RU2082988C1 - Process of optimal detection of pulse signals with unmodulated carrier frequency - Google Patents
Process of optimal detection of pulse signals with unmodulated carrier frequency Download PDFInfo
- Publication number
- RU2082988C1 RU2082988C1 RU93009732A RU93009732A RU2082988C1 RU 2082988 C1 RU2082988 C1 RU 2082988C1 RU 93009732 A RU93009732 A RU 93009732A RU 93009732 A RU93009732 A RU 93009732A RU 2082988 C1 RU2082988 C1 RU 2082988C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- signal
- noise
- output
- optimal
- duration
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к радиотехнике, может быть использовано в радиолокации и в некоторых других системах радиосвязи. The invention relates to radio engineering, can be used in radar and in some other radio communication systems.
Известны способы оптимального обнаружения сигналов, основанные на операциях оптимальной линейной фильтрации (ОЛФ) или той или иной корреляционной обработки. В результате этих операций обеспечивается наибольшее отношение сигнал/шум (ОСШ), а отсюда наилучшее качество обнаружения сигналов по тому или иному вероятностному критерию или приема сообщения (с наименьшей ошибкой). При более высоком ОСШ обеспечивается более высокая точность (меньшая ошибка) измерения некоторых параметров сигнала. Known methods for optimal detection of signals based on the operations of optimal linear filtering (OLF) or one or another correlation processing. As a result of these operations, the highest signal-to-noise ratio (SNR) is provided, and from here the best signal detection quality according to one or another probabilistic criterion or message reception (with the smallest error). With a higher SNR, higher accuracy (less error) of measurement of some signal parameters is provided.
Согласно теории ОЛФ АЧХ оптимального фильтра (ОФ) для полностью известного сигнала на фоне стационарного шума и ОСШ на выходе ОФ определяется соотношениями
Здесь S(iω), S*(iω) соответственно спектр и комплексно-сопряженный спектр сигнала; двухсторонняя спектральная плотность (СП) входного шума; t0 момент возникновения максимального напряжения на выходе ОФ. Выражения (1) и (2) справедливы и для более сложных видов сигнала со случайным временем запаздывания, случайной амплитудой. В последнем случае в (1) и (2) учитывается среднее значение амплитуды сигнала; величина ОСШ усредняется . В случае белого шума с СП (N0 односторонняя СП) ОФ с АЧХ является согласованным фильтром (СФ) со спектром сигнала. При этом ОСШ определяется как параметр обнаружения, равный
где E энергия сигнала. Приведенные выражения (1) и (2) распространяются на любую флюктуационную стационарную помеху, в том числе и пассивную, которая в определенных ограниченных интервалах времени может считаться условно стационарной.According to the theory of OLF, the frequency response of the optimal filter (OF) for a fully known signal against a background of stationary noise and the SNR at the output of the OF is determined by the relations
Here S (iω), S * (iω) respectively the spectrum and the complex conjugate spectrum of the signal; two-way spectral density (SP) of input noise; t 0 moment of occurrence of the maximum voltage at the output of the OF. Expressions (1) and (2) are also valid for more complex types of signal with a random delay time, a random amplitude. In the latter case, in (1) and (2), the average signal amplitude is taken into account; SNR value is averaged . In case of white noise with SP (N 0 one-way SP) OF with the frequency response is a matched filter (SF) with the spectrum of the signal. In this case, the SNR is defined as a detection parameter equal to
where E is the signal energy. The above expressions (1) and (2) apply to any fluctuation stationary interference, including passive, which can be considered conditionally stationary in certain limited time intervals.
В современных условиях все возрастающих уровней помех и требований увеличения дальности действия все труднее обеспечить требуемую величину q2. По сути в ряде применений средств связи технические возможности уже ограничены из-за невозможности создания передатчиков и антенно -фидерных устройств на большой уровень энергии и тем более пиковой мощности излучаемого сигнала, массо-габаритных ограничений и так далее. В случае пассивной помехи также имеются ограничения по выделению сигнала из-за ряда технических (аппаратурных) причин. Поэтому повышение помехоустойчивости (ПУ) за счет более эффективной обработки сигналов при их обнаружении (приеме) является целесообразным и актуальным.In modern conditions of ever-increasing levels of interference and requirements for increasing the range, it is increasingly difficult to provide the required value of q 2 . In fact, in a number of communications applications, technical capabilities are already limited due to the impossibility of creating transmitters and antenna-feeder devices for a large level of energy and, all the more, the peak power of the emitted signal, mass-dimensional limitations, and so on. In the case of passive interference, there are also restrictions on signal isolation due to a number of technical (hardware) reasons. Therefore, increasing noise immunity (PU) due to more efficient signal processing when they are detected (received) is appropriate and relevant.
В данном способе оптимального обнаружения импульсных сигналов, основанном на корректных операциях обработки сигналов при их приеме, в том числе известных операций, до проведения классической операции ОЛФ проводят дополнительную фильтрацию (ДФ), которая преобразует форму огибающей входного сигнала, превращая его в более сложный сигнал на той же несущей частоте ( fc), состоящий из двух или более практически разделенных во времени частных рабочих сигналов. При этом ДФ обеспечивает провал-шумовую "яму" в спектральной плотности шума (СП) nξ(ω) вокруг частоты fc. Поэтому последующий традиционный оптимальный фильтр (ОФ), выполненный на основе классической ОЛФ, благодаря "яме" в СП шума (на входе) обеспечивает на своем выходе резкое увеличение отношения сигнал/шум (ОСШ) по сравнению с таковым при традиционной ОЛФ, т.е. без применения указанного ДФ. Применение ДФ может быть многократным, что углубляет и расширяет шумовую "яму".In this method of optimal detection of pulsed signals, based on the correct signal processing operations when they are received, including well-known operations, prior to the classical OLF operation, additional filtering (DF) is carried out, which converts the shape of the envelope of the input signal, turning it into a more complex signal the same carrier frequency (f c ), consisting of two or more private operating signals practically separated in time. In this case, the DF provides a dip-noise "well" in the noise spectral density (SP) n ξ (ω) around the frequency f c . Therefore, the subsequent traditional optimal filter (OF), made on the basis of the classical OLF, thanks to the “pit” in the noise SP (at the input) provides at its output a sharp increase in the signal-to-noise ratio (SNR) compared with that of the traditional OLF, i.e. . without using the specified DF. The use of DF can be multiple, which deepens and expands the noise "hole".
Такие изменения форм огибающей сигнала и СП шума (с помощью ДФ) достигаются за счет проведения операций задержки исходного сигнала с прямоугольной огибающей длительностью tи на величину τк=τи и последующего суммирования незадержанного и задержанного сигналов. Устройство, с помощью которого осуществляются такие операции является частным случаем так называемого гребенчатого фильтра (ГФ), АЧХ которого имеет известную гребенчатую форму. Т.е. за счет применения дополнительного фильтра (ДФ; перед ОФ), которым в данном конкретном случае и является идеальный ГФ без амплитудных и фазовых искажений в устройстве задержки (ЛЗ) и сумматоре ГФ. При этом ЛЗ выполняется условие
fc•τк=d 1/2 (4)
где τк=τи величина задержки в ЛЗ;
d целое число.Such changes form the envelope of the signal and noise SP (via DF) are achieved by conducting the initial signal delay operations rectangular envelope duration t and the amount to τ = τ and summation and subsequent undelayed and delayed signals. The device with which such operations are carried out is a special case of the so-called comb filter (HF), the frequency response of which has a known comb shape. Those. due to the use of an additional filter (DF; before the OF), which in this particular case is the ideal GF without amplitude and phase distortions in the delay device (LZ) and the GF adder. In this case, the condition
f c • τ k =
where τ to = τ and the delay in the LZ;
d is an integer.
Полоса приемника и цепей ГФ выбирается избыточной порядка ΔF ≥ 10/τи, что не ухудшает конечный результат из-за применения затем в качестве квазиоптимального фильтра с полосой ΔFк ≪ 1/τи.The bandwidth of the receiver and the HF circuits is chosen to be of excess order ΔF ≥ 10 / τ and that does not worsen the final result due to the use then as a quasi-optimal filter with a bandwidth ΔF to ≪ 1 / τ and .
В результате прохождения входного сигнала через ДФ-ГФ на его выходе (в сумматоре) суммируются входной сигнал длительностью τи и он же задержанный на интервал τк=τи, но с начальной фазой, отличающийся от фазы конца первого (незадержанного) сигнала на ψ=π. Т.е. на стыке обоих сигналов происходит скачок фазы на 180o, что делает их максимально некогерентными - антикогерентными. Это положение вытекает из условия (4). Благодаря этому условию АЧХ ГФ имеет нулевую "яму" на частоте сигнала. При обеспечении равенства дисперсий суммируемых шумов в ГФ (и СП) СП шума на выходе будет
nη(ω)=4nξ(ω)cos2ωτк/2 (5),
nξ(ω) односторонняя СП входного шума. Обозначая w′=ω-ωc, выражение (5) можно записать и в виде
nη(f′)=4nξ(f′)sin2πf′τк (5a)
Выходные сигналы и шум ГФ далее подвергают традиционной ОЛФ. Т.к. оба антикогерентных сигнала на выходе ДФ-ГФ разделены интервалом τк=τк, а СП стационарного шума с "ямой" действуют постоянно во времени и, естественно, последующая схема обнаружения сигналов "не знает", что вслед за первым сигналом на нее поступит или не поступит второй сигнал (в данном случае антикогерентный со скачком фазы на ψ=π ), то процесс обнаружения определяется первым раздельным сигналом и шумом (на выходе ГФ) с СП nη(f′), что соответствует причинно-следственному принципу обнаружения сигналов во времени. Естественно, это начинается с операции оптимальной фильтрации упомянутых сигнала и шума. Однако традиционная теория ОЛФ возможность такого разделения сигналов не учитывает она учитывает всю совокупность преобразованного ДФ сигнала, т.е. спектр всего сигнала на выходе ДФ, в котором, естественно, будет та же спектральная "яма", что и в СП шума (5а).As a result, the signal input through DF-GF at its output (at the adder) summed input signal of duration τ and he is delayed by an interval τ a = τ u but with the initial phase, wherein the phase of the end of the first (un-delayed) signal ψ = π. Those. at the junction of both signals there is a phase jump of 180 o , which makes them the most incoherent - anticoherent. This position follows from condition (4). Due to this condition, the frequency response of the GF has a zero “pit” at the signal frequency. When ensuring the equality of the variances of the summed noise in the GF (and SP) SP noise at the output will be
n η (ω) = 4n ξ (ω) cos 2 ωτ k / 2 (5),
n ξ (ω) is a one-sided input noise SP. Denoting w ′ = ω-ω c , expression (5) can also be written in the form
n η (f) = 4n ξ (f) sin 2 πf′τ to (5a)
The HF output signals and noise are then subjected to conventional OLF. Because both anti-coherent signals at the DF-GF output are separated by the interval τ k = τ k , and the stationary noise SP with a “pit” acts continuously in time and, of course, the subsequent signal detection circuit “does not know” that the first signal will arrive at it or if the second signal is not received (in this case, anticoherent with a phase jump of ψ = π), the detection process is determined by the first separate signal and noise (at the output of the HF) with the SP n η (f ′), which corresponds to the causal principle of signal detection during time. Naturally, this begins with the operation of optimally filtering said signal and noise. However, the traditional theory of OLF does not take into account the possibility of such a separation of signals; it takes into account the totality of the converted DF signal, i.e. the spectrum of the entire signal at the output of the DF, in which, naturally, there will be the same spectral "well" as in the noise SP (5a).
Итак, для определения АЧХ ОФp и ОСШ r на выходе оптимального фильтра (ОФp) нужно по традиционной методике учитывать спектр раздельного сигнала Sp(i w) и СП шума после ДФ-1Ф на входе ОФp
Здесь двусторонняя СП шума, равная в данном случае (ГФ) спектры Sp(iω)=S(iω) т. е. спектры первого сигнала на выходе ГФ и входного сигнала (так как первый и является входным сигналом незадержанным; S
Here two-way noise equal to in this case, (GF) spectra S p (iω) = S (iω), i.e., the spectra of the first signal at the output of the GF and the input signal (since the first is an undelayed input signal; S
Для сигнала с прямоугольной огибающей длительностью tи и входного шума с СП nη(ω)=No/2=const получено:
где x=πf′τи, f′=f-fc
Для квазиоптимального фильтра (КФ) с прямоугольной формой АЧХ доказано, что ОСШ
где параметр обнаружения,
E энергия входного сигнала;
β=ΔFк•τи, ΔFк полоса КФ. При β → 0, ρп → ∞..For a signal with a rectangular envelope of duration t and and input noise with a SP n η (ω) = N o / 2 = const, we obtained:
where x = πf′τ and , f ′ = ff c
For a quasi-optimal filter (CF) with a rectangular shape of the frequency response, it is proved that the SNR
Where detection parameter
E is the energy of the input signal;
β = ΔF to • τ and , ΔF to the CF band. As β → 0, ρ p → ∞ ..
Т.е. выигрыш в ОСШ равен
Так, при b= 0.01 g=3,4, т.е. ρп ≫ ρc=q2. Разумеется, при значительном росте величины ОСШ будут соответственно улучшены качественные (вероятностные) показатели обнаружения сигналов и точность измерения их некоторых параметров.Those. the gain in SNR is equal to
So, for b = 0.01 g = 3.4, i.e. ρ n ≫ ρ c = q 2 . Of course, with a significant increase in the SNR value, the qualitative (probabilistic) indicators of signal detection and the accuracy of measuring some of their parameters will be accordingly improved.
Хотя в данном варианте способа можно получить очень высокое ОСШ для реальных КФ, в том числе и согласно (10), однако для этого потребуются очень узкополосные КФ ΔFк=β/τи, β ≪ 1. На обычных промежуточных частотах это потребует применения высокодобротных кварцевых резонаторов. Однако при малых величинах τи в цепях полосового усилителя и детектора на той же промежуточной частоте (fc) должна быть достаточно широкая полоса для прохождения пилообразного фронта рабочего сигнала длительностью τи, т.е. ΔFу ≈ 1/τи. При этом легче обеспечить такую полосу при соотношении fc: ΔFу ≳ 10. Так, если τи=1 мкс, то ΔFу ≃ 1 мГц и fc≥10 МГц, т.е. при этом в пределах τи=1 мкс = 1 мкс укладывается не менее 10 волн сигнала на fc=10 МГц, что достаточно для формирования рабочего сигнала в УПЧ и точной оценки его спектра по стандартным формулам.Although in this version of the method it is possible to obtain a very high SNR for real KF, including according to (10), however, this will require very narrow-band KF ΔF k = β / τ and , β ≪ 1. At ordinary intermediate frequencies, this will require the use of high-quality quartz resonators. However, for small values of τ and in the circuits of a strip amplifier and detector, at the same intermediate frequency (f c ), there should be a sufficiently wide band for passing a sawtooth front of the working signal of duration τ and , i.e. ΔF у ≈ 1 / τ and . It is easier to provide such a band with the ratio f c : ΔF y ≳ 10. So, if τ u = 1 μs, then ΔF y ≃ 1 MHz and f c ≥10 MHz, i.e. at the same time, within the limits of τ and = 1 μs = 1 μs, at least 10 signal waves are placed at f c = 10 MHz, which is sufficient to generate a working signal in the IFA and to accurately estimate its spectrum using standard formulas.
Заметим, что кварцевые резонаторы на первой гармонике технологичны до частоты fc=10 МГц. Например, при β=0,0001 полоса КФ составит DFк=β/τи=100 Гц. Стало быть, эквивалентная добротность контура КФ составит Q= fc• ΔFк=107:102=105, что практически недостижимо и для кварцев. Пришлось бы ограничится по крайней мере добротностью Q=104 и соответственно ΔFк=1 КГЦ и β=0,001. По-видимому, при очень малых b настройка цепей ГФ по точному выравниванию СП суммируемых шумов в сумматоре и для образования нуля в шумовой "яме" будет практически проблематичной. То же в условиях не очень строго стационарной помехи, что скорее всего соответствует практике. Поэтому в целом желательно достижение высокого значения ОСШ (т.е. высокой помехоустойчивости ПУ) при сравнительно не очень малых значениях b.We note that quartz resonators at the first harmonic are technologically advanced up to the frequency f c = 10 MHz. For example, at β = 0.0001, the CF band will be DF к = β / τ and = 100 Hz. Therefore, the equivalent Q factor of the CF loop will be Q = f c • ΔF k = 10 7 : 10 2 = 10 5 , which is practically unattainable for quartz as well. It would have to be limited to at least Q-factor Q = 10 4 and, accordingly, ΔF k = 1 KHZ and β = 0.001. Apparently, at very small b, tuning the HF circuits to accurately equalize the SP of the summed noises in the adder and to form zero in the noise "well" will be practically problematic. The same in conditions of not very strictly stationary interference, which most likely corresponds to practice. Therefore, in general, it is desirable to achieve a high SNR (i.e., high noise immunity of the PU) with relatively not very small values of b.
В данном способе из-за узкополосности КФ (после ГФ) после прохождения пары рабочих антикогерентных сигналов длительностью tи возникшие свободные колебания в цепях КФ длятся весьма долго в соответствии с эквивалентной постоянной времени КФ, равной τкф ≈ 1/ΔFк=1:β/τи/β ≫ τи. Это означает, что резко ухудшится пропускная способность, разрешающая способность по дальности (РСД). Это серьезный недостаток, и должны быть приняты меры по обеспечению РД хотя бы на уровне, близком к величине τи.In this method, due to the narrow bandwidth of the CF (after the GF) after passing a pair of working anti-coherent signals of duration t and the resulting free vibrations in the CF chains last for a very long time in accordance with the equivalent CF time constant equal to τ kf ≈ 1 / ΔF k = 1: β / τ and / β ≫ τ and . This means that the throughput, range resolution (RSD) will deteriorate sharply. This is a serious drawback, and measures must be taken to ensure the taxiway at least at a level close to τ and .
Целью изобретения является, во-первых, обеспечение повышенной эффективности обнаружения сигналов повышение ОСШ при приемлемой не очень узкой полосе КФ, т.е. и решение технологических трудностей обеспечения высокой эффективности. Во-вторых, целью изобретения является обеспечение РСД обнаруживаемых сигналов, по величине, близкой к длительности τи.The aim of the invention is, firstly, to provide increased detection efficiency of signals, increasing SNR with an acceptable not very narrow band of CF, i.e. and solving technological difficulties to ensure high efficiency. Secondly, the aim of the invention is to provide RSD detectable signals, in magnitude, close to the duration of τ and .
Поставленные цели достигаются введением дополнительных (отличительных) операций:
а) операции задержки исходного сигнала (τи) при выполнении условия fc• τк=d 1/2 и суммирования его с незадержанным сигналом, проводимые с помощью дополнительного фильтра (ДФ-ГФ), осуществляют последовательно (каскадно) γ >1 раз; эти каскадные операции при выбранном значении b резко увеличивают ОСШ;
б) после срабатывания решающего устройства при обнаружении любого из ВЧ импульсов, прошедших через КФ и последующий полосовой фильтр (ПФ), формируют видеоимпульсы длительностью tОБ=(1 ... γ)τи, их затем подают на управляющие (ключевые) схемы с малым выходным сопротивлением в рабочем (открытом) состоянии, с помощью этих малых сопротивлений, к которым подключены цепи КФ и ПФ, последние за время τОБ шунтируют ("обнуляют"), после чего вся схема обнаружения сигналов снова готова к обнаружению сигнала с выхода сумматора последнего γ-го каскада ГФ.The goals are achieved by the introduction of additional (distinctive) operations:
a) the operation of delaying the initial signal (τ and ) when the condition f c • τ k =
b) after the triggering device is triggered when any of the RF pulses passed through the CF and the subsequent bandpass filter (PF) are detected, video pulses of duration t OB = (1 ... γ) τ are formed and then fed to control (key) circuits with low output resistance in the working (open) state, with the help of these small resistances to which the KF and PF circuits are connected, the latter are shunted (“zeroed”) during τ OB , after which the entire signal detection circuit is again ready to detect the signal from the output of the adder last gth cascade of GF.
Ниже указанные дополнительные операции рассматриваются подробно. The following additional operations are discussed in detail.
Выполнение указанных выше операций, как уже отмечалось, эквивалентно применению дополнительного фильтра (ДФ) идеального ГФ с параметром V=2, равным числу слагаемых в сумматоре ГФ, стало быть, и общему расширению выходного сигнала по огибающей T=Uτи=2τи. АЧХ такого фильтра определяется сравнительно простым прямым расчетом и в общем известно. В частности, на основании общего выражения для произвольного V [1] имеем для V=2
Тогда СП шума на выходе ДФ-ГФ равна (5) или (5а), что вытекает из известного соотношения для линейных фильтров:
Из изложенного выше принципа учет раздельных во времени сигналов для определения АЧХ ОФp (после ДФ-ГФ) и ОСШ ρ на выходе такого ОФp следует, что для определения этих величин надо воспользоваться соотношениями (6) и (7), подставляя в них известные функции (f')-(5a) и Sp(if'). Последняя для сигнала длительностью tи с прямоугольной огибающей известна: в данном случае, когда первый раздельный сигнал на выходе ГФ совпадает с исходным сигналом длительностью τи
Для однократного выполнения операций п.а. или одного каскада АЧХ ОФp (ее модуль) и ОСШ ρ определены выражениями (8) и (9). Определены эти величины для произвольного числа каскадов g. При этом напомним, что первый импульс совокупности ВЧ антикогерентных импульсов на выходе последнего (g-го) каскада ГФ остается исходным незадержанным сигналом со спектром (13).The implementation of the above operations, as already noted, is equivalent to the use of an additional filter (DF) of the ideal GF with the parameter V = 2 equal to the number of terms in the GF adder, and therefore, the total expansion of the output signal along the envelope T = Uτ and = 2τ and . The frequency response of such a filter is determined by a relatively simple direct calculation and is generally known. In particular, based on the general expression for an arbitrary V [1], we have for V = 2
Then the noise SP at the output of the DF-GF is (5) or (5a), which follows from the well-known relation for linear filters:
From the above principle, taking into account time-separated signals for determining the frequency response of the OF p (after DF-GF) and the SNR ρ at the output of such OF p, it follows that to determine these quantities, we must use relations (6) and (7), substituting the known the functions (f ') - (5 a ) and S p (if'). The latter is known for a signal of duration t and with a rectangular envelope: in this case, when the first separate signal at the output of the HF coincides with the original signal of duration τ and
For a single operation or one cascade of the frequency response of the OF p (its module) and the SNR ρ are defined by expressions (8) and (9). These quantities are determined for an arbitrary number of cascades g. At the same time, we recall that the first pulse of the set of HF anticoherent pulses at the output of the last (gth) GF cascade remains the initial uncontrolled signal with spectrum (13).
СП шума в этом случае с учетом логики (12) и выражения (5а) будет равна
Тогда в общем виде
Применительно к рассматриваемому сигналу со спектром (13) при СП
АЧХ ОФp при γ>1 (15а) имеет тот же характер, что и при g 1: пики до бесконечности в точках , но более острые (узкие), не столь глубокие впадины кривой АЧХ между этими пиками. Такой ОФp, как и при γ= 1 строго нереализуем из-за необходимости иметь "бесконечные" коэффициенты передачи.SP noise in this case, taking into account logic (12) and expression (5a) it will be equal to
Then in general form
As applied to the signal under consideration with spectrum (13) in SP
The frequency response of the OF p for γ> 1 (15a) has the same character as for g 1: peaks to infinity at the points , but sharper (narrower), not so deep valleys of the frequency response curve between these peaks. Such an OF p , as with γ = 1, is strictly unrealizable because of the need to have "infinite" transmission coefficients.
Величина ОСШ r=∞ при любом значении γ= 1,2. так как уже при g=1
а наличие в знаменателе интеграла множителя sin2(γ-1)x увеличивает подинтегральную функцию в (16а) при любом X (кроме ) особенно в точках, где . Величина ρ стремится к бесконечности быстрее, чем при g=1, причем тем быстрее, чем g>1.The magnitude of the SNR r = ∞ for any value of γ = 1.2. since already with g = 1
and the presence in the denominator of the integral of the factor sin 2 (γ-1) x increases the integrand in (16a) for any X (except ) especially at points where . The quantity ρ tends to infinity faster than for g = 1, and the faster, than g> 1.
Рассмотрим традиционный КФ с прямоугольной формой АЧХ. Его центральная частота настройки совпадает с частотой сигнала fc (и центральной частотой полосы шума КФ f'=0), удовлетворяющей (4). В общем случае g≥1. СП шума на входе КФ при односторонней СП входного реального шума N0=Const равна согласно (14)
nηγ(f′)=No•(2sinπf′τи)2γ (14a)
Правая ветвь этой СП при нормировке N 1 на примере γ=2 в области малых значений X=πf′τи до Xn=π 0,005 показана на фиг. 1. Пунктиром отмечена правая граница полосы КФ -Xn=pb/2 при β=0,01.Consider the traditional CF with a rectangular shape of the frequency response. Its central tuning frequency coincides with the signal frequency f c (and the central frequency of the noise band KF f '= 0), which satisfies (4). In general, g≥1. SP of noise at the input of CF with a one-sided SP of input real noise N 0 = Const is equal to (14)
n ηγ (f ′) = N o • (2sinπf′τ u ) 2γ (14a)
The right branch of this joint venture with
Рассмотрим формирование сигнала на выходе g -го каскада ГФ на условной цифровой диаграмме, где через символ "I" обозначен входной (исходный) сигнал единичной амплитуды. При задержке в каскаде ГФ на интервал tк=τи и соблюдении условия (4) при суммировании фазы сигналов на их стыке скачком меняются на ψ=π. Но при суммировании незадержанных и задержанных сигналов в каждом каскаде соблюдается полное совпадение фаз суммируемых одновременно существующих элементарных сигналов длительностью tи, начиная с каскада γ≥2. Смысл сказанного о суммировании иллюстрируется цифровой диаграммой (17), в которой это проявляется в суммах 1+1=2, 2+1=3, 1+2=3, и тому подобное.Let us consider the formation of a signal at the output of the gth cascade of the GF in a conventional digital diagram, where the input (initial) signal of unit amplitude is designated through the symbol "I". When the GF cascade is delayed by the interval t k = τ and condition (4) is observed, when summing the phase of the signals at their junction, they jump abruptly to ψ = π. But when summing undetected and delayed signals in each stage, the complete coincidence of the phases of the simultaneously summed elementary signals of duration t and starting with the cascade γ≥2 is observed. The meaning of what has been said about summation is illustrated by a digital diagram (17), in which it manifests itself in the
При этом скачки фазы на ψ=π на стыках сигналов в сумматорах сохраняются. Например, при g=3, после первого сигнала длительностью tи происходит скачок фазы на π, затем после второго на p, затем после третьего на p. Это легко проследить графически, укладывая на интервале tи=τк d 1/2 волн частоты fc.
In this case, phase jumps by ψ = π at the junction of the signals in the adders are stored. For example, if g = 3, the first signal duration t and a phase jump happens to π, then after the second to p, then after the third on p. This is easy to trace graphically, laying on the interval t and = τ to
Таким образом общая длительность на выходе γ-го каскада ГФ равна T=(γ+1)τи, причем через интервалы τи фазы сигнала скачкообразно меняются на ψ=π. Максимальная амплитуда антикогерентных импульсов равна Umin=g Um (при j≅ 3 см. диаграмму). Однако для обнаружения раздельного сигнала следует учитывать наибольшую разностную амплитуду Ump. Можно показать, что она на стыке первого и последующего (противофазного) импульса сигнала на выходе ГФ равна
Uмр=Uм(γ-1); γ≥ 2 (18)
и равна Ump= Um при γ=1 (амплитуде первого импульса на выходе ГФ). В случае g 3 Ump=2Um, что видно на диаграмме (17). Это объясняется тем, что, как показывает анализ (см. ниже), для оптимального обнаружения приходится применять КФ с узкой полосой DFк, при которой постоянная времени контуров КФ τкф ≈ 1/ΔFк ≫ τи,, что приводит к резкому затягиванию времени свободных колебаний после прохождения предыдущего импульса через КФ. В момент появления следующего импульса на входе КФ с противоположной фазой при этом сжимается общий скачок амплитуды сигнала на входе КФ (это и отражено выше разностной формулой 18), указанная противоположная фазировка таких сигналов доказана для одиночных LC-контуров.Thus, the total duration at the output of the γ-th GF cascade is equal to T = (γ + 1) τ and , moreover, through the intervals τ and the phases of the signal jump abruptly by ψ = π. The maximum amplitude of anticoherent pulses is U min = g U m (for j≅ 3 see the diagram). However, to detect a separate signal, the largest difference amplitude U mp should be taken into account. It can be shown that it at the junction of the first and subsequent (antiphase) pulse of the signal at the output of the GF is
U Mr = U m (γ-1); γ≥ 2 (18)
and is equal to U mp = U m at γ = 1 (the amplitude of the first pulse at the output of the GF). In the case of g 3 U mp = 2U m , which can be seen in diagram (17). This is explained by the fact that, as the analysis shows (see below), for optimal detection, it is necessary to use CF with a narrow band DF k , at which the time constant of the CP circuits is τ kf ≈ 1 / ΔF k ≫ τ and , which leads to a sharp delay time of free oscillations after passing the previous pulse through the CF. At the moment of the appearance of the next pulse at the input of the CF with the opposite phase, the total jump in the amplitude of the signal at the input of the CF (this is reflected above by the difference formula 18) is compressed, the indicated opposite phasing of such signals is proved for single LC circuits.
Итак, для определения ОСШ надо учитывать амплитуду раздельного сигнала Ump при γ ≥3 или Um при g=1; 2.So, to determine the SNR, one must take into account the amplitude of the separate signal U mp for γ ≥3 or U m for g = 1; 2.
Для рассматриваемого типа КФ с прямоугольной АЧХ
Здесь максимальная амплитуда Umk на выходе КФ с полосой ΔFк зависит от эффективной входной амплитуды Ump раздельного сигнала (на выходе ГФ; см. выше), от величин ΔFк и τи, поскольку параметр Z определяется как
Z=πΔFкτи=πβ ΔFк=β/τи (20)
В (19) СП n2γ(f′), определяемая согласно (14а), оценивается как средняя мощность шума на 1 Гц полосы. Из физических соображений и смысла вида АЧХ ОФp наибольшие значения ОСШ будут в области DFк _→ 0. Для малых аргументов Z справедливо . Поэтому с учетом (14а) и (20)
Здесь учтено, что U
Естественно, для получения большей эффективности роста ρп и g, следует выбирать выше величину γ. При этом решающую роль имеет величина интеграла в (21) и (22) в области малых значений b<1. Заметим, что при малых значениях b и больших g потребуется весьма высокая точность расчета интеграла (непринципиальное техническое обстоятельство). Однако, чтобы и это учесть и не очень усложнять схему остановимся на конкретном примере g=2 (2 каскада ГФ), при котором Ump=Um. Тогда, находя интеграл в (22) имеем
При β=0,01 g2≈50000 раз или ≈47 дБ. Для сравнения укажем, что при g1 g1= 30,4 или 14,8 дБ. Таким образом rп=g•ρc ≫ ρc, причем при сравнительно не очень малых β (0,01). При g=1 и b → 0 ρп→ ∞. Это тем более относится и к случаям γ>1, т. к. делитель в (22) при g>1 в раскрытом виде представляет собой разность малых величин, которая еще быстрее стремится к нулю, чем при g=1, когда
что легко сравнить в (22).For the considered type of CF with a rectangular frequency response
Here, the maximum amplitude U mk at the output of the CF with the band ΔF k depends on the effective input amplitude U mp of the separate signal (at the output of the GF; see above), on the quantities ΔF k and τ and , since the parameter Z is defined as
Z = πΔF to τ and = πβ ΔF to = β / τ and (20)
In (19), the SP n 2γ (f ′), determined according to (14a), is estimated as the average noise power per 1 Hz band. From physical considerations and meaning of the form of the frequency response of the OF p, the highest SNR values will be in the region DF to _ → 0. For small arguments Z is valid . Therefore, taking into account (14a) and (20)
It is taken into account that U
Naturally, in order to obtain a greater growth efficiency of ρ p and g, one should choose the higher γ value. The decisive role is played by the integral in (21) and (22) in the region of small values of b <1. Note that for small values of b and large g, a very high accuracy in the calculation of the integral will be required (unprincipled technical circumstance). However, in order to take this into account and not to complicate the scheme very much, let us dwell on a concrete example g = 2 (2 GF cascades), at which U mp = U m . Then, finding the integral in (22) we have
At β = 0.01 g 2 ≈50000 times or ≈47 dB. For comparison, we indicate that for g1 g 1 = 30.4 or 14.8 dB. Thus, r p = g • ρ c ≫ ρ c , and with relatively not very small β (0.01). For g = 1 and b → 0 ρ n → ∞. This is even more true for the cases γ> 1, since the divisor in (22) for g> 1 in the expanded form is the difference of small quantities, which tends to zero even faster than for g = 1, when
which is easy to compare in (22).
Надо заметить, что такой весьма высокий результат g2 достижим, разумеется, при строгой стационарности входного шума и точной и стабильной настройке цепей каскадов ГФ, когда обеспечивается "номинальная яма" в СП на выходе. Практически из-за несоблюдения строгого равенства СП суммируемых шумов результат (23) будет несколько ниже, но гарантированно высокий по сравнению с одним каскадом ГФ.It should be noted that such a very high g 2 result is achievable, of course, with strict stationary input noise and accurate and stable tuning of the GF cascade circuits, when a "nominal well" in the SP at the output is provided. Practically due to the non-observance of the strict equality of the total noise noise, the result (23) will be slightly lower, but guaranteed to be high compared to one cascade of GFs.
Отметим, что при малых β=ΔFкτи максимальное напряжение на выходе КФ практически пропорционально амплитуде входного напряжения Um (в общем Ump) лишь для ограниченных типов КФ, например, для рассмотренного идеального, одно- и двухкаскадного на резонансных LC контурах, однокаскадного на связанных контурах при двугорбости с относительным уровнем впадины 0,7, при критической связи, что следует из рассчитанных кривых установления на выходе КФ. В случаях некоторых реальных КФ при их многокаскадности и малых β выходные уровни сигнала (и шума) нелинейно зависят от входных уровней (в интервале установления) и вопрос уменьшения ОСШ требует особых исследований, в частности взаимоотношениях отмеченной нелинейности и времени группового запаздывания сигнала при многоконтурности КФ.We note that for small β = ΔF , τ and the maximum voltage at the output of the CF is almost proportional to the amplitude of the input voltage U m (in general, U mp ) only for limited types of CF, for example, for the considered ideal one- and two-stage resonant LC circuits, single-cascade on coupled circuits with bumps with a relative level of the depression of 0.7, with a critical connection, which follows from the calculated curves of establishment at the output of the CF. In the cases of some real QFs with their multistage and small β output levels of the signal (and noise) nonlinearly depend on the input levels (in the establishment interval), and the question of decreasing the SNR requires special studies, in particular, the relationship between the noted nonlinearity and the group delay time of the signal with multi-loop CF.
Поскольку в качестве КФ используются относительно узкополосные фильтры, то естественно, возникает вопрос о повышенной частотной селективности (ЧС). В данном случае используется режим малых значений b=ΔFкτи. Но ЧС фильтров в полной мере проявляется лишь при β ≳ 0,5.Since relatively narrow-band filters are used as KFs, the question naturally arises of increased frequency selectivity (ES). In this case, the mode of small values b = ΔF to τ and is used . But the ES of filters is fully manifested only at β ≳ 0.5.
Так как АЧХ простого кварцевого фильтра практически эквивалентна АЧХ одиночного LC-контура, то с помощью такого КФ можно ожидать достижения относительно большого усиления на частоте резонанса fp=fc и близости АЧХ КФ к основной области АЧХ ОФp на частоте f'=0 при fc, соответствующей условию (4). Это обусловит высокое ОСШ. В отдельных применениях, естественно, могут быть использованы КФ типа резонансных LC-контуров.Since the frequency response of a simple quartz filter is almost equivalent to the frequency response of a single LC circuit, using this KF, one can expect to achieve a relatively large gain at the resonance frequency f p = f c and the proximity of the KF frequency response to the main region of the AF frequency response p at a frequency f '= 0 at f c corresponding to condition (4). This will result in high SNR. In individual applications, naturally, CFs of the type of resonant LC loops can be used.
Чтобы решить задачу приближения РСД к величине τи при использовании данного способа обнаружения сигналов с узкополосными КФ, имеющими эквивалентную постоянную времени τкф ≫ τи, целесообразно после обнаружения сигнала первого раздельного (или последующего) сигнала вырабатывать специальный импульсный сигнал длительностью τОБ, "перекрывающий" по времени прохождение остальных раздельных сигналов на выходе последнего γ-го каскада ГФ. В течение интервала tОБ шунтируют цепи узкополосного КФ и последующего ПФ низкоомным выходным сопротивлением ключевой схемы, в результате чего полностью гасятся свободные колебания ("обнуляются") в этих цепях, и вся схема снова становится готовой к обнаружению следующего (по времени) входного сигнала длительностью τи. В соответствии с цифровой диаграммой (17) в свете изложенного целесообразно иметь τОБ=γτи, хотя возможны в некоторых случаях и варианты τОБ<γτи. В общем ΤОБ=(1 ... γ)τи. Тогда РСД будет определяться общей длительностью всех раздельных сигналов на выходе γ-го каскада ГФ
Tрсд=T=(γ+1)τи
Так, при γ=2 Tрсд=3τи. Но при γ=3 срабатывание решающего устройства может произойти для слабых сигналов после второго раздельного сигнала (Ump= 2Um; см. диаграмму (17) и (18)).In order to solve the problem of approximating the RSD to the value of τ and using this method of detecting signals with narrow-band CFs having an equivalent time constant τ kf ≫ τ and , it is advisable to generate a special pulse signal with a duration of τ OB , "overlapping" after detecting the signal of the first separate (or subsequent) signal "in time, the passage of the remaining separate signals at the output of the last γ-th GF cascade. During the interval t OB, the narrow-band CF and subsequent PF circuits are shunted by the low-impedance output resistance of the key circuit, as a result of which the free vibrations (“zero”) in these circuits are completely damped, and the whole circuit is again ready to detect the next (in time) input signal of duration τ and . In accordance with the digital diagram (17) in the light of the foregoing, it is advisable to have τ OB = γτ and , although in some cases the variants τ OB <γτ and are possible. In general, Τ OB = (1 ... γ) τ and . Then the RSD will be determined by the total duration of all separate signals at the output of the γ-th GF cascade
T rsd = T = (γ + 1) τ and
So, for γ = 2 T, ssd = 3τ and . But at γ = 3, the operation of the solver can occur for weak signals after the second separate signal (U mp = 2U m ; see diagram (17) and (18)).
На фиг. 2 представлен пример упрощенной структурной схемы цепей приемника (после УПЧ), в которых реализуются основные операции (отличительные признаки) предложенного способа оптимального обнаружения импульсных сигналов с использованием двух каскадов дополнительных фильтров ГФ. На фигуре и в тексте приняты следующие обозначения: 1 УПЧ приемника; 2 устройство задержки на интервал tк=τи; 3 усилитель, компенсирующий потери в устройстве задержки; 4 сумматор; 5 развязывающий усилитель; 6 усилитель, нагруженный на квазиоптимальный фильтр; 7 усилитель, нагруженный на полосовой фильтр; 8 детектор; 9 решающее устройство; 10 формирователь управляющих "обнулением" импульсов; 11 устройство "обнуления" выходных цепей усилителей 6 и 7.In FIG. Figure 2 shows an example of a simplified block diagram of the receiver circuits (after the IFA), in which the basic operations (distinguishing features) of the proposed method for the optimal detection of pulsed signals using two stages of additional GF filters are implemented. The following notation is used in the figure and in the text: 1 OPC receiver; 2 delay device for the interval t to = τ and ; 3 amplifier to compensate for losses in the delay device; 4 adder; 5 decoupling amplifier; 6 amplifier loaded on a quasi-optimal filter; 7 amplifier loaded on a band-pass filter; 8 detector; 9 decisive device; 10 shaper control "zeroing"pulses; 11 device to "zero" the output circuits of
С выхода УПЧ приемника 1, полоса пропускания ΔF которого (и последующих цепей двух ГФ 2, 3, 4 и усилителя 5) соответствует условию ΔF ≳ 10/Δτи, рабочий импульсный сигнал длительностью τи на промежуточной частоте fc поступает на первый каскад ГФ, а именно на устройство задержки (УЗ) 2' и сумматор 4'. УЗ содержит ультразвуковую линию задержки (УЗЛ) и прямой и обратный преобразователи электрических колебаний в механические (ультразвуковые). УЗ, практически не искажая сигнал, задерживает его на время τк=τи, которое удовлетворяет условию (4). В этом случае поступающий на сумматор 4' задержанный ВЧ импульс через неинвертирующий усилитель 3' отличается по начальной фазе от фазы конца незадержанного импульса на ψ=π.From the output of the amplifier of the
Стабильность задержки и частоты fc определяет точность совмещения частоты сигнала с центром шумовой "ямы" СП шума (14). Так, если τи=τк=10-6c, то ширина между главными гребнями этой СП ΔFг=1/τк=106 Гц. При β=ΔFкτи=0,01, т. е. при ΔFк=104 Гц стабильность и точность задержки τк и частоты fc 10-5 соответствует . Изменения частоты Δfc=100 Гц и частоты центра "ямы" на весьма незначительны по отношению к полосе КФ ΔFк, что практически не повлияет на эффективность - достижимую величину ОСШ. Величина 10-5 легко достижима при кварцевой стабилизации частоты fc (на всех этапах) и при применении в УЗ УЗЛ на кварце.The stability of the delay and frequency f c determines the accuracy of combining the frequency of the signal with the center of the noise "well" of the SP noise (14). So, if τ and = τ k = 10 -6 s, then the width between the main ridges of this joint venture is ΔF g = 1 / τ k = 10 6 Hz. When β = ΔF to τ and = 0.01, i.e., when ΔF to = 10 4 Hz, the stability and accuracy of the delay τ to and
В цепи суммирования неинвертирующий фазу усилитель 3' предназначен для компенсации потерь задержанного сигнала в УЗ, т.е. для выравнивания интенсивностей шумов ξ(t) и ξ(t-τк) при их суммировании, чтобы правильно (с нулем на fc) сформировать "яму" СП (14).In the summing circuit, the non-phase inverting amplifier 3 'is designed to compensate for the loss of the delayed signal in the ultrasound, i.e. to equalize the noise intensities ξ (t) and ξ (t-τ к ) during their summation, in order to correctly (with zero on f c ) form the “hole” of the joint venture (14).
С выхода сумматора 4' пара антикогерентных импульсов поступает на развязывающий усилитель 5, нагруженный на второй каскад ГФ в составе устройств 2", 3" и 4", идентичных таковым первого каскада ГФ. На выходе сумматора 4" формируются 33 антикогерентных импульса с амплитудами согласно цифровой диаграмме (17) Um, 2Um, Um, каждый длительностью τи. Эта последовательность импульсов поступает на усилитель 6, нагруженный на КФ с полосой ΔFк ≪ 1/τи. Отметим лишь то, что именно в узкополосном КФ как раз и решается задача получения высокого ОСШ ρ ≫ ρт.From the output of the adder 4 ', a pair of anticoherent pulses is fed to the
С выхода КФ каскада 6 сигнал с пилообразным фронтом длительностью τи (при повышенном ОСШ) поступает на усилитель 7, нагруженный на полосовой фильтр (ПФ), обеспечивающий согласованную работу с детектором 8. Полоса пропускания ПФ с целью пропускания фронта рабочего сигнала длительностью τи, исключения влияния на результирующую полосу КФ ΔFк, дополнительного подавления ближайших главных гребней СП шума (ГФ) на входе КФ, отстоящих от fc на ± 1/2 τи/(x=π/2) и с целью реализации ПФ на LC-контурах составляет ΔFу ≲ 1/τи.From the output of the
Соответственно полоса видеоцепей нагрузки детектора 8 определяется длительностью фронта . После окончания фронта рабочего сигнала (τи) из-за малого эквивалентного коэффициента затухания контура КФ 6 α=πΔFк "хвост" свободных колебаний после прохождения через него рабочих антикогерентных импульсов будет относительно затянут по закону e-αt. Из-за антикогерентности (скачков фазы на π на стыках между импульсами на входе КФ) и малого ослабления колебаний за интервалы tи, 2τи и так далее после окончания всех γ+1 импульсов на входе КФ колебания "хвостов" будут в значительной степени скомпенсированы взаимно подавленными парциальными противофазными составляющими. Из цифровой диаграммы (17) видно, что сумма амплитуд с условной начальной фазой 0, определяемой первым (исходным) сигналом на выходе сумматора последнего g-го каскада ГФ, и сумма амплитуд сигналов с начальной фазой, отличающейся от первого сигнала на Jg, равны друг другу. Например, при g= 1 это соответствует 1=1; при g=2 1+1=2; при g3 1+3=3+1 и так далее. Физическая картина автокомпенсации (подавления) нежелательных "хвостов" свободных колебаний иллюстрируется на фиг. 3, где на примере первого каскада 1ф (g1) условно показаны огибающие входного (незадержанного) сигнала с обозначением условной начальной фазы "0" (фиг. 3,а), задержанного сигнала (фаза p, фиг. 3, б), их сумма (фиг. 3,в). С использованием принципа суперпозиции показаны огибающие выходных сигналов КФ с обозначенными начальными фазами "0" и "p" (фиг. 3,г,д) и их сумма (фиг. 3,е) на выходе КФ практически без "хвоста" в виде треугольной огибающей длительностью 2τи, т.е. почти как в обычном КФ с полосой ΔFк ≈ 1/τи. В этом построении учтено то, что начальная фаза свободных колебаний частоты fp после окончания входного сигнала частоты fc= fp для КФ типа LC-контура из-за его инерционности равна фазе колебаний конца входного импульса. При таком виде выходного сигнала КФ создаются обычные условия для оценки амплитуды и запаздывания сигнала, точность которой повышается с ростом ОСШ. Разумеется, при γ>1 форма сигналов усложняется; огибающая сигнала на выходе КФ строится аналогичным образом.Accordingly, the band of video chains of the load of the
Тем не менее из-за неточностей настройки контура КФ или его особенностей (неодноконтурности) указанная противофазность может в строгом смысле нарушаться. Все же парциальные свободные колебания в КФ начинаются через интервалы tи, 2τи и так далее, уже поэтому абсолютное подавление "хвостов" может не произойти. Следовательно, может резко ухудшаться РСД, особенно будут влиять "ближние" (сильные) сигналы на прохождение "дальних" (более слабых). Т.е. должны быть приняты меры по подавлению "хвостов" свободных колебаний.Nevertheless, due to inaccuracies in the configuration of the KF circuit or its features (multi-circuit), this antiphase may in the strict sense be violated. Nevertheless, partial free vibrations in the CF begin at intervals of t and , 2τ , and so on, already therefore absolute suppression of the “tails” may not occur. Consequently, RSD can sharply worsen, especially “near” (strong) signals on the passage of “distant” (weaker) ones will especially affect. Those. measures must be taken to suppress the “tails” of free vibrations.
С детектора 8 видеосигнал поступает на решающее устройство (РУ), настроенное, например, на нужную вероятность ложной тревоги по критерию Неймана-Пирсона. From
При γ= 1 в огибающей входного сигнала РУ имеется один пик (фиг. 3,е). Поэтому на входной (исходный) сигнал РУ реагирует по простой бинарной схеме: есть сигнал, нет сигнала. В случае g>1 таких пиков может оказаться несколько (если не приняты меры по надежному обеспечению РСД; см. ниже), что в общем должно учитываться при определении вероятностей ложной тревоги и пропуска сигнала. When γ = 1, there is one peak in the envelope of the input RU signal (Fig. 3f). Therefore, the RU reacts to the input (initial) signal according to a simple binary scheme: there is a signal, there is no signal. In the case of g> 1, there may be several such peaks (if measures are not taken to ensure reliable RSD; see below), which should be taken into account when determining the probabilities of false alarm and signal skipping.
С выхода РУ 9 сформированный им стандартный импульс нужной амплитуды и длительности идет в канал обработки принятой информации (целевой для конкретных систем связи) и на формирователь управляющих "обнулением" импульсов 10. Последний формирует управляющие импульсы нужной полярности, амплитуды и длительности, которые посредством устройств "обнуления" (управляемых ключей), подключенных своими низкими выходными сопротивлениями (во включенном состоянии) к цепям КФ 6 и ПФ 7 гасят свободные колебания в них за время длительности управляющих импульсов. После этого схема реализации способа обнаружения сигналов становится снова готовой к обработке следующего входного рабочего сигнала (длительностью tи ). Время "обнуления" в принципе может варьироваться τОБ=(1 ... γ)τи. Наиболее простым вариантом будет τОБ=γτи, когда процесс "обнуления" начинается сразу после обнаружения первого раздельного сигнала на выходе γ-го каскада ГФ и заканчивается приблизительно в момент окончания последнего раздельного сигнала, что следует из диаграммы (17). При этом РСД составляет величину порядка TРСД= (γ+1)τи. Заметим, что режим "обнуления" может отключаться при необходимости, что при не очень отличающихся по уровню входных сигналов в общем сохраняет указанную РСД в свете рассмотренной выше автокомпенсации свободных колебаний узкополосного КФ. Отметим, что вместо обычного детектора огибающей может использоваться та или иная корреляционная обработка сигнала. В этом случае узкополосный КФ применяется в выходных видеоцепях коррелятора.From the output of
Таким образом в данном способе при резком росте ПУ (ОСШ) РСД ухудшается незначительно. Thus, in this method, with a sharp increase in PU (SNR) RSD worsens slightly.
Использование предложенного способа обнаружения импульсных сигналов позволит резко повысить помехоустойчивость (ПУ) к флюктуационным помехам любого происхождения, в том числе действующим одновременно, и, естественно, чувствительность приемной аппаратуры. При этом входная помеха может иметь СП с произвольным частотным спектром и иметь произвольное распределение вероятностей (которое, впрочем, после узкополосного КФ все равно стремится к нормальному, если было ненормальным на входе). Особенно отметим, что рост ПУ достигается в одном временном цикле работы системы связи, что приводит к росту пропускной способности (ПС) системы, хотя при необходимости для этой же цели роста ПУ может быть использована поцикловая обработка сигналов (с потерей ПС). Кроме роста ПУ к стационарной флюктуационной помехе, применительно к которой в основном нацелен данный способ (см. выше), обеспечивается рост ПУ к гармонической и к узкополосной помехам (как "настроенным" на частоту сигнала fc, так и весьма "расстроенным"), что обусловлено "ямой" в АЧХ ГФ на fc и условием ΔFк ≪ 1/τи.Using the proposed method for detecting pulsed signals will dramatically increase the noise immunity (PU) to fluctuation interference of any origin, including those acting simultaneously, and, of course, the sensitivity of the receiving equipment. In this case, the input noise can have a SP with an arbitrary frequency spectrum and have an arbitrary probability distribution (which, however, after a narrow-band CF still tends to normal if it was abnormal at the input). We especially note that the growth of controllers is achieved in one time cycle of the communication system, which leads to an increase in the throughput (PS) of the system, although if necessary for the same purpose of the growth of controllers, loop-by-loop signal processing (with loss of controllers) can be used. In addition to the growth of the PU to stationary fluctuation interference, with respect to which this method is mainly aimed (see above), the growth of the PU to harmonic and narrow-band interference (both "tuned" to the signal frequency f c and very "upset"), due to the “pit” in the frequency response of the GF at f c and the condition ΔF to ≪ 1 / τ and .
Рост ПУ относится в большой степени и к нестационарным широкополосным прерывистым помехам длительностью по крайней мере τп ≳ 2τи, так как на выходе ДФ-ГФ начинает формироваться спектр после интервала τи в соответствии с АЧХ ГФ (с "ямой" на fc), имеющий физический смысл и при одной реализации помехи. При этом такая помеха должна опережать сигнал на интервал не менее τк=τи и быть условно стационарной в пределах τп для формирования шумовой "ямы" с "нулем" в зоне частоты fc. На выходе каскадов ГФ на первом интервале длительностью τк=τи и на таком же интервале после окончания прерывистой помехи она проходит с той же СП, что и на входе первого ГФ (из-за особенностей работы ГФ с его ЛЗ "краевой эффект"), т.е. без эффекта "ямы" в зоне частоты fc.The growth of the PN also relates to a large extent to non-stationary broadband intermittent interference with a duration of at least τ p ≳ 2τ and , since the spectrum begins to form at the output of the DF-GF after the interval τ and in accordance with the frequency response of the GF (with a “pit” at f c ) having physical meaning and with one implementation of the interference. Moreover, such a noise should be ahead of the signal by an interval of at least τ k = τ and be conditionally stationary within τ p for the formation of a noise “well” with “zero” in the frequency zone f c . At the output of the GF cascades in the first interval with a duration of τ k = τ and at the same interval after the end of the intermittent interference, it passes with the same SP as at the input of the first GF (due to the peculiarities of the operation of the GF with its LZ “edge effect”) , i.e. without the effect of the “pit” in the frequency zone f c .
Рост ПУ приводит к росту пропускной способности системы связи, что может быть в некоторых применениях и важной целевой задачей. При этом известный предел Шенона по скорости передачи двоичной информации, ограниченный полосой пропускания (полосой "эфира") ΔF, средней мощностью сигнала и мощностью шума в этой полосе, увеличивается за счет снижения шума. The growth of PU leads to an increase in the throughput of the communication system, which may be an important target in some applications. At the same time, the well-known Shannon limit on the transmission rate of binary information, limited by the passband (“ether” band) ΔF, average signal power, and noise power in this band, increases due to noise reduction.
Указанная техническая эффективность способа обеспечивает также улучшение таких характеристик, как массо-габаритные (снижение), эксплуатационные (снижение потребляемой энергии, топлива), санитарно-технические (экологические) за счет возможности применения меньших излучающих мощностей для достижения такого же эффекта в линии связи. Все это снижает стоимость аппаратуры и ее эксплуатации. The indicated technical efficiency of the method also provides the improvement of such characteristics as mass-dimensional (reduction), operational (reduction of energy consumption, fuel), sanitary (environmental) due to the possibility of using lower emitting capacities to achieve the same effect in the communication line. All this reduces the cost of equipment and its operation.
Предложенный способ и его обоснование имеют большое теоретическое значение. Найденный нетрадиционной подход в теории ОЛФ применительно к основной цели ОЛФ обнаружению импульсных сигналов развивает существующую теорию, вкладывая в нее не только математическое обоснование, но и большее физическое содержание на базе причинно -следственных процессов во времени, в значительной степени обойденное в ныне существующей теории. The proposed method and its justification are of great theoretical value. The unconventional approach found in the theory of OLF as applied to the main goal of OLF to detect pulsed signals develops the existing theory, putting into it not only mathematical justification, but also a larger physical content based on cause-effect processes in time, largely circumvented in the current theory.
Данный конкретный способ вместе с другими ранее заявленными автором способами, на наш взгляд, составляет определенную научную базу уточненной теории ОЛФ и обнаружения импульсных сигналов. This particular method, together with other methods previously announced by the author, in our opinion, constitutes a definite scientific basis for the refined theory of OLF and detection of pulsed signals.
Claims (1)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU93009732A RU2082988C1 (en) | 1993-02-24 | 1993-02-24 | Process of optimal detection of pulse signals with unmodulated carrier frequency |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU93009732A RU2082988C1 (en) | 1993-02-24 | 1993-02-24 | Process of optimal detection of pulse signals with unmodulated carrier frequency |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU93009732A RU93009732A (en) | 1995-09-27 |
RU2082988C1 true RU2082988C1 (en) | 1997-06-27 |
Family
ID=20137663
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU93009732A RU2082988C1 (en) | 1993-02-24 | 1993-02-24 | Process of optimal detection of pulse signals with unmodulated carrier frequency |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2082988C1 (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2636784C2 (en) * | 2016-02-01 | 2017-11-28 | Российская Федерация, от имени которой выступает Министерство обороны Российской Федерации | Quasi-optimal comb filter for sequence of wideband and ultra-wideband coherent radio pulses with compression of signal spectrum |
CN112904278A (en) * | 2021-01-19 | 2021-06-04 | 中国科学院上海微***与信息技术研究所 | Method for estimating time delay between signals based on sound signal initial point |
-
1993
- 1993-02-24 RU RU93009732A patent/RU2082988C1/en active
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
Ширман Я.Д., Голиков В.Н. Основый теории обнаружения радиолокационных сигналов и измерения их параметров. - М.: Сов.радио, 1963, с. 94 - 95, 142 - 143. * |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2636784C2 (en) * | 2016-02-01 | 2017-11-28 | Российская Федерация, от имени которой выступает Министерство обороны Российской Федерации | Quasi-optimal comb filter for sequence of wideband and ultra-wideband coherent radio pulses with compression of signal spectrum |
CN112904278A (en) * | 2021-01-19 | 2021-06-04 | 中国科学院上海微***与信息技术研究所 | Method for estimating time delay between signals based on sound signal initial point |
CN112904278B (en) * | 2021-01-19 | 2024-02-20 | 中国科学院上海微***与信息技术研究所 | Method for estimating time delay between signals based on starting point of sound signal |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN1940579B (en) | RF autocorrelation signal trigger generator | |
JPH0320712B2 (en) | ||
US4485448A (en) | Apparatus and method for detecting the onset of a frequency shift keyed signal | |
RU2082988C1 (en) | Process of optimal detection of pulse signals with unmodulated carrier frequency | |
US20050164722A1 (en) | Noise eliminator | |
US6993093B2 (en) | OFDM receiving apparatus with reduced bit error rate after demodulation | |
RU179509U1 (en) | Correlation Filter Detector | |
US6999526B2 (en) | Method for simple signal, tone and phase change detection | |
Mohammed et al. | IFFT technique for skywave detection in Loran-C receivers | |
US7444853B2 (en) | Impulse event separating apparatus and method | |
JP3727765B2 (en) | Receiver | |
RU2037841C1 (en) | Method of optimal detection of pulse signals with nonmodulated carrier frequency | |
RU2112249C1 (en) | Method for detecting pulsed radio signals on narrow-band noise background | |
RU2106653C1 (en) | Method of processing of radar signal | |
RU2022277C1 (en) | Signal frequency determination method | |
RU2092975C1 (en) | Method for processing of random number sequences | |
JP2668721B2 (en) | Limiter interpolation type DFT operation method | |
RU1841040C (en) | Device to assess radio pulse-modulated frequency | |
US7218695B2 (en) | Method and device for acquiring an estimated value dependent on the maximum of a single-frequency signal | |
RU2315327C1 (en) | Device for analyzing signal spectrum | |
JPH02290582A (en) | Fm-cw radar device | |
JP2001296351A (en) | Transceiver | |
RU1840933C (en) | Apparatus for distinguishing radar signals | |
JPH0656412B2 (en) | Pre-processing device for analysis of radio wave specifications | |
RU2206179C2 (en) | Broadband signal receiving device |