RU2099739C1

RU2099739C1 - Radar

Info

Publication number: RU2099739C1
Application number: RU96106629A
Authority: RU
Inventors: Е.С. Баскович; В.И. Куликов; Б.А. Пер; Ю.Ф. Подоплекин; А.Н. Шполянский
Original assignee: Центральный научно-исследовательский институт "Гранит"
Priority date: 1996-04-08
Filing date: 1996-04-08
Publication date: 1997-12-20

Abstract

FIELD: radiolocation, radars of autonomous and command and control systems. SUBSTANCE: given radar is related to radars meant for detection of signals from targets, for measurement of their coordinates and automatic tracking by range and angular coordinates in presence of natural and organized interference. EFFECT: increased noise immunity of radar both under modes of detection and tracking with simultaneous increase of tracking accuracy. 1 cl, 15 dwg

Description

Изобретение относится к области радиолокационной техники и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС) автономных и командных систем управления, предназначенных для обнаружения сигналов от целей, измерения их координат и автоматического сопровождения по дальности и по угловым координатам при наличии естественных и организованных радиопомех. The invention relates to the field of radar technology and can be used in radar stations (autonomous radars) of autonomous and command control systems designed to detect signals from targets, measure their coordinates and automatically track in range and angular coordinates in the presence of natural and organized radio interference.

В настоящее время применение сложных сигналов, то есть сигналов с внутриимпульсной модуляцией, является важным фактором, определяющим повышение основных качественных показателей РЛС, прежде всего дальности обнаружения, разрешающей способности и помехозащищенности по отношению к естественным и организованным радиопомехам. Наиболее перспективными, в особенности для РЛС автономных и телеуправляемых систем управления, представляются сигналы с внутриимпульсной фазовой манипуляцией (ФМ) двоичным многоразрядным кодом, допускающие органичное использование цифровых методов формирования и обработки сигналов. At present, the use of complex signals, that is, signals with intrapulse modulation, is an important factor determining the increase in the basic quality indicators of the radar, especially the detection range, resolution and noise immunity with respect to natural and organized radio interference. The most promising, especially for radars of autonomous and telecontrolled control systems, are signals with intrapulse phase shift keying (FM) binary multi-bit code that allow the organic use of digital methods for generating and processing signals.

Известна РЛС [1] которая содержит приемопередатчик, способный излучать и принимать сигналы с внутриимпульсной фазовой манипуляцией или частотной модуляцией, блок ограничения сигналов, устройство сжатия импульсов и пороговый блок. В указанной РЛС отраженные от цели сигналы после приема ограничиваются по амплитуде, сжимаются по времени в согласованном фильтре, построенном на основе линии задержки с отводами, а затем обнаруживаются в пороговом блоке. Недостатком этой РЛС является работа на одной частоте и, как следствие, недостаточная помехозащищенность по отношению к прицельным шумовым помехам. Known radar [1] which contains a transceiver capable of emitting and receiving signals with intrapulse phase shift keying or frequency modulation, a signal limiting block, a pulse compression device and a threshold block. In the indicated radar, the signals reflected from the target after reception are limited in amplitude, are compressed in time in a matched filter constructed on the basis of a delay line with taps, and then are detected in the threshold block. The disadvantage of this radar is the operation at one frequency and, as a result, insufficient noise immunity with respect to impact noise interference.

Известна РЛС [2] которая наиболее близка по технической сущности к предлагаемому устройству и принята в качестве прототипа. Устройство-прототип допускает перестройку несущей частоты от импульса к импульсу по произвольному закону и использует сигналы с внутриимпульсной фазовой манипуляцией двоичным многоразрядным кодом. РЛС построена по когерентному принципу и содержит последовательно соединенные синхронизатор, передатчик, антенный переключатель и антенну, подключенный к третьему плечу антенного переключателя приемник и устройство обработки информации, причем передатчик выполнен на основе последовательно соединенных возбудителя, фазового манипулятора и усилителя мощности, управляемых блоком перестройки частоты, генератором кодов и импульсным модулятором соответственно, а приемник содержит усилитель высокой частоты, декодирующее устройство, первый смеситель и второй смеситель (фазовый детектор), причем блок перестройки частоты подключен к управляющему входу возбудителя, генератор кодов соединен с управляющими входами фазового манипулятора и декодирующего устройства, выход гетеродинной частоты возбудителя соединен с гетеродинным входом смесителя, а выход опорной частоты возбудителя с входом опорной частоты фазового детектора. Known radar [2] which is the closest in technical essence to the proposed device and adopted as a prototype. The prototype device allows the tuning of the carrier frequency from pulse to pulse according to an arbitrary law and uses signals with intrapulse phase shift keying binary multi-bit code. The radar is built on a coherent principle and contains a serially connected synchronizer, transmitter, antenna switch and antenna, a receiver and an information processing device connected to the third arm of the antenna switch, the transmitter being made on the basis of series-connected exciter, phase manipulator and power amplifier controlled by a frequency tuning unit, a code generator and a pulse modulator, respectively, and the receiver contains a high-frequency amplifier, a decoding device, a second mixer and a second mixer (phase detector), the frequency tuning unit being connected to the control input of the exciter, the code generator connected to the control inputs of the phase manipulator and the decoding device, the output of the local oscillator frequency of the exciter connected to the heterodyne input of the mixer, and the reference frequency output of the exciter with the reference input frequency detector phase.

Благодаря применению сложных ФМ-сигналов с перестройкой несущей частоты от импульса к импульсу эта РЛС обладает более высокой помехозащищенностью по отношению к ответным и прицельным по частоте помехам, чем РЛС, использующая простые импульсные сигналы с той же энергией, без перестройки несущей частоты от импульса к импульсу. Due to the use of complex FM signals with the tuning of the carrier frequency from pulse to pulse, this radar has a higher noise immunity with respect to response and aiming frequency interference than a radar that uses simple pulse signals with the same energy, without tuning the carrier frequency from pulse to pulse .

Недостаток РЛС-прототипа состоит в малой точности измерения координат при недостаточно высокой скрытности и помехозащищенности, что является следствием включения устройства сжатия ФМ-сигналов ("декодирующего устройства", как оно названо в описании) непосредственно за усилителем высокой частоты приемника, это означает, что сжатие ФМ-сигналов в прототипе выполняется на частоте принимаемых сигналов, что ограничивает возможности его реализации сравнительно малыми длительностями сложных сигналов (до 10-20 мкс). Это, в свою очередь, приводит к малой точности измерения координат и недостаточно высокой скрытности и помехозащищенности РЛС по отношению к ответным помехам. В особенности этот недостаток проявляется в РЛС, предназначенных не только для обнаружения сигналов от целей и измерения их координат в режиме обзора, но и для автоматического сопровождения целей по дальности и по угловым координатам на основе моноимпульсной пеленгации. Невысокая стабильность параметров устройств сжатия сложных сигналов (см. например, [10, с. 175]), работающих на сверхвысоких несущих частотах отраженных сигналов, ограничивает возможность их реализации в моноимпульсных приемниках, в которых требуется высокая идентичность фазочастотных характеристик суммарного и разностного приемных каналов, сравнительно малыми длительностями сложных сигналов (до 10 мкс). The disadvantage of the radar prototype is the low accuracy of coordinate measurement with not enough stealth and noise immunity, which is a consequence of the inclusion of the FM signal compression device (the "decoding device", as it is called in the description) directly behind the receiver’s high-frequency amplifier, which means that the compression The FM signals in the prototype are performed at the frequency of the received signals, which limits the possibility of its implementation by the relatively short durations of complex signals (up to 10-20 μs). This, in turn, leads to low accuracy of coordinate measurement and insufficiently high stealth and noise immunity of the radar in relation to response interference. In particular, this disadvantage is manifested in radars designed not only to detect signals from targets and measure their coordinates in the viewing mode, but also to automatically track targets in range and in angular coordinates based on monopulse direction finding. The low stability of the parameters of complex signal compression devices (see, for example, [10, p. 175]) operating at ultrahigh carrier frequencies of the reflected signals limits the possibility of their implementation in monopulse receivers, which require high identical phase-frequency characteristics of the sum and difference receiving channels, Comparatively short durations of complex signals (up to 10 μs).

Кроме того, помехозащищенность и скрытность РЛС-прототипа в режиме сопровождения становятся недостаточными также и по другой причине вследствие увеличения мощности зондирующего излучения на входе разведприемников, входящих в комплексы радиоэлектронного противодействия (РЭП) (например, типа AN SLQ-32, см. [11]), по мере приближения РЛС к цели, причем увеличение мощности нарастает обратно пропорционально квадрату дальности между РЛС и прикрываемой РЭП целью (например, надводным кораблем). Потеря же скрытности приводит к повышению возможности создания ответных помех в режиме сопровождения. In addition, the noise immunity and secrecy of the radar prototype in tracking mode also become insufficient for another reason due to an increase in the power of the probing radiation at the input of reconnaissance receivers included in electronic countermeasures (RE) (for example, type AN SLQ-32, see [11] ), as the radar approaches the target, and the increase in power increases inversely with the square of the distance between the radar and the target covered by the REP (for example, a surface ship). The loss of secrecy leads to an increase in the possibility of creating interference in the tracking mode.

Далее указанные особенности построения РЛС-прототипа не позволяют регулировать длительность и ширину спектра зондирующих сигналов по мере уменьшения дальности до цели, а в условиях, когда дальность до цепи R оказывается меньше величины

, соответствующей длительности T_и зондирующих сигналов (C скорость света), и длительность принимаемых сигналов

становится соответственно меньше длительности зондирующих (из-за бланкирования приемника), устройство сжатия оказывается несогласованным с принимаемыми сигналами, что также ведет к потерям в точности измерения координат и помехозащищенности.Further, these features of the construction of the radar prototype do not allow you to adjust the duration and width of the spectrum of the probing signals as the distance to the target decreases, and in conditions where the distance to the circuit R is less than

corresponding to the duration of T _and sounding signals (C is the speed of light), and the duration of the received signals

becomes accordingly shorter than the duration of the probing (due to receiver blanking), the compression device is inconsistent with the received signals, which also leads to losses in the accuracy of coordinate measurements and noise immunity.

Технической задачей изобретения является повышение помехозащищенности РЛС как в режиме обнаружения, так и, в особенности, в режиме сопровождения при одновременном повышении точности сопровождения. An object of the invention is to increase the noise immunity of the radar both in the detection mode and, in particular, in the tracking mode while improving the accuracy of tracking.

Для достижения заявленного технического результата в предлагаемой РЛС сжатие сложных ФМ-сигналов производится не на несущей частоте принимаемых сигналов, а на видеочастоте в цифровых согласованных фильтрах (ЦСФ) после гетеродинного преобразования, усиления по промежуточной частоте, фазового детектирования и усиления сигналов по видеочастоте в двух квадратурных каналах как в суммарном, так и в разностном приемном канале при моноимпульсном способе пеленгации в режиме сопровождения. При этом видеосигналы на входе ЦСФ подвергаются бинарному квантованию по амплитуде с нулевым пороговым уровнем и квантованию по времени, сигналы рассогласования по углу образуются путем скалярного произведения троично квантованных сжатых сигналов с выходов ЦСФ суммарного и разностного каналов, для стабилизации крутизны пеленгационной характеристики производится регулирование мощности зондирующих импульсов в зависимости от измеряемого отношения сигнал/шум по сигналам от сопровождаемой цели, для устранения ошибки измерения дальности до сопровождаемой цели вследствие квантования по времени сигналов на входе ЦСФ вводится изменение моментов квантования по времени с изменением дальности до цели. Кроме того, по мере уменьшения длительности принимаемых сигналов с уменьшением дальности до сопровождаемой цели для повышения точности измерения координат и помехозащищенности производится изменение полосы пропускания ЦСФ с одновременной регулировкой порога первичного обнаружения на выходе ЦСФ, а также скачкообразное уменьшение длительности зондирующих сигналов путем перехода на сигналы с более высокой разрешающей способностью по дальности при сохранении кода ФМ с одновременной перестройкой ЦСФ в суммарном и разностном приемных каналах и расширением полосы пропускания обоих приемных каналов. To achieve the claimed technical result in the proposed radar, the compression of complex FM signals is carried out not on the carrier frequency of the received signals, but on the video frequency in digital matched filters (CSF) after heterodyne conversion, intermediate frequency amplification, phase detection and signal amplification on the video frequency in two quadrature channels both in the total and in the difference receiving channel with a single-pulse direction finding method in tracking mode. In this case, the video signals at the input of the CSF are subjected to amplitude binary quantization with a zero threshold level and time quantization, the angle mismatch signals are generated by the scalar product of ternary quantized compressed signals from the outputs of the CSF of the total and difference channels, to control the steepness of the direction-finding characteristic, the power of the probe pulses is controlled depending on the measured signal-to-noise ratio by signals from the target being tracked, to eliminate the measurement error ti tracking target due to quantization of time input signals changing moments CSF is administered in time with changes in the quantization target range. In addition, as the duration of the received signals decreases, the range to the tracking target decreases to increase the accuracy of coordinate measurement and noise immunity, the CSF bandwidth is changed while the primary detection threshold is adjusted at the CSF output, as well as an abrupt decrease in the duration of the probing signals by switching to signals with more high resolution in range while maintaining the FM code with the simultaneous adjustment of the CSF in the total and difference receiving channels and bandwidth expansion of both receiving channels.

Сущность изобретения заключается в том, что в радиолокационную станцию, содержащую последовательно соединенные синхронизатор, блок перестройки частоты, возбудитель, фазовый манипулятор и усилитель мощности, последовательно соединенные антенный переключатель и антенну, последовательно соединенные приемник и первый блок квадратурных фазовых детекторов, а также генератор кодов, импульсный модулятор и устройство обработки информации, причем первый вход приемника подключен к третьему плечу антенного переключателя, выходы генератора кодов и импульсного модулятора соединены с управляющими входами фазового манипулятора и усилителя мощности соответственно, выход гетеродинной частоты возбудителя соединен с гетеродинным входом приемника, выход опорной частоты возбудителя со входом опорной частоты блока квадратурных фазовых детекторов, введены блок формирования порогов, последовательно соединенные по двум входам-выходам квадратурных составляющих суммарного сигнала первый видеоусилитель, сигнальные входы которого подключены к выходам первого блока квадратурных фазовых детекторов, первый амплитудный квантователь, первый цифровой согласованный фильтр и блок объединения квадратур, выходы которого с первого по третий подключены соответственно к первому, второму и третьему входам устройства обработки информации, последовательно соединенные по двум входам-выходам квадратурных составляющих разностного сигнала второй блок квадратурных фазовых детекторов, сигнальный вход которого подключен ко второму выходу приемника, состоящего из двух идентичных каналов суммарного и разностного, а вход опорной частоты к соответствующему выходу возбудителя, второй видеоусилитель, второй амплитудный квантователь, второй цифровой согласованный фильтр и угловой дискриминатор, третий и четвертый входы которого подключены соответственно к первому и второму выходам первого согласованного фильтра, последовательно соединенные первый коммутатор, информационный вход которого подключен к выходу углового дискриминатора, и интегратор последовательно соединенные второй коммутатор, информационный вход которого подключен к третьему выходу блока объединения квадратур, блок измерения интенсивности, дешифратор градаций мощности, преобразователь код-напряжение и регулятор мощности, второй вход которого подключен к выходу усилителя мощности, а выход ко второму плечу антенного переключателя, антенна содержит антенный блок, соединенный с суммарно-разностным преобразователем, и связанный с ним кинематически привод антенны, первый вход которого подключен к выходу интегратора, а второй вход - к выходу сигнала азимута цели устройства обработки информации, выход разностного сигнала антенны подключен ко второму входу приемника, управляющие входы коммутаторов объединены и подключены к выходу строба дальности устройства обработки информации, третий выход которого соединен с управляющими входами видеоусилителей и входом синхронизатора, а четвертый выход с управляющим входом блока перестройки частоты, второй выход синхронизатора подключен ко входу импульсного модулятора и к первому входу генератора кодов, второй тактовый вход которого подключен к третьему выходу синхронизатора, а выход соединен с управляющими входам цифровых согласованных фильтров, входы сигнала обнуления которых, четвертый вход устройства обработки информации, а также входы сигналов обнуления блоков измерения интенсивностей и формирования порога подключены к четвертому выходу синхронизатора, третий выход которого соединен также с пятым входом устройства обработки информации, шестой вход которого соединен с информационным выходом привода антенны, а седьмой вход подключен к выходу блока формирования порогов, тактовый вход которого объединен с тактовыми входами цифровых согласованных фильтров и подключен к пятому выходу устройства обработки информации. The essence of the invention lies in the fact that in a radar station containing a serially connected synchronizer, a frequency tuner, an exciter, a phase manipulator and a power amplifier, a serially connected antenna switch and an antenna, a serially connected receiver and a first block of quadrature phase detectors, as well as a code generator, a pulse modulator and an information processing device, the first input of the receiver being connected to the third arm of the antenna switch, the generator outputs are diodes and a pulse modulator are connected to the control inputs of the phase manipulator and the power amplifier, respectively, the output of the local oscillator frequency of the pathogen is connected to the local oscillator input of the exciter, the output of the reference frequency of the exciter with the input of the reference frequency of the block of quadrature phase detectors, a threshold generation unit is introduced, connected in series through two input-outputs the quadrature components of the total signal is the first video amplifier, the signal inputs of which are connected to the outputs of the first block of quadrature phases output detectors, a first amplitude quantizer, a first digital matched filter and a quadrature combining unit, the first to third outputs of which are connected to the first, second and third inputs of the information processing device, respectively, connected in series through the two inputs and outputs of the quadrature components of the difference signal of the second quadrature phase block detectors, the signal input of which is connected to the second output of the receiver, which consists of two identical channels of total and difference, and the input of the reference part the frequencies to the corresponding output of the exciter, the second video amplifier, the second amplitude quantizer, the second digital matched filter and the angular discriminator, the third and fourth inputs of which are connected respectively to the first and second outputs of the first matched filter, connected in series to the first switch, the information input of which is connected to the output of the angular discriminator , and the integrator is connected in series to the second switch, the information input of which is connected to the third output of the unit a quadrature unit, an intensity measuring unit, a power gradation decoder, a code-voltage converter and a power regulator, the second input of which is connected to the output of the power amplifier, and the output to the second arm of the antenna switch, the antenna contains an antenna unit connected to a sum-difference converter, and connected with it, the kinematic drive of the antenna, the first input of which is connected to the output of the integrator, and the second input to the output of the azimuth signal of the target of the information processing device, the output of the difference signal of the antenna under it is connected to the second input of the receiver, the control inputs of the switches are combined and connected to the output of the range gate of the information processing device, the third output of which is connected to the control inputs of the video amplifiers and the input of the synchronizer, and the fourth output with the control input of the frequency tuning unit, the second output of the synchronizer is connected to the input of the pulse modulator and to the first input of the code generator, the second clock input of which is connected to the third output of the synchronizer, and the output is connected to the control inputs of digital matched filters, the inputs of the zeroing signal of which, the fourth input of the information processing device, as well as the inputs of the zeroing signals of the intensity measurement and threshold generation units are connected to the fourth output of the synchronizer, the third output of which is also connected to the fifth input of the information processing device, the sixth input of which is connected to the information output antenna drive, and the seventh input is connected to the output of the threshold generation unit, the clock input of which is combined with the clock inputs of the digital matched ltrov and connected to the fifth output of information processing apparatus.

Устройство обработки информации (УОИ) содержит последовательно соединенные блок сравнения с порогом, блок первичной обработки и блок вторичной обработки, последовательно соединенные по двум входам-выходам ключ и буферное запоминающее устройство, а также дальномер, причем первый вход дальномера подключен к выходу блока сравнения с порогом, а его первый выход, третий и четвертый входы соединены соответственно со вторым входом, первым и вторым выходами блока вторичной обработки, третий вход которого подключен к выходу буферного запоминающего устройства, управляющий вход которого соединен с управляющим входом ключа, выходом строба дальности дальномера и является выходом строба дальности устройства обработки информации, выходы блока вторичной обработки с третьего по пятый являются вторым, третьим и четвертым выходами устройства обработки информации соответственно, а третий выход дальномера, объединенный с третьим входом блока первичной обработки, является пятым тактовым выходом устройства обработки информации, первый и второй входы которого соединены с информационными входами ключа, третий вход подключен к первому входу блока сравнения с порогом, четвертый вход ко входам сигнала начала дальности блока первичной обработки и дальномера, второй тактовый вход которого подключен к пятому входу устройства обработки информации, шестой и седьмой входы которого образованы соответственно вторыми входами блока первичной обработки и блока сравнения с порогом. The information processing device (UOI) contains a series-connected comparison unit with a threshold, a primary processing unit and a secondary processing unit, a key and a buffer storage device, as well as a range finder connected in series at two input-outputs, the first input of the range finder being connected to the output of the comparison unit with a threshold , and its first output, the third and fourth inputs are connected respectively to the second input, the first and second outputs of the secondary processing unit, the third input of which is connected to the output of the buffer a device, the control input of which is connected to the control input of the key, the output of the range strobe of the range finder and is the output of the range strobe of the information processing device, the outputs of the secondary processing unit from third to fifth are the second, third and fourth outputs of the information processing device, respectively, and the third output of the range finder, combined with the third input of the primary processing unit, is the fifth clock output of the information processing device, the first and second inputs of which are connected to the information by the key inputs, the third input is connected to the first input of the comparison unit with a threshold, the fourth input is to the inputs of the range start signal of the primary processing unit and the range finder, the second clock input of which is connected to the fifth input of the information processing device, the sixth and seventh inputs of which are formed respectively by the second inputs of the block primary processing and comparison unit with a threshold.

Цифровой согласованный фильтр (ЦСФ) состоит из двух идентичных фильтров, каждый из которых содержит сдвиговый регистр, оперативное запоминающее устройство (ОЗУ), многовходовый сумматор и двухвходовый сумматор, причем сигнальные входы сдвиговых регистров соединены соответственно с первым и вторым сигнальными входами ЦСФ, выходы сдвиговых регистров поразрядно соединены через оперативные запоминающие устройства кодов со входами соответствующих многовходовых сумматоров, выходы которых подключены к первым входам двухвходовых сумматоров, выходы которых являются выходами ЦСФ, а вторые входы соединены вместе и подключены к числовой шине, на которую подается число N/2, где N разрядность кода фазовой манипуляции, управляющие входы ОЗУ кодов соединены вместе и подключены к третьему входу ЦСФ, входы обнуляющего сигнала и тактирующих импульсов сдвиговых регистров также попарно соединены между собой и подключены к соответствующим 4-му и 5-му входам ЦСФ. The digital matched filter (CSF) consists of two identical filters, each of which contains a shift register, random access memory (RAM), a multi-input adder and a two-input adder, the signal inputs of the shift registers connected respectively to the first and second signal inputs of the CSF, the outputs of the shift registers bitwise connected via random access memory codes with the inputs of the corresponding multi-input adders, the outputs of which are connected to the first inputs of the two-input adders c, the outputs of which are the outputs of the CSF, and the second inputs are connected together and connected to the numerical bus, to which the number N / 2 is supplied, where N is the bit depth of the phase-shift code, the control inputs of the RAM codes are connected together and connected to the third input of the CSF, the zeroing signal inputs and clock pulses of the shift registers are also pairwise interconnected and connected to the corresponding 4th and 5th inputs of the CSF.

Сущность изобретения поясняется дальнейшим описанием и чертежами, на которых представлены:
фиг. 1 структурная схема РЛС;
фиг. 2 структурная схема ЦСФ;
фиг. 3 структурная схема УОИ;
фиг. 4 структурная схема блока объединения квадратур;
фиг. 5 структурная схема блока формирования порогов;
фиг. 6 структурная схема блока измерения интенсивности;
фиг. 7 структурная схема дальномера;
фиг. 8 структурная схема блока перестройки частоты;
фиг. 9 структурная схема синхронизатора;
фиг. 10 временные диаграммы напряжений на выходах синхронизатора;
фиг. 11 блок-схема алгоритма работы блока вторичной обработки;
фиг. 12 зависимость мощности зондирующих импульсов РЛС на входе разведприемника от расстояния между ними;
фиг. 13 зависимость крутизны пеленгационной характеристики углового дискриминатора от отношения сигнал/шум;
фиг. 14 зависимость крутизны характеристики дискриминатора дальности от отношения сигнал/шум;
Фиг. 15 эквивалентная схема контура сопровождения.The invention is illustrated by a further description and drawings, which show:
FIG. 1 structural diagram of the radar;
FIG. 2 block diagram of the CSF;
FIG. 3 block diagram of the OOI;
FIG. 4 block diagram of a block combining quadratures;
FIG. 5 is a structural diagram of a threshold generation unit;
FIG. 6 is a block diagram of an intensity measuring unit;
FIG. 7 structural diagram of the range finder;
FIG. 8 is a block diagram of a frequency tuning unit;
FIG. 9 block diagram of the synchronizer;
FIG. 10 timing diagrams of voltages at the outputs of the synchronizer;
FIG. 11 is a flow chart of a secondary processing unit;
FIG. 12 the dependence of the power of the probe pulses of the radar at the input of the reconnaissance receiver on the distance between them;
FIG. 13 dependence of the steepness of the direction-finding characteristic of the angular discriminator on the signal-to-noise ratio;
FIG. 14 the dependence of the slope of the characteristics of the range discriminator on the signal-to-noise ratio;
FIG. 15 equivalent escort circuit.

На фиг. 1 приняты следующие обозначения:
1 антенна (А);
2 антенный переключатель (АП);
3 регулятор мощности (РМ);
4 усилитель мощности (УМ);
5 фазовый манипулятор (ФМ);
6 возбудитель (В);
7 импульсный модулятор (ИМ);
8 генератор кода (ГК);
9 блок перестройки частоты (БПЧ);
10 синхронизатор (С);
11 двухканальный суммарно-разностный приемник (Пр);
12, 13 первый и второй блоки квадратурных фазовых детекторов (ФД₁), (ФД₂) соответственно;
14, 15 первый и второй видеоусилители (ВУ₁), (ВУ₂) соответственно;
16, 17 первый и второй амплитудные квантователи (АК₁), (АК₂) соответственно;
18, 19 первый и второй цифровые согласованные фильтры (ЦСФ₁), (ЦСФ₂) соответственно;
20 блок объединения квадратур (БОК);
21 дискриминатор угла (ДУ);
22 устройство обработки информации (УОИ);
23 блок формирования порогов (БФП);
24, 25 первый и второй коммутаторы (К₁), (К₂) соответственно;
26 интегратор;
27 блок измерения интенсивности (БИИ);
28 дешифратор градаций мощности (ДГМ);
29 преобразователь код-напряжение (ПКН);
30 антенный блок (АБ);
31 суммарно-разностный преобразователь (СРП);
32 привод антенны (ПА);
33 усилитель высокой частоты (УВЧ);
34 смеситель (СМ);
35 усилитель промежуточной частоты (УПЧ).In FIG. 1 the following notation is accepted:
1 antenna (A);
2 antenna switch (AP);
3 power regulator (RM);
4 power amplifier (PA);
5 phase manipulator (FM);
6 pathogen (B);
7 pulse modulator (IM);
8 code generator (GK);
9 frequency tuning block (BCH);
10 synchronizer (C);
11 two-channel total-difference receiver (Pr);
12, 13, the first and second blocks of quadrature phase detectors (PD ₁ ), (PD ₂ ), respectively;
14, 15, the first and second video amplifiers (WU ₁ ), (WU ₂ ), respectively;
16, 17 first and second amplitude quantizers (AK ₁ ), (AK ₂ ), respectively;
18, 19, the first and second digital matched filters (DSP ₁ ), (DSP ₂ ), respectively;
20 block combining quadratures (BOC);
21 angle discriminator (DU);
22 information processing device (UOI);
23 block threshold formation (BFP);
24, 25, the first and second switches (K ₁ ), (K ₂ ), respectively;
26 integrator;
27 intensity measurement unit (BII);
28 power gradation decoder (DGM);
29 code-voltage converter (PCN);
30 antenna unit (AB);
31 total difference converter (PSA);
32 antenna drive (PA);
33 high-frequency amplifier (UHF);
34 mixer (CM);
35 intermediate frequency amplifier (IFA).

На схеме по фиг. 1 последовательно соединены синхронизатор 10, блок 9 перестройки частоты, возбудитель 6, фазовый манипулятор 5 и усилитель 4 мощности, антенна 1 и антенный переключатель 2, причем второй выход антенны 1 соединен со входом разностного сигнала приемника 11, вход суммарного сигнала которого подключен к третьему плечу антенного переключателя 2, а гетеродинный вход к гетеродинному выходу возбудителя 6, последовательно соединены по двум входам-выходам квадратурных каналов первые двухканальные блок 12 квадратурных фазовых детекторов, видеоусилитель 14, амплитудный квантователь 16, цифровой согласованный фильтр 18, а также блок 20 объединения квадратур, последовательно соединены по двум входам-выходам квадратурных каналов вторые двухканальные блок 13 квадратурных фазовых детекторов, видеоусилитель 15, амплитудный квантователь 17, цифровой согласованный фильтр 19, а также угловой дискриминатор 21, причем третий и четвертый входы углового дискриминатора 21 подключены соответственно к первому и второму выходам первого цифрового согласованного фильтра 18, первые входы первого и второго блоков 12, 13 квадратурных фазовых детекторов соединены соответственно с выходами суммарного и разностного каналов приемника 11, входы опорной частоты блоков 12, 13 квадратурных фазовых детекторов объединены и подключены к выходу опорной частоты возбудителя 6, а выходы блока 20 объединения квадратур с первого по третий соединены с соответствующими входами устройства 22 обработки информации. In the diagram of FIG. 1, a synchronizer 10, a frequency adjustment unit 9, an exciter 6, a phase manipulator 5 and a power amplifier 4, an antenna 1 and an antenna switch 2 are connected in series, the second output of the antenna 1 being connected to the input of the difference signal of the receiver 11, the input of the total signal of which is connected to the third arm antenna switch 2, and the heterodyne input to the heterodyne output of the pathogen 6, the first two-channel block 12 of the quadrature phase detectors, a video amplifier are connected in series through two inputs-outputs of the quadrature channels 14, an amplitude quantizer 16, a digital matched filter 18, and also a quadrature combining unit 20, the second two-channel block of quadrature phase detectors 13, a video amplifier 15, an amplitude quantizer 17, a digital matched filter 19, and also an angular, are connected in series via two inputs-outputs of the quadrature channels discriminator 21, the third and fourth inputs of the angular discriminator 21 are connected respectively to the first and second outputs of the first digital matched filter 18, the first inputs of the first and second blocks 1 2, 13 quadrature phase detectors are connected respectively to the outputs of the total and difference channels of the receiver 11, the inputs of the reference frequency of blocks 12, 13 of the quadrature phase detectors are combined and connected to the output of the reference frequency of the exciter 6, and the outputs of the unit 20 combining quadratures from the first to the third are connected to the corresponding the inputs of the information processing device 22.

Выход углового дискриминатора 21 через последовательно соединенные первый коммутатор 24 и интегратор 26 соединен с первым входом привода 32 антенны 1, а третий выход блока 20 объединения квадратур через последовательно соединенные второй коммутатор 25, блок 27 измерения интенсивности, дешифратор 28 градаций мощности, преобразователь 29 код-напряжение и регулятор 3 мощности соединены со вторым плечом антенного переключателя 2, причем второй вход регулятора 3 мощности подключен к выходу усилителя 4 мощности, управляющий вход которого через импульсный модулятор 7 подключен ко второму выходу синхронизатора 10, который соединен также с первым входом генератора 8 кодов, выход которого соединен с управляющим входом фазового манипулятора 5, и с третьими (управляющими) входами первого и второго цифровых согласованных фильтров 18, 19. The output of the angular discriminator 21 through the series-connected first switch 24 and the integrator 26 is connected to the first input of the drive 32 of the antenna 1, and the third output of the block 20 combining quadratures through the series-connected second switch 25, the unit 27 of the intensity measurement, the decoder 28 gradations of power, the Converter 29 code the voltage and power controller 3 are connected to the second arm of the antenna switch 2, and the second input of the power controller 3 is connected to the output of the power amplifier 4, the control input of which is via a pulse The modulator 7 is connected to the second output of the synchronizer 10, which is also connected to the first input of the code generator 8, the output of which is connected to the control input of the phase manipulator 5, and to the third (control) inputs of the first and second digital matched filters 18, 19.

Четвертые входы (обнуления) цифровых согласованных фильтров 18, 19 объединены между собой, соединены со вторым входом блока 27 измерения интенсивности, вторым входом блока 23 формирования порогов, четвертым входом устройства 22 обработки информации и подключены к четвертому выходу синхронизатора 10. Первый выход (строба дальности) устройства 22 обработки информации соединен с объединенными между собой управляющими входами первого и второго коммутаторов 24, 25, второй выход (сигнала азимута цели) устройства 22 обработки информации соединен со вторым входом привода 32 антенны 1, третий выход устройства 22 обработки информации соединен со входом синхронизатора 1 и с объединенными между собой управляющими входами первого и второго видеоусилителей 14, 15, четвертый выход устройства 22 обработки информации соединен со вторым (управляющим) входом блока 9 перестройки частоты, а пятый выход (тактирующих импульсов) устройства 22 обработки информации соединен с первым входом блока 23 формирования порогов и с объединенными между собой пятыми входами (тактирующих импульсов) цифровых согласованных фильтров 18, 19. The fourth inputs (zeroing) of the digital matched filters 18, 19 are interconnected, connected to the second input of the intensity measuring unit 27, the second input of the threshold forming unit 23, the fourth input of the information processing device 22 and connected to the fourth output of the synchronizer 10. The first output (range gate ) information processing device 22 is connected to interconnected control inputs of the first and second switches 24, 25, the second output (target azimuth signal) of information processing device 22 is connected to the second the input of the drive 32 of the antenna 1, the third output of the information processing device 22 is connected to the input of the synchronizer 1 and with the combined control inputs of the first and second video amplifiers 14, 15, the fourth output of the information processing device 22 is connected to the second (control) input of the frequency tuning unit 9 and the fifth output (clock pulses) of the information processing device 22 is connected to the first input of the threshold generation unit 23 and to the fifth matched digital clock inputs (clock pulses) interconnected This filter 18, 19.

Пятый вход устройства 22 обработки информации соединен с третьим выходом (тактирующих импульсов) синхронизатора 10, к которому подключен и второй (тактовый) вход генератора 8 кодов, шестой вход устройства 22 обработки информации подключен к информационному выходу привода 32 антенны 1, а седьмой его вход соединен с выходом блока 23 формирования порогов. The fifth input of the information processing device 22 is connected to the third output (clock pulses) of the synchronizer 10, to which the second (clock) input of the code generator 8 is connected, the sixth input of the information processing device 22 is connected to the information output of the antenna 32 drive 32, and its seventh input is connected with the output of the block 23 of the formation of thresholds.

Антенна 1 содержит антенный блок 30, состоящий из зеркала с 4-рупорным облучателем, соединенный волноводами с суммарно-разностным преобразователем 31, первый и второй выходы антенны 1 образованы одноименными выходами суммарно-разностного преобразователя 31. К управляющему входу антенного блока 30 подключен кинематический выход привода 32 антенны, информационный выход которого является третьим выходом антенны 1, а первый и второй входы привода 32 антенны 1 являются соответственно одноименными входами антенны 1. Antenna 1 contains an antenna unit 30, consisting of a mirror with a 4-horn feed, connected by waveguides to the sum-difference converter 31, the first and second outputs of the antenna 1 are formed by the outputs of the sum-difference converter 31 of the same name. The kinematic output of the drive is connected to the control input of the antenna block 30 32 antenna, the information output of which is the third output of antenna 1, and the first and second inputs of the drive 32 of antenna 1 are respectively the same inputs of antenna 1.

Приемник 11 содержит последовательно соединенные по двум входам-выходам
суммарного и разностного каналов двухканальные усилитель высокой частоты 33, балансный смеситель 34, гетеродинный вход которого является третьим - гетеродинным входом приемника, первый и второй входы усилителя высокой частоты 33 являются входами, а первый и второй выходы усилителя промежуточной частоты 35 выходами суммарного и разностного каналов приемника 11 соответственно.The receiver 11 contains connected in series at two inputs / outputs
the sum and difference channels a two-channel high-frequency amplifier 33, a balanced mixer 34, the heterodyne input of which is the third heterodyne input of the receiver, the first and second inputs of the high-frequency amplifier 33 are inputs, and the first and second outputs of the intermediate-frequency amplifier 35 are the outputs of the total and difference channels of the receiver 11 respectively.

На схеме по фиг. 2 цифрового согласованного фильтра 18 (19) приняты следующие обозначения:
36 сдвиговый регистр косинусной квадратуры (СР_c);
37 сдвиговый регистр синусной квадратуры (СР_s);
38 оперативное запоминающее устройство кодов косинусной квадратуры (ОЗУК_c);
39 оперативное запоминающее устройство кодов синусной квадратуры (ОЗУК_s);
40 многовходовый сумматор косинусной квадратуры (СМ_c);
41 многовходовый сумматор синусной квадратуры (СМ_s);
42 двухвходовый сумматор косинусной квадратуры (СМ_c);
43 двухвходовый сумматор синусной квадратуры (СМ_s).In the diagram of FIG. 2 digital matched filter 18 (19) the following notation:
36 shift register of cosine quadrature (CP _c );
37 shift register of sinus quadrature (CP _s );
38 random access memory cosine quadrature codes (RAM _c );
39 random access memory sine quadrature codes (RAM _s );
40 multi-input adder of cosine quadrature (CM _c );
41 multi-input sine-wave adder (CM _s );
42 two-input cosine quadrature adder (CM _c );
43 two-input sine-wave adder (CM _s ).

На схеме цифрового согласованного фильтра 18 (19) (фиг. 2) сигнальные входы сдвиговых регистров 36 и 37 квадратурных каналов соединены соответственно с первым и вторым сигнальными входами ЦСФ, выходы СР_c 36, СР_s 37 поразрядно соединены через оперативные запоминающие устройства 38, 39 кодов со входами соответствующих многовходовых сумматоров 40, 41, выходы которых подключены к первым входам соответствующих двухвходовых сумматоров 42, 43, выходы которых являются выходами ЦСФ 18 (19), а вторые входы объединены между собой и подключены к числовой шине N/2, управляющие входы ОЗУК_c 38, ОЗУК_s 39 объединены и подключены к третьему входу ЦСФ 18 (19), входы обнуляющего сигнала и тактирующих импульсов СР_c 36 и СР_s 37 также попарно соединены между собой и подключены соответственно к 4-му и 5-му входам ЦСФ 18 (19).In the digital matched filter 18 (19) (Fig. 2), the signal inputs of the shift registers 36 and 37 of the quadrature channels are connected respectively to the first and second signal inputs of the CSF, the outputs of CP _c 36, CP _s 37 are bitwise connected via random access memory 38, 39 codes with inputs of the corresponding multi-input adders 40, 41, the outputs of which are connected to the first inputs of the corresponding two-input adders 42, 43, the outputs of which are the outputs of the DSP 18 (19), and the second inputs are interconnected and connected to the N / 2 digital bus, control The RAM inputs _c 38, RAM _s 39 are combined and connected to the third input of the CSF 18 (19), the inputs of the zeroing signal and the clock pulses CP _c 36 and CP _s 37 are also paired together and connected respectively to the 4th and 5th the inputs of the CSF 18 (19).

На схеме устройства обработки информации 22 (фиг. 3) приняты следующие обозначения:
44 двухканальная ключевая схема (Кл);
45 буферное запоминающее устройство (БЗУ);
46 блок сравнения с порогом (БСП);
47 блок первичной обработки (БПО);
48 дальномер (Д);
49 блок вторичной обработки (БВО).On the diagram of the information processing device 22 (Fig. 3), the following notation:
44 two-channel key scheme (C);
45 buffer storage device (BZU);
46 block comparison with a threshold (BSP);
47 primary processing unit (BPO);
48 rangefinder (D);
49 secondary processing unit (BWO).

На схеме устройства 22 обработки информации по фиг. 3 последовательно соединены блок 46 сравнения с порогом, блок 47 первичной обработки и блок 49 вторичной обработки, причем выход 46 соединен через дальномер 48 также и со вторым входом БВО 49, первый и второй выходы которого соединены соответственно с третьим и четвертым входами Д 48, второй выход которого соединен с первым выходом УОИ 22 и с третьими управляющими входами последовательно соединенных по двум шинам Кл 44 и БЗУ 45, выход которого подключен к третьему входу БВО 49, а первый и второй входы Кл 44 являются одноименными входами УОИ 22, третий вход которого соединен с сигнальным входом БСП 46, четвертый вход УОИ 22 соединен с одноименным входом БПО 47 и пятым входом Д 48, пятый, шестой и седьмой входы УОИ 22 соединены со вторыми входами соответственно Д 48, БПО 47 и БСП 46. Третий, четвертый и пятый выходы БВО 49 соединены соответственно со вторым, третьим и четвертым выходами УОИ 22, а третий выход Д 48 соединен с одноименным входом БПО 47 и с пятым выходом УОИ 22. In the diagram of the information processing device 22 of FIG. 3, the threshold comparison unit 46, the primary processing unit 47 and the secondary processing unit 49 are connected in series, the output 46 being connected via a range finder 48 also to the second input of the BWO 49, the first and second outputs of which are connected respectively to the third and fourth inputs D 48, the second the output of which is connected to the first output of the UOI 22 and to the third control inputs connected in series via the two CL 44 and BZU buses 45, the output of which is connected to the third input of the BWO 49, and the first and second inputs of the Cl 44 are the inputs of the UOI 22 of the same name, the third input which is connected to the signal input of the BSP 46, the fourth input of the UOI 22 is connected to the same input BPO 47 and the fifth input D 48, the fifth, sixth and seventh inputs of the UOI 22 are connected to the second inputs respectively D 48, BPO 47 and BSP 46. The third, fourth and the fifth outputs of the BWO 49 are connected respectively to the second, third and fourth outputs of the UOI 22, and the third output D 48 is connected to the same input of the BPO 47 and the fifth output of the UOI 22.

На схеме по фиг. 4 блока 20 объединения квадратур приняты следующие обозначения:
50 квадратор косинусной квадратуры (Кв_c);
51 квадратор синусной квадратуры (Кв_s);
52 сумматор квадратур ((Σ)).In the diagram of FIG. 4 blocks 20 combining quadratures adopted the following notation:
50 squarer cosine quadrature (q _c);
51 quadrature sine quadrature (kV _s );
52 quadrature adder ((Σ)).

На фиг. 4 БОК 20 первый и второй входы БОК соединены соответственно с одноименными выходами БОК 20 и входами Кв_c 50 и Кв_s 51, выходы которых соединены со входами двухвходового сумматора ((Σ)) 52, выход последнего соединен с третьим выходом БОК 20.In FIG. 4 BOK 20, the first and second inputs of the BOK are connected respectively with the outputs of the BOK 20 and the inputs Kv _c 50 and Kv _s 51, the outputs of which are connected to the inputs of the two-input adder ((Σ)) 52, the output of the latter is connected to the third output of the BOK 20.

На схеме по фиг. 5 блока 23 формирования порогов (БФП) приняты следующие обозначения:
53 счетчик (Сч);
54 элемент постоянной памяти (ЭПП);
55 дешифратор (Дш);
56 триггер (Тг).In the diagram of FIG. 5 block 23 of the formation of thresholds (BFP) adopted the following notation:
53 counter (Mid);
54 element of read-only memory (EPP);
55 decoder (L);
56 trigger (Tg).

В схеме блока 23 формирования порогов БФП на фиг. 5 счетный вход счетчика (Сч) 53 подключен к первому входу блока, вход установки в ноль Сч 53 ко второму входу блока и первому входу триггера (Тг) 56. Выходы счетчика 53 соединены поразрядно со входами дешифратора (Дш) 55 и входами младших разрядов адреса элемента 54 постоянной памяти (ЭПП), выход Дш 55 соединен со вторым входом Тг 56, выход последнего соединен со входом старшего разряда ЭПП 54, выход которого является выходом БФП 20. In the circuit of the block 23 of the formation of thresholds BFP in FIG. 5 counter counter input (SCH) 53 is connected to the first input of the block, zero input SCh 53 to the second input of the block and the first input of the trigger (Tg) 56. The outputs of the counter 53 are connected bitwise to the inputs of the decoder (L) 55 and the inputs of the least significant bits of the address element 54 of permanent memory (EPP), the output Дш 55 is connected to the second input Tg 56, the output of the latter is connected to the input of the senior bit EPP 54, the output of which is the output of the BFP 20.

На схеме по фиг. 6 блока 27 измерения интенсивности (БИИ) приняты следующие обозначения:
57 двухвходовый сумматор (ДС);
58 первый регистр (Рг₁);
59 второй регистр (Рг₂);
60 делитель частоты (ДЧ);
61 первый элемент задержки (ЭЗ₁);
62 второй элемент задержки (ЭЗ₂);
63 многовходовый элемент "ИЛИ" (ИЛИ).In the diagram of FIG. 6 block 27 intensity measurement (BII) adopted the following notation:
57 two-input adder (DS);
58 first register (Rg ₁ );
59 second register (Rg ₂ );
60 frequency divider (DF);
61 first delay element (EZ ₁ );
62 second delay element (EZ ₂ );
63 multi-input element "OR" (OR).

В блоке 27 измерения интенсивности БИИ на фиг. 6 вход делителя 60 частоты (ДЧ) соединен со вторым входом блока, а выход со входом сигнала считывания непосредственно и входом установки в ноль регистра (Рг₁) 58 через элемент 61 задержки (ЭЗ₁), первый вход двухвходового сумматора (ДС) 57 соединен с первым входом БИИ 27, и поразрядно со входами элемента ИЛИ 63, выход которого соединен со входом записи Рг₁ 58 через элемент 62 задержки (ЭЗ₂). Вход Рг₁ 58 соединен с выходом ДС 57, а выход - со вторым входом ДС 57 и входом регистра (РГ₂) 59, выход которого соединен с выходом БИИ 27.In a block 27 for measuring the intensity of the BII in FIG. 6, the input of the frequency divider 60 (DC) is connected to the second input of the unit, and the output with the input of the read signal directly and the input of the setup to zero register (Рг ₁ ) 58 through the delay element 61 (ЭЗ ₁ ), the first input of the two-input adder (ДС) 57 is connected with the first input of the BII 27, and bitwise with the inputs of the OR 63 element, the output of which is connected to the input of the recording Pr ₁ 58 through the delay element 62 (EZ ₂ ). The input Rg ₁ 58 is connected to the output of the DS 57, and the output is connected to the second input of the DS 57 and the input of the register (WG ₂ ) 59, the output of which is connected to the output of the BII 27.

На схеме дальномера 48 (Д) по фиг. 7 приняты следующие обозначения:
64 дискриминатор дальности (ДД);
65 коммутатор (Км);
66 реверсивный счетчик (РС);
67 преобразователь код-временной интервал (ПКВИ).In the diagram of the range finder 48 (D) of FIG. 7 the following notation is accepted:
64 range discriminator (DD);
65 switch (Km);
66 reverse counter (PC);
67 code-time interval converter (PCVI).

На фиг. 7 первый вход дальномера (Д) 48 является информационным входом дискриминатора 64 дальности (ДД), выход которого соединен с первым входом коммутатора (Км) 65, второй вход коммутатора 65 соединен с третьим входом дальномера 48, а выход со входом реверсивного счетчика (РС) 66. Второй вход реверсивного счетчика 66 соединен с четвертым входом дальномера 48, выход реверсивного счетчика 66 соединен со входом преобразователя 67 код-временной интервал (ПКВИ) и подключен к выходу 1 дальномера 48, второй вход преобразователя 67 является вторым входом дальномера 48, а третий вход преобразователя пятым входом дальномера. Первый выход преобразователя 67 соединен с выходом 2 дальномера 48 и со вторым входом дискриминатора 64 дальности, второй выход преобразователя 67 с выходом 3 дальномера 48. In FIG. 7, the first input of the range finder (D) 48 is the information input of the range discriminator 64 (DD), the output of which is connected to the first input of the switch (Km) 65, the second input of the switch 65 is connected to the third input of the range finder 48, and the output with the input of the reversible counter (PC) 66. The second input of the reverse counter 66 is connected to the fourth input of the range finder 48, the output of the reverse counter 66 is connected to the input of the converter 67 code-time interval (PCVI) and connected to the output 1 of the range finder 48, the second input of the converter 67 is the second input of the range finder 48, and the third input of the converter is the fifth input of the range finder. The first output of the converter 67 is connected to the output 2 of the range finder 48 and to the second input of the range discriminator 64, the second output of the converter 67 with the output 3 of the range finder 48.

На схеме блока 9 перестройки частоты (БПЧ) по фиг. 8 приняты следующие обозначения:
68 генератор шума (ГШ);
69 усилитель-ограничитель (УО);
70 коммутатор (Км);
71 счетчик (Сч);
72 элемент "И" (И);
73 регистр (Р);
74 дешифратор (Дш).In the circuitry of the frequency tuning unit 9 (BFC) of FIG. 8 the following notation is accepted:
68 noise generator (GS);
69 limiting amplifier (UO);
70 switch (Km);
71 counter (Mid);
72 element "And"(And);
73 register (P);
74 decoder (L).

На фиг. 8 управляющий вход элемента "И" 72 является первым входом блока 9 перестройки частоты (БПЧ), сигнальные входы элемента "И" соединены с соответствующими выходами счетчика (Сч) 71, ко входу которого через коммутатор (Км) 70 подключены последовательно соединенные генератор 68 шума (ГШ) и усилитель-ограничитель (УО) 69, управляющий вход коммутатора 70 подключен ко второму входу блока 9 перестройки частоты, а выходы элемента "И" 72 поразрядно соединены с регистром (Р) 73, выходы которого подключены к дешифратору (Дш) 74, выходы последнего образуют выход блока 9 перестройки частоты. In FIG. 8, the control input of the And element 72 is the first input of the frequency tuning unit (BFC) 9, the signal inputs of the And element are connected to the corresponding outputs of the counter (MF) 71, to the input of which a noise generator 68 is connected in series through the switch (Km) 70 (GS) and amplifier-limiter (UO) 69, the control input of the switch 70 is connected to the second input of the frequency tuning unit 9, and the outputs of the element "I" 72 are bitwise connected to the register (P) 73, the outputs of which are connected to the decoder (L) 74 , the outputs of the latter form the output of block 9 p frequency tuning.

На схеме синхронизатора 10 по фиг. 9 приняты следующие обозначения:
75 задающий генератор (ЗГ);
76 делитель частоты (ДЧ);
77 счетчик (Сч);
78 дешифратор (Дш);
79 блок триггеров (БТр).In the synchronizer circuit 10 of FIG. 9 the following notation is accepted:
75 master oscillator (ZG);
76 frequency divider (DF);
77 counter (Mid);
78 decoder (Dsh);
79 block of triggers (BTR).

На фиг. 9 вход синхронизатора (С) 10 является управляющим входом делителя 76 частоты (ДЧ), к сигнальному входу которого подключен выход задающего генератора (ЗГ) 75, а выход делителя 76 частоты подключен ко входу счетчика (Сч) 77 и к выходу 3 синхронизатора 10. Выходы счетчика 77 через дешифратор (Дш) 78 соединены со входами блока 79 RS-триггеров (БТр), выходы которого соединены с выходами 1, 2, 4 синхронизатора 10. In FIG. 9, the input of the synchronizer (C) 10 is the control input of the frequency divider 76 (DF), to the signal input of which the output of the master oscillator (ZG) 75 is connected, and the output of the frequency divider 76 is connected to the counter input (MF) 77 and to the output 3 of the synchronizer 10. The outputs of the counter 77 through the decoder (L) 78 are connected to the inputs of the block 79 RS-flip-flops (BTR), the outputs of which are connected to the outputs 1, 2, 4 of the synchronizer 10.

На фиг. 10 представлены временные диаграммы напряжений на выходах синхронизатора 10, а именно:
80 импульсы, с частотной

с длительностью τ₁ ≪ τ_и на выходе 1 синхронизатора, с упреждением на время перестройки τ_f относительно начала периода, предназначенные для управления блоком 9 перестройки частоты;
81 импульсы с частотой

с длительностью τ₂ = T_и на выходе 2 синхронизатора, предназначенные для управления генератором 8 кода и импульсным модулятором 7;
82 импульсы с частотой

и длительностью τ₃ ≪ τ_и на выходе 3 синхронизатора, предназначенные для управления генератором 8 кода и устройством 22 обработки информации (дальномером 48);
83 импульсы с частотой F_п с длительностью τ₄ ≪ τ_и на выходе 4 синхронизатора с задержкой на T_и относительно начала периода повторения, предназначенные для управления цифровыми согласованными фильтрами 18, 19, блоком 23 формирования порогов и устройством 22 обработки информации (блоком 47 первичной обработки и дальномером 48).In FIG. 10 shows the timing diagram of the voltages at the outputs of the synchronizer 10, namely:
80 pulses, with frequency

with a duration of τ ₁ ≪ τ _and at the output of 1 synchronizer, anticipated by the tuning time τ _f relative to the beginning of the period, intended for controlling the frequency tuning block 9;
81 pulses with a frequency

with a duration of τ ₂ = T _and at the output 2 of the synchronizer, designed to control the code generator 8 and the pulse modulator 7;
82 pulses with a frequency

and duration τ ₃ ≪ τ _and at the output 3 of the synchronizer, designed to control the code generator 8 and the information processing device 22 (range finder 48);
83 pulses with a frequency of F _p with a duration of τ ₄ ≪ τ _and at the output of 4 synchronizers with a delay of T _and relative to the beginning of the repetition period, designed to control digital matched filters 18, 19, threshold generation unit 23 and information processing device 22 (primary 47 processing and range finder 48).

Антенный переключатель 2 может быть выполнен, например, в виде трехплечевого ферритового Y-циркулятора. Antenna switch 2 can be made, for example, in the form of a three-arm ferrite Y-circulator.

Регулятор мощности 3 может быть реализован, например, по схеме, приведенной в [3]
Усилитель мощности (УМ) 4 СВЧ-усилитель с импульсной модуляцией, реализуемый, в зависимости от требуемой мощности и полосы усиливаемых частот, на основе электровакуумного прибора (амплитрон, лампа бегущей волны, многолучевой клистрон и т.п.) или полупроводникового прибора [5]
Фазовый манипулятор (ФМ) 5 может быть выполнен, например, по схеме [2] причем в качестве СВЧ-линий задержки может использоваться отрезок полоскового волновода, коммутируемый СВЧ-диодами, которые управляются импульсами, поступающими от генератора 8 кодов. Возбудитель (В) 6 может быть выполнен, например, по схеме, приведенной в [2] в составе генератора несущей частоты f_c, частота которого может скачкообразно перестраиваться от периода к периоду под действием управляющего сигнала от блока 9 перестройки частоты, генератора опорной частоты, равной промежуточной частоте приемника f_оп f_пч, гетеродина, генерирующего колебания с частотой f_г, перестраиваемой синхронно с частотой f_с, и блока фазовой автоподстройки частоты, обеспечивающего выполнение равенства

при требуемой высокой кратковременной стабильности частот f_г и f_с.Power controller 3 can be implemented, for example, according to the scheme given in [3]
Power amplifier (UM) 4 microwave amplifier with pulse modulation, implemented, depending on the required power and the band of amplified frequencies, based on an electrovacuum device (amplitron, traveling wave lamp, multipath klystron, etc.) or a semiconductor device [5]
The phase manipulator (FM) 5 can be performed, for example, according to the scheme [2], and a segment of a strip waveguide switched by microwave diodes that are controlled by pulses from a code generator 8 can be used as microwave delay lines. The causative agent (B) 6 can be performed, for example, according to the scheme shown in [2] as a part of the carrier frequency generator f _c , the frequency of which can be step-wise tuned from period to period under the action of a control signal from the frequency tuning unit 9, the reference frequency generator, equal to the intermediate frequency of the receiver f _op f _pch , a local oscillator generating oscillations with a frequency f _g , tunable synchronously with a frequency f _s , and a phase locked loop, ensuring equality

with the required high short-term stability of the frequencies f _g and f _s .

Импульсный модулятор (ИМ) 7 в зависимости от параметров УМ реализуется по известным схемам (см. [5, с. 103-107, рис. 43-45]). The pulse modulator (IM) 7, depending on the parameters of the AM, is implemented according to well-known schemes (see [5, p. 103-107, Fig. 43-45]).

Генератор кода (ГК) 8 может быть реализован по схеме, содержащей последовательно включенные вентиль синхроимпульсов и сдвиговый регистр с обратными связями через сумматоры по модулю 2 для формирования псевдослучайной М-последовательности (см. например, [5, с. 421, рис. 17] или [6, с. 147-153] ). The code generator (GK) 8 can be implemented according to a scheme containing a serially-activated clock valve and a shift register with feedback through modulo 2 adders to form a pseudo-random M-sequence (see, for example, [5, p. 421, Fig. 17] or [6, pp. 147-153]).

Дискриминатор 21 угла по смыслу выполняет операцию формирования сигнала углового рассогласования путем образования скалярного произведения суммарного и разностного сигналов после их сжатия в соответствующих ЦСФ₁, ЦСФ₂. С этой целью он содержит два перемножителя и сумматор блок объединения квадратур в соответствии с правилом

где

комплексные сигналы на выходе суммарного и разностного каналов соответственно (после ЦСФ), а символ * означает "комплексно-сопряженный".The angle discriminator 21, in meaning, performs the operation of generating the angular mismatch signal by forming the scalar product of the total and difference signals after they are compressed in the corresponding CSF ₁ , CSF ₂ . To this end, it contains two multipliers and an adder block combining quadratures in accordance with the rule

Where

complex signals at the output of the sum and difference channels, respectively (after the CSF), and the symbol * means "complex conjugate."

Это правило, как известно, отличается от оптимального лишь отсутствием нормировки [7]
Суммарно-разностный преобразователь (СРП) 31 в антенне (А) 1 может быть выполнен, например, на основе волноводных Т-мостов.This rule, as is known, differs from the optimum only in the absence of normalization [7]
Sum-difference Converter (SRP) 31 in the antenna (A) 1 can be performed, for example, based on waveguide T-bridges.

Усилитель 33 высокой частоты (УВЧ) в приемнике (Пр) 11 может быть реализован в виде транзисторного двухканального СВЧ-усилителя. Amplifier 33 high frequency (UHF) in the receiver (Pr) 11 can be implemented in the form of a transistor two-channel microwave amplifier.

Смеситель (См) 34 в приемнике 11 выполняется в виде двухканального балансного смесителя (см. например, [5, с. 144]). The mixer (Cm) 34 in the receiver 11 is in the form of a two-channel balanced mixer (see, for example, [5, p. 144]).

Усилитель 35 промежуточной частоты (УПЧ) в приемнике 11 с целью идентичности амплитудно-фазовых характеристик суммарного и разностного приемных каналов выполняется совмещенным двухканальным, например, на основе частотного разделения каналов по схеме, приведенной в [8]
Блок 47 первичной отработки (БПО) в устройстве 22 обработки информации (УОИ) может быть выполнен по схеме, приведенной в монографии [9, с. 255, рис. 3.17] Блок 49 вторичной обработки информации (БВО), входящий в УОИ 22, может быть реализован на основе цифровой вычислительной машины (ЦВМ), работа которой состоит в последовательном решении задач, представленных на блок-схеме (фиг. 11):
1. После включения режима обзора производится межобзорная обработка информации, состоящая в накоплении дискретных сигналов, соответствующих решениям, принятым по результатам каждого из обзоров в БПО после их отождествления по координатным признакам с учетом движения носителя РЛС, и вынесение окончательного решения о наличии или отсутствии сигналов от целей, например, по критерию "К из М" (по крайней мере, К решений о наличии сигнала от цели в серии из М обзоров).An intermediate frequency amplifier (IFA) 35 in the receiver 11, for the purpose of identifying the amplitude-phase characteristics of the sum and difference receiving channels, is performed by a combined two-channel, for example, based on the frequency separation of channels according to the scheme given in [8]
Block 47 primary testing (BPO) in the device 22 information processing (UOI) can be performed according to the scheme shown in the monograph [9, p. 255, fig. 3.17] Block 49 of the secondary information processing (BWO), included in UOI 22, can be implemented on the basis of a digital computer (digital computer), the work of which consists in sequentially solving the problems presented in the block diagram (Fig. 11):
1. After switching on the review mode, an inter-review information processing is performed, consisting of the accumulation of discrete signals corresponding to the decisions made according to the results of each of the reviews in the BPO after their identification by coordinate signs taking into account the movement of the radar carrier, and the final decision on the presence or absence of signals from goals, for example, by the criterion "K from M" (at least K decisions about the presence of a signal from the target in a series of M reviews).

Далее, производится счет числа обнаруженных целей I и, если оно не меньше заранее установленного порогового числа I^* зависящего от типа обнаруживаемой цели (в частности, для одиночной цели I^* 1), БВО переходит к следующему пункту программы, в противном случае, т.е. при I < I^* обзор выключается на заданное время, затем вновь включается и выполняется п.1.Next, the number of detected targets I is calculated and, if it is not less than a predetermined threshold number I ^* depending on the type of detected target (in particular, for a single target I ^* 1), the BVI proceeds to the next program item, otherwise, t. e. when I <I ^{*, the} review is turned off for a given time, then it is turned back on and item 1 is executed.

2. При выполнении условия I > I^* производится сопровождение по дальности и угловым координатам поочередно каждой из обнаруженных целей i 1, 2 I, для чего выдаются команда с выхода 1 БВО 49 на вход 3 Д 48 на замыкание контура дальномера и значения R_i с выхода 2 БВО 49 на вход 4 Д 48 (начальная дальность сопровождения), а также значения j_i (начальной угловой координаты) с выхода 3 БВО 49 через выход 2 УОИ 22 на вход 2 А1, причем с выхода 2 Д 48 через выход 1 УОИ 22 поступают стробирующие сигналы на управляющие входы К₁ 24 и К₂ 25, замыкающие контура сопровождения по угловой координате и интенсивности.2. When the condition I> I ^{* is} fulfilled, tracking along the range and angular coordinates is carried out alternately for each of the detected targets i 1, 2 I, for which a command is issued from output 1 of BVO 49 to input 3 D 48 to close the rangefinder circuit and the values of R _i with output 2 of BVI 49 to input 4 D 48 (initial tracking range), as well as values of j _i (initial angular coordinate) from output 3 of BVI 49 through output 2 of UOI 22 to input 2 A1, and from output 2 D 48 of output 1 of UOI 22 gating signals are supplied to the control inputs K ₁ 24 and K ₂ 25, closing the tracking contour along the angular th coordinate and intensity.

3. На вход 2 БПЧ 9 с выхода 5 БВО 49 через выход 4 УОИ 22 поступает команда на прекращение случайной перестройки несущей частоты передатчика. 3. At the input 2 of the BPC 9 from the output 5 of the BWO 49 through the output 4 of the UOI 22, a command is received to stop the random tuning of the transmitter carrier frequency.

4. Производится классификация сопровождаемой i-той цели по спектрально-корреляционным характеристикам межпериодных флюктуаций принимаемых сигналов, для чего производится спектральный анализ комплексной огибающей пачки сигналов, например, методом быстрого преобразования Фурье (БПФ), измерение ширины полученного спектра, например, по уровню "-3 дБ", сравнение ее с пороговым значением и принятие решения о классе цели (истинная или ложная) в зависимости от результатов этого сравнения (в частности, если ширина спектра меньше порогового значения цель истинная, в противном случае - ложная). После окончания классификации i-той цели п.п. 2-4 повторяются для i i + 1 и так до i I, при этом ложные цели исключаются из дальнейшего рассмотрения. 4. The accompanied i-th target is classified according to the spectral-correlation characteristics of inter-period fluctuations of the received signals, for which a spectral analysis of the complex envelope of the signal packet is performed, for example, by the fast Fourier transform (FFT) method, measurement of the width of the obtained spectrum, for example, by 3 dB ", comparing it with a threshold value and deciding on the target class (true or false) depending on the results of this comparison (in particular, if the spectrum width is less than the threshold value true goal, otherwise false). After the classification of the i-th goal 2-4 are repeated for i i + 1 and so on to i I, while false targets are excluded from further consideration.

5. Выбор цели для сопровождения, например, путем определения координат цели R_ц, ψ_ц, находящейся ближе всех к точке с координатами

где L ≅ I число истинных целей.5. The choice of target for tracking, for example, by determining the coordinates of the target R _C , ψ _C , which is closest to the point with the coordinates

where L ≅ I is the number of true goals.

6. Выдача координаты R_ц выбранной цели с выхода 2 БВО 49 на вход 4 Д 48 и координаты ψ_ц с выхода 3 БВО 49 через выход 2 УОИ 22 на вход 2 А1 одновременно с подачей команды на замыкание контура сопровождения по дальности с выхода 1 БВО 49 на вход 3 Д 48.6. The output of the coordinate R _{c of the} selected target from the output 2 of the BVI 49 to the input 4 D 48 and the coordinates ψ _{c of} the output 3 of the BVI 49 through the output 2 of the UOI 22 to the input 2 A1 simultaneously with the command to close the tracking loop in range from the output of 1 BVO 49 at the entrance 3 D 48.

7. Сравнение текущей дальности R_ц(t), поступающей с выхода 1 Д 48 на вход 2 БВО 49 и переход на вид сигнала 2 при выполнении условия R_ц(t) ≅ 0,5R_о, где R_о- заранее установленная дальность (например,

где T_и1- длительность сигнала вида 1) с выдачей команды с выхода 4 БВО 49 через выход 3 УОИ 22 на вход синхронизатора 10, по которой происходит переключение С 10 на режим с повышенной тактовой частотой

и на управляющие входы видеоусилителей (ВУ) 14, 15 для изменения полосы видеоусилителей с целью согласования ее с дискретом τ_и фазовой манипуляции.7. Comparison of the current range R _c (t) coming from the output 1 D 48 to the input 2 of the BVO 49 and switching to signal type 2 when the condition R _c (t) ≅ 0.5R _о , where R _о is the predetermined range ( eg,

where T _{and 1} is the duration of a signal of the form 1) with the issuance of a command from the output 4 of the BWO 49 through the output 3 of the UOI 22 to the input of the synchronizer 10, by which the C 10 switches to the mode with increased clock

and to the control inputs of video amplifiers (VU) 14, 15 to change the band of video amplifiers in order to match it with the discrete τ _and phase manipulation.

В соответствии с рассмотренной структурной схемой предлагаемая РЛС работает следующим образом. In accordance with the considered structural diagram, the proposed radar operates as follows.

Возбудитель 6 передатчика генерирует непрерывные колебания частоты сигнала f_сi, гетеродина f_гi, и опорные колебания промежуточной частоты f_пч, при этом частоты f_сi, f_гi высоко стабильны в течение одного периода повторения T_п зондирующих импульсов, но могут меняться скачком от периода к периоду по случайному закону под действием сигналов от блока 9 перестройки частоты, принимая одно из n_f значений (i 1, 2, 3, n_f), причем так, что всегда выполняется соотношение

Перестройка частот f_сi, и f_гi, производится с помощью блока 9 перестройки частоты (БПЧ), работающего следующим образом (фиг. 8).The exciter 6 of the transmitter generates continuous oscillations of the signal frequency f _si , local oscillator f _gi , and reference oscillations of the intermediate frequency f _pch , while the frequencies f _ci , f _{gi are} highly stable during one repetition period T _{p of the} probe pulses, but can change stepwise from period to the period according to a random law under the action of signals from the frequency adjustment unit 9, taking one of n _f values (

i

1, 2, 3, n _f ), and so that the relation always holds

Restructuring frequency f _{c i} and f _{plaster Gi,} is performed using frequency adjustment unit 9 (BORO) operating as follows (FIG. 8).

Генератор 68 шумового напряжения (ГШ), построенный, например, на основе шумового диода, генерирует колебания шумов с шириной спектра, значительно превосходящей частоту повторения (Δf_ш ≫ F_п), далее эти колебания усиливаются и ограничиваются в усилителе-ограничителе (УО) 69 и поступают через коммутатор (Км) 70 на счетчик (Сч) 71, который осуществляет счет, например, положительных фронтов по модулю n_f и имеет, таким образом, n_f равновероятных состояний. В момент, определяемый синхроимпульсами, поступающими через период повторения T_п с выхода 1 синхронизатора 10 с упреждением на время τ_f относительно начала следующего периода, показания счетчика 71 через элемент "И" 72 записываются в регистр (Р) 73 и преобразуются в дешифраторе (Дш) 74 в параллельный код с числом разрядов n_f, который сохраняется в течение одного периода повторения и определяет значения частот f_сi, и f_гi в следующем периоде повторения.The noise voltage generator (GS) 68, built, for example, on the basis of a noise diode, generates noise fluctuations with a spectral width significantly exceeding the repetition frequency (Δf _w ≫ F _p ), then these oscillations are amplified and limited in the limiting amplifier (UO) 69 and they arrive through the switch (Km) 70 to the counter (MF) 71, which counts, for example, positive edges modulo n _f and thus has n _f equiprobable states. At the moment determined by the clock pulses arriving through the repetition period T _p from the output of 1 synchronizer 10 with a lead time of τ _f relative to the beginning of the next period, the readings of the counter 71 through the element "And" 72 are recorded in the register (P) 73 and converted into a decoder (Дш ) 74 into a parallel code with the number of bits n _f , which is stored during one repetition period and determines the values of the frequencies f _сi , and f _Гi in the next repetition period.

Колебания частоты сигнала f_сi поступают в фазовый манипулятор (ФМ) 5, где манипулируются по фазе на уровни 0, π, двоичным многоразрядным кодом (число разрядов N), формируемым в генераторе 8 кодов (ГК), усиливаются по мощности в усилителе 4 мощности (УМ), формирующем под действием импульсного модулятора (ИМ) 7 зондирующие импульсы с длительностью T_и с внутриимпульсной фазовой манипуляцией (ФМ) N-разрядным двоичным кодом. Зондирующие импульсы, образованные в передатчике, проходя регулятор 3 мощности (РМ), который в режиме обзора имеет минимальное затухание (коммутатор 25 разомкнут), и антенный переключатель (АП) 2, попадают в антенну 1 (через суммарно-разностный преобразователь (СРП) 31 в антенный блок (АБ) 30) и излучаются в пространство. При этом в режиме обнаружения привод антенны (ПА) 32 работает автономно, осуществляя обзор пространства (коммутатор 24 разомкнут).Fluctuations in the frequency of the signal f _сi enter the phase manipulator (FM) 5, where they are phase-shifted to levels 0, π, by a binary multi-bit code (number of bits N) generated in the code generator 8 (GC), amplified by power in the power amplifier 4 ( UM), which generates, under the action of a pulse modulator (IM) 7 probing pulses with a duration T _and with intrapulse phase shift keying (FM) an N-bit binary code. The probe pulses generated in the transmitter, passing the power regulator 3 (PM), which has a minimum attenuation in the viewing mode (switch 25 is open), and the antenna switch (AP) 2, enter the antenna 1 (via the sum-difference converter (SRP) 31 into the antenna unit (AB) 30) and are emitted into space. Moreover, in the detection mode, the antenna drive (PA) 32 operates autonomously, performing a survey of the space (switch 24 is open).

Принимаемые сигналы попадают на входы 1, 2 приемника (Пр) 11, где, проходя через двухканальный усилитель 33 высокой частоты (УВЧ), поступают на двухканальный смеситель (СМ) 34, осуществляющий в каждом приемном канале с помощью колебаний гетеродинной частоты f_гi, приходящих из возбудителя 8 передатчика, преобразование на промежуточную частоту, усиливаются в двухканальном усилителе 35 промежуточной частоты (УПЧ) и поступают на входы блоков квадратурных фазовых детекторов (ФД_1,2) 12, 13 суммарного и разностного каналов соответственно. На вторые входы квадратурных фазовых детекторов 12, 13 поступают в качестве опорных колебания частоты f_пч, формируемые в возбудителе 8 передатчика, причем на входы опорных колебаний первых каналов двухканальных фазовых детекторов они поступают непосредственно (одноименные, например, косинусные квадратуры суммарного и разностного каналов соответственно), а на входы опорных колебаний вторых каналов квадратурных двухканальных фазовых детекторов они поступают через фазовращатели, осуществляющие поворот фазы опорных колебаний на 90^o (синусные квадратуры суммарного и разностного каналов соответственно).The received signals go to the inputs 1, 2 of the receiver (Pr) 11, where, passing through a two-channel amplifier 33 high-frequency (UHF), they are fed to a two-channel mixer (SM) 34, which carries out oscillations of the local oscillation frequency f _gi in each receiving channel from the transmitter exciter 8, conversion to an intermediate frequency is amplified in a two-channel intermediate frequency amplifier (IFA) 35 and fed to the inputs of the blocks of quadrature phase detectors (PD _1.2 ) 12, 13 of the total and difference channels, respectively. The second inputs of the quadrature phase detectors 12, 13 are supplied as reference oscillations of the frequency f _pc , which are generated in the exciter 8 of the transmitter, and they go directly to the inputs of the reference oscillations of the first channels of the two-channel phase detectors (for example, cosines of the sum and difference channels, respectively) , and at the inputs of the reference oscillations of the second channels of the quadrature two-channel phase detectors, they come through phase shifters that rotate the phase of the reference oscillations by 90 ^o (sine quadratures of the total and difference channels, respectively).

На выходах блоков 12 и 13 квадратурных фазовых детекторов образуются квадратурные составляющие двухполярных видеосигналов, полярность которых меняется в соответствии с кодом ФМ принимаемых сигналов, эти сигналы поступают через амплитудные квантователи (АК₁, АК₂) 16, 17 на цифровые согласованные фильтры (ЦСФ₁, ЦСФ₂) 18, 19, в которых осуществляется согласованная фильтрация (сжатие) сигналов.At the outputs of blocks 12 and 13 of quadrature phase detectors, the quadrature components of bipolar video signals are formed, the polarity of which changes in accordance with the FM code of the received signals, these signals are transmitted through amplitude quantizers (AK ₁ , AK ₂ ) 16, 17 to digital matched filters (CSF ₁ , CSF ₂ ) 18, 19, in which a coordinated filtering (compression) of signals is carried out.

Цифровые согласованные фильтры (см. фиг. 2) работают следующим образом. Digital matched filters (see Fig. 2) work as follows.

На входы 1, 2 идентичных квадратурных каналов ЦСФ 18 (19) поступают с выходов амплитудных квантователей 16 (17) двоично квантованные сигналы x $\binom{(c,s)}{i}$ , которые могут принимать значения 1 или 0. Они проходят на сигнальные входы сдвиговых регистров СР_с 36 (СР_s 37), заполняя их в темпе, определяемом тактовыми импульсами с частотой

, поступающими через входы 5 ЦСФ на соответствующие входы сдвиговых регистров 36 (37). Сигналы со всех N разрядов сдвиговых регистров попадают в многовходовые сумматоры СМ_c 40 (СМ_s 41) через оперативные запоминающие устройства кодов (ОЗУК_с, ОЗУК_s) 38 (39), в которые перед началом приема в данном периоде повторения записываются кодовые символы V_j, (0 или 1), поступающие из генератора 8 кодов через вход 3 ЦСФ 18 (19).The

inputs

1, 2 of the identical quadrature channels of the CSF 18 (19) receive from the outputs of the amplitude quantizers 16 (17) binary quantized signals x

\binom{(c, s)}{i}

which can take

values

1 or 0. They pass to the signal inputs of the shift registers CP _c 36 (CP _s 37), filling them at a pace determined by clock pulses with a frequency

coming through the inputs 5 CSF to the corresponding inputs of the shift registers 36 (37). Signals from all N bits of the shift registers fall into the multi-input adders СМ _c 40 (СМ _s 41) through random access memory codes (RAM, _s , RAM _s ) 38 (39), into which code symbols V _{j are} written before reception in this repetition period , (0 or 1), 8 codes coming from the generator through input 3 of CSF 18 (19).

В блоках 38 (39) происходит поразрядное суммирование сигналов с кодовыми символами по модулю 2, а в блоках 40 (41) суммирование всех N разрядов между собой. Эти суммарные сигналы далее поступают на первые входы двухвходовых сумматоров СД_c, СД_s 42 (43), на объединенные вторые входы которых поступает число N/2. В результате на выходах 1, 2 ЦСФ 18 (19) появляются квадратурные составляющие сжатых сигналов суммарного (разностного) каналов в соответствии с выражением

то есть осуществляется согласованная фильтрация двоично-квантованных ФМ видеосигналов. Сжатые сигналы с выходов цифрового согласованного фильтра суммарного канала (ЦСФ₁) 18, пропорциональные (при малых отношениях сигнал/шум до сжатия a) величинам N•a•g_ΣcosΦ, N•a•g_ΣsinΦ (Φ - случайная начальная фаза, g_Σ усиление антенны суммарного канала), поступают на блок 20 объединения квадратур, в котором эти сигналы объединяются по правилу "сумма квадратов", то есть

в результате сигнал на выходе 3 блока 20 объединения квадратур (см. фиг. 4) не зависит от начальной фазы Φ. Этот сигнал Y_i, а также сигналы y

\binom{(c)}{i}

, y

\binom{(s)}{i}

поступают в устройство 22 обработки информации (УОИ), которое работает следующим образом.In blocks 38 (39), bitwise summation of signals with code symbols modulo 2 occurs, and in blocks 40 (41), all N bits are added together. These total signals are then fed to the first inputs of the two-input adders SD _c , SD _s 42 (43), the combined second inputs of which receive the number N / 2. As a result, at the

outputs

1, 2 of the CSF 18 (19), the quadrature components of the compressed signals of the total (difference) channels appear in accordance with the expression

that is, matched filtering of binary-quantized FM video signals is performed. The compressed signals from the outputs of the digital matched filter of the total channel (CSF ₁ ) 18 are proportional (for small signal-to-noise ratios to compression a) to the values of N • a • g _Σ cosΦ, N • a • g _Σ sinΦ (Φ is the random initial phase, g _Σ antenna gain of the total channel), are fed to the quadrature combining unit 20, in which these signals are combined according to the “sum of squares” rule, that is

as a result, the signal at the output 3 of the quadrature combining unit 20 (see Fig. 4) is independent of the initial phase Φ. This signal Y _i , as well as signals y

\binom{(c)}{i}

, y

\binom{(s)}{i}

enter the device 22 information processing (UOI), which operates as follows.

Сигнал Y_i с выхода 3 блока 20 объединения квадратур поступает через вход 3 (Σкв) УОИ на вход 1 блока 46 сравнения с порогом (БСП), и при наличии превышения порогового уровня, поступающего на вход 2 блока 46 сравнения с порогом через вход 7 УОИ 22 с выхода блока 23 формирования порогов, вырабатывается нормированный сигнал.The signal Y _i from the output 3 of the quadrature combining unit 20 is fed through the input 3 (Σkv) of the UOI to the input 1 of the comparison unit 46 with a threshold (BSP), and if there is an excess of the threshold level input to the input 2 of the comparison unit 46 with a threshold through the input 7 of the UOI 22 from the output of the threshold generation unit 23, a normalized signal is generated.

Нормированные сигналы поступают на входы 1 блока 47 первичной обработки (БПО) и дальномера (Д) 48. В блоке 47 первичной обработки происходит межпериодное накопление сигналов, обнаружение пачек по критерию "k из n" и измерение координат обнаруженных целей (дальности и азимута) в процессе обзора. Координаты обнаруженных целей за каждый цикл обзора поступают на вход 1 блока 49 вторичной обработки, где производится межобзорная обработка, как описано выше. The normalized signals are fed to the inputs 1 of the primary processing unit 47 (BPO) and the range finder (D) 48. In the primary processing unit 47, the signals are periodically accumulated, packets are detected by the criterion "k of n" and the coordinates of the detected targets (range and azimuth) are measured in review process. The coordinates of the detected targets for each review cycle are fed to input 1 of the secondary processing unit 49, where inter-review processing is performed, as described above.

В режиме селекции РЛС производит сопровождение по дальности и по угловым координатам поочередно каждой из обнаруженных целей, как описано выше, при этом прекращается перестройка несущей частоты зондирующих сигналов и работа производится на фиксированной частоте по команде, поступающей с выхода 5 БВО 49 через выход 4 УОИ 22 на вход 2 БПЧ 9. Одновременно стробирующий импульс с выхода 2 Д 48 поступает на двухканальную ключевую схему (Кл) 44, на сигнальные входы которой поступают квадратурные составляющие сжатых сигналов с выходов 1, 2 БОК 20, осуществляя стробирование сжатых сигналов от селектируемой цели. Эти сигналы записываются в буферное запоминающее устройство (БЗУ) 45, откуда поступают в БВО 49 в удобном для него темпе, в БВО 49 производится спектральный анализ огибающих межпериодных флюктуаций сигналов и селекция ложных целей по ширине спектра, а также выбор цели, как описано выше, и переход на сопровождение выбранной цели. In the selection mode, the radar performs tracking in range and in angular coordinates alternately for each of the detected targets, as described above, while the tuning of the carrier frequency of the probing signals stops and the work is done at a fixed frequency according to the command received from output 5 of BVO 49 through output 4 of UOI 22 to input 2 of the BFCH 9. At the same time, the gate pulse from output 2 of D 48 is fed to a two-channel key circuit (C) 44, to the signal inputs of which are the quadrature components of the compressed signals from outputs 1, 2 of BOK 20, By strobing compressed signals from a selectable target. These signals are recorded in a buffer storage device (BZU) 45, from where they arrive in the BWO 49 at a convenient pace for it, in the BWO 49 a spectral analysis of the envelopes of inter-period fluctuations of the signals and selection of false targets along the width of the spectrum, as well as target selection, as described above, are performed and the transition to tracking the chosen goal.

Рассмотрим подробнее работу РЛС в режиме сопровождения. Let us consider in more detail the operation of the radar in tracking mode.

В режиме сопровождения по сигналу, поступающему с третьего выхода БВО 49 (2-й выход УОИ 22) на второй вход привода 32 антенны 1, последний переводится из автономного режима в режим слежения и на него подается значение азимута выбранной цели, одновременно по команде, поступающей с первого выхода БВО 49 на третий вход дальномера 48, замыкается посредством коммутатора (Км) 65 контур сопровождения по дальности (фиг. 7), одновременно код дальности выбранной цели R_ц поступает со второго выхода БВО 49 через четвертый вход дальномера 48 на реверсивный счетчик (РС) 66 и с него на преобразователь 67 код-временной интервал, который формирует строб дальности. Этот строб через второй выход дальномера и первый выход УОИ проходит на управляющие входы коммутаторов 24 и 25, замыкая контура углового сопровождения и регулировки мощности зондирующих сигналов, и на второй вход дискриминатора дальности (ДД) 64, на выходе которого образуется сигнал рассогласования, поступающий через коммутатор 65 на реверсивный счетчик 66, на выходе последнего образуется код текущей дальности, он, в свою очередь, проходит на первый вход преобразователя 67 код-временной интервал, сдвигая положение строба на втором выходе дальномера 48 и втором входе дискриминатора дальности, и т.д.In the tracking mode, according to the signal from the third output of the BWO 49 (2nd output of the UOI 22) to the second input of the drive 32 of the antenna 1, the latter is transferred from the offline mode to the tracking mode and the azimuth value of the selected target is fed to it, simultaneously by the command received from the first output of the BWO 49 to the third input of the range finder 48, the range tracking circuit is closed via the switch (Km) 65 (Fig. 7), at the same time, the range code of the selected target R _c comes from the second output of the BWO 49 through the fourth input of the range finder 48 to the reverse counter (RS) 66 and from it to the converter 67 the code is the time interval that forms the range gate. This gate through the second output of the range finder and the first output of the UOI passes to the control inputs of the switches 24 and 25, closing the loop of the angular tracking and adjusting the power of the probing signals, and to the second input of the range discriminator (DD) 64, at the output of which a mismatch signal is received through the switch 65 to the reverse counter 66, the output of the latter generates a code of the current range, it, in turn, passes the code-time interval to the first input of the converter 67, shifting the position of the strobe at the second output of the range omer 48 and the second input of the range discriminator, etc.

Последовательность тактирующих импульсов с частотой

-интервал квантования по времени, равный длительности одного разряда кода ФМ, то есть

поступает с третьего выхода синхронизатора 10 через вход 5 УОИ 22 и вход 2 дальномера 48 на младшие разряды преобразователя 67 код временной интервал (вход 2 ПКВИ 67) и, сдвигаясь в соответствии с поправкой дальности, образующейся в дискриминаторе 64 дальности и реверсивном счетчике 66, на величины, измеряемые долями τ_и, поступает затем через выход 3 дальномера 48 на вход 3 БПО 47, а также через выход 5 УОИ 22 на входы 5 цифровых согласованных фильтров 18, 19, это обеспечивает перемещение сжатых сигналов по оси времени с малой дискретностью

(например, m 4-16), то есть высокую точность сопровождения цели по дальности.The sequence of clock pulses with a frequency

-time quantization interval equal to the duration of one bit of the FM code, i.e.

comes from the third output of the synchronizer 10 through the input 5 of the UOI 22 and the input 2 of the range finder 48 to the lower bits of the converter 67 the time interval code (input 2 PKVI 67) and, shifting in accordance with the range correction generated in the range discriminator 64 and the counter 66, to the quantities measured by the fractions τ _and then passes through the output 3 of the range finder 48 to the input 3 of the BPO 47, and also through the output 5 of the UOI 22 to the inputs 5 of the digital matched filters 18, 19, this ensures the movement of the compressed signals along the time axis with low resolution

(for example, m 4-16), that is, high accuracy tracking the target in range.

В дискриминаторе 21 угла путем цифрового перемножения сжатых сигналов с выходов одноименных квадратур ЦСФ 18, 19 суммарного и разностного каналов и суммирования образуется двухполярный сигнал углового рассогласования, который, в простейшем случае, может принимать одно из трех значений: +1, 0, -1 в зависимости от положения направления на цель относительно равносигнального направления. Выходной сигнал дискриминатора 21 угла, представляющий собой, например, двухразрядный код, поступает через коммутатор 24 в интегратор 26 сигналов углового рассогласования (ИУ). После накопления в интеграторе 26 образуется управляющий сигнал, который поступает через вход 1 антенны на вход 1 привода 32 антенны, управляющий положением подвижного зеркала антенного блока 30 и обеспечивающий сопровождение по угловой координате. In the discriminator 21 of the angle by digitally multiplying the compressed signals from the outputs of the same quadrature CSF 18, 19 of the total and difference channels and summing, a bipolar signal of angular mismatch is formed, which, in the simplest case, can take one of three values: +1, 0, -1 in depending on the position of the direction to the target relative to the equal-signal direction. The output signal of the angle discriminator 21, which is, for example, a two-bit code, is fed through the switch 24 to the integrator 26 of the angular error signals (DUT). After accumulation in the integrator 26, a control signal is generated, which is fed through the input 1 of the antenna to the input 1 of the drive 32 of the antenna, which controls the position of the movable mirror of the antenna unit 30 and provides tracking along the angular coordinate.

Сжатый сигнал от сопровождаемой цели с выхода 3 блока 20 объединения квадратур проходит через коммутатор 25 в режиме сопровождения на информационный вход блока 27 измерения интенсивности (БИИ). Измерение интенсивности в блоке 27 (см. фиг. 6) производится следующим образом. The compressed signal from the tracking target from the output 3 of the quadrature combining unit 20 passes through the switch 25 in the tracking mode to the information input of the intensity measurement unit 27 (BII). The intensity measurement in block 27 (see Fig. 6) is as follows.

Интервал накопления определяется путем деления делителем 60 частоты повторения импульсного сигнала, поступающего на вход 2 блока 27 с выхода 4 синхронизатора 10. Сигнал с выхода делителя 60 частоты, представляющего собой двоичный счетчик, переписывает содержимое регистра 58 в выходной регистр 59, а затем устанавливает в ноль регистр 58 через элемент 61 задержки. Накапливаемый сигнал со входа 1 блока 27 поступает на первый вход накапливающего сумматора, образованного двухвходовым сумматором (ДС) 57 и регистром 58. Сигнал записи в регистр 58 формируется путем объединения по ИЛИ и задержки всех разрядов накапливаемого сигнала так, что при наличии единицы хотя бы в одном разряде входного сигнала вызывает запись через элемент 63 ИЛИ и элемент 62 задержки. При этом в накапливающем сумматоре образуется результат, равный сумме ранее накопленной величины и очередного значения входного сигнала. Один раз за интервал накопления накопленный результат переписывается в регистр 59 и поступает на выход блока 27 измерения интенсивности, а затем регистр 58 обнуляется. The accumulation interval is determined by dividing by the divider 60 the repetition rate of the pulse signal supplied to the input 2 of the block 27 from the output 4 of the synchronizer 10. The signal from the output of the frequency divider 60, which is a binary counter, overwrites the contents of register 58 to the output register 59, and then sets it to zero register 58 through delay element 61. The accumulated signal from input 1 of block 27 is fed to the first input of the accumulating adder, formed by a two-input adder (DS) 57 and register 58. The write signal to register 58 is formed by combining by OR and delaying all bits of the accumulated signal so that if there is a unit at least in one bit of the input signal causes recording through the OR element 63 and the delay element 62. In this case, a result equal to the sum of the previously accumulated value and the next value of the input signal is formed in the accumulating adder. Once during the accumulation interval, the accumulated result is transferred to the register 59 and is output to the intensity measuring unit 27, and then the register 58 is reset.

Код интенсивности сжатых сигналов сопровождаемой цели поступает на вход дешифратора 28 градаций мощности, представляющего собой параллельное соединение дешифраторов (по числу разрядов кода интенсивности). На выходе дешифратора 28 градаций мощности образуется параллельный код мощности зондирующих сигналов, соответствующий значению интенсивности принимаемых сигналов. Этот код поступает на преобразователь 29 код-напряжение (ПКН), вырабатывающий соответствующее значение тока, которое управляет затуханием регулятора 3 мощности (РМ). Регулятор 3 мощности, меняя затухание по СВЧ, устанавливает необходимую мощность излучаемых сигналов, соответствующую требуемой мощности эхо-сигналов. Это, в свою очередь, приводит к регулированию мощности эхо-сигналов от сопровождаемой цели, стабилизируя ее, а значит, и добротность контуров сопровождения по дальности и по угловым координатам на заданном уровне. The code of the intensity of the compressed signals of the target being sent to the input of the decoder 28 gradations of power, which is a parallel connection of the decoders (the number of bits of the code intensity). At the output of the decoder 28 power gradations, a parallel code of the power of the probing signals corresponding to the value of the intensity of the received signals is generated. This code is supplied to the code-voltage converter (PCN) 29, which generates a corresponding current value that controls the attenuation of the power controller 3 (PM). The power controller 3, changing the microwave attenuation, sets the necessary power of the emitted signals, corresponding to the required power of the echo signals. This, in turn, leads to regulation of the power of the echo signals from the target being followed, stabilizing it, and, therefore, the quality factor of tracking contours in range and in angular coordinates at a given level.

Стабилизация добротности контуров приводит к повышению точности сопровождения. Кроме того, регулировка мощности излучения на заданном уровне приводит к повышению скрытности, а следовательно, и к повышению помехозащищенности РЛС по отношению к средствам ответных помех. The stabilization of the quality factor of the circuits leads to an increase in the accuracy of tracking. In addition, adjusting the radiation power at a given level leads to an increase in stealth, and therefore to an increase in the radar noise immunity with respect to the means of response interference.

При уменьшении дальности до сопровождаемой цели R до значений, меньших величины

(T_и длительность зондирующих импульсов, c скорость света), часть отраженного сигнала, приходящая на вход приемного устройства с задержкой в интервале от 0 до T_и ("мертвая зона") относительно начала периода повторения, не будет приниматься вследствие бланкирования импульсом передатчика, длительность же принимаемой части сигнала при этом составляет величину

то есть уменьшается пропорционально уменьшению дальности до сопровождаемой цели. Для того чтобы в этих условиях осуществить согласованную фильтрацию, необходимо в соответствии с уменьшением длительности принимаемых сигналов изменять и число разрядов регистров 36, 37 сдвига (фиг. 2), участвующих в образовании сжатого сигнала. С этой целью в начале очередного периода повторения на входы 4 цифровых согласованных фильтров 18, 19 поступает сигнал обнуления от синхронизатора 10, который проходит на установочные шины сдвигающих регистров 36, 37 и устанавливает их в нулевое положение. Сигнал от сопровождаемой цели на дальности R <R₀, поступающий на входы 1, 2 ЦСФ 18 (19) сразу после окончания зондирующего импульса передатчика, занимает

разрядов регистров 36, 37, остальные же разряды не участвуют в образовании выходного сигнала. В соответствии с изложенным дисперсия шумов на выходе ЦСФ в этом режиме при R <R₀ также уменьшается пропорционально уменьшению дальности до цели, поэтому для повышения вероятности правильного обнаружения при фиксированной вероятности ложного обнаружения порог первичного обнаружения на выходе 3 блока 20 объединения квадратур в блоке 46 сравнения с порогом, входящем в устройство 22 обработки информации снижается с уменьшением дальности до цепи. Это достигается с помощью блока 23 формирования порогов. На первый вход этого блока поступает последовательность тактирующих импульсов с частотой f_T от дальномера 48 (с выхода 3 Д 48 через выход 5 УОИ 22), сдвигающаяся по оси времени в соответствии с изменением дальности до цели ("подвижная сетка"), необходимая для формирования порога, меняющегося в функции от текущей дальности до сопровождаемой цели. Подвижная сетка, как уже упоминалось выше, поступает одновременно также на входы 5 цифровых согласованных фильтров 18, 19 (на сдвигающие шины регистров 36, 37), обеспечивая перемещение сжатого сигнала по оси времени с малой дискретностью.With a decrease in the range to the followed target R to values smaller than

(T _{and the} duration of the probe pulses, c is the speed of light), the part of the reflected signal arriving at the input of the receiving device with a delay in the range from 0 to T _and (“dead zone”) relative to the beginning of the repetition period will not be accepted due to blanking by the transmitter pulse, the duration the received part of the signal in this case is

that is, decreases in proportion to the decrease in range to the target being followed. In order to carry out consistent filtering under these conditions, it is necessary, in accordance with the reduction in the duration of the received signals, to change the number of bits of the shift registers 36, 37 (Fig. 2) involved in the formation of the compressed signal. To this end, at the beginning of the next repetition period, a zeroing signal from the synchronizer 10 is received at the inputs 4 of the digital matched filters 18, 19, which passes to the installation buses of the shift registers 36, 37 and sets them to the zero position. The signal from the tracking target at a range of R <R ₀ , arriving at the

inputs

1, 2 of the CSF 18 (19) immediately after the end of the probe pulse of the transmitter, takes

bits of the

registers

36, 37, the remaining bits do not participate in the formation of the output signal. In accordance with the above, the noise variance at the output of the CSF in this mode at R <R ₀ also decreases in proportion to the decrease in the range to the target, therefore, to increase the probability of correct detection with a fixed probability of false detection, the threshold of primary detection at the output 3 of block 20 combining quadrature in block 46 comparison with a threshold included in the information processing device 22 decreases with decreasing range to the circuit. This is achieved using the block 23 of the formation of thresholds. The first input of this unit receives a sequence of clock pulses with a frequency f _T from the range finder 48 (from the output 3 D 48 through the output 5 of the UOI 22), shifted along the time axis in accordance with the change in the distance to the target ("moving grid"), necessary for the formation threshold changing in function from the current range to the target being followed. The moving grid, as already mentioned above, simultaneously arrives at the inputs of 5 digital matched filters 18, 19 (on the shift buses of the registers 36, 37), ensuring the movement of the compressed signal along the time axis with low resolution.

В момент, когда дальность до сопровождаемой цели снижается до величины дальности

(информация о дальности в режиме сопровождения передается с первого выхода дальномера 48 (фиг. 3) на второй вход блока 49 вторичной обработки), длительность излучаемых импульсов снижается, например, в 2 раза путем уменьшения соответственно в 2 раза длительности дискретов и при сохранении разрядности N кодов ФМ.At the moment when the range to the target is reduced to a range

(information about the range in tracking mode is transmitted from the first output of the range finder 48 (Fig. 3) to the second input of the secondary processing unit 49), the duration of the emitted pulses is reduced, for example, by 2 times by decreasing, respectively, 2 times the duration of the samples and while maintaining the bit depth N FM codes.

Это достигается по команде БВО 49, поступающей с выхода 4 БВО через выход 3 УОИ 22 на вход синхронизатора 10 и на управляющие входы видеоусилителей 14, 15 путем повышения частоты тактирующих импульсов

например, в 2 раза с одновременным уменьшением длительности зондирующих импульсов T_и = Nτ_и и расширением (в рассматриваемом примере в 2 раза) полосы пропускания видеоусилителей 14, 15, определяющей общую полосу пропускания приемных каналов (суммарного и разностного), выбираемую из условия

Таким образом, достигается при сохранении энергии принимаемых сигналов (с учетом бланкирования), во-первых, снижение уровня боковых лепестков, который при дальнейшем снижении разрядности принимаемой части эхо-сигналов оказался бы чрезмерно большим, во-вторых, повышение разрешающей способности по дальности, что позволяет повысить точность сопровождения по дальности и помехозащищенность по отношению к пассивным помехам.This is achieved by the command of the BWO 49 coming from the output 4 of the BWO through the output 3 of the UOI 22 to the input of the synchronizer 10 and to the control inputs of the video amplifiers 14, 15 by increasing the frequency of the clock pulses

for example, by 2 times with a simultaneous decrease in the duration of the probe pulses T _and = Nτ _and and by expanding (in the considered example by 2 times) the passband of video amplifiers 14, 15, which determines the total passband of the receiving channels (total and differential), chosen from the condition

Thus, while maintaining the energy of the received signals (taking into account blanking), firstly, a decrease in the level of the side lobes, which with a further decrease in the bit depth of the received part of the echo signals, would be excessively large, and secondly, an increase in the range resolution, which allows you to increase the accuracy of tracking in range and noise immunity in relation to passive interference.

Техническим преимуществом предлагаемой РЛС перед устройством-прототипом является то, что она позволяет повысить скрытность и помехозащищенность при одновременном повышении точности сопровождения по дальности и по угловым координатам. The technical advantage of the proposed radar over the prototype device is that it allows you to increase stealth and noise immunity while improving the tracking accuracy in range and angular coordinates.

Повышение скрытности и помехозащищенности по отношению к ответным помехам в режимах обнаружения и сопровождения определяется возможностью значительного повышения длительности сложных ФМ-сигналов по сравнению с прототипом при сохранении их энергии, требуемой для достижения заданной дальности обнаружения цели благодаря применению ЦСФ на видеочастоте. The increase in stealth and noise immunity with respect to response interference in the detection and tracking modes is determined by the possibility of a significant increase in the duration of complex FM signals compared to the prototype while maintaining their energy required to achieve a given target detection range due to the use of CSF at the video frequency.

Длительность зондирующих импульсов T_и в предлагаемой РЛС может быть повышена по крайней мере на порядок по сравнению с прототипом, то есть с 10-20 мкс (в прототипе) до 200-500 мкс. При сохранении импульсной энергии, равной
E_и=T_иP_и
и определяемой заданной дальностью обнаружения, это означает возможность соответствующего уменьшения (в 10-50 раз) импульсной мощности P_и а следовательно, скрытности и помехозащищенности по отношению к ответным помехам, наводимым приемниками исполнительной разведки (ИР).The duration of the probe pulses T _and in the proposed radar can be increased by at least an order of magnitude compared with the prototype, that is, from 10-20 μs (in the prototype) to 200-500 μs. While maintaining the pulse energy equal to
E _and = T _and P _and
and determined by a given detection range, this means the possibility of a corresponding decrease (10-50 times) in the pulse power P _and, consequently, stealth and noise immunity with respect to response interference induced by executive intelligence (IR) receivers.

Повышение помехозащищенности заявляемой РЛС по сравнению с прототипом на дальностях, меньших предельной, в том числе при сопровождении, определяется следующим. The increase of the noise immunity of the claimed radar in comparison with the prototype at ranges shorter than the limit, including when accompanied, is determined by the following.

Мощность зондирующих импульсов РЛС на входе приемника ИР постановщика помех на дальности R от РЛС при отсутствии регулирования мощности передатчика (в прототипе) определяется из соотношения

где R_max дальность начала наблюдения, в частности, сопровождения цели.The power of the radar probe pulses at the input of the IR receiver of the jammer at a distance R from the radar in the absence of transmitter power control (in the prototype) is determined from the ratio

where R _{max the} range of the beginning of observation, in particular, tracking the target.

При наличии регулирования (в заявляемой РЛС) получим

(2)
Благодаря применению регулирования имеем выигрыш в скрытности в заявляемой РЛС по сравнению с прототипом в

раз (при R > R₀).In the presence of regulation (in the claimed radar) we get

(2)
Thanks to the application of regulation, we have a gain in stealth in the claimed radar compared to the prototype in

times (for R> R ₀ ).

На фиг. 14 зависимости (1) и (2) представлены кривыми 1 и 2 соответственно. Как легко видеть, при R R₀ 0,25R_max выигрыш в скрытности составляет 24 дБ. Покажем на примере, что повышение скрытности ведет также и к повышению помехозащищенности по отношению к ответным помехам.In FIG. 14, dependences (1) and (2) are represented by curves 1 and 2, respectively. As you can see, with RR ₀ 0.25R _max gain in stealth is 24 dB. Let us show by example that an increase in stealth also leads to an increase in noise immunity with respect to response interference.

Условие создания ответных помех состоит в превышении мощностью P_пр на входе приемника ИР его пороговой чувствительности P_пр.мин.. Имеем выражение

где P_пер мощность передатчика РЛС,
G, G_n усиление антенны РЛС и станции помех соответственно,
λ длина волны.Conditions response creating interference is exceeded, the power _{P, etc.} on its IR receiver input sensitivity threshold P _pr.min. . We have the expression

where P _lane radar transmitter power,
G, G _{n the} gain of the radar antenna and the jamming station, respectively,
λ wavelength.

Принимая значения G= 500, G_п=10, P_пер=1 кВт, R_max=40 км, λ = 3•10^-2 м, P_пер.min= 10^-7,5 Вт

3•10^-8 Вт, получим из (3), что при отсутствии регулирования ответные помехи будут действовать на дальностях R < R^* (при этом кривая 1 выше прямой 3 P_пр P_пр.min фиг. 11), а при наличии регулирования этого нигде не произойдет (кривая 2 всегда ниже прямой 3 фиг. 12).Assuming the values G = 500, G _p = 10, P _per = 1 kW, R _max = 40 km, λ = 3 • 10 ^-2 m, P _{per min} = 10 ^-7.5

W

3 • 10 ^-8 W, from (3) that in the absence of reciprocal interference regulation will operate at ranges R <R ^* (wherein curve 1 above _straight line P 3 P _pr.min FIG. 11), and in the presence of regulatory this will not happen anywhere (curve 2 is always below line 3 of Fig. 12).

Обнуление сдвигающих регистров ЦСФ в начале периода повторения одновременно с регулированием порога первичного обнаружения на дальностях

приводит к эквивалентному повышению отношения сигнал/шум в

раз по сравнению с прототипом (благодаря уменьшению дисперсии шумов, действующих при сжатии), в частности, при

это повышение составляет в 2 раза (по мощности), то есть 3 дБ. Этот выигрыш означает соответствующий дополнительный выигрыш в скрытности и помехозащищенности по отношению к ответным помехам.Zeroing the shift registers of the CSF at the beginning of the repetition period simultaneously with the regulation of the primary detection threshold at ranges

results in an equivalent increase in signal to noise ratio in

times compared with the prototype (due to a decrease in the dispersion of noise acting during compression), in particular, when

this increase is 2 times (power), that is, 3 dB. This gain means a corresponding additional gain in stealth and noise immunity with respect to response interference.

Повышение разрешающей способности по дальности на дальностях R < 0,5R₀, в частности, в 2 раза способствует повышению помехозащищенности по отношению к пассивным средствам создания помех (дипольные облака, уголковые отражатели). Так, если помеха ставится на расстоянии l от защищаемой цели под углом к направлению распространения

вероятность селекции эхо-сигналов от помехи и от истинной цели при разрешающей способности по дальности ΔR ограничена величиной

.The increase in range resolution at ranges R <0.5R ₀ , in particular, by 2 times, contributes to increased noise immunity with respect to passive means of creating interference (dipole clouds, corner reflectors). So, if the interference is placed at a distance l from the protected target at an angle to the direction of propagation

the probability of selecting echoes from interference and from the true target with a range resolution ΔR is limited to

.

В частности, при l=200 м, ΔR = 150 имеем p=0,46, а при ΔR = 75 м p=0,75, таким образом, в рассматриваемом примере вероятность селекции возрастает в 1,6 раза. In particular, at l = 200 m, ΔR = 150 we have p = 0.46, and at ΔR = 75 m p = 0.75, thus, in the considered example, the probability of selection increases by 1.6 times.

Стабилизация добротности контуров автоматического сопровождения по угловым координатам и по дальности благодаря поддержанию мощности принимаемых сигналов на постоянном уровне путем регулирования мощности зондирующих импульсов приводит к повышению точности сопровождения. The stabilization of the quality factor of automatic tracking loops in angular coordinates and in range due to maintaining the power of the received signals at a constant level by adjusting the power of the probe pulses leads to an increase in tracking accuracy.

Крутизна пеленгационной характеристики углового дискриминатора аппроксимируется зависимостью

где ρ_э эквивалентное отношение сигнал/шум после ЦСФ,
ψ_0,5 ширина диаграммы направленности антенны по уровню половинной мощности.The steepness of the direction-finding characteristic of the angular discriminator is approximated by the dependence

where ρ _{e the} equivalent signal-to-noise ratio after CSF,
ψ _{0.5 the} width of the antenna pattern at half power.

Как показывает анализ этой зависимости, построенной на фиг. 13 методом математического моделирования (в единицах 1/ψ_0,5), изменение отношения сигнал/шум ρ_э на 6 дБ (от 3 дБ до 9 дБ) приводит к изменению крутизны k_ψ(ρ_э) в 2 раза. Рассмотрение зависимости крутизны характеристики дискриминатора дальности k_R(ρ_э) полученной методом математического моделирования (фиг. 14), приводит к аналогичному результату, кроме того, при больших отношениях сигнал/шум ( ρ_э > 10 дБ) дискриминатор по дальности становится существенно нелинейным и крутизна k_R(ρ_э) падает с ростом ρ_э.As the analysis of this dependence, constructed in FIG. 13 by the method of mathematical modeling (in units of 1 / ψ _0.5 ), a change in the signal-to-noise ratio ρ _e by 6 dB (from 3 dB to 9 dB) leads to a change in the slope k _ψ (ρ _e ) by 2 times. An analysis of the dependence of the slope of the characteristic of the range discriminator k _R (ρ _e ) obtained by mathematical modeling (Fig. 14) leads to a similar result, in addition, for large signal-to-noise ratios (ρ _e > 10 dB), the range discriminator becomes substantially nonlinear and the steepness k _R (ρ _e ) decreases with increasing ρ _e .

Рассмотрение эквивалентной схемы контура сопровождения по угловым координатам и по дальности в линейном приближении (фиг. 15) позволяет получить выражения для ошибок сопровождения. В частности, дисперсия флюктуационной ошибки и значение динамической ошибки углового сопровождения выражаются в виде

где DU_ψ дисперсия сигнала рассогласования на выходе дискриминатора,
a коэффициент передачи интегратора,
w угловая скорость перемещения линии визирования на сопровождаемую цель.Consideration of the equivalent circuit of the tracking contour in angular coordinates and in range in the linear approximation (Fig. 15) allows us to obtain expressions for tracking errors. In particular, the variance of the fluctuation error and the value of the dynamic error of the angular accompaniment are expressed as

where DU _{ψ is the} variance of the error signal at the discriminator output,
a integrator transmission coefficient,
w the angular velocity of the line of sight on the tracked target.

Выражения для ошибок сопровождения по дальности имеют вид, аналогичный (4), (5), и получаются из них путем замен j _→ R, ω _→ v причем v составляющая скорости перемещения цели относительно РЛС вдоль направления распространения. The expressions for range tracking errors are similar to (4), (5), and are obtained from them by substituting j _ → R, ω _ → v and v is the component of the target’s speed relative to the radar along the propagation direction.

Как видно из выражений (4), (5), умещение крутизны k_ψ(ρ_э) ведет к росту ошибок углового сопровождения, увеличение же крутизны с ростом отношения сигнал/шум приводит к потере устойчивости контура.As can be seen from expressions (4), (5), the steepness k _ψ (ρ _e ) leads to an increase in angular tracking errors, while an increase in the steepness with increasing signal-to-noise ratio leads to a loss of circuit stability.

Аналогичная ситуация имеет место и для сопровождения по дальности. A similar situation exists for tracking along range.

В заявляемой РЛС путем регулирования мощности излучаемых импульсов достигается стабилизация отношения сигнал/шум принимаемых сигналов, а следовательно, крутизны характеристик дискриминаторов и добротности контуров сопровождения по угловым координатам и по дальности. Как следует из вышеизложенного, это приводит к повышению точности сопровождения в 1,5-2 раза и обеспечивает устойчивость контуров сопровождения. In the inventive radar by controlling the power of the emitted pulses, stabilization of the signal-to-noise ratio of the received signals is achieved, and therefore, the steepness of the characteristics of the discriminators and the quality factor of the tracking contours in angular coordinates and in range. As follows from the foregoing, this leads to an increase in tracking accuracy by 1.5-2 times and ensures the stability of tracking contours.

Применение "подвижной сетки" движения последовательности тактирующих импульсов по оси времени с малой дискретностью

с изменением дальности до сопровождаемой цели ведет к снижению ошибок сопровождения по дальности вследствие дискретности вплоть до их практического устранения. Ошибка из-за дискретности при этом уменьшается в m раз и становится меньше ошибки за счет шумов. Так, например, при τ_и = 1 мкс и σ_R = 4,5 м и неподвижной сетке получим для стандартного отклонения ошибки из-за дискретности величину

применение же "подвижной сетки" способно уменьшить эту ошибку в m=16 раз, доведя ее до 2,5 м, так что результирующая ошибка составляет около 5 м, то есть влияние дискретности практически устраняется.The use of a "moving grid" of the movement of a sequence of clock pulses along the time axis with low resolution

with a change in the range to the followed target, it leads to a decrease in range tracking errors due to discreteness up to their practical elimination. The error due to the discreteness decreases m times and becomes smaller due to noise. So, for example, for τ _and = 1 μs and σ _R = 4.5 m and a fixed grid, we obtain for the standard deviation of the error due to the discreteness

the use of a "moving grid" is able to reduce this error by m = 16 times, bringing it to 2.5 m, so that the resulting error is about 5 m, that is, the effect of discreteness is practically eliminated.

Таким образом, реализация предлагаемых мер приведет к существенному повышению скрытности, помехозащищенности и точности сопровождения РЛС автономных и командных систем управления. Thus, the implementation of the proposed measures will lead to a significant increase in stealth, noise immunity and accuracy of tracking radar autonomous and command control systems.

Эффективность предлагаемой РЛС наиболее высока в условиях организованного радиопротиводействия. The effectiveness of the proposed radar is highest in terms of organized radio countermeasures.

Источники информации
1. Импульсная РЛС. Заявка Великобритании N 1514158, кл. G 01 S 9/233 H 4 D, публ. 14.06.1978.Sources of information
1. Pulse radar. UK application N 1514158, CL G 01 S 9/233 H 4 D, publ. 06/14/1978.

2. Импульсный когерентный допплеровский радар с перестройкой частоты. Патент США N 4338604, кл. G 01 S 13/24, публ. 06.07.1982 (прототип). 2. Pulse coherent Doppler radar with frequency tuning. U.S. Patent No. 4,338,604, cl. G 01 S 13/24, publ. 07/06/1982 (prototype).

3. Управляемый СВЧ-аттенюатор. Авт. cв. СССР N 456330, кл. H 01 P 1/32, H 01 P 1/22, 1975. 3. Guided microwave attenuator. Auth. St. USSR N 456330, class H 01 P 1/32, H 01 P 1/22, 1975.

4. Справочник по радиолокации, ред. М.Сколник, т. 1. М. Сов. Радио, 1976, с. 421. 4. Handbook of Radar, ed. M. Skolnik, vol. 1. M. Sov. Radio, 1976, p. 421.

5. Справочник по радиолокации, ред. М.Сколник, т. 3. М. Сов. Радио, 1979, с. 19-52, 103-107, 144. 5. Handbook of Radar, ed. M. Skolnik, T. 3. M. Sov. Radio, 1979, p. 19-52, 103-107, 144.

6. Яковлев В. В. Федоров Р.Ф. Стохастические вычислительные машины. Л. Машиностроение, 1974. 6. Yakovlev V. V. Fedorov R. F. Stochastic computers. L. Mechanical Engineering, 1974.

7. Родс Д. Р. Введение в моноимпульсную радиолокацию, пер. с англ. М. Сов. Радио, 1960. 7. Rhodes, D. R. Introduction to monopulse radar, trans. from English M. Sov. Radio, 1960.

8. Патент США, НКИ 343-16, N 3162851, публ. 22.12.1964. 8. US patent, NKI 343-16, N 3162851, publ. 12/22/1964.

9. Лихарев В. А. Цифровые методы и устройства в радиолокации. М. Сов. Радио, 1983. 9. Likharev V. A. Digital methods and devices in radar. M. Sov. Radio, 1983.

10. Ширман Я.Д. Манжос В.Н. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех. М. Радио и связь, 1981. 10. Shirman Y.D. Manzhos V.N. The theory and technique of processing radar information against the background of interference. M. Radio and Communications, 1981.

11. The SLQ-32 Story. Electronic Warfare Defence Electronics, May 1978. 11. The SLQ-32 Story. Electronic Warfare Defense Electronics, May 1978.

Claims

1. Радиолокационная станция, содержащая последовательно соединенные синхронизатор, блок перестройки частоты, возбудитель, фазовый манипулятор и усилитель мощности, последовательно соединенные антенный переключатель и антенну, последовательно соединенные приемник и первый блок квадратурных фазовых детекторов, а также генератор кодов, импульсный модулятор и устройство обработки информации, причем первый вход приемника подключен к третьему плечу антенного переключателя, выходы генератора кодов и импульсного модулятора соединены с управляющими входами фазового манипулятора и усилителя мощности соответственно, выход гетеродинной частоты возбудителя соединен с гетеродинным входом приемника, выход опорной частоты возбудителя с входом опорной частоты блока квадратурных фазовых детекторов, отличающаяся тем, что в нее введены блок формирования порога, последовательно соединенные по двум входам-выходам квадратурных составляющих суммарного сигнала первый видеоусилитель, сигнальные входы которого подключены к выходам первого блока квадратурных фазовых детекторов, первый амплитудный квантователь, первый цифровой согласованный фильтр и блок объединения квадратур, выходы которого с первого по третий подключены соответственно к первому третьему входам устройства обработки информации, последовательно соединенные по двум входам-выходам квадратурных составляющих разностного сигнала второй блок квадратурных фазовых детекторов, сигнальный вход которого подключен к второму выходу приемника, состоящего из двух идентичных каналов, суммарного и разностного, а вход опорной частоты к соответствующему выходу возбудителя, второй видеоусилитель, второй амплитудный квантователь, второй цифровой согласованный фильтр и угловой дискриминатор, третий и четвертый входы которого подключены соответственно к первому и второму выходам первого согласованного фильтра, последовательно соединенные первый коммутатор, информационный вход которого подключен к выходу углового дискриминатора, и интегратор, последовательно соединенные второй коммутатор, информационный вход которого подключен к третьему выходу блока объединения квадратур, блок измерения интенсивности, дешифратор градаций мощности, преобразователь код напряжение и регулятор мощности, второй вход которого подключен к выходу усилителя мощности, а выход к второму плечу антенного переключателя, антенна содержит антенный блок, соединенный с суммарно-разностным преобразователем, и связанный с ним кинематически привод антенны, первый вход которого подключен к выходу интегратора, а второй вход - к выходу сигнала азимута цели устройства обработки информации, выход разностного сигнала антенны подключен к второму входу приемника, управляющие входы коммутаторов объединены и подключены к выходу строба дальности устройства обработки информации, третий выход которого соединен с управляющими входами видеоусилителей и входом синхронизатора, а четвертый выход с управляющим входом блока перестройки частоты, второй выход синхронизатора подключен к входу импульсного модулятора и к первому входу генератора кодов, второй, тактовый, вход которого подключен к третьему выходу синхронизатора, а выход соединен с управляющими входами цифровых согласованных фильтров, входы сигнала обнуления которых, четвертый вход устройства обработки информации, а также входы сигналов обнуления блоков измерения интенсивности и формирования порога подключены к четвертому выходу синхронизатора, третий выход которого соединен также с пятым входом устройства обработки информации, шестой вход которого соединен с информационным выходом привода антенны, а седьмой вход подключен к выходу блока формирования порога, тактовый вход которого объединен с тактовыми входами цифровых согласованных фильтров и подключен к пятому выходу устройства обработки информации. 1. A radar station containing a serially connected synchronizer, a frequency tuner, a driver, a phase shifter and a power amplifier, a serially connected antenna switch and an antenna, a serially connected receiver and a first block of quadrature phase detectors, as well as a code generator, a pulse modulator and an information processing device moreover, the first input of the receiver is connected to the third arm of the antenna switch, the outputs of the code generator and pulse modulator are connected to with the input inputs of the phase manipulator and the power amplifier, respectively, the output of the local oscillator frequency of the pathogen is connected to the heterodyne input of the receiver, the output of the reference frequency of the exciter with the input of the reference frequency of the block of quadrature phase detectors, characterized in that a threshold forming unit is introduced into it, connected in series through two input-outputs the quadrature components of the total signal, the first video amplifier, the signal inputs of which are connected to the outputs of the first block of quadrature phase detectors, are not a first amplitude quantizer, a first digital matched filter and a quadrature combining unit, the first to third outputs of which are connected respectively to the first third inputs of the information processing device, connected in series through two inputs and outputs of the quadrature components of the difference signal of the second block of quadrature phase detectors, the signal input of which is connected to the second output of the receiver, consisting of two identical channels, total and difference, and the input of the reference frequency to the corresponding output the pathogen has a second video amplifier, a second amplitude quantizer, a second digital matched filter and an angular discriminator, the third and fourth inputs of which are connected respectively to the first and second outputs of the first matched filter, the first commutator connected in series, the information input of which is connected to the output of the angular discriminator, and an integrator connected in series to a second switch, the information input of which is connected to the third output of the quadrature combining unit, a measurement unit intensities, a power gradation decoder, a voltage code converter and a power regulator, the second input of which is connected to the output of the power amplifier, and the output to the second arm of the antenna switch, the antenna contains an antenna unit connected to a sum-difference converter, and an antenna drive kinematically connected to it, the first input of which is connected to the output of the integrator, and the second input to the output of the azimuth signal of the target of the information processing device, the output of the difference signal of the antenna is connected to the second input of the receiver a, the control inputs of the switches are combined and connected to the output of the range gate of the information processing device, the third output of which is connected to the control inputs of the video amplifiers and the input of the synchronizer, and the fourth output with the control input of the frequency tuning unit, the second output of the synchronizer is connected to the input of the pulse modulator and to the first input code generator, the second, clock, whose input is connected to the third output of the synchronizer, and the output is connected to the control inputs of digital matched filters, inputs the zeroing signal of which, the fourth input of the information processing device, as well as the inputs of the zeroing signals of the intensity measurement and threshold generation units are connected to the fourth output of the synchronizer, the third output of which is also connected to the fifth input of the information processing device, the sixth input of which is connected to the information output of the antenna drive, and the seventh input is connected to the output of the threshold forming unit, the clock input of which is combined with the clock inputs of digital matched filters and connected to the fifth output do information processing devices.

2. Станция по п.1, отличающаяся тем, что устройство обработки информации содержит последовательно соединенные блок сравнения с порогом, блок первичной обработки и блок вторичной обработки, последовательно соединенные по двум входам-выходам ключ и буферное запоминающее устройство, а также дальномер, причем первый вход дальномера подклоючен к выходу блока сравнения с порогом, а его первый выход, третий и четвертый входы соединены соответственно с вторым входом, первым и вторым выходами блока вторичной обработки, третий вход которого подключен к выходу буферного запоминающего устройства, управляющий вход которого соединен с управляющим входом ключа, выходом строба дальности дальномера и является выходом строба дальности устройства обработки информации, выходы блока вторичной обработки с третьего по пятый являются вторым четвертым выходами устройства обработки информации соответственно, а третий выход дальномера, объединенный с третьим входом блока первичной обработки, является пятым тактовым выходом устройства обработки информации, первый и второй входы которого соединены с информационными входами ключа, третий вход подключен к первому входу блока сравнения с порогом, четвертый вход к входам сигнала начала дальности блока первичной обработки и дальномера, второй, тактовый, вход которого подключен к пятому входу устройства обработки информации, шестой и седьмой входы которого образованы соответственно вторыми входами блока первичной обработки и блока сравнения с порогом. 2. The station according to claim 1, characterized in that the information processing device comprises a series-connected comparison unit with a threshold, a primary processing unit and a secondary processing unit, a key and a buffer storage device, as well as a range finder, and the first range-measuring device, connected in series via two inputs and outputs the input of the range finder is connected to the output of the comparison unit with a threshold, and its first output, third and fourth inputs are connected respectively to the second input, the first and second outputs of the secondary processing unit, the third input of which is connected the output of the buffer storage device, the control input of which is connected to the control input of the key, the output of the range strobe of the range finder and is the output of the range strobe of the information processing device, the outputs of the secondary processing unit from third to fifth are the second fourth outputs of the information processing device, respectively, and the third output of the range finder combined with the third input of the primary processing unit is the fifth clock output of the information processing device, the first and second inputs of which are are dined with the information inputs of the key, the third input is connected to the first input of the comparison unit with a threshold, the fourth input is to the inputs of the start signal of the range of the primary processing unit and the range finder, the second, clock, whose input is connected to the fifth input of the information processing device, the sixth and seventh inputs of which are formed respectively, the second inputs of the primary processing unit and the comparison unit with a threshold.