PL220168B1 - Method and apparatus for remotely measuring the distance - Google Patents

Description

Opis wynalazkuDescription of the invention

Przedmiotem wynalazku jest sposób i urządzenie do zdalnego pomiaru odległości. Urządzenie może znaleźć zastosowanie w takich dziedzinach jak geodezja, budownictwo, automatyzacja procesów przemysłowych, inwentaryzacja, systemy zobrazowania przestrzennego.The present invention relates to a method and device for remote distance measurement. The device can be used in areas such as geodesy, construction, automation of industrial processes, inventory, spatial imaging systems.

Znanych jest wiele metod zdalnego pomiaru odległości. Najszersze zastosowanie znajdują metody wykorzystujące odpowiednio zmodulowany sygnał optyczny z wyjścia lasera. W przypadku dalmierzy laserowych wyróżnić można dwie główne grupy metod pomiaru odległości. Do pierwszej grupy można zaliczyć te, które wykorzystują pomiar fazy sygnału modulującego strumień świetlny, natomiast w drugiej grupie mieszczą się metody, w których stosuje się pomiar czasu przelotu impulsu świetlnego. Dalmierze, których zasada działania oparta jest na pomiarze fazy, charakteryzują się dużą rozdzielczością pomiarów, jednakże ich zasięg działania jest ograniczony małą mocą sygnału optycznego. Urządzenia wykorzystujące pomiar czasu przelotu impulsu świetlnego umożliwiają osiągnięcie znacznie większych zasięgów pomiaru, jednakże rozdzielczość takich pomiarów jest ograniczona.There are many methods of remote distance measurement known. The methods that use an appropriately modulated optical signal from the laser output are the most widely used. In the case of laser rangefinders, two main groups of distance measurement methods can be distinguished. The first group includes those that use the phase measurement of the signal modulating the luminous flux, while the second group includes methods that use the measurement of the time of flight of the light pulse. Rangefinders, whose principle of operation is based on phase measurement, are characterized by high measurement resolution, however, their operating range is limited by the low power of the optical signal. Devices that use the measurement of the time of flight of the light pulse allow for much greater ranges of measurement, however, the resolution of such measurements is limited.

Znane są rozwiązania dalmierzy laserowych wykorzystujących do modulacji sygnału optycznego ciągi pseudolosowe. W układach tych sygnał pseudolosowy służy do zwiększenia jednoznaczności wyniku (problem niejednoznaczności pomiaru fazy w przypadku modulacji sygnałem okresowym) lub też zwiększenia odporności na niepożądane sygnały. Jedno z rozwiązań zostało przedstawione w opisie patentowym DE19949803A1 („Abstandsmessvorrichtung”). Metoda ta polega na wielokrotnym powtarzaniu cyklu pomiarowego (pełny ciąg pseudolosowy) ze zmienionym każdorazowo opóźnieniem. Analiza sygnału na wyjściu korelatora umożliwia wychwycenie przedziału czasowego, w którym pojawia się maksimum i na tej podstawie wyznaczenie szukanego opóźnienia sygnału. W innej metodzie pomiaru odległości, opisanej w zgłoszeniu patentowym USA nr US2003/0048430A1 („Optical Distance Measurement”), moduluje się sygnał optyczny ciągiem pseudolosowym i wysyła w kierunku obiektu, po czym odbity sygnał odbiera się przy pomocy fotodetektora przekształcającego sygnał optyczny na elektryczny, który z kolei przetwarza się do postaci cyfrowej, a następnie przeprowadza się zgrubną korelację sygnału, po czym dokonuje się serii dokładnych korelacji i na ich podstawie wyznacza się najlepiej dopasowane proste odtwarzające zbocza funkcji autokorelacji i na tej podstawie określa się położenie maksimum tej funkcji. Metoda ta wymaga mniejszej liczby cykli pomiarowych do estymacji opóźnienia sygnału niż wcześniej opisana, jednakże liczba operacji wykonywanych w celu przeliczenia jest dalej znacząca.There are known solutions of laser rangefinders using pseudorandom strings for modulating the optical signal. In these systems, the pseudorandom signal is used to increase the uniqueness of the result (the problem of phase measurement ambiguity in the case of modulation with a periodic signal) or to increase the resistance to unwanted signals. One of the solutions is presented in the patent description DE19949803A1 ("Abstandsmessvorrichtung"). This method consists in repeating the measurement cycle many times (full pseudo-random sequence) with the delay changed each time. The analysis of the signal at the output of the correlator makes it possible to detect the time interval in which the maximum occurs and on this basis to determine the signal delay sought. In another distance measurement method, described in US patent application No. US2003 / 0048430A1 ("Optical Distance Measurement"), the optical signal is modulated with a pseudo-random sequence and sent towards the object, and the reflected signal is received by a photodetector converting the optical signal into an electrical one. which, in turn, is digitized, and then a coarse correlation of the signal is carried out, after which a series of exact correlations is made, on the basis of which the best-fit straight lines reconstructing the edges of the autocorrelation function are determined, and on this basis the position of the maximum of this function is determined. This method requires fewer measurement cycles for signal delay estimation than previously described, however the number of operations performed for the conversion is still significant.

Stosowanie sygnałów pseudolosowych w dalmierzach niesie szereg korzyści takich, jak na przykład zwiększona odporność na zakłócenia, czy jednoznaczność pomiarów odległości, jednakże rozdzielczość pomiaru odległości w znanych rozwiązaniach jest ograniczona. Analiza właściwości powszechnie stosowanych sposobów pomiaru czasu opóźnienia sygnału, w których wykorzystywane są sygnały pseudolosowe, wskazuje na konieczność stworzenia nowych metod, które umożliwią wykonywanie szybszych i precyzyjniejszych pomiarów odległości przy jednoczesnym zachowaniu zalet charakteryzujących istniejące rozwiązania.The use of pseudorandom signals in rangefinders brings a number of advantages, such as, for example, increased noise immunity or uniqueness of distance measurements, however, the resolution of distance measurements in known solutions is limited. The analysis of the properties of commonly used methods of measuring the signal delay time, in which pseudorandom signals are used, indicates the need to create new methods that will enable faster and more precise distance measurements while maintaining the advantages that characterize the existing solutions.

Sposób zdalnego pomiaru odległości, w którym moduluje się sygnał optyczny ciągiem pseudolosowym i wysyła się w kierunku obiektu, po czym odbity sygnał odbiera się przy pomocy fotodetektora przekształcającego sygnał optyczny na elektryczny według wynalazku polega na tym, że sygnał z generatora pseudolosowego doprowadzony do modulatora optycznego opóźnia się w układzie opóźniającym o czas τ₈, korzystnie czas równy jednej czwartej czasu T_c trwania jednego bitu sekwencji pseudolosowej, a sygnał elektryczny z fotodetektora przetwarza się z pomocą komparatora na jednobitowy ciąg cyfrowy, który próbkuje się przerzutnikiem D, a następnie przemnaża się go w pierwszej bramce XOR przez opóźniony o czas τ' ciąg pseudolosowy z generatora PN i jednocześnie przemnaża się go w drugiej bramce XOR przez opóźniony czas τ' i dodatkowo o czas T_c ciąg pseudolosowy z generatora PN, po czym wysokim stanem na wyjściu pierwszej bramki XOR aktywuje się pierwszy licznik i zlicza się impulsy o częstotliwości Fs z generatora VCO i jednocześnie wysokim stanem na wyjściu drugiej bramki XOR aktywuje się drugi licznik i zlicza się impulsy o częstotliwości Fs z generatora VCO, a następnie liczby zliczonych impulsów w pierwszym liczniku i w drugim liczniku przekazuje się do nadrzędnego układu sterująco-przetwarzającego, korzystnie mikrokontrolera.The method of remote distance measurement in which the optical signal is modulated with a pseudo-random sequence and sent towards the object, and the reflected signal is then received by means of a photodetector for converting the optical signal into an electrical signal according to the invention, in which the signal from the pseudorandom generator fed to the optical modulator delays is delayed by the time τ ₈ , preferably the time equal to one-fourth of the time T _{c of the} duration of one bit of the pseudorandom sequence, and the electric signal from the photodetector is converted, by means of a comparator, into a one-bit digital sequence, which is sampled with the flip-flop D, and then multiplied in for the first XOR gate by the time τ 'delayed pseudorandom sequence from the PN generator and at the same time it is multiplied in the second XOR gate by the delayed time τ' and additionally by the time T _c the pseudorandom sequence from the PN generator, and then by a high state at the output of the first XOR gate it activates the first counter is counted and the pulses of frequency F are counted s from the VCO generator and at the same time a high state at the output of the second XOR gate, the second counter is activated and the pulses with frequency Fs from the VCO generator are counted, and then the numbers of counted pulses in the first counter and in the second counter are transferred to a superior control and processing system, preferably a microcontroller.

Sposób według wynalazku polega na tym, że stosunek częstotliwości próbkowania Fs do częstotliwości F_pn taktowania generatora ciągu pseudolosowego wyraża się ułamkowym współczynnikiem γ, którego wartość przyjmuje się z zakresu 3.995 do 31.99, korzystnie przyjmuje się wartość 15.99.The method according to the invention consists in that the ratio of the sampling frequency Fs to the _{timing frequency F pn} of the pseudorandom sequence generator is expressed by the fractional coefficient γ, the value of which is in the range 3.995 to 31.99, preferably 15.99.

PL 220 168 B1PL 220 168 B1

Sposób według wynalazku polega na tym, że w nadrzędnym układzie sterująco-przetwarzającym, korzystnie mikrokontrolerze, wyznacza się różnicę liczby zliczonych impulsów w drugim liczniku i pierwszym liczniku, po czym wynik mnoży się przez współczynnik korekcyjny nachylenia funkcji autokorelacji i uzyskuje się licznik cząstkowego opóźnienia sygnału, następnie sumuje się liczbę zliczonych impulsów w pierwszym liczniku i drugim liczniku, po czym odejmuje się wartość skorygowanej długości ciągu pseudolosowego i uzyskuje się mianownik cząstkowego opóźnienia sygnału, następnie cząstkowe opóźnienie sygnału powiększa się o numer zakresu pomiarowego, po czym całość mnoży się przez jedną czwartą długości fali modulującej i uzyskuje się odległość.The method according to the invention consists in the fact that in the master control and processing system, preferably a microcontroller, the difference in the number of pulses counted in the second counter and the first counter is determined, then the result is multiplied by the correction factor of the slope of the autocorrelation function and the numerator of the partial signal delay is obtained, then the number of pulses counted in the first numerator and the second numerator are summed up, and the corrected length of the pseudorandom sequence is subtracted and the denominator of the partial signal delay is obtained, then the partial delay of the signal is increased by the number of the measuring range, and the whole is multiplied by a quarter of the length modulating wave and the distance is obtained.

Urządzenie do zdalnego pomiaru odległości zawierające modulator sygnałów optycznych i fotodetektor przekształcający sygnał optyczny na elektryczny według wynalazku charakteryzuje się tym, że wyjście generatora pseudolosowego, korzystnie generatora ciągu maksymalnej długości, jest połączone z wejściem układu opóźniającego, z którego opóźniony sygnał podany jest do wejścia modulatora optycznego, jednocześnie wyjście układu fotodetektora jest połączone do wejścia odwracającego komparatora, którego wyjście wprowadzone jest na wejście danych przerzutnika D, którego wejście zegarowe połączone jest z wyjściem generatora VCO, a wyjście zwarte jest z pierwszymi wejściami pierwszej i drugiej bramki XOR, gdzie sygnał z wyjścia pierwszej bramki XOR wprowadzony jest do wejścia zezwalającego pierwszego licznika, a sygnał z wyjścia drugiej bramki XOR wprowadzony jest do wejścia zezwalającego drugiego licznika, jednocześnie na wejścia zegarowe liczników podany jest sygnał z wyjścia generatora VCO, a ich wyjścia połączone są do nadrzędnego układu sterującego, korzystnie mikrokontrolera, ponadto drugie wejście pierwszej bramki XOR połączone jest z wyjściem układu opóźniającego, a drugie wejście drugiej bramki XOR połączone jest z wyjściem dodatkowego układu opóźniającego.The device for remote distance measurement, comprising an optical signal modulator and an optical-to-electrical photodetector according to the invention, is characterized in that the output of a pseudo-random generator, preferably a thrust generator of maximum length, is connected to the input of the delay circuit, from which the delayed signal is applied to the input of the optical modulator. at the same time, the output of the photodetector circuit is connected to the input of the inverting comparator, the output of which is fed to the data input of the trigger D, whose clock input is connected to the output of the VCO generator, and the output is shorted to the first inputs of the first and second XOR gates, where the signal from the output of the first XOR gate is fed to the enabling input of the first counter, and the signal from the output of the second XOR gate is fed to the enabling input of the second counter, at the same time the signal from the VCO generator output is fed to the clock inputs of the counters, and These outputs are connected to a supervisory system, preferably a microcontroller, moreover, the second input of the first XOR gate is connected to the output of the delay circuit, and the second input of the second XOR gate is connected to the output of the additional delay circuit.

Przedmiot wynalazku przedstawiono na rysunku, na którym Fig. 1 przedstawia schemat blokowy urządzenia, Fig. 2 pokazuje kształt idealnej funkcji autokorelacji, Fig. 3 prezentuje kształt rzeczywistej funkcji autokorelacji.The subject of the invention is shown in the drawing, in which Fig. 1 shows a block diagram of the device, Fig. 2 shows the shape of an ideal autocorrelation function, Fig. 3 shows the shape of a real autocorrelation function.

Nadrzędny generator (101) i o dużej stałości częstotliwości generuje sygnał o częstotliwości 2F_pn, która jest następnie dwukrotnie dzielona w układzie (102). Sygnał o częstodiwości F_PN taktuje generator ciągu pseudolosowego (103) o długości L_PN bitów. Czas trwania jednego bitu sekwencji pseudolosowej jest równy T_c = 1/F_PN. Sygnał pseudolosowy f₀(t) z wyjścia generatora (103) jest dodatkowo opóźniany w układzie opóźniającym (105) o stały czas τ₅, którego wartość może być dość swobodnie dobrana, jednakże korzystnie czas τ₅ równy jest /₄T_c. Opóźniony sygnał pseudolosowy moduluje sygnał optyczny lasera w układzie modulatora optycznego 106. Sygnał świetlny z wyjścia nadajnika optycznego (106) jest emitowany w kierunku obiektu mierzonego (107), który odbija światło w kierunku odbiornika (108) składającego się z fotodiody i stopni wzmacniających sygnał elektryczny. Odebrany sygnał jest dalej przetwarzany do postaci cyfrowego sygnału jednobitowego w układzie komparatora (109), po czym doprowadzony zostaje do wejścia danych przerzutnika D (111), który pełn w układzie funkcję cyfrowego układu próbkująco-pamiętającego. Próbkowanie odbywa się z częstotliwością F_S, a sygnał próbkujący jest generowany w układzie VCO 117 z pętlą fazową PLL, dla której częstotliwość odniesienia podana jest z generatora wzorcowego (101). Spróbkowany jednobitowy sygnał z wyjścia przerzutnika D (111) jest doprowadzony do wejść dwóch bramek XOR (112) i (113), które pełnią funkcję układów mnożących w dwóch niezależnych torach korelatorów cyfrowych. Pełny korelator cyfrowy, w każdym z dwóch torów, składa się z bramki XOR oraz połączonego z nią licznika binarnego. Liczniki pełnią funkcję analogiczną do układu całkującego w klasycznym korelatorze analogowym. Wysoki stan na wyjściach bramek XOR (112) i (113) aktywuje zliczanie impulsów zegarowych w układach liczników (114) i (115). Impulsy zegarowe mają częstotliwość F_s i są doprowadzone z wyjścia generatora VCO (117). Czas trwania jednego pełnego cyklu pomiarowego dalmierza jest równy okresowi pełnej sekwencji pseudolosowej, czyli L_PN^T_c (L_PN - długość ciągu pseudolosowego, TC - czas trwania jednego bitu sekwencji pseudolosowej). W tym czasie liczniki (114) i (115) zliczają liczbę impulsów zależną od zgodności (stopnia skorelowania) sygnału odebranego z odpowiednio opóźnionymi replikami ciągu pseudolosowego z generatora (103). Po zakończeniu cyklu pomiarowego (wygenerowaniu pełnego ciągu PN) stan liczników jest odczytywany przez nadrzędny układ sterujący (116), i który korzystnie jest w postaci mikrokontrolera, po czym liczniki zostają wyzerowane. Wartości M_E oraz M_L, odpowiadające liczbie impulsów zliczonych przez liczniki (114) i (115), bezpośrednio służą do wyznaczenia czasu opóźnienia propagacyjnego sygnału, a co za tym idzie, do określenia odległości L_X pomiędzy obiektem (107) i dalmierzem.A high-frequency, high-frequency master generator (101) generates a signal with a frequency of 2F _pn , which is then split twice in the circuit (102). A signal with a frequency of F _PN clocked a pseudo-random sequence generator (103) of length L _PN bits. The duration of one bit of the pseudorandom sequence is T _c = 1 / F _PN . The pseudo-random signal f ₀ (t) from the output of the generator (103) is additionally delayed in the delay circuit (105) by a constant time τ ₅ , the value of which can be chosen quite freely, but preferably the time τ ₅ is equal to / ₄ T _c . The delayed pseudorandom signal modulates the optical signal of the laser in the optical modulator system 106. The light signal from the output of the optical transmitter (106) is emitted towards the object to be measured (107) which reflects the light towards the receiver (108) consisting of a photodiode and electric signal amplification stages . The received signal is further processed into a one-bit digital signal in the comparator circuit (109), and then it is fed to the data input of the trigger D (111), which acts as a digital sampler-memory circuit in the circuit. Sampling is performed at the frequency F _S , and the sampling signal is generated in a VCO 117 with a phase loop PLL, for which the reference frequency is given from the reference generator (101). The sampled one-bit signal from the output of flip-flop D (111) is fed to the inputs of two XOR gates (112) and (113) which act as multipliers in two independent paths of digital correlators. The full digital correlator on each of the two paths consists of an XOR gate and a binary counter connected to it. Counters perform a function analogous to the integrating circuit in a classic analog correlator. A high state at the outputs of the XOR gates (112) and (113) activates the counting of clock pulses in the counters (114) and (115). Clock pulses at a frequency F _s and are fed from the output of the VCO (117). The duration of one full measurement cycle of the rangefinder is equal to the period of the full pseudorandom sequence, i.e. L _PN ^ T _c (L _PN - length of pseudorandom sequence, TC - duration of one bit of pseudorandom sequence). During this time, counters (114) and (115) count the number of pulses depending on the correspondence (degree of correlation) of the signal received with the correspondingly delayed replicas of the pseudorandom sequence from the generator (103). Upon completion of the measurement cycle (generation of the full PN sequence), the counters are read by the master control system (116), which is preferably in the form of a microcontroller, after which the counters are reset. The values M _E and M _L , corresponding to the number of pulses counted by the counters (114) and (115), directly serve to determine the propagation delay time of the signal, and thus to determine the distance L _X between the object (107) and the rangefinder.

PL 220 168 B1PL 220 168 B1

Właściwości funkcji autokorelacji ciągu pseudolosowego maksymalnej długości pozwalają na bezpośrednie wyznaczenie opóźnienia sygnału na podstawie wartości z wyjść dwóch korelatorów.The properties of the autocorrelation function of the pseudo-random sequence of the maximum length allow the direct determination of the signal delay from the values of the outputs of the two correlators.

Na Fig. 2 przedstawiono fragment obejmujący maksimum funkcji autokorelacji m-ciągu. Przykładowo jeśli całkowite opóźnienie odebranego przez odbiornik (108) sygnału pseudolosowego względem sygnału z generatora (103) wynosi Δτ, to na wyjściach korelatorów pojawią się wartości odpowiadające punktom „E” i „L”. Można zauważyć, że stosując proste przekształcenia możliwe jest określenie opóźnienia Δτ wprost z wartości „E” i „L”. Ponieważ korelatory wykorzystują liczniki binarne, to współrzędne punktów „E” i „L” są określone przez odpowiednio przekształcone wartości wyrażające liczbę zliczonych impulsów. Cząstkowe opóźnienie sygnału można wyrazić przez:Fig. 2 shows the fragment covering the maximum of the m-sequence autocorrelation function. For example, if the total delay of the pseudo-random signal received by the receiver (108) with respect to the signal from the generator (103) is ∆τ, the outputs of the correlators will show values corresponding to the points "E" and "L". It can be seen that by using simple transformations it is possible to determine the delay Δτ directly from the values of "E" and "L". Since correlators use binary counters, the coordinates of the "E" and "L" points are determined by appropriately transformed values expressing the number of pulses counted. The partial delay of the signal can be expressed by:

δτ = β (Ml-Me)δτ = β (Ml-Me)

Me + Ml + Mo gdzie:Me + Ml + Mo where:

M_e - wartość zliczona w liczniku (114),M _e - value counted in the numerator (114),

M_l - wartość zliczona w liczniku (115), β - współczynnik korekcyjny kształtu funkcji autokorelacji,M _l - value counted in the numerator (115), β - correction factor for the shape of the autocorrelation function,

M0 - skorygowana długość m-ciągu.M0 - corrected m-thrust length.

Skorygowana długość ciągu pseudolosowego M0 wyrażona jest przez iloczyn rzeczywistej długości sekwencji pseudolosowej L_PN i współczynnika nadpróbkowania γ. Idealna funkcja autokorelacji odpowiada przypadkowi, w którym widmo sygnału nie jest ograniczane pasmowo. W rzeczywistych warunkach, ze względu na ograniczoną szerokość pasma przenoszenia nadajnika i odbiornika, funkcja autokorelacji sygnału odebranego nie będzie mieć idealnego trójkątnego kształtu, a jej zbocza będą bardziej nachylone, przez co konieczne jest zastosowanie współczynnika korekcyjnego. Porównanie kształtów idealnej i rzeczywistej funkcji autokorelacji przedstawiono na Fig. 3. Współczynnik korekcyjny β wyraża się:The corrected length of the pseudo-random sequence M0 is expressed by the product of the actual length of the pseudo-random sequence L _PN and the oversampling factor γ. The ideal autocorrelation function corresponds to the case where the signal spectrum is not band-limited. In real conditions, due to the limited bandwidth of the transmitter and receiver, the autocorrelation function of the received signal will not have a perfect triangular shape, and its edges will be more sloped, which requires a correction factor. The comparison of the shapes of the ideal and the real autocorrelation function is shown in Fig. 3. The correction factor β is expressed as:

β=βι ^lpn ~^{1 l}pn + ¹ gdzie:β = βι ^l pn ~ ^{1 l} pn + ¹ where:

LPN - długość ciągu pseudolosowego, β1 - stosunek nachylenia zboczy idealnej funkcji autokorelacji, do nachylenia zboczy rzeczywistej funkcji autokorelacji.LPN - the length of the pseudo-random sequence, β1 - the ratio of the slopes of the ideal autocorrelation function to the slopes of the actual autocorrelation function.

Całkowite opóźnienie propagacyjne przekłada się wprost na długość drogi przebytą przez światło od nadajnika (106) do odbiornika (108):The total propagation delay translates directly to the distance traveled by light from the transmitter (106) to the receiver (108):

₁₁

L = - A_m [δτ + k + -] gdzie:L = - A _m [δτ + k + -] where:

Xm - zastępcza długość fali sygnału modulującego, k - numer zakresu pomiarowego.Xm - substitute wavelength of the modulating signal, k - number of the measuring range.

Zastępcza długość fali sygnału modulującego jest równa:The equivalent wavelength of the modulating signal is:

= cTc gdzie:= cTc where:

c - prędkość światła w próżni, n - współczynnik załamania ośrodka,c - speed of light in a vacuum, n - refractive index of the medium,

TC - czas trwania jednego bitu ciągu pseudolosowego.TC - duration of one bit of a pseudo-random sequence.

PL 220 168 B1PL 220 168 B1

Rzeczywista wartość odległości obiektu (107) od dalmierza wymaga skorygowania wyniku pomiaru o wartość L₀, odpowiadającą wynikowi pomiaru przy odległości równej zero:The actual value of the object distance (107) from the rangefinder requires the correction of the measurement result by the value L ₀ , which corresponds to the measurement result at the distance equal to zero:

1c1c

4n β ^(Ml - ^Me) + k + 1 (M_e + M_l -M₀)4n β ^(M l - ^M e) + k + 1 (M _e + M _l -M ₀ )

-L-L

Funkcje autokorelacji przedstawione na Fig. 2 i Fig. 3 odpowiadają przypadkowi, gdy sygnały korelowane są w postaci ciągłej. Jednakże w sposobie według wynalazku korelacji podlegają sygnały dyskretne, co powoduje również zdyskretyzowanie kształtu funkcji autokorelacji, która zamiast kształtu trójkątnego przybiera kształt schodkowy. Fakt ten bezpośrednio wpływa na możliwą do osiągnięcia rozdzielczość pomiaru czasu opóźnienia propagacyjnego, a co za tym idzie rozdzielczość pomiaru odległości. Przykładowo dla częstotliwości próbkowania FS rzędu 500 MHz rozdzielczość wyznaczania odległości byłaby rzędu 30 cm. W celu zwiększenia rozdzielczości pomiarów należy doprowadzić do sytuacji, w której schodkowy charakter dyskretnej funkcji autokorelacji zostanie „rozmyty”. Rozwiązaniem jest taki dobór częstotliwości próbkowania FS w stosunku do częstotliwości taktowania ciągu pseudolosowego FPN, że wzajemny stosunek tych częstotliwości, wyrażony przez współczynnik nadpróbkowania γ, jest niecałkowity. Efekt „rozmycia” jest tym lepszy, im większą wartość ma współczynnik γ, a zarazem im bliższa jedności lub zeru jest jego część ułamkowa. Zastosowanie niecałkowitego współczynnika nadpróbkowania, w połączeniu z odpowiednią długością m-ciągu, pozwala na osiągniecie bezwzględnej niepewności pomiarowej odległości znacznie poniżej 1 mm. Wartość współczynnika γ można dobierać z dość dużą swobodą, jednakże rzeczywiste ograniczenia wynikające z maksymalnej częstotliwości próbkowania oraz możliwego do osiągnięcia wzajemnego rozstrojenia generatorów (101) i (117) zawężają praktyczny zakres wartości γ.The autocorrelation functions shown in Fig. 2 and Fig. 3 correspond to the case where the signals are correlated continuously. However, in the method according to the invention, discrete signals are correlated, which also causes the shape of the autocorrelation function to be digitized, which takes a stepped shape instead of a triangular shape. This fact directly affects the achievable resolution of the propagation delay time measurement, and thus the resolution of the distance measurement. For example, for an FS sampling rate of 500 MHz, the resolution of the ranging determination would be in the order of 30 cm. In order to increase the resolution of the measurements, the stepped character of the discrete autocorrelation function should be "blurred". The solution is to select the sampling frequency FS in relation to the timing of the pseudo-random sequence FPN in such a way that the mutual ratio of these frequencies, expressed by the oversampling factor γ, is incomplete. The "blur" effect is the better, the greater the value of the γ factor, and also the closer to one or zero its fractional part. The use of the incomplete oversampling coefficient, in combination with the appropriate m-string length, allows achieving an absolute measurement uncertainty of a distance well below 1 mm. The value of the γ coefficient can be selected quite freely, however, the actual limitations resulting from the maximum sampling frequency and the achievable mutual detuning of generators (101) and (117) narrow the practical range of γ values.

Korzystnie współczynnik nadpróbkowania może przybrać wartość np. 15.99.Advantageously, the oversampling factor may be, for example, 15.99.

Wartość współczynnika k zależy od zakresu pomiarowego odległości. Teoretycznie opóźnienie sygnału odniesienia (a tym samym zmiana zakresu) mogłoby się zmieniać ze skokiem TC, jednakże ze względu na fakt, że rzeczywisty odebrany sygnał jest pasmowo ograniczony, kształt rzeczywistej funkcji autokorelacji m-ciągu odbiega od kształtu idealnej funkcji autokorelacji. Zniekształcenie funkcji autokorelacji jest szczególnie widoczne w okolicy maksimum. Z tego względu preferowane jest stosowanie zakresów opóźnienia sygnału odniesienia ze skokiem TC/2 i taki dobór opóźnienia, żeby wyniki korelacji obydwu korelatorów mieściły się w zakresie od ¹/4 do ³/4 wartości maksimum. Preferowany zakres, w którym powinny się mieścić wyniki korelacji, jest ograniczony poziomami CL i CH na Fig. 3.The value of the k-factor depends on the distance measuring range. Theoretically, the delay of the reference signal (and hence the range change) could vary with the increment of TC, however, due to the fact that the actual received signal is band limited, the shape of the actual m-sequence autocorrelation function deviates from the shape of the ideal autocorrelation function. The distortion of the autocorrelation function is particularly visible around the maximum. For this reason, it is preferred that ranges of delay of the reference signal increments the TC / 2, and the selection of the delay so that a correlation of two correlators in the range of ^1/4 to ^3/4 the maximum value. The preferred range within which the correlation results should fall is limited by the levels of CL and CH in Fig. 3.

Sposób według wynalazku pozwala w bardzo szerokim zakresie zapanować nad błędami pomiarowymi. Przy założeniu, że współczynnik γ został optymalnie dobrany, bezwzględną niepewność pomiarową można przybliżyć zależnością:The method according to the invention makes it possible to control measurement errors to a very wide extent. Assuming that the γ coefficient has been optimally selected, the absolute measurement uncertainty can be approximated by the relationship:

^aLx c 1 ^{2n f}pn ^a Lx c 1 ^{2n f} pn

SNR L_pn gdzie:SNR L _pn where:

SNR wyraża stosunek mocy sygnału do mocy szumu na wejściu komparatora (109).The SNR expresses the ratio of the signal power to the noise power at the comparator input (109).

Sposób według wynalazku umożliwia wykonywanie precyzyjnych pomiarów odległości nawet w warunkach, w których SNR«1. Wymagane jest wtedy odpowiednie zwiększenie długości LPN m-ciągów lub zwiększenie częstotliwości FPN jego taktowania.The method according to the invention enables precise distance measurements to be made even under conditions where SNR 1. It is then required to increase the LPN length of m-strings accordingly or to increase the FPN frequency of its clocking.

Claims (4)

Zastrzeżenia patentowePatent claims 1. Sposób zdalnego pomiaru odległości polegający na tym, że moduluje się sygnał optyczny ciągiem pseudolosowym i wysyła się w kierunku obiektu, po czym odbity sygnał odbiera się przy pomocy fotodetektora przekształcającego sygnał optyczny na elektryczny, znamienny tym, że sygnał z generatora pseudolosowego (103) doprowadzony do modulatora optycznego (106) opóźnia się w układzie opóźniającym (105) o czas τ₅, korzystnie czas równy jednej czwartej czasu TC trwania jednego bitu sekwencji pseudolosowej, a sygnał elektryczny z fotodetektora (108) przetwarza sięA method of remote distance measurement consisting in modulating the optical signal with a pseudorandom sequence and sending it towards the object, and then the reflected signal is received by means of a photodetector converting the optical signal into electric, characterized in that the signal from the pseudorandom generator (103) applied to the optical modulator (106) is delayed in the delay circuit (105) by a time τ ₅ , preferably a time equal to one fourth of the time TC of the duration of one bit of the pseudorandom sequence, and the electric signal from the photodetector (108) is processed PL 220 168 B1 z pomocą komparatora (109) na jednobitowy ciąg cyfrowy, który próbkuje się przerzutnikiem D (111), a następnie przemnaża się go w pierwszej bramce XOR (112) przez opóźniony o czas τ’ (104) ciąg pseudolosowy z generatora PN (103) i jednocześnie przemnaża się go w drugiej bramce XOR (113) przez opóźniony o czas τ’ (104) i dodatkowo o czas TC (110) ciąg pseudolosowy z generatora PN (103), po czym wysokim stanem na wyjściu pierwszej bramki XOR (112) aktywuje się pierwszy licznik (114) i zlicza się impulsy o częstotliwości F_S z generatora VCO (117) i jednocześnie wysokim stanem na wyjściu drugiej bramki XOR (113) aktywuje się drugi licznik (115) i zlicza się impulsy o częstotliwości F_S z generatora VCO (117), a następnie liczby zliczonych impulsów w pierwszym liczniku (114) i w drugim liczniku (115) przekazuje się do nadrzędnego układu sterującoprzetwarzającego (116), korzystnie mikrokontrolera.With the aid of a comparator (109) for a one-bit digital sequence, which is sampled by the trigger D (111), and then multiplied in the first XOR gate (112) by a time delayed τ '(104) pseudorandom sequence from the PN generator (103) and simultaneously multiplies it in the second XOR gate (113) by delayed by the time τ '(104) and additionally by the time TC (110) pseudorandom sequence from the PN generator (103), then high state at the output of the first XOR gate (112) the first counter (114) is activated and the pulses of frequency F _S from the VCO generator (117) are counted, and at the same time, by a high state at the output of the second XOR gate (113), the second counter (115) is activated and the pulses of frequency F are counted. _S from the VCO generator (117), then the number of counted pulses in the first counter (114) and in the second counter (115) are transmitted to a supervisory processing control circuit (116), preferably a microcontroller. 2. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że stosunek częstotliwości próbkowania F_S do częstotliwości F_PN taktowania generatora ciągu pseudolosowego (103) wyraża się ułamkowym współczynnikiem γ, którego wartość przyjmuje się z zakresu 3.995 do 31.99, korzystnie przyjmuje się wartość 15.99.2. The method according to p. The method of claim 1, characterized in that the ratio of the sampling frequency F _S to the _{timing frequency F PN} of the pseudorandom sequence generator (103) is expressed by a fractional coefficient γ which is in the range 3.995 to 31.99, preferably 15.99 is assumed. 3. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że w nadrzędnym układzie sterującoprzetwarzającym, korzystnie mikrokontrolerze, wyznacza się różnicę liczby zliczonych impulsów w drugim liczniku (115) i pierwszym liczniku (114), po czym wynik mnoży się przez współczynnik korekcyjny nachylenia funkcji autokorelacji i uzyskuje się licznik cząstkowego opóźnienia sygnału, następnie sumuje się liczbę zliczonych impulsów w pierwszym liczniku (114) i drugim liczniku (115), po czym odejmuje się wartość skorygowanej długości ciągu pseudolosowego i uzyskuje się miano wnik cząstkowego opóźnienia sygnału, następnie cząstkowe opóźnienie sygnału powiększa się o numer zakresu pomiarowego, po czym całość mnoży się przez jedną czwartą długości fali modulującej i uzyskuje się odległość.3. The method according to p. The method according to claim 1, characterized in that in a supervisory control system, preferably a microcontroller, the difference in the number of counted pulses in the second counter (115) and the first counter (114) is determined, and the result is multiplied by the correction factor for the slope of the autocorrelation function to obtain a partial delay counter. signal, then the number of pulses counted in the first counter (114) and the second counter (115) are summed, and the corrected pseudorandom sequence length value is subtracted, and the partial signal delay index is obtained, then the partial signal delay is increased by the measuring range number, the total is then multiplied by one-fourth of the modulating wavelength to obtain the distance. 4. Urządzenie do zdalnego pomiaru odległości zawierające modulator sygnałów optycznych (106) i fotodetektor (108) przekształcający sygnał optyczny na elektryczny, znamienne tym, że wyjście generatora pseudolosowego (103), korzystnie generatora ciągu maksymalnej długości, jest połączone z wejściem układu opóźniającego (105), z którego opóźniony sygnał podany jest do wejścia modulatora optycznego (106), jednocześnie wyjście układu fotodetektora (108) jest połączone do wejścia odwracającego komparatora (109), którego wyjście wprowadzone jest na wejście danych przerzutnika D (111), którego wejście zegarowe połączone jest z wyjściem generatora VCO (117), a wyjście zwarte jest z pierwszymi wejściami pierwszej (112) i drugiej (113) bramki XOR, gdzie sygnał z wyjścia pierwszej bramki XOR (112) wprowadzony jest do wejścia zezwalającego pierwszego licznika (114), a sygnał z wyjścia drugiej bramki XOR (113) wprowadzony jest do wejścia zezwalającego drugiego licznika (115), jednocześnie na wejścia zegarowe liczników (114) i (115) podany jest sygnał z wyjścia generatora VCO (117), a ich wyjścia połączone są do nadrzędnego układu sterującego (116), korzystnie mikrokontrolera, ponadto drugie wejście pierwszej bramki XOR (112) połączone jest z wyjściem układu opóźniającego (104), a drugie wejście drugiej bramki XOR (113) połączone jest z wyjściem dodatkowego układu opóźniającego (110).4. A remote distance measurement device comprising an optical signal modulator (106) and a photodetector (108) for converting the optical signal to an electrical signal, characterized in that the output of the pseudorandom generator (103), preferably of the maximum length thrust generator, is connected to the input of the delay circuit (105). ), from which the delayed signal is applied to the input of the optical modulator (106), at the same time the output of the photodetector circuit (108) is connected to the input of an inverting comparator (109), the output of which is fed to the data input of the trigger D (111), the clock input of which is connected to is to the output of the VCO (117) and the output is shorted to the first inputs of the first (112) and second (113) XOR gates, where a signal from the output of the first XOR gate (112) is fed to the enable input of the first counter (114), and the signal from the output of the second XOR gate (113) is fed to the enable input of the second counter (115), simultaneously to the inputs timers of the counters (114) and (115), a signal is provided from the output of the VCO (117), and their outputs are connected to a superior control circuit (116), preferably a microcontroller, and the second input of the first XOR gate (112) is connected to the output of the circuit and the second input of the second XOR gate (113) is coupled to an output of the additional delay circuit (110).