RU2013784C1 - Adaptive compensator of passive interferences - Google Patents

Adaptive compensator of passive interferences Download PDF

Info

Publication number
RU2013784C1
RU2013784C1 SU5048284A RU2013784C1 RU 2013784 C1 RU2013784 C1 RU 2013784C1 SU 5048284 A SU5048284 A SU 5048284A RU 2013784 C1 RU2013784 C1 RU 2013784C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
output
inputs
block
input
processing channels
Prior art date
Application number
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Ю.В. Иванов
Ю.М. Лебедев
Г.И. Никифоров
Е.А. Синицын
Original Assignee
Всесоюзный научно-исследовательский институт радиоаппаратуры
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Всесоюзный научно-исследовательский институт радиоаппаратуры filed Critical Всесоюзный научно-исследовательский институт радиоаппаратуры
Priority to SU5048284 priority Critical patent/RU2013784C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2013784C1 publication Critical patent/RU2013784C1/en

Links

Images

Landscapes

  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

FIELD: measurement technology. SUBSTANCE: adaptive compensator has N processing channels 1, adder 6, units 7, 16 of evaluation of vectors of weight coefficients, spatially matched filter 17, filter 18 of zero Doppler frequencies, N complex multipliers 19. EFFECT: increased efficiency of compensation for passive interferences thanks to additional suppression of interference with zero Doppler frequency in processing channels. 11 dwg

Description

Изобретение относится к устройствам борьбы с помехами и может быть использовано в обзорных и посадочных радиолокационных станциях (РЛС) с фазированными антенными решетками для улучшения обнаружения и сопровождения самолетов на фоне сложных пассивных помех. The invention relates to anti-interference devices and can be used in survey and landing radar stations with radiated phased array antennas to improve the detection and tracking of aircraft against complex passive interference.

Цель изобретения - повышение эффективности компенсации пассивных помех за счет дополнительного подавления в каналах обработки помехи с нулевой доплеровской частотой. The purpose of the invention is to increase the efficiency of compensation for passive interference due to additional suppression in the processing channels of interference with zero Doppler frequency.

На фиг. 1 приведена структурная схема предложенного компенсатора; на фиг. 2 - схема приемно-передающего блока (ППБ); на фиг.3 - схема блока суммирования; на фиг.4 - схема комплексного умножителя; на фиг.5 -- схема первого накопителя; на фиг.6 - схема блока вычисления квадрата модуля; на фиг. 7 - схема делителей; на фиг.8 - схема блока поcтоянных запоминающих устройств, водящего в первый блок оценки вектора весовых коэффициентов; на фиг. 9 - схема пространственного согласованного фильтра; на фиг.10 - схема фильтра нулевых доплеровских частот; на фиг.11 - схема блока постоянных запоминающих устройств, входящего во второй блок оценки вектора весовых коэффициентов. In FIG. 1 shows a structural diagram of the proposed compensator; in FIG. 2 is a diagram of a receiving-transmitting unit (PPB); figure 3 - diagram of the block summation; figure 4 is a diagram of a complex multiplier; figure 5 - diagram of the first drive; figure 6 is a block diagram of the calculation of the square module; in FIG. 7 is a diagram of dividers; on Fig is a block diagram of a constant storage device, leading to the first block of the evaluation of the vector of weight coefficients; in FIG. 9 is a schematic diagram of a spatial matched filter; figure 10 is a diagram of a filter of zero Doppler frequencies; figure 11 is a diagram of a block of read-only memory included in the second block of the evaluation of the vector of weights.

Адаптивный компенсатор пассивных помех (см. фиг.1) содержит N каналов 1 обработки, антенный элемент 2, приемно-передающий блок 3, второй 20 и третий 21 блоки задержки, вычитатель 22, первый блок 4 задержки и комплексный умножитель 5, первый 7 и второй 16 блоки оценки векторов весовых коэффициентов, пространственный согласованный фильтр 17, фильтр нулевых доплеровских частот 18, N комплексных умножителей 19 и блок 6 суммирования, блок вычисления модуля, блок 9 постоянных запоминающих устройств, комплексный умножитель 10, первый накопитель 11, первый делитель 12, блок 13 вычисления квадрата модуля,второй накопитель 14, второй делитель 15, блок 23 вычисления модуля, блок 24 постоянных запоминающих устройств, второй фильтр 25 нулевых доплеровских частот, первый фильтр 26 нулевых доплеровских частот, комплексный умножитель 27, накопитель 28 и делитель 29. The adaptive passive interference canceller (see Fig. 1) contains N processing channels 1, antenna element 2, a transmitter-receiver unit 3, a second 20 and a third 21 delay units, a subtractor 22, a first delay unit 4 and a complex multiplier 5, the first 7 and the second 16 blocks of estimation of vectors of weight coefficients, spatial matched filter 17, filter of zero Doppler frequencies 18, N complex multipliers 19 and block 6 summation, module calculation unit, block 9 read-only memory devices, complex multiplier 10, the first drive 11, the first divider 12, unit 13 calculating the square of the module, second drive 14, second divider 15, unit 23 calculating the module, unit 24 read-only memory, second filter 25 of zero Doppler frequencies, first filter 26 of zero Doppler frequencies, complex multiplier 27, drive 28 and divider 29.

Приемно-передающий блок 3 (см. фиг.2) содержит антенный переключатель 30, усилитель высокой частоты 31, первый смеситель 32 и усилитель промежуточной частоты 33, второй смеситель 34 и усилитель мощности 35, фазовый детектор 36, первый аналого-цифровой преобразователь 37, второй фазовый детектор 38, второй аналого-цифровой преобразователь 39, фазовращатель 40. The transmitter-receiver unit 3 (see FIG. 2) comprises an antenna switch 30, a high-frequency amplifier 31, a first mixer 32 and an intermediate-frequency amplifier 33, a second mixer 34 and a power amplifier 35, a phase detector 36, a first analog-to-digital converter 37, a second phase detector 38, a second analog-to-digital converter 39, a phase shifter 40.

Блок суммирования (см. фиг.3) сдержит N сумматоров 41. The summing unit (see figure 3) will hold N adders 41.

Комплексный умножитель (см. фиг.4) содержит первый 42, второй 43, третий 44 и четвертый 45 умножители действительных чисел, первый алгебраический двухвходовый сумматор 46, второй алгебраический двухвходовый сумматор 47. The complex multiplier (see figure 4) contains the first 42, second 43, third 44 and fourth 45 real multipliers, the first algebraic two-input adder 46, the second algebraic two-input adder 47.

Накопители 11 и 28 (см. фиг.5) содержат два идентичных рекурсивных цифровых фильтра 48 и 49 первого порядка, каждый из которых включает последовательно соединенные первый умножитель 50, алгебраический сумматор 51, запоминающее устройство 52 и второй умножитель 53. Storage devices 11 and 28 (see FIG. 5) contain two identical first-order recursive digital filters 48 and 49, each of which includes a first multiplier 50, an algebraic adder 51, a storage device 52, and a second multiplier 53 connected in series.

Схема вычисления квадрата модуля 13, входящая в первый блок 7 оценки вектора весовых коэффициентов (см. фиг.6) содержит, первый 54 и второй 55 квадраторы, выходы которых подключены к входам сумматора 56. The calculation circuit of the square of module 13, which is included in the first block 7 for estimating the vector of weight coefficients (see Fig. 6), contains first 54 and second 55 squares, the outputs of which are connected to the inputs of the adder 56.

Первый делитель 12, входящий в первый блок 7 оценки вектора весовых коэффициентов и делитель 29, входящий во второй блок 16 оценки вектора весовых коэффициентов, реализуют операцию деления комплексного числа а+jb на действительное число С и содержат (см. фиг.7) два идентичных делителя 57, 58 действительных чисел. The first divider 12, which is included in the first block 7 for estimating the vector of weights and the divider 29, which is included in the second block 16 for estimating the vector of weights, implement the operation of dividing the complex number a + jb by a real number C and contain (see Fig. 7) two identical divisor 57, 58 real numbers.

Второй делитель 15, входящий в первый блок 7 оценки вектора весовых коэффициентов, представляет собой делитель действительных чисел. The second divider 15, included in the first block 7 evaluation of the vector of weights, is a divider of real numbers.

Блок 9 постоянных запоминающих устройств содержит (см. фиг.8) N постоянных запоминающих устройств 59. Block 9 read-only memory contains (see Fig.8) N read-only memory devices 59.

Пространственный согласованный фильтр 17 выполняет операцию весового суммирования и нормирования комплексных отсчетов и содержит (см. фиг.9) N комплексных умножителей 60, блок суммирования 61, делитель 62. Spatial matched filter 17 performs the operation of weight summation and normalization of complex samples and contains (see Fig. 9) N complex multipliers 60, summing unit 61, divider 62.

Первый 26 и второй 25 фильтры нулевых доплеровских частот, а также фильтр 18 нулевых доплеровских частот содержит (см.фиг.10) два идентичных нерекурсивных цифровых фильтра 63 и 64 первого порядка, каждый из которых содержит запоминающее устройство 65 и сумматор 66. The first 26 and second 25 filters of zero Doppler frequencies, as well as a filter of 18 zero Doppler frequencies contains (see figure 10) two identical non-recursive digital filters 63 and 64 of the first order, each of which contains a storage device 65 and an adder 66.

Блок 24 постоянных заминающих устройств, входящий во второй блок 16 оценки вектора весовых коэффициентов, содержит (см. фиг.11) N постоянных запоминающих устройств 67. The block 24 of permanent jamming devices included in the second block 16 of the evaluation of the vector of weights, contains (see Fig.11) N read-only memory devices 67.

Работа адаптивного компенсатора пассивных помех заключается в следующем. В режиме приема отраженная от областей местных предметов и движущихся гидрометеоров электромагнитная волна улавливается антенными элементами 2, а затем усиливается и преобразуется приемно-передающими блоками 3N каналов обработки 1. На выходах фазовых детекторов 36 и 38 (см. фиг.2) выделяется комплексная огибающая пассивных помех, которая в аналого-цифровых преобразователях 37 и 39 подвергается временной дискретизации с периодом Тд и после амплитудного квантования преобразуется в многоразрядный параллельный двоичный код. Дискретные отсчеты комплексной огибающей помехи для одного элемента дальности на выходах всех N приемно-передающих блоков 3 представим (без учета эффектов квантования) в виде суммы двух векторов, каждый из которых содержит N элементов

Figure 00000002
(l) =
Figure 00000003
(l)+
Figure 00000004
(l) = U1exp
Figure 00000005
j
Figure 00000006
2π(l-1)F1Tп+
Figure 00000007
+→
→+ U2exp
Figure 00000008
j
Figure 00000009
2π(l-1)F2Tп+
Figure 00000010
, (1) где U1 и U2, F1 и F2, Φ1 и Φ2 - амплитуды, доплеровские частоты и начальные фазы отражений от местных предметов и движущихся гидрометеоров соответственно:
l - номер зондирования,
Figure 00000011
=
Figure 00000012
1; exp (jΨsinφ1); ...; exp[j(N-1)sinφ1]
Figure 00000013
, (2)
Figure 00000014
=
Figure 00000015
1; exp (jΨsinφ2); ...; exp[j(N-1)sinφ2]
Figure 00000016
- (3) транспонированные векторы фазового распределения отражений от местных предметов и движущихся гидрометеоров на раскрыве антенных элементов;
t - операция транспортирования.;
Ψ=2 π d/λо
d - расстояние между антенными элементами;
λо - длина электромагнитной волны;
φ1 и φ2 - углы между нормалью к линии антенных элементов и направлениями на местные предметы и движущиеся гидрометеоры соответственно.The adaptive passive jammer is as follows. In the receiving mode, the electromagnetic wave reflected from the areas of local objects and moving hydrometeors is captured by the antenna elements 2, and then amplified and converted by the receiving-transmitting blocks 3N of the processing channels 1. At the outputs of the phase detectors 36 and 38 (see Fig. 2), a complex envelope of passive interference, which in the analog-to-digital converters 37 and 39 is subjected to time sampling with a period Td and after amplitude quantization is converted to a multi-bit parallel binary code. The discrete samples of the complex envelope of interference for one range element at the outputs of all N receiving and transmitting blocks 3 can be represented (excluding quantization effects) as the sum of two vectors, each of which contains N elements
Figure 00000002
(l) =
Figure 00000003
(l) +
Figure 00000004
(l) = U 1 exp
Figure 00000005
j
Figure 00000006
2π (l-1) F 1 T n +
Figure 00000007
+ →
→ + U 2 exp
Figure 00000008
j
Figure 00000009
2π (l-1) F 2 T n +
Figure 00000010
, (1) where U 1 and U 2 , F 1 and F 2 , Φ 1 and Φ 2 are the amplitudes, Doppler frequencies and initial phases of reflections from local objects and moving hydrometeors, respectively:
l is the sounding number,
Figure 00000011
=
Figure 00000012
1; exp (jΨsinφ 1 ); ...; exp [j (N-1) sinφ 1 ]
Figure 00000013
, (2)
Figure 00000014
=
Figure 00000015
1; exp (jΨsinφ 2 ); ...; exp [j (N-1) sinφ 2 ]
Figure 00000016
- (3) transposed vectors of the phase distribution of reflections from local objects and moving hydrometeors at the aperture of antenna elements;
t - transportation operation .;
Ψ = 2 π d / λ о
d is the distance between the antenna elements;
λ about - the length of the electromagnetic wave;
φ 1 and φ 2 are the angles between the normal to the line of antenna elements and the directions to local objects and moving hydrometeors, respectively.

Отсчеты комплексной огибающей помехи на выходах приемно-передающих блоков 3 первого и второго каналов обработки представляют первый и второй элементы вектора

Figure 00000017
(l) и определяются соотношениями V1(l)=U1exp{j[2 π(l-1)F1Tп+Φ1] } +U2exp{ j[2π(l-1)F2Tп+Φ2] } , V2(l)= U1exp{j[2π(l-1)F1Tп+Φ1] }exp(jΨsinφ1)+
+U2 exp{j[2π(l-1)F2Tп+Φ2]}exp(jΨsinφ2)
Эти отсчеты поступают на первый 26 и второй 25 фильтры нулевых доплеровских частот, которые не пропускают дискретные отсчеты отражений от движущихся гидрометеоров. Полагая F1 ≈0 и F2>F1, на выходах этих фильтров имеем:
Z1(l)=U1exp(j Φ1),
Z2(l)=U1exp(j Φ2)exp(j Ψsin φ1).The samples of the complex envelope of interference at the outputs of the transmit-receive units 3 of the first and second processing channels represent the first and second elements of the vector
Figure 00000017
(l) and are determined by the relations V 1 (l) = U 1 exp {j [2 π (l-1) F 1 T n + Φ 1 ]} + U 2 exp {j [2π (l-1) F 2 T n + Φ 2 ]}, V 2 (l) = U 1 exp {j [2π (l-1) F 1 T n + Φ 1 ]} exp (jΨsinφ 1 ) +
+ U 2 exp {j [2π (l-1) F 2 T n + Φ 2 ]} exp (jΨsinφ 2 )
These samples arrive at the first 26 and second 25 filters of zero Doppler frequencies, which do not pass the discrete samples of reflections from moving hydrometeors. Assuming F 1 ≈0 and F 2 > F 1 , at the outputs of these filters we have:
Z 1 (l) = U 1 exp (j Φ 1 ),
Z 2 (l) = U 1 exp (j Φ 2 ) exp (j Ψsin φ 1 ).

На выходе комплексного умножителя 27 второго блока 16 оценки вектора весовых коэффициентов формируется величина
y1(l) = Z1(l)Z * 2 (l) = U 2 1 exp(-jΨsinφ1), где "*" - комплексное сопряжение.At the output of the complex multiplier 27 of the second block 16 of the estimation of the vector of weight coefficients,
y 1 (l) = Z 1 (l) Z * 2 (l) = U 2 1 exp (-jΨsinφ 1 ), where "*" is the complex conjugation.

В накопителе 28 осуществляется усреднение этих величин за несколько элементов разрешения по дальности, что в пределе дает математическое ожидание от комплексной экспоненты, умноженное на некоторый коэффициент К. На выходе накопителя 28 имеем оценку

Figure 00000018
(l) = KU 2 1 χ1exp(-jΨsin
Figure 00000019
), где χ1 - модуль коэффициента фазовой корреляции отражений от местных предметов на раскрыве антенных элементов;
Figure 00000020
- оценка угла φ1.In drive 28, these values are averaged over several range resolution elements, which in the limit gives the mathematical expectation of the complex exponent multiplied by some coefficient K. At the output of drive 28, we have the estimate
Figure 00000018
(l) = KU 2 1 χ 1 exp (-jΨsin
Figure 00000019
), where χ 1 is the modulus of the phase correlation coefficient of reflections from local objects in the aperture of the antenna elements;
Figure 00000020
- an estimate of the angle φ 1 .

На выходе блока 23 вычисления модуля формируется величина

Figure 00000021
= KU 2 1 χ1, поэтому на выходе делителя 29 получаем оценку комплексной экспоненты
Figure 00000022
= exp(-jΨsin
Figure 00000023
), которая представляет многоразрядный двоичный код, подающийся в качестве адреса на блок 24 постоянных запоминающих устройств. На выходах постоянных запоминающих устройств 67 (см. фиг.11) появляются значения элементов вектора
Figure 00000024
весовых коэффициентов, который определяется выражением
Figure 00000025
=
Figure 00000026
1; exp(-jΨsin
Figure 00000027
); ... ; exp[-j(N-1)Ψsin
Figure 00000028
)]
Figure 00000029

Полагая, что
Figure 00000030
φ1 можно записать
Figure 00000031
=
Figure 00000032
(4)
Значения элементов вектора
Figure 00000033
подаются на первые N входов пространственного согласованного фильтра 17, на вторые N входов которого через вторые блоки 20 задержки каналов обработки поступают отсчеты комплексной огибающей помехи (1), задержанные на время, которое необходимо для формирования вектора
Figure 00000034
во втором блоке 16 оценки вектора весовых коэффициентов. В пространственном согласованном фильтре 17 осуществляется весовое суммирование отсчетов помехи и их нормировка, которые дают на выходе фильтра 17 следующую величину:
Y1(l) =
Figure 00000035
(l)/N =
Figure 00000036
(l)+
Figure 00000037
(l)
Figure 00000038
/ N, где η- знак хромитовой сопряженности, т.е. комплексного сопряжения и транспортирования.At the output of module calculation unit 23, a value is formed
Figure 00000021
= KU 2 1 χ 1 ; therefore, at the output of divider 29, we obtain the estimate of the complex exponential
Figure 00000022
= exp (-jΨsin
Figure 00000023
), which represents a multi-bit binary code, served as an address to the block 24 of read-only memory devices. At the outputs of read-only memory devices 67 (see Fig. 11), the values of the vector elements appear
Figure 00000024
weights, which is determined by the expression
Figure 00000025
=
Figure 00000026
1; exp (-jΨsin
Figure 00000027
); ...; exp [-j (N-1) Ψsin
Figure 00000028
)]
Figure 00000029

Assuming that
Figure 00000030
φ 1 can be written
Figure 00000031
=
Figure 00000032
(4)
Vector Element Values
Figure 00000033
fed to the first N inputs of the spatial matched filter 17, to the second N inputs of which, through the second blocks 20 of the processing channel delay, the samples of the complex interference envelope (1) are received, delayed by the time required to form the vector
Figure 00000034
in the second block 16 estimates the vector of weights. In the spatial matched filter 17, the weighted summation of the interference samples and their normalization are carried out, which give the following value at the output of the filter 17:
Y 1 (l) =
Figure 00000035
(l) / N =
Figure 00000036
(l) +
Figure 00000037
(l)
Figure 00000038
/ N, where η is the sign of chromite conjugacy, i.e. integrated pairing and transportation.

Учитывая, что F1 ≈0 и

Figure 00000039
Figure 00000040
Figure 00000041
= N, получаем
Y1(l) = U1exp (jφ1) +
Figure 00000042
(l)/ N (5) Поскольку фильтр 18 нулевых доплеровских частот не пропускает составляющие с частотой F2, на вторые входы комплексных умножителей 19 поступает только первое слагаемое выражение (5):
Y2(l)=U1exp(j Φ1) (6) В комплексных умножителях 19 происходит умножение этой величины на комплексно-сопряженные элементы вектора
Figure 00000043
. Произведения на выходах комплексных умножителей 19 запишем в виде вектора
Figure 00000044
(l) = Y2(l)
Figure 00000045
= U1exp(jφ1)
Figure 00000046
(7)
Поэтому на выходах вычитателей 22 каналов 1 обработки образуются разности, представляющие собой элементы следующего вектора:
Figure 00000047
(l) =
Figure 00000048
(l)-
Figure 00000049
(l)
Учитывая, что F1 ≈0, и соотношения (1) и (7), получаем
Figure 00000050
(l) = U2exp
Figure 00000051
j
Figure 00000052
2Π(l-1)F2Tп+
Figure 00000053
(8)
Таким образом, мешающие отражения от местных предметов на выходах вычитателей 22 каналов 1 обработки оказались скомпенсированными, т.е. на выходах вычитателей 22 формируются величины, состоящие только из дискретных отсчетов комплексной огибающей отражений от движущихся гидрометеоров. Третьи блоки 21 задержки каналов обработки осуществляют задержку отсчетов на время, необходимое для выполнения операций в пространственном согласованном фильтре 17 и операции умножения в комплексных умножи- телях 19.Given that F 1 ≈0 and
Figure 00000039
Figure 00000040
Figure 00000041
= N, we obtain
Y 1 (l) = U 1 exp (jφ 1 ) +
Figure 00000042
(l) / N (5) Since the filter 18 of zero Doppler frequencies does not pass components with a frequency of F 2 , only the first term expression (5) arrives at the second inputs of the complex multipliers 19:
Y 2 (l) = U 1 exp (j Φ 1 ) (6) In complex multipliers 19, this quantity is multiplied by complex conjugate elements of the vector
Figure 00000043
. The products at the outputs of the complex multipliers 19 are written in the form of a vector
Figure 00000044
(l) = Y 2 (l)
Figure 00000045
= U 1 exp (jφ 1 )
Figure 00000046
(7)
Therefore, at the outputs of the subtractors 22 of the processing channels 1, differences are formed, which are elements of the following vector:
Figure 00000047
(l) =
Figure 00000048
(l) -
Figure 00000049
(l)
Given that F 1 ≈0, and relations (1) and (7), we obtain
Figure 00000050
(l) = U 2 exp
Figure 00000051
j
Figure 00000052
2Π (l-1) F 2 T n +
Figure 00000053
(8)
Thus, the interfering reflections from local objects at the outputs of the subtractors 22 of the processing channels 1 turned out to be compensated, i.e. at the outputs of the subtractors 22, values are formed that consist only of discrete readings of the complex envelope of reflections from moving hydrometeors. The third blocks 21 of the processing channel delay delay the samples by the time required to perform operations in the matched spatial filter 17 and the multiplication operation in complex multipliers 19.

Последующая обработка направлена на компенсацию отражений от движущихся гидрометеоров. Subsequent processing is aimed at compensating reflections from moving hydrometeors.

В качестве критерия эффективности заявляемого адаптивного компенсатора воспользуемся коэффициентом подавления помехи:
Кп= -10lg(Pвых/Рвх), где Рвых и Рвх - мощность помехи соответственно на выходе и входе компенсатора.As a criterion for the effectiveness of the proposed adaptive compensator, we use the interference suppression coefficient:
K n = -10lg (P out / P Rin) wherein P O and P Rin - interference power respectively to outlet and inlet compensator.

Таким образом, эффективность адаптивного компенсатора инвариантна по отношению к направлениям прихода мешающих отражений. Это выгодно отличает предлагаемый адаптивный компенсатор от прототипа, эффективность которого существенно падает при наличии мешающих отражений, приходящих с двух различных направлений. Thus, the efficiency of the adaptive compensator is invariant with respect to the directions of arrival of interfering reflections. This distinguishes the proposed adaptive compensator from the prototype, the effectiveness of which decreases significantly in the presence of interfering reflections coming from two different directions.

Claims (1)

АДАПТИВНЫЙ КОМПЕНСАТОР ПАССИВНЫХ ПОМЕХ, содержащий N каналов обработки, блок суммирования, выход которого является выходом устройства, и первый блок оценки вектора весовых коэффициентов, при этом каждый из N каналов обработки содержит последовательно соединенные антенный элемент и приемно-передающий блок, а также последовательно соединенные первый блок задержки и комплексный умножитель, причем входы блока суммирования соединены с выходом комплексных умножителей N каналов обработки, кроме того, первый блок оценки вектора весовых коэффициентов содержит блок вычисления модуля, блок постоянных запоминающих устройств, последовательно соединенные комплексный умножитель, первый и второй входы которого соединены с входами первых блоков задержки, первого и второго каналов обработки, первый накопитель и первый делитель, а также последовательно соединенные блок вычисления квадрата модуля, вход которого соединен с первым входом комплексного умножителя, второй накопитель и второй делитель, причем вход блока вычисления модуля соединен с выходом первого накопителя, а выход соединен с вторыми входами первого и второго делителей, выходы которых соединены с первым и вторым входами блока постоянных запоминающих устройство, N выходов которого соединены с соответствующими вторыми входами комплексных умножителей N каналов обработки, отличающийся тем, что введены второй блок оценки вектора весовых коэффициентов, пространственный согласованный фильтр, фильтр нулевых допплеровских частот и N комплексных умножителей, кроме того, в каждый из N каналов обработки включены последовательно соединенные второй и третий блоки задержки и вычитатель, причем вход второго блока задержки соединен с выходом приемно-передающего блока, второй вход вычитателя соединен с выходом соответствующего из введенных N комплексных умножителей, выход вычитателя соединен с входом первого блока задержки, при этом второй блок оценки вектора весовых коэффициентов содержит блок вычисления модуля, блок постоянных запоминающих устройств, последовательно соединенные первый фильтр нулевых допплеровских частот, комплексный умножитель, накопитель и делитель, вход блока вычисления модуля соединен с выходом накопителя, выход блока вычисления модуля соединен с вторым входом делителя, выход которого соединен с входом блока постоянных запоминающих устройств, N выходов которого соединена с первыми входами N комплексных умножителей и первыми N входами пространственного согласованного фильтра, входы первого и второго фильтров нулевых допплеровских частот соединены с выходами приемно-передающих блоков первого и второго каналов обработки соответственно, причем вторые N входов пространственного согласованного фильтра соединены с выходами вторых блоков задержки, входящих в N каналов обработки, выход пространственного согласованного фильтра соединен через фильтр нулевых допплеровских частот с вторыми входами N комплексных умножителей. ADAPTIVE COMPENSATOR OF PASSIVE INTERFERENCE, containing N processing channels, a summing unit, the output of which is the output of the device, and a first block for estimating the vector of weighting factors, each of the N processing channels containing a series-connected antenna element and a transmitter-receiver unit, as well as a series-connected first a delay unit and a complex multiplier, and the inputs of the summing unit are connected to the output of the complex multipliers of N processing channels, in addition, the first block for estimating the vector of weight coefficients of cents contains a module calculation unit, a read-only memory block, a complex multiplier connected in series, the first and second inputs of which are connected to the inputs of the first delay units, the first and second processing channels, the first drive and the first divider, and the module square calculation unit connected in series, input which is connected to the first input of the complex multiplier, the second drive and the second divider, and the input of the module calculation unit is connected to the output of the first drive, and the output is dinene with the second inputs of the first and second dividers, the outputs of which are connected to the first and second inputs of the read-only memory unit, the N outputs of which are connected to the corresponding second inputs of the complex multipliers of N processing channels, characterized in that the second block for estimating the vector of weighting coefficients is introduced, the spatial matching a filter, a filter of zero Doppler frequencies and N complex multipliers, in addition, each of the N processing channels includes a second and third block connected in series and delays and a subtracter, wherein the input of the second delay unit is connected to the output of the transmitting and receiving unit, the second input of the subtractor is connected to the output of the corresponding N complex multipliers, the output of the subtractor is connected to the input of the first delay unit, and the second weighting vector estimation unit contains a block module calculations, a block of read-only memory devices, a first filter of zero Doppler frequencies connected in series, a complex multiplier, a drive and a divider, the input of the block the muzzle is connected to the drive output, the output of the module calculation unit is connected to the second input of the divider, the output of which is connected to the input of the read-only memory block, N outputs of which are connected to the first inputs of N complex multipliers and the first N inputs of the spatial matched filter, the inputs of the first and second filters are zero Doppler frequencies are connected to the outputs of the transmit-receive blocks of the first and second processing channels, respectively, with the second N inputs of the spatial matched filter soy are dined with the outputs of the second delay blocks included in N processing channels, the output of the spatial matched filter is connected through a filter of zero Doppler frequencies with the second inputs of N complex multipliers.
SU5048284 1992-06-16 1992-06-16 Adaptive compensator of passive interferences RU2013784C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SU5048284 RU2013784C1 (en) 1992-06-16 1992-06-16 Adaptive compensator of passive interferences

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SU5048284 RU2013784C1 (en) 1992-06-16 1992-06-16 Adaptive compensator of passive interferences

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2013784C1 true RU2013784C1 (en) 1994-05-30

Family

ID=21607282

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
SU5048284 RU2013784C1 (en) 1992-06-16 1992-06-16 Adaptive compensator of passive interferences

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2013784C1 (en)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7145503B2 (en) 2001-11-12 2006-12-05 Telstra Corporation Limited Surface wave radar
RU183966U1 (en) * 2018-07-12 2018-10-11 Российская Федерация в лице Министерства промышленности и торговли Российской Федерации Hydrometeor interference suppression device

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Ю.В. Иванов и др. Оценка эффективности подавления помехи вкогерентно-импульсной радиолокационной станции с фазированной антенной решеткой. Вопросы радиоэлектроники, сер. ОВР, 1991, вып.19, рис.3б. *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7145503B2 (en) 2001-11-12 2006-12-05 Telstra Corporation Limited Surface wave radar
RU183966U1 (en) * 2018-07-12 2018-10-11 Российская Федерация в лице Министерства промышленности и торговли Российской Федерации Hydrometeor interference suppression device

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Ahmad et al. Synthetic aperture beamformer for imaging through a dielectric wall
Blunt et al. Adaptive pulse compression via MMSE estimation
US7714782B2 (en) Phase arrays exploiting geometry phase and methods of creating such arrays
Miller et al. RFI suppression for ultra wideband radar
US7292663B1 (en) Efficient space-time adaptive processing (STAP) filter for global positioning system (GPS) receivers
Chan et al. The least squares estimation of time delay and its use in signal detection
Chen et al. MIMO radar space–time adaptive processing using prolate spheroidal wave functions
Fante et al. Wideband cancellation of interference in a GPS receive array
EP1738192B1 (en) System and method for dynamic weight processing
CA2072287A1 (en) Complementary-sequence pulse radar with matched filtering following doppler filtering
Touzi et al. The principle of speckle filtering in polarimetric SAR imagery
US4086592A (en) Digital sidelobe canceller
Gierull Moving target detection with along-track SAR interferometry
US20100265133A1 (en) Method for suppressing multipath errors in a satellite navigation receiver
Amein et al. A new chirp scaling algorithm based on the fractional Fourier transform
Chen et al. Implementation of an adaptive wideband digital array radar processor using subbanding for enhanced jamming cancellation
EP1521097A2 (en) Pulse compression processor
US5841395A (en) Localized interference nulling preprocessor
RU2013784C1 (en) Adaptive compensator of passive interferences
US6963303B1 (en) Adaptive filter to reduce multipath
Leabman Adaptive band-partitioning of rinterference cancellation in communications systems
Farina Optimised radar processors
Mateos-Núñez et al. Design of mutually incoherent arrays for DoA estimation via group-sparse reconstruction
Mandal et al. An adaptive clutter suppression technique for moving target detector in pulse Doppler radar
Moghadam et al. Direction of arrival (DOA) estimation with extended optimum co-prime sensor array (EOCSA)