RU2345373C1

RU2345373C1 - Method of measuring of frequency drift bearing in signal of long-range echo in switched two-conductor channel of general telephone system

Info

Publication number: RU2345373C1
Application number: RU2007142835/28A
Authority: RU
Inventors: Павел В чеславович Колготин (RU); Павел Вячеславович Колготин; нцева Нина Борисовна Рум (RU); Нина Борисовна Румянцева; Борис Владимирович Султанов (RU); Борис Владимирович Султанов; Сергей Леонидович Шутов (RU); Сергей Леонидович Шутов; Михаил Александрович Щербаков (RU); Михаил Александрович Щербаков
Priority date: 2007-11-19
Filing date: 2007-11-19
Publication date: 2009-01-27

Abstract

FIELD: physics, communication.

SUBSTANCE: invention concerns technics of communication and can be applied to measuring and the control of parametres of data links, and also at the solution of problems of prompt initialisation of echo-jacks of high-speed duplex modems. In the offered invention the harmonious test signal is used, the original expedient of elimination of stirring influence of signal of short-range echo and accordingly, eductions of an explored signal of long-range echo that allows to apply to the task in view solution methods of measuring of a frequency drift of the harmonious signal concretised in the invention from rating value against the noise which is present at a path of passage of a signal, with use of numeral system of phase sync of the first order thus is offered.

EFFECT: increase of accuracy of estimate of frequency drift bearing signal in dilated dynamic gamut and simplification of measuring procedures.

4 dwg

Description

Предлагаемый способ относится к технике связи и может быть использован для измерения и контроля параметров каналов передачи данных (ПД), а также при решении задач быстрой инициализации эхо-компенсаторов высокоскоростных дуплексных модемов.The proposed method relates to communication technology and can be used to measure and control the parameters of data transmission channels (PD), as well as in solving problems of quick initialization of echo cancellers of high-speed duplex modems.

При организации дуплексной передачи данных по коммутируемым двухпроводным каналам телефонной сети общего пользования одним из наиболее значимых мешающих факторов (помех) являются эхосигналы (ЭС). Природа возникновения этих сигналов иллюстрируется упрощенной структурной схемой коммутируемого абонентского телефонного канала, используемого для передачи данных, изображенной на фиг.1.When organizing duplex data transmission over switched two-wire channels of a public telephone network, one of the most significant interfering factors (interference) is echo signals (ES). The nature of the occurrence of these signals is illustrated by a simplified block diagram of a switched subscriber telephone channel used for data transmission, shown in figure 1.

Центральная часть схемы представляет 4-проводный участок, соответствующий каналам с разделенными направлениями передачи и приема. С каждой стороны посредством дифференциальных систем ДС2 и ДСЗ эта часть сопрягается с двухпроводными участками тракта, представляющими собой коммутируемые городские абонентские линии. Сопряжение последних непосредственно с передатчиком и приемником сигнала данных осуществляется с помощью дифференциальных систем ДС1 и ДС4.The central part of the circuit represents a 4-wire section corresponding to channels with separated transmission and reception directions. On each side, through the differential systems ДС2 and ДСЗ, this part is interfaced with two-wire sections of the path, which are switched urban subscriber lines. The pairing of the latter directly with the transmitter and receiver of the data signal is carried out using differential systems DS1 and DS4.

Ввиду полной симметрии схемы относительно обоих ее окончаний механизм возникновения ЭС будем рассматривать применительно к модему, расположенному слева. При идеальной сбалансированности всех дифференциальных систем путь прохождения сигнала, передаваемого слева направо, в обозначениях, принятых на фиг.1, является следующим: 1-3-4-5-7-9-10-12; в обратном направлении передача осуществляется по тракту: 11-10-9-8-6-4-3-2. Однако в силу априорной неопределенности затухания двухпроводных участков 3-4 и 9-10 случайным образом коммутируемых городских абонентских линий точная балансировка дифференциальных систем оказывается принципиально невозможной, вследствие чего развязка направлений передачи и приема при сопряжении четырех- и двухпроводного участков канала является неполной. В результате в точке 2 рассматриваемой схемы помимо полезного сигнала, переданного из точки 11, появляются эхосигналы, обусловленные прохождением информации из собственного тракта передачи в тракт приема. Различают сигналы ближнего и дальнего эха (соответственно БЭ и ДЭ). Тракт возникновения сигнала БЭ является наиболее коротким: 1-2; путь, проходимый сигналом первого ДЭ, выглядит так: 1-3-4-5-7-8-6-4-3-2. Помимо первого ДЭ существует второе ДЭ, формируемое трактом 1-3-4-5-7-8-6-5-7-8-6-4-3-2, очевидны также возможности возникновения третьего и т.д. ДЭ, однако эти сигналы обычно настолько малы, что не имеют практического значения.In view of the complete symmetry of the circuit with respect to both of its ends, we will consider the mechanism of the emergence of ES in relation to the modem located on the left. With perfect balance of all differential systems, the path of the signal transmitted from left to right, in the notation adopted in figure 1, is as follows: 1-3-4-5-7-9-10-12; in the opposite direction, the transmission is carried out along the path: 11-10-9-8-6-4-3-2. However, due to the a priori uncertainty of the attenuation of two-wire sections 3-4 and 9-10 of randomly switched urban subscriber lines, accurate balancing of differential systems is fundamentally impossible, as a result of which the decoupling of the transmission and reception directions when pairing the four- and two-wire channel sections is incomplete. As a result, at point 2 of the considered circuit, in addition to the useful signal transmitted from point 11, echo signals appear due to the passage of information from its own transmission path to the receive path. Distinguish between near and far echo signals (BE and DE, respectively). The path of the BE signal is the shortest: 1-2; the path traveled by the signal of the first DE looks like this: 1-3-4-5-7-8-6-4-3-2. In addition to the first DE, there is a second DE formed by the path 1-3-4-5-7-8-6-5-7-8-6-4-3-2, the possibility of a third one, etc. is also obvious. DE, however, these signals are usually so small that they have no practical value.

Присутствие в тракте формирования ДЭ каналообразующей аппаратуры, осуществляющей преобразование спектров сигналов, обуславливает возможность изменения частоты несущего колебания в сигнале ДЭ по отношению к ее номинальному значению, имеющему место в передаваемом сигнале данных. Механизм возникновения этого эффекта проследим, рассматривая тракт возникновения ДЭ в схеме фиг.1.The presence of channel-forming equipment performing signal spectrum conversion in the DE formation pathway makes it possible to change the carrier oscillation frequency in the DE signal with respect to its nominal value, which occurs in the transmitted data signal. The mechanism of occurrence of this effect will be traced, considering the pathway of occurrence of DE in the scheme of figure 1.

При формировании линейного сигнала на передаче (в точке 5 на фиг.1) посредством модулятора М и несущего колебания с частотой f_м

спектр исходного сигнала переносится в область верхних частот. В месте приема четырехпроводного тракта (точка 7 на фиг.1) с помощью демодулятора ДМ' и колебания с частотой f'_дм осуществляется обратное преобразование спектра. Поскольку модулятор М и демодулятор ДМ' входят в состав комплектов аппаратуры, территориально разделенных большими расстояниями, генераторы, вырабатывающие сигналы с частотами f_м и f'_дм обычно не синхронизированы, вследствие чегоWhen forming a linear signal in the transmission (at point 5 in figure 1) by means of a modulator M and a carrier wave with a frequency of f _m

the spectrum of the original signal is transferred to the high frequency region. In the place of reception of the four-wire path (point 7 in figure 1) using the demodulator DM 'and oscillations with a frequency f' _dm , the spectrum is inversely converted. Since the modulator M and the demodulator DM 'are part of the equipment sets, geographically separated by large distances, the generators generating signals with frequencies f _m and f' _dm are usually not synchronized, as a result of which

В результате спектр демодулированного сигнала оказывается смещенным на величину Δf₁=f_м - f'_дмпо отношению к исходному. Этот эффект называется сдвигом (уходом) частоты или частотной расстройкой несущего колебания и имеет место при передаче данных в одном направлении. В рассматриваемой ситуации демодулированный сигнал через не полностью сбалансированную дифференциальную систему ДСЗ проникает в четырехпроводный участок тракта передачи правого модема (точка 8 на фиг.1). Здесь вновь осуществляется его модуляция (модулятор М') и демодуляция (демодулятор ДМ) с частотами f'_м и f_дм, причем по изложенным выше причинамAs a result, the spectrum of the demodulated signal is shifted by Δf ₁ = f _m - f ' _dm with respect to the original. This effect is called frequency shift (drift) or the frequency detuning of the carrier wave and occurs when data is transmitted in one direction. In this situation, the demodulated signal through an incompletely balanced differential system of the remote sensing device penetrates into the four-wire section of the transmission path of the right modem (point 8 in figure 1). Here it is again modulated (modulator M ') and demodulated (demodulator DM) with frequencies f' _m and f _dm , and for the reasons stated above

и

and

Суммарный уход частоты несущего колебания сигнала первого ДЭ f_rДЭ можно определить какThe total departure of the frequency of the carrier oscillation of the signal of the first DE f _rDE can be defined as

В общем случае

и

вследствие чего в реальных каналах имеет место ненулевое значение f_rДЭ (2). Эта величина оказывает существенное влияние на работу двухпроводных дуплексных модемов с эхокомпенсаторами, поэтому актуальной является задача ее измерения.In general

and

as a result, in real channels there is a nonzero value of f _rDE (2). This value has a significant impact on the operation of two-wire duplex modems with echo cancellers, so the task of measuring it is urgent.

Известен способ измерения частоты f_c замаскированного шумом сигнала в ситуации, когда [1]A known method of measuring the frequency f _c masked by noise signal in a situation when [1]

где f_н - номинальное значение частоты, например, гармонического тестового сигнала, используемого в радиолокации для измерения радиальной скорости по доплеровскому сдвигу (эквивалент частоты несущей в предлагаемом изобретении);where f _n is the nominal value of the frequency, for example, of the harmonic test signal used in radar to measure radial velocity from the Doppler shift (equivalent to the carrier frequency in the present invention);

Δf - приращение частоты теста, обусловленное доплеровским сдвигом (эквивалент ухода частоты несущей в сигнале ДЭ в предлагаемом изобретении).

Δf is the increment of the test frequency due to the Doppler shift (equivalent to the drift of the carrier frequency in the DE signal in the present invention).

Способ основан на использовании цифровой системы фазовой синхронизации с номинальным (начальным) значением частоты подстраиваемого (выходного) сигнала f_н, отслеживающей частотное приращение Δf. Сущность способа заключается в измерении суммарного набега нециклической (т.е. изменяющейся в пределах, не ограниченных интервалом длиной 2π) фазы выходного сигнала в режиме слежения ΔФ _вых (t)=Ф_вых(t)-Ф_вых(0) за определенное время t=Т. При этом оценка средней частоты сигнала f_с (по которой в соответствии с (4) нетрудно определить и Δf) получается какThe method is based on the use of a digital phase synchronization system with a nominal (initial) value of the frequency of the adjustable (output) signal f _n tracking the frequency increment Δf. The essence of the method consists in measuring the total incursion of a non-cyclic (i.e., varying within, not limited by an interval of 2π length) phase of the output signal in the tracking mode ΔФ _out (t) = Ф _out (t) -Ф _out (0) for a certain time t = T. Moreover, the estimate of the average signal frequency f _s (by which, in accordance with (4), it is easy to determine Δf) is obtained as

Недостатком этого способа является то, что в рассматриваемой в предлагаемом изобретении ситуации, когда откликом на гармонический тест являются две гармоники, соответственно, ближнего и дальнего эха, с частотами, отличающимися на величину Δf (причем уровень информативной гармоники ДЭ с частотой f_ДЭ=f_н+Δf значительно ниже уровня гармоники БЭ с частотой f_БЭ=f_н), слежение посредством ЦСФС за фазой гармоники ДЭ оказывается невозможным: система будет ориентироваться то на одну, то на другую составляющую суммарного эхо-сигнала. Таким образом, данный способ в рассматриваемом случае является неработоспособным.The disadvantage of this method is that in the situation considered in the present invention, when the response to the harmonic test is two harmonics, respectively, of the near and far echoes, with frequencies different by Δf (and the level of informative harmonic of DE with frequency f _DE = f _n + Δf is much lower than the BE harmonic level with a frequency f _BE = f _n ), tracking by means of the DSPF the DE harmonic phase is impossible: the system will focus on one or the other component of the total echo signal. Thus, this method in the present case is inoperative.

Известен способ измерения ухода частоты несущей в сигнале дальнего эха в коммутируемом двухпроводном канале телефонной сети общего пользования, применяемый в процессе быстрой инициализации эхокомпенсаторов двухпроводных дуплексных модемов с квадратурной амплитудной модуляцией [2]. Способ основан на сопоставлении с помощью разработанного в [2] алгоритма двух наборов оценок комплексных коэффициентов эхокомпенсатора, вычисленных на смежных, прилегающих друг к другу интервалах времени корреляционным методом (т.е. получаемых в результате вычисления функции взаимной корреляции предложенной в [2] комплексной тестовой последовательности, передаваемой в канал, и отклика канала на этот тест). Недостатком этого способа является ограниченность динамического диапазона оцениваемого значения ухода частоты и сложность необходимых для его реализации измерительных процедур. По утверждению самих авторов [2] математические соотношения, заложенные в основу способа, остаются корректными лишь при незначительных значениях ухода частоты несущей (<1 Гц), при больших частотных расстройках способ не работоспособен.There is a method of measuring the carrier frequency drift in a far-echo signal in a switched two-wire channel of a public telephone network, used in the process of quick initialization of echo cancellers of two-wire duplex modems with quadrature amplitude modulation [2]. The method is based on the comparison, using the algorithm developed in [2], of two sets of estimates of the complex coefficients of the echo canceller, calculated on adjacent, adjacent time intervals, by the correlation method (that is, obtained by calculating the cross-correlation function of the complex test sequence transmitted to the channel, and channel response to this test). The disadvantage of this method is the limited dynamic range of the estimated value of the frequency drift and the complexity of the necessary measurement procedures for its implementation. According to the authors themselves [2], the mathematical relationships underlying the method remain correct only with insignificant values of the carrier frequency drift (<1 Hz), with large frequency detunings the method is not operational.

Из известных наиболее близким по технической сущности является способ [3], согласно которому на вход передачи четырехпроводного локального окончания канала, являющийся входом тракта возникновения эха, подают тестовый сигнал, в качестве которого используют периодически повторяющуюся псевдослучайную последовательность с σ-функцией автокорреляции; сигнал, поступающий на вход приема четырехпроводного локального окончания канала, являющийся откликом тракта возникновения эха на передаваемый тест, подвергают аналого-цифровому преобразованию и полосовой фильтрации последовательно во времени на интервале, большем чем

где f_{rДЭ min} - нижний порог измерения частотного рассогласования несущей, определяют отсчеты различных реализаций импульсной характеристики тракта эха как периодическую функцию взаимной корреляции между передаваемым тестовым сигналом и свободными от влияния переходных процессов в канале вторым и последующими периодами соответствующих ему откликов тракта эха; находится максимальное значение отсчета в первой полученной оценке импульсной характеристики всего тракта эха определяют номер отсчета, соответствующего наибольшему значению импульсной характеристики тракта дальнего эха, далее отслеживается закон изменения выбранного отсчета на всех периодах принятого отклика на тест и определяется период Т_rДЭ его колебаний, которому затем рассчитывают обратную ему искомую величину частотного рассогласования несущей.Of the known ones, the closest in technical essence is the method [3], according to which a test signal is fed to the transmission input of the four-wire local channel end, which is the input of the echo path, as a periodically repeating pseudorandom sequence with the σ-function of autocorrelation; the signal received at the input input of the four-wire local channel end, which is the response of the echo path to the transmitted test, is subjected to analog-to-digital conversion and bandpass filtering sequentially in time over an interval greater than

where f _{rDE min} is the lower threshold for measuring the carrier frequency mismatch, the samples of various realizations of the impulse response of the echo path are determined as a periodic function of the cross-correlation between the transmitted test signal and the second and subsequent periods of the corresponding echo path responses corresponding to it from transient processes in the channel; the maximum value of the reference is found in the first obtained estimate of the impulse response of the entire echo path, the reference number corresponding to the largest value of the impulse response of the far echo path is determined, then the law of the selected reference changes over all periods of the received response to the test and the period T _{rDE of} its oscillations is determined, which is then calculated the reciprocal of the desired magnitude of the carrier frequency mismatch.

В основе этого способа лежит тот факт, что, как показано в работе [4], наличие сдвига частоты несущего колебания f_rДЭ в конечном итоге эквивалентно изменению во времени параметров тракта возникновения ДЭ. В частности, каждый отчет импульсной характеристики этого тракта можно рассматривать как значение амплитудно-модулированного гармонического сигнала с частотой f_rДЭ. Если последовательно во времени на интервале Т_а>Т_rДЭ=1/f_rДЭ с помощью корреляционного метода получить набор оценок импульсной характеристики, а затем проследить характер изменения одного отсчета (имевшего, например, в первой оценке наибольшее значение), то, применив интерполяцию, можно с необходимой точностью восстановить гармоническое колебание с периодом Т_rДЭ. Определив по экспериментальным данным значение T_rДЭ, нетрудно рассчитать величину f_rДЭ=1/T_rДЭ.The basis of this method is the fact that, as shown in [4], the presence of a frequency shift of the carrier oscillation f _rDE is ultimately equivalent to a change in time of the parameters of the DE pathway. In particular, each report of the impulse response of this path can be considered as the value of the amplitude-modulated harmonic signal with a frequency f _rDE . If sequentially in time on the interval T _a > T _rDE = 1 / f _rDE using the correlation method to obtain a set of impulse response estimates, and then trace the nature of the change in one reference (which, for example, had the greatest value in the first estimate), then, using interpolation, it is possible to restore harmonic oscillation with a period of T _rDE with the necessary accuracy. Having determined the value of T _rDE from the experimental data, it is not difficult to calculate the value of f _rDE = 1 / T _rDE .

Очевидно, что при реализации данного метода длительность периода тестовой последовательности Т_п=N_п/f_д (где N_п - число отсчетов, содержащееся в одном периоде тестового сигнала, f_д - частота дискретизации) с одной стороны должна оставаться гарантированно большей ожидаемой суммарной длительности Т_ЭС импульсной реакции тракта возникновения ЭС, а с другой - быть в несколько раз меньше периода Т_rДЭ. Последнее необходимо, поскольку отношение Т_rДЭ/Т_п определяет количество дискретных отсчетов, по которым с помощью интерполяции восстанавливается гармоническое колебание с периодом Т_rДЭ. При малых частотных расстройках, когда значение Т_rДЭ велико, отмеченное условие выполняется при относительно больших N_п, и метод обеспечивает возможность достаточно точной оценки f_rДЭ. Однако с ростом f_rДЭ и соответствующим уменьшением N_п появляется ряд факторов, делающих данный подход практически неработоспособным. Во-первых, при f_rДЭ=6÷8 Гц для того, чтобы на периоде Т_rДЭ получить хотя бы два предписываемых теоремой Котельникова отсчета анализируемого колебания, величина N_п должна быть столь малой, что может оказаться невыполненным условие Т_п>Т_ЭС. Кроме того, следует отметить, что поскольку ширина полосы пропускания полосового фильтра на входе приема четырехпроводного локального окончания модема равна ширине полосы пропускания канала ТЧ (т.к. спектр передаваемого теста расположен во всем этом частотном диапазоне), то мощность шума σ² на выходе этого фильтра является достаточно большой. При этом можно показать, что мощность шума σ² _их, наложенного на каждый отсчет импульсной характеристики канала, определяемой корреляционным методом, связана с мощностью (дисперсией) шума σ₂ следующим соотношением σ² _их=σ²/N_п. Поэтому при уменьшении N_п увеличивается мешающее влияние шума канала, а следовательно, и погрешность оценки f_rДЭ. Дополнительными трудностями, сопряженными с применением данного метода, являются необходимость накопления большого объема первичной измерительной информации (в значительной степени избыточной) и сложность ее обработки (необходимо точно определять отсчеты импульсной реакции, имеющие отношение непосредственно к гармоникам ДЭ, что усложняет измерительные процедуры).Obviously, when implementing this method, the duration of the test sequence period T _p = N _p / f _d (where N _p is the number of samples contained in one period of the test signal, f _d is the sampling frequency), on the one hand, must remain guaranteed to be longer than the expected total duration T _{ES of the} impulse response of the path of occurrence of ES, and on the other hand, be several times smaller than the period T _rDE . The latter is necessary, since the ratio T _rDE / T _p determines the number of discrete samples by which harmonic oscillation with a period T _{rDE is} restored using interpolation. At small frequency detunings, when the value of T _{rDE is} large, the noted condition is satisfied at relatively large N _p , and the method provides the possibility of a fairly accurate estimate of f _rDE . However, with an increase in f _rDE and a corresponding decrease in N _p , a number of factors appear that make this approach practically inoperative. Firstly, for f _rDE = 6 ÷ 8 Hz in order to obtain at least two _{counts of the} analyzed oscillation prescribed by Kotelnikov’s theorem for the period T _rDE , the value of N _p must be so small that the condition T _p > T _ES can be fulfilled. In addition, it should be noted that since the bandwidth of the bandpass filter at the input input of the four-wire local end of the modem is equal to the bandwidth of the PM channel (since the spectrum of the transmitted test is located in this entire frequency range), the noise power σ ² at the output of this The filter is large enough. It can be shown that the noise power σ ^{2 of} _them , superimposed on each sample of the channel impulse response determined by the correlation method, is related to the noise power (dispersion) σ _{2 by the} following relation σ ² _them = σ ² / N _p . Therefore, when N _p decreases, the interfering effect of the channel noise increases, and, consequently, the estimation error f _{r DEE} . Additional difficulties associated with the application of this method are the need to accumulate a large amount of primary measurement information (to a large extent redundant) and the complexity of its processing (it is necessary to accurately determine the impulse response counts that are directly related to DE harmonics, which complicates the measurement procedures).

Техническим результатом предлагаемого способа является повышение точности оценки ухода частоты несущей сигнала ДЭ f_rДЭв расширенном динамическом диапазоне и упрощение измерительных процедур.The technical result of the proposed method is to increase the accuracy of estimating the _{drift of the} carrier frequency of the DE signal f _rDE in the extended dynamic range and simplification of measurement procedures.

Поставленная цель достигается за счет того, что в способ измерения ухода частоты несущей в сигнале дальнего эха в коммутируемом двухпроводном канале телефонной сети общего пользования, по которому на вход передачи четырехпроводного локального окончания канала, являющийся входом тракта возникновения эха, подают тестовый сигнал; тестовый сигнал, поступающий на вход приема четырехпроводного локального окончания канала, являющийся выходом тракта возникновения эха, подвергают аналогово-цифровому преобразованию и полосовой фильтрации, дополнительно введены следующие операции: в качестве тестового сигнала используют гармонический сигнал, перед передачей тестового сигнала производят измерение мощности преобразованного в тракте подавления ближнего эха шума канала, для осуществления которого на вход тракта возникновения эха подают нулевой уровень, а имеющий место при этом сигнал на выходе тракта возникновения эха подвергают аналого-цифровому преобразованию, полосовой фильтрации и задерживают на N тактов дискретизации, после этого на каждом такте дискретизации задерживаемый отсчет вычитают из вновь поступившего отсчета того же сигнала, определяют мощность сформированного таким образом разностного сигнала путем квадратирования и суммирования всех его отсчетов на некотором фиксированном интервале времени, после этого на вход тракта возникновения эха подают тестовый сигнал и определяют мощность получаемого аналогичным образом разностного сигнала, из этой мощности вычитают определенную ранее мощность преобразованного в тракте подавления ближнего эха канального шума, извлекают корень и определяют значение нормирующего коэффициента как отношение номинального значения уровня сигнала к значению, полученному после извлечения квадратного корня, далее каждый отсчет полученного разностного сигнала умножают на нормирующий коэффициент, обеспечивающий номинальное значение амплитуды сформированного таким образом гармонического цифрового сигнала, который затем подают на вход цифровой системы фазовой синхронизации первого порядка, номинальная частота опорного сигнала которой равна частоте тестового сигнала, с помощью цифровой системы фазовой синхронизации первого порядка осуществляют измерение отношения отклонения круговой частоты поданного на ее вход гармонического тестового сигнала (ухода частоты несущей в сигнале дальнего эха) от ее номинального значения к частоте дискретизации как результат усреднения отсчетов выходного сигнала цифрового фильтра этой системы синхронизации в установившемся режиме работы.This goal is achieved due to the fact that in the method of measuring the carrier frequency drift in the far-echo signal in a switched two-wire channel of a public telephone network, through which a test signal is supplied to the transmission input of the four-wire local channel end, which is an input to the echo path; the test signal received at the input input of the four-wire local channel end, which is the output of the echo path, is subjected to analog-to-digital conversion and bandpass filtering, the following operations are additionally introduced: a harmonic signal is used as a test signal, before transmitting the test signal, the power of the transformed in the path is measured suppression of the near echo of the channel noise, for the implementation of which a zero level is applied to the input of the echo path, and having a month about that, the signal at the output of the path of the appearance of the echo is subjected to analog-to-digital conversion, bandpass filtering, and delayed by N sampling clocks, after which, at each sampling clock, the delayed sample is subtracted from the newly received sample of the same signal, the power of the difference signal thus formed is determined by squaring and summing all of its samples over a fixed time interval, after which a test signal is fed to the input of the echo path and determined powerfully If the difference signal obtained in the same way is subtracted from this power, the previously determined power of the channel noise converted in the near-echo cancellation path is subtracted, the root is extracted and the normalizing coefficient is determined as the ratio of the nominal value of the signal level to the value obtained after the square root is extracted, then each count of the received differential the signal is multiplied by a normalizing coefficient, providing the nominal value of the amplitude of the harmonic signal thus formed about a digital signal, which is then fed to the input of a first-order digital phase synchronization system, the nominal frequency of the reference signal of which is equal to the frequency of the test signal, using the first-order digital phase synchronization system, the ratio of the circular frequency deviation of the harmonic test signal supplied to its input (frequency drift) is measured carrier in the far echo signal) from its nominal value to the sampling frequency as a result of averaging the samples of the output signal of the digital filter et oh synchronization system in steady state.

Такое сочетание новых признаков с известными позволяет улучшить качество оценки частотного сдвига по сравнению с прототипом, т.к. повышается точность оценки и упрощаются измерительные процедуры.This combination of new features with the known allows you to improve the quality of the evaluation of the frequency shift in comparison with the prototype, because The accuracy of the assessment is enhanced and measurement procedures are simplified.

Предлагаемый способ измерения ухода частоты несущей отклика канала на специальный тестовый сигнал иллюстрируется чертежом (фиг.2), на котором представлена структурная схема устройства, его реализующая.The proposed method for measuring the drift of the carrier response frequency of the channel to a special test signal is illustrated in the drawing (Fig. 2), which shows a block diagram of the device that implements it.

Устройство, реализующее способ измерения ухода частоты несущей отклика канала на специальный тест, содержит (фиг.2): генератор тестового сигнала (ГТС) 1, переключатель (П1) 2, аналогово-цифровой преобразователь (АЦП) 3, узкополосный цифровой фильтр (УПЦФ) 4, линия задержки на N тактов дискретизации (ЛЗ) 5, инвертор (ИНВ) 6, сумматор (СМ) 7, переключатель (П2) 8, вычислитель мощности сигнала (ВМС) 9, переключатель (П3) 10, узел запоминания (УЗ) 11; узел управления (УУ) 12, умножитель (УМНОЖ) 13, узел извлечения квадратного корня (УИКК) 14, узел вычитания (УВ) 15, узел определения номинального коэффициента передачи (УОНК) 16, цифровая система фазовой синхронизации (ЦСФС) 17, коммутатор 18, узел определения частоты несущей (УОЧН) 19, причем выход ГТС 1 соединен с входом 1 переключателя П1, выход 1 УУ 12 подключается к входу 2 переключателя П1, выход 2 УУ 12 подключается к входу 2 переключателя П2, выход 3 УУ 12 подключается к входу 2 переключателя П3, выход переключателя П1 соединен с входом тракта возникновения эха, выход тракта возникновения эха подключен ко входу АЦП 3, выход АЦП 3 соединен с входом УПЦФ 4, выход 1 УПЦФ 4 подключается к входу ЛЗ 5, выход 2 УПЦФ 4 подключается к входу 1 CM 7, выход ЛЗ 5 связан с входом ИНВ 6, выход ИНВ 6 подключен к входу 2 CM 7, выход CM 7 соединен с входом 1 переключателя П2, выход 1 переключателя П2 подключен к входу ВМС 9, выход 2 переключателя П2 связан с входом 1 УМНОЖ 13, выход ВМС 9 соединен с входом 1 переключателя П3, выход 1 переключателя П3 соединен с входом УЗ 11, выход 2 переключателя П3 подключен к входу 1 УВ 15, выход УЗ 13 связан с входом 2 УВ 15, выход УВ 15 соединен с входом УИКК 14, выход УИКК 14 подключен к входу УОНК 16, выход УОНК 16 связан с входом 2 УМНОЖ 13, выход УМНОЖ 13 соединен с входом ЦСФС 17, выход ЦСФС 17 соединен с входом 1 коммутатора 18, выход 4 УУ 12 связан со входом 2 коммутатора 18, выход коммутатора 18 подключен к входу УОЧН 19.A device that implements a method for measuring the drift of the carrier response frequency of a channel to a special test contains (Fig. 2): test signal generator (GTS) 1, switch (P1) 2, analog-to-digital converter (ADC) 3, narrow-band digital filter (UPCF) 4, delay line for N sampling cycles (LZ) 5, inverter (INV) 6, adder (CM) 7, switch (P2) 8, signal power calculator (IUD) 9, switch (P3) 10, memory unit (US) eleven; control unit (UU) 12, multiplier (MULTIPLE) 13, square root extraction unit (UIKK) 14, subtraction unit (HC) 15, node for determining the nominal transmission coefficient (UONK) 16, digital phase synchronization system (CSFS) 17, switch 18 , carrier frequency determination unit (UOCHN) 19, and the GTS 1 output is connected to input 1 of switch П1, output 1 of УУ 12 is connected to input 2 of П1 switch, output 2 of УУ 12 is connected to input 2 of П2 switch, output 3 of УУ 12 is connected to input 2 switches P3, the output of switch P1 is connected to the input of the occurrence path ha, the output of the echo path is connected to the input of the ADC 3, the output of the ADC 3 is connected to the input of the UPCF 4, the output 1 of the UPCF 4 is connected to the input of LZ 5, the output 2 of the UPCF 4 is connected to the input 1 of CM 7, the output of LZ 5 is connected to the input of INV 6 , the output of INV 6 is connected to input 2 of CM 7, output CM 7 is connected to input 1 of switch P2, output 1 of switch P2 is connected to input of Navy 9, output 2 of switch P2 is connected to input 1 of MULTIPLE 13, output of Navy 9 is connected to input 1 of switch P3, the output 1 of the P3 switch is connected to the input of the ultrasonic amplifier 11, the output 2 of the switch P3 is connected to the input 1 of the UV 15, the output of the UZ 13 is connected to the input m 2 UV 15, output 15 is connected to the input of the UIKK 14, the output of the UIKK 14 is connected to the input of the UONK 16, the output of the UONK 16 is connected to the input 2 of the MULTIPLE 13, the output of the MULTIPLE 13 is connected to the input of the DSSF 17, the output of the DSSF 17 is connected to the input 1 of the switch 18, the output 4 of the UU 12 is connected to the input 2 of the switch 18, the output of the switch 18 is connected to the input of the UOCHN 19.

Прежде чем описывать реализацию способа с помощью устройства, изображенного на фиг.2, отметим следующее.Before describing the implementation of the method using the device depicted in figure 2, we note the following.

При подаче на вход тракта формирования эха тестового колебания вида:When applying the test oscillation of the form to the input of the echo formation path:

и наличии в сигнале дальнего эха ненулевой частотной расстройки несущего колебания отклик тракта в дискретном времени (после АЦП на фиг.3) можно описать выражениемand the presence in the far echo signal of a nonzero frequency detuning of the carrier wave, the path response in discrete time (after the ADC in Fig. 3) can be described by the expression

где A_БЭ и А_ДЭ - амплитуды, φ_БЭ и φ_ДЭ - фазы гармоник соответственно БЭ и ДЭ; f_0н=f_Н/f_д; f_0rДЭ=f_rДЭ/f_д; n_к[k] - отсчеты дискретного белого гауссовского шума; k - номер текущего отсчета последовательности.where A _BE and A _DE are amplitudes, φ _BE and φ _DE are the phases of harmonics, respectively, BE and DE; f _0n = f _N / f _d ; f _{0 r DE} = f _{r DE} / f _d ; n _to [k] - samples of discrete white Gaussian noise; k is the number of the current reference sequence.

Для того чтобы можно было осуществить оценку величины f_0rДЭ с использованием ЦСФС, необходимо решить две задачи:In order to be able to estimate the value of f _{0 -DE} using the CSPS, it is necessary to solve two problems:

1) каким-либо способом устранить из сигнала у_Т[k] составляющую ближнего эха;1) in some way to eliminate the component of the near echo from the signal at _T [k];

2) масштабировать с помощью некоторого нормирующего коэффициента оставшуюся в сигнале у_Т[k] гармонику дальнего эха таким образом, чтобы уровень этого сигнала стал равен номинальному, равному уровню опорного сигнала, используемому в ЦСФС.2) to scale with the help of a certain normalizing coefficient the harmonic of the far echo remaining in the signal at _T [k] so that the level of this signal becomes equal to the nominal, equal to the level of the reference signal used in the DSSF.

Отметим, что поскольку предполагаемому диапазону f_rДЭсоответствуют чрезвычайно малые значения разницы относительных частот f_0rБЭ и f_0rДЭгармоник БЭ и ДЭ (например, при f_д=9600 Гц и 0,1 Гц<f_rДЭ<10 Гц значения f_0rДЭ находятся в интервале 10^-5<f_0rДЭ<10^-3) и, как правило, А_БЭ>>А_ДЭ, решить первую из названных задач путем традиционной фильтрации не представляется возможным. Вместе с тем, особенностью данной задачи является тот факт, что значение f_0н является фиксированным, заранее известным. Это и позволило разработать излагаемый ниже алгоритм ее решения.Note that since the expected range of f _rDE corresponds to extremely small values of the difference in the relative frequencies f _{0 rBE} and f _{0 r DE of the} harmonics of BE and DE (for example, at f _d = 9600 Hz and 0.1 Hz <f _{r DE} <10 Hz, the values of f _{0 r DE} are in the range 10 ^-5 <f _0rDE <10 ^-3 ) and, as a rule, A _BE >> A _DE , it is not possible to solve the first of these problems by traditional filtering. However, a feature of this problem is the fact that the value of f _0n is fixed, known in advance. This allowed us to develop the algorithm for solving it described below.

В реализации способа можно выделить 3 цикла.In the implementation of the method, 3 cycles can be distinguished.

В 1-м цикле осуществляется измерение мощности преобразованного в тракте подавления ближнего эха шума канала, необходимое для точной оценки значения нормирующего коэффициента, обеспечивающего номинальное значение уровня сигнала, подаваемого на вход ЦСФС. С этой целью в устройстве фиг.2 по команде УУ 12 переключатели 2, 8, 10 устанавливаются в положение 1. При этом на вход тракта возникновения эха подается нулевой уровень, вследствие чего на выходе этого тракта присутствует только аддитивный шум канала. Этот шум преобразуется в отсчеты цифровой последовательности в АЦП 3, которые затем фильтруются узкополосным цифровым фильтром УПЦФ 4. Отметили, что поскольку в предлагаемом способе используется гармонический тестовый сигнал (5) с частотой f_Н, а возможный диапазон спектральных линий отклика канала ограничен областью f_Н+f_{rДЭ max}, где f_{rДЭ max}<10-15 Гц полоса пропускания УПЦФ 4 может быть сделана значительно уже полосы пропускания канала. Это позволяет существенно уменьшить мощность, а следовательно, и мешающее влияние аддитивного канального шума и в конечном итоге дает возможность повысить точность предлагаемого способа измерения. Выходной сигнал УПЦФ 4 преобразуется трактом подавления ближнего эха, включающим узлы ЛЗ 5, ИНВ 6 и СМ 7, принцип действия которого излагается ниже, и с выхода этого тракта (выход сумматора 7) через переключатель 8 подается на узел ВМС 9, в котором в течение всего первого цикла осуществляется вычисление мощности этого сигнала в соответствии с выражением:In the 1st cycle, the power of the channel noise converted to the near-echo cancellation channel is measured, which is necessary for an accurate assessment of the normalizing coefficient, which provides the nominal value of the signal level fed to the DSPC input. To this end, in the device of FIG. 2, at the command of UU 12, the switches 2, 8, 10 are set to position 1. At the same time, a zero level is applied to the input of the echo path, as a result of which only additive channel noise is present at the output of this path. This noise is converted into digital sequence samples in ADC 3, which are then filtered by a UPCF 4 narrow-band digital filter. It was noted that since the proposed method uses a harmonic test signal (5) with a frequency f _N , and the possible range of spectral lines of the channel response is limited to the region f _N + f _{rDE max} , where f _{rDE max} <10-15 Hz, the bandwidth of UPCF 4 can be made significantly narrower than the channel bandwidth. This allows you to significantly reduce the power, and therefore the interfering effect of the additive channel noise, and ultimately makes it possible to increase the accuracy of the proposed measurement method. The output signal of the UCPF 4 is converted by the near-echo suppression path, including the LZ 5, INV 6, and CM 7 nodes, the principle of which is described below, and from the output of this path (adder 7 output) through switch 8, it is fed to the Naval Forces 9, in which the entire first cycle, the calculation of the power of this signal in accordance with the expression:

где N1 - число дискретных отсчетов сигнала, укладывающихся в длительности 1-го цикла; U_i - отсчеты входного сигнала узла ВМС 9.where N1 is the number of discrete samples of the signal that fit into the duration of the 1st cycle; U _i - samples of the input signal of the Navy node 9.

По окончании 1-го вычисленное в узле ВМС 9 значение P_ш через переключатель 10 поступает на УЗ 11 и запоминается в нем.At the end of the 1st, the value of P _w calculated in the node of the Navy 9 through the switch 10 is supplied to the ultrasound 11 and stored in it.

Во 2-м цикле производится измерение мощности отклика канала на гармонический тест с подавленной гармоникой ближнего эха и с использованием этого и полученного в 1-м цикле результатов вычисляется необходимое значение нормирующего коэффициента. Длительность 2-го цикла равна длительности 1-го цикла. При этом по команде с УУ 12 переключатели 2 и 10 устанавливаются в положение 2, а переключатель 8 остается в положении 1. С ГТС 1 сигнал x_Т(t) вида (5) подается на вход тракта возникновения эха. Преобразованный АЦП 3 в цифровую последовательность и прошедший через УПЦФ 4, уменьшающий мощность канального шума, отклик тракта возникновения эха y_Т[k] имеет вид (6). Этот сигнал поступает на входы линии задержки на N тактов дискретизации 5 и сумматора 7, которые, как отмечалось выше, вместе с инвертором 6 образуют тракт подавления ближнего эха. Механизм подавления гармоники ближнего эха удобно пояснить, рассматривая совокупность элементов ЛЗ 5, ИНВ 6 и СМ 7 как трансверсальный цифровой фильтр N-го порядка с двумя ненулевыми коэффициентами: b₀=1 и b_N=-1. Выходной сигнал этого фильтра у_Ф[k] связан с входным у_Т[k] разностным уравнениемIn the 2nd cycle, the power of the channel response to the harmonic test is measured with the suppressed harmonic of the near echo, and using this and the results obtained in the 1st cycle, the necessary value of the normalizing coefficient is calculated. The duration of the 2nd cycle is equal to the duration of the 1st cycle. At the same time, on command from UU 12, switches 2 and 10 are set to position 2, and switch 8 remains in position 1. From the GTS 1, a signal x _T (t) of the form (5) is fed to the input of the echo generation path. The ADC 3 converted into a digital sequence and passed through UPCF 4, which reduces the power of channel noise, the response of the echo path y _T [k] has the form (6). This signal is fed to the inputs of the delay line for N sampling clocks 5 and adder 7, which, as noted above, together with the inverter 6 form a near-echo suppression path. It is convenient to explain the harmonic suppression mechanism of the near-echo by considering the combination of elements LZ 5, INV 6 and SM 7 as an N-order transverse digital filter with two non-zero coefficients: b ₀ = 1 and b _N = -1. The output signal of this filter at _Ф [k] is connected with the input difference equation at _Т [k]

или с учетом приведенных значений b₀ и b_N:or taking into account the given values of b ₀ and b _N :

Нетрудно показать, что передаточная функция такого фильтра имеет вид H(z)=1-z^-N, а его амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) определяется выражениемIt is easy to show that the transfer function of such a filter has the form H (z) = 1-z ^-N , and its amplitude-frequency characteristic (AFC) is determined by the expression

где

- относительная частота.Where

- relative frequency.

График АЧХ, построенный на основе (7), показан на фиг.4. Из графика видно, что относительным частотамThe frequency response graph constructed on the basis of (7) is shown in Fig. 4. The graph shows that the relative frequencies

являющимся корнями тригонометрического уравнения sin(2πf₀N_Ф/2)=0, соответствуют нули функции |H(f₀)|.which are the roots of the trigonometric equation sin (2πf ₀ N _Ф / 2) = 0, correspond to the zeros of the function | H (f ₀ ) |.

Поскольку в предлагаемом способе измерения частоты тестового сигнала f_ни дискретизации f_д могут быть заданы от одного генератора, относительное значение f_0н=f_н/f_д является абсолютно стабильным и заранее известным. Соответствующим выбором порядка N_Фрассматриваемого фильтра можно добиться, чтобы один из нулей его АЧХ точно совпадал со значением f_0н. При этом при прохождении через такой фильтр сигнала, определяемого выражением (6), гармоника ближнего эха оказывается полностью подавленной.Since in the proposed method for measuring the frequency of the test signal f _n and sampling f _d can be set from a single generator, the relative value f _0n = f _n / f _d is absolutely stable and known in advance. By a suitable choice of the order N _{Ф of} the filter in question, one can achieve that one of the zeros of its frequency response exactly coincides with the value f _0н . In this case, when passing through such a filter the signal defined by expression (6), the harmonic of the near echo is completely suppressed.

Вместе с тем, наряду с отмеченным свойством нужно, чтобы даже при небольших отклонениях f₀ от f_0н значение |Н(f₀)| существенно отличалось от нуля (то есть чтобы крутизна АЧХ в окрестностях ее нулей была как можно выше). Этого можно добиться, сокращая ширину частотного интервалаHowever, along with the noted property, it is necessary that, even with small deviations f ₀ from f _{0n, the} value | H (f ₀ ) | significantly different from zero (that is, so that the steepness of the frequency response in the vicinity of its zeros was as high as possible). This can be achieved by reducing the width of the frequency interval.

между двумя соседними нулями.between two adjacent zeros.

Предел возможного уменьшения Δf₀ в условиях рассматриваемого эксперимента устанавливается неравенствомThe limit of a possible decrease in Δf ₀ under the conditions of the experiment under consideration is established by the inequality

обеспечивающим включение в этот интервал всего предполагаемого диапазона возможных значений частотной расстройки. Кроме того, в соответствии с (8) необходимо, чтобы частота f_н была кратна значению, то есть должно выполняться соотношениеproviding inclusion in this interval of the entire estimated range of possible values of the frequency detuning. In addition, in accordance with (8), it is necessary that the frequency f _n be a multiple of the value, i.e., the relation

где q - некоторое целое.where q is some integer.

Условия (8-10) позволяют рассчитать требуемое значение N_Ф. В частности, при f_Н=1800 Гц; f_Д=9600 Гц; Δf=f_Н/150=12 Гц>f_rДЭmax=7÷8 Гц, получаем: N_Ф=1/Δf₀=800.Conditions (8-10) allow you to calculate the required value of N _f . In particular, at f _H = 1800 Hz; f _D = 9600 Hz; Δf = f _N / 150 = 12 Hz> f _{r ДЭmax} = 7 ÷ 8 Hz, we obtain: N _Ф = 1 / Δf ₀ = 800.

При выбранных таким образом параметрах в области малых f_rДЭ значения АЧХ определяются выражениемWith the parameters thus chosen in the region of small f _rDE , the frequency response is determined by the expression

|H(f₀)|=2|sin[(800π/9600)f_rДЭ]≅0,52|f_rДЭ|.| H (f ₀ ) | = 2 | sin [(800π / 9600) f _{r DEE} ] ≅0.52 | f _{r DEE} |.

Это обеспечивает возможность (при условии последующего масштабирования с использованием нормирующего коэффициента) опустить нижнюю границу оцениваемых в эксперименте значений f_rДЭ до десятых долей Гц.This makes it possible (subject to subsequent scaling using a normalizing coefficient) to lower the lower bound of the experimentally estimated f _rDE values to tenths of a Hz.

Таким образом, выходной сигнал у_ф[k] сумматора 7, представляющий собой выход рассмотренного тракта подавления ближнего эха, при надлежащем выборе N с учетом (6) можно описать выражениемThus, the output signal at _f [k] of the adder 7, which is the output of the considered near-echo suppression path, with the proper choice of N, taking into account (6), can be described by the expression

Вследствие некоррелированности теста и шума P_уФ=Р_ДЭ+Р_Ш,Due to the uncorrelated test and noise P _уФ = Р _ДЭ + Р _Ш ,

где P_уФ- мощность смешанного сигнала с шумом,where P _UV - the power of the mixed signal with noise,

Р_ДЭ - мощность гармоники дальнего эха,R _DE - power harmonic far echo,

Р_ш - мощность шума.R _W - noise power.

Величина P_уФвычисляется в узле ВМС 9, на который через переключатель 8 с выхода сумматора 7 поступает сигнал у_Ф[k], в соответствии с выражением, аналогичным (6а). По окончании этого процесса в узле вычитания 15, на первый вход которого через переключатель 10 подается вычисленное значение Р_уФ, а на второй - вычисленное значение Р_ш с выхода УЗ 11. Узел вычитания производит следующую операцию Р_ДЭ=Р_уФ-Р_Ш.The value of P _{uF is} calculated in the node of the Navy 9, to which through the switch 8 from the output of the adder 7 a signal is received at _Ф [k], in accordance with an expression similar to (6a). At the end of this process, the subtraction node 15, the first input of which is supplied through the switch 10 with the calculated value of P _uF , and the second is the calculated value of P _W from the output of the ultrasound 11. The subtraction node performs the following operation R _DE = R _uF -R _W.

В узле УИКК 14 путем извлечения квадратного корня определяется действующее значение этой гармоники In the UIKK node 14, by extracting the square root, the effective value of this harmonic is determined

которое подается на вход УОНК 16. В этом узле рассматривается значение нормирующего коэффициента К_Н, вычисляемое как отношение номинального уровня U_Н опорного сигнала ЦСФС (хранящегося в блоке УИКК 14) к величине U_ДЭ:which is fed to the input of UONK 16. In this node, the value of the normalizing coefficient K _N is calculated, calculated as the ratio of the nominal level U _{N of the} reference signal of the DSSS (stored in the UIKK 14 block) to the value of U _DE :

На этом 2-й цикл работы заканчивается.On this, the 2nd cycle of work ends.

В 3-м цикле осуществляется измерение ухода частоты несущей в сигнале дальнего эха, выполняемое с помощью ЦСФС 1-го порядка. При этом по команде с УУ 12 переключатель 2 остается в положении 2, а переключатель 8 также устанавливается в положение 2 (состояние переключателя 10 в данном цикле не оказывает влияния на процесс измерения). Так же, как и во втором цикле, на вход тракта возникновения эха в данном случае подается тестовый сигнал (5), а из отклика этого тракта, преобразованного аналогичным образом совокупностью узлов АЦП 3, УПЦФ 4, ЛЗ 5, ИНВ 6, CM 7, на выходе сумматора 7 формируется сигнал у_Ф[k], описываемый выражением (11). Через переключатель 8 этот сигнал подается на вход 1 умножителя 13, в котором осуществляется его умножение на вычисленное во 2-м цикле значение нормирующего коэффициента К_Н, которое с выхода УОНК 16 поступает на вход 2 умножителя 13. В результате амплитуда гармоники дальнего эха, присутствующая в выходном сигнале у_умн[k] блока УОНК 16, принимает номинальное значение (равное амплитуде опорного сигнала ЦСФС 17). Сигнал у_умн[k] подается на вход ЦСФС 17.In the 3rd cycle, the measurement of the carrier frequency drift in the far-echo signal is carried out using a 1st-order DSSF. At the same time, on command from UU 12, switch 2 remains in position 2, and switch 8 is also set to position 2 (the state of switch 10 in this cycle does not affect the measurement process). As in the second cycle, in this case, a test signal (5) is fed to the input of the echo path, and from the response of this path, converted in a similar way by a set of ADC 3, UPCF 4, LZ 5, INV 6, CM 7, at the output of the adder 7, a signal is formed at _Ф [k], described by expression (11). Through switch 8, this signal is fed to input 1 of multiplier 13, in which it is multiplied by the value of the normalizing coefficient K _N calculated in the 2nd cycle, which from output UONK 16 is fed to input 2 of multiplier 13. As a result, the amplitude of the far-echo harmonic present in the output signal of the _smart [k] unit of UONK 16, it takes a nominal value (equal to the amplitude of the reference signal DSP 17). The signal from _smart [k] is fed to the input of the DSP 17.

Структурная схема ЦСФС представлена на фиг.4. Она включает в себя фазовый дискриминатор ФД, выделяющий разность фаз входного у_умн[k] и опорного U₀[k] сигналов ЦСФС, цифровой фильтр ЦФ, определяющий порядок и свойства ЦСФС, и цифровой подстраиваемый генератор опорного колебания (выходной сигнал ЦПГ U₀[k] представляет собой последовательность дискретных отсчетов опорного гармонического колебания, в случае системы 1-го порядка цифровой фильтр ЦФ представляет собой умножитель на некоторый фиксированный коэффициент α). Первоначально частота опорного сигнала U₀[k] выбирается равной частоте f_н тестового сигнала. Как показано в работе [5], в случае, когда значение частоты присутствующего в смеси сигнала с шумом у_умн[k] гармонического колебания отличается от частоты f_н на величину f_rДЭ, в установившемся режиме работы ЦСФС выходной сигнал Δ_ст ее фазового дискриминатора:The structural diagram of the CSPS is presented in figure 4. It includes a phase discriminator of the PD, which distinguishes the phase difference of the input of the _smart [k] and reference U ₀ [k] signals of the DSPF, a digital filter of the DF that determines the order and properties of the DSPF, and a digital tunable reference oscillator (the output of the CPG U ₀ [ k] is a sequence of discrete samples of the reference harmonic oscillation; in the case of a first-order system, the digital filter of the digital filter is a multiplier by some fixed coefficient α). Initially, the frequency of the reference signal U ₀ [k] is selected equal to the frequency f _{n of the} test signal. As shown in [5], in the case when the frequency of the signal present in the mixture with noise at the _smart [k] harmonic oscillation differs from the frequency f _n by the value f _rDE , in the steady-state operation mode of the DSSF, the output signal Δ _{st of} its phase discriminator:

где

- относительное значение ухода круговой частоты несущей в сигнале дальнего эха;Where

- the relative value of the departure of the carrier circular frequency in the far echo signal;

n₁[k] - преобразованный ЦСФС (в сторону уменьшения мощности) аддитивный шум входной смеси у_умн[k].n ₁ [k] is the converted DSSF (in the direction of decreasing power) additive input noise in _smart [k].

Как уже отмечалось, в ЦСФС 1-го порядка цифровой фильтр реализуется в виде умножителя на α (α=0,01-0,1), поэтому выходной сигнал ЦФ, который в предлагаемом изобретении является выходом ЦСФС у_умн[k] определяется какAs already noted, in a first-order DSSF, the digital filter is implemented in the form of a multiplier by α (α = 0.01-0.1), therefore, the DSP output signal, which in the present invention is the DSSS output in _smart [k], is defined as

Этот сигнал в схеме фиг.2 поступает на вход 1 коммутатора 18. На вход 2 этого коммутатора с выхода 4 УУ 12 поступает управляющий сигнал (формируемый, например, с помощью таймера), который подключает выход ЦСФС 17 ко входу УОЧН 19 по истечении некоторого времени с начала 3-го цикла, необходимого для завершения в ЦСФС 17 переходного процесса. В УОЧН 19 осуществляется усреднение отсчетов сигнала у_вых[k], описываемого (12), с целью устранения мешающего влияния шума на результат измерения величины ω_0rДЭ в расширенном динамическом диапазоне. Количественные соотношения, связывающие эти величины и характеризующие точность измерения ω_0rДЭ на фоне шума, приведены в работе [5]. При необходимости по найденной величине ω_0rДЭ в УОЧН 19 можно определить и абсолютное значение ухода частоты несущей This signal in the circuit of FIG. 2 is fed to input 1 of switch 18. At input 2 of this switch, control signal 4 is generated from output 4 of UU 12 (generated, for example, using a timer), which connects the output of DSSF 17 to the input of UOCHN 19 after some time from the beginning of the 3rd cycle, which is necessary for the completion of the transition process in TSSFS 17. In OCHN 19, the signal samples at the _outputs [k] described in (12) are averaged in order to eliminate the interfering effect of noise on the measurement result of ω _{0 -DE} in the extended dynamic range. The quantitative relations connecting these values and characterizing the accuracy of the measurement of ω _0-DE in the presence of noise are given in [5]. If necessary, the absolute value of the carrier frequency drift can be determined from the determined value of ω _0rDE in UOCHN 19

Таким образом, предлагаемый способ обеспечивает возможность точного измерения ухода частоты несущей в расширенном динамическом диапазоне (от десятых долей Гц до десяти Гц и выше) при значительном упрощении необходимых для его реализации измерительных процедур, т.е. позволяет получить заявленный технический эффект и может быть осуществлен с помощью известных в технике средств.Thus, the proposed method provides the ability to accurately measure the drift of the carrier frequency in the extended dynamic range (from tenths of a Hz to ten Hz and above) with a significant simplification of the measurement procedures necessary for its implementation, i.e. allows you to get the claimed technical effect and can be carried out using means known in the art.

ИСТОЧНИКИ ИНФОРМАЦИИINFORMATION SOURCES

1. Акимов В.Н., Белюстина Л.Н., Белых В.Н. Системы фазовой синхронизации // Радио и связь - М., 1982.- 256-258 с.1. Akimov V.N., Belyustina L.N., Belykh V.N. Phase synchronization systems // Radio and communications - M., 1982.- 256-258 s.

2. G. Long. Fast initialization of data-driven nyquist in-band echo cancellers// IEEE Transactions on communications vol. 41, no. 6 (June 1993), pp.899-900.2. G. Long. Fast initialization of data-driven nyquist in-band echo cancellers // IEEE Transactions on communications vol. 41, no. 6 (June 1993), pp. 899-900.

3. Wittke P.H., Penstone S.R., Keightley R. J. Measurements of echo parameters to high-speed full-duplex data transmission on telephone circuits // IEEE J. Selected Areas Commun., vol. SAC-2, No.5 (September 1984), pp.703 -710.3. Wittke P.H., Penstone S.R., Keightley R. J. Measurements of echo parameters to high-speed full-duplex data transmission on telephone circuits // IEEE J. Selected Areas Commun., Vol. SAC-2, No.5 (September 1984), pp. 703-710.

4. Werner J.J. Effects of channel impairements on the performance of an in-band data-driven echo-canceler // AT&T Tech. J., vol. 64, No.1 (January 1985), pp.91-113.4. Werner J.J. Effects of channel impairements on the performance of an in-band data-driven echo-canceler // AT&T Tech. J., vol. 64, No.1 (January 1985), pp. 91-113.

5. Султанов Б. В. Применение цифровых систем фазовой синхронизации для измерения сдвига частоты гармонического сигнала на фоне шума // Радиотехника. - 2000. - №9. - С.21 - 26.5. Sultanov B. V. The use of digital phase synchronization systems for measuring the frequency shift of a harmonic signal against a noise background // Radio Engineering. - 2000. - No. 9. - S.21 - 26.

Claims

Способ измерения ухода частоты несущей в сигнале дальнего эха в коммутируемом двухпроводном канале телефонной сети общего пользования, по которому на вход передачи четырехпроводного локального окончания канала, являющийся входом тракта возникновения эха, подают тестовый сигнал; тестовый сигнал, поступающий на вход приема четырехпроводного локального окончания канала, являющийся выходом тракта возникновения эха, подвергают аналогово-цифровому преобразованию и полосовой фильтрации, отличающийся тем, что в качестве тестового сигнала используют гармонический сигнал, перед передачей тестового сигнала производят измерение мощности преобразованного в тракте подавления ближнего эха шума канала, для осуществления которого на вход тракта возникновения эха подают нулевой уровень, а имеющий место при этом сигнал на выходе тракта возникновения эха подвергают аналого-цифровому преобразованию, полосовой фильтрации и задерживают на N тактов дискретизации, после этого на каждом такте дискретизации задерживаемый отсчет вычитают из вновь поступившего отсчета того же сигнала, определяют мощность сформированного таким образом разностного сигнала путем квадратирования и суммирования всех его отсчетов на некотором фиксированном интервале времени, после этого на вход тракта возникновения эха подают тестовый сигнал и определяют мощность получаемого аналогичным образом разностного сигнала, из этой мощности вычитают определенную ранее мощность преобразованного в тракте подавления ближнего эха канального шума, извлекают корень и определяют значение нормирующего коэффициента как отношение номинального значения уровня сигнала к значению, полученному после извлечения квадратного корня, далее каждый отсчет полученного разностного сигнала умножают на нормирующий коэффициент, обеспечивающий номинальное значение амплитуды сформированного таким образом гармонического цифрового сигнала, который затем подают на вход цифровой системы фазовой синхронизации первого порядка, номинальная частота опорного сигнала которой равна частоте тестового сигнала, с помощью цифровой системы фазовой синхронизации первого порядка осуществляют измерение отношения отклонения круговой частоты поданного на ее вход гармонического тестового сигнала (ухода частоты несущей в сигнале дальнего эха) от ее номинального значения к частоте дискретизации как результат усреднения отсчетов выходного сигнала цифрового фильтра этой системы синхронизации в установившемся режиме работы. A method for measuring the carrier frequency drift in a far-echo signal in a switched two-wire channel of a public telephone network, through which a test signal is supplied to the transmission input of a four-wire local channel end, which is an input to the echo path; the test signal supplied to the input input of the four-wire local channel end, which is the output of the echo path, is subjected to analog-to-digital conversion and bandpass filtering, characterized in that a harmonic signal is used as the test signal, before transmitting the test signal, the power of the signal converted in the suppression path is measured the near echo of the channel noise, for the implementation of which a zero level is supplied to the input of the echo path, and the signal the output of the echo path is subjected to analog-to-digital conversion, bandpass filtering, and is delayed by N sampling clocks, after which, at each sampling clock, the delayed sample is subtracted from the newly received sample of the same signal, the power of the difference signal generated in this way is determined by squaring and summing all its samples on a fixed time interval, after that a test signal is fed to the input of the echo path and the power of the resulting anal is determined In the same way, the difference signal is subtracted from this power, the previously determined power of the channel noise converted in the near-echo cancellation path is subtracted, the root is extracted and the normalizing coefficient is determined as the ratio of the nominal value of the signal level to the value obtained after the square root is extracted, then each sample of the received differential signal is multiplied by a normalizing coefficient providing a nominal value of the amplitude of the harmonic digital signal thus formed, which is then fed to the input of the first-order digital phase synchronization system, the nominal frequency of the reference signal of which is equal to the frequency of the test signal, using the first-order digital phase synchronization system, the deviation ratio of the circular frequency of the harmonic test signal supplied to its input is measured (carrier frequency drift in the far-field signal echo) from its nominal value to the sampling frequency as a result of averaging the samples of the output signal of the digital filter of this system tion in the steady operation mode.