NO843858L - SIGNAL TREATMENT AND SYNTHETIZATION PROCEDURE AND DEVICE - Google Patents
SIGNAL TREATMENT AND SYNTHETIZATION PROCEDURE AND DEVICEInfo
- Publication number
- NO843858L NO843858L NO843858A NO843858A NO843858L NO 843858 L NO843858 L NO 843858L NO 843858 A NO843858 A NO 843858A NO 843858 A NO843858 A NO 843858A NO 843858 L NO843858 L NO 843858L
- Authority
- NO
- Norway
- Prior art keywords
- signal
- waveform
- zero
- pulse
- time
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 94
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 61
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims description 33
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 14
- 230000006870 function Effects 0.000 description 89
- 210000001525 retina Anatomy 0.000 description 69
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 64
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 45
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 35
- 230000004044 response Effects 0.000 description 34
- 230000008569 process Effects 0.000 description 30
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 29
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 28
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 28
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 23
- 238000003860 storage Methods 0.000 description 23
- 239000011295 pitch Substances 0.000 description 16
- 239000000523 sample Substances 0.000 description 11
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 11
- 230000000007 visual effect Effects 0.000 description 11
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 10
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 9
- 238000013461 design Methods 0.000 description 9
- 238000010183 spectrum analysis Methods 0.000 description 9
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 description 9
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 8
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 7
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
- 230000008859 change Effects 0.000 description 7
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 7
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 6
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 6
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 6
- 238000005316 response function Methods 0.000 description 6
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 6
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 5
- 230000004807 localization Effects 0.000 description 5
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 5
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 4
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 4
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 4
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 4
- 238000003672 processing method Methods 0.000 description 4
- 238000010897 surface acoustic wave method Methods 0.000 description 4
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 4
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 3
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 3
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 3
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 3
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 description 3
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 3
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- 238000003909 pattern recognition Methods 0.000 description 3
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 3
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 3
- 241000282412 Homo Species 0.000 description 2
- 230000009471 action Effects 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 2
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 150000002500 ions Chemical class 0.000 description 2
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 2
- 230000003534 oscillatory effect Effects 0.000 description 2
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 2
- 230000000644 propagated effect Effects 0.000 description 2
- 238000010926 purge Methods 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 2
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 2
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 2
- 241001465754 Metazoa Species 0.000 description 1
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 238000007630 basic procedure Methods 0.000 description 1
- 238000004140 cleaning Methods 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 1
- 238000013500 data storage Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 1
- 238000011982 device technology Methods 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 238000005265 energy consumption Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000005279 excitation period Effects 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 238000012432 intermediate storage Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000010606 normalization Methods 0.000 description 1
- 238000001208 nuclear magnetic resonance pulse sequence Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000008447 perception Effects 0.000 description 1
- 238000002360 preparation method Methods 0.000 description 1
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
- 238000012883 sequential measurement Methods 0.000 description 1
- 230000009131 signaling function Effects 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
- 238000012109 statistical procedure Methods 0.000 description 1
- 238000001308 synthesis method Methods 0.000 description 1
- 238000009966 trimming Methods 0.000 description 1
- 230000016776 visual perception Effects 0.000 description 1
- 230000003245 working effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
- Electrophonic Musical Instruments (AREA)
- Communication Control (AREA)
Description
Denne oppfinnelse angår behandlingen og syntetiseringen av komplekse signaler, og mer spesielt angår den en ny fremgangsmåte og anordning for behandling og identifisering av komponentene til et komplekst signal og for syntetisering av komplekse signaler i hvilke signalkomponenter blir identifisert uttrykt ved diskrete lokaliseringer i en en-eller flerdimensjonal representasjon, avledet av målingen og/eller genereringen av i det minste tidsavsnittet eller varigheten og dempningen av signalkomponentene som utgjør den komplekse bølgeformen som blir behandlet eller frem-bakt. This invention relates to the processing and synthesizing of complex signals, and more particularly it relates to a new method and device for processing and identifying the components of a complex signal and for synthesizing complex signals in which signal components are identified expressed by discrete locations in an either multidimensional representation, derived from the measurement and/or generation of at least the time period or duration and attenuation of the signal components that make up the complex waveform being processed or generated.
Analyseringen og syntetiseringen av komplekse bølgeformer er vel utviklet og anvendes i et stort antall områder. F.eks. er analysering av akustiske signaler som har komplekse bølgeformer frembrakt av en eller flere adskilte kilder vel kjent. På samme måte er analysering av signal-bølgeformer av elektriske signaler, seismiske signaler og andre signaler vel kjent anvendt ved talebehandlirig, om-givelsesavføling, biomedisinsk signalanalyse og lignende. Ekvivalente systemer er kjent anvendt til generering av komplekse bølgeformer i f.eks. områder som musikksynteti-sering, frembringelse av kunstig tale og lignende. The analysis and synthesis of complex waveforms is well developed and used in a large number of areas. E.g. the analysis of acoustic signals having complex waveforms produced by one or more separate sources is well known. In the same way, analyzing signal waveforms of electrical signals, seismic signals and other signals is well known for use in speech processing, environmental sensing, biomedical signal analysis and the like. Equivalent systems are known to be used for generating complex waveforms in e.g. areas such as music synthesis, production of artificial speech and the like.
I det foreliggende kjente akustiske systemene er det mulig å oppnå ønsket informasjon bare fra enkle bølgeformer og fra enkelkildeobjekter så som en enkelt høytaler mot en lav bakgrunnsstøy. Virkningen av faktorer så som amplitude, dynamisk rekkevidde, uttale og kjønnet til taleren vil forårsake kompleksitet og uakseptabelt resultat ved tale-analyseutstyr. Lignende problemer eksisterer ved bølge-formanalyse av signaler frembrakt av kilder andre enn den menneskelige stemme. Disse systemer som eksisterer er relativt kostbare og anvender vesentlig inngangsenergi ved driften på grunn av kompleks struktur og komplekse behand-lingsalgoritmer. In the present known acoustic systems, it is possible to obtain the desired information only from simple waveforms and from single source objects such as a single loudspeaker against a low background noise. The influence of factors such as amplitude, dynamic range, pronunciation and the gender of the speaker will cause complexity and unacceptable results in speech analysis equipment. Similar problems exist in waveform analysis of signals produced by sources other than the human voice. These systems that exist are relatively expensive and use significant input energy during operation due to their complex structure and complex processing algorithms.
I virkeligheten er alle eksisterende komplekssignalanaly-sesystemer basert på en form for Fourier- eller spektral-analyse eller, mer generelt, på anvendelsen av minste kva-dratberegninger av polynomfunksjoner. Slike metoder har en felles ulempe ved at under behandlingssekvensen tapes viktig informasjon på grunn av behovet for et relativt langt måleintervall som er nødvendig for å estimere eller beregne polynomkoeffesientene til en Fourier-rekke. Siden måle-intervallet må være relativt langt, taper måleprosessen informasjon som er relatert til "tidsavsnittet" som knyt-ter seg til tidspunktet ved hvilket et nytt individuelt signal innenfor bølgeformen har startet. På grunn av denne begrensningen kan Fourier-typeanalyseteknikk ikke identifisere flerkildeobjekter som opptrer samtidig innenfor observasjonsintervallet eller målingen av en kompleks bøl-geform frembrakt av flere objekter. In reality, all existing complex signal analysis systems are based on some form of Fourier or spectral analysis or, more generally, on the application of least squares calculations of polynomial functions. Such methods have a common disadvantage in that important information is lost during the processing sequence due to the need for a relatively long measurement interval which is necessary to estimate or calculate the polynomial coefficients of a Fourier series. Since the measurement interval must be relatively long, the measurement process loses information that is related to the "time section" that relates to the time at which a new individual signal within the waveform has started. Because of this limitation, the Fourier type analysis technique cannot identify multiple source objects appearing simultaneously within the observation interval or the measurement of a complex waveform produced by multiple objects.
Dersom intervallet for beregning av polynomkoeffesientene blir redusert i et spektralanalysesystem, for å bedre tidsavsnittnøyaktigheten, blir nøyaktigheten til den mid-lere kvadratberegningen av kildefunksjonen redusert. Føl-gelig vil ved Fourier-analyse spekteret bli mer og mer uklart ettersom utvalgsvinduet reduseres i tid. If the interval for calculating the polynomial coefficients is reduced in a spectral analysis system, in order to improve the time section accuracy, the accuracy of the mean square calculation of the source function is reduced. Consequently, with Fourier analysis the spectrum will become more and more unclear as the selection window is reduced in time.
Vanskelighetene med de foreliggende systemer for å analysere stokastiske signaler blir summert ved en kjent tids-frekvensusikkerhet som spesifiserer at nøyaktigheten i et frekvensområde krever lav oppløsning i tidsområdet og om-vendt. Dette er beskrevet f.eks. i artikkelen av D. Gabor, med tittel "Theory of Communication", Journal of IEEE, vol. 39, Part III, nr. 26, november, 1946. Problemet nevnt ovenfor er også beskrevet av S.M. Kay og S.L. Marple, "Spectrum Analysis - A Modern Perspective", IEEE-Proceedings, vol. 69, november, 1981, pp. 1380-1419 og av H. Bremerman, "Pattern Recognition, Functions and Entropy", IEEE, Transactions on Biomedical Engineering, vol. BME-15, nr. 3, juli, 1968. The difficulties with the existing systems for analyzing stochastic signals are summed up by a known time-frequency uncertainty which specifies that accuracy in a frequency range requires low resolution in the time range and vice versa. This is described e.g. in the article by D. Gabor, entitled "Theory of Communication", Journal of IEEE, vol. 39, Part III, No. 26, November, 1946. The problem mentioned above is also described by S.M. Kay and S.L. Marple, "Spectrum Analysis - A Modern Perspective", IEEE-Proceedings, vol. 69, November, 1981, pp. 1380-1419 and by H. Bremerman, "Pattern Recognition, Functions and Entropy", IEEE, Transactions on Biomedical Engineering, vol. BME-15, No. 3, July, 1968.
Det er interessant å merke seg at det menneskelige øret har løst bølgeformanalyseproblemet, selv om virkemåten til øret i denne analysefunksjonen ikke er forstått. I eldre teoretiske analyser av virkemåten til øret ble det antatt at høreprosessen anvender spektralbehandling. Således ble en tidlig teoretisk modell av høringen laget av Von Helmholtz i 1863. Von Helmholtz-modellen var basert på en Fourier- eller frekvensområdesignalanalyse. Både Von Helmholtz og hans etterfølgere konsentrerte seg om å studere veldefinerte og relativt enkle signaltilstander, spesielt med bare ett signal på en gang. Disse forenklinger har gitt et fornuftig grunnlag for et teoretisk studium, men vi ser bort fra hvordan øret behandler frekvensdiskrimi-nering over et bredt logaritmisk område, hvordan det reagerer på transienter og dets mulighet til å detektere og identifisere lyder over et vidt amplitude- og dynamisk område med nærmest optimal detekteringsfølsomhet og hvordan det kan diskriminere flere kilder i rommet og midlertidig til og med når de er adskilt eller interfoliert med store amplitudeområder. Akustiske kilder kan også identifiseres av øret til tross for bakgrunnsstøy og ekstrem forstyrrel-se av amplitude og fase. Dette er den velkjente "cocktail party effect" ved hvilken det menneskelige øret kan plukke ut stemmen til en ikke-synlig taler fra en ' bakgrunn av andre stemmer med lik eller høyere amplitude. Anvendelsen av Fourier-analysetypeteknikker kan ikke forklare mange av funksjonene til det menneskelige øret heri innbefattet funksjonene som er beskrevet ovenfor, uttrykt ved en kon-sekvent signalbehandlingsteori. It is interesting to note that the human ear has solved the waveform analysis problem, although the operation of the ear in this analysis function is not understood. In older theoretical analyzes of the workings of the ear, it was assumed that the hearing process uses spectral processing. Thus, an early theoretical model of hearing was made by Von Helmholtz in 1863. The Von Helmholtz model was based on a Fourier or frequency domain signal analysis. Both Von Helmholtz and his successors concentrated on studying well-defined and relatively simple signal states, especially with only one signal at a time. These simplifications have provided a reasonable basis for a theoretical study, but we ignore how the ear processes frequency discrimination over a wide logarithmic range, how it reacts to transients and its ability to detect and identify sounds over a wide amplitude and dynamic range range of near-optimal detection sensitivity and how it can discriminate multiple sources in space and temporarily even when they are separated or interleaved with large amplitude ranges. Acoustic sources can also be identified by the ear despite background noise and extreme disturbance of amplitude and phase. This is the well-known "cocktail party effect" whereby the human ear can pick out the voice of an invisible speaker from a background of other voices of equal or higher amplitude. The application of Fourier analysis type techniques cannot explain many of the functions of the human ear herein including the functions described above expressed by a consistent signal processing theory.
Signalbehandlingsfremgangsmåter og anordninger som for tiden er tilgjengelige er ekstremt komplekse og kostbare, selv om deres funksjoner ikke kommer i nærheten av effek-tiviteten og det brede anvendelsesområdet til det menneskelige øret. Den foreliggende oppfinnelsen sørger for signalbehandling som i større grad nærmer seg resultatene som oppnås av det menneskelige øret og som mer kompleks og Signal processing methods and devices currently available are extremely complex and expensive, although their functions do not come close to the efficiency and wide range of applications of the human ear. The present invention provides for signal processing that more closely approximates the results obtained by the human ear and that is more complex and
mindre kostbar enn for tiden tilgjengelig utstyr.less expensive than currently available equipment.
Den foreliggende oppfinnelsen frembringer en ny signalbe-handlingsfremgangsmåte og en ekvivalent signalgenererings-fremgangsmåte for analysen og genereringen av komplekse bølgeformer, og anvender en ikke-spektral analysemetode og kan utføres med pålitelige og relativt rimelige behand-lingskretser. The present invention provides a new signal processing method and an equivalent signal generation method for the analysis and generation of complex waveforms, and uses a non-spectral analysis method and can be performed with reliable and relatively inexpensive processing circuits.
I samsvar med oppfinnelsen blir den komplekse bølgeformen analysert ved å utføre sekvensvise målinger ved enten det ene eller både det virkelige og komplekse nullpunkt til bølgeformen. De direkte målbare parametere ved det virkelige og komplekse nullpunkt til bølgeformen er bølgeform-energinivået, tidsavsnittet eller starten på nye bølge-fronter og derivater av bølgeformen. Retning til ankomst kan også bli målt. Disse parametere blir kalt "bølgeform-inf ormas jonsvektorer" og blir også noen ganger i det etterfølgende benevnt som "WIVs". Disse WIVs blir så behandlet ved hjelp av relativt enkle digitale eller analoge kretser for å kunne avlede den målte informasjonen som karakteriserer og lokaliserer hvert signalkildeobjekt innenfor samlingen av ankommende bølgeformer. Den primære identifikasjonsinnretning ligger i formasjonen av mønste-ret i vektorrommet dannet av koordinatene til periodisiteten mot residu mot amplitude. Dette vektorrommet blir kalt "Aural Retina" (hørselnetthinnen) på grunn av dets analogi med øret og høreprosessen. Det har blitt vist at mennesker som lytter identifiserer lyder uttrykt ved tonetrinn og klangfarge. Spesielt er tonetrinnet et uttrykk for periodisiteten i tidsområdet, og klangfarven er et uttrykk for momentant harmonisk innhold, eller residu (rest) i frekvensområdet. Dette forhold mellom tonehøyde og periodisitet og klangfarve og residu tillater en spesiell definisjon av mønsterrom inne i øret og høreproses-sen innenfor hvilket objektene for aural persepsjon er analoge til objektene med visuell persepsjon. Med andre ord er objekter definert som sett med punkter i koordinatene til periodisitet, residu og amplitude til den aurale retina analoge med objekter mottatt i syns- eller den visuelle retina som uttrykk for høyde, bredde og lyshet. In accordance with the invention, the complex waveform is analyzed by performing sequential measurements at either one or both the real and complex zero points of the waveform. The directly measurable parameters at the real and complex zero point of the waveform are the waveform energy level, the time period or the start of new wave fronts and derivatives of the waveform. Direction to arrival can also be measured. These parameters are called "waveform information vectors" and are also sometimes hereinafter referred to as "WIVs". These WIVs are then processed using relatively simple digital or analog circuitry to derive the measured information that characterizes and locates each signal source object within the collection of arriving waveforms. The primary identification device lies in the formation of the pattern in the vector space formed by the coordinates of periodicity versus residue versus amplitude. This vector space is called "Aural Retina" because of its analogy with the ear and the hearing process. It has been shown that human listeners identify sounds expressed by pitch and timbre. In particular, the pitch is an expression of the periodicity in the time range, and the timbre is an expression of instantaneous harmonic content, or residue (rest) in the frequency range. This relationship between pitch and periodicity and timbre and residue allows a special definition of pattern space inside the ear and the hearing process within which the objects of aural perception are analogous to the objects of visual perception. In other words, objects are defined as sets of points in the coordinates of periodicity, residue and amplitude of the aural retina analogous to objects received in the visual or visual retina as expressions of height, width and brightness.
For å utføre denne funksjonen blir WIVs trukket ut ved tidspunktet for hvert virkelig eller komplekst nullpunkt til bølgeformen og sammenlignet med et sett av tidligere mønstre for å avlede informasjon med hensyn til tidsavsnitt og bølgeform til den individuelle kilde av objekter som har frembrakt hele bølgeformen. Ved å følge hvert etterfølgende analyseintervall, kan tilleggsinformasjon vedrørende bølgeformen bli gjort tilgjengelig for kontinuerlig å forbedre analyseprosessen. To perform this function, WIVs are extracted at the time of each real or complex zero point of the waveform and compared to a set of previous patterns to derive time slice and waveform information to the individual source of objects that produced the entire waveform. By following each subsequent analysis interval, additional information regarding the waveform can be made available to continuously improve the analysis process.
Således kan med den foreliggende oppfinnelse akustiske lyder bli beskrevet med hjelp av et mønster i et todimensjonalt rom ved opptegning av periodisitet (tonetrinn eller tonehøyde) som funksjon av residu (klangfarve). Thus, with the present invention, acoustic sounds can be described with the help of a pattern in a two-dimensional space by plotting periodicity (pitch or pitch) as a function of residue (timbre).
Romlig eller retningsinformas jon mellom kilder som gir en gitt kompleks bølgeform ved en sensor blir bestemt med å anvende romlig rettet kanaler som måler bølgen fra en gitt retning. Aural retinamålinger som blir utført i de forskjellige retningene blir så sammenlignet og signalene til de multiple kildene blir separert og individuelt identifisert . Spatial or directional information between sources that give a given complex waveform at a sensor is determined by using spatially directed channels that measure the wave from a given direction. Aural retina measurements taken in the different directions are then compared and the signals of the multiple sources are separated and individually identified.
På en analog måte kan den nye prosessen og anordningen i henhold til oppfinnelsen anvendes for å syntetisere komplekse bølgeformer som å syntetisere den menneskelige stemmen eller lignende med relativt enkelt utstyr. In an analogous way, the new process and device according to the invention can be used to synthesize complex waveforms such as synthesizing the human voice or the like with relatively simple equipment.
Den spesielle behandlingskretsen som brukes ved en gitt anvendelse avhenger av frekvensområdet til bølgeformen. For frekvensområder fra seismiske frekvenser opptil ultrasoniske frekvenser kan således standard LSI og VLSI tek nikker og komponenter bli brukt. I dette frekvensområdet kan bølgeformbehandlingen bli brukt til slike anvendelser som oljeundersøkelser, undervannssubmarinedetektering og følging, taleinstruksjon og høreforskning, motordrevet maskintrimming og andre akustiske analyser, vurdering av musikkinstrumenter, bioelektrisk overvåkning, talegjen-kjenning og lignende. The particular processing circuit used in a given application depends on the frequency range of the waveform. For frequency ranges from seismic frequencies up to ultrasonic frequencies, standard LSI and VLSI technologies and components can thus be used. In this frequency range, the waveform processing can be used for such applications as oil exploration, underwater submarine detection and tracking, speech instruction and hearing research, motor-driven machine trimming and other acoustic analyses, assessment of musical instruments, bioelectrical monitoring, speech recognition and the like.
Oppfinnelsen kan også anvendes ved høyere frekvenser som kan være i det fjerne ultrasoniske båndet opptil radiobåndet og opptil 200 MHz for anvendelse ved radiodetektering i kringkastingsbåndet, interferensdetektering og lokalisering i radiobåndet og lignende. Oppfinnelsen kan også anvendes til detektering i enda høyere frekvensområder til 1000 MHz hvor kretsene fortrinnsvis er utført med overflateakustisk bølgeinnretninger for anvendelse til spredt spekterkommunikasjonssystemer og lignende. The invention can also be used at higher frequencies which can be in the far ultrasonic band up to the radio band and up to 200 MHz for use in radio detection in the broadcast band, interference detection and localization in the radio band and the like. The invention can also be used for detection in even higher frequency ranges up to 1000 MHz, where the circuits are preferably made with surface acoustic wave devices for use in spread spectrum communication systems and the like.
Det teoretiske grunnlaget for den nye aural retina utfø-relsen i hhv. til den foreliggende oppfinnelsen skal nå beskrives i forbindelse med behandlingen av en eksisterende kompleks bølgeform i motsetning til frembringelsen av den komplekse bølgeformen som vil bli beskrevet senere. Enhver kompleks bølgeform som frembringes av de overlappende reaksjoner til en flerhet av objektet som hvert representerer en respektiv informasjonskilde kan beskrives mat emat i sk ved: The theoretical basis for the new aural retina design in the respective to the present invention will now be described in connection with the processing of an existing complex waveform as opposed to the generation of the complex waveform which will be described later. Any complex waveform produced by the overlapping reactions of a plurality of objects, each of which represents a respective source of information, can be described in the following way:
hvor where
A-^= k amplitudekkoeffesienten; A-^= k the amplitude echo coefficient;
S-^= k kompleksfrekvensen (+ je^) S-^= k complex frequency (+ je^)
t^= tidsavsnitt (start) til k eksitasjonsfunk-s jonen. t^= time period (start) of the k excitation function.
Det antas i ligning (1) at t >_ t-^. Funksjonen f(t) er 0 når t < t^. It is assumed in equation (1) that t >_ t-^. The function f(t) is 0 when t < t^.
Som uttrykt i ligning (1) er den sammensatte bølgeformen f(t) summen av en sekvens med eksponensielle småbølger med forskjellige amplituder, som opptrer som reaksjons- eller responsfunksjoner på eksitasjoner som opptrer ved forskjellige tidsavsnitt (eller øyeblikk). Denne prosessen er vist skjematisk på fig. 1. Således viser fig. 1 skjematisk på sin venstre side n eksitasjonskilder 20-23 som hver frembringer en pulstypeeksitasjon ved en tid t Kildene 20-23 kan ha en hvilken som helst relativt romlig lokalisering og en hvilken som helst ønsket størrelse. Når objektene blir stimulert av enhetspulseksitasjonspulsen As expressed in equation (1), the composite waveform f(t) is the sum of a sequence of exponential small waves of different amplitudes, acting as reaction or response functions to excitations occurring at different time periods (or instants). This process is shown schematically in fig. 1. Thus, fig. 1 schematically on its left side n excitation sources 20-23 each of which produces a pulse-type excitation at a time t. The sources 20-23 can have any relative spatial localization and any desired size. When the objects are stimulated by the unit pulse excitation pulse
<6>(<T>n), kan deres responssignaler ha en hvilken som helst ønsket form, som vist ved de forskjellige bølgeformene over blokkene 24-27 hvori bølgene er oscillerende bølger eller kritisk dempet bølger, eller lignende, illustrert ved verdiene A-|ch(T^). Responssignalene til hver av objektene 20-23 kan angis generelt som <6>(<T>n), their response signals may have any desired form, as shown by the various waveforms above blocks 24-27 in which the waves are oscillating waves or critically damped waves, or the like, illustrated by the values A- |ch(T^). The response signals of each of the objects 20-23 can be stated generally as
hvor 1-^representerer k lokaliseringen. where 1-^k represents the location.
Utgangssignalene fra blokkene 24-27 blir summert i en sum-meringsinnretning 28 som gir utgangen f(t) som er funksjonen til ligning 1 ovenfor. Merk at den komplekse bølge-formen vist på fig. 1 inneholder tidsavsnittene t^, t2,t3og t til de respektive generatorer 20-23. The output signals from the blocks 24-27 are summed in a summing device 28 which gives the output f(t) which is the function of equation 1 above. Note that the complex waveform shown in fig. 1 contains the time sections t^, t2, t3 and t of the respective generators 20-23.
Av det ovenstående fremgår at bølgeformen som utsendes av hvert objekt inneholder potensiell informasjon om romlige og midlertidige mønstre for hvert objekt. For å analysere funksjonen vist på fig. 1, har signalanalysesystemet i henhold til oppfinnelsen evnen til å sortere, sammenligne og tilknytte målingene av tidsavsnitt, amplitude og res ponsfunksjon for hver av kildene 20-23 med en høy grad av analysepålitelighet. Med analysepålitelighet er ment mengden av gjenvinnbar informasjon i forhold til den tilgjengelige kildeinformasjonen. Signalkildene som er involvert er normaltkarakterisert vedtilfeldige og uforutsigbare parametere. Således er bølgeformer frembrakt av omgivel-ses- og biologiske sensorer i beste fall tilfeldige, stokastiske eller transiente. F.eks. vil menneskelig tale og forskjellige dyrelyder av høyst variable periodiske komponenter innblandet med tilfeldige og transiente begivenhe-ter. I noen tilfeller vil mange signalkilder eksistere sammen i tid og rom. From the above it appears that the waveform emitted by each object contains potential information about spatial and temporal patterns for each object. To analyze the function shown in fig. 1, the signal analysis system according to the invention has the ability to sort, compare and associate the measurements of time section, amplitude and response function for each of the sources 20-23 with a high degree of analysis reliability. Analysis reliability refers to the amount of recoverable information in relation to the available source information. The signal sources involved are normally characterized by random and unpredictable parameters. Thus, waveforms produced by environmental and biological sensors are at best random, stochastic or transient. E.g. will human speech and various animal sounds of highly variable periodic components mixed with random and transient events. In some cases, many signal sources will coexist in time and space.
På grunn av denne tilfeldighet og variasjonsmulighetene, må signalanalysatoren i henhold til oppfinnelsen trekke ut informasjon innenfor svært små tidsintervaller. Ellers vil muligheten til å assosiere tidsavsnittsinformasjonen til objektene 20-23 med korresponderende systemrespons til systemresponsblokkene 24-27 respektivt, bli tapt. Dersom denne informasjonen tapes, er det ingen måte å identifisere komponentene til en kilde på. Merk at dette problemet også er relatert til muligheten til å detektere et signal i en bakgrunn av støy eller andre signaler. Because of this randomness and the variation possibilities, the signal analyzer according to the invention must extract information within very small time intervals. Otherwise, the ability to associate the time slice information of the objects 20-23 with the corresponding system response to the system response blocks 24-27 respectively will be lost. If this information is lost, there is no way to identify the components of a source. Note that this problem is also related to the ability to detect a signal in a background of noise or other signals.
Av det ovenstående er det åpenbart at et fundamentalt krav til analysesystemet er at systemet må identifisere tidsavsnittet x k så nøyaktig som mulig. Tidsavsnittet tk i ligning 1 er den puls som frembringer den enkelte responsfunksjon til en småbølge, hvor småbølger kan strekke seg fra et overdempet tilfelle hvorved a >> 1 til oscillasjons-tilfellet hvor 0 _< a 1, hvor a er den virkelige delen av den komplekse frekvensen a + je. From the above, it is obvious that a fundamental requirement for the analysis system is that the system must identify the time period x k as accurately as possible. The time section tk in equation 1 is the pulse that produces the individual response function to a small wave, where small waves can extend from an overdamped case whereby a >> 1 to the oscillation case where 0 _< a 1, where a is the real part of the complex frequency a + je.
I oscillasjonstilstanden er tidsavsnittet påsettingen av en periodisk funksjon ved den komplekse frekvensen a ^j^. I et komplekst signal vil summen av de forskjellige små-bølgene som opptrer i forskjellige tidsavsnitt forårsake de forskjellige topper og nullpunkter i bølgeformen. In the oscillation state, the time interval is the fitting of a periodic function at the complex frequency a ^j^. In a complex signal, the sum of the different small waves occurring in different time periods will cause the different peaks and zero points in the waveform.
Derfor er hver rippel i bølgeformen på fig. 1 en egenskap som resulterer fra enten en eksitasjonspuls eller en oscillasjonsrespons. Disse egenskaper kan representeres som virkelige og komplekse nullpunkter i tidsområdet som beskrevet, f.eks. i publikasjonen av H.B. Voelcker, "Toward a Uniform Theory of Modulation" Part I: Phase-Envelope Relationships, IEEE Proceedings, Volume 54, March 1966, pp. 340-353 og Part II, Zero Manipulation, IEEE Proceedings, May, 1966, pp. 735-755. Se også US-patent nr. 3.510.640 utstedt til H.B. Voelcker, med tittel "Method and Apparatus for Interpolation and Conversion of Signals Spesified by Real and Complex Zeros". Therefore, each ripple in the waveform of FIG. 1 a property resulting from either an excitation pulse or an oscillatory response. These properties can be represented as real and complex zero points in the time domain as described, e.g. in the publication of H.B. Voelcker, "Toward a Uniform Theory of Modulation" Part I: Phase-Envelope Relationships, IEEE Proceedings, Volume 54, March 1966, pp. 340-353 and Part II, Zero Manipulation, IEEE Proceedings, May, 1966, pp. 735- 755. See also US Patent No. 3,510,640 issued to H.B. Voelcker, entitled "Method and Apparatus for Interpolation and Conversion of Signals Specified by Real and Complex Zeros".
I samsvar med oppfinnelsen er det anordnet en innretning for å identifisere og måle de komplekse nullpunktene i en kompleks bølgeform for derved å kunne måle både tidsavsnittet og perioden til de eksponensielle småbølgene som utgjør den komplekse bølgeformen. In accordance with the invention, a device is provided to identify and measure the complex zero points in a complex waveform in order to thereby be able to measure both the time period and the period of the exponential small waves that make up the complex waveform.
Siden et hvilket som helst individuelt nullpunkt i den komplekse bølgeformen kan være enten starten til en ny småbølge eller en respons fra en forutgående småbølge, er det sørget for en innretning til å måle og lagre informasjonen ved hvert nullpunkt slik at dette kan relateres til forutgående og/eller etterfølgende data. Direkte målbare parametere ved nullpunktene er energinivå A, tidsavsnitt, og derivater eller avledede verdier. Retningen til ankom-sten av energien er også en momentan parameter og blir bestemt ved å sammenligne momentan energi og tidsavsnitt til romlig adskilte sensorer. Som tidligere nevnt, blir disse parametre som er målt ved nullpunktene benevnt bøl-geforminformasjonsvektorer eller "WIVs". Since any individual zero point in the complex waveform can be either the start of a new small wave or a response from a previous small wave, a facility is provided to measure and store the information at each zero point so that this can be related to previous and /or subsequent data. Directly measurable parameters at the zero points are energy level A, time period, and derivatives or derived values. The direction of the arrival of the energy is also an instantaneous parameter and is determined by comparing the instantaneous energy and time sections of spatially separated sensors. As previously mentioned, these parameters measured at the zero points are referred to as waveform information vectors or "WIVs".
Den deriverte (avledede) eller hastighetsendringsvektoren er nyttig etter at den er blitt normalisert for absolutt signalstyrke. Dette blir gjort ved å dividere den deriverte f'(t) til ligning (1) med hensyn på f(t) for å frembringe den amplitudeuavhengige tidsderiverte til logaritmen til f(t). Således er The derivative or velocity change vector is useful after it has been normalized for absolute signal strength. This is done by dividing the derivative f'(t) of equation (1) with respect to f(t) to produce the amplitude-independent time derivative of the logarithm of f(t). Thus is
I ligning (3) kan funksjonen r(t) bli tolket som den momentane "residu" (rest) av det spektrale mønsteret til signalet f(t). Følgelig er funksjonen r(t) ofte i det etterfølgende hensiktsmessig benevnt "residufunksjonen". Funksjonen r(t) representerer også residuene til responsene fra tidligere og nåværende eksponensialfunksjoner i signalet f(t). In equation (3), the function r(t) can be interpreted as the instantaneous "residue" of the spectral pattern of the signal f(t). Consequently, the function r(t) is often in what follows appropriately named the "residual function". The function r(t) also represents the residuals of the responses from past and present exponential functions in the signal f(t).
Det er instruerende å betrakte tilfellet hvor f(t) er en enkel eksponensiell småbølge som har formen It is instructive to consider the case where f(t) is a simple exponential small wave of the form
f(t) = Ae "at sin Bt (4)f(t) = Ae "at sin Bt (4)
I ligning (4) er uttrykket a holdetiden til eksponensial-småbølgen, mens uttrykket 6 er ringefrekvensen. Merk at disse også er de virkelige og komplekse komponentene til den komplekse frekvensen f-^i ligning (1). Ved å ta den deriverte av f(t) på fig. 4 og så dividere denne med f(t) i ligning (4), frembringes residufunksjonen r(t) på føl-gende måte In equation (4), the expression a is the holding time of the exponential small wave, while the expression 6 is the ringing frequency. Note that these are also the real and complex components of the complex frequency f-^in equation (1). By taking the derivative of f(t) in fig. 4 and then dividing this by f(t) in equation (4), the residue function r(t) is produced in the following way
Denne reduseres ganske enkelt til: This simply reduces to:
Residufunksjonen som den er representert i ligning (6) kan tolkes på mange måter. Formålet, i samsvar med den foreliggende oppfinnelsen, er å identifisere en funksjon som karakteriserer eksponensialkoeffesienten ot i valgte virkelige eller komplekse nullpunkter f(t) eller til r(t). Nullpunktene til f'(t) er de samme som nullpunktene til r(t). Fordelen ved å foreta et utvalg av funksjonen r(t) ved dennes nullpunkter er at funksjonens diskontinuiteter som er forårsaket av de virkelige nullpunktene i f(t) kan unngås. Denne prosessen vil så føre til ekstremt enkel kretsteknikk for å trekke ut den ønskede informasjonen. The residual function as it is represented in equation (6) can be interpreted in many ways. The purpose, in accordance with the present invention, is to identify a function that characterizes the exponential coefficient ot in selected real or complex zero points f(t) or to r(t). The zero points of f'(t) are the same as the zero points of r(t). The advantage of sampling the function r(t) at its zero points is that the discontinuities of the function caused by the real zero points in f(t) can be avoided. This process will then lead to extremely simple circuitry to extract the desired information.
Et antall fremgangsmåter er mulige for å få frem dette resultatet og to er beskrevet i det følgende: A number of methods are possible to achieve this result and two are described below:
I den første fremgangsmåten betraktes bare de virkelige nullpunktene til funksjonen r(t) i ligning (6). Det vil sees at når r(t) = 0, så er: In the first method, only the real zero points of the function r(t) in equation (6) are considered. It will be seen that when r(t) = 0, then:
Som tidligere definerer den imaginære frekvensen B ringefrekvensen til den enkle eksponensielle småbølgen som betraktes, mens a definerer den virkelige aksefrekvensen og spesifiserer dempningen eller falletiden til eksponensialfunksjonen. Formålet med det elektroniske systemet vil så være å bestemme ° og ^ under anvendelse av informasjonen avledet fra nullpunktene til r(t). Både a og B blir først målt som funksjoner av nullpunktene til r(t) ved hjelp av konvensjonelle måleinnretninger. Residubølgen som danner r(t) blir så behandlet for å få frem enten positive eller negative halvperioder og tidsperioden til ringingen (antatt at a er mindre enn 6 ) blir så målt. Denne perioden er benevnt T ^. En hensiktsmessig måte å få frem mengden a på er å måle perioden mellom frontkanten og toppen til bølge- formen slik at As before, the imaginary frequency B defines the ringing frequency of the simple exponential wavelet under consideration, while a defines the real axis frequency and specifies the damping or fall time of the exponential function. The purpose of the electronic system will then be to determine ° and ^ using the information derived from the zero points of r(t). Both a and B are first measured as functions of the zero points of r(t) using conventional measuring devices. The residual wave that forms r(t) is then processed to produce either positive or negative half-periods and the time period of the ringing (assumed that a is less than 6 ) is then measured. This period is called T ^. An appropriate way to obtain the quantity a is to measure the period between the leading edge and the peak of the waveform so that
Parameteren<«>blir så definisjonen av residu. Når perioden Ta beskrevet ovenfor er lik Tg /4 korresponderer den til varigheten av en kvart periode av en ren sinusbølge, som så, ved en hvilken som helst frekvens , gir referanse-nullpunktsbåndvidden IBW eller, i motsatt fall den maksimalt mulige stigetiden. Derfor er den målbare parameteren Ta relatert til residu r(t) ved ligning (6) ovenfor. Merk at T a er avledet fra den logaritmiskderiverte bølgeform som ikke er variabel med signalamplituden, og derved fjernes visse praktiske problemer fra systemutformingen. The parameter<«> then becomes the definition of residue. When the period Ta described above is equal to Tg /4 it corresponds to the duration of a quarter period of a pure sine wave, which then, at any frequency, gives the reference zero-point bandwidth IBW or, in the opposite case, the maximum possible rise time. Therefore, the measurable parameter Ta is related to the residual r(t) by equation (6) above. Note that T a is derived from the logarithmically derived waveform which is not variable with the signal amplitude, thereby removing certain practical problems from the system design.
Forholdet mellom T a og Tg er vist på fig. 2 for verdier av a. The relationship between T a and Tg is shown in fig. 2 for values of a.
På fig. 2 er verdien Ta ekvivalenten til klangfarve, mens mengden l/Tg er periodisiteten eller tonehøyden for signalet for forskjellige mengder av residu a i signalet. In fig. 2, the value Ta is the timbre equivalent, while the quantity l/Tg is the periodicity or pitch of the signal for different amounts of residue a in the signal.
Diagrammet på fig. 2 danner basis for Aural Retina konseptet i henhold til oppfinnelsen. Således blir elementære signalfunksjoner øyeblikkelig identifisert ved sine punkt-posisjoner innenfor eksistensdiagrammet avgrenset av a = 0 for en sinusbølgesignaltilstand. Merk i fig. 2 at intet signal kan eksisterer til venstre for a= 0. Mellom verdiene til residu fra a = 0 til a =Tr/4Ta( en kritisk dempet ledning), vil signalene oscillere og de vil således ha avskillbare periodisiteter. En enkel pulsrespons ville opptre på fig. 2 som et enkelt punkt. Repitisjoner av pulsresponser vil frembringe like mønstre av punkter som avhenger av interferensmønsteret til eksitasjonsperioden med ringeperioden. The diagram in fig. 2 forms the basis for the Aural Retina concept according to the invention. Thus elementary signal functions are instantly identified by their point positions within the existence diagram bounded by a = 0 for a sine wave signal state. Note in fig. 2 that no signal can exist to the left of a= 0. Between the values of the residue from a = 0 to a =Tr/4Ta (a critically damped line), the signals will oscillate and they will thus have separable periodicities. A simple pulse response would appear in fig. 2 as a single point. Repetitions of pulse responses will produce similar patterns of points that depend on the interference pattern of the excitation period with the ring period.
I det overdempede området til høyre for<«>= ^/4Ta, vil en-kelpulser opptre på nullpulsrepetisjonsfrekvensaksen ved den målte stigetid. Merk at stigetid er i hovedsak sammensetningen av alle eksponensialfunksjonene som opptrer ved et gitt pulsavsnitt. Imidlertid vil et tog av periodiske pulser opptre ved et punkt som er gitt ved dets stigetid Ta og dets repetisjonshastighet Tg. In the overdamped region to the right of<«>= ^/4Ta, single pulses will appear on the zero pulse repetition frequency axis at the measured rise time. Note that the rise time is essentially the composition of all the exponential functions that occur at a given pulse section. However, a train of periodic pulses will occur at a point given by its rise time Ta and its repetition rate Tg.
Støypulser vil ha en tendens til å spre seg gjennom eksistensplanet på fig. 2, og med sin tetthet konsentert nær periodisiteten til den øvre båndbreddeavskjæringen til systemet. Noise pulses will tend to propagate through the plane of existence in fig. 2, and with its density concentrated near the periodicity of the upper bandwidth cutoff of the system.
Fremgangsmåten ovenfor har forutsatt at T g, perioden til ringefrekvensen, kan måles. I dette elementære eksempel gir målingen av Tj ikke noe problem, men generelt krever målingen av Tg et spesielt målesystem som vil bli beskrevet senere. The above procedure has assumed that T g, the period to the ringing frequency, can be measured. In this elementary example, the measurement of Tj does not present any problem, but in general the measurement of Tg requires a special measurement system which will be described later.
Ovenfor er beskrevet en type Aural Retina som kan anvendes i samsvar med oppfinnelsen og som er avhengig av målingen ved virkelige nullpunkter i funksjonen r(t). Det er også mulig å derivere residufunksjonen r(t) ved de komplekse nullpunktene i funksjonen siden de komplekse nullpunktene ville korrespondere til toppverdiene til f(t). Således vil det sees av ligning (6) at: Above is described a type of Aural Retina which can be used in accordance with the invention and which depends on the measurement at real zero points in the function r(t). It is also possible to derive the residual function r(t) at the complex zero points of the function since the complex zero points would correspond to the peak values of f(t). Thus, it will be seen from equation (6) that:
Av de ovenstående vil når f(t) = sin 8 t = 1 (en topp), r(t) = -a. Generelt vil så r(t), når det blir tatt utvalg av denne ved toppene til f(t) ved hjelp av måleutstyret, frembringe et mål som er relatert til verdien a . Of the above, when f(t) = sin 8 t = 1 (a peak), r(t) = -a. In general, r(t), when this is sampled at the peaks of f(t) using the measuring equipment, will produce a measure that is related to the value a.
Ved å anvende denne typen måling, vil residu a sørge for et øyeblikkelig ekstimat for bølgeformens endringshastig-het eller momentane båndbredde. Denne metoden vil så definere et rektangulært eksistensområde i stedet for det tri-angulære planeksistensområdet på fig. 2. By using this type of measurement, residual a will provide an instantaneous estimate of the waveform's rate of change or instantaneous bandwidth. This method will then define a rectangular existence area instead of the tri-angular plane existence area in fig. 2.
Det bør merkes at mønsteret utledet i fig. 2 for Aural Retina er lik et eksistensdiagram som ble utledet av Schouten på basis av psyko-akustiske eksperimenter på mennesker som beskrevet i publikasjonen av R. Plomp og G.F. Smoorenburg, Editors, "Frequency Analysis and Perio-dicity Detection in Hearing", Lydon: A.W. Sijthoff, 1970. Sålede er det en korrelasjon mellom den matematiske analysen ovenfor som er basert på tilgjengeligheten av bølge-forminformas jonsvektorer i en eksponensial bølgeform og den virkelige målte responsen til øret som vist på fig. 2A som er en gjengivelse av Schoutens eksistensdiagram. It should be noted that the pattern derived in fig. 2 for Aural Retina is similar to an existence diagram derived by Schouten on the basis of psycho-acoustic experiments on humans as described in the publication by R. Plomp and G.F. Smoorenburg, Editors, "Frequency Analysis and Periodicity Detection in Hearing", Lydon: A.W. Sijthoff, 1970. Thus, there is a correlation between the above mathematical analysis based on the availability of waveform information vectors in an exponential waveform and the actual measured response of the ear as shown in fig. 2A which is a reproduction of Schouten's existence diagram.
Diagrammet på fig. som representerer Aural Retina til den foreliggende oppfinnelsen vil ha de forskjellige momentane WIV data påtrykt seg, hvor WIV data relativt lett kan måles. Det vil senere bli vist hvordan WIV prøver eller utvalg vil bli behandlet for å utlede den ønskede informasjon som angår kildeobjektene til den komplekse bølgefor-men. The diagram in fig. which represents the Aural Retina of the present invention will have the various instantaneous WIV data imprinted on it, where WIV data can be relatively easily measured. It will later be shown how WIV samples or samples will be processed to derive the desired information relating to the source objects of the complex waveform.
Uttrykket "Aural Retina" er blitt valgt på grunn av den funksjonelle likheten mellom den rommelige objektanalysen til den visuelle retina og analysene av kildeobjekter i rommet definert ved bølgeforminformasjonsvektorene. Dette er vist på fig. 3a og 3b som viser skjematisk en visuell retina og en aural retina respektivt. På fig. 3a vil den visuelle retina avdekke objektformer i et plan dannet av en høyde- og en breddeakse. En tredje dimensjon til den visuelle retina kan representeres ved lysheten til objekt-formene. I den aurale retina i henhold til oppfinnelsen kan objektformer tenkes som å ligge i planet til den aurale retina på fig. 2 og relatert til tonehøyder og klangfarger, idet den tredje dimensjonen til den aurale retina kan være lydstyrke dersom bølgeformen som blir analysert er en lydbølge. The term "Aural Retina" has been chosen because of the functional similarity between the spatial object analysis of the visual retina and the analyzes of source objects in the space defined by the waveform information vectors. This is shown in fig. 3a and 3b which schematically show a visual retina and an aural retina respectively. In fig. 3a, the visual retina will reveal object shapes in a plane formed by a height and a width axis. A third dimension to the visual retina can be represented by the lightness of the object shapes. In the aural retina according to the invention, object shapes can be thought of as lying in the plane of the aural retina in fig. 2 and related to pitches and timbres, as the third dimension of the aural retina can be loudness if the waveform being analyzed is a sound wave.
Signaldetektering i Aural Retina, som er liksom i øyet relatert til to funksjoner: (1) avfølingen av et objekt-mønster uttrykt ved hjelp av en energiterskel; og (2) valget av et spesifisert objektmønster fra en bakgrunn av andre mønstre. I den aurale retina på fig. 3b er de primære kildeobjektmønstre vist i eksistensrommet avgrenset av residu og periodisitet, som på fig. 1 hvor mønstrene representerer signalidentifikasjonen. Akustiske lyder blir beskrevet på lignende måte i øret ved hjelp av tonehøyde og klangfarge som vist ved hjelp av eksistensdiagrammet på fig. 2a som ble opptegnet på basis av psykoakustiske eksperimenter utført på mennesker. I tidligere kjente anordninger hvor Fourier-analysetypebehandling ble anvendt på komplekse signaler, vil det bli bemerket at det samme signalet kan representeres av Aural Retina med lavere dimensjoner enn det som er mulig ved å anvende det nødvendige høye antall Fourier-koeffesienter. Den lavere dimensjonen tillater anvendelsen av hurtigere og billigere datamaskin for å behandle signalet som det vil bli beskrevet, og krever mindre minnekapasitet enn spektralanalyseteknikken. Signal detection in the Aural Retina, which is like in the eye related to two functions: (1) the sensing of an object pattern expressed by means of an energy threshold; and (2) the selection of a specified object pattern from a background of other patterns. In the aural retina of fig. 3b are the primary source object patterns shown in the existence space delimited by residue and periodicity, as in fig. 1 where the patterns represent the signal identification. Acoustic sounds are described in a similar way in the ear by means of pitch and timbre as shown by means of the existence diagram in fig. 2a which was recorded on the basis of psychoacoustic experiments carried out on humans. In prior art devices where Fourier analysis type processing was applied to complex signals, it will be noted that the same signal can be represented by Aural Retina with lower dimensions than is possible by using the necessary high number of Fourier coefficients. The lower dimension allows the use of faster and cheaper computer to process the signal as will be described, and requires less memory capacity than the spectral analysis technique.
En vesentlig egenskap med oppfinnelsen er at fremgangsmåten som er beskrevet ovenfor er reversibel. Således kan bølgeformer med tilfeldig innhold bli syntetisert ved hjelp av hensiktsmessig programmering av tidsavsnittene og andre bølgeforminformasjonsvektorer i signalgenererings-kretsene. An essential characteristic of the invention is that the method described above is reversible. Thus, waveforms with random content can be synthesized by means of appropriate programming of the time sections and other waveform information vectors in the signal generation circuits.
Oppfinnelsen er nærmere angitt i de vedheftede patentkrav. The invention is specified in more detail in the attached patent claims.
Oppfinnelsen skal nå beskrives under henvisning til tegningene, hvor: Fig. 1 er en skjematisk tegning som illustrerer en flerhet med signalkilder og deres summerte res-ponsfunks joner. Fig. 2 illustrerer skjematisk et todimensjonalt eksistensplan i hvilket bestemte signaler kan fremvises i samsvar med oppfinnelsen. Fig. 2A er et skjema som er frembrakt ved psykoakustiske eksperimenter på ytelsen til det menneskelige øret. Fig. 3A og 3B sammenligner karakteristikkene til den visuelle retina og den aurale retina i henhold til oppfinnelsen, som vist på fig. 2. Fig. 4 iTlustrerer skjematisk analyseintervaller som anvendes for å behandle en kompleks bølgeform i samsvar med oppfinnelsen. Fig. 5 er et funksjonelt blokkskjerna over et system for The invention will now be described with reference to the drawings, where: Fig. 1 is a schematic drawing illustrating a plurality of signal sources and their summed response functions. Fig. 2 schematically illustrates a two-dimensional plane of existence in which specific signals can be presented in accordance with the invention. Fig. 2A is a diagram produced by psychoacoustic experiments on the performance of the human ear. Figs. 3A and 3B compare the characteristics of the visual retina and the aural retina according to the invention, as shown in Figs. 2. Fig. 4 schematically illustrates analysis intervals used to process a complex waveform in accordance with the invention. Fig. 5 is a functional block core of a system for
å utføre analyseintervallene på fig. 4.to perform the analysis intervals on fig. 4.
Fig. 6 er et blokkskjerna av et foretrukket kretsarran-gement som er konstruert i samsvar med oppfinnelsen . Fig. 7 er et blokkskjerna over en analog residuprosessor som kan anvendes i fig. 6 og i forbindelse med den foreliggende oppfinnelsen. Fig. 8a til 8f viser en digital residuprosessor som kan anvendes i stedet for analogsystemet på fig. 7. Fig. 9A illustrerer skjematisk et interfoliert pulstog av overdempede småbølger som skal analyseres. Fig. 9B illustrerer skjematisk en bølgeform som skal analyseres og som har en periodisk eksitasjon med en underdempet responsfunksjon. Fig. 10A illustrerer skjematisk et inngangssignal som Fig. 6 is a block core of a preferred circuit arrangement constructed in accordance with the invention. Fig. 7 is a block core of an analog residue processor that can be used in fig. 6 and in connection with the present invention. Fig. 8a to 8f show a digital residue processor that can be used instead of the analog system in Fig. 7. Fig. 9A schematically illustrates an interleaved pulse train of overdamped small waves to be analyzed. Fig. 9B schematically illustrates a waveform to be analyzed which has a periodic excitation with an underdamped response function. Fig. 10A schematically illustrates an input signal which
skal behandles.must be processed.
Fig. 10B viser klokkesignalet som er produsert fra signalet på fig. 10A. Fig. 11 illustrerer skjematisk et logisk kart over et nytt periodisitetsdeinterfolieringssystem for deinterfoliering av signaltoget på fig. 10B. Fig. 11A illustrerer skjematisk grunnene for falsk gjenkjenning av en puls i høyere oktaver av en flerhet av oktaver. Fig. 12 er et logisk kart over en periodisitetssorteringsmatrise for å sortere en flerhet av oktaver . Fig. 13 er et logisk skjema over en forenklet periodisitetssorteringsmatrise som kan anvendes med kretsen til den foreliggende oppfinnelse. Fig. 14 er et blokksk jerna over et kvasianalogt proses-sorarrangement utført i samsvar med den foreliggende oppfinnelse. Fig. 15 er et segmentert eksistensdiagram som er nyttig for å beskrive det ytre produktet av periodisiteten og residu som blir målt i samsvar med oppfinnelsen og fremvist i en Aural Retina type- Fig. 10B shows the clock signal produced from the signal of Fig. 10A. Fig. 11 schematically illustrates a logic map of a new periodicity deinterleaving system for deinterleaving the signal train of fig. 10B. Fig. 11A schematically illustrates the reasons for false recognition of a pulse in higher octaves of a plurality of octaves. Fig. 12 is a logic map of a periodicity sorting matrix for sorting a plurality of octaves. Fig. 13 is a logic diagram of a simplified periodicity sorting matrix that can be used with the circuit of the present invention. Fig. 14 is a block diagram of a quasi-analog processor arrangement made in accordance with the present invention. Fig. 15 is a segmented existence diagram useful for describing the outer product of the periodicity and residual which is measured in accordance with the invention and displayed in an Aural Retina type-
fremviser.showcases.
Fig. 16 er et blokkskjema av en aural retinaprosesse-rings og automatisk signalgjenkjenningskrets som kan produseres i samsvar med oppfinnelsen. Fig. 17 viser en alternativ metode for å gjenkjenne sig-nalmønsteret som ikke krever RAM-minnet på fig. 16. Fig. 16 is a block diagram of an aural retina processing and automatic signal recognition circuit that can be manufactured in accordance with the invention. Fig. 17 shows an alternative method for recognizing the signal pattern which does not require the RAM memory of fig. 16.
Fig. 18 illustrerer skjematisk et logisk kart for en Fig. 18 schematically illustrates a logic map for a
enkel oktavtidsavnittdetektorkrets.simple octave time division detector circuit.
Fig. 18a illustrerer skjematisk måten fig. 18 kan utvides Fig. 18a schematically illustrates the manner in which fig. 18 can be extended
til et fleroktavsystem.to a multi-octave system.
Fig. 19 er et blokkskjema over en bølgeformsyntetisator Fig. 19 is a block diagram of a waveform synthesizer
utført i samsvar med oppfinnelsen.carried out in accordance with the invention.
Fig. 20 er et skjema over en nullplasseringsmatrise Fig. 20 is a diagram of a zero location matrix
anvendt i bølgeformsyntetisatoren på fig. 19. used in the waveform synthesizer of fig. 19.
Fig. 21 er et tidsskjema for nullplasseringsmatrisen på Fig. 21 is a timing diagram for the zero location matrix on
fig. 20.fig. 20.
Fig. 22 illustrerer en fremgangsmåte for residumodulasjon i et syntetisatorarrangement. Fig. 23 er en typisk signalbølgeform som skal analyseres . Fig. 24 viser spektrumanalysen av signalet på fig. 23. Fig. 25 er bølgeformen på fig. 23 sammen med pulser som er representative for forskjellige aspekter ved bølgeformen og Aural Retina fremvisningen som korresponderer til bølgeformen på fig. 25. Fig. 26 viser en andre bølgeform addert til bølgeformen Fig. 22 illustrates a method for residual modulation in a synthesizer arrangement. Fig. 23 is a typical signal waveform to be analyzed. Fig. 24 shows the spectrum analysis of the signal in fig. 23. Fig. 25 is the waveform of fig. 23 together with pulses representative of various aspects of the waveform and the Aural Retina display corresponding to the waveform of FIG. 25. Fig. 26 shows a second waveform added to the waveform
på fig. 25.on fig. 25.
Fig. 27 viser spektrumanalysen av de kombinerte bølge-formene på fig. 26. Fig. 28 viser Aural Retina fremvisningen som korresponderer til de kombinerte bølgeformene på fig. 26. Fig. 27 shows the spectrum analysis of the combined waveforms of fig. 26. Fig. 28 shows the Aural Retina display corresponding to the combined waveforms of Fig. 26.
Det refereres nå til tegningene hvorav fig. 1, 2a, 3a og 3b nettopp er blitt referert til. Et blokkskjema over en krets for å analyse WIV data avfølt av i det minste to forskjellige sensorer er vist på fig. 4. Generelt anvender analyseprosessen i henhold til oppfinnelsen, som vist på fig. 4, lagringen av hver WIV ettersom denne bir mottatt. WIV blir så sammenlignet med tidigere WIV. Beslutninger blir så foretatt vedrørende deres forståelse og det blir foretatt handling hvor det er nødvendig. Analysen kan bli utført i i det minste fem analyseintervaller. På fig. 4 er det vist en høyre sensor 30 og en venstre sensor 31 som hver kan være av en hvilket som helst ønskelig type, og som hver mottar bølgeformenergi fra en eller flere energi-kilder. Sensorene 30 og 31 er forbundet til WIV datamåle-kretser 32 og 33 respektivt, som vil bli beskrevet senere, som er i stand til å trekke ut fra de mottatte signalene informasjon vedrørende tidsavsnitt t , energi A og residu R. Ved hensiktsmessig bearbeidelse av dataene kan retningen som signalet kom fra også bli bestemt. Merk at stør-re antall separate sensorer kan anvendes for å lokalisere et kildeobjekt innenfor en stor vinkel som ved å anvende trilateringsprosessen beskrevet i søkerens tidligere US-patent 3.886.553, tittel "Coordinate Locating Method and System", utstedt 27. mai, 1975. Imidlertid er ikke ret-ningsvektoren alltid nødvendig for å identifisere kilde-ob jektet eller dets budskap. Merk også at i denne måling er tidsavsnittet T tiden ved hvilken signalet mottas, energien A er det momentane nivået til energien og residu Reference is now made to the drawings of which fig. 1, 2a, 3a and 3b have just been referred to. A block diagram of a circuit for analyzing WIV data sensed by at least two different sensors is shown in fig. 4. In general, the analysis process according to the invention, as shown in fig. 4, the storage of each WIV as it is received. WIV is then compared with previous WIV. Decisions are then made regarding their understanding and action is taken where necessary. The analysis can be carried out in at least five analysis intervals. In fig. 4, a right sensor 30 and a left sensor 31 are shown, each of which may be of any desired type, and each of which receives waveform energy from one or more energy sources. The sensors 30 and 31 are connected to WIV data measurement circuits 32 and 33 respectively, which will be described later, which are able to extract from the received signals information regarding time period t , energy A and residue R. By appropriate processing of the data the direction from which the signal came can also be determined. Note that larger numbers of separate sensors can be used to locate a source object within a large angle such as by using the trilateration process described in applicant's prior US Patent 3,886,553, entitled "Coordinate Locating Method and System", issued May 27, 1975 However, the direction vector is not always necessary to identify the source object or its message. Note also that in this measurement the time period T is the time at which the signal is received, the energy A is the instantaneous level of the energy and the residual
R korresponderer til residu r(t) i ligning (8).R corresponds to residue r(t) in equation (8).
De fem analyseintervallene vist på fig. 4 er definert ved grensene til informasjonen som er tilgjengelig i de samle-de WIV data. I øyeblikket data blir mottatt vil prøven eller utvalget ved hver bølgeforms nullpunkt representere det første intervallet. Ankomstvinkelen til informasjonen kan umiddelbart bestemmes ved å sammenligne amplitude og/eller tidsavsnitt i sensorene 30 og 31. The five analysis intervals shown in fig. 4 is defined by the limits of the information available in the collected WIV data. At the moment data is received, the sample or sample at each waveform's zero point will represent the first interval. The arrival angle of the information can be immediately determined by comparing the amplitude and/or time section in the sensors 30 and 31.
Informasjonen i det første intervallet fra måleinnretnin-gene 32 og 33 blir behandlet for å utlede den rommelige WIV informasjonen i behandlingsblokken 34. Den umiddelbart mottatte informasjon kan være "glimt" (flash) informasjon som kan gi informasjon med hensyn til tydeligheten til det mottatte signalet. Således kan systemet i det første intervallet mate rudimentær- eller glimtsvar til enkle spørsmål med hensyn til betydningen av hver WIV hendelse. F.eks., dersom spørsmålet er: "Er signalet representativt for en farlig tilstand?", så kan en amplitudeterskel, hastighet av endring eller retning kan etableres for å spesifisere en umiddelbar respons dersom fare oppdages. Således er det ikke nødvendig i det første intervallet å identifisere kilden, men bare dens potensielle trusel. The information in the first interval from the measuring devices 32 and 33 is processed to derive the spatial WIV information in the processing block 34. The immediately received information can be "flash" information which can provide information with regard to the clarity of the received signal . Thus, in the first interval, the system can feed rudimentary or flash answers to simple questions regarding the meaning of each WIV event. For example, if the question is: "Is the signal representative of a dangerous condition?", then an amplitude threshold, rate of change or direction can be established to specify an immediate response if danger is detected. Thus, it is not necessary in the first interval to identify the source, but only its potential threat.
I det andre analyseintervallet er det anordnet kretser for å trekke ut periodisiteten (T^) og for å sammenligne tidsavsnitt til det momentane signalet med et tidligere signal. Denne krets er vist i blokk 35 på fig. 4. Dersom det i det andre behandlingsintervallet blir observert hendelser som har like tidsintervaller, kan det bestemmes at periodiske signalkomponenter er tilstede i sammensetningen av f(t). Slike komponenter kan være forårsaket av eksita-sjonsfunksjoner, underdempet systemrespons eller ganske enkelt ved tilfeldige fenomener i en stokastisk bølgeform. Imidlertid vil periodiske eksitasjonskomponenter gjenta seg kontinuerlig. Det andre intervallet adderer periodisi- tetsinf ormas jon til WIV data, men bare over et område på tre momentane WIV hendelser, som er minimum for å bestemme en periodisk hendelse. Denne adderte informasjonen tilfø-rer vanligvis ikke tilstrekkelig data til å tillate identifikasjon av en kildefunksjon slik at responsvirkningen vil være den samme som for det første intervallet og blir identifisert ganske enkelt som mer "glimt" i fig. 4. In the second analysis interval, circuits are arranged to extract the periodicity (T^) and to compare time sections of the instantaneous signal with a previous signal. This circuit is shown in block 35 in fig. 4. If in the second processing interval events are observed that have equal time intervals, it can be determined that periodic signal components are present in the composition of f(t). Such components can be caused by excitation functions, underdamped system response or simply by random phenomena in a stochastic waveform. However, periodic excitation components will repeat continuously. The second interval adds periodicity information to the WIV data, but only over a range of three instantaneous WIV events, which is the minimum to determine a periodic event. This added information usually does not add sufficient data to allow identification of a source function so that the response effect will be the same as for the first interval and is identified simply as more "flash" in Fig. 4.
I det tredje behandlingsintervallet blir WIV data sammen med addert periodisitet beregnet gjennomsnitt av over et kort tidsintervall inne i behandlingskretsen 36. Det korte tidsintervallet er valgt for å gi et rimelig estimat over kildeobjektene i bølgeformen mottatt av sensorene 30 og 31. Dette kan betraktes som et "øyeblikksbilde" (snapshot) av kilden som tillater identifikasjon av noen aspekter vedrørende naturen til kilden så som hvem, hva, hvor og når kvaliteter. In the third processing interval, the WIV data together with added periodicity is averaged over a short time interval within the processing circuit 36. The short time interval is chosen to provide a reasonable estimate of the source objects in the waveform received by the sensors 30 and 31. This can be considered a "snapshot" of the source that allows the identification of some aspects concerning the nature of the source such as who, what, where and when qualities.
Det fjerde analyseintervallet har krets 37 tilpasset til å undersøke de påfølgende øyeblikksbilder fra det tredje intervallet for å bestemme variasjoner i tid og rom i kil-deob jektene. Dette er analogt til suksessiv produksjon av enkeltbilder som utgjør en film med levende bilder. Virkningen av tilleggsanalysen i det fjerde analyseintervallet vil gi svar på spørsmål så som: "Hva gjør objektene?". The fourth analysis interval has circuit 37 adapted to examine the subsequent snapshots from the third interval to determine variations in time and space in the source objects. This is analogous to the successive production of individual images that make up a film of moving images. The impact of the additional analysis in the fourth analysis interval will provide answers to questions such as: "What do the objects do?".
I det femte analyseintervallet er det anordnet krets 38 som tillater analyse av syntaktiske mønstre som kan svare på et spørsmål så som: "Hva sier kildeobjektene?". Det kan også være påfølgende analyseintervaller som hvilket vil bli diskutert senere. In the fifth analysis interval, circuit 38 is arranged which allows the analysis of syntactic patterns which can answer a question such as: "What do the source objects say?". There may also be subsequent analysis intervals which will be discussed later.
Analyseintervallsekvensen vist på fig. 4 representerer en grunnleggende prosedyre for å trekke ut informasjon fra enhver kilde i henhold til oppfinnelsen. Denne prosedyre kan anvendes for å utforme et ønskelig system for å gi de spesifiserte resultatene. Således kan analyseintervallene og deres kretser 34 til 38 anordnes ettersom det er nød-vendig avhengig av det bestemte formålet med systemet. Således kan kretsblokkene 32 til 38 utformes for talebehandling, omgivelsesavføling, biomedisinsk signalanalyse og for behandling av andre relaterte signaler. Merk at systemet som anvender en slags Fourier-analyse eller, mer generelt en minste kvadratestimering av polynomfunksjoner, ikke kan anvende analysesekvensen vist på fig. 4. The analysis interval sequence shown in fig. 4 represents a basic procedure for extracting information from any source according to the invention. This procedure can be used to design a desirable system to provide the specified results. Thus, the analysis intervals and their circuits 34 to 38 can be arranged as necessary depending on the specific purpose of the system. Thus, the circuit blocks 32 to 38 can be designed for speech processing, environmental sensing, biomedical signal analysis and for processing other related signals. Note that the system that uses a kind of Fourier analysis or, more generally, a least squares estimation of polynomial functions, cannot use the analysis sequence shown in Fig. 4.
Fig. 5 er et blokkskjema som viser den funksjonelle data-flyt i systemet i henhold til oppfinnelsen. Systemet på fig. 5 anvender den samme sekvensen med analyseintervallet som er referert til på fig. 4. Det er sørget for innretninger for først å identifisere WIV ved signalbølgeform-nuller. Disse nuller kan være de virkelige nullgjennomgan-ger, de komplekse nullpunkter, eller både reelle og komplekse nullpunkter. I det mest generelle tilfellet, som er vist på fig. 5, er det to sett med WIV for å vise betydningen av bestemmelsen av ankomstretningen ved hver ut-valgsnull. Således er det en Aural Retina for hver side av systemet og en kombinert rommelig Aural Retina i hvilken venstre og høyre WIV blir sammenlignet for å bestemme retningsparametre. Fig. 5 is a block diagram showing the functional data flow in the system according to the invention. The system of fig. 5 uses the same sequence with the analysis interval referred to in FIG. 4. Facilities are provided to first identify WIV at signal waveform nulls. These zeros can be the real zero crossings, the complex zero points, or both real and complex zero points. In the most general case, which is shown in fig. 5, there are two sets of WIVs to show the importance of determining the direction of arrival at each selection zero. Thus, there is an Aural Retina for each side of the system and a combined spatial Aural Retina in which the left and right WIV are compared to determine directional parameters.
Signalene fra transduserne 30 og 31 på fig. 5 blir først tatt prøver av og behandlet av logaritmiske analog-til-digitalomformere 40 og 41 respektivt, som omdanner de mottatte bølgeformene til logaritmiske amplitudekodede digitale data. Dette blir gjort for å tillate prøvetakingen av et større amplitudedynamisk område i den momentane varia-sjonen av bølgeformen enn hva som ville ha vært mulig ved standard automatisk forsterkningsstyremetoder. Logaritme-funksjonene er også nødvendig for å frembringe den logaritmisk deriverte fra hvilken residu blir avledet. Topp-amplituden, som en digitalverdi, danner direkte et element i WIV rommet. Digitale differensiatorer 42 og 43 respektivt frembringer de virkelige og komplekse nullpunkter til signalet som sine utgangssignaler, hvilke utgangssignaler blir behandlet for å gi residuvektoren til WIV. The signals from the transducers 30 and 31 in fig. 5 are first sampled and processed by logarithmic analog-to-digital converters 40 and 41 respectively, which convert the received waveforms into logarithmic amplitude coded digital data. This is done to allow the sampling of a larger amplitude dynamic range in the instantaneous variation of the waveform than would have been possible with standard automatic gain control methods. The logarithm functions are also needed to produce the logarithmic derivative from which the residue is derived. The peak amplitude, as a digital value, directly forms an element in the WIV space. Digital differentiators 42 and 43 respectively produce the real and complex zero points of the signal as their outputs, which outputs are processed to provide the residue vector of the WIV.
Således er det i det første analyseintervallet på fig. 5 en amplitudeutgang fra de logaritmiske analog-til-digital-omformerne 40 og 41 og en residuutgang fra de digitale differensiatorne 42 og 43. Informasjon vedrørende nullpunktene som bærer tidsavsnittsinformas jon, blir også forbundet til respektive periodisitetssorteringsmatriser (PSM) 44 og 45, hvis detaljer vil bli beskrevet senere. Periodisitetssortering finner sted under det andre analyseintervallet på fig. 4 og 5 ved å sammenligne tidsintervallet mellom nullpunkter på en slik måte at alle periodiske komponenter blir detektert og digitalisert. Thus, in the first analysis interval in fig. 5 an amplitude output from the logarithmic analog-to-digital converters 40 and 41 and a residual output from the digital differentiators 42 and 43. Information regarding the zero points carrying time slice information is also connected to respective periodicity sorting matrices (PSM) 44 and 45, the details of which will be described later. Periodicity sorting takes place during the second analysis interval in fig. 4 and 5 by comparing the time interval between zero points in such a way that all periodic components are detected and digitized.
Aural Retina kretser 46 og 47 er så anordnet for høyre og venstre sidene til systemet respektivt, og utgjør kretser for å utføre de første estimater over bølgeforminnholdet mottatt av transdusere 30 og 31 respektivt. Aural Retina circuits 46 and 47 are then provided for the right and left sides of the system respectively, and constitute circuits for performing the first estimates of the waveform content received by transducers 30 and 31 respectively.
Siden de aurale retinaer 46 og 47 representerer multidi-mensjonalt rom, kan dersom det er nødvendig med visuell fremvisning, hensiktsmessige fremvisningsanordninger bli drevet av Aural Retina kretsene 46 og 47. Den visuelle tolkning eller fremvisning av vektorene kan utføres på forskjellige måter og fremgangsmåten som velges er avhengig av informasjonen som er av interesse. Det er generelt ikke nødvendig å observere alle vektorene samtidig. Spesielt er primærvektorene inneholdt i eksistensplanet avgrenset av residu og periodisitet som er de to parametrene som er tilstede i hovedbølgeformidentifikasjonsinformasjo-nen, som vist på fig. 2. Dette tillater observatøren å motta "glimt" data hurtig. Det betyr at han kan forstå mønsteret som har spesielt viktig øyeblikkelig eller momentant innhold. Since the aural retinas 46 and 47 represent multidimensional space, if visual display is required, appropriate display devices can be driven by the Aural Retina circuits 46 and 47. The visual interpretation or display of the vectors can be performed in different ways and the method chosen is dependent on the information of interest. It is generally not necessary to observe all the vectors at the same time. In particular, the primary vectors are contained in the plane of existence bounded by residue and periodicity which are the two parameters present in the main waveform identification information, as shown in fig. 2. This allows the observer to receive "flash" data quickly. This means that he can understand the pattern that has particularly important immediate or momentary content.
På fig. 5 er det også anordnet en rommelig Aural Retina sammenligningskrets 48 som mottar hele informasjonen som innmates i Aural Retina kretsene 46 og 47, men foretar sammenligninger mellom venstre transdusorvektorene og høy-re transdusorvektorene. Sammenligningskretsen 48 kan anvende konvensjonell amplitudesammenligning og/eller tids-differanseretningssøkekretser så som slike som er anvendt i radioretningssøkeanvendelser. Iaktagelsen av amplitude og retning er nyttig i visse driftssituasjoner, men er mest nyttig ved å sørge for en signalobjektsorteringsfunk-sjon som analogt til den biaurale føringen tillater lytte-re å ignorere forstyrrelser og andre lyder. In fig. 5, a spacious Aural Retina comparison circuit 48 is also arranged which receives all the information fed into the Aural Retina circuits 46 and 47, but makes comparisons between the left transducer vectors and the right transducer vectors. The comparison circuit 48 may use conventional amplitude comparison and/or time-difference direction finding circuits such as those used in radio direction finding applications. The observation of amplitude and direction is useful in certain operating situations, but is most useful in providing a signal object sorting function which, analogous to the binaural guidance, allows listeners to ignore disturbances and other sounds.
Selv om Aural Retina kretsene 46 og 47 utfører signalanalyse, blir kretsene ikke anvendt til å utføre hovedbe-slutningene om innholdet i samlingen. Analogien mellom den visuelle og aurale retina på fig. 3A og 3B er hensiktsmessig til dette pukt. Således kan den Aurale Retina essensielt bli betraktet som oppbevaringsstedet for rommelige mønstre og bare etterfølgende gjenkjenningsprosesser kan identifisere mønstrene og tolke deres betydning. Although the Aural Retina circuits 46 and 47 perform signal analysis, the circuits are not used to perform the main decisions about the contents of the collection. The analogy between the visual and aural retina in fig. 3A and 3B are suitable for this purpose. Thus, the Aural Retina can essentially be considered the storage location for spatial patterns and only subsequent recognition processes can identify the patterns and interpret their meaning.
Det tredje analyseintervallet på fig. 5 angår liksom intervallet på fig. 4 lagringen og gjennomsnittsberegnin-gen av de grove dataene til hver ankommende WIV. Denne behandling blir utført for å instille en utjevnet WIV som kan observeres visuelt i valgte situasjoner og som så kan lagres og tas frem igjen etter ønske. I den tredje inter-vallfremviser er det anordnet en krets 50 for WIV lagring og gjennomsnittsberegning for å få frem sammensatte fin-oppløsningsdata. Dertil egnede mikroprosessorer kan anvendes i kretsen 50>. Et lager CRT kan også bli anvendt for lagring og gjennomsnittsberegning. The third analysis interval in fig. 5 somehow relates to the interval in fig. 4 the storage and averaging of the raw data of each arriving WIV. This treatment is carried out to set a smoothed WIV which can be observed visually in selected situations and which can then be stored and recalled as desired. In the third interval display, a circuit 50 is arranged for WIV storage and averaging to obtain composite fine-resolution data. Suitable microprocessors can be used in the circuit 50>. A stock CRT can also be used for storage and averaging.
Siden mønstrene nå er under kontroll av systemet, kan det være anordnet "maler" av ønskede WIV for å gjøre det mulig å få til automatisk gjenkjenning av forskjellige inngangs- signalsituasjoner. Således kan det være anordnet en kilde av lagrede signalmønstre 51 som kan påtrykkes en hensiktsmessig komparator 52 som vil fastslå hvorvidt de mottatte WIV i lageret 50 korresponderer til forutbestemte signal-mønstre i systemet 51. Dersom en "slager" (hit) blir fastslått, kan kretsen 52 produsere en hensiktsmessig beslutning eller et utgangssignal som er relatert til signalbøl-geforminnholdet som er blitt behandlet i kretsen 50. Since the patterns are now under the control of the system, "templates" of desired WIVs can be provided to enable automatic recognition of different input signal situations. Thus, a source of stored signal patterns 51 can be arranged which can be applied to an appropriate comparator 52 which will determine whether the received WIV in the storage 50 correspond to predetermined signal patterns in the system 51. If a "hit" (hit) is determined, can circuit 52 produces an appropriate decision or output signal related to the signal waveform content that has been processed in circuit 50.
I Aural Retina konseptet er denne funksjonen ekvivalent med signaldetektering. Merk at til forskjell fra den konvensjonelle fremgangsmåten med frekvensselektiv energide-teksjon, så blir det ikke foretatt noen beslutning om å avvise eller å velge energi under prosessen. Når således et signal blir detektert av en gjenkjenningsbeslutning, fjerner det nødvendigvis ikke WIV mønsteret fra et annet signal. Den vilkårlige og samtidige deteksjon ved gjenkjenning av et bredt spekter av interfolierte signalmøns-tre kan således bli utført og den adaptive seleksjonspro-sessen blir lett sluttført. In the Aural Retina concept, this function is equivalent to signal detection. Note that unlike the conventional method of frequency-selective energy detection, no decision is made to reject or select energy during the process. Thus, when a signal is detected by a recognition decision, it does not necessarily remove the WIV pattern from another signal. The arbitrary and simultaneous detection by recognition of a wide range of interleaved signal patterns can thus be performed and the adaptive selection process is easily completed.
I det fjerde intervallet på fig. 5 er det anordnet krets-løp for å sammenligne glattede vektorer, hvilke kretsløp er vist som krets 53. I denne krets 53 blir sammensetnin-ger av glattede WIV som inneholder visse felles egenskaper sammenlignet og variasjonsmønstre blir identifisert. Denne prosessen kan f.eks. gjenkjenne diftonger (tonehøyde eller formatvariasjon) i tale. Krets 54 kan være anordnet for å frembringe utgangssignaler som er relatert til beslutninger vedrørende variable mønstre. Krets 53 kan også anvendes til å drive en fremviser som f.eks. kan være av typen med strimmelopptegning. In the fourth interval in fig. 5, circuitry is provided for comparing smoothed vectors, which circuitry is shown as circuit 53. In this circuit 53, compositions of smoothed WIVs containing certain common characteristics are compared and variation patterns are identified. This process can e.g. recognize diphthongs (pitch or format variation) in speech. Circuit 54 may be arranged to produce output signals related to decisions regarding variable patterns. Circuit 53 can also be used to drive a projector such as can be of the type with strip drawing.
Relativt få andre signalkilder enn menneskelig tale vil kreve mer enn tre eller fire behandlingsintervaller som vist på fig. 5. Andre trinn er imidlertid mulig og f.eks. kan et femte behandlingsintervall anvendes hvilket inter vall inneholder krets 55 for normalisering for automatisk gjenkjenning av en stemme og for talebehandling. Krets 55 kunne også anvendes f.eks. til sonar målgjenkjenning dersom det er ønskelig. En lagret mal for en spesiell møn-stervariasjon er vist ved kretsen 56 og kan være forbundet til blokken 54 for automatisk gjenkjenning av en forutbestemt mønstervariasjon. Relatively few signal sources other than human speech will require more than three or four processing intervals as shown in fig. 5. However, other steps are possible and e.g. a fifth processing interval can be used which interval contains circuit 55 for normalization for automatic recognition of a voice and for speech processing. Circuit 55 could also be used, e.g. for sonar target recognition if desired. A stored template for a particular pattern variation is shown at circuit 56 and may be connected to block 54 for automatic recognition of a predetermined pattern variation.
Fig. 5 viser de mange muligheter med Aural Retina konseptet, og viser også at det vil være mange felles egenskaper blant et hvilket som helst antall spesielle anvendelser av konseptet. Hvilke som helst hensiktsmessige kretser kan anvendes for å utføre de forskjellige funksjonene vist på fig. 5. Fig. 5 shows the many possibilities with the Aural Retina concept, and also shows that there will be many common characteristics among any number of special applications of the concept. Any suitable circuits can be used to perform the various functions shown in fig. 5.
En spesiell Aural Retina anordning som kan anvendes på fig. 5 er vist på fig. 6 i blokkskjemaform for kanalen på fig. 5 som strekker seg fra signalsensoren 30. Kretsen som strekker seg fra signalsoren 31 på fig. 5 vil i hovedsaken være identisk med kretsen som vil bli beskrevet i forbindelse med fig. 6. A special Aural Retina device that can be used on fig. 5 is shown in fig. 6 in block diagram form for the channel in fig. 5 which extends from the signal sensor 30. The circuit which extends from the signal sensor 31 in fig. 5 will essentially be identical to the circuit that will be described in connection with fig. 6.
Formålet med systemet på fig. 6 er å utføre beregningene angitt ved ligninger (8) og (9). Den generelle prosedyre som utføres av blokkskjemaet på fig. 6 vil være å omforme signalbølgeform til en unipolar logaritmisk form fra hvilken amplitude, residu og tidsavsnitt kan finnes. Det kan være ønskelig i visse anvendelser, så som ved behandling av seismiske signaler som anvendes i geofysikken, å analysere både positive og negative polariteter. Dette vil kreve en dobbel LAD. Utgangssignaler fra den doble LAD vil bli behandlet identisk og så ført sammen hvor det er hensiktsmessig inn i PSM for periodisitetsanalyse. Deretter blir periodisitetene målt og knyttet sammen med ved WIV dataene i en kortids lagerinnretning. Dette interimlager tillater akkumuleringen av tilbakevendende datamønstre som karakteriserer individuelle signaler. Disse mønstre blir deretter periodisk avsøkt inn i et mikroprosessorstyrt lager hvor glatting, fremvisning og automatisk signalgjen-kjenning blir utført. Denne prosess fullfører funksjonene til de første tre behandlingsintervallene på fig. 5. Et-terfølgende behandling i fire eller flere intervaller vil bli utført primært i konvensjonelt utformet datamakinalgo-ritmer. The purpose of the system of fig. 6 is to perform the calculations indicated by equations (8) and (9). The general procedure performed by the block diagram of FIG. 6 will be to transform the signal waveform into a unipolar logarithmic form from which the amplitude, residue and time period can be found. It may be desirable in certain applications, such as when processing seismic signals used in geophysics, to analyze both positive and negative polarities. This will require a double LAD. Output signals from the double LAD will be treated identically and then brought together where appropriate into the PSM for periodicity analysis. The periodicities are then measured and linked together with the WIV data in a short-term storage device. This interim storage allows the accumulation of recurring data patterns that characterize individual signals. These patterns are then periodically scanned into a microprocessor-controlled warehouse where smoothing, display and automatic signal recognition are carried out. This process completes the functions of the first three treatment intervals of fig. 5. Subsequent processing in four or more intervals will be performed primarily in conventionally designed computer algorithms.
På fig. 6 er komponenter som er identiske med komponentene på fig. 5 gitt identiske henvisningstall. Det vil sees at sensorsignalet 30 først blir påtrykt en forforsterker 60 og så den logaritmiske analog-til-digitalkonverteren 40. En konvensjonell klokke 61 er forbundet med konverteren 40, residuprosessor 62, periodisitetssorteringsmatrise 45 og tidsavsnittrammekrets 63. Etter fortsterking og digital omforming vil residuprosessoren 62, som er en del av digitaldifferensiatoren 42 på fig. 5, trekke ut og kode amplitude og residuinformas jon så vel som de virkelige og komplekse nullpunktene som inneholder tidsavsnittdataene. Nullinformasjonen og amplitudeinformasjonen blir påtrykt kretser 64 og 65 respektivt og residuinformasjonen blir påtrykt krets 66. Nullinformasjonen til krets 64 blir så påtrykt periodisitetssorteringsmatrisen 45 og utgangssignalene fra kretsene 45, 66 og 65 blir påtrykt en WIV for-matkrets 67. Merk at periodisitetssorteringsmatrisen 45 har analysert nullpunktene og sortert de periodiske sekvensene for å identifisere deres ankomsttider. In fig. 6 are components that are identical to the components in fig. 5 given identical reference numbers. It will be seen that the sensor signal 30 is first applied to a preamplifier 60 and then to the logarithmic analog-to-digital converter 40. A conventional clock 61 is connected to the converter 40, residue processor 62, periodicity sorting matrix 45 and time slice frame circuit 63. After amplification and digital conversion, the residue processor 62 will , which is part of the digital differentiator 42 in fig. 5, extract and encode the amplitude and residual information as well as the real and complex zero points containing the time slice data. The zero information and the amplitude information are applied to circuits 64 and 65 respectively and the residue information is applied to circuit 66. The zero information of circuit 64 is then applied to the periodicity sorting matrix 45 and the output signals from circuits 45, 66 and 65 are applied to a WIV format circuit 67. Note that the periodicity sorting matrix 45 has analyzed the zero points and sorted the periodic sequences to identify their arrival times.
En ytre produktmatrisekrets 68 mottar WIV formatinforma-sjn fra krets 67 og tidsavsnittrammeinformas jon fra krets 63 og arbeider for å sette sammen WIV for momentan identifikasjon. Den ytre produktmatrisekretsen 68 overfører så hver gjenkjenningshendelse til en midlertidig lagerkrets 69 hvor gjennomsnittsberegning og interpolasjon av den ytre produktmatrisen kan bli utført. Automatisk gjenkjenning av valgte kildeobjekter kan også bli utført på dette nivå i den automatiske kildeobjektgjenkjenningskrets 70. Utgangssignalet fra den ytre produktmatrisen 68 blir også påtrykt den visuelle Aural Retina fremviserkretsen 71 og informasjon fra interpolasjonen og gjennomsnittsbereg-ningskretsen 69 blir også sendt ut til Aural Retina frem-viseren 72 som gir den glattede informasjonen. An outer product matrix circuit 68 receives WIV format information from circuit 67 and time slot frame information from circuit 63 and works to assemble the WIV for instantaneous identification. The outer product matrix circuit 68 then transfers each recognition event to a temporary storage circuit 69 where averaging and interpolation of the outer product matrix can be performed. Automatic recognition of selected source objects can also be performed at this level in the automatic source object recognition circuit 70. The output signal from the outer product matrix 68 is also applied to the visual Aural Retina display circuit 71 and information from the interpolation and averaging circuit 69 is also sent out to the Aural Retina forward -the pointer 72 which provides the smoothed information.
Generelt kan signalbehandlingsfunksjonene til blokkene vist på fig. 6 utføres ved analoge metoder. Det vil si at de kunne arbeidet direkte på signalbølgeformen som vist på fig. 7. Med referanse til fig. 7 som viser en analog residuprosessor, sees det at signalet f(t) blir forbundet til en rettet logaritmisk forsterker 80. Hvis utgangssignal er forbundet med en differensiator 81 som har en hensiktsmessig RC tidskonstantkrets. Utgangssignaler fra differansiatoren 81 er den logaritmiskderiverte til f(t) som inneholder den ønskede residufunksjonen r(t). Siden denne konstant bare opptrer ved toppene til f(t), er det bare nødvendig å ta ut den logaritmiskderiverte ved disse øyeblikker ved å velge toppene til f(t). Dette blir gjort ved å differensiere funksjonen f(t) i differensiatoren 82 og så detekteres nullgjennomgangene i den konvensjonelle nullgjennomgangsdetektorkretsen 83. Disse nullgjennomgan-ger blir så brukt til å drive porten 84 og porten 85 for å styre residufunksjonen og logartimen til amplituden respektivt inn i den påfølgende behandlingskrets bare ved de komplekse nullpunktene. En nullgjennomgangsdetektor 86 er også forbundet til utgangen fra logaritmeforsterkeren 80 for å kunne påtrykke utgangslogaritmen f(t) bare i tidspunktet reell null. Merk at reelle nullpunkter blir detektert fra kantene til det logaritmiske f(t) signalet. Merk også at toppene i signalet korresponderer med førsteordens komplekse nullpunkter og blir brukt til videre analyse. In general, the signal processing functions of the blocks shown in FIG. 6 is carried out by analogous methods. That is, they could work directly on the signal waveform as shown in fig. 7. With reference to fig. 7 which shows an analog residue processor, it is seen that the signal f(t) is connected to a rectified logarithmic amplifier 80. If the output signal is connected to a differentiator 81 having an appropriate RC time constant circuit. Output signals from the differentiator 81 are the logarithmic derivative of f(t) which contains the desired residual function r(t). Since this constant only appears at the peaks of f(t), it is only necessary to extract the logarithmic derivative at these moments by choosing the peaks of f(t). This is done by differentiating the function f(t) in the differentiator 82 and then the zero crossings are detected in the conventional zero crossing detector circuit 83. These zero crossings are then used to drive gate 84 and gate 85 to control the residual function and the logarithm of the amplitude respectively into the subsequent processing circuit only at the complex zero points. A zero crossing detector 86 is also connected to the output of the logarithm amplifier 80 in order to be able to apply the output logarithm f(t) only at the time real zero. Note that real zero points are detected from the edges of the logarithmic f(t) signal. Note also that the peaks in the signal correspond to first-order complex zero points and are used for further analysis.
Mens analogkretsen på fig. 7 er relativt enkel i sin struktur, er den logaritmiske forsterkeren 80 og differensiatoren 82 og toppdetektorkretsen kostbare. Videre ville en digital behandlingskrets føre direkte til utgangsformen som er nødvendig for etterfølgende behandling av en digital mikrodatamaskin som anvendes til mønstergjenkjenning. While the analog circuit in fig. 7 is relatively simple in its structure, the logarithmic amplifier 80 and the differentiator 82 and the peak detector circuit are expensive. Furthermore, a digital processing circuit would lead directly to the output form necessary for subsequent processing by a digital microcomputer used for pattern recognition.
En logaritmisk analog-til-digitalkonverter som viser et totalt blokkskjema som viser banene til de forskjellige digitale tidsbølgeformene ettersom de relaterer seg til de forskjellige systemfunksjonene; et detaljert logisk utfor-mingsskjerna for de tre grunnleggende blokkene eller PC-enhetene i det foreliggende driftssystemet; og tidsbølge-former som viser hvordan de forskjellige funksjonene blir utført ved digital behandling. A logarithmic analog-to-digital converter showing a total block diagram showing the paths of the various digital time waveforms as they relate to the various system functions; a detailed logical design kernel for the three basic blocks or PC units of the present operating system; and time waveforms that show how the various functions are performed by digital processing.
Fig. 8a viser de forskjellige tidsstyrelinjene avledet fra basisklokken 90. Det er tre grunnleggende styreområder adskilt ved strekede linjer: (1) LAD-utvalgsbryteren 91; (2) digitaldifferensiatoren og datakodekretser 92; og (3) PSM-datainngangen og utleser 93. Fig. 8a shows the various timing control lines derived from the base clock 90. There are three basic control areas separated by dashed lines: (1) the LAD selection switch 91; (2) the digital differentiator and data code circuits 92; and (3) the PSM data input and output 93 .
En tidsdeler 94 gir et sett tidspulstog som blir brukt til å utlede de hensiktsmessige varigheter av styresignalene. LAD-bryterpulsen som sendes ut av tidslogikkrets 95 er utformet slik at dens periode faller sammen med den grunnleggende skiftregisterklokken inne i PSM 93. Bryterpuls-bredden er valgt så liten som mulig i samsvar med RC-lad-ningen og utladekravene til motstand 96 og kondensator 97 i bryterkretsen. A time divider 94 provides a set of time pulse trains which are used to derive the appropriate durations of the control signals. The LAD switch pulse output by timing logic circuit 95 is designed so that its period coincides with the basic shift register clock inside PSM 93. The switch pulse width is chosen as small as possible in accordance with the RC charge and discharge requirements of resistor 96 and capacitor 97 in the switch circuit.
LAD-utvalgsbryterkretsen 91 får et signal matet inn i seg hvilket er signalet f(t). Dette signal blir påtrykt forforsterker 800 og en hensiktsmessig LAD-bryterkrets 801 som er forbundet gjennom RC-kretsen 96-97 til komparatoren 802. Utgangssignalet fra komparatoren 802 blir så forbundet til en inngang til port 803 og til en inngang til en reell nullvalgkrets 804 som vil bli beskrevet. Det andre inngangssignalet til reell nullvalgkrets 804 blir avledet fra LAD-bryterpulsen og den andre inngangen til port 803 blir avledet direkte fra den hurtige klokkeutgangen fra tidsdeler 94. En styrelogikkrets 805 mottar inngangssignaler fra den dele med to utgangen fra tidsdeleren 94; fra dele med 64 utgangen fra tidslogikkretsen 95 og fra hur-tigklokkeutgangen fra tidsdeleren 94. Styrelogikkutgangs-signalene fra krets 805 blir så forbundet med datateller 810, som også mottar utgangssignalet fra port 803, til kompleks nullpunktvelgelogikkrets 811 og til sperren (latch) 812. Utgangssignalene fra datatelleren 810 blir påtrykt subtraksjonskrets 813 og sperre 812 som vist og subtraksjonskretsens utgangssignaler fra krets 813 blir påtrykt residusperre 814 og amplitudesperre 815. Utgangssignalene fra komplekst nullpunktvelgelogikken 811 blir påtrykt nullmoduskombinasjonsvelgekrets 816 og de forskjellige kretser er forbundet med hverandre som vist. Utgangssignalet fra residusperren 814 består av residufunksjonen, mens utgangssignalet fra amplitudesperren 815 er logaritmeutgangsfunksjonen. PSM-datainngangen og utlese-seksjonen 93 består en utleseavsøkvelgelogikkrets 820 som mottar utgangssignalet fra den hurtige klokkeutleseavsøke-klokke og skiftklokke respektivt, og dens åtte utgangsled-ninger (vanligvis) er forbundet med periodisitetssorteringsmatrisen 45. Periodisitetssorteringsmatrisen har en utgang forbundet med teller 821 som i sin tur driver sperre 822 som sender ut data relatert til digital periodisitet i inngangssignalet. En spørrepulslogikkstyrekrets 826 er anordnet og mottar et inngangssignal fra skiftklokken og fra nullmoduskombinasjonsvelgekrets 816, og sender ut et utgangssignal til periodisitetssorteringsmatrisen 45. The LAD selection switch circuit 91 has a signal fed into it which is the signal f(t). This signal is applied to preamplifier 800 and an appropriate LAD switch circuit 801 which is connected through RC circuit 96-97 to comparator 802. The output signal from comparator 802 is then connected to an input to gate 803 and to an input to a real zero selection circuit 804 which will be described. The second input to real zero selection circuit 804 is derived from the LAD switch pulse and the second input to gate 803 is derived directly from the fast clock output of time divider 94. A control logic circuit 805 receives input signals from the divide by two output of time divider 94; from divide by 64 the output from the time logic circuit 95 and from the fast clock output from the time divider 94. The control logic output signals from circuit 805 are then connected to data counter 810, which also receives the output signal from gate 803, to complex zero point selection logic circuit 811 and to latch 812. The output signals from the data counter 810 are applied to the subtraction circuit 813 and latch 812 as shown and the output signals from the subtraction circuit 813 are applied to the residual latch 814 and the amplitude latch 815. The output signals from the complex zero point selection logic 811 are applied to the zero mode combination selection circuit 816 and the various circuits are connected to each other as shown. The output signal from the residual latch 814 consists of the residual function, while the output signal from the amplitude latch 815 is the logarithm output function. The PSM data input and readout section 93 comprises a readout scan select logic circuit 820 which receives the output signal from the fast clock readout scan clock and shift clock respectively, and its eight output lines (typically) are connected to the periodicity sort matrix 45. The periodicity sort matrix has an output connected to counter 821 as in in turn drives latch 822 which outputs data related to digital periodicity in the input signal. A polling pulse logic control circuit 826 is provided and receives an input signal from the shift clock and from the zero mode combination selector circuit 816, and outputs an output signal to the periodicity sort matrix 45.
Bølgef ormene på fig. 8b illustrerer driften av LAD 91. Bølgeformen f(t) er utgangsignalet fra forforsterkeren 800 som mater bryteren 801 styrt av bryterpulsen. Ved hver bryterpuls er den elektroniske bryterkretsen (vanligvis en CMOS halvlederchip så som CD4066) lukket, hvilket forårsaker at kondensatoren 97 lader seg opp til nivået E til signalet f(t) i dette øyeblikk. Når bryterpulsen blir fjernet utlader kondensatorne 97 gjennom motstanden 96. Utladespenningen opptrer på inngangen til amplitudekompa-ratoren 802 (en LM311 chip). Komparator 802, som ble skrudd på av ladespenningen, forblir på inntil utladningen faller under terskelnivået ET. Terskelen Erp er vanligvis valgt så nær null som mulig for derved å få et stort amplitudedynamisk område. Varigheten av komparatorpulsen er gitt ved T = RC logE/ET, hvor RC er tidskonstanten. For å få maksimalt dynamisk område er<E>m<a>x/ETog verdien av RC valgt slik at T er mindre enn perioden til bryterpulsen. Wave the worms in fig. 8b illustrates the operation of the LAD 91. The waveform f(t) is the output signal from the preamplifier 800 which feeds the switch 801 controlled by the switch pulse. At each switch pulse, the electronic switch circuit (usually a CMOS semiconductor chip such as the CD4066) is closed, causing the capacitor 97 to charge up to the level E of the signal f(t) at that instant. When the switch pulse is removed, the capacitors 97 discharge through the resistor 96. The discharge voltage appears at the input of the amplitude comparator 802 (an LM311 chip). Comparator 802, which was turned on by the charging voltage, remains on until the discharge falls below the threshold level ET. The threshold Erp is usually chosen as close to zero as possible to thereby obtain a large amplitude dynamic range. The duration of the comparator pulse is given by T = RC logE/ET, where RC is the time constant. To obtain maximum dynamic range, <E>m<a>x/ET and the value of RC are chosen so that T is less than the period of the switch pulse.
På fig. 8b er vist en "renset" komparatorpulsutgang hvor bryterpulsen blir brukt til å utkanselere sitt eget bidrag til bredden til komparatorsignalet og til å eliminere falske transienter. Derfra blir komparatorpulsen som vist på fig. 8b brukt til å styre hurtigklokkepulser inn i datatelleren 801. In fig. 8b shows a "cleaned" comparator pulse output where the switch pulse is used to cancel its own contribution to the width of the comparator signal and to eliminate spurious transients. From there, the comparator pulse as shown in fig. 8b used to drive fast clock pulses into data counter 801.
Den rensede pulsen blir også sendt til den reelle nullpunktvelgelogikken 804, som detekterer når skiftklokkein-tervallet i hvilket bølgeformen f(t) går fra negativ til positiv. Denne klokkede nullpunktpuls er vist i bølgeform (f) på fig. 8(b). The cleaned pulse is also sent to the real zero selection logic 804, which detects when the shift clock interval in which the waveform f(t) goes from negative to positive. This clocked zero point pulse is shown in waveform (f) in fig. 8(b).
De styrte pulsene til bølgeform (c) på fig. 8b blir sendt til datatelleren 810 som omdanner sekvensen av pulser i hvert utvalg til et binært tall. Under sekvensen av operasjoner bestemt av styrelogikken for hver utgangsperiode, vist på fig. 8(e), og disse utvalg eller prøvetall som representerer logaritmen til bølgeformens momentane amplitude blir subtrahert, sammenlignet, sperret (lagret), og renset. I subtraksjonsoperasjonen blir de lagrede to komplementære tall B til den forutgående prøven addert til det tilstedeværende tallet A i binærtelleren 810. Denne operasjonen er ekvivalent med en distrekt derivasjon av logaritmen til bølgeformen f(t), og representerer således den logaritmisk deriverte. Samtidig med denne subtrak sjonsoperasjonen blir sammenligningsbeslutningen som fast-slår hvorvidt det foreliggende tallet A er større eller mindre enn det tidligere tallet B utført. Denne beslutning blir detektert ved å avføle tilstanden til "fortegnsbitt" utgangen fra subtraksjonskrets 813 til de to sine komplementære differanser. Dersom det er en endring i sekvensen av beslutninger, indikerer dette tilstedeværelsen av et komplekst nullpunkt i form av en null eller en topp. Denne topp/nullbeslutning blir så omformet av krets 811 til en klokket puls for analyse i PSM. Forskjellige kombinasjoner av reelle og komplekse nullpunkter kan velges ved ekspe-rimentelle situasjoner i signalanalyse. The controlled pulses of waveform (c) in fig. 8b is sent to data counter 810 which converts the sequence of pulses in each sample into a binary number. During the sequence of operations determined by the control logic for each output period, shown in FIG. 8(e), and these samples or samples representing the logarithm of the instantaneous amplitude of the waveform are subtracted, compared, latched (stored), and cleaned. In the subtraction operation, the stored two complementary numbers B of the preceding sample are added to the present number A in the binary counter 810. This operation is equivalent to a discrete derivative of the logarithm of the waveform f(t), and thus represents the logarithmic derivative. At the same time as this subtraction operation, the comparison decision which determines whether the current number A is greater or less than the previous number B is carried out. This decision is detected by sensing the state of the "sign bit" output from subtraction circuit 813 of the two's complementary differences. If there is a change in the sequence of decisions, this indicates the presence of a complex zero point in the form of a zero or a peak. This peak/zero decision is then converted by circuit 811 into a clocked pulse for analysis in the PSM. Different combinations of real and complex zero points can be selected in experimental situations in signal analysis.
Etter subtraksjonsoperasjonen sendes en styrepuls fra logikkrets 805 som minsker telledata fra teller 810 med to og inverterer dataene for å frembringe de to sine komplementære tall, som så blir sperret i sperren 812 og renset fra telleren ved forberedelsen til det neste utvalgsinter-vallet. Selv om subtraksjonen opptrer i hvert utvalgsintervall, blir bare resultatet lagret i sperreregisteret for de utvalg eller prøver hvor null er blitt detektert. Dette utvalg representerer den momentane residufunksjonen f(a). på en lignende måte kan logaritmeamplitudeinforma-sjon (før de to's komplementverdier) bli lagret ved topp-komplekse nuller. Disse tidssammenfallende utvalg av amplitude og residu utgjør nå to av bølgeforminformasjons-vektorene eller "WIV". (Som beskrevet tidligere kan ampli-tudeutvalgene bli sammenlignet for å utlede en retnings-relatert vektor). After the subtraction operation, a control pulse is sent from logic circuit 805 which decrements the count data from counter 810 by two and inverts the data to produce the two's complementary numbers, which are then blocked in latch 812 and cleared from the counter in preparation for the next selection interval. Although the subtraction occurs in each sample interval, only the result is stored in the latch register for those samples or samples where zero has been detected. This selection represents the instantaneous residual function f(a). in a similar way, logarithm amplitude information (before the two's complement values) can be stored at peak complex zeros. These time-coincident samples of amplitude and residual now constitute two of the waveform information vectors or "WIV". (As described earlier, the amplitude samples can be compared to derive a direction-related vector).
Merk at hvert utvalgsintervall korresponderer med hoved-skiftklokkeintervallet som styrer forsinkelsesskiftregisteret i periodisitetssorteringsmatrisen 45. Fig. 8a viser ledningene som fører tidssignalene og funksjonsblokkene som er tilknyttet PSM 93. PSM krever skiftklokketidssigna-let for å styre sine forsinkelsesskiftregistre, et utlese-avsøksvelgesignal for å styre sekvensen av utlesing av de detekterte periodisiteter og en innretning for å kode digitalt periodisitetsmålingene ettersom de blir lest ut av PSM. Utspørringspulslogikken 826 aksepterer nullene fra den digitale differensiatorkretsen og sikrer tidsangivel-sen for korrekt innmatning til PSM-skiftregisteret. Note that each sample interval corresponds to the main shift clock interval that controls the delay shift register in the periodicity sort matrix 45. Fig. 8a shows the wiring carrying the timing signals and the function blocks associated with the PSM 93. The PSM requires the shift clock timing signal to control its delay shift registers, a readout scan select signal to control the sequence of reading out the detected periodicities and a means for digitally encoding the periodicity measurements as they are read out by the PSM. The interrogation pulse logic 826 accepts the zeros from the digital differentiator circuit and ensures the timing for correct input to the PSM shift register.
Det bør også merkes at det er en blokk som tillater valg av en hvilken som helst ønskelig kombinasjon av bølgeform-nuller på følgende måte: It should also be noted that there is a block that allows the selection of any desired combination of waveform zeros as follows:
reellreal
topp top
null zero
reell + toppreal + top
reell + nullreal + zero
topp + nulltop + zero
reell + topp + nullreal + top + zero
I det ovenfor er uttrykket (+) definert som en logisk ELLER. Muligheten til å utføre dette valget er ønskelig for å oppnå optimal behandling av forskjellige typer inngangssignaler. F. eks. synes det for tiden som den beste analyse av menneskelig tale vil anvende reell + topp-modu-sen. In the above, the expression (+) is defined as a logical OR. The ability to perform this selection is desirable in order to achieve optimal processing of different types of input signals. For example currently it seems that the best analysis of human speech will use the real + peak mode.
Det kan sees av fig. 8a at de binære data vedrørende periodisitetsmålingene blir lagret i sperre 822 slik at de kan bli behandlet i samsvar med fremgangsmåtene beskrevet foran for den aurale retina. It can be seen from fig. 8a that the binary data regarding the periodicity measurements are stored in block 822 so that they can be processed in accordance with the methods described above for the aural retina.
Fig 8c viser et detaljert kretsdiagram over en dritsklar LAD-krets 91. Denne krets fører den nødvendige komponent-identifikasjon og utfører funksjonene til forsterkeren 800, bryter 801 og komparator 802 beskrevet i fig. 8a. Komponentpinneelementer er også vist. En LM326 presisjons-spenningsregulator 803 forsyner -12 volt til LM387 til-bakekoplingsinverteringsforsterker 831 som er anordnet. Fig. 8c shows a detailed circuit diagram of a ready-to-use LAD circuit 91. This circuit carries out the necessary component identification and performs the functions of the amplifier 800, switch 801 and comparator 802 described in Fig. 8a. Component pin elements are also shown. An LM326 precision voltage regulator 803 supplies -12 volts to the LM387 feedback inverting amplifier 831 provided.
CD4066 bryteren 832 blir styrt av den positive bryterpulsen avledet fra 2N3904 transistorforsterker 833. Forsterker 833 er nødvendig for å omforme 5 volts TTL-logikknivå-et til 15 volt nivået for riktig veksling av bryteren 832. Et lavpassfilter 833 bilr brukt til å hjelpe med å isole-re vekslings- eller brytereffekter fra forforsterkeren 831. The CD4066 switch 832 is controlled by the positive switching pulse derived from the 2N3904 transistor amplifier 833. Amplifier 833 is required to convert the 5 volt TTL logic level to the 15 volt level for proper switching of the switch 832. A low pass filter 833 is used to assist in isolate switching or switching effects from the 831 preamplifier.
Utladetidskonstanten RC til motstand 96 og kondensator 97 er valgt ved 10K ohm og 220 pf for å gi det ønskede dyna-miske området. Utgangen fra den vekslede bølgeformen blir isolert fra komparatoren 802 ved å anvende en 2SK43 felt-effekttransistorkildefølger med høy inngangsmotstand og lav utgangsmotstand. LM311 komparatoren 802 utløses ved positiv spenning og gjenvinner seg når signalet faller under terskelen som er innstilt ved hjelp av den variable motstanden 840. Forbikoplingskondensatorer blir brukt for å redusere utløsning på bakgrunn av strøspenning og til å stabilisere utløsehandlingen. SN7408 porten blir brukt til å bøfre komparatoren fra de forskjellige påfølgende last-funks joner. The discharge time constant RC of resistor 96 and capacitor 97 is chosen at 10K ohms and 220 pf to give the desired dynamic range. The output of the switched waveform is isolated from comparator 802 using a 2SK43 field-effect transistor source follower with high input resistance and low output resistance. The LM311 comparator 802 is triggered on positive voltage and recovers when the signal falls below the threshold set by the variable resistor 840. Bypass capacitors are used to reduce tripping due to stray voltage and to stabilize the tripping action. The SN7408 gate is used to buffer the comparator from the various subsequent load funct ions.
Tilbakekoplingsinngangsforsterkeren 831 inneholder en spenningsbalansejustering. Det har også en 7,5 volt zener-dioderegulator i den -12 volt forsyningen. Dette er nød-vendig for å redusere den totale spenningsforsyningen til CD4066 slik at den ligger innenfor fabrikantens 15 volt grense. The feedback input amplifier 831 contains a voltage balance adjustment. It also has a 7.5 volt zener diode regulator in the -12 volt supply. This is necessary to reduce the total voltage supply to the CD4066 so that it lies within the manufacturer's 15 volt limit.
Det vendes tilbake til fig. 8a hvor det så er beskrevet logikken som blir brukt til å generere tidssignalene som er nødvendig for å drive PSM 93 og den digitale differensiatoren 92. Denne krets er vist detaljert på fig. 8d, og bølgeformene som sees ved de forskjellige punkter i tidssekvensen er vist på fig. 8e. Hovedklokken 90 er en oscil-lator som anvender en SN74LS04 heksagonal inverter med mulighet til en 2:1 frekvens justering ved 2 MHz. Utgangen er merket "hurtigklokke" og blir brukt direkte i den på-følgende logikken. Herfra blir klokkehastigheten dividert med to i suksessive trinn merket A, B, C, D og E på fig. 8e. Bølgeformene fåes fra det to SN7493 integrerte kretsene M2og M3. Ved punkt "E" blir bølgeformen igjen dividert med to i to kanaler for å få frem en tofaseklokke. E-klokken blir så invertert før den driver delekretsene M6(A), fra hvilken hoved-PSM-skiftklokken blir avledet. Den ikke-inverterete E-klokken blir dividert med Mg(B). Settet av bølgeformer tillater nå dannelse av noen nødvendige styresignaler. LAD-bryterpulsen blir avledet av OG-porter M4og<M>ll (pinner 8, 9, 10), som utfører OG på bølgeformene B, C, D, E og G på fig. 8e. Det inverterte utgangssignalet er vist som kurve (i) på fig. 8e. Avsøkpulsporten J på fig. 8e er avledet fra M-q (pinner 4, 5, 6), som utfører OG på bølgeform H og skiftklokken. J-signaler utfører så OG på A-klokkesignalet slik at 24 pulser opptrer for hvert skiftklokkeintervall gjennom OG-port Mg (pinner 11, 12, 13), som på fig. 8(a). Returning to fig. 8a where the logic used to generate the timing signals necessary to drive the PSM 93 and the digital differentiator 92 is then described. This circuit is shown in detail in FIG. 8d, and the waveforms seen at the various points in the time sequence are shown in fig. 8e. The main clock 90 is an oscillator that uses an SN74LS04 hexagonal inverter with the possibility of a 2:1 frequency adjustment at 2 MHz. The output is labeled "fast clock" and is used directly in the following logic. From here the clock speed is divided by two in successive steps labeled A, B, C, D and E in fig. 8e. The waveforms are obtained from the two SN7493 integrated circuits M2 and M3. At point "E", the waveform is again divided by two into two channels to produce a two-phase clock. The E-clock is then inverted before driving dividers M6(A), from which the main PSM shift clock is derived. The non-inverted E clock is divided by Mg(B). The set of waveforms now allows the generation of some necessary control signals. The LAD switch pulse is derived by AND gates M4 and<M>11 (pins 8, 9, 10), which perform AND on the waveforms B, C, D, E and G of FIG. 8e. The inverted output signal is shown as curve (i) in fig. 8e. The scan pulse gate J in fig. 8e is derived from M-q (pins 4, 5, 6), which performs AND on waveform H and the shift clock. J signals then perform an AND on the A clock signal so that 24 pulses occur for each shift clock interval through AND gate Mg (pins 11, 12, 13), as in fig. 8(a).
Rensepulsen er generert av D-vippen M-^og OG-port M5(pinner 8, 9, 10) på fig. 8d. Formålet med denne krets er å utvide bryterpulsen noe slik at uønskede brytertransi-entvirkninger kan fjernes fra komparatorutgangen. D-vippen sørger for en forsinket hurtigklokkepuls som blir kombinert med bryterpulsen for å gi bølgeformen vist som kurve (p) på fig. 8e. Utleseavsøkeklokken må så bli vekslet til diskrete kanaler for å gi en sekvensvis utleseskiftklokke som skal anvendes i PSM 45. Dette blir utført av telleren M7som genererer en 3-bits sekvensiell binære kode. Denne kode blir demultiplekset av Mg (74138) for å gi en puls med en varighet på et skiftklokkeintervall som veksler over de åtte oktavkanalene. Denne bryterport velger således den riktige PS-kanal, slik at denne mottar utleseav-søksklokkepulsene under anvendelse av inverterne Mg og<M>13'°9OG-portene M15og M-^. Denne sekvens er illustrert ved kurvene (q) og (r) på fig. 8e. De valgte utleseavsøks- klokkene for oktaver 8 og 7 er valgt for å illustrere be-gynnelsen av den åtte-oktavs avsøkesyklusen som fortsetter fra 8, 7, 6 ...2, 1; og så gjentar seg til 8, etc. Dette tillater at periodisitetsdata blir avsøkt fra de laveste til de høyeste frekvensene. Digital koding av den gjenkjente periodisitetsprøven blir besørget av binærtelleren ^10 °9 ^11*Denne teller akkumulerer antallet utleseav-søkspulser for hver åtte-oktavs avsøkssyklus. Når en per-iodisitetsgjenkjenningspuls opptrer, som illustrert ved kurve (s) på fig. 8e, vil seriedatapuls som korresponderer til gjenkjenningskanalen styre ut binærtallet i en 8-bits parallell databuss. Eksempelet på fig. 8e viser en periodisitetsgjenkjenning på kanal 36 med det korresponderende binære tallet i kurve (t) på fig. 8e. ;Det bør merkes at denne fremgangsmåte for datautlesing ble valgt på grunn av visse praktiske systemsbetraktninger. Adskillige alternative metoder kan anvendes hvilket ville være åpenbart for fagkyndige binærlogikkonstruktører. ;Som vist på fig. 8a blir styresignaler for digitaldiffe-rensiatorseksjonen 92 også avledet fra tidslogikkretsen 95. Denne styrelogikk er vist detaljert i kretsdiagrammet på fig. 8f. Styresignalene i fig. 8f blir dannet ved hjelp av de logiske sekvensene frembrakt av OG-porter inneholdt i M5, M7og av inverterne til M-^. De er tre suksessive plussignaler vist som kurvene (j), (k) og (1) på fig. 8e og er benevnt subtraksjon, komplement og sperre/klargjør. ;De styrte klokkepulsene (se kurve (e) på fig. 8b), som er frembrakt av OG-portene M2(11, 12, 13) og M2(8, 9, 10) blir matet til den åttebits opp-ned telleren M-q og M4. Den totale tellingen nåes alltid før slutten av styrepuls-tidssyklusen. Under tellesyklusen blir telleutgangssigna-ler sendt gjennom de eksklusive ELLER-portene M-^4 og M-^5 til de 8-bits binære adderere M-^g og Mg. Disse adderere er også forbundet med de 8-bits sperrene M-^q og M3som inne holder de to sine komplementære resultat av den tidlig forutgående tellesyklusen. Således vil den 8-bits utgangen til addererne presentere den kontinuerlige differansen mellom tellesyklusen og den forutgående rammetelling. På slutten av tellesyklusen forblir differansen statisk. ;Styrepulssekvensen fortsetter fra dette pukt. Den første styrepulsen er "subtraksjons"-pulsen, som overfører ramme-differansen til lageret Mg og M-^*Subtraks jonspulsen tidsstyrer også den monostabile J-K-vippen og sørger for at dennes status endres avhengig av tilstedeværelsen eller fraværet av en fortegnsbit i sperren M12. Denne beslutning bestemmer hvorvidt den foreliggende telling A er større enn eller mindre enn den tidligere telling B. Ved anvendelse av disse data vil de to duale D-type monostabile vippene og OG-portene frembringer pulser som korresponderer med de komplekse nullpunktene til signalbølgeformen, som vil bli beskrevet senere. The purge pulse is generated by the D flip-flop M-^ and AND gate M5 (pins 8, 9, 10) in fig. 8d. The purpose of this circuit is to extend the switch pulse somewhat so that unwanted switch transient effects can be removed from the comparator output. The D flip-flop provides a delayed fast clock pulse which is combined with the switch pulse to give the waveform shown as curve (p) in fig. 8e. The readout scan clock must then be shifted to discrete channels to provide a sequential readout shift clock to be used in the PSM 45. This is done by the counter M7 which generates a 3-bit sequential binary code. This code is demultiplexed by the Mg (74138) to provide a pulse with a shift clock interval duration that alternates over the eight octave channels. This switch gate thus selects the correct PS channel so that it receives the readout search clock pulses using inverters Mg and AND gates M15 and M-^. This sequence is illustrated by curves (q) and (r) in fig. 8e. The selected readout scan clocks for octaves 8 and 7 are chosen to illustrate the beginning of the eight-octave scan cycle which proceeds from 8, 7, 6 ...2, 1; and then repeats to 8, etc. This allows periodicity data to be scanned from the lowest to the highest frequencies. Digital encoding of the recognized periodicity sample is provided by the binary counter ^10 °9 ^11* This counter accumulates the number of readout scan pulses for each eight-octave scan cycle. When a periodicity detection pulse occurs, as illustrated by curve (s) in FIG. 8e, the serial data pulse corresponding to the recognition channel will drive out the binary number in an 8-bit parallel data bus. The example in fig. 8e shows a periodicity recognition on channel 36 with the corresponding binary number in curve (t) in fig. 8e. ;It should be noted that this method of data readout was chosen due to certain practical system considerations. Several alternative methods can be used which would be obvious to skilled binary logic constructors. ;As shown in fig. 8a, control signals for the digital differentiator section 92 are also derived from the timing logic circuit 95. This control logic is shown in detail in the circuit diagram of fig. 8 f. The control signals in fig. 8f is formed by the logic sequences produced by AND gates contained in M5, M7 and by the inverters of M-^. They are three successive plus signals shown as curves (j), (k) and (1) in fig. 8e and are called subtraction, complement and block/clear. ;The controlled clock pulses (see curve (e) in Fig. 8b), which are produced by AND gates M2(11, 12, 13) and M2(8, 9, 10) are fed to the eight-bit up-down counter M-q and M4. The total count is always reached before the end of the control pulse time cycle. During the count cycle, count output signals are sent through the exclusive OR gates M-^4 and M-^5 to the 8-bit binary adders M-^g and Mg. These adders are also connected to the 8-bit latches M-^q and M3 which hold the two's complementary results of the early preceding count cycle. Thus, the 8-bit output of the adders will present the continuous difference between the count cycle and the preceding frame count. At the end of the counting cycle, the difference remains static. ;The control pulse sequence continues from this point. The first control pulse is the "subtraction" pulse, which transfers the frame difference to the storage Mg and M-^*The subtraction pulse also times the monostable J-K flip-flop and causes its state to change depending on the presence or absence of a sign bit in latch M12 . This decision determines whether the current count A is greater than or less than the previous count B. Using this data, the two dual D-type monostable flip-flops and AND gates produce pulses corresponding to the complex zeros of the signal waveform, which will be described later.
Den andre styrepulsen, komplementet, har to virkninger: den minsker opp-ned telleren en bit og den forårsaker at de eksklusive ELLER-portene inverterer, eller komplemen-terer binærtallet fra telleren. Dette er de to sine kom-plementærtall som sperrepulsen (den tredje i sekvensen) sørger for å bli lagret i sperren M-^q og M3på fig. 8f. Sperrepulsen aktiverer også en monostabil multivibrator Mg som produserer en svært kort puls med en bredde på omtrent 125 nanosekunder. Denne puls som er litt forsinket renser tellerne og gjør dem klar for den neste tellesyklusen. Formålet med forsinkelsen er å sikre at tallet blir lagret før det blir renset. The second control pulse, the complement, has two effects: it decreases the up-down counter by a bit and it causes the exclusive OR gates to invert, or complement, the binary number from the counter. These are the two's complement numbers which the blocking pulse (the third in the sequence) ensures to be stored in the latches M-^q and M3 in fig. 8 f. The blocking pulse also activates a monostable multivibrator Mg which produces a very short pulse with a width of about 125 nanoseconds. This slightly delayed pulse clears the counters and prepares them for the next counting cycle. The purpose of the delay is to ensure that the number is stored before it is purged.
Det reile nulløyeblikket blir valgt ved å anvende rensepulsen 5(p) til å tidsstyre D-vippens par M-^med LAD-komparatorutgangssignalet som mater D-inngangen. Denne krets velger bare de positive overgangene til signalomhyl-lingen ettersom dette gjennomløper de reile nullaksene. The true zero instant is selected by using the purge pulse 5(p) to time the D flip-flop pair M-^ with the LAD comparator output feeding the D input. This circuit only selects the positive transitions of the signal envelope as this passes through the true zero axes.
Varigheten er bare et skiftklokkeintervall.The duration is just a shift clock interval.
En illustrasjon av nullvelgeprosessen avledet fra bølge-formutvalgene er vist på fig. 8b. I dette tidsdiagram sees komparatorpulsen (c), den rensede komparatorpuls (d) og de styrte hurtigklokkepulsene som anvendes til å kode data (e). Ettersom bølgeformen f(t) krysser nullaksen blir LAD-komparatoren utløst og forblir H (høy) inntil bølgeformen faller under null. Denne nullgjennomgang frembringer således en puls som har bredden på en skiftklokkeperiode (f). Ettersom bølgeformen øker i amplitude, fortsetter beslut-ningen A > B i H-tilstanden inntil prøvepuls nr. 4. Siden komparatorbredden (digital amplitude) til nr. 4 er mindre enn nr. 3, blir fortegnsbitbeslutningen A < B høy, hvilket forårsaker en overgang i J-K-vippen. Illustrasjonen på fig. 8b viser den resulterende pulsen i bølgeform (g), som identifiserer toppen til bølgeform f(t). Merk at beslut-ningen er nødvendig forsinket med to skiftklokkeinterval-ler, men dette er en konstant som blir tatt hensyn til i den etterfølgende behandling. An illustration of the null selection process derived from the waveform selections is shown in Fig. 8b. This timing diagram shows the comparator pulse (c), the cleaned comparator pulse (d) and the controlled fast clock pulses used to encode data (e). As the waveform f(t) crosses the zero axis, the LAD comparator is triggered and remains H (high) until the waveform falls below zero. This zero crossing thus produces a pulse which has the width of a shift clock period (f). As the waveform increases in amplitude, the decision A > B continues in the H state until sample pulse No. 4. Since the comparator width (digital amplitude) of No. 4 is smaller than No. 3, the sign bit decision A < B becomes high, causing a transition in the J-K seesaw. The illustration in fig. 8b shows the resulting pulse in waveform (g), which identifies the peak of waveform f(t). Note that the decision is necessarily delayed by two shift clock intervals, but this is a constant that is taken into account in the subsequent processing.
Merk at nullmodusen, som detekterer overgangen til A > B vil opptre ved både de reelle positive nullpunkter og et hvilket som helst nullpunkt i bølgeformen. Dersom således bare null nullpunkter er ønskelig i etterfølgende behandling, vil det være nødvendig å kombinere den separate reelle nulldetekteringen med den reelle nulldelen av null-modusdetekteringen slik at den reelle null blir kansel-lert. Note that the zero mode, which detects the transition to A > B will occur at both the real positive zero points and any zero point in the waveform. If thus only zero zero points are desired in subsequent processing, it will be necessary to combine the separate real zero detection with the real zero part of the zero mode detection so that the real zero is cancelled.
Periodisitetssorteringsmatrisen 45 i beskrivelsen er kretsen som gjenkjenner og sorterer alle periodiske elementer i signalsammensetningen samtidig. Signalsammensetningen som blir påtrykt periodisitetssorteringsmatrisen kan generelt bestå av forskjellige blandinger av tilfeldige eller periodisk eksitasjon av overdempet og underdempet småbøl-ger. Med hensyn til kategorien av de periodiske signaler The periodicity sorting matrix 45 in the description is the circuit which recognizes and sorts all periodic elements in the signal composition simultaneously. The signal composition that is printed on the periodicity sorting matrix can generally consist of different mixtures of random or periodic excitation of overdamped and underdamped small waves. With regard to the category of the periodic signals
er det to grunnleggende situasjoner:There are two basic situations:
(1) To eller flere interfolierte usynkroniserte pulstog av hvilke i det minste det ene er periodisk (småbøl-ger er overdempet); eller (2) En periodisk eksitasjon med oscillerende responsfunksjoner (småbølger er underdempet). (1) Two or more interleaved unsynchronized pulse trains of which at least one is periodic (small waves are overdamped); or (2) A periodic excitation with oscillatory response functions (small waves are underdamped).
Disse to signaltilstander er vist på fig. 9A og 9B respektivt. Fig. 9A viser to interfolierte pulstog som har per-iodene T-l og T2respektivt. Fig. 9B viser en bølgeform som er typisk for f.eks. stemmetale hvor repetisjonshastigheten definerer stemmens tonehøyde. Ringesmåbølgeresponsene er kjent som formanter. Det essensielle problemet med å måle de individuelle repetisjonsperioder til bølgeformene på fig. 9A og 9B kan sees av figurene. Det er åpenbart at ingen fremgangsmåte som bare er basert på å måle suksessive tidsintervaller til nullgjennomgangene eller topper kunne lykkes i å sortere interfolierte signalerkilder. I samsvar med den foreliggende oppfinnelsen er imidlertid anordnet en ny periodisitetssorteringsmatrise som er skjematisk illustrert på fig. 11, hvilken utfører denne funksjonen. These two signal states are shown in fig. 9A and 9B respectively. Fig. 9A shows two interleaved pulse trains having periods T-1 and T2 respectively. Fig. 9B shows a waveform which is typical for e.g. voice speech where the rate of repetition defines the pitch of the voice. The ring microwave responses are known as formants. The essential problem of measuring the individual repetition periods of the waveforms of FIG. 9A and 9B can be seen from the figures. It is obvious that no method based only on measuring successive time intervals of the zero crossings or peaks could succeed in sorting interleaved signal sources. In accordance with the present invention, however, a new periodicity sorting matrix is arranged which is schematically illustrated in fig. 11, which performs this function.
Anordningen vist på fig. 11 er basert på den kontinuerlige analysen av et signal etter periodiske komponenter ettersom det forplanter seg gjennom en avtappet forsinkelseslinje. En oppstilling av logiske porter er forbundet på en slik måte at når en signalpuls ankommer på inngangen, foretas en samtidig sammenligning med alle tidligere pulser i forsinkelseslinjen. Dette finner sted på en slik måte at hendelsen med to like tidsavstander kan gjenkjennes. Denne hendelse er definert her som en periodisitet. Periodisiteter behøver ikke å opptre i en tilstøtende sekvens som pulser i et pulstog. F. eks. vil en serie av tilfeldig adskilte pulser som et tilfelle frembringe tre pulser som har like intervaller. I de rene tilfeldige eller slumpserier, vil disse falske periodisitetsdetekteringer være fordelt over området av gjenkjenningsporter med lik sannsynlighet. Den statistiske frekvensen av falsk gjenkjenning ville avhenge av pulstettheten i sammensetningen. Når fordelingen ikke er fullstendig på slump, men er sent-rert nær en bestemt repetisjonshastighet, som i et "dir-rende" pulstog, er antallet responser størst ved porten som korresponderer til den gjennomsnittlige pulsrepeti-sjonsfrekvensen som er omgitt av en Gaussian-typefordeling av responser. Spredningen til denne fordeling vil avhenge av signal-til-støyforholdet. Fig. 11 viser skjematisk den topologiske relasjon til en oppstilling av OG-porter og forsinkelsesskiftregisteret. Fig. 11 er et "logisk kart" over kretsarrangementet. Den illustrerende krets på fig. 11 inneholder 12 OG-porter som hver er illustrert skjematisk med en respektiv en av horisontale linjer 100-111. Hver av OG-portene 100-111 er forbundet til den skjematisk illustrerte avtappede skiftregi-sterforsinkelseslinje 112 som har 25 posisjoner. Portene 100-111 er forbundet til de forskjellige posisjonene ved punkter som er representert med diagonale streker langs lengden av de horisontale linjene som representerer portene 100-111. Signalet som kommer inn i skiftregisteret 112 er signalet som er avledet f.eks. fra et utgangssignal fra nullvelgelogikken 811 i den digitale residuprosessoren på fig. 8a. Dette signalet er forbundet til en logaritmisk A-D-konverter 113, digital differensiator 114 og nullvelge-logikk 811. Således vil inngangssignalet som kan ha formen vist på fig. 10A bli omdannet til signalet vist på fig. 10B. Merk på fig. 10B at de interf olierte pulsene til pulstog A og til pulstog B er merket separat som An og Bn respektivt. The device shown in fig. 11 is based on the continuous analysis of a signal for periodic components as it propagates through a tapped delay line. An array of logic gates is connected in such a way that when a signal pulse arrives at the input, a simultaneous comparison is made with all previous pulses in the delay line. This takes place in such a way that the event with two equal time intervals can be recognised. This event is defined here as a periodicity. Periodicities do not have to occur in a contiguous sequence as pulses in a pulse train. For example a series of randomly spaced pulses will, for example, produce three pulses having equal intervals. In the purely random or random series, these false periodicity detections will be distributed over the range of detection gates with equal probability. The statistical rate of false recognition would depend on the pulse density of the composition. When the distribution is not completely random, but is centered near a particular repetition rate, as in a "jittering" pulse train, the number of responses is greatest at the gate corresponding to the average pulse repetition rate surrounded by a Gaussian-type distribution of responses. The spread of this distribution will depend on the signal-to-noise ratio. Fig. 11 schematically shows the topological relationship to an arrangement of AND gates and the delay shift register. Fig. 11 is a "logic map" of the circuit arrangement. The illustrative circuit of FIG. 11 contains 12 AND gates each illustrated schematically with a respective one of horizontal lines 100-111. Each of the AND gates 100-111 is connected to the schematically illustrated tapped shift register delay line 112 which has 25 positions. The ports 100-111 are connected to the various positions at points represented by diagonal lines along the length of the horizontal lines representing the ports 100-111. The signal that enters the shift register 112 is the signal that is derived, e.g. from an output signal from the zero selection logic 811 in the digital residue processor of FIG. 8a. This signal is connected to a logarithmic A-D converter 113, digital differentiator 114 and zero selection logic 811. Thus, the input signal which may have the form shown in fig. 10A be converted to the signal shown in fig. 10B. Note fig. 10B that the interleaved pulses to pulse train A and to pulse train B are marked separately as An and Bn respectively.
En skiftklokke 113 tidsdiagram er skjematisk vist i den nedre delen av fig. 11 med en matrise som skjematisk illustrerer måten pulsene A og B entrer skiftregisteret og så forplantes ned skiftregisterforsinkelseslinjen 112. OG- portforbindelsene vist på fig. 11 er anordnet sekvensvis og reagerer på en hvilken som helst periodisk hendelse som opptrer innenfor et 2:1 område. Alternerende par med for-bindelser til sentertappen til hver periodisitetsport 100-111 er nødvendig for å sikre gjenkjenning av alle mulige kombinasjoner av intervaller mellom de sekvensvise pulsparene. Disse kombinasjoner er et resultat av de 24 diskrete klokketidsintervaller til skiftregisterforsinkelses-vinningen 112. Av hensiktsmessige grunner ved beskrivelsen av systemet er tidsskalaen til signalet vist kvantisert i de samme 24 enheter som enhetene til den avtappede skiftregisterforsinkelseslinjen. A shift clock 113 timing diagram is schematically shown in the lower part of fig. 11 with a matrix schematically illustrating the manner in which the pulses A and B enter the shift register and are then propagated down the shift register delay line 112. The AND gate connections shown in fig. 11 are arranged sequentially and respond to any periodic event occurring within a 2:1 range. Alternating pairs of connections to the center pin of each periodicity gate 100-111 are necessary to ensure recognition of all possible combinations of intervals between the sequential pulse pairs. These combinations result from the 24 discrete clock time intervals of the shift register delay gain 112. For convenience in describing the system, the time scale of the signal shown is quantized in the same 24 units as the units of the tapped shift register delay line.
De to pulstogene A og B vist på fig. 10B er også vist tidsinndelt i den samme skala som skiftklokken 113 og har perioder på 6 og 10 tidsenheter respektivt. Når den første pulsen til bølgetog A, merket puls A±, entrer forsinkelseslinjen 112 er det ingen andre pulser slik at det ikke skjer noen gjenkjenning. På samme måte når pulser B-^, B2og A2entrer sekvensvis vil det ikke være noen gjenkjenning av periodisitet og de fortsetter gjennom systemet. Når puls B3ankommer i tidsenhet 15 vil imidlertid puls B2i tidsenhet 8 og B-^i tidsenhet 1 være i systemet og de tre samtidige pulsene blir frembrakt, og derved frembringes en gjenkjenningsrespons for pulstog B som har en periode på syv tidsenheter. På en lignende måte vil når puls A 3 ankommer det være nok en gjenkjenning fra ti-enhetspor-ten. Ved påfølgende drift vil hvert pulstog kontinuerlig bli deinterfoliert i de diskrete kanalene til periodisitetsgjenkjenningsregister 115. The two pulse trains A and B shown in fig. 10B is also shown timed on the same scale as the shift clock 113 and has periods of 6 and 10 time units respectively. When the first pulse of wave train A, labeled pulse A±, enters the delay line 112 there are no other pulses so no recognition occurs. Similarly, when pulses B-^, B2 and A2 enter sequentially there will be no recognition of periodicity and they continue through the system. When pulse B3 arrives in time unit 15, however, pulse B2 in time unit 8 and B-^ in time unit 1 will be in the system and the three simultaneous pulses are produced, thereby producing a recognition response for pulse train B which has a period of seven time units. In a similar way, when pulse A 3 arrives there will be another recognition from the ten unit port. In subsequent operation, each pulse train will be continuously deinterleaved in the discrete channels of periodicity recognition register 115.
I kretsen på fig. 11 er det ekstremt viktig å anvende 2:1 forholdet av undermultipler for å frembringe en logisk hindrefunksjon som skal hindre falsk gjenkjenning i systemet. Således er det nødvendig å eliminere falske responser ved undermultipler av den virkelige periodisiteten under antagelse av at det er ønskelig å gjenkjenne periodisite ter over et område som er større enn en oktav. Nøkkelen for å fjerne disse falske responsene er 2:1 til forholdet referert til ovenfor. In the circuit of fig. 11, it is extremely important to use the 2:1 ratio of sub-multiples in order to produce a logical barrier function which will prevent false recognition in the system. Thus, it is necessary to eliminate false responses at submultiples of the real periodicity on the assumption that it is desirable to recognize periodicities over a range greater than one octave. The key to removing these false responses is the 2:1 to ratio referenced above.
Den første OG-portlinjer representerer og er merket den første oktaven av signalpulser; den andre oktaven av OG-portlin jer er forbundet og merket som vist; og den tredje oktaven som er de lavere åtte OG-porter er også merket. Et periodisitetsgjenkjenningsregister 121 som korresponderer med periodisitetsgjenkjenningsregisteret 115 på fig. 11 er forbundet til utgangene fra de 24 OG-portene. The first AND gate lines represent and are labeled the first octave of signal pulses; the second octave of AND port lines are connected and labeled as shown; and the third octave which is the lower eight AND gates are also labeled. A periodicity recognition register 121 which corresponds to the periodicity recognition register 115 in FIG. 11 are connected to the outputs of the 24 AND gates.
Spredningsf orsinkelseslin jen 120 på fig. 12 har en ikke-uniform forsinkelseskarakteristikk hvori de relative for-sinkelser i hvert trinn er indikert ved avstanden til avtapningene. Tiden mellom enhetene 0 til 16, som har den høyeste tidsoppløsningen korresponderer til tidskvantise-ringen av den høyest forventede periodisiteten til signalet. I enheter 18-32 er den relative forsinkelsen to tidsenheter; i forsinkelsesenhetene 36-64 er den fire tidsenheter. Oktavforholdet til portene er tilstøtende slik at det er en kontinuerlig periodisitetsgjenkjenningsmulighet over et tre oktavs periodisitetsområde. The propagation delay line 120 in FIG. 12 has a non-uniform delay characteristic in which the relative delays in each stage are indicated by the spacing of the taps. The time between units 0 to 16, which has the highest time resolution, corresponds to the time quantization of the highest expected periodicity of the signal. In units 18-32, the relative delay is two time units; in delay units 36-64 it is four time units. The octave ratio of the ports is adjacent so that there is a continuous periodicity detection capability over a three octave periodicity range.
Undermultipelforhindringsfunksjonen som er referert til tidligere blir utført ved å mate tilbake utgangssignalet fra hver port til forsinkelseslinjeøkningen i hvilken gjenkjenningen opptrer. Denne tilbakekopling er merket "gjenkjenningforhindringssignaler" på fig. 12. Således blir forplantningen av en undermultipelsignalpuls avslut-tet før den entrer de lavere periodisitetsgjenkjennings-oktavene. The submultiple blocking function referred to earlier is performed by feeding back the output signal from each gate to the delay line increment in which the detection occurs. This feedback is labeled "recognition prevention signals" in fig. 12. Thus, the propagation of a submultiple signal pulse is terminated before it enters the lower periodicity recognition octaves.
Det var tidligere bemerket at i anordningen på fig. 12 er avstanden mellom forsinkelseslinjeavtapningene proporsjo-nal med forsinkelsestiden. Utforming av et hensiktsmessig system for de nødvendige syv eller åtte oktavene til en akustisk signalomgivelse krever således i en praktisk si-tuasjon innretninger for å redusere den fysiske avstanden langs forsinkelseslinjen pr. forsinkelsesenhet ettersom forsinkelsen øker. En anordning for å redusere denne avstanden er vist i det digitale kretsdiagrammet på fig. 13 som utfører funksjonene som tidligere er beskrevet i de logiske kartene på fig. 11 og 12. It was previously noted that in the device of fig. 12, the distance between the delay line taps is proportional to the delay time. Designing an appropriate system for the necessary seven or eight octaves of an acoustic signal environment thus in a practical situation requires devices to reduce the physical distance along the delay line per delay unit as the delay increases. A device for reducing this distance is shown in the digital circuit diagram of fig. 13 which performs the functions previously described in the logic maps of fig. 11 and 12.
Fig. 13 viser hvordan det logiske kartet på fig. 12 kan overføres til konvensjonell kretsutforming. Dette diagram representerer alle de essensielle egenskapene til et driv-bart system og, unntatt for basismoduloktaven, er identisk i konstruksjonen. Hver oktav er utstyrt med respektive lagerskiftregistre 140, 141 og 142 for oktaver 1, 2 og 3 respektivt. Bare fire elementer av skiftregistrene, snarere enn åtte elementer, som vist på fig. 12, er vist på fig. 13 av enkelhetsgrunner. Selvfølgelig kan et hvilket som helst antall elementer anvendes avhengig av den ønskede oppløsning. Fig. 13 shows how the logic map in fig. 12 can be transferred to conventional circuit design. This diagram represents all the essential characteristics of a drivable system and, except for the base module octave, is identical in construction. Each octave is equipped with respective stock shift registers 140, 141 and 142 for octaves 1, 2 and 3 respectively. Only four elements of the shift registers, rather than eight elements, as shown in FIG. 12, is shown in fig. 13 for reasons of simplicity. Of course, any number of elements can be used depending on the desired resolution.
Lagerskiftregistrene 140, 141 og 142 fungerer som registeret 121 på fig. 12 og gir et utgangssignal som respons på detekteringen av en periodisitets-"slager". Dette utgangssignal kan ta en hvilken som helst ønskelig form, så som et elektronisk utgangsstyresignal frembrakt under serieut-lesningen av alt innhold i registeret. Utgangssignalet kan også ta form av et LED-utgangssignal for hver lokalisering inne i lagerskiftregistrene. The stock shift registers 140, 141 and 142 function like the register 121 in fig. 12 and provides an output signal in response to the detection of a periodicity "beater". This output signal can take any desired form, such as an electronic output control signal produced during the serial reading of all contents of the register. The output signal can also take the form of an LED output signal for each location within the stock shift registers.
Hvert element til hvert lagerskiftregister er utstyrt med en tre-inngangs OG-port vist som OG-portene 150-161 som har sine utganger forbundet til A, B, C og D inngangene til lagerskiftregistrene 140, 141 og 142 på den viste måten. Klokkepulssignalet som innmates så som inngangssignalet på fig. 10B blir så påtrykt et klokket skiftregister som har seksjoner 170 og 171 i den første oktaven og seksjoner 172 og 173 i oktaver 2 og 3 respektivt. Lignende klokkeskiftregisterseksjoner vil være anordnet for hver av de andre oktavene. Således kan så mange oktaver som det er ønskelig bli anvendt for å dekke så stort frekvensområde som ønskelig for signalanalysefunksjonen. Each element of each stock shift register is provided with a three-input AND gate shown as AND gates 150-161 having its outputs connected to the A, B, C and D inputs of the stock shift registers 140, 141 and 142 in the manner shown. The clock pulse signal that is fed in like the input signal in fig. 10B is then imprinted a clocked shift register having sections 170 and 171 in the first octave and sections 172 and 173 in octaves 2 and 3 respectively. Similar clock shift register sections will be arranged for each of the other octaves. Thus, as many octaves as desired can be used to cover as large a frequency range as desired for the signal analysis function.
Skiftregisterelementene blir tidsstyrt eller klokket av en klokke 180 som løper med den samme hastigheten som blir brukt til å klokke signalpulstoget.( Denne krets er referert til som dataskiftklokken på fig. 8a). Forsinkelsestiden for hver suksessiv oktav blir økt med en faktor på 2 ved å dividere klokkehastigheten til klokke 180 med 2 for hver suksessiv oktav. Således er det anordnet 2:1 divi-sjonskretser 181, 182 og så videre for å redusere klokkehastigheten som innmates med to for hvert suksessivt skiftregister 172, 173 og så videre. The shift register elements are timed or clocked by a clock 180 which runs at the same rate used to clock the signal pulse train. (This circuit is referred to as the data shift clock in Fig. 8a). The delay time for each successive octave is increased by a factor of 2 by dividing the clock speed of clock 180 by 2 for each successive octave. Thus, 2:1 division circuits 181, 182 and so on are provided to reduce the clock rate fed in by two for each successive shift register 172, 173 and so on.
For å sikre overføring av data mellom oktavforsinkelses-linjer er det innskutt et ekstra skiftregisterelement, benevnt Tx, i hver oktavforsinkelseslinje 171, 172 og 173 for å ta seg av den kvantiserte tidsposisjonen til perioden av pulsparene som opptrer når det blir gjort et utvalg av det analoge periodiske signalet av skiftklokken. In order to ensure the transfer of data between octave delay lines, an additional shift register element, designated Tx, is inserted in each octave delay line 171, 172 and 173 to take care of the quantized time position of the period of the pulse pairs that occur when a sample is made of the analog periodic signal of the shift clock.
Signalet fra Tx~elementet i hvert klokkeskiftregister er forbundet til overførings-ELLER-porter 190, 191 og 192 respektivt i de respektive oktaver 1, 2 og 3. Det andre inngangssignalet til ELLER-portene 190, 191 og 192 er signalet fra det tidligere forsinkelseselementet Tg, T12°9T16for ELLER-porter 190, 191 og 192 respektivt, slik at sig-nalpulsen alltid kan overføres til inngangselementet til det neste skiftregister i den neste oktaven. The signal from the Tx~ element in each clock shift register is connected to carry OR gates 190, 191 and 192 respectively in the respective octaves 1, 2 and 3. The other input signal to the OR gates 190, 191 and 192 is the signal from the previous delay element Tg, T12°9T16 for OR gates 190, 191 and 192 respectively, so that the signal pulse can always be transferred to the input element of the next shift register in the next octave.
Det første inngangssignalet for hver av OG-portene 150-153 er et inngangssignal fra en TQ-posisjon til klokkens skiftregister 170. Et andre inngangssignal til OG-porter 150-153 blir tatt fra klokkeskiftregisterposisjonene T5, Tg, Ty og Tg respektivt. På lignende måte blir andre inn gangssignaler til OG-port 154-157 tatt fra skiftregister-posisjonene Tg, T10, T-q og T12ti-1 klokkeskif tregister 172. The first input signal for each of the AND gates 150-153 is an input signal from a TQ position to the clock shift register 170. A second input signal to the AND gates 150-153 is taken from the clock shift register positions T5, Tg, Ty and Tg respectively. In a similar manner, other input signals to AND gates 154-157 are taken from shift register positions Tg, T10, T-q and T12ti-1 clock shift register 172.
Det andre inngangssignalet til OG-porter 158-161 blir tatt fra posisjoner T-^, T-^, T<->^og T-^g til registeret 173. Det tredje inngangssignalet til porter 154-161 består av utgangssignaler fra ELLER-porter 200-207 respektivt. Det tredje inngangssignalet til OG-porter 150-153 er vist som utgangssignalet fra ELLER-port 210, T2eller T3utgangssignalet fra skiftregister 171, utgangssignalet fra ELLER-port 211 og utgangssignalet fra posisjon Tjeller T4til skiftregister 171 respektivt. The second input signal to AND gates 158-161 is taken from positions T-^, T-^, T<->^ and T-^g to register 173. The third input signal to gates 154-161 consists of output signals from OR- ports 200-207 respectively. The third input signal to AND gates 150-153 is shown as the output signal from OR gate 210, the T2or T3 output signal from shift register 171, the output signal from OR gate 211 and the output signal from position Counter T4 to shift register 171 respectively.
Arrangementet som er beskrevet ovenfor vil gi en periodisitet utmatet i ett av lagerskiftregisterposisjonene for lagerskif tregisteret 140, 141 og 142 på den måten som er vist med de diagonale strekene som er tidligere diskutert i forbindelse med fig. 11 og 12. The arrangement described above will provide a periodicity output in one of the stock shift register positions of the stock shift register 140, 141 and 142 in the manner shown by the diagonal lines previously discussed in connection with FIG. 11 and 12.
Siden den diskrete natur til periodisitetsutvalgene, er anordnet en utspørringsport 220 for å doble bredden av ut-spørringspulsen i alle oktaver lavere enn basismodulen. Således består det første inngangssignalet til hver av OG-portene 154-161 av utgangssignalet fra ELLER-port 220, inngangssignalene som er forbundet til klokkeskiftregis-terposis joner Tq og T-L respektivt. Because of the discrete nature of the periodicity selections, an interrogation port 220 is provided to double the width of the interrogation pulse in all octaves lower than the base module. Thus, the first input signal to each of AND gates 154-161 consists of the output signal from OR gate 220, the input signals which are connected to clock shift register positions Tq and T-L respectively.
Fig. 13 viser den digitale kretsinnretningen ved hjelp av hvilken detekterte periodisiteter kan lagres og overføres til en påfølgende fremviser og/eller et automatisk behand-lingstrinn. Således blir utgangssignalene fra gjenkjen-ningsportene 150-161 sendt til de på forhånd innstilte innganger til lagerskiftregistrene 140, 141 og 142. Lagerskif tregisteret opptegner hendelsen av en periodisitet i sitt lagerelement hvoretter forhindringsfunksjonen beskrevet i forbindelse med fig. 12 arbeider for å fjerne pulsen fra dens tilhørende forsinkelsesskiftregisterelement. Således vil på fig. 13 hver av klokkeskiftregistrene T5, Tg, Ty, Tg av 171 og hver av registrene til 172 og 173 motta en klar forhindringsforbindelse fra utgangssignalet til OG-port 150-161 respektivt. Fig. 13 shows the digital circuit device by means of which detected periodicities can be stored and transferred to a subsequent viewer and/or an automatic processing step. Thus, the output signals from the recognition ports 150-161 are sent to the pre-set inputs of the stock shift registers 140, 141 and 142. The stock shift register records the occurrence of a periodicity in its stock element after which the prevention function described in connection with fig. 12 works to remove the pulse from its associated delay shift register element. Thus, in fig. 13 each of the clock shift registers T5, Tg, Ty, Tg of 171 and each of the registers of 172 and 173 receive a clear barrier connection from the output signal to AND gates 150-161 respectively.
Som et driftseksempel for kretsen på fig. 13 kan det antas at trippelperiodisitet finner sted i registerlokaliserin-gene TQ, Tg og Tg. Hendelsen blir opptegnet i register D-^. Pulsen i Tg blir så renset av forhindringspulsen som opptrer på Tg renseinngangen til skiftregisteret 171. As an operational example for the circuit of FIG. 13, it can be assumed that triple periodicity takes place in the register locations TQ, Tg and Tg. The event is recorded in register D-^. The pulse in Tg is then cleaned by the obstacle pulse that appears on the Tg cleaning input of the shift register 171.
Hvert lagerskiftregister 140, 141 og 142 er utstyrt med et ekstra forsinkelseselement merket X. Dette tilleggselement blir brukt til å lagre data som skal skiftes inn i det neste registeret dersom en serieutlesning av data er ønskelig. Som fastslått tidligere kan data som er lagret i hvert lagerregister også observeres direkte ved å forbinde hvert lagerelement med en lysemitterende diode. Alternativt eller samtidig kan data blir overført ut i serieform ved hjelp av standard skiftregistermetoder. Dersom det er ønskelig, kan data i lagerskiftregistrene bli dekodet i binær nummerisk form for å identifisere direkte det opptegnede elementet. Enhver annen form for datautlesning kan velges etter ønske av utformeren av systemet. Each storage shift register 140, 141 and 142 is equipped with an additional delay element marked X. This additional element is used to store data to be shifted into the next register if a serial reading of data is desired. As stated earlier, data stored in each storage register can also be observed directly by connecting each storage element to a light emitting diode. Alternatively or simultaneously, data can be transferred out in serial form using standard shift register methods. If desired, data in the stock change registers can be decoded in binary numerical form to directly identify the item recorded. Any other form of data readout can be chosen as desired by the designer of the system.
Periodisitetssorteringsmatriser er i og for seg kjent, men er vesentlig mere komplekse enn den nye anordningen vist på fig. 13. En kjent utforming er beskrevet i publikasjonen "PRF Signal Analyzer", IBM Technical Disclosure Bulle-tin, vol 10, nr. 11, april, 1968, p. 1781. Det viste systemet anvender en forskjellig form for oktavundermultip-pelforhindring og har dårligere ytelse og er mer komplekst enn systemet på fig. 13 og krever mange flere forsinkel-seselementer og logiske komponenter. Dette er spesielt sant når periodisitetssorteringssystemet krever mer enn tre eller fire oktaver. Periodicity sorting matrices are known per se, but are significantly more complex than the new device shown in fig. 13. A known design is described in the publication "PRF Signal Analyzer", IBM Technical Disclosure Bulletin, vol 10, no. 11, April, 1968, p. 1781. The system shown uses a different form of octave submultiple rejection and has worse performance and is more complex than the system in fig. 13 and requires many more delay elements and logic components. This is especially true when the periodicity sorting system requires more than three or four octaves.
En betegnende egenskap med kretsen på fig. 13 er at den kan anvende så mange oktaver som det er ønskelig og antallet er bare begrenset av tidsresponshastigheten til lo-gikkelementet. Således har kretser som anvender åtte oktaver med hell blitt brukt og med en oppløsning på 24 til-vekster. A characteristic feature of the circuit of FIG. 13 is that it can use as many octaves as desired and the number is only limited by the time response speed of the logic element. Thus circuits using eight octaves have been successfully used and with a resolution of 24 increments.
Periodisitetssorteringsmatrisen på fig. 13 kan utføres med mange forskjellige kretsteknikker. Således kan forsinkel-sesfunksjonen utføres av innretninger så som analoge avtappede forsinkelseslinjer, kaskadekoplede monostabile multivibratorer, ladningskoplede integrerte forsinkelses-kretser, digitale skiftregistre og overflateakustiske bøl-geinnretninger. Imidlertid vil ved signalbehandling i de lavere frekvensområdene, som anvendes ved seismiske systemer og normale audio/akustiske frekvensområder, det digitale skiftregisterarrangementet på fig. 13 være det foretrukne kretsarrangementet. The periodicity sorting matrix in fig. 13 can be performed with many different circuit techniques. Thus, the delay function can be performed by devices such as analog tapped delay lines, cascaded monostable multivibrators, charge-coupled integrated delay circuits, digital shift registers and surface acoustic wave devices. However, when processing signals in the lower frequency ranges, which are used in seismic systems and normal audio/acoustic frequency ranges, the digital shift register arrangement in fig. 13 be the preferred circuit arrangement.
De generelle egenskaper med et system som anvender analoge eller kvasianaloge metoder som kan anvende ladningskoplede forsinkelsesinnretninger eller overflateakustisk bølgeinn-retninger er vist skjematisk på fig. 14 som viser en krets som utfører det første og andre analyseintervallet på fig. The general characteristics of a system that uses analog or quasi-analog methods that can use charge-coupled delay devices or surface acoustic wave devices are shown schematically in fig. 14 showing a circuit that performs the first and second analysis intervals of FIG.
5 og 6. Mens funksjonen til kretsen på fig. 14 kan utføres av et heldigitalt behandlingssystem, er systemet forenklet ved å anvende et analogt eller kvasianalogt system for å gi den nødvendige informasjonen til Aural Retina kretsen. Mer spesielt, som vist på fig. 14, blir signalet f(t) som skal analyseres påtrykt en dertil egnet forsinkelseslinje så som den dispersive forsinkelseslinjen 200 som har n avtapninger T^-T^. Denne gir en diskret utvalgsbølgeform av f(t) langs lengden av forsinkelseslinjen som har en økende forsinkelse pr. lengdeenhet. Hver avtapning i forsinkelseslinjen 200 er forbundet til en respektiv krets så som en av kretsene 201-204 som omdanner den lagrede funksjonen f(t) til log f(t) på en kjent måte. Utgangssignalet log f(t) for funksjonen i hver av avtapningene blir så forbundet til en egnet subtraksjonskrets 205 som er anordnet for å fratrekke utgangssignalet fra hver logomdannet forsin-kelsesavtapningsverdi fra verdien til den forutgående for-sinkelsesavtapning. Dette gir en diskret derivert av log f(t) som er funksjonen r(t) = d£log f(t)^J/dt som er "residu" som er beskrevet tidligere. 5 and 6. While the function of the circuit of Fig. 14 can be performed by a fully digital processing system, the system is simplified by using an analog or quasi-analog system to provide the necessary information to the Aural Retina circuit. More particularly, as shown in FIG. 14, the signal f(t) to be analyzed is applied to a suitable delay line such as the dispersive delay line 200 which has n taps T^-T^. This gives a discrete sampling waveform of f(t) along the length of the delay line which has an increasing delay per unit of length. Each tap in the delay line 200 is connected to a respective circuit such as one of the circuits 201-204 which converts the stored function f(t) to log f(t) in a known manner. The output signal log f(t) of the function in each of the taps is then connected to a suitable subtraction circuit 205 which is arranged to subtract the output of each log-shaped delay tap value from the value of the preceding delay tap. This gives a discrete derivative of log f(t) which is the function r(t) = d£log f(t)^J/dt which is the "residue" described earlier.
Residufunksjonen r(t) blir så påtrykt respektive terskel-detektorer 206 som er anordnet for hver forsinkelsescelle og som arbeider for å bestemme tidsavsnittet til valgte bølgeformegenskaper så som topper eller nuller. I øyeblik-kene som korresponderer til disse egenskapene, blir verdiene til r(t) eller residu styrt inn i Aural Retina kretsen 207 via residuportene 208. The residual function r(t) is then applied to respective threshold detectors 206 which are provided for each delay cell and which work to determine the time interval of selected waveform features such as peaks or zeros. At the instants that correspond to these properties, the values of r(t) or residual are controlled into the Aural Retina circuit 207 via the residual ports 208.
Samtidig blir utgangssignalene fra terskeldetektorene 206 påtrykt periodisitetssorteringsmatrisen 209 som kan være identisk med kretsen på fig. 13. Utgangssignalet fra PSM 209 blir også påtrykt inngangen til Aural Retina kretsen 207. Aural Retina kretsen 207 har så innganger som tar seg av periodisiteten til bølgeformene, residu og amplitude slik at den nå har informasjonen som er nødvendig for å frembringe de nødvendige bølgeformgjenkjenningsmønstre. Merk at det generelle arrangementet vist på fig. 14 kan utføres med ladningskoplet forsinkelse eller overflateakustisk bølgeinnretningsteknologi. At the same time, the output signals from the threshold detectors 206 are applied to the periodicity sorting matrix 209, which may be identical to the circuit in fig. 13. The output signal from PSM 209 is also applied to the input of the Aural Retina circuit 207. The Aural Retina circuit 207 then has inputs that take care of the periodicity of the waveforms, residue and amplitude so that it now has the information necessary to produce the necessary waveform recognition patterns. Note that the general arrangement shown in fig. 14 can be performed with charge coupled delay or surface acoustic wave device technology.
Det er en betydelig fordel med arrangementet på fig. 14 siden arrangementet eliminerer behovet for mellomlagring, adressering, gjennomsnittsberegning og parameterassosia-sjonslogikk som er nødvendig i en heldigital utforming. There is a significant advantage to the arrangement in fig. 14 since the arrangement eliminates the need for intermediate storage, addressing, averaging and parameter association logic that is necessary in a fully digital design.
Nå skal omtales måten den ytre produktmatrisen 68 på fig. The manner in which the outer product matrix 68 in fig.
6 kan utføres på for å utføre det tredje behandlingsintervallet beskrevet på fig. 5 i hvilket WIV blir satt sammen i et vektorrom i hvilket signalmønstrene kan gjen kjennes. En fremgangsmåte som dette utføres med er vist i søkerens US-patent 3.886.553, tittel "Coordinate Locating Method and System", utstedt 27. mai, 1975. Den viste fremgangsmåten i patentet har som primær hensikt å lokalisere emittere i geografiske koordinater ved å gjenkjenne tids-differansemønstrene til den mottatte stråling. Imidlertid kan kretsene anvendes for et hvilket som helst koordinat-system. 6 can be performed on to perform the third treatment interval described in fig. 5 in which the WIV is assembled into a vector space in which the signal patterns can be recognised. A method by which this is accomplished is shown in Applicant's US Patent 3,886,553, entitled "Coordinate Locating Method and System", issued May 27, 1975. The method shown in the patent has as its primary purpose locating emitters in geographic coordinates by recognize the time-difference patterns of the received radiation. However, the circuits can be used for any coordinate system.
Det følgende beskriver en ny fremgangsmåte og krets for å identifisere bølgeformmønsteret under anvendelse av det to-dimensjonale rommet til residu a mot periodisitet t . Generelt kan bølgeforminformasjonsvektorene som omfatter et fire-dimensjonalt rom som utgjøres av residu, periodisitet, retning og amplitude også bli anvendt. The following describes a novel method and circuit for identifying the waveform pattern using the two-dimensional space of residual a versus periodicity t . In general, the waveform information vectors comprising a four-dimensional space constituted by residue, periodicity, direction and amplitude can also be used.
I det nye arrangementet i henhold til oppfinnelsen, blir residudataene som er avledet fra topputvalgets logaritme-deriverte som sendes ut fra registeret 98 på fig. 8 først omdannet til en analog tidsdifferanse. Periodisitetsut-lesningen fra periodisitetssorteringsmatrisen på fig. 13 blir også omdannet til en analog tidsdifferanse ved hjelp av serieutlesemodusen beskrevet i forbindelse med fig. 13. Periodisitet og residu danner så koordinatene til et rektangulært Aural Retina eksistensrom, som ble beskrevet i fig. 2. Dette planet kan inndeles i en oppstilling av rek-tangler som er avgrenset av referansepunkter, som illustrert på fig. 15. In the new arrangement according to the invention, the residual data derived from the logarithmic derivative of the peak sample output from the register 98 of FIG. 8 first converted to an analog time difference. The periodicity reading from the periodicity sorting matrix in fig. 13 is also converted into an analog time difference by means of the serial readout mode described in connection with fig. 13. Periodicity and residue then form the coordinates of a rectangular Aural Retina existence space, which was described in fig. 2. This plane can be divided into a set of straight tangles which are bounded by reference points, as illustrated in fig. 15.
Referansepunktene på fig. 15 er benevnt med nr. 00-03; 10-13; 20-23; og 30-33. Hvert av disse referansepunktene kan representeres som punkter i tiden som en funksjon av de kontinuerlige tidsvariable a og T. Hvert punkt definerer derfor et bestemt relativt tidsforsinkelsesmønster. Ved å anordne en innretning for å gjenkjenne tidsforsinkelses-mønsteret mellom de to inngangsvariablene a og T, er det mulig å lokalisere korresponderende punkter i eksistens diagrammet. Siden hvert punkt eller punktsett representerer en bølgeform, er evnen til å lokalisere disse punktene ekvivalent med å identifisere signalet. The reference points on fig. 15 are named with no. 00-03; 10-13; 20-23; and 30-33. Each of these reference points can be represented as points in time as a function of the continuous time variables a and T. Each point therefore defines a particular relative time delay pattern. By arranging a device to recognize the time delay pattern between the two input variables a and T, it is possible to locate corresponding points in the existence diagram. Since each point or set of points represents a waveform, the ability to locate these points is equivalent to identifying the signal.
Fig. 16 viser som blokkskjema en krets som er utformet for å utføre funksjonen nevnt ovenfor og som utgjør den ytre produktmatrisekretsen 68 på fig. 6. Kretsen på fig. 16 be-tjener den ytre produktmanipuleringen av WIV som er blitt målt i bølgeformen. På fig. 16 blir de to tidsdifferanse-kodede parametrene for periodisitet P og residu a matet til respektive skiftregisteravtappede forsinkelseslinjer 300 og 301. Et tredje identisk register 302 er også anordnet. Hvert av registrene 300-302 består av konvensjonelle vipper. Registre 300 og 301 har fire avtapninger som hver er merket 3, 2, 1 og 0 respektivt. Hver av disse avtapninger er forbundet til en respektiv OG-port som hver er skjematisk vist ved en av horisontallinjene som er numme-rert 01 til 33. Hver av disse OG-portene korresponderer til en posisjon i eksistensdiagrammet på fig. 15. Hver av portene har tre innganger og det tredje inngangssignalet kommer fra den siste avtapningen på forsinkelseslinjen 302 vist som linjen 304 på fig. 16. Fig. 16 shows as a block diagram a circuit which is designed to perform the function mentioned above and which constitutes the outer product matrix circuit 68 in fig. 6. The circuit in fig. 16 serves the outer product manipulation of the WIV that has been measured in the waveform. In fig. 16, the two time-difference coded parameters for periodicity P and residue a are fed to respective shift register tapped delay lines 300 and 301. A third identical register 302 is also provided. Each of the registers 300-302 consists of conventional flip-flops. Registers 300 and 301 have four taps which are each marked 3, 2, 1 and 0 respectively. Each of these taps is connected to a respective AND gate, each of which is schematically shown by one of the horizontal lines numbered 01 to 33. Each of these AND gates corresponds to a position in the existence diagram of fig. 15. Each of the gates has three inputs and the third input signal comes from the last tap on delay line 302 shown as line 304 in FIG. 16.
En referanseforsinkelseskrets er også anordnet i fig. 16 for å tillate gjenkjenning av alle punkter i et plan. For hver forsinkelseslinje er det anordnet tidsstyrte (klokkede) nedtellingssystemer 305, 306 og 307 som tillater inn-gangstidsforsinkelsespulsen å bli skiftet gjennom hver forsinkelseslinje med høyere oppløsning enn det som er gitt ved den relativt grove delingen av de diskrete for-sinkelseslin jeavtapninger i forsinkelseslinjer 300-302. Denne nedtellingsmetode tillater en finkornet interpolasjon av mønsterlokaliseringen ved å sammenligne de relative verdiene av responser til tilliggende referansepunkter som det er vist i søkerens tidligere nevnte patent nr. 3.886.553. A reference delay circuit is also provided in fig. 16 to allow recognition of all points in a plan. For each delay line, timed (clocked) countdown systems 305, 306 and 307 are provided which allow the input time delay pulse to be shifted through each delay line with higher resolution than that provided by the relatively coarse division of the discrete delay line taps into delay lines 300 -302. This count-down method allows a fine-grained interpolation of the pattern localization by comparing the relative values of responses to adjacent reference points as shown in applicant's aforementioned patent No. 3,886,553.
Virkemåten til kretsen på fig. 16 er som følger: I ethvert øyeblikk vil et signals lokalisering i planet på fig. 15 korrespondere til en bestemt OG-port 01-33 som blir aktivert av utgangssignalene til tre sammenfallende forsinkel-seslin jeavtapninger . Bare en port kan aktiveres av gangen og så gi en utgangspuls. Oppstillingen av porter blir så forbundet til en kovensjonell logisk prioritetskoder 310a som omdanner posisjon til den aktiverte porten til et binært kodetall på linjer Ag, A^, A2og A3. Dette tall eksisterer under varigheten til portpulsen. The operation of the circuit in fig. 16 is as follows: At any instant, a signal's location in the plane of FIG. 15 correspond to a specific AND gate 01-33 which is activated by the output signals of three coincident delay line taps. Only one port can be activated at a time and then give an output pulse. The array of gates is then connected to a conventional logical priority encoder 310a which converts the position of the activated gate into a binary code number on lines Ag, A^, A2 and A3. This number exists for the duration of the gate pulse.
Den kodede gjenkjenningspulsen adresserer så et direktela-ger 310. For hver gjenkjenningshendelse vil en telling bli addert til minnet ved lokaliseringen spesifisert av port-adressen. Etter hvert utleseavsøk blir direktelageret 310 renset og syklusen begynner igjen. Avsøkegjenkjenningssy-klusen inneholder således tidsavsnittinformas jon for alle hendelser innenfor oppløsningen av perioden til det høyes-te frekvenssignalet. The coded recognition pulse then addresses a direct storage 310. For each recognition event, a count will be added to the memory at the location specified by the port address. After each readout scan, the direct storage 310 is cleared and the cycle begins again. The scanning recognition cycle thus contains time section information for all events within the resolution of the period of the highest frequency signal.
To funksjoner som kan utføres ved behandling av innholdet i direktelageret 310 er: (1) søke ut det sammensatte Aural Retina eksistensplanet for undersøkelse av dets innhold som utgjør en Two functions that can be performed when processing the contents of the direct storage 310 are: (1) search out the composite Aural Retina plane of existence for examination of its contents which constitute a
"lære"-prosess, og"learning" process, and
(2) utføre automatisk gjenkjenning av forutvalgte mønstre som et resultat av undersøkelsen av lager- eller min-neinnholdet. (2) perform automatic recognition of preselected patterns as a result of the examination of the stock or mine contents.
Utlesningen av lageret 310 blir styrt ved hjelp av en egnet mikroprosessor 311 som etter tur adresserer alle ele-mentene i lageret 310. Den akkumulerte tellingen ved hver adresse kan så sammenlignes med tilliggende referansepunkter og, ved hjelp av en dertil egnet interpolasjonsalgo-ritme så som den som er beskrevet i søkerens forannevnte patent nr. 3.886.553, kan så mønsterpunktet bli beregnet i oppløsningen som er gitt av den opprinnelige tidsmålingen. Disse høyoppløsningspunkter utgjør så mønsteret til eksistensdiagrammet som representert i en enkel periodisitetssorteringsmatrises oktavutleseavsøkssyklus. Ved å ak-kumulere i en adderer disse interpolerte mønstrene i mik-roprosessorminnet over en hensiktsmessig integrasjonspe-riode oppnåes et fullstendig øyeblikksbilde av Aural Retina signalmønsteret. Dvs. at addereren adderer hver ny gjenkjenningshendelse fra OPM til antallet slagere som allerede er lagret i RAM. Den skaper så et "histogram" av mønsterresponser i lagerintervallet. Etter hvert slikt intervall kan de akkumulerte mønstrene bli lest ut i en fremviser eller i midlertidig lager for etterfølgende analyse i det fjerde behandlingsintervallet som søker etter variable mønstre, som ble beskrevet i forbindelse med fig. 5. The reading of the storage 310 is controlled by means of a suitable microprocessor 311 which in turn addresses all the elements in the storage 310. The accumulated count at each address can then be compared with adjacent reference points and, by means of a suitable interpolation algorithm such as that described in the applicant's aforementioned patent no. 3,886,553, the pattern point can then be calculated in the resolution provided by the original time measurement. These high resolution points then form the pattern of the existence diagram as represented in a simple periodicity sort matrix octave readout scan cycle. By accumulating in an adder these interpolated patterns in the microprocessor memory over an appropriate integration period, a complete snapshot of the Aural Retina signal pattern is obtained. That is that the adder adds each new recognition event from OPM to the number of beats already stored in RAM. It then creates a "histogram" of pattern responses in the stock interval. After each such interval, the accumulated patterns may be read out into a viewer or into temporary storage for subsequent analysis in the fourth processing interval searching for variable patterns, which was described in connection with FIG. 5.
Utsøkeavsøksomdannelsesprosessen kan anvendes for å identifisere mønsteret som korresponderer til bestemte signal-bølgeformer og deres individuelle kildeobjekter. Den er i virkeligheten en læreprosess. Ved å prøve/undersøke og gjenkjenne mønsterkoordinatene frembrakt av forskjellige signalkildeobjekter kan et sett med "maler" dannes for å søke for tilstedeværelsen av ønskede innkommende signal-mønstre. En mal av dette slaget er vist på fig. 16 som blokken 320. Malen vil i virkeligheten bestå, f.eks. av et leselager som er kodet i en sekvens av adresser som korresponderer med forutvalgte bølgeformer. For å søke for et bestemt mønster, blir adressene til malene eller lesemin-net 320 påtrykt direktelagerets adressedatabuss i utlese-modusen etter hver periodisitetssorteringsmatrises utlese-oktav-avsøkssyklus. Dersom det undersøkte mønsteret er til stede i direktelageret 310, vil undersøkelsen frembringe en hendelse som kan opptegnes i en dertil egnet gjenkjen-ningsresponsteller 321. Etter et forutbestemt antall av opptegnede hendelser i et bestemt malundersøkelsesmønster, kan en terskelkomparator 322 bli aktivert for å indikere tilstedeværelsen av kildeobjektet i signalsammensetningen. Denne informasjon kan så anvendes til å aktivere ytterligere analysesystemer eller kontrollinnretninger. The scan-scan transformation process can be used to identify the pattern corresponding to particular signal waveforms and their individual source objects. It is actually a learning process. By sampling/examining and recognizing the pattern coordinates produced by various signal source objects, a set of "templates" can be formed to search for the presence of desired incoming signal patterns. A template of this kind is shown in fig. 16 as the block 320. The template will actually consist, e.g. of a read storage encoded in a sequence of addresses corresponding to preselected waveforms. To search for a particular pattern, the addresses of the templates or read memory 320 are printed onto the direct storage address data bus in the readout mode after each periodicity sort matrix readout octave scan cycle. If the examined pattern is present in the direct storage 310, the examination will produce an event that can be recorded in a suitable recognition response counter 321. After a predetermined number of recorded events in a certain template examination pattern, a threshold comparator 322 can be activated to indicate the presence of the source object in the signal composition. This information can then be used to activate further analysis systems or control devices.
Fig. 17 viser en krets som er alternativ til kretsen på fig. 16 for Aural Retina behandlingen og automatisk gjenkjenning og som ikke krever direktelageret 310. Med henvisning til fig. 17 er det på denne figur skjematisk vist skiftregisterforsinkelseslinjene 305, 306 og 307 til fig. 16, og det er også vist OG-portene 00 til 33. Hver av tidsreferanseinngangene fra register 307 er utstyrt med mønstervelgebrytere 350 som kan bli alternativt åpnet eller lukket, etter ønske, enten manuelt eller på avstand, for derved å kunne forutvelge ett eller flere mønstre som kan gjenkjennes. Utgangen til portene 00 til 33 blir så forbundet til en egnet responssummeringskrets 351 som i sin tur driver en teller 352 slik at denne akkumulerer antallet responser, og terskelkretsen 353. Krets 353 vil så gi et passende gjenkjenningssignal når det ønskede signal-let er tilstede, som valgt av brytere 350 i en sammenset-ning av blandede inngangssignaler. Dvs. at et gyldig sig-nalgjenkjenningssignal bare vil bli frembrakt når et forutbestemt antall responser har funnet sted. Fig. 17 shows a circuit which is an alternative to the circuit in fig. 16 for the Aural Retina processing and automatic recognition and which does not require the direct storage 310. With reference to fig. 17, the shift register delay lines 305, 306 and 307 of fig. 16, and the AND gates 00 to 33 are also shown. Each of the time reference inputs from register 307 is equipped with pattern selector switches 350 which can be alternatively opened or closed, as desired, either manually or remotely, to thereby be able to preselect one or more patterns that can be recognized. The output of ports 00 to 33 is then connected to a suitable response summation circuit 351 which in turn drives a counter 352 so that it accumulates the number of responses, and the threshold circuit 353. Circuit 353 will then provide a suitable recognition signal when the desired signal is present, as selected by switches 350 in a composite of mixed input signals. That is that a valid signal recognition signal will only be produced when a predetermined number of responses have taken place.
Det har blitt beskrevet fremgangsmåter for avsøksomdanning og mønstergjenkjenning i to dimensjoner, som vist på fig. Methods have been described for scan transformation and pattern recognition in two dimensions, as shown in fig.
15. De samme fremgangsmåtene kan anvendes ved gjenkjenningen av signalkildeobjekter i det fire-dimensjonale WIV-rommet, som beskrevet ved det generaliserte systemet på fig. 5. Dette blir utført ved å utvide den ytre produktmatrisen på fig. 16 til fire dimensjoner under anvendelse av to tilleggsavtappede forsinkelsesskiftregistre som inneholder amplitude og retningsinngangsdata i tidskodet form. Tilleggsgjenkjennings-OG-porter vil være nødvendig for prosessen, som angitt ved produktet av antallet diskrete elementer i hver vektor. Antallet porter kan således bli upraktisk stort for tilfredsstillende mønsterdiskri-minering. Imidlertid kan en interpolasjonsprosess, så som beskrevet i søkerens tidligere US-patent nr. 3.886.553 bli anvendt for å forbedre oppløsningen med omtrent 100:1 under anvendelse av relativt få porter. På denne måten kan den fire-dimensjonale periodisitetssorteringsmatrisen ut-føres økonomisk. 15. The same methods can be used for the recognition of signal source objects in the four-dimensional WIV space, as described for the generalized system in fig. 5. This is done by expanding the outer product matrix in fig. 16 into four dimensions using two additional tapped delay shift registers containing amplitude and direction input data in time-coded form. Additional recognition AND gates will be required for the process, as indicated by the product of the number of discrete elements in each vector. The number of ports can thus be impractically large for satisfactory pattern discrimination. However, an interpolation process, such as described in applicant's prior US Patent No. 3,886,553, can be used to improve the resolution by approximately 100:1 using relatively few gates. In this way, the four-dimensional periodicity sorting matrix can be carried out economically.
Den ytre produktfunksjonen beskrevet tidligere kan utføres ved å anvende mikroprosessormetode. På grunn av det høye antallet multiplikasjoner og sammenligninger på oppstillingen av referansepunkter som må utføres ved hvert klok-kedataintervall, blir imidlertid datamaskinbehandlingen vanskelig og krever vesentlig beregningshastighet og energi. The outer product function described earlier can be performed by using the microprocessor method. However, due to the high number of multiplications and comparisons on the array of reference points that must be performed at each clock data interval, the computer processing becomes difficult and requires significant computational speed and energy.
Avsøkeomdanningsprosessoren og bølgeformgjenkjenningssy-stemet tillater identifikasjon og lokalisering av settet med kildeobjekter i signalomgivelsen som det er blitt beskrevet i forbindelse med fig. 16. De omfatter derfor innretningene for å motta objektene til det tredje analyseintervallet på fig. 5. Uttrykt ved informasjonsinnholdet har datahastigheten blitt sammentrukket. Med denne lavere datahastighet blir anvendelsen av konvensjonelle mikropro-sessormetoder hensiktsmessige slik at kravene til de gjen-værende behandlingsintervallene for å bestemme mønsteren-dringer og deres betydning best kan utføres ved hjelp av datamaskinalgoritmer. The scan transform processor and waveform recognition system allows identification and localization of the set of source objects in the signal environment as described in connection with FIG. 16. They therefore comprise the devices for receiving the objects of the third analysis interval in fig. 5. Expressed in terms of the information content, the data speed has been contracted. With this lower data rate, the use of conventional microprocessor methods becomes appropriate so that the requirements for the remaining processing intervals to determine pattern changes and their significance can best be performed by means of computer algorithms.
En vil merke seg at konseptet til den foreliggende oppfinnelsen generelt er gyldig for enhver signalbehandlingsan-ordning uansett hvilket frekvensområde det gjelder. De eneste begrensningene i kretsene er avledet fra respons-hastighet til de inviduelle innretningene som anvendes. Mens akustiske prosesser er blitt forstørret for anvendelse av oppfinnelsen, vil det være åpenbart at oppfinnelsen kan anvendes ved høyere frekvensanvendelser enn de i det akustiske området. It will be noted that the concept of the present invention is generally valid for any signal processing device regardless of the frequency range concerned. The only limitations in the circuits are derived from the response speed of the individual devices used. While acoustic processes have been enlarged for application of the invention, it will be obvious that the invention can be used in higher frequency applications than those in the acoustic range.
Det er så beskrevet i fig. 18 en ny prosess og krets for å detektere tidsavsnitt eller påslag av en tidsfastlagt serie av hendelser. På fig. 18 blir således signalpulstoget som innmates påtrykt et hensiktsmessig avtappet for-sinkelsesregister 400. Avtapningene til register 400 er forbundet til tre inngangs-OG-porter som hver er representert ved en horisontal linje som fører til tapper A til H til gjenkjenningsregister 401. Utgangene fra gjenkjen-ningsregisteret 401 er så forbundet til en NELLER-port 402 og utgangen til NELLER-porten 402 er forbundet til en inngang til OG-port 403. Den andre inngangen til port 403 er tatt fra nullforsinkelseselementet til forsinkelsesregi-ster 400. It is thus described in fig. 18 a new process and circuit for detecting time segments or increments of a timed series of events. In fig. 18, the signal pulse train that is fed in is thus applied to an appropriately tapped delay register 400. The taps of register 400 are connected to three input AND gates, each of which is represented by a horizontal line leading to pins A to H of recognition register 401. The outputs from recognize The NOR gate 401 is then connected to a NOR gate 402 and the output of the NOR gate 402 is connected to an input to AND gate 403. The other input to gate 403 is taken from the zero delay element of delay register 400.
Virkemåten til systemet på fig. 18 er som følger: Krite-riet for tidsavsnitt er hendelsen av tilstedeværelsen av en utspørringspuls i nullelementet til forsinkelsesregi-steret 400 uten en korresponderende periodisitetsgjenkjenning. NELLER-porten 402 gir et lavutgangssignal når en periodisitetsgjenkjenning blir opptegnet i gjenkjennings-registeret 401. Samtidig krever hendelsen til en periodi-sitetsg jenk jenning at et pulslogikknivå H må eksistere i nullforsinkelsesavtapningen til register 400. Et tidsavsnitt er imidlertid definert som hendelsen med ingen gjenkjenning når en utspørringspuls eller utgangspulsen til avtapning null opptrer. Denne hendelse kan opptre enten når en aperiodisk puls blir mottatt eller under de første to pulsene til en periodisk sekvens. The operation of the system in fig. 18 is as follows: The criterion for timing is the event of the presence of an interrogation pulse in the zero element of the delay register 400 without a corresponding periodicity recognition. The NELLER gate 402 provides a low output signal when a periodicity detection is recorded in the detection register 401. At the same time, the event of a periodicity detection requires that a pulse logic level H must exist in the zero-delay tap of register 400. However, a time segment is defined as the event of no detection when an interrogation pulse or the output pulse to drain zero occurs. This event can occur either when an aperiodic pulse is received or during the first two pulses of a periodic sequence.
De logiske hendelser fra OG-porten 403 er oppstilt som følger: The logical events from AND gate 403 are listed as follows:
Tabellen ovenfor viser at tidsavsnitt blir identifisert ved logisk H når en ikke-gjenkjent utspørring eksisterer. Merk at en tidsavsnittdetekteringshendelse sammenfaller med ankomsttiden til hver puls, uavhengig av lengden med forsinkelse som er nødvendig for å detektere dens tilhø-rende periodisitet. The table above shows that time slots are identified by logic H when an unrecognized query exists. Note that a time slot detection event coincides with the arrival time of each pulse, regardless of the length of delay necessary to detect its associated periodicity.
Tidsavsnittdetekteringsfremgangsmåten som er beskrevet i relasjon til fig. 18 blir utvidet til å omfatte et multi-oktavsystem på fig. 18a. Med referanse til fig. 18a blir det klokkede pulstoget som innmates påtrykt hver av n ok-tavkretser som er vist skjematisk som tre kretser 410, 421 og 422. The time slice detection method described in relation to FIG. 18 is extended to include a multi-octave system of fig. 18 a. With reference to fig. 18a, the clocked pulse train which is fed in is applied to each of n ok-tav circuits which are shown schematically as three circuits 410, 421 and 422.
Hver oktav 420, 421 og 422 har en ELLER-port 423, 424 og 425 respektivt, i stedet for NELLER-porten 402 på fig. 18. ELLER-porter 422, 423 og 424 arbeider hver for å detektere periodisitet innenfor sitt område. En flerinngangs-NELLER-port 426 er festet til alle oktav-ELLER-portene 423 til 425. Når et signal opptrer i forsinkelseskrets 427, men når ingen periodisitetsgjenkjenning blir detektert i noen av oktavene, antar Gloal-tidsavsnittporten en logisk H. Dette indikerer en tidsavsnitthendelse som tidligere beskrevet for enkeltoktaven på fig. 18. Each octave 420, 421 and 422 has an OR gate 423, 424 and 425 respectively, instead of the NOR gate 402 of FIG. 18. OR gates 422, 423 and 424 each operate to detect periodicity within their range. A multi-input OR gate 426 is attached to all octave OR gates 423 through 425. When a signal appears in delay circuit 427, but when no periodicity detection is detected in any of the octaves, the Gloal time slice gate assumes a logic H. This indicates a time section event as previously described for the single octave in fig. 18.
Fra dette punkt bestemmer anvendelsen av tidsavsnittinformas jonen som fåes i fig. IB hvordan den skal behandles. Tidsavsnittdata kan separeres i to grupper: (1) påslag av periodiske sekvenser spesifisert ved pulspar; (2) ankomster av tilfeldige hendelser spesifisert ved en-keltpulser. From this point, the application of time slice information determines the information obtained in fig. IB how it should be treated. Time slice data can be separated into two groups: (1) addition of periodic sequences specified by pulse pairs; (2) arrivals of random events specified by single-celt pulses.
Selv om det ovenstående kan synes å gi en temmelig åpenbar skille, vil den rene tilstedeværelse av to tidsavsnittpul-ser ikke nødvendigvis indikere hvilken type hendelse som har funnet sted (et periodisk påslag eller to tilfeldige hendelser). Dette kan løses ved å anordne innretningen for å assosiere tidsavsnittpulsene med de periodiske gjenkjen-ningsdata. Dersom således et hvilket som helst pulspar blir assosiert med en påfølgende periodisitetsmåling, må tidsavsnitthendelsen være et påslag; hvis ikke, så er det tilfeldig. F.eks. vil påslagtidsavsnittet alltid bli fulgt av en sekvens med periodiske pulser (i det minste en) som har en periodisitet som er lik avstanden til pulsparet. Den spesielle logikken som er nødvendig for å utføre dette arrangementet vil være åpenbar for fagkyndige. Although the above may seem to provide a fairly obvious distinction, the mere presence of two time-slice pulses will not necessarily indicate the type of event that has taken place (a periodic spike or two random events). This can be solved by arranging the device to associate the time section pulses with the periodic recognition data. Thus, if any pair of pulses is associated with a subsequent periodicity measurement, the time slice event must be a spurt; if not, then it's random. E.g. the on time section will always be followed by a sequence of periodic pulses (at least one) having a periodicity equal to the distance of the pulse pair. The particular logic necessary to perform this arrangement will be apparent to those skilled in the art.
Som tidligere beskrevet, kan den nye fremgangsmåten i henhold til oppfinnelsen bli anvendt ved bølgeformsyntetise-ring, så vel som for bølgeformbehandling og detektering. Det er mulig å syntetisere funksjonen f(t) til ligning (1) når A^, sk og t k parametrene er gitt. Uttrykt ved Aural Retina er s-^definert løst ved a^som en funksjon av residu, og ved t som en funksjon av periodisiteten til ringefrekvensen dersom a er mindre enn den kritiske demp-ning. Ved således å forsyne residu og amplitude ved hvert nullpunkt, definert ved tidsavsnitt t k, er det mulig å syntetisere en tilnærming av en hvilken som helst antatt bølgeform. Grunnleggende er så syntesen ekvivalent med å definere responsen til settet av hypotetiske kildeobjekter som danner den komplekse bølgeformen. Rominformas jon bæres i differansene til A^og t^ som er iboende i fysiske lokaliseringer av kilder relativt til posisjonen til mottake-ren eller kilde. Dette vil så tillate syntetisering av f.eks. stereofonisk lyd. Som i Aural Retina signalanalysatoren, er imidlertid syntetiseringsfremgangsmåten anvend-bar for å syntetisere tilfeldige eksitasjonssignaler så vel som periodiske signaler. As previously described, the new method according to the invention can be used for waveform synthesis, as well as for waveform processing and detection. It is possible to synthesize the function f(t) into equation (1) when the A^, sk and t k parameters are given. Expressed by Aural Retina, s-^ is defined loosely by a^ as a function of residue, and by t as a function of the periodicity of the ringing frequency if a is less than the critical attenuation. By thus supplying residue and amplitude at each zero point, defined by time period t k, it is possible to synthesize an approximation of any assumed waveform. Basically, then, the synthesis is equivalent to defining the response to the set of hypothetical source objects that form the complex waveform. Spatial information is carried in the differences of A^ and t^ which are inherent in physical localizations of sources relative to the position of the receiver or source. This will then allow synthesis of e.g. stereophonic sound. However, as in the Aural Retina signal analyzer, the synthesis method is applicable to synthesize random excitation signals as well as periodic signals.
Ved syntetisering av et signal må først strukturen til signalet være kjent og dette kan nåes ved hjelp av et hensiktsmessig sammensetningsprogram eller lignende. Program-met vil spesifisere den ønskede plassering av nullpunkter i tiden (tidsavsnitt, periodisitet og varighet), sammen med residu, amplitude og retning (WIV) ved hvert null-pukt. I tilfellet med stemmeresponssystemer, f.eks. hvor en datamaskin produserer taleinformasjon, vil syntetise-ringsprogrammet inneholde WIV og nullmønsterdata som representerer et spesifisert talevokabular. I båndbredden, sammentrykt talesystem kjent som "stemmekoder", vil sammensetningsprogrammet være spesifisert ved hjelp av de kodede taledataer som er blitt sendt gjennom en kommuni-kasjonskanal. Annen anvendelse av syntetisatoren kan være å reprodusere musikk, stemme eller faksimiledata som er blitt lagret i en datamaskindatalagerinnretning som kan være transportabel. When synthesizing a signal, the structure of the signal must first be known and this can be achieved with the help of an appropriate composition program or the like. The program will specify the desired location of zero points in time (time section, periodicity and duration), together with residue, amplitude and direction (WIV) at each zero point. In the case of voice response systems, e.g. where a computer produces speech information, the synthesizing program will contain WIV and null pattern data representing a specified speech vocabulary. In the bandwidth, compressed speech system known as "voice codes", the composition program will be specified using the coded speech data that has been sent through a communication channel. Another use of the synthesizer may be to reproduce music, voice or facsimile data that has been stored in a computer data storage device which may be portable.
For å utføre syntetiseringsoperasjonen er det anordnet en syntetiseringsmatrise som inneholder innretningene for å plassere bølgeformnullpunktene, både reelle og komplekse, periodiske eller aperiodiske, i en ønsket sekvens i samsvar med de definerte tidsavsnitt og varigheter til de postulerte kildeobjektene. Videre blir mens hvert nullpunkt blir plassert i sekvensen demodulert ved WIV-informasjon (residu, amplitude og retning) som er tilknyttet til kildeobjektet, som er bestemt av sammensetningsprogrammet. En bør også merke seg at graden av bølgeformpå-litelighet kan kontrolleres ved å regulere oppløsningen til residu, amplitude og tidsperiodisitetskomponentene. F.eks., ved å eliminere residu og ampitudevektorene, kan en representasjon av avkuttet tale bli generert for de kommunikasjonsanvendelser hvor bare tydbarheten er viktig. Etter syntetiseringsmatrisefunksjonen kan et dertil egnet spektralformefilter anvendes for å redusere effektene av utvelging og ikke-lineær behandling. In order to perform the synthesizing operation, a synthesizing matrix is provided which contains the means to place the waveform zeros, both real and complex, periodic or aperiodic, in a desired sequence in accordance with the defined time periods and durations of the postulated source objects. Furthermore, as each null point is placed in the sequence, it is demodulated by WIV information (residue, amplitude and direction) associated with the source object, which is determined by the compositing program. One should also note that the degree of waveform reliability can be controlled by adjusting the resolution of the residual, amplitude and time periodicity components. For example, by eliminating the residual and amplitude vectors, a representation of truncated speech can be generated for those communication applications where only intelligibility is important. After the synthesizing matrix function, a suitable spectral shape filter can be used to reduce the effects of selection and non-linear processing.
Et blokkskjema for en ny bølgeformsyntetisator utført i samsvar med de ovenfor angitte egenskapene til den foreliggende oppfinnelsen er vist på fig. 19. Formålet med systemet på fig. 19 er å reversere Aural Retina operasjonen som er beskrevet foran. Således er periodisitetene lokaliseringer i tiden frembrakt av nullpunktsplasseringsmatrisen 500 på fig. 19 som fysisk er det motsatte av periodisitetssorteringsmatrisen som tidligere er beskrevet. A block diagram of a novel waveform synthesizer made in accordance with the above stated features of the present invention is shown in FIG. 19. The purpose of the system in fig. 19 is to reverse the Aural Retina operation described above. Thus, the periodicities are locations in time produced by the zero point location matrix 500 in FIG. 19 which is physically the opposite of the periodicity sorting matrix previously described.
Som vist på fig. 19, blir nullpunkter frembrakt i blokken 502 under påvirkning av sammensetningsprogrammet 501 og blir påtrykt nullpunktsplasseringsmatrisen 500 uttrykt ved tidsavsnitt, periodisitet og varighet. Nullpunktplasse-ringsmatrisen 500 omdanner informasjoner vedrørende tidsavsnitt, periodisitet og varighet til et egnet sett med pulser som representerer nullpunktene som definerer nullgjennomgangene, topper og nullpunkter til bølgeformen. Residuvektoren til sammensetningsprogrammet 501 blir påtrykt residubehandlingsblokken 503 og residuvektorinfor-mas jonen som genereres i blokk 503 blir påtrykt residumo-dulatoren 504. Residumodulator 504 og dennes etterfølgende funksjoner 505 til 510 utfører de nødvendige operasjoner for å syntetisere ved hvert nullpunkt, heri ibefattet: a) integrasjon for å få log f(t); b) ta anti-log til log f(t) for å få f(t); og c) multipliser f(t) med A for å få egnet amplitude ved hvert komplekst nullpunkt og for å As shown in fig. 19, datums are generated in block 502 under the influence of composition program 501 and are imprinted on datum location matrix 500 in terms of time period, periodicity and duration. The zero point location matrix 500 converts information regarding time period, periodicity and duration into a suitable set of pulses representing the zero points that define the zero crossings, peaks and zero points of the waveform. The residue vector of the composition program 501 is applied to the residue processing block 503 and the residue vector information generated in block 503 is applied to the residue modulator 504. The residue modulator 504 and its subsequent functions 505 to 510 perform the necessary operations to synthesize at each zero point, including: a) integration to get log f(t); b) take anti-log to log f(t) to get f(t); and c) multiply f(t) by A to obtain the appropriate amplitude at each complex zero point and to
definere de reelle nullpunktene, hvor A=0. define the real zero points, where A=0.
Ettersom hver puls utsendes fra nullpulsplasseringsmatri-sen 500 blir pulsutgangen fra modulator 504 "modulert" i bredde med residufunksjonen i modulator 504. Bølgeformen som utsendes fra modulator 504 er så en firkantbølgetil-nærming av bølgeformen f(t) som det er ønske om å frembringe. As each pulse is emitted from the zero pulse location matrix 500, the pulse output from modulator 504 is "modulated" in width by the residual function in modulator 504. The waveform emitted from modulator 504 is then a square wave approximation of the waveform f(t) that it is desired to produce .
Firkantbølgetilnærmingen som sendes ut fra modulator 504 blir så hensiktsmessig dividert i to eller flere kanaler som tillater innskyting av amplitude og tidsforsinkelses-informasjonsinnhold, f.eks. sterofonisk informasjon om kildeobjektene. Etter delingen blir således signalene påtrykt utspørrere 505 og 506. De blir så deretter sendt gjennom anti-logkretser 507 og 508 respektivt for å utføre anti-logderivasjonsoperasjonen som er beskrevet tidligere. The square wave approximation output from modulator 504 is then conveniently split into two or more channels allowing the interpolation of amplitude and time delay information content, e.g. stereophonic information about the source objects. Thus, after division, the signals are applied to interrogators 505 and 506. They are then passed through anti-log circuits 507 and 508 respectively to perform the anti-log derivation operation described earlier.
Utgangssignalet fra hver av kretsene 507 og 508 blir så modulert i amplitude ved hjelp av modulatorer 509 og 510 respektivt slik at: (1) relative amplituder Ak til kildeobjekteksponensialer er i samsvar med bølgeformkravene, og (2) relative differanser i amplitude mellom kanaler er i samsvar med de nødvendige akustiske forplantningslo-ver. The output signal from each of circuits 507 and 508 is then modulated in amplitude by means of modulators 509 and 510 respectively such that: (1) relative amplitudes Ak to source object exponentials are consistent with waveform requirements, and (2) relative differences in amplitude between channels are in compliance with the necessary acoustic propagation laws.
Amplitudemodulasjonskretser 509 og 510 blir styrt av relative amplitudeutganger til retningsovervåkningskrets 511 som blir styrt av sammensetningsprogrammet 501. Retnings-krets 511 har også tidsforsinkede utganger for begge signalkanaler, merket høyre og venstre kanaler, som blir påtrykt tidsforsinkelseskretser 512 og 513 respektivt. Dette gir de nødvendige tidsforsinkelsene som er påkrevd ved akustisk forplantning av signalet. Utgangssignalene fra tidsforsinkelseskretsene 512 og 513 blir så påtrykt egnede filtre 514 og 515 respektivt, som er vesentlige båndpass-filtre som fjerner likestrømskomponenter og høyfrekvens-utvalgskomponenter. Utgangssignalene fra disse to filtre definerer så den venstre bølgeformen og høyre bølgeformen til de syntetiserte signalene. Absolutt amplituden til signalene kan bli hensiktsmessig styrt i absolutt amplitu- destyreblokken 517 som er forbundet, som vist til ret-ningskrets 511. Amplitude modulation circuits 509 and 510 are controlled by relative amplitude outputs to direction monitoring circuit 511 which is controlled by composition program 501. Direction circuit 511 also has time-delayed outputs for both signal channels, labeled right and left channels, which are applied to time delay circuits 512 and 513 respectively. This provides the necessary time delays required for acoustic propagation of the signal. The output signals from the time delay circuits 512 and 513 are then applied to suitable filters 514 and 515 respectively, which are essentially bandpass filters which remove DC components and high frequency selection components. The output signals from these two filters then define the left waveform and the right waveform of the synthesized signals. The absolute amplitude of the signals can be suitably controlled in the absolute amplitude control block 517 which is connected, as shown to the direction circuit 511.
Det vil være åpenbart at mange variasjoner er tilgjengelige når det gjelder utformingen av systemet på fig. 19. F.eks. dersom bare positive og negative nullpunkter blir benyttet, blir bølgeformen et likerettet signal. I mange tilfeller kan den frembrakte støy være tolererbar. Den stereofoniske effekten vist på fig. 19 er også ofte unød-vendig . It will be obvious that many variations are available when it comes to the design of the system of fig. 19. For example if only positive and negative zero points are used, the waveform becomes a rectified signal. In many cases, the noise produced can be tolerable. The stereophonic effect shown in fig. 19 is also often unnecessary.
Fig. 20 og 21 illustrerer skjematisk en nullpunktplasse-ringskrets som kan anvendes som krets 500 på fig. 19. En undersøkelse av fig. 20 og 21 mellom nullpunktsplasseringsmatrisen og pulssorteringsmatrisen er tidligere beskrevet i forbindelse med fig. 13. I nullpunktsplasseringsmatrisen på fig. 20 er imidlertid hver periodisitets-kombinasjon for hver kvantisert tonehøydefrekvens representert med en separat linje i stedet for å anvende ELLER-porter som i periodisitetssorteringsmatrisen på fig. 13. Dette tillater at programmereren eller sammensetteren å velge tonehøyder som ligger mellom de kvantiserte økninge-ne. Med referanse til fig. 20 er det vist et eksempel på en nullplasseringsmatrise som kan gi seks diskrete periodisiteter eller tonehøyder pr. oktav. På fig. 20 representerer hver av de horisontale linjene en invers eller motsetning til OG-portene anvendt i PSM. Hver av de inverterte OG-portene har tre utganger som er forbundet til "for-valg"-inngangen til valgte skiftregistre 530, 531 og 532. Forbindelsen er skjematisk vist med en streket linje som representerer en passende forbindelsesinnretning så som en motstand, diode eller direkte ledningsforbindelse. Figs. 20 and 21 schematically illustrate a zero point positioning circuit which can be used as circuit 500 in Fig. 19. An examination of fig. 20 and 21 between the zero point location matrix and the pulse sorting matrix has previously been described in connection with fig. 13. In the zero point location matrix of fig. 20, however, each periodicity combination for each quantized pitch frequency is represented by a separate line instead of using OR gates as in the periodicity sort matrix of FIG. 13. This allows the programmer or synthesizer to select pitches that lie between the quantized increments. With reference to fig. 20 shows an example of a zero location matrix which can provide six discrete periodicities or pitches per octave. In fig. 20, each of the horizontal lines represents an inverse or opposite of the AND gates used in PSM. Each of the inverted AND gates has three outputs which are connected to the "pre-selection" input of selected shift registers 530, 531 and 532. The connection is schematically shown with a dashed line representing a suitable connecting device such as a resistor, diode or direct wire connection.
En skiftklokke 533 tidsinndeler operasjonen til hvert skiftregister med tidsdelingen med to for hvertpåfølgende register som ved nedtellingskretsene 534 og 535. Merk at skiftregistrene arbeider i den motsatte retningen til de tidligere beskrevne for periodisitetssorteringsmatrisen. Klokkegjennomgangsporter 536 og 537 binder sammen forsin-kelseslin jene 530, 531 og 532. A shift clock 533 times the operation of each shift register with the time division by two for each successive register as with the countdown circuits 534 and 535. Note that the shift registers work in the opposite direction to those previously described for the periodicity sort matrix. Clock pass-through gates 536 and 537 tie delay lines 530, 531 and 532 together.
Hver av de inverse OG-portinngangene er forbundet til respektive linjeadressedekodere 540, 541 og 542 for de tre oktavene vist på fig. 20. Dekodere 540, 541 og 542 blir brukt til å velge den ønskede periodisitetspulsgruppen ved å forbinde til de forskjellige forsinkelseslinjeavtapningene som vist. Hensiktsmessige linjeadresser blir frembrakt av sammensetningsprogrammet avhengig av inngangsin-formasjonen til systemet. Each of the inverse AND gate inputs is connected to respective line address decoders 540, 541 and 542 for the three octaves shown in FIG. 20. Decoders 540, 541 and 542 are used to select the desired periodicity pulse group by connecting to the various delay line taps as shown. Appropriate line addresses are generated by the assembly program depending on the input information to the system.
Funksjonen til linjeadressedekoderne 540, 541 og 542 kan utføres på mange måter. Som en første mulighet, kan den konvensjonelle linjedekoderen som anvender binære adresse-tall for å velge en linje bli anvendt. I en annen utførel-se kan et skiftregister som inneholder en bit ved den valgte linjen bli anvendt. En ønskelig egenskap med anvendelsen av et skiftregister for funksjonen er at den kan adressere flere linjer parallelt og samtidig, mens demul-tiplekseren bare kan ta en av gangen. The function of the line address decoders 540, 541 and 542 can be performed in many ways. As a first possibility, the conventional line decoder using binary address numbers to select a line can be used. In another embodiment, a shift register containing a bit at the selected line can be used. A desirable feature of the use of a shift register for the function is that it can address multiple lines in parallel and simultaneously, whereas the demultiplexer can only address one at a time.
I systemet beskrevet ovenfor på fig. 20 vil det sees at det er seks diskrete periodisiteter eller tonehøyder A, B, C, D, E og F pr. oktav. Den grunnleggende oktaven har to mulige kombinasjoner for A, C og E, mens andre oktaver på grunn av klokkenedtellingen har tre for A, C, E, med to hver for B, D og F. Generelt er dette 5n/2 linjer pr. oktav for alle, men grunnoktaven og 3n/2 for den grunnleggende oktaven. In the system described above in fig. 20 it will be seen that there are six discrete periodicities or pitches A, B, C, D, E and F per octave. The basic octave has two possible combinations for A, C and E, while other octaves, due to the clock countdown, have three for A, C, E, with two each for B, D and F. In general, this is 5n/2 lines per octave for all but the fundamental octave and 3n/2 for the fundamental octave.
Forsinkelseslinjeavtapningene 0-6 forsyner "senterpulsen" til trepulsgruppen som definerer en periodisitet. Basis-eller grunnoktaven er den eneste oktaven i hvilken senterpulsen krever sitt eget sett med skiftregisterforsikelses-avtapninger. F.eks., merk at avtapningene 7-12 ikke bare gir de tredje pulsene til basisoktaven, men også senter-pulsene til den andre oktaven. På lignende måte gir avtapningene 13-18 de tredje pulsene til den andre oktaven og senterpulsen til den tredje oktaven. The delay line taps 0-6 supply the "center pulse" of the three-pulse group that defines a periodicity. The base or basic octave is the only octave in which the center pulse requires its own set of shift register pre-taps. For example, note that taps 7-12 provide not only the third pulses of the base octave, but also the center pulses of the second octave. Similarly, taps 13-18 provide the third pulses of the second octave and the center pulse of the third octave.
To viktige krav for syntetisatoren er vist på fig. 20.Two important requirements for the synthesizer are shown in fig. 20.
Det første er at OG-porter 536 og 537 blir brukt til å hindre at den øvre oktavklokken skifter datapulsen fra den lavere oktaven før hele den lavere klokkeperioden er full-ført. Uten denne egenskapen ville periodisiteten tape en klokkeøkning for hver oktav over den korrekte pulsperio-den. The first is that AND gates 536 and 537 are used to prevent the upper octave clock from switching the data pulse from the lower octave before the entire lower clock period has been completed. Without this feature, the periodicity would lose one clock increment for each octave above the correct pulse period.
Den andre er at entringen av nullpulsen i den valgte pe-riodisitetslinjen må være tidsstyrt eller klokket til frontkanten til klokkepulsen til oktaven som den sendes inn i. Dette er vist i den merkede "linjeklargjøring" kontroll i linjeadressedekoderen på fig. 20. The second is that the entry of the zero pulse into the selected periodicity line must be timed or clocked to the leading edge of the clock pulse of the octave into which it is sent. This is shown in the labeled "line ready" control in the line address decoder of Fig. 20.
Driften av nullplasseringsmatrisen på fig. 20 kan ytterligere forståes av tidsdiagrammet på fig. 21. Fig. 21 viser de korrekte klokketidspulstog for adressering av linjene så vel som overgangshindringen for klokkepulsene når sig-nalpulsen blir overført fra en lavere til en øvre oktav. På fig. 21 er en valgt puls vist på linje B til den tredje oktaven på fig. 20. Pulsene blir innført i rommene i skif tregisteret ved Bq, B-j^ og B2q. Skif tklokkeovergangene er vist mellom oktaver. Disse pulser representerer de ønskede periodiske nullpunkter og forplanter seg så trinn for trinn gjennom skiftregisterkjeden for å danne det spesifiserte utgangssignal. The operation of the zero location matrix of FIG. 20 can be further understood from the timing diagram in fig. 21. Fig. 21 shows the correct clock pulse trains for addressing the lines as well as the transition barrier for the clock pulses when the signal pulse is transferred from a lower to an upper octave. In fig. 21 is a selected pulse shown on line B to the third octave of FIG. 20. The pulses are introduced into the spaces in the shift register at Bq, B-j^ and B2q. The switching clock transitions are shown between octaves. These pulses represent the desired periodic zero points and are then propagated step by step through the shift register chain to form the specified output signal.
Som en ytterligere illustrasjon er en linje på fig. 21 vist som adressert ved hy, A3og Aq samtidig med Bq, B-^, B2q pulsen. Dette viser at systemet kan gi et sett med interfolierte nullpunkter som ville spesifisere en kom- As a further illustration, a line in FIG. 21 shown as addressed by hy, A3 and Aq simultaneously with the Bq, B-^, B2q pulse. This shows that the system can provide a set of interleaved zero points that would specify a com-
pleks bølgeform.plex waveform.
Selv om fig. 21 viser skiftregisterelementet valgt ved hjelp av "forvalg"-innganger, vil det være åpenbart at det også kan utføres ved direkte forbindelse med '^"-inngangen. Formen til linjen selv kan også bestå av direkte ledningsforbindelse eller enhver ønsket type logisk adresse-metode. Although fig. 21 shows the shift register element selected by means of "preselection" inputs, it will be obvious that it can also be performed by direct connection with the '^" input. The form of the line itself can also consist of direct wire connection or any desired type of logical addressing method .
Selv om blokkskjemaet på fig. 19 viser adskilte funksjons-blokker 504 for residumodulasjon og 509 og 510 for ampli-tudemodulasjon, er det mulig å kombinere operasjonene for derved å oppnå en enklere kretskonstruksjon. Således er det beskrevet i det etterfølgende en fremgangsmåte for å innskyte residuinformasjon basert på ideen at perioden mellom det reelle nullpunkt og den første toppen er lik T/4. Uttrykt ved det dempede eksponensialkonseptet til Aural Retina eksistensdiagrammet på fig. 2, representerer denne T/4 perioden for stigetiden en residu på null. Ettersom residu øker mot uendelig nærmer stigetiden seg null. Although the block diagram in fig. 19 shows separate function blocks 504 for residual modulation and 509 and 510 for amplitude modulation, it is possible to combine the operations to thereby achieve a simpler circuit design. Thus, a method for inserting residual information based on the idea that the period between the real zero point and the first peak is equal to T/4 is described below. Expressed by the damped exponential concept of the Aural Retina existence diagram of fig. 2, this T/4 period of the rise time represents a residue of zero. As the residual increases towards infinity, the rise time approaches zero.
Ved hjelp av en monostabil multivibrator er det således mulig å danne en periode på T/4 for hver periodisitet som representerer sinusbølgen eller nullresidutilstanden. Ved så å minske multivibratorperioden som en funksjon av resi-duamplituden, er det mulig å generere et signal som inneholder den nødvendige residu ved hvert nullpunkt. By means of a monostable multivibrator it is thus possible to form a period of T/4 for each periodicity representing the sine wave or the zero residual state. By then reducing the multivibrator period as a function of the residual amplitude, it is possible to generate a signal containing the required residual at each zero point.
Et skjematisk arrangement som anvender en monostabil multivibrator 600 på denne måten er vist på fig. 22. Multivibratoren 600 på fig. 22 har en residuinngang forbundet med linjen som omfatter motstand 601 og har en variabel inngangspulsrepetis jonsfrekvens-vektingstidskonstant bestemt av RC-kretsen som omfatter motstanden 602 og kondensatoren 603. En inngang fra denne krets blir påtrykt multivibratorpulsutløserinngangen, mens residusignalet er forbundet med tilbakestillingsinngangen. Utgangen fra den monostabile multivibratoren 600 består så av den residu-modulerte pulsen som indikert skjematisk under innretning 600. A schematic arrangement using a monostable multivibrator 600 in this way is shown in fig. 22. The multivibrator 600 of FIG. 22 has a residual input connected to the line comprising resistor 601 and has a variable input pulse repetition frequency weighting time constant determined by the RC circuit comprising resistor 602 and capacitor 603. An input from this circuit is applied to the multivibrator pulse trigger input, while the residual signal is connected to the reset input. The output from the monostable multivibrator 600 then consists of the residue-modulated pulse as indicated schematically under device 600.
I drift er den grunnleggende T/4 bredden til den monostabile for en sinusbølge ved en gitt periodisitet definert ved eksistensdiagrammet og blir styrt av PRF-vektingstids-konstanten. Sammensetningsprogrammet kan styre denne vekting ved å variere motstanden og/eller kondensatoren på en hensiktsmessig måte. Residusignalet tilbakestiller den monostabile multivibratoren i samsvar med størrelsen på det spesifiserte residu. F.eks. kan ved en sinusbølgetil-stand perioden T bil satt til T/4. Perioden T kan gjøres til T/8 for kritisk dempede eksponensialer og tilnærmet lik null for bredbåndsoverdempede eksponensialer. In operation, the fundamental T/4 width of the monostable for a sine wave at a given periodicity is defined by the existence diagram and is governed by the PRF weighting time constant. The composition program can control this weighting by varying the resistor and/or the capacitor in an appropriate way. The residual signal resets the monostable multivibrator in accordance with the magnitude of the specified residual. E.g. in the case of a sine wave condition, the period T car can be set to T/4. The period T can be made T/8 for critically damped exponentials and approximately equal to zero for broadband overdamped exponentials.
Utgangssignalet fra multivibratoren 600 blir så integrert slik at spekteret får f. eks. en avrulling på 6 db pr. oktav. Antilogaritmefunksjonen kan så utføres ved hjelp av forskjellige velkjente teknikker under anvendelse av f.eks. operasjonsforsterkere eller digitalt styrte dempere . The output signal from the multivibrator 600 is then integrated so that the spectrum gets e.g. a roll-off of 6 db per octave. The antilogarithm function can then be performed using various well-known techniques using e.g. operational amplifiers or digitally controlled attenuators.
Det neste trinnet i behandlingssekvensen er å tilordne am-plitudenivåer for hver puls i samsvar med sammensetningsprogrammet på fig. 19. Dette kan gjøres ved hjelp av konvensjonelle amplitudemodulasjonsmetoder så som diodebroer, digitalt styrte dempere eller forsterkerstyrt forsterke-re. The next step in the processing sequence is to assign amplitude levels to each pulse in accordance with the composition program of FIG. 19. This can be done using conventional amplitude modulation methods such as diode bridges, digitally controlled attenuators or amplifier-controlled amplifiers.
Nullpulsmatrisedelen av syntetiseringssystemet kan utføres med digitale teknikker, hvor de siste delene av kretsen kan anvende analog signalbehandling. Det er imidlertid mulig dersom det er ønskelig, å anvende heldigitale metoder. Dette kan være spesielt nyttig i modulasjons- og antiloggfunksjonene som krever ikke-lineær bearbeiding av The zero-pulse matrix part of the synthesizing system can be performed with digital techniques, where the final parts of the circuit can use analog signal processing. However, it is possible, if desired, to use fully digital methods. This can be particularly useful in the modulation and antilog functions that require non-linear processing of
signalet.the signal.
For å vise fordelene med oppfinnelsen er det nå beskrevet en sammenligning av bølgeformanalyse ved hjelp av den nye oppfinnelsen sammenlignet med spektrumanalyseteknikker, og for å forklare og illustrere måtene som Aural Retina og Fourier-analysene hver får frem lignende informasjon for å identifisere et signal. Det vil også bli vist hvorden Aural Retina kan få frem denne informasjon (a) hurtigere enn det som er praktisk med spektrumanalyse, (b) med færre dimensjoner (mindre databehandling) og (c) i tilstedeværelsen av overlappende signaler ved å anvende tidsavsnitt-informasjon som tapes ved spektral behandling. Enn videre vil det bli vist hvordan behandlingsf unks joner som er ekvivalente til korrelasjon og dekonvolusjon (avomhylling) kan utføres. To demonstrate the advantages of the invention, a comparison of waveform analysis using the new invention compared to spectrum analysis techniques is now described, and to explain and illustrate the ways in which the Aural Retina and the Fourier analyzes each yield similar information to identify a signal. It will also be shown how Aural Retina can extract this information (a) faster than is practical with spectrum analysis, (b) with fewer dimensions (less data processing) and (c) in the presence of overlapping signals by using time-slice information which is lost by spectral processing. Furthermore, it will be shown how processing functions equivalent to correlation and deconvolution (unwrapping) can be performed.
Fig. 23 viser en enkel periodisk serie med dempede sinus-svingninger som representerer en elementær form for signal. I dette eksempel er ringefrekvensen 1000 Hz og repe-tis jonsfrekvensen for hver ringepuls er 200 Hz. Uttrykt ved stemmebehandling ville dette representere en tonehøyde på 200 Hz og en formant på 1000 Hz. Fourier-transformerin-gen er den konvensjonelle fremgangsmåten til å behandle denne typen signal for formålet å identifisere disse parametre. Fourier-fremgangsmåten fungerer utmerket dersom signalet består uendret under et bestemt tidsintervall som er nødvendig for å få utført målingene med en spesifisert presisjon. Dette er på grunn av den tidligere beskrevne, velkjente tidsfrekvensulikheten A t Af >^!• Denne restrik-sjonen er urealistisk i praktiske anvendelser hvor signal-bølgeformen er tidsbegrenset, variabel og sammensatt av flere kilder. Fig. 23 shows a simple periodic series of damped sinusoidal oscillations representing an elementary form of signal. In this example, the ring frequency is 1000 Hz and the repetition frequency for each ring pulse is 200 Hz. Expressed in voice processing, this would represent a pitch of 200 Hz and a formant of 1000 Hz. The Fourier transform is the conventional method to process this type of signal for the purpose of identifying these parameters. The Fourier method works excellently if the signal remains unchanged for a certain time interval which is necessary to get the measurements carried out with a specified precision. This is due to the previously described, well-known time-frequency inequality A t Af >^!• This restriction is unrealistic in practical applications where the signal waveform is time-limited, variable and composed of several sources.
We kan utlede en illustrasjon av problemet med denne tids-frekvensbegrensningen ved å vise hvordan Fourier-spekteret utvikler seg som en funksjon av tiden ved påslag (tidsav snitt) til signalbølgeformen på fig. 23. Således med den spektrale omhyllingen tatt ved intervaller relativt til påslaget er tg vist på fig. 24. Av hensiktsmessige grunner i den senere sammenligning med Aural Retina vil disse spektrale utvalgsintervaller korrespondere med bølgeform-toppene selv om de spektrale utvalgsvinduene generelt er fullstendig vilkårlige med hensyn til bølgeformen. We can derive an illustration of the problem with this time-frequency limitation by showing how the Fourier spectrum develops as a function of time when applied (time-averaged) to the signal waveform in fig. 23. Thus, with the spectral envelope taken at intervals relative to the impact, tg is shown in fig. 24. For convenience reasons in the later comparison with Aural Retina these spectral sampling intervals will correspond to the waveform peaks even though the spectral sampling windows are generally completely arbitrary with respect to the waveform.
Ved t-L på fig. 24 korresponderer spektralomhyllingen til stigetiden til eksponensialfunksjonen fra påslag til den første topp. I virkeligheten kan dette defineres som båndbredden til signalet. Merk at "båndbredden" bare har en empirisk definisjon med hensyn til stigetid. Således er spekteret det som er gitt av en puls hvis topp er definert ved 1000 Hz ringefrekvensen (eller pol) til eksponensial-f unks jonen. Den er "flat" fra 0 Hz til punktet hvor den begynner å "falle av" ved 1000 Hz. At t-L in fig. 24 corresponds to the spectral envelope of the rise time of the exponential function from the on-off to the first peak. In reality, this can be defined as the bandwidth of the signal. Note that the "bandwidth" only has an empirical definition with respect to rise time. Thus, the spectrum is that given by a pulse whose peak is defined at the 1000 Hz ring frequency (or pole) of the exponential-function ion. It is "flat" from 0 Hz to the point where it starts to "fall off" at 1000 Hz.
Ved den andre positive toppen i tidspunkt t2på fig. 23, har en fullstendig syklus på 1 millisekund funnet sted og spektralenergien begynner å sentrere seg rundt ringefrekvensen. Ved anvendelse av A t Af ulikheten er båndbredden rundt toppen gitt ved Af=l/At=l/lxl0~<3>=1000Hz. At the second positive peak at time t2 in fig. 23, a complete cycle of 1 millisecond has taken place and the spectral energy begins to center around the ring frequency. When applying the A t Af inequality, the bandwidth around the peak is given by Af=l/At=l/lxl0~<3>=1000Hz.
På lignende måte vil ved det tredje og fjerde utvalg på fig. 24 omhyllingen vokse skarpere rundt ringetoppen med båndbredder på 500 og 330 Hz respektivt. Så ved begynnel-sen av den andre pulsresponsen starter spekteret en ny funksjon. Repetisjonen av pulsen opptrer ved 1/200 Hz=5 millisekunder fra tg og forårsaker "rippel" i den tidligere glatte spektrale omhylling. Topper i denne rippel opptrer ved 200 Hz intervaller. Ettersom antallet spektrale utvalgsintervaller øker, blir breddene til pulsrepeti-sjonshastighetrippelen skarpere i samsvar med AtAf ulikheten. Ved slutten av den andre responsrepetisjonen vil således den spektrale oppløsning A f være 1/10 msek=100 Hz. Til slutt etter fire repetisjoner er oppløsningen 25 Hz. Det er åpenbart at for å være i stand til å måle enten ringefrekvensen eller repetisjonshastigheten med en bestemt nøyaktighet, må man "vente" et spesielt intervall. Men mer viktig er at spektrumomhyllingen må fremskaffes før parametrene kan bestemmes. Dette krever beregning av Fourier-transformasjonen innenfor det spesifiserte intervallet dersom "sann tid" drift er ønskelig. Denne transformasjonen er en velkjent konsument av beregningsenergi til tross for de mange forbedringer i FFT-algoritmen. In a similar way, in the third and fourth selection in fig. 24 envelope grow sharper around the ring top with bandwidths of 500 and 330 Hz respectively. So at the beginning of the second pulse response the spectrum starts a new function. The repetition of the pulse occurs at 1/200 Hz=5 milliseconds from tg and causes "ripples" in the previously smooth spectral envelope. Peaks in this ripple occur at 200 Hz intervals. As the number of spectral sampling intervals increases, the widths of the pulse repetition rate ripple become sharper in accordance with the AtAf inequality. At the end of the second response repetition, the spectral resolution A f will thus be 1/10 msec=100 Hz. Finally, after four repetitions, the resolution is 25 Hz. It is obvious that in order to be able to measure either the ring rate or the repetition rate with a certain accuracy, one has to "wait" a particular interval. But more importantly, the spectrum envelope must be obtained before the parameters can be determined. This requires calculation of the Fourier transform within the specified interval if "real time" operation is desired. This transformation is a well-known consumer of computational energy despite the many improvements in the FFT algorithm.
En lignende analyse av Aural Retina kan beskrives for signalet vist på fig. 23. I dette tilfellet er fremgangsmåten å trekke ut et sett med målinger ved hvert nullpunkt (reelt eller komplekst), som er uavhengige. Denne uavhen-gighet er en vesentlig egenskap som skiller Aural Retina fra alle former for "minste kvadrat" polynomtilnærmings-metoder, av hvilke Fourier-transformasjonen er bare en. Fig. 25 viser tidssekvensen for utvalgene som blir tatt ved hver topp. Ved hver topp blir residu (eller momentan båndbredde) og amplitude målt samtidig. Disse er de grunnleggende målingene på bølgeformen. Av dem, ved å sammenligne amplitude og tid mellom to romlig adskilte transdu-serkanaler, blir det avledet en tredje momentan vektor: retning (©). Ved å anvende periodisitetssorteringsmatrisen kan også nullutvalgene etableres for å identifisere periodisiteter, tilfeldigheter og tidsavsnitt til tidsrekker. A similar analysis of Aural Retina can be described for the signal shown in fig. 23. In this case, the procedure is to extract a set of measurements at each datum (real or complex), which are independent. This independence is an essential characteristic that distinguishes Aural Retina from all forms of "least square" polynomial approximation methods, of which the Fourier transform is only one. Fig. 25 shows the time sequence for the samples taken at each peak. At each peak, the residual (or instantaneous bandwidth) and amplitude are measured simultaneously. These are the basic measurements of the waveform. From them, by comparing amplitude and time between two spatially separated transducer channels, a third instantaneous vector is derived: direction (©). By using the periodicity sorting matrix, the zero selections can also be established to identify periodicities, coincidences and time segments of time series.
I eksempelet på fig. 25 blir "residu"-vektoren et mål for den momentane båndbredden. I virkeligheten er den centroi-den (massesenteret) til den spektrale fordelingen som korresponderer til tidsintervallet mellom reelle og komplekse nullpunkter eller normalisert stigetid. Den er også et anslag for ringefrekvensen til systemet, og er således en "forutsiger" funksjon. Amplitudevektoren, som den er ut-trukket i Aural Retina systemet, er en logaritmisk funksjon for amplituden ved hver topp. Retning ville være en funksjon av den romlige posisjonen til signalkilden. In the example of fig. 25, the "residue" vector becomes a measure of the instantaneous bandwidth. In reality, it is the centroid (center of mass) of the spectral distribution that corresponds to the time interval between real and complex zero points or normalized rise time. It is also an estimate for the ringing frequency of the system, and is thus a "predictor" function. The amplitude vector, as extracted in the Aural Retina system, is a logarithmic function of the amplitude at each peak. Direction would be a function of the spatial position of the signal source.
Sekvensen med målinger på periodisitet er en funksjon av innretningen som denne parameter blir målt med. Det tar tre likt adskilte nullpunkter for å detektere en periodisk hendelse. Som således vist på fig. 25 blir de første to nullpunktene som er relatert til ringeresponsperiodisite-ten ikke gjenkjent som periodiske. De er en indikasjon på påslaget til en tidsrekke og er definert som tidsavsnitthendelsen som har null periodisitet. The sequence of measurements on periodicity is a function of the device with which this parameter is measured. It takes three equally spaced zero points to detect a periodic event. As thus shown in fig. 25, the first two zeros related to the ring response periodicity are not recognized as periodic. They are an indication of the impact of a time series and are defined as the time period event that has zero periodicity.
Når det tredje ringenullpunktet ankommer, blir dette identifisert som periodisk ved 1000 Hz hastighet. Så når den andre pulsfunksjonen blir mottatt begynner prosessen igjen på grunn av at periodisiteten til pulsrepetisjonshastighe-ten ikke ennå er blitt identifisert. Til slutt når den tredje pulsen ankommer så har vi identifisert repetisjonshastigheten til pulsene. Mønsteret blir så et par med par som danner tidsavsnittet etterfulgt av et par med repeti-sjonsperiodisiteter og en rekke som inneholder ringepe-riodisitetene. When the third ring zero point arrives, this is identified as periodic at 1000 Hz rate. Then when the second pulse function is received the process begins again because the periodicity of the pulse repetition rate has not yet been identified. Finally, when the third pulse arrives, we have identified the repetition rate of the pulses. The pattern then becomes a pair of pairs forming the time section followed by a pair of repetition periodicities and a series containing the ring periodicities.
Når man sammenligner settet med målinger avledet fra bøl-geformen på fig. 23 ved hjelp av spektrummønstrene på fig. 24 med de som er avledet av Aural Retina (fig. 25), sees at med Aural Retina oppnåes: 1) ringefrekvensen blir anslått direkte fra en enkel bølgeformmåling, residu, snarere enn fra en kompleks When comparing the set of measurements derived from the waveform of FIG. 23 using the spectrum patterns of fig. 24 with those derived from Aural Retina (Fig. 25), it is seen that with Aural Retina is achieved: 1) the ringing frequency is estimated directly from a simple waveform measurement, residual, rather than from a complex
analyse av mønsteret til en spektral omhylling; analysis of the pattern of a spectral envelope;
2) repetisjonsfrekvensen blir målt utelukkende i det nøyaktige øyeblikket hvor slik informasjon er tilgjengelig, snarere enn fra et anslag av rippelavstan-den på den spektrale omhyllingen, eller ved en annen kompleks omdanning av spekteret til et "beregnet" 2) the repetition rate is measured exclusively at the precise moment when such information is available, rather than from an estimate of the ripple distance on the spectral envelope, or by some other complex transformation of the spectrum into a "calculated"
eller et "autokorrelasjons"-mønster; or an "autocorrelation" pattern;
3) siden vektormålingene utført ved hver bølgeforms nullpunkt er uavhengige, kan de behandles ved statistiske prosedyrer for å fullføre optimal deteksjons-prosesser som er vanlig tilknyttet frekvensdomenetek-nikkene. 3) since the vector measurements performed at each waveform's zero point are independent, they can be processed by statistical procedures to complete optimal detection processes commonly associated with frequency domain techniques.
Selv om visse grunnleggende fordeler med Aural Retina i forhold til Fourier-behandling kan sees i behandlingen av denne enkle bølgeform, er den mest betydelige fordel funnet når signalkilden inneholder to eller flere overlappende tidsrekker. For å illustrere denne situasjonen viser fig. 26 en annen enkel dempet sinusbølge addert til rekkene på fig. 23. Problemet nå er å beregne beskrivelsen av begge signaler, heri innbefattet deres nøyaktige tidspunk-ter for påslag (tidsavnitt). Although certain fundamental advantages of Aural Retina over Fourier processing can be seen in the processing of this simple waveform, the most significant advantage is found when the signal source contains two or more overlapping time series. To illustrate this situation, fig. 26 another simple damped sine wave added to the rows of fig. 23. The problem now is to calculate the description of both signals, including their exact time points for switching on (time period).
Ved anvendelse av Fourier-analyse har vi nå to spektrale mønstre som er overlappende under eksistenstiden til de to signalene. Den venstre kurven på fig. 27 illustrerer spek-tralmønsteret til den andre dempede sinussmåbølgen, som har en ringeperiode på 4 msek. og frembringer en spektral topp ved 250 Hz. Resultantspekteret i et hvilket som helst tidspunkt etter påslaget av signal 2, tg2 / er summen av begge spektra. By applying Fourier analysis, we now have two spectral patterns that overlap during the lifetime of the two signals. The left curve in fig. 27 illustrates the spectral pattern of the second attenuated sine wave, which has a ring period of 4 msec. and produces a spectral peak at 250 Hz. The resultant spectrum at any time after the application of signal 2, tg2 / is the sum of both spectra.
Midtkurven på fig. 27 viser virkningen av overlappende spektrale omhyllinger. Omhyllingen til spektralmønsteret ved slutten av ringingen til signal nr. 2 viser to topper: en ved 250 Hz og den andre ved 2000 Hz. Imidlertid vil virkningene av den repetisjonsharmoniske rippelen på 250 Hz signalmønsteret forårsake interferens ved valget av den virkelige toppen til 1000 Hz signalet. The middle curve in fig. 27 shows the effect of overlapping spectral envelopes. The envelope of the spectral pattern at the end of the ringing of signal #2 shows two peaks: one at 250 Hz and the other at 2000 Hz. However, the effects of the repetition harmonic ripple on the 250 Hz signal pattern will cause interference in the selection of the real peak of the 1000 Hz signal.
Ved slutten av rekkene på fem pulser vil repetisjonshar-monisk rippelmønsteret fullstendig feilplassere den virkelige toppen til 1000 Hz signalet; dette er vist til høyre på fig. 27. Merk også at det er ingen indikasjon av tidsavsnittet til 250 Hz signalet. I virkeligheten har spek- tralmønstrene enten vanskeliggjort eller eliminert muligheten til å sortere de to signalene. At the end of the train of five pulses, the repetition harmonic ripple pattern will completely misplace the real peak of the 1000 Hz signal; this is shown on the right in fig. 27. Also note that there is no indication of the time period of the 250 Hz signal. In reality, the spectral patterns have either made it difficult or eliminated the possibility of sorting the two signals.
Siden eksempelet på fig. 27 er basert på den enkleste type signal, er det åpenbart at behandlingskompleksiteten blir mye vanskeligere når typiske virkelig dagligdagse (real-world) signaler blir brukt. Since the example of fig. 27 is based on the simplest type of signal, it is obvious that the processing complexity becomes much more difficult when typical real-world signals are used.
For å illustrere hvordan Aural Retina løser problemet med å sortere de to signalene refereres til fig. 26. Figuren viser anvendelsen av periodisitetssorteringsmatrisens de-interfolieringsprosess for å sortere individuelle utvalg ved å analysere deres tidsområdeforhold. Etter at bølge-formanalysatoren trekker ut de reelle og komplekse nullpunktene med deres tilhørende målinger av amplitude og residu, identifiseres PSM-tidsavsnittene og periodisitetene til begge signaler. Som vist på fig. 26, blir de kombinerte reelle og komplekse nullpunktene sortert ett for ett, slik at de to signalene, S-^ og S2danner to identifi-serbare sett med målinger. Selv om residu (relatert til endringshastigheten) kan måles ved både reelle og komplekse nullpunkter, blir amplituden målt bare ved toppene. Tidssekvensopptegningen på fig. 26 viser tidspunktene hvorved periodisitetene til de to signalene blir identifisert. Således er påslaget av småbølgen S2identifisert i midten av nullpunktene til ringingen og repetisjonen av sekvens S-^. To illustrate how Aural Retina solves the problem of sorting the two signals, refer to fig. 26. The figure shows the application of the periodicity sorting matrix's de-interleaving process to sort individual samples by analyzing their time domain relationships. After the waveform analyzer extracts the real and complex zero points with their associated measurements of amplitude and residual, the PSM time slices and periodicities of both signals are identified. As shown in fig. 26, the combined real and complex zero points are sorted one by one, so that the two signals, S-^ and S2 form two identifiable sets of measurements. Although the residual (related to the rate of change) can be measured at both real and complex zero points, the amplitude is measured only at the peaks. The time sequence diagram in fig. 26 shows the times at which the periodicities of the two signals are identified. Thus, the onset of the small wave S2 is identified in the middle of the zero points of the ringing and repetition of sequence S-^.
Selv om de to signalene S-^ og S2på fig. 26 kan identifiseres ved å anvende bare periodisiteten og temporale forhold, kan en mer fullstendig beskrivelse av signalene fåes ved å anvende residu- og amplitudeparametrene i form av enten et to- eller tredimensjonalt rom. Dette er vist på fig. 28. Det primære gjenkjenningsrommet anvender periodisiteten mot residuparametre. Siden mønsteret i dette plan er uavhengig av absolutt amplitude, blir automatisk identifikasjon sterkt forenklet. Generelt er amplitudeparame- teren nødvendig for å beskrive et signal bare som en andre sorteringsparameter (og for mulig senere syntetisering). Although the two signals S-^ and S2 in fig. 26 can be identified by using only the periodicity and temporal conditions, a more complete description of the signals can be obtained by using the residual and amplitude parameters in the form of either a two- or three-dimensional space. This is shown in fig. 28. The primary recognition space applies the periodicity to residual parameters. Since the pattern in this plane is independent of absolute amplitude, automatic identification is greatly simplified. In general, the amplitude parameter is needed to describe a signal only as a second sorting parameter (and for possible later synthesis).
Fig. 28 illustrerer beskrivelsen av signal 1 og 2 i Aural Retina gjenkjenningsrommet, i hvilket parametervektorene på fig. 26 blir kombinert for å vise de sammenknyttede mønstre som identifiserer hvert signal. Av hensiktsmessige grunner er hvert av disse mønstre vist som en akkumulering over settet som korresponderer til varigheten til hver pulsrespons til signal nr. 1. Mønstrene er analoge i funksjon til sekvensene til spektrogrammene på fig. 27. Hvert punkt i rommet representerer en akkumulering av hendelser. Dersom parametrene er ikke-varierende er punktposisjonen uendret og representerer alle hendelser over observasjons-tiden. Således kan ved å avlede tilleggsbeskrivende dimensjon ved å summere hendelsene på hver punktlokalisering som i et multivarierende histogram. Fig. 28 illustrates the description of signals 1 and 2 in the Aural Retina recognition space, in which the parameter vectors in fig. 26 are combined to show the interconnected patterns that identify each signal. For convenience, each of these patterns is shown as an accumulation over the set corresponding to the duration of each pulse response to signal No. 1. The patterns are analogous in function to the sequences of the spectrograms of Figs. 27. Each point in space represents an accumulation of events. If the parameters are non-varying, the point position is unchanged and represents all events over the observation time. Thus, by deriving additional descriptive dimension by summing the events at each point location as in a multivariate histogram.
Illustrasjonene ovenfor demontrerer den statistiske fordelen til den nye signalbehandlingsmetoden. Med denne fremgangsmåte kan man oppnå formålene med signalidentifikasjon og deteksjon på grunnlag av klassisk statistisk teori. Videre er det nå mulig å elektronisk duplisere mange psykoakustiske fenomen til øret; f.eks. ørets evne til å sortere overlappende signalkilder, som i "cocktailparty-effekten" og anvender resultatene til anordninger anvendt i automatisk stemmegjenkjenningsutstyr. Oppfinnelsen tillater også høy tolkbarhet av "avkuttet tale" uttrykt ved faktaet at periodisitetsanalyse av de reelle og komplekse nullpunktene inneholder hovedkomponentene til taleinforma-sjonen, og utelukker residuvektoren, som bare inneholder "tonehøyde" egenskapene til talelyden. The illustrations above demonstrate the statistical advantage of the new signal processing method. With this method, one can achieve the purposes of signal identification and detection on the basis of classical statistical theory. Furthermore, it is now possible to electronically duplicate many psychoacoustic phenomena to the ear; e.g. the ear's ability to sort overlapping signal sources, as in the "cocktail party effect" and apply the results to devices used in automatic voice recognition equipment. The invention also allows high interpretability of "truncated speech" expressed by the fact that periodicity analysis of the real and complex nulls contains the principal components of the speech information, and excludes the residual vector, which contains only the "pitch" characteristics of the speech sound.
Fra en sammenligning mellom de to behandlingsmetoder sees det at foruten de uunngåelige vanskelighetene som Fourier-metodene har med å behandle overlappende tidsbegrensede signaler, er det klare forskjeller i kompleksiteten med å behandle signalene. Spektralmønsteret er en todimensjonal konstruksjon, men den samme informasjonen er inneholdt i Aural Retina i form av et lite sett med punktmålinger. F.eks. er en dempet sinusbølge representert ved et par punkter i periodisitets/residuplanet, mens Fourier-området krever en linje med punkter hvis form karakteriserer ringetoppen og "Q". Reduksjonen i dimensjon er lik en reduk-sjon i informasjon som er nødvendig for å beskrive signalet. Således tillater oppfinnelsen lavere datahastigheter, lavere kostnader, lavere energiforbruk og lavere system-kompleksitet. From a comparison between the two processing methods, it can be seen that besides the inevitable difficulties that the Fourier methods have in processing overlapping time-limited signals, there are clear differences in the complexity of processing the signals. The spectral pattern is a two-dimensional construct, but the same information is contained in the Aural Retina in the form of a small set of point measurements. E.g. is a damped sine wave represented by a pair of points in the periodicity/residual plane, while the Fourier domain requires a line of points whose shape characterizes the ring peak and "Q". The reduction in dimension is equal to a reduction in the information needed to describe the signal. Thus, the invention allows lower data rates, lower costs, lower energy consumption and lower system complexity.
Siden identifiseringsegenskapene til Aural Retinametoden er uavhengig av signalamplituden, vil virkningene av store signalamplituder ikke uunngåelig tildekke de lavere ampli-tudene. Heller ikke er det et behov for å opprettholde en konstant amplitude for å være i stand til å "gjenkjenne" et spektralmønster, hvilket er nødvendig ved Fourier-analyse. Enn videre er i Aural Retina systemet signalgjen-kjenningen gjort relativt enkel ved ganske enkelt å sette opp en "mal" som aksepterer bare det spesifiserte settet med punkter som karakteriserer det ønskede signalet. Since the identification properties of the Aural Retina method are independent of the signal amplitude, the effects of large signal amplitudes will not inevitably mask the lower amplitudes. Nor is there a need to maintain a constant amplitude to be able to "recognize" a spectral pattern, which is necessary in Fourier analysis. Furthermore, in the Aural Retina system, signal recognition is made relatively simple by simply setting up a "template" that accepts only the specified set of points that characterize the desired signal.
Selv om foreliggende oppfinnelse er blitt beskrevet i forbindelse med foretrukne utførelser vil mange variasjoner og modifikasjoner nå bli åpenbare for fagkyndige. Det er derfor foretrukket at foreliggende oppfinnelse ikke er begrenset av den spesielle beskrivelse, men bare av de med-følgende patentkravene. Although the present invention has been described in connection with preferred embodiments, many variations and modifications will now become obvious to those skilled in the art. It is therefore preferred that the present invention is not limited by the particular description, but only by the accompanying patent claims.
Claims (10)
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/461,548 US4559602A (en) | 1983-01-27 | 1983-01-27 | Signal processing and synthesizing method and apparatus |
US63280084A | 1984-07-20 | 1984-07-20 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
NO843858L true NO843858L (en) | 1984-09-26 |
Family
ID=27040045
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
NO843858A NO843858L (en) | 1983-01-27 | 1984-09-26 | SIGNAL TREATMENT AND SYNTHETIZATION PROCEDURE AND DEVICE |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
NO (1) | NO843858L (en) |
-
1984
- 1984-09-26 NO NO843858A patent/NO843858L/en unknown
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4559602A (en) | Signal processing and synthesizing method and apparatus | |
US5214708A (en) | Speech information extractor | |
AU785138B2 (en) | Environmental noise monitoring | |
Noll | Cepstrum pitch determination | |
Gold et al. | Parallel processing techniques for estimating pitch periods of speech in the time domain | |
EP1974225B1 (en) | Signal analyser | |
GB1569990A (en) | Frequency compensation method for use in speech analysis apparatus | |
CN114830686A (en) | Improved localization of sound sources | |
Ćirić et al. | Audio signal mapping into spectrogram-based images for deep learning applications | |
Guentchev et al. | Learning-based three dimensional sound localization using a compact non-coplanar array of microphones | |
Carlyon et al. | An account of monaural phase sensitivity | |
Viste | Binaural localization and separation techniques | |
CN114927141B (en) | Method and system for detecting abnormal underwater acoustic signals | |
US5278774A (en) | Alarm for transient underwater events | |
NO843858L (en) | SIGNAL TREATMENT AND SYNTHETIZATION PROCEDURE AND DEVICE | |
US4223270A (en) | Multiplexed CCD pulse width discriminator | |
Pessentheiner et al. | Localization and characterization of multiple harmonic sources | |
KR910008689B1 (en) | Signal processing and synthesising method and apparatus | |
JP2001013180A (en) | Signal analyzer | |
EP0386820B1 (en) | Method and arrangement for probabilistic pitch measuring | |
Hanh et al. | Source localization on solids utilizing logistic modeling of energy transition in vibration signals | |
Papadopoulos et al. | Implementation of an intelligent instrument for passive recognition and two-dimensional location estimation of acoustic targets | |
Arnold | Spectral estimation for transient waveforms | |
JP2001296359A (en) | Bistatic processing apparatus | |
Abeysekera | Multiple pitch estimation of poly-phonic audio signals in a frequency-lag domain using the bispectrum |