RU2395893C2 - Способ применения преобразовательной схемы и устройство для осуществления способа - Google Patents
Способ применения преобразовательной схемы и устройство для осуществления способа Download PDFInfo
- Publication number
- RU2395893C2 RU2395893C2 RU2008125123/09A RU2008125123A RU2395893C2 RU 2395893 C2 RU2395893 C2 RU 2395893C2 RU 2008125123/09 A RU2008125123/09 A RU 2008125123/09A RU 2008125123 A RU2008125123 A RU 2008125123A RU 2395893 C2 RU2395893 C2 RU 2395893C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- vector
- value
- current
- phase
- power
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 37
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 title claims abstract description 24
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims abstract description 246
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 66
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims abstract description 18
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims abstract description 11
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims abstract description 4
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 84
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 22
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 claims description 20
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 claims description 8
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 6
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 6
- 238000000844 transformation Methods 0.000 claims description 3
- 150000001875 compounds Chemical class 0.000 claims 1
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 claims 1
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 claims 1
- 230000005611 electricity Effects 0.000 abstract 1
- 239000000126 substance Substances 0.000 abstract 1
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 7
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 102000010410 Nogo Proteins Human genes 0.000 description 1
- 108010077641 Nogo Proteins Proteins 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Electrical Discharge Machining, Electrochemical Machining, And Combined Machining (AREA)
- Control Of Multiple Motors (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Изобретение относится к области силовой полупроводниковой техники. Способ применения преобразовательной схемы, причем эта схема содержит преобразовательный блок (1) с множеством управляемых мощных полупроводниковых переключателей и аккумулирующий энергию контур (2) из двух последовательно соединенных конденсаторов, при котором управляемые мощные транзисторные переключатели управляются посредством управляющего сигнала (S), образуемого на основе вектора (х) гистерезисного сигнала, при этом вектор (х) гистерезисного сигнала образуется на основе вектора (Δifi,i) дифференциального фазового тока питания регулятором (6) гистерезиса, а вектор (Δifi,i) дифференциального фазового тока питания образуется вычитанием вектора (ifi,i) фазового тока питания из вектора (ifi,i,ref) опорного фазового тока питания, при этом вектор (ifi,i,ref) опорного фазового тока питания образуется на основе величины (Pdiff) дифференциальной активной мощности, величины (Qdiff) дифференциальной реактивной мощности и вектора (ψg,αβ) фазового потока. Для надежного обеспечения постоянства частоты переключения управляемых мощных полупроводниковых переключателей и образования вектора (Δifi,i) дифференциального фазового тока питания дополнительно вычитается величина (i0) коррекции тока, причем величина ((i0) коррекции тока образуется интеграцией средней величины (uinv,А) фазового напряжения питания, а средняя величина (uinv,А) фазового напряжения питания образуется определением среднего арифметического фазовых напряжений питания (uinv,iM) с помощью опорной точки соединения (М) конденсаторов аккумулирующего энергию контура (2). В устройстве для осуществления способа применения преобразовательной схемы вычислительный блок дополнительно служит для образования расчетного вектора конденсатора фильтра на основе текущего значения постоянного напряжения аккумулирующего энергию контура (2). Техническим результатом является создание способа применения преобразовательной схемы, посредством которого может поддерживаться практически постоянной частота переключения управляемых мощных полупроводниковых переключателей преобразовательного блока преобразовательной схемы. 2 н. и 14 з.п. ф-лы, 6 ил.
Description
Область техники
Изобретение относится к области силовой полупроводниковой техники и касается способа применения преобразовательной схемы и устройства для его осуществления в соответствии с ограничительной частью независимых пунктов формулы изобретения. Уровень техники
Традиционные преобразовательные схемы содержат преобразовательный блок с множеством управляемых мощных полупроводниковых переключателей, которые известным образом подключены к схеме, по меньшей мере, с двумя уровнями напряжения переключения. Кроме того, к каждому фазному выводу преобразовательного блока может быть подключен, например, фильтр LCL. На фиг.1 представлен вариант выполнения устройства для осуществления способа применения преобразовательной схемы согласно уровню техники. В нем преобразовательная схема содержит преобразовательный блок 1. С преобразовательным блоком 1 согласно фиг.1 связан аккумулирующий энергию контур 2, состоящий обычно из двух последовательно соединенных конденсаторов. Для применения преобразовательной схемы предусмотрено устройство, содержащее регулирующее устройство 15 для получения вектора «х» гистерезисного сигнала, которое связано с управляемыми мощными полупроводниковыми переключателями преобразовательного блока 1 посредством схемы управления 3 для образования управляющего сигнала S на основе вектора х гистерезисного сигнала. Таким образом, с помощью управляющего сигнала S производится управление мощными полупроводниковыми переключателями. Вектор х гистерезисного сигнала образуется регулятором 6 гистерезиса на основе вектора Δifi,I дифференциального фазового тока питания. Вектор Δifi,i дифференциального фазового тока питания образуется в свою очередь путем вычитания вектора ifi,i фазового тока питания из вектора ifi,i,ref опорного фазового тока питания, причем вектор ifi,i,ref опорного фазового тока питания образуется с помощью первого вычислительного блока 5 на основе величины Pref опорной активной мощности, величины Qref опорной реактивной мощности и вектора ψg,αβ фазового потока.
Проблема, присущая указанному выше способу применения преобразовательной схемы, состоит в том, что вследствие образования вектора ifi,i,ref опорного фазового тока питания на основе величины Pref опорной активной мощности, величины Qref опорной реактивной мощности и вектора ψg,αβ фазового потока очень сильно варьируется частота переключения мощных полупроводниковых переключателей. Вследствие такой чрезвычайно переменной частоты переключения значительно возрастают высшие гармоники в фазовых токах питания ifg,i и фазовых напряжениях питания uinv,i преобразовательного блока. На фиг.4 показана соответствующая временная зависимость фазового тока питания ifg,1, подвергнутого сильному воздействию высшей гармоники. При подключении преобразовательной схемы, например, к электрической комплексированной сети такие большие составляющие высшей гармоники являются нежелательными или даже недопустимыми. При подключении преобразовательной схемы, например, к электрической нагрузке такие высшие гармоники могут стать причиной повреждений или даже разрушений и являются, поэтому, в высшей степени нежелательными.
Описание изобретения
Поэтому задачей изобретения является создание способа применения преобразовательной схемы, посредством которого может поддерживаться практически постоянной частота переключения управляемых мощных полупроводниковых переключателей преобразовательного блока преобразовательной схемы.
Также задачей изобретения является создание устройства, с помощью которого особенно просто осуществлять данный способ.
Указанные задачи решаются с помощью признаков пунктов 1 и 9 формулы изобретения. В зависимых пунктах формулы приведены предпочтительные варианты развития изобретения.
Преобразовательная схема содержит преобразовательный блок с множеством управляемых мощных полупроводниковых переключателей и аккумулирующий энергию контур из двух, последовательно соединенных конденсаторов. В способе применения преобразовательной схемы согласно изобретению управляемые мощные полупроводниковые переключатели управляются сигналом, образуемым на основе вектора гистерезисного сигнала, причем вектор гистерезисного сигнала образуется на основе вектора дифференциального фазового тока питания с помощью регулятора гистерезиса, а вектор дифференциального фазового тока питания образуется вычитанием вектора фазового тока питания из вектора опорного фазового тока питания. Вектор опорного фазового тока питания образуется, кроме того, на основе величины опорной активной мощности, величины опорной реактивной мощности и вектора фазового потока. Согласно изобретению для образования вектора дифференциального фазового тока питания дополнительно вычитают величину коррекции тока, причем величину коррекции тока образуют путем интегрирования среднего значения фазового напряжения питания, а среднее значение фазового напряжения питания образуют определением среднего арифметического фазовых напряжений питания с помощью опорной точки соединения конденсаторов аккумулирующего энергию контура. Полученная таким образом величина коррекции тока обеспечивает положение, при котором частота переключения управляемых мощных полупроводниковых переключателей преобразовательного блока оптимально поддерживается практически постоянной. Благодаря существенно постоянной частоте переключения становится возможным в свою очередь поддерживать на оптимально низком уровне высшие гармоники фазовых токов питания и фазовых напряжений питания преобразовательного блока.
Согласно изобретению устройство для осуществления способа применения преобразовательной схемы содержит регулирующее устройство для образования вектора гистерезисного сигнала, которое через управляющую схему соединено с управляемыми мощными полупроводниковыми переключателями для образования управляющего сигнала, при этом регулирующее устройство содержит регулятор гистерезиса для образования вектора гистерезисного сигнала на основе вектора дифференциального фазового тока питания, сумматор для образования вектора дифференциального фазового тока питания путем вычитания вектора фазового тока питания из вектора опорного фазового тока питания и первый вычислительный блок для образования вектора опорного фазового тока питания на основе величины опорной активной мощности, величины опорной реактивной мощности и вектора фазового потока. Кроме того, в первый сумматор для образования вектора дифференциального фазового тока питания дополнительно подается величина коррекции тока питания для образования вектора дифференциального фазового тока питания путем вычитания вектора фазового тока питания и величины коррекции тока из вектора опорного фазового тока питания. Регулирующее устройство содержит также интегратор для образования величины коррекции тока путем интеграции средней величины фазового напряжения питания и усреднитель для образования среднего значения фазового напряжения питания путем определения среднего арифметического фазовых напряжений питания с помощью опорной точки соединения конденсаторов аккумулирующего энергию контура.
Таким образом устройство для осуществления способа применения преобразовательной схемы может быть реализовано очень просто и при более низких затратах, так как схемные затраты могут поддерживаться на чрезвычайно низком уровне и для конструкции требуется лишь ограниченное количество элементов. Следовательно, с помощью этого устройства может быть особенно просто осуществлен способ согласно изобретению.
Эти и другие задачи, преимущества и признаки настоящего изобретения поясняются в последующем подробном описании предпочтительных вариантов выполнения изобретения со ссылкой на чертеж.
Краткое описание чертежей
Изображено:
фиг.1 - вариант выполнения устройства для осуществления способа применения преобразовательной схемы согласно уровню техники;
фиг.2 - первый вариант выполнения устройства согласно изобретению для осуществления способа применения преобразовательной схемы согласно изобретению;
фиг.3 - второй вариант выполнения устройства согласно изобретению для осуществления способа применения преобразовательной схемы согласно изобретению;
фиг.4 - временная зависимость фазового тока питания в способе применения преобразовательной схемы согласно уровню техники;
фиг.5 - временная зависимость фазового тока питания в способе согласно изобретению;
фиг.6 - вариант выполнения пятого вычислительного блока.
Позиции на чертеже и их значения приведены в их перечне. В принципе одинаковые элементы на фигурах обозначены одинаковыми позициями. Описанные варианты выполнения служат примерами осуществления предмета изобретения и не носят ограничительного характера.
Подробное описание изобретения
На фиг.2 представлен первый вариант выполнения устройства согласно изобретению для осуществления способа применения преобразовательной схемы согласно изобретению. Как показано на фиг.2, преобразовательная схема содержит преобразовательный блок 1 с множеством управляемых мощных полупроводниковых переключателей и аккумулирующий энергию контур 2 из двух последовательно соединенных конденсаторов. На фиг.2 преобразовательный блок 1 выполнен в качестве примера трехфазным. Следует отметить, что преобразовательный блок 1 может быть выполнен в виде любого блока для переключения ≥ 2 уровней напряжения (многоуровневая преобразовательная схема) аккумулирующего энергию контура 2, соединенного с преобразовательным блоком 1.
В способе применения преобразовательной схемы согласно изобретению управляемые мощные полупроводниковые переключатели преобразовательного блока 1 управляются посредством управляющего сигнала S, образуемого на основе вектора «х» гистерезисного сигнала. Для образования управляющего сигнала обычно используется таблица соответствий (look-up table), в которой приведены управляющие сигналы S, неизменно соответствующие векторам «х» гистерезисных сигналов, или модулятор, основанный на модуляции широтно-импульсной модуляции. Следует упомянуть, что все векторы с индексом i содержат векторные компоненты в соответствии с количеством i фаз, т.е. при i=3 фазам соответствующие векторы также содержат i=3 векторных компоненты. Кроме того, вектор гистерезисного сигнала образуется на основе вектора Δifi,i дифференциального фазового тока питания посредством регулятора 6 гистерезиса, а вектор Δifi,i дифференциального фазового тока питания в свою очередь образуется вычитанием вектора ifi,i фазового тока питания из вектора ifi,i,ref опорного фазового тока питания, при этом вектор ifi,i,ref опорного фазового тока питания образуется на основе величины Pdiff дифференциальной активной мощности, величины Qdiff дифференциальной реактивной мощности и вектора ψg,αβ фазового потока. Компоненты вектора ifi,i фазового тока питания измеряются обычно датчиками тока на соответствующих фазах подключения преобразовательного блока 1. Согласно изобретению для образования вектора Δifi,i дифференциального фазового тока питания дополнительно вычитают величину i0 коррекции тока, которую образуют интеграцией средней величины uinv,A фазового напряжения питания, причем средняя величина uinv,А фазового напряжения питания образуется определением среднего арифметического фазных напряжений питания uinv,iM с помощью опорной точки соединения М конденсаторов аккумулирующего энергию контура 2. Благодаря величине i0 коррекции тока частота переключения управляемых мощных полупроводниковых переключателей преобразовательного блока 1 оптимально поддерживается практически постоянной. Вследствие существенно постоянной частоты переключения поддерживаются на оптимально низком уровне высшие гармоники в фазовых токах питания ifi,i и фазовых напряжениях uinv,i питания преобразовательного блока 1. На фиг.5 показана для этого временная зависимость фазового тока ifi,1 питания в способе согласно изобретению, при этом можно видеть заметное снижение высших гармоник на кривой по сравнению с кривой на фиг.4 для традиционного способа.
Вектор ψg,αβ фазового потока образуют предпочтительно на основе вектора ifi,i фазового тока питания, управляющего сигнала S и текущего значения uDC постоянного напряжения аккумулирующего энергию контура 2. Об этом подробнее сообщается ниже. Необходимо упомянуть, что все векторы с индексом αβ содержат в качестве векторных компонентов компоненту α пространственно-векторного преобразования соответствующей величины и компоненту β пространственно-векторного преобразования соответствующей величины.
Как правило, пространственно-векторное преобразование проводится следующим образом:
где: - комплексная величина, yα - компонента α пространственно-векторного преобразования величины , yβ - компонента β пространственно-векторного преобразования величины и y1, y2, y3 - компоненты вектора y, относящегося к комплексной величине . Все упомянутые и упоминаемые ниже пространственно-векторные преобразования величин проводятся по приведенным выше формулам, причем вычисление может производиться раздельно с помощью специального вычислительного блока или же блока, в котором для расчета другой величины требуются соответствующие компонента α и компонента β.
Фазовый поток ψп в комплексном написании имеет, как правило, следующий вид:
при этом
где: Lg - индуктивность сети, f1(S), f2(S) - задаваемые переключательные функции управляющего сигнала S. Таким образом, по приведенным выше формулам очень легко рассчитать вектор ψg,αβ фазового потока, в частности, его компоненты ψg, α, ψg, β. В варианте выполнения на фиг.2 величина Pdiff дифференциальной активной мощности соответствует задаваемой величине Pref опорной активной мощности, а величина Qdiff дифференциальной реактивной мощности соответствует задаваемой величине Qref опорной реактивной мощности.
В устройстве на фиг.2 регулирующее устройство 15 содержит наряду с указанным регулятором 6 гистерезиса для образования вектора х гистерезисного сигнала на основе вектора Δifi,i дифференциального фазового тока питания также сумматор 16 для образования вектора Δifi,i дифференциального фазового тока питания путем вычитания вектора ifi,i фазового тока питания из вектора ifi,i,ref опорного фазового тока питания и первый вычислительный блок 5 для образования вектора ifi,i,ref опорного фазового тока питания на основе величины Pdiff дифференциальной активной мощности, величины Qdiff дифференциальной реактивной мощности и вектора ψg,β фазового потока. Согласно изобретению в первый сумматор 16 для образования вектора Δifi,i дифференциального фазового тока питания дополнительно подается величина i0 коррекции тока для образования вектора Δifi,i дифференциального фазового тока питания путем вычитания вектора ifi,i фазового тока питания и величины i0 коррекции тока из вектора ifi,i,ref опорного фазового тока питания. Кроме того, регулирующее устройство 15 на фиг.2 содержит согласно изобретению интегратор 8 для образования величины i0 коррекции тока путем интеграции средней величины uinv,А фазового напряжения питания и усреднитель 7 для образования средней величины uinv,A фазового напряжения питания определением среднего арифметического напряжений uinv,iM с помощью опорной точки соединения М конденсаторов аккумулирующего энергию контура 2. Таким образом очень просто и с меньшими затратами реализуется устройство согласно изобретению для осуществления способа применения преобразовательной схемы, так как схемные затраты могут поддерживаться на чрезвычайно низком уровне и, кроме того, требуется лишь незначительное количество элементов конструкции.
Как показано на фиг.2, регулирующее устройство 15 содержит второй вычислительный блок 4 для образования вектора ψg,αβ на основе вектора ifi,i фазового тока питания, управляющего сигнала S и текущего значения uDC постоянного напряжения аккумулирующего энергию контура 2.
На фиг.3 представлен второй вариант выполнения устройства согласно изобретению для осуществления способа применения преобразовательной схемы согласно изобретению. В нем к каждому фазному выводу преобразовательного блока 1 подключен фильтр LCL Lf,i, Cfi, Lfg,i. Индекс i указывает на количество фаз i. В соответствии с этим каждый фильтр LCL содержит первую катушку Lf индуктивности, вторую катушку Lfg индуктивности и конденсатор Cf, при этом первая катушка Lf индуктивности фильтра соединена с соответствующим фазовым выводом преобразовательного блока 1, второй катушкой Lfg индуктивности фильтра и конденсатором Cf фильтра. Кроме того, конденсаторы Cf отдельных фильтров LCL соединены между собой.
Согласно способу в варианте выполнения на фиг.3 величина Pdiff дифференциальной активной мощности образуется путем вычитания величины Pd активной мощности затухания из суммы величины Pref опорной активной мощности и, по меньшей мере, величины Ph активной мощности компенсационной высшей гармоники относительно основного колебания вектора ifg выходного тока фильтров LCL, при этом величина Pd активной мощности затухания образуется из взвешенной задаваемым коэффициентом kd затухания суммы произведения от умножения компоненты α пространственно-векторного преобразования токов iCfα конденсатора фильтров CLC на компоненту α пространственно-векторного преобразования ifiα компонент вектора ifi,i фазового тока питания и произведения от умножения компоненты β пространственно-векторного преобразования токов icfβ конденсатора фильтров LCL на компоненту β пространственно-векторного преобразования ifiβ компонент вектора ifi,i фазового тока питания. Также величина Qdiff дифференциальной реактивной мощности образуется вычитанием суммы величины Qref опорной реактивной мощности и, по меньшей мере, величины Qh реактивной мощности компенсационной высшей гармоники относительно основного колебания вектора ifg,i выходного тока фильтров LCL, при этом величина Qd реактивной мощности затухания образуется на основе взвешенной задаваемым коэффициентом kd затухания разницы между произведением от умножения компоненты β пространственно-векторного преобразования токов iCfβ конденсаторов фильтров LCL на компоненту α пространственно-векторного преобразования ifiα компонент вектора ifi,I фазового тока питания и произведением от умножения компоненты α пространственно-векторного преобразования токов iCfα конденсаторов фильтров LCL на компоненту β пространственно-векторного преобразования ifiβ компонент вектора ifi,i фазового тока питания. Согласно фиг.3 токи конденсатора фильтров измеряют датчиками тока на соответствующих конденсаторах Cf,i фильтров, при этом указанные токи являются компонентами показанного на фиг.3 вектора iCf,i тока конденсаторов фильтров.
Образование величины Pd активной мощности затухания происходит по формуле:
Pd=kd·(iCfα·ifiα+iCfα·ifiβ).
Величина Pref опорной активной мощности согласно фиг.3 является свободно задаваемой и служит уставкой активной мощности, которая должна присутствовать на выходе фильтров LCL.
Вычисление величины Qd реактивной мощности затухания проводится по формуле:
Qd=kd·(iCfβ·ifiα+iCfα·ifiβ).
Величина Qd опорной реактивной мощности согласно фиг.3 является свободно задаваемой и служит уставкой реактивной мощности, которая должна присутствовать на выходе фильтров LCL.
Необходимо отметить, что можно отказаться от образования величины Pd активной мощности затухания и величины Qd реактивной мощности затухания, для чего на основе компоненты α пространственно-векторного преобразования токов iCfα конденсаторов фильтров LCL и на основе компоненты β пространственно-векторного преобразования токов iCfβ конденсаторов фильтров LCL рассчитывают при соответствующей фильтрации вектор тока затухания, который затем непосредственно используется при образовании вектора ifi,i,ref опорного фазового тока питания и, следовательно, при образовании вектора Δifi,i дифференциального фазового тока питания. Одновременно с этим достигается экономия времени вычисления, так как фактически отпадает необходимость в вычислении величины Pd активной мощности затухания и величины Od реактивной мощности затухания.
Посредством величины Pd активной мощности затухания и величины Qd реактивной мощности затухания могут эффективно подавляться искажения, т.е. активно гаситься нежелательные колебания, в выходных токах ifg,i фильтров и выходных напряжениях фильтров, в результате чего такие искажения резко снижаются, а в лучшем случае существенно подавляются. Другое преимущество состоит в том, что не требуется подключения к соответствующему фазовому выводу дискретного, занимающего много места, трудно реализуемого и поэтому дорогого демпфирующего резистора, необходимого для эффективного подавления помех. Сложение или использование, по меньшей мере, одной величины Ph активной мощности компенсационной высшей гармоники для образования величины Pdiff дифференциальной активной мощности и, по меньшей мере, одной величины Qh реактивной мощности компенсационной высшей гармоники для образования величины Qdiff дифференциальной реактивной мощности вызывает эффективно активное уменьшение высших гармоник и тем самым обеспечивает в целом дополнительное сокращение высших гармоник.
Как показано на фиг.3, регулирующее устройство 15 содержит второй сумматор 13 для образования величины Pdiff дифференциальной активной мощности путем вычитания величины Pd активной мощности затухания из суммы величины Pref опорной активной мощности и, по меньшей мере, величины Ph активной мощности компенсационной высшей гармоники относительно основного колебания вектора ifg,i выходного тока фильтров LCL, причем регулирующее устройство 15 содержит третий вычислительный блок 9 для образования величины Pd активной мощности затухания на основе суммы, взвешенной задаваемым коэффициентом затухания kd, произведения от умножения компоненты α пространственно-векторного преобразования токов iCfα конденсаторов фильтров LCL на компоненту α пространственно-векторного преобразования ifiα компонент вектора ifi,i фазового тока питания и произведения от умножения компоненты β пространственно-векторного преобразования токов iCfβ конденсаторов фильтров LCL на компоненту β пространственно-векторного преобразования ifiβ компонент вектора ifi,i фазового тока питания. Кроме того, регулирующее устройство 15 содержит третий сумматор 14 для образования величины Qdiff дифференциальной реактивной мощности вычитанием суммы величины Qref опорной реактивной мощности и, по меньшей мере, величины Qh реактивной мощности компенсационной высшей гармоники относительно основного колебания вектора ifg,i выходного тока фильтров LCL, причем третий вычислительный блок 9 служит дополнительно для образования величины Qd реактивной мощности затухания на основе разности, взвешенной задаваемой коэффициентом kd затухания, между произведением от умножения компоненты β пространственно-векторного преобразования токов iCfβ конденсаторов фильтров на компоненту α пространственно-векторного преобразования ifiα компонент вектора ifi,i фазового тока питания и произведением от умножения компоненты α пространственно-векторного преобразования iCfα конденсаторов фильтров LCL на компоненту β пространственно-векторного преобразования ifiβ компонент вектора ifi,i фазового тока питания. Также возможно, чтобы величина Pd активной мощности затухания и величина Qd реактивной мощности затухания … только на основе компоненты α пространственно-векторного преобразования токов iCfα конденсаторов фильтров LCL на компоненту α пространственно-векторного преобразования ifiα компонент вектора ifi,i фазового тока питания и произведения от умножения компоненты β пространственно-векторного преобразования токов iCfβ конденсаторов фильтров LCL…
Как показано на фиг.3, для образования величины Qdiff дифференциальной реактивной мощности дополнительно прибавляют величину Qcomp компенсационной реактивной мощности, при этом величину Qcomp компенсационной реактивной мощности получают фильтрацией нижних частот расчетной величины QCf реактивной мощности конденсатора фильтра. Таким образом, эффективно исключаются нежелательные компоненты реактивной мощности фильтров LCL, в частности, конденсаторов Cf,i фильтров LCL, на выходе этих фильтров, в результате чего на выходе фильтров LCL образуется только одна величина реактивной мощности в соответствии с величиной Qref опорной реактивной мощности. Согласно фиг.3 для образования величины Qdiff дифференциальной реактивной мощности в третий сумматор дополнительно подается величина Qcomp компенсационной реактивной мощности, причем величина Qcomp компенсационной реактивной мощности образуется фильтрацией нижних частот расчетной величины QCf реактивной мощности конденсатора фильтра с помощью фильтра 12 нижних частот. Расчетная величина QCf реактивной мощности конденсатора фильтра образуется на основе компоненты α пространственно-векторного преобразования токов iCfα конденсатора фильтра, компоненты β пространственно-векторного преобразования токов iCfβ конденсатора фильтра, расчетного вектора ψCg,αβ потока конденсатора фильтра и угла ωt основного колебания относительно основного колебания вектора ifg,i выходного тока фильтра, что, в частности, поясняется следующей формулой:
QCf=ω·(ψCfα·iCfα+ψCfβ·iCfβ).
Для образования расчетной величины QCf реактивной мощности конденсатора фильтра согласно фиг.1 регулирующее устройство 15 содержит четвертый вычислительный блок 10, с помощью которого по приведенной выше формуле определяется расчетная величина QCf реактивной мощности конденсатора фильтра.
Расчетный вектор ψCg,αβ образуют, как показано на фиг.3, на основе текущего значения uDC постоянного напряжения аккумулирующего энергию контура 2, управляющего сигнала S, компоненты α пространственно-векторного преобразования ifiα компонент вектора ifi,i фазового тока питания и компоненты β пространственно-векторного преобразования ifiβ компонент вектора ifi,i фазового тока питания. Второй вычислительный блок 4 дополнительно служит для образования расчетного вектора ψCg,αβ потока конденсатора фильтра на основе текущего значения uDC постоянного напряжения аккумулирующего энергию контура 2, управляющего сигнала S, компоненты α пространственно-векторного преобразования ifiα компонент вектора ifi,i фазового тока питания и компоненты β пространственно-векторного преобразования ifiβ компонент вектора ifi,i фазового тока питания.
Компоненту α пространственно-векторного преобразования ΔCf,α вектора ψCg,αβ потока конденсатора фильтра рассчитывают по формуле:
Соответственно компоненту β пространственно-векторного преобразования ψCfβ вектора ψCαβ потока конденсатора фильтра рассчитывают по формуле:
Как показано на фиг.3, упомянутая выше величина Ph активной мощности компенсационной высшей гармоники и величина Qh реактивной мощности компенсационной высшей гармоники образуются соответственно на основе компоненты α пространственно-векторного преобразования выходных токов ifgα фильтра, компоненты β пространственно-векторного преобразования выходных токов ifgβ фильтра, компоненты α пространственно-векторного преобразования выходных потоков ψLα фильтра, компоненты β пространственно-векторного преобразования выходных потоков ψLβ фильтра и угла ωt основного колебания относительно основного колебания вектора ifg,i выходного тока фильтра.
Компоненту α пространственно-векторного преобразования выходных потоков ψLα фильтра образуют на основе компоненты α пространственно-векторного преобразования расчетных потоков ψCfα и компоненты α пространственно-векторного преобразования выходных токов ifga фильтра, что, в частности, поясняется следующей формулой:
ψLα=λCfα-Lfg·ifgα.
Также компоненту β пространственно-векторного преобразования выходных потоков ψLβ фильтра образуют на основе компоненты β пространственно-векторного преобразования расчетных потоков ψCfβ конденсатора фильтра и компоненты β пространственно-векторного преобразования выходных токов ifgβ фильтра, что, в частности, поясняется формулой:
ψLβ=λCfβ-Lfg·ifgβ.
Вычисление компоненты α пространственно-векторного преобразования выходных потоков ψLα фильтра и компоненты β пространственно-векторного преобразования выходных потоков ψLβ фильтра производится, например, во втором вычислительном блоке 4 или же в пятом вычислительном блоке 11, который в целях большей наглядности на фиг.3 не показан.
Регулирующее устройство 15 содержит пятый вычислительный блок 11 для определения величины Ph активной мощности компенсационной высшей гармоники и величины Qh реактивной мощности компенсационной высшей гармоники на основе соответственно компоненты α пространственно-векторного преобразования выходных токов ifgα фильтра, компоненты β пространственно-векторного преобразования выходных токов ifgβ фильтра, компоненты α пространственно-векторного преобразования выходных потоков ψLα фильтра, компоненты β пространственно-векторного преобразования выходных потоков ψLβ и угла ωt основного колебания относительно основного колебания вектора ifg,i выходного тока фильтра. Расчет вектора ifg,i выходного тока фильтра производится очень просто на основе вектора ifi,i фазового тока питания и вектора iCf,i конденсатора фильтра, как показано на фиг.3. Угол ωt основного колебания передается в вычислительные блоки 9, 10, 11 из второго вычислительного блока 4 согласно фиг.3 посредством фазового регулирующего контура (Phase locked loop: PLL) второго вычислительного блока 4. На фиг.6 представлен вариант выполнения пятого вычислительного блока 11. Согласно этой фигуре в пятом вычислительном блоке 11 вычисляются прежде всего компонента α пространственно-векторного преобразования выходных токов ifga фильтра и компонента β пространственно-векторного преобразования выходных токов ifgβ фильтра на основе введенного вектора ifg,i выходного тока фильтра посредством пространственно-векторного преобразования. Затем компонента α пространственно-векторного преобразования выходных токов ifga фильтра и компонента β пространственно-векторного преобразования выходных токов ifgβ фильтра после преобразования по Парку-Кларку и фильтрации нижних частот выдаются в качестве компоненты d и компоненты q после преобразования Парка-Кларка, по меньшей мере, одной необходимой выбранной высшей гармоники выходных токов ihd, ihq фильтра относительно основного колебания выходных токов ifg1,ifg2, ifg3. Индекс h в этом случае означает h-ную высшую гармонику указанных и указываемых далее величин, при этом h=1, 2, 3, ….
Преобразование по Парку-Кларку имеет в целом следующий вид:
где: - комплексная величина, ad - компонента d преобразования величины по Парку-Кларку, и aq - компонента q преобразования величины по Парку-Кларку. Предпочтительно, чтобы преобразованию Парка-Кларка подвергалось не только основное колебание комплексной величины , но и все возникающие высшие гармоники комплексной величины . Как показано на фиг.6, компонента d и компонента q при преобразовании по Парку-Кларку требуемой выбранной h-ной высшей гармоники выходных токов ihd, ihq фильтра приводят в соответствие с задаваемой опорной величиной i*hd, i*hq, предпочтительно в соответствии с пропорционально-интегральной характеристикой, и затем проводят обратное преобразование по Парку-Кларку, в результате чего образуются компонента α пространственно-векторного преобразования h-ной высшей гармоники опорных выходных токов i*hα фильтра и компонента β пространственно-векторного преобразования h-ной высшей гармоники опорных выходных токов i*hβ фильтра. Наконец, вычисляют величину Ph активной мощности компенсационной высшей гармоники и величину Qh реактивной мощности компенсационной высшей гармоники соответственно на основе компоненты α пространственно-векторного преобразования h-ной высшей гармоники опорных выходных токов i*hα фильтра, компоненты β пространственно-векторного преобразования h-ной высшей гармоники опорных выходных токов i*hβ фильтра, компоненты α пространственно-векторного преобразования выходных потоков ψLα, фильтра и компоненты β пространственно-векторного преобразования выходных потоков ψLβ фильтра, что, в частности, поясняется следующими формулами:
Ph=ω·(ψLα·i*hβ-ψLβ·i*hα),
Qh=ω·(ψLα·i*hα-ψLβ·i*hβ).
Все операции способа согласно изобретению могут проводиться с помощью программного обеспечения, причем они в этом случае могут быть загружены, например, в компьютерную систему, в частности, с цифровым процессором сигналов и проводиться в ней. Происходящие в такой системе цифровые задержки, в частности, при вычислениях, могут учитываться, как правило, например, прибавлением дополнительного члена к частоте ωt при преобразовании по Парку-Кларку. Кроме того, подробно описанное выше устройство согласно изобретению также может быть реализовано с помощью компьютерной системы, в частности, цифрового процессора сигналов.
В целом было показано, что приведенное, в частности, на фиг.2 и 3 устройство согласно изобретению, предназначенное для осуществления способа применения преобразовательной схемы согласно изобретению, может быть реализовано очень просто и с низкими затратами, так как схемные затраты чрезвычайно низкие и, кроме того, конструкция состоит из незначительного количества элементов. Таким образом, с помощью такого устройства особенно просто можно осуществлять способ согласно изобретению.
Перечень позиций
1 - преобразовательный блок
2 - аккумулирующий энергию контур
3 - управляющая схема
4 - второй вычислительный блок
5 - первый вычислительный блок
6 - регулятор гистерезиса
7 - усреднитель
8 - интегратор
9 - третий вычислительный блок
10 - четвертый вычислительный блок
11 - пятый вычислительный блок
12 - фильтр нижних частот
13 - второй сумматор
14 - третий сумматор
15 - регулирующее устройство
16 - первый сумматор
Claims (16)
1. Способ применения преобразовательной схемы, причем эта схема содержит преобразовательный блок (1) с множеством управляемых мощных полупроводниковых переключателей и аккумулирующий энергию контур (2) из двух последовательно соединенных конденсаторов, при котором управляемые мощные транзисторные ключи управляются посредством управляющего сигнала (S), образуемого вектором (х) гистерезисного сигнала, который образуется на основе вектора (Δifi,i) дифференциального фазового тока питания регулятором (6) гистерезиса, а вектор (Δifi,i) дифференциального фазового тока питания образуется вычитанием вектора (ifi,i) фазового тока питания из вектора (ifi,i.ref) опорного фазового тока питания, при этом вектор (ifi,i,ref) опорного фазового тока питания образуется на основе величины (Pdiff) дифференциальной активной мощности, величины (Qdiff) дифференциальной реактивной мощности и вектора (ψg,αβ) фазового потока, отличающийся тем, что для образования вектора ((Δifi,i) дифференциального фазового тока питания дополнительно вычитается величина ((i0) коррекции тока, что величина ((i0) коррекции тока образуется интеграцией средней величины (uinv,А) фазового напряжения питания и что средняя величина (uinv,А) фазового напряжения питания образуется определением среднего арифметического фазовых напряжений (uinv,iM) питания с помощью опорной точки соединения (М) конденсаторов аккумулирующего энергию контура (2).
2. Способ по п.1, отличающийся тем, что вектор (ψg,αβ) фазового потока образуется на основе вектора (ifi,i) фазового тока питания, управляющего сигнала (S) и текущего значения (uDC) постоянного напряжения аккумулирующего энергию контура (2).
3. Способ по п.1 или 2, отличающийся тем, что к каждому фазовому выводу преобразовательного блока (1) подключен фильтр LCL (Lf,i, Cfi, Lfg,i), что величина (Pdiff) дифференциальной активной мощности образуется вычитанием величины (Pd) активной мощности затухания из суммы величины (Pref) опорной активной мощности и, по меньшей мере, величины (Ph) активной мощности компенсационной высшей гармоники относительно основного колебания вектора (ifg,i) выходного тока фильтров LCL, причем величина (Pd) активной мощности затухания образуется на основе взвешенной задаваемым коэффициентом (kd) затухания суммы произведения от умножения компоненты α пространственно-векторного преобразования токов (iCfα) конденсатора фильтров LCL на компоненту α пространственно-векторного преобразования (ifiα) компонент вектора (ifi,i) фазового тока питания и произведения от умножения компоненты β пространственно-векторного преобразования токов (iCfβ) конденсатора фильтров LCL на компоненту β пространственно-векторного преобразования (ifiβ) компонент вектора (ifi,i) фазового тока питания, что величина (Qdiff) дифференциальной реактивной мощности образуется вычитанием суммы величины (Qref) опорной реактивной мощности и, по меньшей мере, величины (Qh) реактивной мощности компенсационной высшей гармоники относительно основного колебания вектора (ifg,i) выходного тока фильтров LCL, при этом величина (Qd) реактивной мощности затухания образуется на основе взвешенной задаваемым коэффициентом (kd) разницы между произведением от умножения компоненты β пространственно-векторного преобразования токов (iCfβ) конденсатора фильтров LCL на компоненту α пространственно-векторного преобразования (ifiα) компонент вектора (ifi,i) фазового тока питания и произведением от умножения компоненты α пространственно-векторного преобразования токов (iCfα) конденсатора фильтров LCL на компоненту β пространственно-векторного преобразования (ifiβ) компонент вектора (ifi,i) фазового тока питания.
4. Способ по п.3, отличающийся тем, что для образования величины (Qdiff) дифференциальной реактивной мощности дополнительно прибавляют величину (Qcomp) компенсационной реактивной мощности, причем величина (Qcomp) компенсационной реактивной мощности образуется фильтрацией нижних частот расчетной величины (QCf) реактивной мощности конденсатора фильтра.
5. Способ по п.4, отличающийся тем, что расчетная величина (QCf) реактивной мощности конденсатора фильтра образуется на основе компоненты α пространственно-векторного преобразования токов (iCfα) конденсатора фильтра, компоненты β пространственно-векторного преобразования токов (iCfβ) конденсатора фильтра, расчетного вектора (ψCf,αβ) потока конденсатора фильтра и угла (ωt) основного колебания относительно основного колебания вектора (ifg,i) выходного тока фильтра.
6. Способ по п.5, отличающийся тем, что расчетный вектор ΨCf,αβ потока конденсатора фильтра образуют на основе текущего значения (uDC) постоянного напряжения аккумулирующего энергию контура (2), управляющего сигнала (S), компоненты α пространственно-векторного преобразования (ifiα) компонент вектора (ifi,i) фазового тока питания и компоненты β пространственно-векторного преобразования (ifiβ) компонент вектора (ifi,i) фазового тока питания.
7. Способ по п.3, отличающийся тем, что величина (Ph) активной мощности компенсационной высшей гармоники и величина (Qh) реактивной мощности компенсационной высшей гармоники образуются соответственно на основе компоненты α пространственно-векторного преобразования выходных токов (ifgα) фильтра, компоненты β пространственно-векторного преобразования выходных токов (ifgβ) фильтра, компоненты α пространственно-векторного преобразования выходных потоков (ψLα) фильтра, компоненты β пространственно-векторного преобразования выходных потоков (ψLβ) фильтра и угла (ωt) основного колебания относительно основного колебания вектора (ifg,i) выходного тока фильтра.
8. Способ по п.1, отличающийся тем, что величина (Pdiff) дифференциальной активной мощности соответствует задаваемой величине (Pref) опорной активной мощности и что величина (Qdiff) дифференциальной реактивной мощности соответствует задаваемой величине (Qref) опорной реактивной мощности.
9. Устройство для осуществления способа применения преобразовательной схемы, при этом преобразовательная схема содержит преобразовательный блок (1) с множеством управляемых мощных транзисторных ключей и аккумулирующий энергию контур (2) из двух последовательно соединенных конденсаторов, содержащее регулирующее устройство (15) для образования вектора (х) гистерезисного сигнала, подключенное через управляющую схему (3) для образования управляющего сигнала (S) к управляемым мощным полупроводниковым переключателям, причем управляющее устройство (15) содержит регулятор (6) гистерезиса для образования вектора (х) гистерезисного сигнала на основе вектора (Δifi,i) дифференциального фазового тока питания, первый сумматор (16) для образования вектора (Δifi,i) дифференциального фазового тока питания вычитанием вектора (ifi,i) фазового тока питания из вектора (ifi,i,ref) опорного фазового тока питания и первый вычислительный блок (5) для образования вектора (ifi,i,ref) опорного фазового тока питания на основе величины (Pdiff) дифференциальной активной мощности, величины (Qdiff) дифференциальной реактивной мощности и вектора (ψg,αβ) фазового потока, отличающееся тем, что в первый сумматор (16) для образования вектора (Δifi,i) дифференциального фазового тока питания дополнительно вводится величина (i0) коррекции тока для образования вектора (Δifi,i) дифференциального фазового тока питания вычитанием вектора (ifi,i) фазового тока питания и величины (i0) коррекции тока из вектора (ifi,i,ref) опорного фазового тока питания, что регулирующее устройство (15) содержит интегратор (8) для образования величины (i0) коррекции тока путем интеграции средней величины (uinv,А) фазового напряжения питания и усреднитель (7) для образования средней величины (uinv,А) фазового напряжения питания путем определения среднего арифметического фазовых напряжений питания (uinv,А) с помощью опорной точки соединения (М) конденсаторов аккумулирующего энергию контура (2).
10. Устройство по п.9, отличающееся тем, что регулирующее устройство (15) содержит второй вычислительный блок (4) для образования вектора (Vg,αβ) фазового потока на основе вектора (ifi,i) фазового тока питания, управляющего сигнала (S) и текущего значения (uDC) постоянного напряжения аккумулирующего энергию контура (2).
11. Устройство по п.9 или 10, отличающееся тем, что к каждому фазовому выводу преобразовательного блока (1) подключен фильтр LCL (Lf,i, Cfi, Lfg,i), что регулирующее устройство (15) содержит второй сумматор (13) для образования величины (Pdiff) дифференциальной активной мощности вычитанием величины (Pd) активной мощности затухания из суммы величины (Pref) опорной активной мощности и, по меньшей мере, величины (Ph) активной мощности компенсационной высшей гармоники относительно основного колебания вектора (ifg,i) выходного тока фильтров LCL, при этом регулирующее устройство (15) содержит третий вычислительный блок (9) для образования величины (Pd) активной мощности затухания на основе взвешенной задаваемым коэффициентом (kd) затухания суммы произведения от умножения компоненты α пространственно-векторного преобразования токов (iCfa) конденсатора фильтров LCL на компоненту α пространственно-векторного преобразования (ifiα) компонент вектора (ifi,i) фазового тока питания и произведения от умножения компоненты β пространственно-векторного преобразования токов (iCfβ) конденсатора фильтров LCL на компонент β пространственно-векторного преобразования (ifiβ) компонент вектора (ifi,i) фазового тока питания, что регулирующее устройство (15) содержит третий сумматор (14) для образования величины (Qdiff) дифференциальной реактивной мощности вычитанием суммы величины (Qref) опорной реактивной мощности и, по меньшей мере, величины (Qh) реактивной мощности компенсационной высшей гармоники относительно основного колебания вектора (ifg,i) выходного тока фильтров LCL, при этом третий вычислительный блок (9) дополнительно служит для образования величины (Qd) реактивной мощности затухания на основе взвешенной задаваемым коэффициентом (kd) затухания разницы между произведением от умножения компоненты β пространственно-векторного преобразования токов (iCfβ) конденсатора фильтров LCL на компоненту α пространственно-векторного преобразования (ifiα) компонент вектора (ifi,i) фазового тока питания и произведением от умножения компоненты α пространственно-векторного преобразования токов (iCfα) конденсаторов фильтров LCL на компоненту β пространственно-векторного преобразования (ifiβ) компонент вектора (ifi,i) фазового тока питания.
12. Устройство по п.11, отличающееся тем, что в третий сумматор для образования величины (Qdiff) дифференциальной реактивной мощности дополнительно вводится величина (Qcomp) компенсационной реактивной мощности, причем величина (Qcomp) компенсационной реактивной мощности образуется фильтрацией нижних частот расчетной величины (QCf) реактивной мощности конденсатора фильтра с помощью фильтра нижних частот (12).
13. Устройство по п.12, отличающееся тем, что регулирующее устройство (15) содержит четвертый вычислительный блок (10) для образования расчетной величины (QCf) реактивной мощности конденсатора фильтра на основе компоненты α пространственно-векторного преобразования токов (iCfα) конденсатора фильтра, компоненты β пространственно-векторного преобразования токов (iCfβ) конденсатора фильтра, расчетного вектора (ψCf,αβ) потока конденсатора фильтра и угла (ωt) основного колебания относительно основного колебания вектора (ifg,i) выходного тока фильтра.
14. Устройство по п.12, отличающееся тем, что второй вычислительный блок (4) дополнительно служит для образования расчетного вектора (ψCf,αβ) конденсатора фильтра на основе текущего значения (uDC) постоянного напряжения аккумулирующего энергию контура (2), управляющего сигнала (S), компоненты α пространственно-векторного преобразования (ifiα)) компонент вектора (ifi,i) фазового тока питания и компоненты β пространственно-векторного преобразования (iFiβ) компонент вектора (ifi,i) фазового тока питания.
15. Устройство по п.11, отличающееся тем, что регулирующее устройство (15) содержит пятый вычислительный блок (11) для образования величины (Ph) активной мощности компенсационной высшей гармоники и величины (Qh) реактивной мощности компенсационной высшей гармоники соответственно на основе компоненты α пространственно-векторного преобразования выходных токов (ifgα) фильтра, компоненты β пространственно-векторного преобразования выходных токов (ifgβ) фильтра, компоненты α пространственно-векторного преобразования выходных потоков (ψLα) фильтра, компоненты β пространственно-векторного преобразования выходных потоков (ψLβ) фильтра и угла (ωt) основного колебания относительно основного колебания вектора (ifg,i) выходного тока фильтра.
16. Устройство по п.9, отличающееся тем, что величина (Pdiff) дифференциальной активной мощности соответствует задаваемой величине (Pref) опорной активной мощности и что величина (Qdiff) дифференциальной реактивной мощности соответствует задаваемой величине (Qref) опорной реактивной мощности.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US73806505P | 2005-11-21 | 2005-11-21 | |
US60/738,065 | 2005-11-21 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2008125123A RU2008125123A (ru) | 2009-12-27 |
RU2395893C2 true RU2395893C2 (ru) | 2010-07-27 |
Family
ID=38048987
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2008125123/09A RU2395893C2 (ru) | 2005-11-21 | 2006-11-16 | Способ применения преобразовательной схемы и устройство для осуществления способа |
Country Status (9)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7542311B2 (ru) |
EP (1) | EP1952522B1 (ru) |
JP (1) | JP4746107B2 (ru) |
CN (1) | CN101313455B (ru) |
AT (1) | ATE472849T1 (ru) |
DE (1) | DE502006007342D1 (ru) |
ES (1) | ES2347003T3 (ru) |
RU (1) | RU2395893C2 (ru) |
WO (1) | WO2007056886A2 (ru) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP2062346A1 (de) * | 2006-09-15 | 2009-05-27 | ABB Schweiz AG | Verfahren zum betrieb einer umrichterschaltung sowie vorrichtung zur durchführung des verfahrens |
EP2362515B1 (en) * | 2010-02-19 | 2012-07-25 | ABB Research Ltd | Control method for single-phase grid-connected LCL inverter |
JP5644396B2 (ja) * | 2010-08-06 | 2014-12-24 | 株式会社明電舎 | 電力変換装置の高調波電流抑制装置および高調波電流抑制方法 |
US8629663B2 (en) * | 2011-04-01 | 2014-01-14 | Maxim Integrated Products, Inc. | Systems for integrated switch-mode DC-DC converters for power supplies |
US20150309096A1 (en) * | 2014-04-29 | 2015-10-29 | Lsis Co., Ltd. | Instantaneous power monitoring system for hvdc system |
KR102485699B1 (ko) * | 2016-04-28 | 2023-01-05 | 엘에스일렉트릭(주) | 컨버터 시스템의 댐핑 장치 및 방법 |
Family Cites Families (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61177170A (ja) * | 1985-01-31 | 1986-08-08 | Sharp Corp | 交流−直流変換器の制御回路 |
JP3065517B2 (ja) * | 1995-10-18 | 2000-07-17 | 東洋電機製造株式会社 | 多相交流より直流を得る電圧形コンバータの制御装置 |
DE19844050A1 (de) * | 1998-09-25 | 2000-03-30 | Abb Daimler Benz Transp | Verfahren zum Steuern und Regeln eines elektrischen Antriebes sowie Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens |
JP4131079B2 (ja) * | 2000-07-12 | 2008-08-13 | 株式会社安川電機 | インバータ装置およびその電流制限方法 |
US6462974B1 (en) * | 2001-09-27 | 2002-10-08 | York International Corporation | Space vector modulation-based control method and apparatus for three-phase pulse width modulated AC voltage regulators |
JP4037080B2 (ja) * | 2001-10-18 | 2008-01-23 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置の制御回路 |
CN1159832C (zh) * | 2002-02-07 | 2004-07-28 | 艾默生网络能源有限公司 | 逆变器及其输出电压控制方法 |
CA2595308C (en) * | 2005-01-25 | 2012-11-27 | Abb Schweiz Ag | Method for operating a converter circuit, and apparatus for carrying out the method |
US7196919B2 (en) * | 2005-03-25 | 2007-03-27 | Tyco Electronics Power Systems, Inc. | Neutral point controller, method of controlling and rectifier system employing the controller and the method |
JP4815239B2 (ja) * | 2006-03-22 | 2011-11-16 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換回路の制御装置 |
-
2006
- 2006-11-16 RU RU2008125123/09A patent/RU2395893C2/ru not_active IP Right Cessation
- 2006-11-16 AT AT06804877T patent/ATE472849T1/de active
- 2006-11-16 DE DE502006007342T patent/DE502006007342D1/de active Active
- 2006-11-16 JP JP2008541565A patent/JP4746107B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2006-11-16 ES ES06804877T patent/ES2347003T3/es active Active
- 2006-11-16 CN CN2006800435204A patent/CN101313455B/zh not_active Expired - Fee Related
- 2006-11-16 WO PCT/CH2006/000648 patent/WO2007056886A2/de active Application Filing
- 2006-11-16 EP EP06804877A patent/EP1952522B1/de not_active Not-in-force
-
2008
- 2008-05-20 US US12/153,514 patent/US7542311B2/en not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
HERNANDEZ F. et al. A generalized control scheme for active front-end multilevel converters. Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society. DENVER, * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
WO2007056886A2 (de) | 2007-05-24 |
US7542311B2 (en) | 2009-06-02 |
EP1952522A2 (de) | 2008-08-06 |
WO2007056886A3 (de) | 2007-10-04 |
US20080278977A1 (en) | 2008-11-13 |
ES2347003T3 (es) | 2010-10-22 |
JP2009516994A (ja) | 2009-04-23 |
RU2008125123A (ru) | 2009-12-27 |
ATE472849T1 (de) | 2010-07-15 |
JP4746107B2 (ja) | 2011-08-10 |
DE502006007342D1 (de) | 2010-08-12 |
CN101313455B (zh) | 2012-01-18 |
EP1952522B1 (de) | 2010-06-30 |
CN101313455A (zh) | 2008-11-26 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
RU2410828C2 (ru) | Способ эксплуатации преобразовательной схемы и устройство для осуществления способа | |
RU2340075C1 (ru) | Способ работы схемы преобразования и устройство для осуществления способа | |
EP3393034A1 (en) | Controlling a back-to-back three-level converter with midpoint voltage ripple compensation | |
RU2395893C2 (ru) | Способ применения преобразовательной схемы и устройство для осуществления способа | |
CN110120755B (zh) | 逆变器控制设备 | |
Dinh et al. | Adaptive notch filter solution under unbalanced and/or distorted point of common coupling voltage for three‐phase four‐wire shunt active power filter with sinusoidal utility current strategy | |
Serpa et al. | A virtual-flux decoupling hysteresis current controller for mains connected inverter systems | |
JP2714195B2 (ja) | 電圧変動及び高調波の抑制装置 | |
EP1344307A1 (en) | A damping system | |
AU670137B2 (en) | Load current fundamental filter with one cycle response | |
EP0370388B1 (en) | Power converter | |
Feng et al. | Improved reference generation of active and reactive power for matrix converter with model predictive control under input disturbances | |
JP3822910B2 (ja) | 方形波インバータとdcバス制御とを備えたハイブリッド並列能動/受動フィルタシステムによる電力線高調波の低減 | |
JP2000295853A (ja) | マルチレベルコンバータ | |
Budiwicaksana et al. | Improving inverter output current controller under unbalanced conditions by using virtual impedance | |
RU2475914C1 (ru) | Способ повышения качества электрической энергии | |
US20040075424A1 (en) | Waveform control system | |
Nazir et al. | An adaptive repetitive controller for three-phase PWM regenerative rectifiers | |
Abbes et al. | Circulating current reduction of a grid-connected parallel interleaved converter using energy shaping control | |
RU2442275C1 (ru) | Способ управления трехфазным статическим преобразователем при несимметричной нагрузке | |
RU2444833C1 (ru) | Векторный способ управления трехфазным статическим преобразователем при несимметричной нагрузке | |
Spitsa et al. | Design of a robust voltage controller for an induction generator in an autonomous power system using a genetic algorithm | |
Braiek et al. | Adaptive controller based on a feedback linearization technique applied to a three-phase shunt active power filter | |
Ruminot et al. | A New Compensation Method for High Current Non-Linear Loads | |
Ando et al. | A simple sensorless method for sinusoidal PWM converters |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20151117 |