (and systems with multiple inputs and one output (MISO)), can be considered a fully parametric method in which to form a covariance distortion matrix representing distortion correlations taken into account by receiver 16 for assessing channel quality, they use parametric forms for all interference from their cell (data signals, voice signals, pilot signals), as well as interference from other cells.

Поскольку ковариационная матрица искажений формируется «с нуля» необходимо исключить влияние текущего выбранного поднабора передающих антенн 14 передатчика. Вместо этого матрица может быть сформирована непосредственно для всех возможных поднаборов передающих антенн, для которых приемник 16 собирается выдавать сообщения о CQI. Преимущество этого подхода заключается в том, что при этом нет необходимости в том или ином способе коррекции смещения, необходимом для частично-параметрического способа, описанного ниже. Однако альтернатива состоит в том, что не фиксируется окраска помех от других сот. Поскольку оценки каналов распространения сигналов недоступны для других окружающих сот сети 10 радиосвязи, то при построении ковариационных матриц искажений, которые можно использовать для представления корреляций искажений, практически выгодно моделировать помехи от других сот в виде белого шума. (Заметим, что термин «корреляции искажений» можно рассматривать как частично взаимозаменяемый по отношению к термину «ковариационная матрица искажений», но следует понимать, что обсуждаемые здесь способы не ограничены использованием ковариационных матриц.)Since the covariance distortion matrix is formed “from scratch”, it is necessary to exclude the influence of the currently selected subset of the transmitter antennas 14 of the transmitter. Instead, a matrix can be formed directly for all possible subsets of transmitting antennas for which receiver 16 is about to issue CQI messages. The advantage of this approach is that there is no need for one or another offset correction method necessary for the partially parametric method described below. However, the alternative is that the color of interference from other cells is not fixed. Since estimates of signal propagation channels are not available for other surrounding cells of the radio communication network 10, when constructing covariance distortion matrices that can be used to represent distortion correlations, it is practically advantageous to model interference from other cells in the form of white noise. (Note that the term “distortion correlations” can be regarded as partially interchangeable with respect to the term “covariance distortion matrix”, but it should be understood that the methods discussed here are not limited to the use of covariance matrices.)

При построении ковариационных матриц искажений обычно необходимо соответствующим образом масштабировать различные компоненты (данные, пилот-сигналы, речь и помехи от других сот). Для систем MIMO и MISO требуется отдельное масштабирование, поскольку, как упоминалось выше, данные, пилот-сигналы и другие сигналы проходят по каналам с различными замираниями. Этот процесс описывается в контексте архитектуры приемника типа «универсальная гребенка приемников RAKE (G-RAKE)» с последовательным подавлением помех (SIC), показанной на фиг.6 для конфигурации передатчика S-PARC, показанной на фиг.5.When constructing covariance distortion matrices, it is usually necessary to properly scale various components (data, pilot signals, speech, and interference from other cells). Separate scaling is required for MIMO and MISO systems because, as mentioned above, data, pilots, and other signals pass through channels with different fading. This process is described in the context of the receiver architecture of the “universal RAKE receiver comb (G-RAKE)" type with sequential interference suppression (SIC) shown in FIG. 6 for the S-PARC transmitter configuration shown in FIG. 5.

В частности, на фиг.6 показана схема 38 приемника SIC G-RAKE, которая может быть реализована в приемнике 16 и которая обеспечивает последовательное подавление помех для полученного мультикодового сигнала данных, включенного в составной сигнал (сигналы), принятый через одну или несколько антенн 18 приемника 16. Показанный вариант схемы 38 приемника содержит множество ступеней подавления помех с 40-1 по 40-4 (при необходимости или по желанию может быть реализовано другое количество ступеней), причем все кроме последней из указанных ступеней содержат схему 42 сжатия, схему 44 детектирования сигнала, схему 46 восстановления сигнала и схему 48 суммирования; при этом в последней ступени 40-4 элементы 46 и 48 опущены.In particular, FIG. 6 shows a SIC G-RAKE receiver circuit 38, which can be implemented in receiver 16 and which provides sequential interference cancellation for a received multi-code data signal included in a composite signal (s) received via one or more antennas 18 the receiver 16. The shown variant of the receiver circuit 38 contains a plurality of noise reduction stages 40-1 to 40-4 (if necessary or if desired, a different number of stages can be implemented), all but the last of the indicated stages containing circuit compression mu 42, a signal detection circuit 44, a signal recovery circuit 46, and a summing circuit 48; while in the last stage 40-4 elements 46 and 48 are omitted.

В одном или нескольких вариантах n-я ступень 40 схемы 38 приемника принимает входной сигнал ступени, который получают из принятого составного сигнала (сигналов). Сигнал подавления из предыдущей ступени 40-(n-1) удаляет помехи, вызванные сигналом, детектированным этой предыдущей ступенью, и выполняются операции со сжатыми значениями этого входного сигнала ступени с уменьшенными помехами.In one or more embodiments, the nth stage 40 of the receiver circuit 38 receives an input stage signal, which is obtained from the received composite signal (s). The suppression signal from the previous stage 40- (n-1) removes the interference caused by the signal detected by this previous stage, and operations are performed with the compressed values of this input signal of the stage with reduced interference.

В контексте предлагаемой здесь оценки качества каналов различные оценки качества каналов создаются в разных ступенях 40 для отражения результатов последовательного подавления помех. Результаты последовательного подавления помех также отражаются в весах RAKE-объединения, созданных на каждой ступени. Например, схема 44 детектирования сигнала, входящая в состав ступени 40-n, вычисляет корреляции искажений между сжатыми значениями входного сигнала ступени, поданного в ступень 40-n. Эти корреляции искажений используются вместе с чистыми оценками каналов, то есть векторами чистого отклика, для формирования объединенных весов, которые в свою очередь используют для формирования объединенного сигнала путем RAKE-объединения различных потоков сжатых значений входного сигнала ступени. С помощью выровненных по-разному отводов блока сжатия RAKE (то есть с помощью нескольких корреляторов, настроенных на разные временные совмещения относительно полученного составного сигнала) создаются различные потоки.In the context of the channel quality assessment proposed here, various channel quality assessments are created at different stages 40 to reflect the results of successive interference cancellation. The results of successive interference cancellation are also reflected in the RAKE union weights created at each stage. For example, the signal detection circuit 44 included in the stage 40-n calculates the correlation of distortions between the compressed values of the input signal of the stage supplied to the stage 40-n. These distortion correlations are used together with pure channel estimates, i.e., clean response vectors, to form the combined weights, which in turn are used to form the combined signal by RAKE combining various streams of compressed values of the input signal of the stage. Using differently aligned taps of the RAKE compression block (that is, using several correlators tuned to different temporal alignments relative to the resulting composite signal), various streams are created.

Объединенные сжатые значения, то есть RAKE-объединенный сигнал, демодулируется для получения «мягких» значений, соответствующих оценкам битов, обнаруженных в интересующем сигнале. Интересующий сигнал может содержать кодированные биты, и в этом случае «мягкие» значения могут быть декодированы для получения декодированных битов. Ступень 40-n создает биты на основе «мягких» значений, либо формируя «жесткие» решения непосредственно на основе «мягких» значений демодуляции для получения жестко определенных битов, либо путем повторного декодирования битов, полученных из «мягких» значений. Каждая ступень может включать в себя схему декодера для получения декодированных битов из «мягких» значений, полученных в результате демодуляции RAKE-объединенного сигнала, либо для этого можно использовать централизованный декодер. Хотя повторное кодирование декодированных битов для получения кодированных битов, необходимых для операций восстановления сигнала и подавления, потребует дополнительной обработки, использование повторно кодированных битов имеет преимущество из-за коррекций ошибок, выполненных во время декодирования «мягких» значений. Использование повторно кодированных битов для создания сигнала подавления для следующей ступени может дать более надежный сигнал подавления, чем сигнал, формируемый из кодированных битов, полученных путем применения логики «жесткого» решения непосредственно к «мягким» значениям.The combined compressed values, that is, the RAKE-combined signal, are demodulated to obtain “soft” values corresponding to the estimates of the bits found in the signal of interest. The signal of interest may contain encoded bits, in which case the soft values may be decoded to obtain decoded bits. Stage 40-n creates bits based on soft values, either by forming hard decisions directly on the basis of soft demodulation values to obtain hard-defined bits, or by re-decoding bits obtained from soft values. Each stage may include a decoder circuit for obtaining the decoded bits from the “soft” values obtained by demodulating the RAKE combined signal, or a centralized decoder can be used for this. Although re-encoding the decoded bits to obtain the encoded bits necessary for signal recovery and suppression operations will require additional processing, the use of re-encoded bits has the advantage of error corrections made during soft value decoding. Using re-coded bits to create a suppression signal for the next stage can provide a more reliable suppression signal than a signal formed from encoded bits obtained by applying the hard decision logic directly to the soft values.

Фиг.7 помогает лучше понять вышеописанные устройство и способы, поскольку здесь в качестве примера показаны конкретные детали для одной из ступеней 40. (Заметим, что эта иллюстрация в общем случае подходит для всех ступеней 40, но следует понимать, что последняя ступень в этом ряду может быть сконфигурирована без схемы 46 восстановления сигнала и т.д.) Как показано на фиг.7, примерная схема 44 детектирования сигнала содержит схему 50 объединения, генератор 52 объединенных весов, блок 54 оценки корреляций искажений, блок 56 оценки каналов, демодулятор 58 и, но не обязательно, декодер 60. Блок 54 оценки корреляций искажений и блок 56 оценки каналов может содержать часть вышеупомянутой обрабатывающей схемы (схем), которая может быть распределена по ступеням 40 или продублирована в целом или частично в каждой ступени 40 для выполнения оценки качества каналов согласно предложенным здесь способам.7 helps to better understand the above-described device and methods, since specific details for one of the steps 40 are shown here as an example. (Note that this illustration is generally suitable for all steps 40, but it should be understood that the last step in this row can be configured without a signal recovery circuit 46, etc.) As shown in FIG. 7, an example signal detection circuit 44 includes a combining circuit 50, a combined weight generator 52, a distortion correlation estimator 54, a channel estimator 56, a demodulator 58 and, but not necessarily, decoder 60. The distortion correlation estimator 54 and the channel estimator 56 may comprise part of the aforementioned processing circuit (s) that can be distributed in steps 40 or duplicated in whole or in part in each step 40 to perform an assessment channel quality according to the methods proposed here.

Из рассмотрения дополнительных деталей ступеней видно, что схема 46 восстановления сигнала может содержать процессор 62 «жесткого» решения и блок 64 восстановления сигнала для обеспечения сигнала подавления для следующей ступени 40 схемы 38 SIC G-RAKE. Как альтернатива процессору 62 «жесткого» решения, если часть детектирования схемы 38 включает в себя декодер 60, схема 46 восстановления сигнала может включать в себя блок 66 повторного кодирования. Конечно, следует понимать, что показанная функциональная компоновка может быть при необходимости изменена. Например, декодер 60 может располагаться в схеме 46 восстановления и может выдавать декодированные биты, соответствующие детектированному сигналу для ввода в блок 66 повторного кодирования (и в схемы обработки более высокого уровня, если это необходимо или желательно).From consideration of the additional details of the steps, it can be seen that the signal recovery circuit 46 may comprise a hard decision processor 62 and a signal recovery block 64 to provide a suppression signal for the next stage 40 of the S-G-RAKE circuit 38. As an alternative to the hard decision processor 62, if the detection part of the circuit 38 includes a decoder 60, the signal recovery circuit 46 may include a re-encoding unit 66. Of course, it should be understood that the shown functional arrangement can be changed if necessary. For example, the decoder 60 may be located in the recovery circuit 46 and may provide decoded bits corresponding to the detected signal for input to the re-encoding unit 66 (and to a higher level processing circuit if necessary or desired).

Независимо от варианта компоновки схема 50 объединения принимает различные потоки сжатых значений, которые содержат входной сигнал ступени (либо они выводятся из этой схемы), и формирует RAKE объединенный сигнал путем объединения сжатых значений в соответствии с векторами весов объединения, созданными генератором 52 весов объединения. Эти объединения веса вычисляются по меньшей мере частично из корреляций искажений между сжатыми значениями входного сигнала ступени и из чистого канального отклика (откликов), связанного с интересующим сигналом, то есть сквозным каналом, включая форму импульса фильтра передатчика/приемника и эффекты распространения.Regardless of the layout, the combining circuit 50 receives various streams of compressed values that contain the input signal of the stage (or they are derived from this circuit), and generates a RAKE combined signal by combining the compressed values in accordance with the vectors of the combination weights created by the generator 52 of the combination weights. These weight combinations are calculated, at least in part, from the distortion correlations between the compressed values of the input signal of the stage and from the pure channel response (s) associated with the signal of interest, that is, the through channel, including the pulse shape of the transmitter / receiver filter and propagation effects.

Когда блок 56 оценки каналов, который, как здесь показано, может быть реализован для каждой ступени или реализован где-либо в приемнике 16, обеспечивает необходимые оценки каналов, блок 54 корреляций искажений создает необходимые оценки корреляций искажений. В частности, блок 54 корреляций искажений может вычислить корреляции искажений для соответствующей ступени 40-n в соответствии с общим способом, схематически представленным на фиг.4. Другими словами, корреляции искажений и, следовательно, веса объединения и оценки качества каналов, вычисленные на каждой ступени, привязаны к конкретной ступени и отражают последовательно уменьшенные уровни помех в ряде ступеней 40.When the channel estimator 56, which, as shown here, can be implemented for each stage or implemented somewhere in the receiver 16, provides the necessary channel estimates, the distortion correlation block 54 creates the necessary distortion correlation estimates. In particular, the distortion correlation unit 54 can calculate distortion correlations for the corresponding stage 40-n in accordance with the general method schematically represented in FIG. 4. In other words, the distortion correlations and, consequently, the union weights and channel quality estimates calculated at each stage are tied to a particular stage and reflect successively reduced noise levels in a number of stages 40.

Конечно, функциональные возможности блока 54 корреляции искажений могут быть реализованы для поддержки оценки корреляции искажений на интервалах, когда работа приемника 16 не запланирована. Во время указанных интервалов приемник 16 обычно не выполняет демодуляцию/декодирование, но сообщает сведения о качестве каналов. То есть на интервалах, не запланированных для работы, приемник 16 обычно не выполняет операции демодуляции/декодирования на основе SIC, но все еще выполняет оценку корреляции искажений для сообщения сведений о CQI.Of course, the functionality of the distortion correlation block 54 can be implemented to support the estimation of the distortion correlation at intervals when the operation of the receiver 16 is not planned. During these intervals, receiver 16 typically does not perform demodulation / decoding, but reports channel quality information. That is, at intervals not scheduled for operation, receiver 16 typically does not perform SIC-based demodulation / decoding, but still performs distortion correlation estimation to report CQI information.

В соответствии с детальной структурой SIC G-RAKE на фиг.6 и 7 формирование отношений сигнал-помехи (SINR), лежащих в основе оценки качества каналов, начинается с определения отношения β_ds/ps мощности передачи данных к мощности передачи пилот-сигналов в виде отношения суммарной мощности передачи, выделенной сигналу канала данных в передатчике 12, к суммарной мощности передачи, выделенной всем пилот-сигналам в передатчике 12. Аналогично отношение β_os/ps мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов представляет собой отношение суммарной мощности передачи, выделенной всем другим сигналам (речь, сигналы управления, служебные сигналы и т.д.) в передатчике 12, к суммарной мощности передачи, выделенной всем пилот-сигналам.In accordance with the detailed SIC G-RAKE structure in FIGS. 6 and 7, the formation of signal-to-noise ratios (SINRs) underlying the channel quality assessment begins with determining the ratio β _{ds / ps} of the transmission power of the data to the transmit power of the pilot signals in the form the ratio of the total transmit power allocated to the signal of the data channel in the transmitter 12 to the total transmit power allocated to all the pilot signals in the transmitter 12. Similarly, the ratio β _{os / ps} of the transmit power of the other signals to the transmit power of the pilot signals represents the total transmit power allocated to all other signals (speech, control signals, service signals, etc.) in the transmitter 12 to the total transmit power allocated to all pilot signals.

Далее можно определить ряд распределений мощности передачи, учитываемых при оценке качества каналов. Сначала можно обозначить векторы a_ds, a_os и a_ps длиной M как распределение мощностей сигналов данных, других сигналов и пилот-сигналов по передающим антеннам 14, причем m-е элементы обозначены соответственно как a_ds(m), a_os(m) и a_ps(m). Например, пусть имеется M=4 передающих антенны 14, а сигналы данных передаются от антенн 2 и 4 передатчика 12. Кроме того, пусть все другие сигналы передаются от антенны 1, и 15% суммарной мощности передачи выделено пилот-сигналом, по 5% для каждой из антенн 1 и 2 и по 2,5% для каждой из антенн 3 и 4. В этом случае a_ds=[0 1/2 0 1/2], где коэффициент 1/2 учитывает тот факт, что мощность сигнала данных делится поровну между двумя выбранными в данный момент антеннами из числа передающих антенн 14. Кроме того, a_os = [1 0 0 0] и a_ps=[1/3 1/3 1/6 1/6]. По определению сумма элементов каждого вектора распределения мощности равна единице.Further, it is possible to determine a number of transmission power distributions taken into account when evaluating the quality of channels. First, we can designate the vectors a _ds , a _os and a _{ps of} length M as the distribution of the power of the data signals, other signals and pilot signals over the transmitting antennas 14, and the mth elements are indicated respectively as a _ds (m), a _os (m) and a _ps (m). For example, suppose that there are M = 4 transmit antennas 14, and data signals are transmitted from antennas 2 and 4 of transmitter 12. In addition, let all other signals be transmitted from antenna 1, and 15% of the total transmit power is allocated by the pilot signal, 5% each each of antennas 1 and 2 and 2.5% for each of antennas 3 and 4. In this case, a _ds = [0 1/2 0 1/2], where the coefficient 1/2 takes into account the fact that the power of the data signal divided evenly between the two currently selected antennas from the number of transmitting antennas 14. In addition, a _os = [1 0 0 0] and a _ps = [1/3 1/3 1/6 1/6]. By definition, the sum of the elements of each power distribution vector is unity.

Теперь можно записать отношение SINR для n-й ступени схемы 38 приемника SIC G-RAKE, которое обозначено как ρ(n). Это значение представляет истинное отношение SINR, которое пытается оценить приемник 16, поддерживая гарантированную обратную связь по качеству каналов. n-я ступень связана с конкретной антенной из передающих антенн 14 с индексом как m_n. Например, если для передачи данных выбраны передающие антенны 2 и 4, то имеются две ступени для схемы 38 приемника SIC G-RAKE. Если предположить, что порядок таков, что поток данных на антенне 2 сначала декодируется первым, а поток на антенне 4 декодируется вторым, то тогда индексом антенны для ступени-1 будет m₁=2, а для ступени-2 m₂=4. При использовании такого обозначения SINR на одну элементарную посылку на код для некоторого произвольного результата выбора антенны в передатчике 12 задается в видеNow we can write the SINR ratio for the nth step of the SIC G-RAKE receiver circuit 38, which is denoted by ρ (n). This value represents the true SINR relationship that receiver 16 is trying to evaluate while maintaining guaranteed channel quality feedback. The nth step is associated with a specific antenna from transmitting antennas 14 with an index as m _n . For example, if transmit antennas 2 and 4 are selected for data transmission, then there are two steps for SIC G-RAKE receiver circuit 38. If we assume that the order is such that the data stream on antenna 2 is first decoded first, and the stream on antenna 4 is decoded second, then the antenna index for step-1 will be m ₁ = 2, and for step-2 m ₂ = 4. Using this notation, SINR per chip per code for some arbitrary result of antenna selection in transmitter 12 is specified as

Уравнение (5)Equation (5)

где, как и в уравнении (3), K - количество мультикодов, выделенных каналу данных (повторно используемых по активным антеннам), а N_p - коэффициент расширения, используемый для каналов пилот-сигналов, например, N_p=256 в стандарте WCDMA. Однако,

представляет собой вектор чистого отклика, соответствующий m-й передающей антенне для n-й ступени схемы 38 приемника SIC G-RAKE, а

- ковариационная матрица искажений, соответствующая n-й ступени. Запись с тильдой для

и

используется для подчеркивания того факта, что коэффициенты усиления канальных ответвлений (от которых зависят чистый отклик и ковариация искажений) масштабируются энергией пилот-сигнала на символ. Чистый отклик и ковариация искажений выражаются таким способом потому, что они в этом варианте сформированы параметрически с использованием канальных оценок, полученных из сжатых символов пилот-сигнала, которые содержат в неявном виде указанное масштабирование.where, as in equation (3), K is the number of multi-codes allocated to the data channel (reused by active antennas), and N _p is the expansion coefficient used for pilot channels, for example, N _p = 256 in the WCDMA standard. However,

represents the net response vector corresponding to the mth transmit antenna for the n-th stage of the SIC G-RAKE receiver circuit 38, and

is the covariance distortion matrix corresponding to the nth step. Tilde record for

and

used to emphasize the fact that the gain of the channel branches (which determine the clean response and distortion covariance) is scaled by the pilot energy per symbol. The net response and covariance of distortions are expressed in this way because they are parametrically generated in this embodiment using channel estimates obtained from compressed pilot symbols that contain the specified scaling implicitly.

Более подробно ковариационная матрица искажений для n-й ступени задается в видеIn more detail, the covariance distortion matrix for the nth step is defined as

Уравнение (6)Equation (6)

где фиксирует помехи из-за канала данных,

фиксирует помехи из-за других каналов, а

фиксирует комбинацию помех от других сот и шума. Если помехи от других сот можно аппроксимировать как белый шум, то тогда, как было замечено ранее,

является диагональной матрицей, заданной выражением

=N_oR_pulse.Where captures interference due to data channel,

captures interference due to other channels, and

captures a combination of interference from other cells and noise. If the interference from other cells can be approximated as white noise, then, as was noted earlier,

is the diagonal matrix given by

= N _o R _pulse .

Ковариационная матрица искажений делится на несколько членов для отражения того факта, что сигнал данных и другие сигналы проходят по каналам с разными замираниями между передатчиком 12 и приемником 16 и что подавление SIC применяется только к сигналу данных, так что

является функцией индекса n ступени. Выражение в уравнении (6) в неявном виде предполагает, что в схеме 38 приемника SIC G-RAKE выполняется вычитание пилот-сигнала, так что компонента помех из-за пилот-сигналов отсутствует. Если необходимо, то могут быть включены корреляции искажений из-за пилот-сигналов в виде ковариационной матрицы

искажений из-за пилот-сигналов.The covariance distortion matrix is divided into several members to reflect the fact that the data signal and other signals pass through channels with different fading between transmitter 12 and receiver 16 and that SIC suppression applies only to the data signal, so

is a function of the n-stage index. The expression in equation (6) implicitly assumes that the pilot signal is subtracted in the SIC G-RAKE receiver circuit 38, so that there is no interference component due to the pilot signals. If necessary, distortion correlations due to pilot signals in the form of a covariance matrix can be included

distortion due to pilot signals.

Часть ковариационной матрицы для других сигналов задается в видеPart of the covariance matrix for other signals is specified as

Уравнение (7)Equation (7)

где

, заданная ниже в уравнении (9), фиксирует помехи из-за межсимвольных помех (ISI) и помех из-за множественного доступа (MAI) от m-й передающей антенны. Часть ковариационной матрицы искажений из-за сигналов данных с учетом подавления SIC задается в видеWhere

defined in equation (9) below, fixes interference due to intersymbol interference (ISI) and interference due to multiple access (MAI) from the mth transmit antenna. Part of the covariance matrix of distortions due to data signals, taking into account SIC suppression, is specified as

Уравнение (8)Equation (8)

Здесь A(n) обозначает поднабор активных передающих антенн на n-й ступени, для которой уже выполнено подавление помех из-за данных. Первый член этого выражения фиксирует помехи из-за повторного использования кодов, которые еще не были подавлены, причем этот член масштабируется с помощью коэффициента расширения, использованного для канала данных, то есть N_s=16 для HSDPA. Второй член относится к помехам ISI/MAI от передающих антенн, которые еще не подавлены. Элементы матрицы

для ISI/MAI задаются в видеHere, A (n) denotes a subset of active transmit antennas at the n-th stage for which data interference cancellation has already been performed. The first term of this expression captures interference due to the reuse of codes that have not yet been suppressed, and this term is scaled using the spreading factor used for the data channel, i.e., N _s = 16 for HSDPA. The second term refers to ISI / MAI interference from transmit antennas that are not yet suppressed. Matrix Elements

for ISI / MAI are set as

Уравнение (9)Equation (9)

Приемник 16 должен сначала оценить, а затем передать квантованные версии SINR ρ(n) для одной или нескольких ступеней 40 схемы 38 приемника SIC G-RAKE для одного или нескольких различных вариантов выбора передающих антенн, то есть для одного или нескольких желаемых поднаборов передающих антенн 14. Таким образом, ключевой частью этой оценки для приемника 16 является оценка SINR, как если бы он обслуживался каждым поднабором передающих антенн 14, для которого приемник 16 сообщает сведения об оценках качества каналов. Сообщенные данные о качестве каналов используют в передатчике при планировании работы пользователей (то есть приемник 16 и другие указанные приемники обслуживаются по сигналу HSDPA, который передается передатчиком 12). Таким образом, оценки SINR от приемника 16 не должны (что было бы неправильным) зависеть от текущего результата выбора антенн в передатчике 12. То есть наилучший вариант выбора передающих антенн для приемника 16 скорее всего не совпадает с текущим вариантом выбора передающих антенн, который используется в данный момент для обслуживания другого пользователя.The receiver 16 must first evaluate and then transmit the quantized versions of SINR ρ (n) for one or more steps 40 of the SIC G-RAKE receiver circuit 38 for one or more different transmit antenna options, i.e., for one or more desired subsets of transmit antennas 14 Thus, a key part of this assessment for receiver 16 is the SINR assessment, as if it was serviced by each subset of transmit antennas 14, for which receiver 16 reports channel quality estimates. The reported channel quality data is used in the transmitter when planning user operations (i.e., receiver 16 and other indicated receivers are served by the HSDPA signal, which is transmitted by transmitter 12). Thus, the SINR estimates from receiver 16 should not (which would be incorrect) depend on the current antenna selection result in transmitter 12. That is, the best transmission antenna selection for receiver 16 most likely does not match the current transmission antenna selection used in currently serving another user.

С этой точки зрения, напомним, что распределение a_ds мощности передающих антенн для сигналов данных является функцией выбора антенн. Поскольку приемник 16 передает сообщения об отношениях SINR для одного или нескольких желаемых вариантов выбора антенн, он знает a_ds и может быть сконфигурирован в предположении равномерного распределения мощности по выбранным передающим антеннам для данного результата выделения суммарной мощности сигналов данных в передатчике 12; то есть какая бы мощность передачи ни использовалась в совокупности для передачи сигнала данных, указанная мощность равномерно делится среди любого рассматриваемого поднабора передающих антенн.From this point of view, recall that the distribution of a _ds power of transmitting antennas for data signals is a function of the selection of antennas. Since the receiver 16 transmits SINR relationships for one or more of the desired antenna selection options, it knows a _ds and can be configured to assume that the power is evenly distributed over the selected transmit antennas for a given result of extracting the total power of the data signals in transmitter 12; that is, whatever transmit power is used together to transmit the data signal, the indicated power is evenly divided among any considered subset of transmit antennas.

При этом подходе приемник 16 исключает влияние текущего выбора передающих антенн, параметрически формируя ковариационную матрицу

и вектор

чистого отклика и вычисляя SINR ρ(n) непосредственно по уравнению (5). Такая оценка качества каналов выполняется для одного или нескольких вариантов выбора a_ds передающих антенн, для которых приемник 16 собирается сообщить данные об SINR. Например, приемник 16 может вычислить отношения SINR для различных вариантов выбора антенн и выбрать наилучший один или более вариантов, по которым передавать сведения о SINR. Термин «наилучший» может означать вариант(ы) выбора антенн, максимизирующие либо сами отношения SINR, либо некоторые функции этих SINR, например скорость передачи данных. Конечно, вместе с сообщениями о SINR приемник 16 обычно должен обеспечить обратную связь для варианта (вариантов) выбора антенн, которым соответствуют SINR, так что передатчик 12 может выбрать подходящий поднабор передающих антенн 14 для передачи от них сигнала данных на приемник 16 в следующий запланированный интервал времени для этого приема.With this approach, the receiver 16 eliminates the influence of the current choice of transmitting antennas, parametrically forming a covariance matrix

and vector

net response and calculating SINR ρ (n) directly by equation (5). This channel quality assessment is performed for one or more a _ds transmit antenna options for which receiver 16 is about to report SINR data. For example, receiver 16 may calculate SINR ratios for various antenna choices and select the best one or more options by which to transmit SINR information. The term “best” may mean antenna option (s) that maximize either the SINRs themselves or some of the functions of these SINRs, such as data rate. Of course, together with SINR messages, receiver 16 usually needs to provide feedback for the antenna option (s) that the SINR corresponds to, so transmitter 12 can select a suitable subset of transmitter antennas 14 to transmit a data signal from them to receiver 16 at the next scheduled interval time for this reception.

Первым шагом при оценке качества каналов для приемника 16 является оценка задержек τ_lmp канальных ответвлений, которая может быть выполнена с использованием стандартных способов поиска траекторий. Следующим шагом является оценка масштабированных коэффициентов усиления

ответвлений каналов путем сжатия канала пилот-сигнала от каждой передающей антенны и использования сведений о конфигурациях символов пилот-сигналов. Поскольку значения сжатых пилот-сигналов всегда масштабированы в соответствии с энергией символа пилот-сигнала, оцененные коэффициенты усиления канальных ответвлений масштабируются в неявном виде, что дополняет вычисление параметрических форм для ковариационной матрицы чистого отклика и искажений в уравнении (1) и уравнении (6).The first step in evaluating the quality of the channels for receiver 16 is to estimate the delays τ _{lmp of the} channel branches, which can be performed using standard trajectory search methods. The next step is to evaluate the scaled gain

channel branches by compressing the pilot channel from each transmit antenna and using the pilot symbol configuration information. Since the values of the compressed pilot signals are always scaled in accordance with the symbol energy of the pilot signal, the estimated channel branch gain is scaled implicitly, which complements the calculation of the parametric forms for the covariance matrix of the net response and distortion in equation (1) and equation (6).

При наличии вычисленных таким образом оценок коэффициентов усиления и задержек ответвлений вектор h_m чистого отклика в уравнении (1) можно вычислить непосредственно для данного набора местоположений отводов (τ_q). Также можно непосредственно вычислить часть ISI/MAI ковариационной матрицы искажений, то есть

в уравнении (9) для выбранных местоположений отводов.If there are estimates of the amplification factors and branch delays calculated in this way, the net response vector h _m in equation (1) can be calculated directly for a given set of branch locations (τ _q ). You can also directly calculate part of the ISI / MAI of the covariance distortion matrix, i.e.

in equation (9) for selected tap locations.

Остальными параметрами, необходимыми для вычисления оценок качества каналов в приемнике 16, то есть вычисления значений ρ(n), являются следующие:The remaining parameters necessary for calculating the channel quality estimates in the receiver 16, that is, calculating the ρ (n) values, are as follows:

отношение β_ds/ps мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и количество мультикодов K;the ratio of β _{ds / ps} data transmission power to pilot transmission power and the number of multi-codes K;

отношение β_оs/ps мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределение a_os мощности других сигналов;the ratio β _{os / ps} of the transmission power of other signals to the transmission power of the pilot signals and the distribution of a _{os the} power of other signals;

распределение a_рs мощности передающих антенн для пилот-сигналов;power distribution of _aps transmitting antennas for pilot signals;

корреляции R_oc искажений из-за помех от других сот.correlations R _oc distortion due to interference from other cells.

Что касается первого пункта в указанном списке, то по меньшей мере в одном варианте приемник 16 использует предварительно согласованные или номинальные значения для β_ds/ps и K. Поскольку SINR ρ(n) изменяется линейно в зависимости от обоих этих параметров, передатчик 12 может масштабировать значения SINR, которые были сообщены приемником 16, в соответствии с действительными значениями, используемыми им во время планирования.As for the first item in the list, in at least one embodiment, the receiver 16 uses pre-agreed or nominal values for β _{ds / ps} and K. Since SINR ρ (n) varies linearly depending on both of these parameters, the transmitter 12 can scale SINR values that were reported by receiver 16 according to the actual values used by them during scheduling.

В другом варианте передатчик сигнализирует о действительном отношении β_ds/ps мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов по прямой линии связи, а приемник 16 сконфигурирован для приема указанной сигнальной информации. Пока отношение мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов значительно не изменилось в течение выбранной задержки на сигнализацию, то есть на интервале между обновленными сигнальными значениями, этот подход дает хорошую точность. Естественно, что в качестве сигнального значения можно также использовать количество кодов K.In another embodiment, the transmitter signals the actual ratio β _{ds / ps} of the transmit power of the data signals to the transmit power of the pilot signals on the forward link, and the receiver 16 is configured to receive said signal information. As long as the ratio of the transmit power of the data signals to the transmit power of the pilot signals has not changed significantly during the selected signaling delay, that is, in the interval between the updated signal values, this approach gives good accuracy. Naturally, the number of K codes can also be used as a signal value.

Стандарт WCDMA уже включает в себя обеспечение сигнализации об отношении мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов, но эта сигнализация обычно выполняется не очень часто. Одной причиной для более частой сигнализации об отношении мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов является то, что это упрощает оценку отношения β_os/ps мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов в приемнике 16, как обсуждается ниже. Если предположить, что обеспечена сигнализация от передатчика к приемнику, то можно полагать, что приемник 12 имеет информацию о действительном значении β_ds/ps в приведенных ниже вычислениях.The WCDMA standard already includes providing signaling about the ratio of data signal transmit power to pilot transmit power, but this signaling is usually not performed very often. One reason for more frequent signaling about the ratio of data signal transmit power to pilot transmit power is that it simplifies the estimation of the ratio β _{os / ps} of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals in receiver 16, as discussed below. If we assume that the signaling from the transmitter to the receiver is provided, then we can assume that the receiver 12 has information about the actual value of β _{ds / ps} in the calculations below.

Что касается второго пункта в вышеуказанном списке, то можно полагать, что передатчик 12 передает на приемник 16 сигналы по прямой линии связи, которые включают в себя отношение β_os/ps мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов, и что приемник 16 сконфигурирован для приема указанных значений посредством сигнализации от передатчика. Указанная сигнализация упрощает оценку качества канала в приемнике 16 за счет добавленной сигнализации по прямой линии связи, выполняемой передатчиком 12.Regarding the second item in the above list, it can be assumed that the transmitter 12 transmits to the receiver 16 signals on the forward link, which include the ratio β _{os / ps} of the transmit power of the other signals to the transmit power of the pilot signals, and that the receiver 16 is configured to receive the indicated values by signaling from the transmitter. The specified signaling simplifies the estimation of the quality of the channel in the receiver 16 due to the added signaling on the forward link performed by the transmitter 12.

В альтернативном варианте передатчик 12 не передает сигнал об отношении β_os/ps мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов, а приемник 16 сконфигурирован для оценки этого отношения. При поддержке указанной оценки передатчик 12 может быть сконфигурирован для сигнализации о распределении a_os мощности передающих антенн для других сигналов на приемник 16. Поскольку это распределение обычно изменяется нечасто или не изменяется вовсе, передача сигнала о распределении может выполняться нечасто или даже один раз, например при установке вызова. Например, если передатчик 12 сконфигурирован таким образом, что мощность всех других сигналов передается все время от антенны 1 из числа передающих антенн 14, то тогда a_os(m)=1 для m=1 и равно 0 в противном случае. Таким образом, указанные ниже вычисления предполагают, что приемник 16 имеет информацию о распределении мощности передающих антенн для других сигналов независимо от того, предполагается ли для этого значение по умолчанию или принимаются ли эти данные посредством сигнализации от передатчика 12.Alternatively, the transmitter 12 does not transmit a signal about the ratio β _{os / ps} of the transmit power of the other signals to the transmit power of the pilot signals, and the receiver 16 is configured to evaluate this ratio. Supporting this estimate, the transmitter 12 can be configured to signal the distribution of a _os power of the transmit antennas for other signals to the receiver 16. Since this distribution usually varies infrequently or does not change at all, the distribution signal can be transmitted infrequently or even once, for example, set up a call. For example, if the transmitter 12 is configured so that the power of all other signals is transmitted all the time from the antenna 1 from the number of transmitting antennas 14, then a _os (m) = 1 for m = 1 and is 0 otherwise. Thus, the calculations below assume that the receiver 16 has information about the power distribution of the transmit antennas for other signals, regardless of whether it is assumed to be the default value or whether this data is received by signaling from the transmitter 12.

Что касается третьего члена в вышеуказанном списке, то предположим, что приемнику 16 также известно распределение a_ps мощности передающих антенн для пилот-сигналов. Поскольку это значение обычно со временем не изменяется, сигнализация об этом распределении от передатчика 12 на приемник 16 может быть выполнена один раз при установке вызова. В альтернативном варианте для a_ps может быть принято значение по умолчанию либо это значение может быть оценено посредством усреднения на очень длинном временном интервале.As for the third term in the above list, suppose that the receiver 16 also knows the distribution of a _ps power of the transmit antennas for the pilot signals. Since this value usually does not change over time, the signaling of this distribution from the transmitter 12 to the receiver 16 can be performed once when a call is established. Alternatively, the default value can be taken for a _ps, or this value can be estimated by averaging over a very long time interval.

Что касается четвертого члена в вышеуказанном списке, то обсуждаемый в данный момент вариант приемника сконфигурирован в предположении, что помехи от других сот аппроксимируется белым шумом. Таким образом, корреляции искажений от других сот могут быть выражены как R_oc=N₀R_pulse, где N₀ - спектральная плотность мощности шума плюс помехи от других сот. Поскольку N₀ обычно не известно, приемник 16 сконфигурирован для его оценки при поддержке вычислений корреляций искажений и оценок качества каналов. В приемнике 16 может быть реализовано любое количество методов оценки шума, но здесь далее подробно описывается два предпочтительных метода: в основе одного лежит подход на основе максимального правдоподобия (ML), а другого - подход на основе максимального собственного вектора.As for the fourth term in the above list, the receiver option currently being discussed is configured on the assumption that interference from other cells is approximated by white noise. Thus, correlations of distortions from other cells can be expressed as R _oc = N ₀ R _pulse , where N ₀ is the spectral density of noise power plus interference from other cells. Since N ₀ is not usually known, receiver 16 is configured to estimate it, while supporting distortion correlation calculations and channel quality estimates. Any number of noise estimation methods can be implemented in receiver 16, but hereinafter two preferred methods are described in detail: one is based on the maximum likelihood (ML) approach and the other is based on the maximum eigenvector.

С учетом вышеуказанных оценок, стандартных предположений и/или наличия сигнализации можно видеть, что по меньшей мере в одном варианте приемник 16 имеет все необходимое для оценки качества каналов за исключением N₀ и β_os/ps.Given the above estimates, standard assumptions, and / or the presence of signaling, it can be seen that in at least one embodiment, receiver 16 has everything necessary to evaluate channel quality except for N ₀ and β _{os / ps} .

Приемник 16 может быть сконфигурирован для оценки β_os/ps путем оценки на первом шаге ковариационной матрицы на основе отсчетов элементарных посылок полученного (составного) сигнала до сжатия. Эта ковариационная матрица может быть обозначена как R_r. Ковариационная матрица отсчетов элементарных посылок имеет ту же размерность, что и ковариационная матрица

искажений. Кроме того, задержки полученного сигнала, используемого при вычислении R_r, будут такими же, как задержки, используемые для оценки

. Оценку получают путем простого усреднения векторного произведения вектора r(i) задержанных отсчетов элементарных посылок на множестве позиций в заданном временном окне, например на одном интервале времени транспортировки (TTI) в стандарте W-CDMA, то естьThe receiver 16 can be configured to estimate β _{os / ps} by estimating at the first step the covariance matrix based on the samples of the received (composite) signal before compression. This covariance matrix can be denoted as R _r . The covariance matrix of samples of elementary premises has the same dimension as the covariance matrix

distortions. In addition, the delays of the received signal used in the calculation of R _r will be the same as the delays used to estimate

. The estimate is obtained by simply averaging the vector product of the vector r (i) of the delayed samples of the chips at a set of positions in a given time window, for example, at one transportation time interval (TTI) in the W-CDMA standard, i.e.

Уравнение (10)Equation (10)

Поскольку в одном интервале TTI имеется большое количество отсчетов элементарных посылок, можно получить очень хорошую оценку R_r. Для получения среднего значения, а также, например, окна передачи переменной длительности, экспоненциально взвешенного среднего и т.д. в других вариантах приемника 16 могут использоваться другие подходы. Независимо от этого истинное значение для ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок задается в видеSince there are a large number of chip samples in one TTI interval, a very good estimate of R _r can be obtained. To obtain the average value, as well as, for example, transmission windows of variable duration, exponentially weighted average, etc. in other embodiments of receiver 16, other approaches may be used. Regardless of this, the true value for the covariance matrix of samples of elementary premises is given in the form

Уравнение (11)Equation (11)

где α_T/P(m) называется отношением трафик - пилот-сигнал и определяется как отношение совокупной мощности сигналов данных, других сигналов и пилот-сигналов на m-й антенне к мощности пилот-сигналов на m-й антенне. Матрица

имеет ту же форму, что и матрица R_m, определенная в уравнении (9). Единственным отличием является то, что при внутреннем суммировании в уравнении (9) член k=0 не должен быть исключен. Это отличие возникает потому, что понятие об ортогональности кода до сжатия отсутствует.where α _{T / P} (m) is called the traffic-pilot ratio and is defined as the ratio of the total power of data signals, other signals and pilot signals on the m-th antenna to the power of pilot signals on the m-th antenna. Matrix

has the same form as the matrix R _m defined in equation (9). The only difference is that with internal summation in equation (9), the term k = 0 should not be excluded. This difference arises because the concept of orthogonality of the code before compression is absent.

Приемник 16 может быть сконфигурирован для оценки отношения β_os/ps мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов на основе выражения ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок в уравнении (11) в следующей объединенной форме:The receiver 16 can be configured to estimate the ratio β _{os / ps} of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals based on the expression of the covariance matrix of samples of the chips in equation (11) in the following combined form:

Уравнение (12)Equation (12)

В приведенной выше формуле R_r является функцией отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов β_os/ps, подлежащего оценке. Когда приемник 16 оценивает ковариационную матрицу отсчетов элементарных посылок, результат будет представлять собой функцию вектора текущего распределения мощности передающих антенн для сигналов данных, обозначенного как

, который не обязательно будет совпадать с вектором, соответствующим варианту (вариантам) выбора передающих антенн, посредством которых приемник 16 желает передавать сообщения об отношениях SINR. Следовательно, при оценке β_os/ps вектор

считается неизвестным, поэтому выполняется его оценка.In the above formula, R _r is a function of the ratio of the transmit power of the other signals to the transmit power of the pilot signals β _{os / ps} to be estimated. When the receiver 16 estimates the covariance matrix of samples of the chips, the result will be a function of the vector of the current power distribution of the transmitting antennas for data signals, denoted as

, which will not necessarily coincide with the vector corresponding to the option (s) of the choice of transmitting antennas by which the receiver 16 wishes to transmit SINR relationship messages. Therefore, when estimating β _{os / ps, the} vector

is considered unknown, therefore, its assessment is performed.

Для оценки приемник 16 может быть сконфигурирован для моделирования помех от других сот в виде белого шума, то есть R_oc=N₀R_pulse. Строго говоря, уровень N₀ шума в общем случае не известен, но приемник 16 может избежать необходимости поиска в очень большом пространстве, посчитав уровень шума известным. Начальную оценку уровня шума можно получить, используя любой из двух независимых подходов, описанных в следующих двух подразделах. Уточненную оценку уровня шума можно получить итеративным путем, формируя сначала оценку ML для β_os/ps и

с использованием начальной оценки для N₀. Затем эти два параметра можно рассматривать как известные значения, а оценку ML можно повторить за исключением того, что в это время N₀ считается неизвестным. Приемник 16 может повторять этот итеративный процесс столько раз, сколько потребуется для уточнения оценок βos/ps и N₀.For evaluation, receiver 16 may be configured to model interference from other cells in the form of white noise, i.e., R _oc = N ₀ R _pulse . Strictly speaking, the noise level N ₀ is generally not known, but the receiver 16 can avoid the need to search in a very large space, considering the noise level known. An initial estimate of the noise level can be obtained using either of the two independent approaches described in the next two sections. An updated estimate of the noise level can be obtained iteratively, first forming the ML estimate for β _{os / ps} and

using the initial estimate for N ₀ . Then these two parameters can be considered as known values, and the ML estimate can be repeated except that at this time N ₀ is considered unknown. Receiver 16 can repeat this iterative process as many times as needed to refine the estimates of βos / ps and N ₀ .

Для оценки отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов с использованием подхода ML приемник 16 может определить логарифмическое отношение максимального правдоподобия (подлежащего максимизации) в виде

, гдеTo estimate the ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals using the ML approach, receiver 16 can determine the logarithmic ratio of maximum likelihood (to be maximized) in the form

where

Уравнение (13)Equation (13)

является конкатенацией N векторов задержанных отсчетов элементарных посылок на различных позициях внутри интервала TTI. При обработке можно предположить, что r(i) является случайным гауссовым комплексным вектором с нулевым средним с ковариационной матрицей R_r. Дополнительно предполагается, что значения r(i) разнесены достаточно далеко от

для i≠j. При этих предположениях логарифмическое отношение максимального правдоподобия задается в видеis the concatenation of N vectors of delayed samples of the chips at different positions within the TTI interval. During processing, we can assume that r (i) is a random Gaussian complex vector with zero mean with a covariance matrix R _r . Additionally, it is assumed that the values of r (i) are spaced far enough from

for i ≠ j. Under these assumptions, the logarithmic ratio of maximum likelihood is given in the form

Уравнение (14)Equation (14)

где tr[A] - след матрицы, а log(A) - логарифм матрицы, но не логарифм элементов A. В этом выражении R_r вычисляется через уравнение (5) с использованием оценок каналов в параметрической форме для

. Ковариационная матрица

отсчетов оценивается через уравнение (10).where tr [A] is the trace of the matrix, and log (A) is the logarithm of the matrix, but not the logarithm of the elements A. In this expression, R _{r is} calculated through equation (5) using channel estimates in parametric form for

. Covariance matrix

samples is estimated through equation (10).

Для обеспечения максимума логарифмического отношения максимального правдоподобия выражение

должно вычисляться для всех возможных значений гипотезы

. Вектор

распределения мощности является дискретным и поэтому имеет только конечное количество значений, а если точно, то 2^M. Другая гипотеза β_os/ps является непрерывной, так что можно выполнить квантование для сведения ее к конечному количеству значений. Чем меньше шаг квантования, тем большее пространство потребуется для поиска, что указывает на необходимость поиска компромисса между сложностью и точностью. Требуемым результатом максимизации является наиболее вероятное значение β_os/ps, но в этом процессе также получают результат

текущего выбора антенн. Как упоминалось ранее, для этого не требуется, чтобы приемник 16 передавал сообщения о качестве каналов (например, сообщение о SINR), поскольку приемник 16 обычно формирует ковариационные матрицы искажений на основе вариантов выбора

антенн, который он сделал.To ensure maximum logarithmic ratio of maximum likelihood expression

should be calculated for all possible hypothesis values

. Vector

power distribution is discrete and therefore has only a finite number of values, and if it is accurate, then 2 ^M. Another hypothesis β _{os / ps} is continuous, so that quantization can be performed to reduce it to a finite number of values. The smaller the quantization step, the greater the space required for the search, which indicates the need to find a compromise between complexity and accuracy. The required result of maximization is the most probable value of β _{os / ps} , but in this process they also get the result

current selection of antennas. As mentioned earlier, this does not require receiver 16 to transmit channel quality messages (e.g., SINR message), since receiver 16 typically generates covariance distortion matrices based on the selections

antennas that he made.

Сведения об отношении β_ds/ps мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов, полученные в результате сигнализации по прямой линии связи, упрощают оценку ML для β_os/ps, поскольку если отношение мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов было не известно, то тогда гипотеза будет иметь более высокую размерность и пространство поиска станет гораздо больше. Концептуально это не представляет проблемы, и приемник 16 может использовать вышеуказанную формулу для оценки β_ds/ps, если его значение было неизвестным.Information on the ratio of β _{ds / ps} data transmission power to pilot transmission power obtained as a result of signaling on the forward link simplifies the ML estimation for β _{os / ps} , since if the ratio of data transmission power to pilot transmission power was it is not known, then the hypothesis will have a higher dimension and the search space will become much larger. Conceptually, this is not a problem, and receiver 16 can use the above formula to estimate β _{ds / ps} if its value was unknown.

Таким образом, задачей приемника остается выполнить рабочую оценку уровня N₀ шума. Для этого можно использовать ряд подходов, но раскрытые здесь способы включают в себя два предпочтительных подхода к требуемой оценке шума. Оба подхода основаны на оцененной ковариационной матрице

отсчетов элементарных посылок. Сначала находится решение по методу наименьших квадратов (LS) с использованием формы ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок в уравнении (11). При этом подходе приемник 16 заменяет R_r в левой части на ее оценку

и моделирует помехи от других сот как белый шум, так что R_oc=N₀R_pulse. Кроме того, вычисляется

в правой части с использованием оценок каналов в параметрической форме для этой матрицы в уравнении (9).Thus, the task of the receiver remains to perform a working assessment of the noise level N ₀ . A number of approaches can be used for this, but the methods disclosed herein include two preferred approaches to the required noise estimate. Both approaches are based on the estimated covariance matrix

samples of elementary premises. First, find the solution using the least squares (LS) method using the form of the covariance matrix of samples of elementary premises in equation (11). With this approach, receiver 16 replaces R _r on the left with its estimate

and models the interference from other cells as white noise, so that R _oc = N ₀ R _pulse . It is also calculated

on the right side using channel estimates in parametric form for this matrix in equation (9).

В результате получают систему из множества уравнений только с M+1 неизвестными, то есть M отношениями α_T/P(m) трафик - пилот-сигнал и уровнем N₀ шума. Эта система может быть представлена в виде Ax=b, гдеAs a result, a system of many equations is obtained with only M + 1 unknowns, that is, M α – _{T / P} (m) traffic – pilot signal ratios and noise level N ₀ . This system can be represented as Ax = b, where

Уравнение (15)Equation (15)

- вектор неизвестных. n-й элемент вектора b задается (p,q)-м элементом матрицы

, а n-я строка матрицы A задается в видеis a vector of unknowns. The nth element of the vector b is defined by the (p, q) th element of the matrix

, and the nth row of the matrix A is given in the form

Уравнение (16)Equation (16)

где

- (p,q)-й элемент

, а

- дельта-функция. Решение LS для системы уравнений выглядит следующим уравнением:Where

- (p, q) th element

, but

- delta function. The LS solution for the system of equations is as follows:

Уравнение (17)Equation (17)

Имеется значительная свобода при выборе элементов матриц для формирования A и b. Минимальное количество элементов, которое может обеспечить решение указанной системы уравнений, составляет M+1. Однако использование значительно большего количества элементов улучшает качество усреднения шума. Одним из примеров является выбор элементов, соответствующих нескольким начальным диагоналям каждой матрицы

. Пригодные уравнения обеспечиваются только главной диагональю и верхними диагоналями, поскольку матрица

является эрмитовой.There is considerable freedom in the selection of matrix elements for the formation of A and b. The minimum number of elements that can provide a solution to this system of equations is M + 1. However, the use of a significantly larger number of elements improves the quality of averaging noise. One example is the selection of elements corresponding to several initial diagonals of each matrix

. Suitable equations are provided only by the main diagonal and the upper diagonals, since the matrix

is Hermitian.

Оценка уровня шума с использованием подхода LS имеет тенденцию к смещению оценки, причем это смещение особенно очевидно при больших отношениях сигнал-шум (SNR), когда уровень шума относительно мал по сравнению с отношениями трафик - пилот-сигнал, и оценка N₀ «абсорбирует» относительно большое количество шума из-за несовершенных оценок каналов, используемых для вычисления

. В результате получается положительное смещение (переоценка уровня шума), которое является возрастающей функцией SNR. Функция смещения зависит от дисперсии ошибки оценки канала и типа самого канала. Если известна статистика смещения для данной среды, то тогда приемник 16 может улучшить оценку уровня шума, применив корректирующий коэффициент для этой оценки, который уменьшает смещение. Например, корректирующий коэффициент может представлять собой определенный процентиль случайного смещения. С точки зрения передачи сведений о CQI лучше всего выбрать процентиль таким образом, чтобы уровень шума был слегка переоценен, так чтобы окончательная оценка SINR, сообщаемая приемником 16, была слегка недооценена. Таким образом, процесс адаптации линии связи в передатчике 12 не становится излишне интенсивным, что позволяет избежать избыточного количества повторных передач от передатчика 12 на приемник 16.Estimating noise using the LS approach tends to bias the estimates, and this bias is especially evident with large signal-to-noise (SNR) ratios, when the noise level is relatively small compared to the traffic-pilot ratios, and the estimate N ₀ “absorbs” relatively high noise due to imperfect channel estimates used to compute

. The result is a positive bias (re-estimation of the noise level), which is an increasing function of the SNR. The bias function depends on the variance of the channel estimation error and the type of channel itself. If bias statistics for a given environment are known, then receiver 16 can improve the noise estimate by applying a correction factor for this estimate, which reduces bias. For example, the correction factor may be a certain percentile of a random bias. From the point of view of transmitting CQI information, it is best to select the percentile so that the noise level is slightly overestimated, so that the final SINR reported by receiver 16 is slightly underestimated. Thus, the process of adapting the communication line in the transmitter 12 does not become too intense, which avoids the excessive number of retransmissions from the transmitter 12 to the receiver 16.

Второй подход, который может быть реализован в приемнике 16, предполагает оценку шума на основе вычисления собственных значений оценки ковариационной матрицы R_r отсчетов элементарных посылок. Пока размерность R_r много больше M, максимальные собственные значения соответствуют сигнальной компоненте, а минимальные - шумовой компоненте. Следовательно, оценкой уровня шума является просто минимальное собственное значение оцененной ковариационной матрицы

элементарных посылок. В альтернативном варианте в некоторых случаях оценка может быть улучшена путем усреднения нескольких минимальных собственных значений.The second approach, which can be implemented in the receiver 16, involves estimating the noise based on the calculation of the eigenvalues of the estimation of the covariance matrix R _{r of the} samples. While the dimension R _{r is} much larger than M, the maximum eigenvalues correspond to the signal component, and the minimum correspond to the noise component. Therefore, an estimate of the noise level is simply the minimum eigenvalue of the estimated covariance matrix

elementary premises. Alternatively, in some cases, the estimate can be improved by averaging several minimum eigenvalues.

При частично-параметрическом подходе к оценке качества каналов, в отличие от полнопараметрического подхода, где для формирования корреляций искажений использовались параметрические формы для помех собственной соты и от других сот, в параметрической форме представлена только та часть корреляций искажений, которая возникает из-за помех от сигналов данных. Эти части других сигналов в той же соте и сигналы других сот являются непараметрическими в том смысле, что в оценках корреляции искажений используются измеренные значения.In the partially-parametric approach to channel quality assessment, in contrast to the full-parameter approach, where parametric forms for interference of the own cell and from other cells were used to generate distortion correlations, only that part of the distortion correlations that occurs due to interference from data signals. These parts of other signals in the same cell and the signals of other cells are nonparametric in the sense that measured values are used in distortion correlation estimates.

При этом частично-параметрическом подходе сначала оценивается ковариационная матрица полученных отсчетов элементарных посылок до сжатия. В альтернативном варианте ковариационная матрица искажений может быть оценена с использованием сжатых пилот-символов. Однако первое отличается меньшим шумом, поскольку в одном интервале TTI гораздо больше отсчетов элементарных посылок, чем пилот-символов, используемых для формирования оценки. В любом варианте, поскольку на часть ковариационной матрицы из-за канала данных влияет выбранный в данный момент поднабор передающих антенн, эта часть исключается, и остаются искажения только из-за других сигналов, пилот-сигналов и помех от других сот. Если в приемнике 16 используется вычитание пилот-сигнала, то тогда искажение из-за пилот-сигналов можно также исключить. В этом случае результирующая ковариационная матрица искажений дополняется путем возвращения части, которая обусловлена каждым возможным поднабором передающих антенн, для которых приемник 16 желает передать сведения о CQI.With this partially-parametric approach, the covariance matrix of the obtained samples of elementary premises before compression is first estimated. Alternatively, the covariance distortion matrix can be estimated using compressed pilot symbols. However, the first is less noise, since in one TTI interval there are much more samples of chips than the pilot symbols used to form the estimate. In any case, since part of the covariance matrix due to the data channel is affected by the currently selected subset of transmitting antennas, this part is eliminated and distortion remains only due to other signals, pilot signals and interference from other cells. If pilot subtraction is used in receiver 16, then distortion due to pilot signals can also be eliminated. In this case, the resulting covariance distortion matrix is supplemented by returning the part that is due to each possible subset of transmitting antennas for which receiver 16 wishes to transmit CQI information.

Если предположить, что в приемнике 16 для канала данных используется подавление SIC, то дополнение матрицы обрабатывается отдельно для каждой ступени 40 схемы 38 приемника SIC G-RAKE. Указанное дополнение можно выполнить путем использования параметрических форм ковариационной матрицы искажений, которые можно вычислить, применив оценки канальных коэффициентов и задержек. Как только сформированы дополненные ковариационные матрицы искажений, вычисляется отношение SINR для каждой ступени 40 схемы 38 приемника SIC G-RAKE.Assuming that SIC suppression is used in the receiver 16 for the data channel, the matrix addition is separately processed for each stage 40 of the S-receiver circuit G-RAKE 38. This addition can be accomplished by using the parametric forms of the covariance distortion matrix, which can be calculated using estimates of channel coefficients and delays. Once the augmented covariance distortion matrices are generated, the SINR ratio is calculated for each stage 40 of the SIC G-RAKE receiver circuit 38.

Одним из преимуществ этого подхода является то, что он в неявном виде фиксирует окраску помех от других сот. Это желательно с точки зрения подавления помех, поскольку схема 38 приемника SIC G-RAKE способна использовать окраску и частично подавляет помехи от других сот. Заметим также, что удаление компоненты корреляции искажений, связанной с текущим вариантом выбора передающих антенн, должно быть намеренно смещено, чтобы избежать «избыточного вычитания», которое в некоторых случаях может привести к отрицательно определенной ковариационной матрице искажений.One of the advantages of this approach is that it implicitly captures the color of interference from other cells. This is desirable from the point of view of interference suppression, since the SIC G-RAKE receiver circuitry 38 is capable of using coloring and partially suppresses interference from other cells. We also note that the removal of the distortion correlation component associated with the current choice of transmitting antennas must be deliberately biased to avoid “excessive subtraction”, which in some cases can lead to a negatively defined covariance distortion matrix.

Если более подробно, то приемник 16 устраняет влияние передающих антенн 40, являющихся активными для запланированного на данный момент приемника, из оценки ковариационной матрицы R_r отсчетов элементарных посылок. Затем приемник 16 дополняет результирующую матрицу, возвращая компоненты, связанные с вариантом (вариантами) выбора передающих антенн, для которых он желает передать сведения о значениях SINR.In more detail, the receiver 16 eliminates the influence of the transmitting antennas 40, which are active for the currently planned receiver, from the evaluation of the covariance matrix R _{r of} samples of the chips. Then the receiver 16 supplements the resulting matrix, returning the components associated with the choice (options) of the choice of transmitting antennas for which he wants to transmit information about the SINR values.

Для лучшего понимания этого подхода его анализ можно начать с рассмотрения формы для R_r, содержащейся в уравнении (12). Заметим, что это уравнение является функцией матрицы

. В отличие от нее ковариационная матрица искажений в уравнении (6), которая была необходима для вычисления SINR в единицах

, не включает в себя член «k=0» из-за использования ортогональных расширяющих кодов (см. уравнение (9)). Однако уравнение (12) можно переписать в единицах

, выделив член «k=0» следующим образом:For a better understanding of this approach, its analysis can be started by considering the form for R _r contained in equation (12). Note that this equation is a matrix function

. In contrast, the covariance distortion matrix in equation (6), which was necessary to calculate the SINR in units

, does not include the term “k = 0” due to the use of orthogonal spreading codes (see equation (9)). However, equation (12) can be rewritten in units

, highlighting the term "k = 0" as follows:

Уравнение (18)Equation (18)

Для исключения влияния текущего варианта выбора антенн (а также пилот-сигналов) приемник 16 может быть сконфигурирован для выполнения следующего вычитания:To exclude the influence of the current antenna selection option (as well as pilot signals), the receiver 16 can be configured to perform the following subtraction:

Уравнение (19)Equation (19)

Уравнение (20)Equation (20)

Заметим, что если нет речевых и «других» сигналов для учета в уравнении (20), то тогда члена β_оs/ps не будет и уравнение сократится до члена R_oc.Note that if there are no speech and “other” signals to be _taken into account in equation (20), then there will be no β _{os / ps} term and the equation will be reduced to R _oc .

На практике приемник 16 может оценить R_os,oc, использовав уравнение (19), поскольку оценки всех параметров известны. В частности, отношение R_os,oc мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов может быть известно благодаря сигнализации по прямой линии связи; текущий вариант выбора

антенн можно оценить, использовав ранее описанный ML подход; а отношение α_T/P(m) трафик - пилот-сигнал можно оценить, использовав вышеописанный LS подход. Кроме того, оценку R_r получают путем усреднения по времени уравнения (10).In practice, receiver 16 can estimate R _{os, oc} using equation (19), since estimates of all parameters are known. In particular, the ratio R _{os, oc} of data signal transmit power to pilot transmit power can be known due to forward link signaling; current selection

antennas can be estimated using the previously described ML approach; and the α _{T / P} (m) traffic-pilot ratio can be estimated using the LS approach described above. In addition, an estimate of R _{r is} obtained by time averaging of equation (10).

Сравнив идеальное выражение для R_os,oc в уравнении (20) с уравнением (6), можно видеть, что для формирования требуемой ковариационной матрицы искажений, а значит, для оценки SINR, приемнику 16 необходимо только добавить к оценке R_os,oc, полученной через уравнение (19), матрицу

, определенную в уравнении (8). Этот подход является частично-параметрическим в том смысле, что для построения ковариационной матрицы искажений используются параметрические формы для

и члены с вычитанием в уравнении (19), но не параметрическая форма для компоненты R_os,oc помех от других сигналов плюс помех от других сот. Одним из преимуществ этого способа является то, что непараметрическая форма R_os,oc фиксирует любую потенциально возможную окраску в помехах от других сот в отличие от полнопараметрического подхода, где помехи от других сот моделировались как белый шум. Фиксация окраски шума желательна с точки зрения подавления помех, поскольку приемник 16 может быть сконфигурирован для использования сведений об окраске шума и частичного подавления помех от других сот. Например, схема 38 SIC G-RAKE имеет тип архитектуры приемника, в которой может использоваться окраска шума при подавлении помех путем учета сведений об окраске шума в процессе создания весов RAKE-объединения.Comparing the ideal expression for R _{os, oc} in equation (20) with equation (6), we can see that to form the required covariance distortion matrix, and therefore, to estimate the SINR, receiver 16 only needs to add to the estimate R _{os, oc} obtained through equation (19), the matrix

defined in equation (8). This approach is partially parametric in the sense that to construct the covariance distortion matrix, parametric forms are used for

and terms with subtraction in equation (19), but not the parametric form for the component R _{os, oc of} interference from other signals plus interference from other cells. One of the advantages of this method is that the nonparametric form of R _{os, oc} captures any potential color in interference from other cells, in contrast to the full-parameter approach, where interference from other cells was modeled as white noise. Noise coloring fixation is desirable from the point of view of suppressing interference, since receiver 16 can be configured to use noise coloring information and partial interference suppression from other cells. For example, SIC G-RAKE circuit 38 has a type of receiver architecture in which noise coloring can be used to mitigate interference by taking into account noise color information when creating RAKE combining weights.

Отметим, что при частично-параметрическом подходе ошибка оценки в отношениях трафик - пилот-сигнал, α_T/P(m), может привести к избыточному вычитанию членов

в уравнении (19), что в свою очередь может привести в некоторых случаях к отрицательно определенной оценке R_os,oc, в частности, в результате масштабирования этого члена значением, меньшим единицы. Таким образом, необходимо, чтобы это значение было достаточно малым с тем, чтобы R_os,oc была определена положительно, но не настолько малым, чтобы это привело к избыточным ошибкам при оценке SINR.Note that with a partially parametric approach, an estimation error in the traffic – pilot relationship, α _{T / P} (m), can lead to excessive subtraction of terms

in equation (19), which in turn can lead in some cases to a negatively defined estimate of R _{os, oc} , in particular, as a result of scaling this term with a value less than unity. Thus, it is necessary that this value be sufficiently small so that R _{os, oc} be positively determined, but not so small that it leads to excessive errors in the estimation of SINR.

Хотя по меньшей мере некоторые из указанных и других подробностей представлены в контексте архитектуры SIC G-RAKE, специалистам в данной области техники очевидно, что предложенная здесь оценка качества каналов может быть применена к множеству других архитектур приемника. Например, на фиг.8 показана схема 70 приемника на базе G-RAKE, которая может быть реализована в приемнике 16. В частности, показанная схема 70 может быть сконфигурирована для поддержки приемников разного вида. Например, могут поддерживаться операции RAKE на основе MMSE или операции RAKE для совместного детектирования. Как было отмечено ранее в связи с детектированием MMSE, приемник 16 сконфигурирован для детектирования кодовых символов, передаваемых в течение одного и того же символьного интервала на индивидуальной основе при трактовке всех других кодовых символов как (окрашенного) шума, а для совместного детектирования приемник 16 сконфигурирован для детектирования кодовых символов одного и того же кода, передаваемого в течение одного и того же символьного интервала на основе совместного детектирования при трактовке всех других кодовых символов как шума.Although at least some of these and other details are presented in the context of the SIC G-RAKE architecture, it will be apparent to those skilled in the art that the channel quality estimate proposed here can be applied to a variety of other receiver architectures. For example, FIG. 8 shows a G-RAKE-based receiver circuit 70 that can be implemented in a receiver 16. In particular, the shown circuit 70 can be configured to support different types of receivers. For example, MMSE-based RAKE operations or joint detection RAKE operations may be supported. As noted earlier in connection with MMSE detection, receiver 16 is configured to detect code symbols transmitted over the same symbol interval on an individual basis when all other code symbols are interpreted as (colored) noise, and for joint detection, receiver 16 is configured to detecting code symbols of the same code transmitted during the same symbol interval based on joint detection when treating all other code symbols as w ma.

В проиллюстрированном варианте схема 70 содержит несколько наборов корреляторов с 72-1 по 72-n для создания сжатых значений из одного или нескольких принятых составных сигналов с r_l(t) по r_L(t) (для L приемных антенн); объединитель 74 G-RAKE для RAKЕ-объединения сжатых значений от наборов 72 корреляторов, причем он включает в себя или связан с одной или несколькими обрабатывающими схемами 20, позволяющими выполнить оценку качества каналов, как здесь предложено; генератор 76 «мягких» значений для создания «мягких» значений из RAKE-объединенных значений, выдаваемых G-RAKE объединителем 74; и декодер 78 для создания значений «жесткого» решения из «мягких» значений, выдаваемых генератором 76 «мягких» значений.In the illustrated embodiment, the circuit 70 comprises several sets of correlators 72-1 to 72-n for creating compressed values from one or more received composite signals r _l (t) to r _L (t) (for L receiving antennas); a G-RAKE combiner 74 for RAKE combining the compressed values from the sets of 72 correlators, and it includes or is associated with one or more processing circuits 20, allowing to evaluate the quality of the channels, as proposed here; a soft value generator 76 for creating soft values from the RAKE merged values provided by the G-RAKE combiner 74; and a decoder 78 for creating “hard” decision values from the “soft” values provided by the soft value generator 76.

Если предположить, что сигналы данных передаются от всех антенн 14, то сжатый вектор, выводимый из наборов 72 корреляторов, может быть выражен в видеIf we assume that the data signals are transmitted from all antennas 14, then the compressed vector output from the sets of correlators 72 can be expressed as

Уравнение (21)Equation (21)

где вектор

содержит M символов в течение i-го символьного периода, где совместно используется один и тот же мультикод, используемый в сигнале (сигналах) канала данных, передаваемом от передатчика 12. Матрица H=[h₁, h₂,…, h_M] коэффициентов усиления размерностью Q×M полностью описывает канал MIMO (или MISO), где каждый вектор h_m коэффициента усиления описывает канал между m-й передающей антенной и (возможно, многоантенным) приемником 16. Вектор x_k(i) описывает процесс искажения, состоящий из межсимвольных помех (ISI), MAI и шума. На практике MAI также включает в себя каналы других сигналов (речь, сигналы управления и т.д.) и пилот-сигналы. Ковариационная матрица искажений, которая фиксирует корреляции искажений по отводам RAKE, обозначена как .where is the vector

contains M characters during the i-th symbol period, where the same multicode is used together in the signal (s) of the data channel transmitted from transmitter 12. Matrix H = [h ₁ , h ₂ , ..., h _M ] coefficients of amplification dimension Q × M fully describes the MIMO (or MISO) channel, where each gain vector h _m describes the channel between the mth transmitting antenna and (possibly multi-antenna) receiver 16. The vector x _k (i) describes the distortion process consisting of intersymbol interference (ISI), MAI and noise. In practice, the MAI also includes channels of other signals (speech, control signals, etc.) and pilot signals. The covariance distortion matrix, which captures distortion correlations across RAKE taps, is denoted as .

M-мерная статистика решений z_k(i), выдаваемая из G-RAKE объединителя 74, создается путем взвешивания сжатого вектора в виде

. Для JD реализации матрица G-RAKE весов задается в виде

. Матрица

аналогична s-параметрам в приемниках типа MLSE. Для реализации MMSE матрица весов выражается в видеM-dimensional decision statistics z _k (i) generated from the G-RAKE combiner 74 is created by weighting the compressed vector in the form

. For the JD implementation, the G-RAKE weight matrix is defined as

. Matrix

similar to s-parameters in MLSE receivers. To implement MMSE, the weight matrix is expressed as

Уравнение (22)Equation (22)

где в последнем равенстве можно повторно определить ковариационную матрицу искажений в видеwhere in the last equality we can redefine the covariance distortion matrix in the form

Уравнение (23)Equation (23)

Вектор весов, соответствующий оценке MMSE символа c_mk(i), обозначен как W_MMSE,m, и является просто m-м столбцом W_MMSE. Что касается этого символа, то он связывает искажение с ковариационной матрицей R_x,m с помощью дополнительного члена в R_x,m благодаря сигналам, совместно используемым в одном и том же коде. В отличие от реализации схемы 70 по типу JD G-RAKE реализация схемы 70 по типу MMSE G-RAKE трактует эти сигналы как помехи, подлежащие подавлению, а не совместному детектированию.The weight vector corresponding to the MMSE estimate of the symbol c _mk (i) is denoted by W _{MMSE, m} , and is simply the mth column W of _MMSE . As for this symbol, it associates the distortion with the covariance matrix R _{x, m} with the help of an additional term in R _{x, m} due to signals shared in the same code. In contrast to the implementation of the JD G-RAKE scheme 70, the implementation of the MMSE G-RAKE scheme 70 interprets these signals as interference to be suppressed rather than jointly detected.

Как в реализации JD, так и в реализации MMSE ковариационную матрицу R_x искажений можно вычислить с учетом отношений мощностей передачи, распределений мощности передачи и различных трактов замирания. Как таковые, ковариационные матрицы искажений, используемые в реализациях JD и MMSE приемника 16, обеспечивают выгодную основу для предложенной здесь оценки качества каналов.Both in the JD implementation and in the MMSE implementation, the covariance matrix R _{x of} distortions can be calculated taking into account the ratios of transmit powers, distributions of transmit powers, and various fading paths. As such, the covariance distortion matrices used in the JD and MMSE implementations of receiver 16 provide an advantageous basis for the channel quality assessment proposed here.

В дополнительных вариантах приемник 16 может функционировать в контексте передающих систем, в которых не используется выбор передающих антенн. В указанных случаях нет необходимости устранения влияния текущего выбора передающих антенн при оценке отношений SINR, поскольку запланированный выбор передающих антенн в будущем будет таким же, как и во время передачи сведений о SINR. Этот факт упрощает как полнопараметрический, так и частично-параметрический подходы к оценке CQI, которые были подробно здесь описаны. В частности, оценка ML отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов упрощается в связи с тем, что известен текущий результат

выбора антенн, так что размерность пространства поиска значительно уменьшается. С этой точки зрения, для систем 10 с динамическим выбором передающих антенн по меньшей мере в одном варианте передатчика 12 для обеспечения приемника сведениями о текущем выборе передающих антенн используется сигнализация по прямой линии связи, что упрощает ML оценку отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов в приемнике 16.In further embodiments, receiver 16 may operate in the context of transmitting systems that do not use transmit antenna selection. In these cases, there is no need to eliminate the influence of the current choice of transmitting antennas when evaluating SINR relations, since the planned choice of transmitting antennas in the future will be the same as during the transmission of SINR information. This fact simplifies both the full-parameter and partially-parametric approaches to the assessment of CQI, which were described in detail here. In particular, the ML estimate of the ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals is simplified due to the fact that the current result is known

antenna selection, so the dimension of the search space is greatly reduced. From this point of view, for systems 10 with dynamic selection of transmitting antennas in at least one embodiment of transmitter 12, forward link signaling is used to provide the receiver with information about the current selection of transmitting antennas, which simplifies the ML estimation of the ratio of transmit power of other signals to pilot transmit power signals in the receiver 16.

Еще одним путем упрощения оценки CQI в приемнике 16 является конфигурирование передатчика 12 таким образом, чтобы он планировал один и тот же приемник для нескольких последовательных интервалов обслуживания (например, TTI) с использованием каждый раз одного и того же варианта выбора передающих антенн. В этом случае незапланированным приемникам необходимо будет оценить текущий вариант выбора

передающих антенн в течение первого интервала TTI, но не надо будет оценивать его снова до тех пор, пока не изменится запланированный приемник.Another way to simplify CQI estimation at receiver 16 is to configure transmitter 12 to schedule the same receiver for multiple consecutive service intervals (e.g., TTI) using the same transmit antenna selection each time. In this case, unplanned receivers will need to evaluate the current option

transmitting antennas during the first TTI interval, but will not need to be evaluated again until the planned receiver changes.

При частично-параметрическом подходе можно использовать ковариационную матрицу искажений, оцененную исходя из значений сжатого пилот-сигнала, вместо ковариационной матрицы данных, оцениваемой исходя из полученных отсчетов элементарных посылок до сжатия. Этот альтернативный вариант упрощает оценку R_os,oc в уравнении (19) в том отношении, что при этом не требуется знать значение отношения трафик - пилот-сигнал α_T/P(m). Причина этого состоит в том, что члены

не появляются после сжатия пилот-сигналов, так как коды пилот-сигналов на разных антеннах из числа передающих антенн 40 являются ортогональными. Компромисс заключается в том, что в ковариационной матрице искажений после сжатия меньше шума, чем в ковариационной матрице данных до сжатия, поскольку имеется гораздо меньше пилот-символов для усреднения, чем отсчетов элементарных посылок.With the partially-parametric approach, it is possible to use the covariance distortion matrix estimated based on the values of the compressed pilot signal, instead of the covariance data matrix estimated on the basis of the obtained samples of the chips before compression. This alternative option simplifies the estimation of R _{os, oc} in equation (19) in that it does not require knowing the value of the traffic-pilot ratio α _{T / P} (m). The reason for this is because members

do not appear after pilot compression, since the pilot codes on different antennas from among the transmitting antennas 40 are orthogonal. The tradeoff is that there is less noise in the covariance distortion matrix after compression than in the covariance data matrix before compression, since there are much fewer pilot symbols for averaging than chip samples.

По аналогии с вышеуказанным подходом ковариационную матрицу искажений можно оценить посредством сжатия кода, который не используется передатчиком 12. Опять же при этом не потребуется оценка отношений трафик - пилот-сигнал. Если неиспользуемые коды имеют малый коэффициент расширения, то в результирующей ковариационной матрице может быть меньше шума, чем в матрице, полученной путем сжатия кодов пилот-сигналов. Вдобавок, если имеется несколько неиспользованных кодов, то оцененную ковариационную матрицу искажений можно усреднить по этим кодам, чтобы еще сильнее уменьшить шум.By analogy with the above approach, the covariance matrix of distortions can be estimated by compressing a code that is not used by transmitter 12. Again, this does not require an estimation of the traffic-pilot signal relations. If unused codes have a small expansion coefficient, then the resulting covariance matrix may have less noise than the matrix obtained by compressing the pilot codes. In addition, if there are several unused codes, then the estimated covariance distortion matrix can be averaged over these codes to further reduce noise.

Альтернативой оценке в явном виде уровня N₀ шума является использование некоторого согласованного номинального значения, поскольку уровень мощности помех от других сот существенно не изменяется при перемещении приемника 16 в его текущей соте радиосвязи. Другим подходом является использование альтернативной оценки уровня шума, то есть при очень низком оцененном значении SINR оценка уровня шума может быть достаточно хорошей, поскольку смещение этой оценки уменьшается при низких значениях SNR. Если приемник 16 сконфигурирован для отслеживания отношений SINR, оцениваемых все время, то тогда можно выбрать альтернативную оценку уровня шума. В некоторых случаях уровень помех от других сот остается весьма стабильным, поскольку этот уровень является усредненным по множеству передатчиков (например, базовые радиостанции в сети сотовой связи), так что этот подход может дать приемлемую точность. Также вместо моделирования помех от других сот в виде белого шума при полнопараметрическом подходе можно использовать некоторую фиксированную модель для недиагональной матрицы R_oc. Например, эта фиксированная модель может быть построена как независимая от каналов, и тогда она будет фиксировать «усредненную окраску» из-за формы импульса элементарной посылки.An alternative to explicitly evaluating the noise level N ₀ is to use some agreed nominal value, since the level of interference power from other cells does not change significantly when the receiver 16 is moved in its current radio cell. Another approach is to use an alternative noise level estimate, that is, with a very low estimated SINR value, the noise level estimate can be quite good, since the bias of this estimate decreases with low SNR values. If the receiver 16 is configured to track SINRs evaluated all the time, then an alternative noise level estimate can be selected. In some cases, the level of interference from other cells remains very stable, since this level is averaged over many transmitters (for example, base stations in a cellular network), so this approach can give acceptable accuracy. Also, instead of modeling interference from other cells in the form of white noise with a full-parameter approach, you can use some fixed model for the off-diagonal matrix R _oc. For example, this fixed model can be constructed as independent of the channels, and then it will fix the “average color” due to the shape of the impulse of the elementary premise.

Таким образом, имея в виду вышесказанное, должно быть ясно, что приемник 16 сконфигурирован для определения корреляций искажений для полученного сигнала с учетом различных трактов замирания, типов сигналов и результатов выделения мощности передачи, связанных с комплексными внешними условиями передачи и приема, такими как MIMO. В частности, в предыдущем обсуждении был представлен полнопараметрический вариант для определения различных компонент матрицы

корреляций искажений, а также частично-параметрический вариант. Целью как полнопараметрического, так и частично-параметрического подходов является формирование ковариационной матрицы искажений для n-й ступени (n может быть равно единице), заданной в уравнении (6) и повторенной ниже в видеThus, bearing in mind the foregoing, it should be clear that receiver 16 is configured to determine distortion correlations for the received signal, taking into account various fading paths, signal types, and transmission power allocation results associated with complex external transmission and reception conditions, such as MIMO. In particular, in the previous discussion, a full-parameter option was presented for determining the various components of the matrix

correlation distortion, as well as a partially parametric version. The goal of both full-parameter and partially-parametric approaches is to form a covariance distortion matrix for the nth step (n may be equal to unity) defined in equation (6) and repeated below in the form

Уравнение (24)Equation (24)

где

задана в уравнении (8). При обоих подходах все величины в уравнении (8) предполагаются известными либо при установке системы через сигнализацию по прямой линии связи, либо в результате использования номинальных значений. Таким образом, эта часть ковариационной матрицы искажений может быть вычислена непосредственно с использованием известных векторов

чистого отклика в уравнении (1) и известной матрицы ISI/MAI

, заданной в уравнении (9). Как

, так и

вычисляют на основе оценок каналов. Отличие этих двух подходов определяется способом вычисления

и

.Where

is given in equation (8). In both approaches, all values in equation (8) are assumed to be known either when installing the system through signaling in a direct communication line, or as a result of using nominal values. Thus, this part of the covariance distortion matrix can be calculated directly using known vectors

net response in equation (1) and the well-known matrix ISI / MAI

defined in equation (9). how

so

calculated based on channel estimates. The difference between these two approaches is determined by the calculation method.

and

.

При полнопараметрическом подходе приемник 16 конфигурируется для формирования

и

непосредственно из их формул, откуда и произошло название «полнопараметрический». Уравнением, задающим

, является уравнение (7), то естьWith a full-parameter approach, receiver 16 is configured to form

and

directly from their formulas, whence the name “full parameter” came from. The equation defining

is equation (7), i.e.

Уравнение (25)Equation (25)

При этом подходе помехи от других сот моделируются как белый шум, так что

задается какIn this approach, interference from other cells is modeled as white noise, so

is set as

Уравнение (26)Equation (26)

В этих уравнениях все считается известным, кроме отношения β_os/ps мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и мощности N₀ помех от других сот. Как только они оценены, можно непосредственно вычислить указанные части ковариационной матрицы искажений.In these equations, everything is considered known, except for the ratio β _{os / ps} of the transmission power of other signals to the transmission power of the pilot signals and interference power N ₀ from other cells. Once they are estimated, it is possible to directly calculate the indicated parts of the covariance distortion matrix.

В контексте частично-параметрического подхода приемник 16 конфигурируется для объединения членов корреляций искажений, относящихся к другим сигналам и другим сотам, в качестве основы для оценки этого объединенного члена как единого целого. Другими словами, приемник 16 сконфигурирован для оценкиIn the context of a partially-parametric approach, receiver 16 is configured to combine distortion correlation terms related to other signals and other cells as a basis for evaluating this combined term as a whole. In other words, receiver 16 is configured to evaluate

Уравнение (27)Equation (27)

Этот подход называют частично-параметрическим, поскольку приемник 16 формирует

параметрическим путем, а

получает не параметрическим путем.This approach is called partially parametric, since the receiver 16 forms

parametric way, and

receives not in a parametric way.

Конечно, как было подробно описано выше, в полнопараметрическом и частично-параметрическом подходах используется несколько технологий оценки. Например, в данном описании внимание сосредоточено на трех способах оценки требуемых величин, то есть β_os/ps и N₀ для полнопараметрического подхода и

для частично-параметрического подхода. Эти способы оценки включают в себя метод наименьших квадратов (LS), метод максимального правдоподобия (ML) и метод минимальных собственных значений (MinEv).Of course, as described in detail above, in the full-parameter and partially-parametric approaches, several estimation technologies are used. For example, in this description, attention is focused on three methods for estimating the required values, i.e., β _{os / ps} and N ₀ for the full-parameter approach and

for a partially parametric approach. These estimation methods include the least squares (LS) method, the maximum likelihood method (ML) and the minimum eigenvalue method (MinEv).

Метод наименьших квадратов дает оценку мощности N₀ помех от других сот и так называемых отношений трафик - пилот-сигнал α_T/P(m), определенных в связи с уравнением (11). Кроме того, обработка по методу ML дает оценку отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов β_os/ps и вектора

текущего распределения мощности передающих антенн для сигналов данных, определенного здесь ранее. Наконец, метод MinEV дает оценку мощности N₀ помех от других сот. Как очевидно из предшествующего подробного описания, в полнопараметрическом и частично-параметрическом подходах используются различные комбинации этих методов оценки.The least squares method gives an estimate of the interference power N ₀ from other cells and the so-called traffic-pilot signal α _{T / P} (m) defined in connection with equation (11). In addition, ML processing provides an estimate of the ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals β _{os / ps} and the vector

the current power distribution of the transmit antennas for the data signals defined here previously. Finally, the MinEV method provides an estimate of the power N _{0 of} interference from other cells. As is evident from the previous detailed description, in the full-parameter and partially-parametric approaches various combinations of these estimation methods are used.

Например, полнопараметрический подход зависит от оценки β_os/ps и N₀. Приемник 16 для получения первой оценки N₀ использует либо метод LS, либо метод MinEv, а затем использует метод ML для получения β_os/ps. Текущий вариант выбора

антенн получают вместе с оценкой ML, причем он может, но не обязательно, быть использован позднее в зависимости от того, требуется ли уточненная оценка мощности помех от других сот. Уточненную оценку мощности N₀ помех от других сот можно получить, вновь использовав метод ML, за исключением трактовки в этот момент β_os/ps и

как известных значений (с использованием только что полученных оценок) и N₀ как неизвестного значения.For example, a full-parameter approach depends on an estimate of β _{os / ps} and N ₀ . Receiver 16 uses either the LS method or the MinEv method to obtain the first estimate of N ₀ , and then uses the ML method to obtain β _{os / ps} . Current option

antennas are received together with the ML estimate, and it can, but not necessarily, be used later depending on whether an updated estimate of the interference power from other cells is required. An updated estimate of the interference power N ₀ from other cells can be obtained using the ML method again, with the exception of the interpretation of β _{os / ps} and

as known values (using the estimates just obtained) and N ₀ as an unknown value.

Для частично параметрического подхода приемник 16 оценивает

, что требует знания отношений трафик - пилот-сигнал, α_T/P(m), и текущего варианта выбора

антенн. Отношения трафик - пилот-сигнал, α_T/P(m), получают методом LS. Мощность N₀ помех от других сот также получают как часть этой обработки, но не обязательно. Текущий вариант выбора

антенн получают методом ML, что также дает значение β_os/ps отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов, которое не обязательно нужно иметь при этом подходе.For a partially parametric approach, receiver 16 estimates

that requires knowledge of the traffic-pilot relationship, α _{T / P} (m), and the current option

antennas. The traffic-pilot relationship, α _{T / P} (m), is obtained by the LS method. Power N ₀ interference from other cells is also obtained as part of this processing, but not necessarily. Current option

antennas are obtained by the ML method, which also gives the value β _{os / ps of the} ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals, which is not necessary for this approach.

На фиг.9 показан один вариант обрабатывающей логики, которую можно реализовать в одной или нескольких обрабатывающих схемах 20 приемника 16 для выполнения обработки корреляций искажений при полнопараметрическом подходе. Указанная обработка может быть выполнена в приемнике 16 аппаратными средствами, программными средствами или любой их комбинацией, причем указанная обработка начинается с формирования оценки ковариационной матрицы

отсчетов элементарных посылок, как в уравнении (10), также называемой «корреляции искажений отсчетов данных» (шаг 110). Обработка продолжается вычислением корреляций искажений ISI/MAI

согласно уравнению (9) за исключением того, что опускается член “k=0” (шаг 112). Затем для получения грубой оценки мощности N₀ помех от других сот используют метод MinEv или метод LS (шаг 114). (Отношения трафик - пилот-сигнал α_T/P(m) представляют собой побочный продукт метода LS, но они могут быть отброшены или проигнорированы иным образом.)FIG. 9 shows one embodiment of processing logic that can be implemented in one or more processing circuits 20 of receiver 16 to perform distortion correlation processing in a full-parameter approach. The specified processing can be performed in the receiver 16 by hardware, software, or any combination thereof, and this processing begins with the formation of an estimate of the covariance matrix

elementary samples, as in equation (10), also called “correlation of distortion of data samples” (step 110). Processing continues by calculating ISI / MAI distortion correlations

according to equation (9) except that the term “k = 0” is omitted (step 112). Then, to obtain a rough estimate of the interference power N ₀ from other cells, the MinEv method or the LS method is used (step 114). (Traffic-pilot relationships α _{T / P} (m) are a byproduct of the LS method, but they can be dropped or otherwise ignored.)

Обработка продолжается путем использования оценки N₀ при обработке методом ML для получения оценки β_os/ps отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов, то есть отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов для передающих антенн 14 (шаг 116). Как упоминалось выше, побочным продуктом использования этого метода является текущий вариант выбора

антенн, но его можно использовать в зависимости от того, требуется или нет уточненная оценка мощности помех от других сот. Заметим, что обработка на шаге 116 может носить итеративный характер для получения уточненной оценки мощности помех от других сот и, возможно, уточненных оценок β_os/ps. Обработка продолжается при использовании окончательных оценок β_os/ps и N₀, параметрических форм для компоненты R_os других сигналов и компоненты R_oc других сот для вычисления ковариационной матрицы

искажений (шаг 118).Processing continues by using the N ₀ estimate in ML processing to obtain an estimate of β _{os / ps for the} ratio of the transmit power of the other signals to the transmit power of the pilot signals, that is, the ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals for transmit antennas 14 (step 116 ) As mentioned above, a byproduct of using this method is the current option

antennas, but it can be used depending on whether or not a refined estimate of the interference power from other cells is required. Note that the processing at step 116 may be iterative in nature to obtain a refined estimate of the interference power from other cells and, possibly, refined estimates of β _{os / ps} . Processing continues using the final estimates of β _{os / ps} and N ₀ , parametric forms for the component R _{os of} other signals and the component R _{oc of} other cells to calculate the covariance matrix

distortion (step 118).

На фиг.10 показана аналогичная схема обработки, но в контексте частично-параметрического определения корреляций

искажений. Опять же при этом одна или несколько обрабатывающих схем 20 приемника 16 могут содержать аппаратные средства, программные средства или любою их комбинацию для выполнения указанной обработки.Figure 10 shows a similar processing scheme, but in the context of a partially parametric determination of correlations

distortions. Again, one or more of the processing circuits 20 of the receiver 16 may include hardware, software, or any combination thereof to perform the specified processing.

С учетом вышесказанного обработка начинается с формирования оценки ковариационной матрицы

отсчетов элементарных посылок, как в уравнении (10) (шаг 120). Обработка продолжается вычислением корреляций

искажений ISI/IMA согласно уравнению (9) за исключением того, что член “k=0” опускается (шаг 122). Затем приемник 16 использует ранее описанные методы LS для получения оценки отношений трафик - пилот-сигнал α_T/P(m) (шаг 124). Как упоминалось выше, мощность N₀ помех от других сот является побочным продуктом использования метода LS, но при этом подходе она может быть проигнорирована. Обработка продолжается при использовании приемником 16 формулы ML для получения оценки текущего варианта выбора

антенн (шаг 126). Как упоминалось выше, отношение β_os/ps мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов является побочным продуктом этого метода, но оно также может быть проигнорировано. Приемник 16 продолжает обработку, используя оценки α_T/P(m) и

, для оценки объединенных частей ковариационной матрицы искажений, относящихся к другим сигналам и другим сотам (шаг 128), то есть

(см. уравнение (27) выше) с использованием уравнения (19). Теперь все члены ковариационной матрицы

искажений в уравнении (24) доступны для оценки всех корреляций искажений (шаг 130).In view of the foregoing, processing begins with the formation of an estimate of the covariance matrix

samples of elementary premises, as in equation (10) (step 120). Processing continues with correlation calculation.

ISI / IMA distortion according to equation (9) except that the term “k = 0” is omitted (step 122). Then, receiver 16 uses the previously described LS methods to obtain an estimate of the traffic-pilot relationship α _{T / P} (m) (step 124). As mentioned above, the power N _{0 of} interference from other cells is a by-product of using the LS method, but with this approach it can be ignored. Processing continues when receiver 16 uses the ML formula to obtain an estimate of the current selection

antennas (step 126). As mentioned above, the ratio β _{os / ps} of the transmission power of other signals to the transmission power of the pilot signals is a by-product of this method, but it can also be ignored. Receiver 16 continues processing using estimates of α _{T / P} (m) and

, to evaluate the combined parts of the covariance matrix of distortions related to other signals and other cells (step 128), i.e.

(see equation (27) above) using equation (19). Now all members of the covariance matrix

distortions in equation (24) are available to estimate all distortion correlations (step 130).

Таким образом, приемник 16 сконфигурирован для определения корреляций искажений в среде MIMO и других потенциально сложных приемных средах, и предложенная оценка корреляций искажений учитывает воздействия сигналов различных типов, передаваемых от разных антенн из набора передающих антенн 14. Таким образом, с учетом вышесказанного понятно, что настоящее изобретение не ограничивается ни представленным выше описанием, ни иллюстрирующими его чертежами. Вместо этого настоящее изобретение ограничивается только следующей формулой изобретения и ее юридическими эквивалентами.Thus, the receiver 16 is configured to determine distortion correlations in the MIMO environment and other potentially complex receiving environments, and the proposed estimate of the distortion correlations takes into account the effects of signals of various types transmitted from different antennas from the set of transmitting antennas 14. Thus, taking into account the foregoing, it is clear that the present invention is not limited to the above description, nor to the drawings illustrating it. Instead, the present invention is limited only by the following claims and their legal equivalents.

Claims (36)

1. Способ вычисления в приемнике беспроводной связи корреляций искажений для одного или нескольких сигналов данных, переданных вместе с пилот-сигналами от передатчика, имеющего множество передающих антенн, причем способ содержит:
определение отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов и
вычисление корреляций искажений в качестве функции отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов.1. A method for calculating distortion correlations in a wireless receiver for one or more data signals transmitted together with pilot signals from a transmitter having a plurality of transmit antennas, the method comprising:
determining the ratio of the transmit power of the data signals to the transmit power of the pilot signals and power distributions of the transmitting antennas for data signals and pilot signals, and
calculating distortion correlations as a function of the ratio of data signal transmit power to pilot transmit power and transmit antenna power distributions for data signals and pilot signals. 2. Способ по п.1, в котором определение отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов содержит прием в качестве сигнальных значений по меньшей мере одного из отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов.2. The method according to claim 1, in which the determination of the ratio of the transmit power of the data signals to the transmit power of the pilot signals and the power distributions of the transmitting antennas for the data signals and pilot signals comprises receiving, as signal values, at least one of the ratio of the transmit power of the data signals to the transmit power of the pilot signals and the power distributions of the transmit antennas for data signals and pilot signals. 3. Способ по п.1, в котором определение отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов содержит использование номинального значения для по меньшей мере одного из отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов.3. The method according to claim 1, in which the determination of the ratio of the transmit power of the data signals to the transmit power of the pilot signals and power distributions of the transmitting antennas for the data signals and pilot signals comprises using a nominal value for at least one of the ratio of the transmit power of the data signals to transmit power of pilot signals and power distributions of transmit antennas for data signals and pilot signals. 4. Способ по п.1, в котором от одной или нескольких из множества передающих антенн передаются другие сигналы, в том числе речевые сигналы, в соответствии с отношением мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределением мощности передающих антенн для других сигналов, причем способ дополнительно содержит определение отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределения мощности передающих антенн для других сигналов и вычисление корреляций искажений дополнительно в качестве функции отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределения мощности передающих антенн для других сигналов.4. The method according to claim 1, in which from one or more of the multiple transmitting antennas, other signals are transmitted, including voice signals, in accordance with the ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals and the distribution of transmit power of the antennas for other signals moreover, the method further comprises determining the ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals and the power distribution of the transmitting antennas for other signals and calculating distortion correlations as a function of the ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals and the power distribution of the transmit antennas for other signals. 5. Способ по п.4, в котором вычисление корреляций искажений дополнительно в качестве функции отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределения мощности передающих антенн для других сигналов содержит выражение корреляций искажений в виде суммы первого члена корреляции искажений, представляющего искажения, возникающие от передачи одного или нескольких сигналов данных, и масштабированного в соответствии с отношением мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов, второго члена корреляции искажений, представляющего искажения, возникающие от передачи других сигналов, и масштабированного в соответствии с отношением мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов, и третьего члена корреляции искажении, представляющего искажения, возникающие от шума и помех от других сот.5. The method according to claim 4, in which the calculation of distortion correlations additionally, as a function of the ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals and the power distribution of the transmit antennas for other signals, comprises an expression of distortion correlations as the sum of the first term of the distortion correlation representing distortions arising from the transmission of one or more data signals, and scaled in accordance with the ratio of the transmission power of the data signals to the transmission power of the pilot signals, second about a distortion correlation term representing distortions arising from the transmission of other signals and scaled in accordance with the ratio of the transmission power of other signals to the transmission power of the pilot signals, and a third distortion correlation term representing distortions arising from noise and interference from other cells. 6. Способ по п.4, в котором определение отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов содержит:
определение ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок до сжатия для одного или нескольких принятых сигналов данных;
выражение ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок в качестве функции известного отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов, известных распределений мощности передающих антенн для пилот-сигналов и других сигналов, известной оценки шума, представляющей шум плюс помехи от других сот, неизвестного или известного текущего выбранного поднабора передающих антенн, используемых для передачи одного или нескольких сигналов данных, и неизвестного отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов; и
нахождение решения для неизвестного отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и, если он неизвестен, для текущего выбранного поднабора передающих антенн, используемых для передачи одного или нескольких сигналов данных, в соответствии с формулой максимального правдоподобия.6. The method according to claim 4, in which the determination of the ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals comprises:
determination of the covariance matrix of samples of chips before compression for one or more received data signals;
the expression of the covariance matrix of samples of chips as a function of the known ratio of data signal transmit power to pilot transmit power, known transmit antenna power distributions for pilot signals and other signals, a known noise estimate representing noise plus interference from other cells, unknown or known the currently selected subset of transmit antennas used to transmit one or more data signals, and an unknown ratio of transmit power of other signals to m generality pilot transmission; and
finding a solution for the unknown ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals and, if it is unknown, for the currently selected subset of transmit antennas used to transmit one or more data signals, in accordance with the maximum likelihood formula. 7. Способ по п.6, дополнительно содержащий моделирование помех от других сот в виде белого шума и нахождение решения для шума плюс помех от других сот на основе выражения ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок в качестве функции шума плюс помехи от других сот и отношении, по каждой антенне, мощности передачи трафика к мощности передачи пилот-сигналов, и нахождение решения соответствующей системы уравнений для шума плюс помехи от других сот в соответствии с формулой наименьших квадратов.7. The method according to claim 6, further comprising modeling interference from other cells in the form of white noise and finding a solution for noise plus interference from other cells based on the expression of the covariance matrix of samples of the chips as a function of noise plus interference from other cells and the ratio, each antenna, the transmission power of the traffic to the transmission power of the pilot signals, and finding a solution to the corresponding system of equations for noise plus interference from other cells in accordance with the least squares formula. 8. Способ по п.4, в котором определение отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов содержит:
определение ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок до сжатия для одного или нескольких принятых сигналов данных;
выражение ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок в качестве функции известного отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов, известных распределений мощности передающих антенн для пилот-сигналов и других сигналов, неизвестной оценки шума, представляющей шум плюс помехи от других сот, известного текущего выбранного поднабора передающих антенн, используемых для передачи одного или нескольких сигналов данных, и неизвестного отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов; и нахождение решения для неизвестного отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и неизвестной оценки шума в соответствии с формулой максимального правдоподобия.8. The method according to claim 4, in which the determination of the ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals includes:
determination of the covariance matrix of samples of chips before compression for one or more received data signals;
expression of the covariance matrix of samples of chips as a function of the known ratio of data signal transmit power to pilot transmit power, known transmit antenna power distributions for pilot signals and other signals, an unknown noise estimate representing noise plus interference from other cells, a known current selected a subset of transmit antennas used to transmit one or more data signals, and an unknown ratio of transmit power of other signals to transmit power and pilot signals; and finding a solution for the unknown ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals and an unknown noise estimate in accordance with the maximum likelihood formula. 9. Способ по п.1, в котором от одной или нескольких из множества передающих антенн передаются другие сигналы, в том числе речевые сигналы, в соответствии с отношением мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределением мощности передающих антенн для других сигналов, причем способ дополнительно содержит выражение корреляций искажений в виде суммы первого члена корреляции искажений, представляющего искажения, которые возникают от передачи одного или нескольких сигналов данных, и масштабированного в соответствии с отношением мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов, и второго члена корреляции искажений, представляющего искажения, возникающие от передачи других сигналов, помех от других сот и теплового шума.9. The method according to claim 1, in which from one or more of the multiple transmitting antennas, other signals are transmitted, including voice signals, in accordance with the ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals and the distribution of transmit power of the antennas for other signals moreover, the method further comprises an expression of distortion correlations as the sum of the first term of the distortion correlation representing distortions that arise from the transmission of one or more data signals, and scaled accordingly with the ratio of the transmit power of the data signals to the transmit power of the pilot signals, and the second term of the correlation of distortions, representing distortions arising from the transmission of other signals, interference from other cells and thermal noise. 10. Способ по п.9, в котором второй член корреляции искажений определяется измеренными корреляциями искажений, отношением мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределениями мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов в соответствии с текущим режимом работы с множеством входов и множеством выходов (MIMO).10. The method according to claim 9, in which the second term of the distortion correlation is determined by the measured distortion correlations, the ratio of the transmit power of the data signals to the transmit power of the pilot signals and the power distributions of the transmit antennas for data signals and pilot signals in accordance with the current mode of operation with multiple inputs and multiple outputs (MIMO). 11. Способ по п.9, в котором корреляции искажений дополнительно включают в себя третий член корреляций, представляющий искажения, которые возникают от передачи пилот-сигналов.11. The method of claim 9, wherein the distortion correlations further include a third correlation term representing distortions that arise from the transmission of the pilot signals. 12. Способ по п.1, в котором определение отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот сигналов содержит определение отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот сигналов как часть определения оценки суммарных корреляции искажений, содержащих член корреляции искажений от сигналов данных, член корреляции искажений от других сигналов и член корреляции искажений от помех от других сот и шума.12. The method according to claim 1, in which the determination of the ratio of the transmit power of the data signals to the transmit power of the pilot signals and power distributions of the transmitting antennas for the data signals and the pilot signals includes determining the ratio of the transmit power of the data signals to the transmit power of the pilot signals and transmit power distributions antennas for data signals and pilot signals as part of the determination of the estimate of the total distortion correlation, containing the distortion correlation term from the data signals, the distortion correlation term from other signals catch and term correlation distortion from interference from other cells and noise. 13. Способ по п.1, в котором результат распределения мощности передающих антенн для сигналов данных определяется на основе текущей конфигурации с множеством входов и множеством выходов (MIMO).13. The method according to claim 1, in which the result of the distribution of power of the transmitting antennas for data signals is determined based on the current configuration with multiple inputs and multiple outputs (MIMO). 14. Способ по п.1, дополнительно содержащий создание оценки качества сигналов исходя из корреляций искажений.14. The method according to claim 1, further comprising creating a signal quality estimate based on distortion correlations. 15. Способ по п.1, в котором передатчик и приемник беспроводной связи сконфигурированы для работы в стандарте широкополосного доступа CDMA (W-CDMA), причем один или несколько сигналов данных содержат один или несколько сигналов каналов высокоскоростного пакетного доступа по нисходящей линии связи (HSDPA), передаваемых передатчиком.15. The method according to claim 1, wherein the wireless transmitter and receiver are configured to operate on the CDMA Broadband Access Standard (W-CDMA), wherein one or more data signals comprise one or more downlink High Speed Packet Access (HSDPA) channel signals ) transmitted by the transmitter. 16. Способ поддержки оценки корреляций искажений приемниками беспроводной связи, работающими в системе связи с множеством входов и множеством выходов (MIMO) или системе связи с множеством входов и одним выходом (MISO), которая включает в себя передатчик, имеющий множество передающих антенн и передающий один или несколько сигналов данных и пилот-сигналов, причем способ содержит
сигнализацию по меньшей мере об одном из отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов, передаваемых передатчиком беспроводной связи.16. A method for supporting the estimation of distortion correlations by wireless receivers operating in a multiple input multiple output (MIMO) communication system or multiple input single output (MISO) communication system, which includes a transmitter having multiple transmit antennas and transmitting one or several data signals and pilot signals, the method comprising
signaling at least one of a ratio of data signal transmit power to pilot transmit power and transmit antenna power distributions for data signals and pilot signals transmitted by a wireless transmitter. 17. Способ по п.16, дополнительно содержащий динамическое обновление упомянутой сигнализации в качестве функции текущего режима с множеством входов и множеством выходов (MIMO).17. The method of claim 16, further comprising dynamically updating said signaling as a function of the current mode with multiple inputs and multiple outputs (MIMO). 18. Приемник беспроводной связи, содержащий одну или несколько обрабатывающих схем, сконфигурированных для формирования корреляций искажений для одного или нескольких сигналов данных, передаваемых вместе с пилот-сигналами от передатчика, имеющего множество передающих антенн, путем:
определения отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов и
вычисления корреляций искажений в качестве функции отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов.18. A wireless communications receiver comprising one or more processing circuits configured to generate distortion correlations for one or more data signals transmitted together with pilot signals from a transmitter having multiple transmit antennas by:
determining a ratio of transmit power of data signals to transmit power of pilot signals and power distributions of transmitting antennas for data signals and pilot signals, and
calculating distortion correlations as a function of the ratio of the transmit power of the data signals to the transmit power of the pilot signals and power distributions of the transmitting antennas for the data signals and the pilot signals. 19. Приемник беспроводной связи по п.18, в котором определение отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и результатов распределения мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов содержит прием по меньшей мере одного из отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределении мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов в виде сигнальных значений.19. The wireless communications receiver of claim 18, wherein determining the ratio of the transmit power of the data signals to the transmit power of the pilot signals and the power distribution results of the transmit antennas for the data signals and pilot signals comprises receiving at least one of the ratio of the transmit power of the data signals to transmit power of the pilot signals and power distribution of transmitting antennas for data signals and pilot signals in the form of signal values. 20. Приемник беспроводной связи по п.18, в котором определение отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов содержит
определение по меньшей мере одного из отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов на основе номинальных значений, запомненных в приемнике беспроводной связи.20. The wireless communications receiver of claim 18, wherein determining a ratio of data signal transmit power to pilot transmit power and transmit antenna power distributions for data and pilot signals comprises
determining at least one of a ratio of data signal transmit power to pilot transmit power and transmit antenna power distributions for data signals and pilot signals based on nominal values stored in the wireless receiver. 21. Приемник беспроводной связи по п.18, в котором от одной или нескольких из множества передающих антенн передаются другие сигналы, в том числе речевые сигналы, в соответствии с отношением мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределением мощности передающих антенн для других сигналов, при этом одна или несколько обрабатывающих схем дополнительно сконфигурированы для определения отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределения мощности передающих антенн для других сигналов и вычисления корреляций искажений дополнительно в качестве функции отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределения мощности передающих антенн для других сигналов.21. The wireless receiver of claim 18, wherein other signals, including voice signals, are transmitted from one or more of the plurality of transmitting antennas, in accordance with a ratio of transmit power of other signals to transmit power of pilot signals and power distribution of transmit antennas for other signals, while one or more processing circuits are additionally configured to determine the ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals and the distribution of power of the transmitting antennas for other signals and calculating distortion correlations, additionally as a function of the ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals and the power distribution of the transmit antennas for other signals. 22. Приемник беспроводной связи по п.21, в котором одна или несколько обрабатывающих схем сконфигурированы для вычисления корреляций искажений дополнительно в качестве функции отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределения мощности передающих антенн для других сигналов путем выражения корреляций искажений в виде суммы первого члена корреляций искажений, представляющего искажения, которые возникают от передачи одного или нескольких сигналов данных, и масштабированного в соответствии с отношением мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот сигналов, второго члена корреляций искажений, представляющего искажения, возникающие от передачи других сигналов, и масштабированного в соответствии с отношением мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов, и третьего члена корреляций искажений, представляющего искажения, которые возникают от шума и помех от других сот.22. The wireless receiver of claim 21, wherein the one or more processing circuits are configured to calculate distortion correlations further as a function of the ratio of the transmit power of the other signals to the transmit power of the pilot signals and the power distribution of the transmit antennas for other signals by expressing distortion correlations in in the form of the sum of the first term of the correlation of distortions, representing the distortions that arise from the transmission of one or more data signals, and scaled in accordance with by wearing the transmit power of the data signals to the transmit power of the pilot signals, the second term of the distortion correlation representing distortions arising from the transmission of other signals, and scaled in accordance with the ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals, and the third term of the distortion correlation representing distortion that arise from noise and interference from other cells. 23. Приемник беспроводной связи по п.21, в котором одна или несколько обрабатывающих схем сконфигурированы для определения отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов путем:
определения ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок до сжатия для одного или нескольких принятых сигналов данных;
выражения ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок в качестве функции известного отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов, известных распределений мощности передающих антенн для пилот-сигналов и других сигналов, известной оценки шума, представляющей шум плюс помехи от других сот, неизвестного или известного текущего выбранного поднабора передающих антенн, используемых для передачи одного или нескольких сигналов данных, и неизвестного отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов; и
нахождения решения для неизвестного отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и, если он неизвестен, текущего выбранного поднабора передающих антенн, используемого для передачи одного или нескольких сигналов данных в соответствии с формулой максимального правдоподобия.23. The wireless receiver according to item 21, in which one or more processing circuits are configured to determine the ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals by:
determining a covariance matrix of samples of the chips before compression for one or more received data signals;
expressing the covariance matrix of samples of chips as a function of the known ratio of data signal transmit power to pilot transmit power, known transmit antenna power distributions for pilot signals and other signals, a known noise estimate representing noise plus interference from other cells, unknown or known the currently selected subset of transmitting antennas used to transmit one or more data signals, and an unknown ratio of transmit power of other signals to m generality pilot transmission; and
finding a solution for the unknown ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals and, if it is not known, the currently selected subset of transmit antennas used to transmit one or more data signals in accordance with the maximum likelihood formula. 24. Приемник беспроводной связи по п.23, в котором одна или несколько обрабатывающих схем сконфигурированы для моделирования помех от других сот в виде белого шума и нахождения решения для шума плюс помехи от других сот путем выражения ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок в качестве функции шума плюс помехи от других сот и отношений по каждой антенне, мощности передачи трафика к мощности передачи пилот-сигналов и нахождения решения соответствующей системы уравнений для шума плюс помехи от других сот в соответствии с формулой наименьших квадратов.24. The wireless receiver of claim 23, wherein one or more processing circuits are configured to model interference from other cells in the form of white noise and find a solution for noise plus interference from other cells by expressing a covariance matrix of chip samples as a function of noise plus interference from other cells and the relationships for each antenna, the transmission power of the traffic to the transmission power of the pilot signals and finding a solution to the corresponding system of equations for noise plus interference from other cells in accordance with the form oh least squares. 25. Приемник беспроводной связи по п.21, в котором одна или несколько обрабатывающих схем сконфигурированы для определения отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов путем:
определения ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок до сжатия для одного или нескольких принятых сигналов данных;
выражения ковариационной матрицы отсчетов элементарных посылок в качестве функции известного отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов, известных распределений мощности передающих антенн для пилот-сигналов и других сигналов, неизвестной оценки шума, представляющей шум плюс помехи от других сот, известного текущего выбранного поднабора передающих антенн, используемых для передачи одного или нескольких сигналов данных, и неизвестного отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов; и нахождения решения для неизвестного отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и неизвестной оценки шума в соответствии с формулой максимального правдоподобия.25. The wireless receiver according to item 21, in which one or more processing circuits are configured to determine the ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals by:
determining a covariance matrix of samples of the chips before compression for one or more received data signals;
expressing the covariance matrix of samples of chips as a function of the known ratio of data signal transmit power to pilot transmit power, known transmit antenna power distributions for pilot signals and other signals, an unknown noise estimate representing noise plus interference from other cells, a known current selected a subset of transmit antennas used to transmit one or more data signals, and an unknown ratio of transmit power of other signals to transmit power and pilot signals; and finding a solution for the unknown ratio of the transmit power of other signals to the transmit power of the pilot signals and an unknown noise estimate in accordance with the maximum likelihood formula. 26. Приемник беспроводной связи по п.21, в котором одна или несколько обрабатывающих схем сконфигурированы для вычисления корреляций искажений дополнительно в качестве функции отношения мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределения мощности передающих антенн для других сигналов путем выражения корреляционной матрицы элементарных посылок, определенной из отсчетов элементарных посылок принятого сигнала в качестве функции члена корреляции искажений от других сигналов, масштабированного отношением мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов, исключения влияния текущего варианта выбора передающих антенн из ковариационной матрицы элементарных посылок и последующего учета влияния одного или нескольких вариантов выбора передающих антенн, используемых для передачи данных на приемник беспроводной связи.26. The wireless receiver of claim 21, wherein the one or more processing circuits are configured to calculate distortion correlations further as a function of the ratio of the transmit power of the other signals to the transmit power of the pilot signals and the distribution of transmit antenna power for other signals by expressing an elementary correlation matrix parcels determined from the samples of the received signals as a function of a member of the correlation of distortions from other signals, the scaled ratio m of transmission power of other signals to the transmission power of pilot signals, eliminating the influence of the current option of transmitting antennas from the covariance matrix of chips and then taking into account the influence of one or more choices of transmitting antennas used to transmit data to a wireless receiver. 27. Приемник беспроводной связи по п.21, в котором одна или несколько обрабатывающих схем сконфигурированы для определения корреляций искажений путем вычисления чистых откликов из пилот-сигналов в расчете на антенну.27. The wireless communications receiver of claim 21, wherein the one or more processing circuits are configured to determine distortion correlations by calculating the net responses from the pilot signals based on the antenna. 28. Приемник беспроводной связи по п.18, в котором от одной или нескольких из множества передающих антенн передаются другие сигналы, в том числе речевые сигналы, в соответствии с отношением мощности передачи других сигналов к мощности передачи пилот-сигналов и распределением мощности передающих антенн для других сигналов, при этом одна или несколько обрабатывающих схем сконфигурированы для выражения корреляций искажений в виде суммы первого члена корреляций искажений, представляющего искажения, которые возникают от передачи одного или нескольких сигналов данных, и масштабированного в соответствии с отношением мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов, и второго члена корреляций искажений, представляющего искажения, которые возникают от передачи других сигналов, помех от других сот и теплового шума.28. The wireless communications receiver of claim 18, wherein other signals, including voice signals, are transmitted from one or more of the multiple transmitting antennas, in accordance with the ratio of the transmit power of the other signals to the transmit power of the pilot signals and the power distribution of the transmit antennas for other signals, while one or more processing circuits are configured to express distortion correlations as the sum of the first term of the distortion correlations representing distortions that arise from the transmission of one or multiple data signals, and scaled in accordance with the ratio of the transmit power of the data signals to the transmit power of the pilot signals, and the second term of the distortion correlation representing distortions that arise from the transmission of other signals, interference from other cells and thermal noise. 29. Приемник беспроводной связи по п.28, в котором одна или несколько обрабатывающих схем сконфигурированы для определения второго члена корреляций искажений на основе измеренных корреляций искажений, отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов в соответствии с текущим режимом работы с множеством входов и множеством выходов (MIMO).29. The wireless communications receiver of claim 28, wherein one or more processing circuits are configured to determine a second term of distortion correlations based on measured distortion correlations, a ratio of data signal transmit power to pilot transmit power, and transmit antenna power distributions for the data signals and pilot signals in accordance with the current mode of operation with multiple inputs and multiple outputs (MIMO). 30. Приемник беспроводной связи по п.28, в котором одна или несколько обрабатывающих схем сконфигурированы для выражения корреляций искажений в виде суммы, дополнительно включающей в себя третий член корреляций, представляющих искажения, которые возникают от передачи пилот-сигналов.30. The wireless communications receiver of claim 28, wherein the one or more processing circuits are configured to express distortion correlations as a sum further including a third term of correlations representing distortions that arise from pilot transmission. 31. Приемник беспроводной связи по п.18, в котором распределение мощности передающих антенн для сигналов данных определяется на основе текущей конфигурации с множеством входов и множеством выходов (MIMO).31. The wireless communications receiver of claim 18, wherein the power distribution of the transmit antennas for the data signals is determined based on the current configuration with multiple inputs and multiple outputs (MIMO). 32. Приемник беспроводной связи по п.18, в котором одна или несколько обрабатывающих схем сконфигурированы для формирования одной или нескольких оценок качества каналов для одной или нескольких выбранных передающих антенн в качестве функции корреляций искажений, отношения мощности передачи сигналов данных к мощности передачи пилот-сигналов и распределений мощности передающих антенн для сигналов данных и пилот-сигналов.32. The wireless receiver of claim 18, wherein the one or more processing circuits are configured to generate one or more channel quality estimates for one or more selected transmit antennas as a function of distortion correlations, the ratio of data signal transmit power to pilot transmit power and transmit antenna power distributions for data signals and pilot signals. 33. Приемник беспроводной связи по п.18, в котором приемник беспроводной связи является приемником типа «универсальный RAKE», при этом одна или несколько обрабатывающих схем сконфигурированы для формирования весов объединения сигналов исходя из корреляций искажений.33. The wireless receiver of claim 18, wherein the wireless receiver is a “universal RAKE” type receiver, wherein one or more processing circuits are configured to generate signal combining weights based on distortion correlations. 34. Приемник беспроводной связи по п.18, в котором передатчик и приемник беспроводной связи сконфигурированы для работы в стандарте широкополосного доступа CDMA (W-CDMA), при этом один или несколько сигналов данных содержат один или несколько сигналов каналов высокоскоростного пакетного доступа по нисходящей линии связи (HSDPA), передаваемых передатчиком.34. The wireless receiver of claim 18, wherein the wireless transmitter and receiver are configured to operate in CDMA Broadband Access Standard (W-CDMA), wherein one or more data signals comprise one or more downlink high speed packet access channel signals communications (HSDPA) transmitted by the transmitter. 35. Приемник беспроводной связи по п.18, в котором приемник беспроводной связи сконфигурирован для детектирования методом минимальной среднеквадратической ошибки, при этом он детектирует каждый интересующий кодовый символ, переданный в течение одного и того же символьного интервала на индивидуальной основе, трактуя все другие кодовые символы как шум.35. The wireless receiver of claim 18, wherein the wireless receiver is configured for detection by a minimum standard error, and it detects each code symbol of interest transmitted over the same symbol interval on an individual basis, treating all other code symbols like noise. 36. Приемник беспроводной связи по п.18, в котором приемник беспроводной связи сконфигурирован для совместного детектирования, при котором он детектирует интересующие кодовые символы, имеющие одинаковый код и переданные в течение одного и того же символьного интервала на основе совместного детектирования, трактуя все другие кодовые символы как шум. 36. The wireless receiver of claim 18, wherein the wireless receiver is configured for joint detection, wherein it detects code symbols of interest having the same code and transmitted during the same symbol interval based on joint detection, treating all other code characters like noise.

Images