NO800461L - Fremgangsmaate og apparat for demodulering av et baeresignal inneholdende digitale data - Google Patents

Abstract

Et bæresignal som inneholder digitale som varierer en karakteristikk ved bæresignalet i løpet av hver baudperiode for å identifisere baudverdien i perioden, blir demodulert ved å inndele hver baudperiode i n intervaller, ved å omforme bæresignalkarakteristikken til et DC-signal, som blir integrert over hvert av intervallene, og ved å summere det integrerte DC-signalet som oppnås ved slutten av hvert intervall med de integrerte DC-signalene som er oppnådd ved slutten av de foregående n-1 intervallene.

Description

Den foreliggende oppfinnelse vedrører generelt digital kommunikasjon og spesielt deteksjon av baudverdier hvor digitale data blir overført.ved hjelp av en AC-bærebølge.

Overføring av digitale data ved å variere en karakteristikk ved at AC-bæresignal, slik som dets fase eller frekvens, som<y>anligvis betegnes som henholdsvis faseskiftnøkling og fre-kvensskiftnøkling, er utbredt. Som følge av denne kommunika-sjonsmåten er det nødvendig å.etablere korrekt symboltidsstyring ved mottageren for å identifisere begynnelsen og avslutningen av hver baud-periode (også kjent som symbolperiode), hvor en enkelt data-enhet som omfatter en eller flere databits blir overført, for å muliggjøre deteksjon av denne. Som dokumentert,

i teknisk litteratur, innbefattet søkerens US-patent

nr. ,3 368 0.36, er en vanlig teknikk til å detektere verdien av hver, databaud den. som er kjent som "integrer og kast" (inte-gr.ate and dump) hvor: et DC-signal blir tillatt å variere lineært over baudperioden, med eri polaritet som er en funksjon av bæresignalkarakteristikken i forhold til et referansesignal, for derved å definere baudverdien. Virkningen av denne detek-sjonsteknikken er basert på å omslutte hver integrasjonsperiode innenfor den tilknyttede overførte baudperiode, slik at den .ikke overlapper inn i den neste baudperioden, og følgelig er det behov for utvikling, av korrekt symboltidsstyring i mottageren . , ,

En konvensjonell fremgangsmåte for frembringelse av korrekt symboltidsstyring er å overføre en pilottone sammen med bæresignalet, slik at mottagertidsstyringen kan synkroniseres med den som brukes i senderen. I enkelte kommunikasjonsmedier kan imidlertid denne tonen og dens tilhørende utstyr utelates ved å anvende et, synkroniseringssignal som er tilgjengelig ved både senderen og mottageren. For eksempel på omradet kråft-linjekommunikasjon som stadig utvikles og som gjør det mulig for kraftselskapene å sende kommunikasjonssignaler over sine kraftforsyningslinjer for fjernregulering av kundebelastninger og.overvåkning av energiforbruk, kan symboltidsstyringen utled-es fra kraftsystemets nettfrekvens siden senderen og mottageren begge er tilkoblet dette. Det å stole på det 50 eller 60 Hz kraftsignalet ,som synkroniseringsmiddel, skaper imidlertid et problem når det gjelder å velge den riktige periode i løpet av en gitt baudperiode og det punktet på AC-perioden som synkron-iseringen skal henføres 'til .• Siden nullg jennomgangen av et AC-signal er det mest•skjelnbare1 og derfor det mest logiske synkronisering.spunktet, blir dette vanligvis benyttet. Det opp-står-imidlertid tvetydigheter, hvor alvorlige avhenger av baud-hastigheten, hvis man skulle sende med en datahastighet på 60 baud/sekund (i et 60 Hz'nett), idet det vil være en 60 Hz AC-periode og tO' medfølgende nullgjennomganger pr. baud å velge mellom for synkronisering. Ved lavere hastighet, for eksempel 20 baud/sekund, ville det være tre 60 Hz AC-perioder og samtidig seks' nullg jennomganger pr. baud å stri med. Hvis integra-sjonsperioden1 svarende til en enkelt baud skulle innledes ved feil nullgjennomgang, ville den overlappe inn i den påfølgende baudperioden og gjøre det vanskeligere å detektere data nøyak-tig ved å addere til eller ■ subtrahere fra den integrerte verdien som ville ha blitt oppnådd, hvis integrasjonen hadde blitt innledet ved den riktige nullgjennomgang.

I to US-patentsøknader, •• som er innlevert samtidig med foreliggende søknad av samme søker, er det beskrevet to forskjellige teknikker for. gjenvinning av de digitale data. som bæres av et bæresignal, ved bruk av nullgjennomgangene i et AC systemsignal. Søknad nr. med tittel "Detection Means for Providing Multiple Baud. Values Per Individual Baud Period of a

Carrier Signal to Obviate Baud Timing Ambiguities" beskriver en fremgangsmåte, som foranlediger deteksjon av digitale data fra bæresignalet for hver av null-gjennomgangene som inntreffer i løpet av en enkelt baudperiode og så utvelgelse av hvilken av datamultippelgruppene som er den korrekte, mens den andre søk-naden med nr. og tittel "Means for Deriving Baud Timing From an Available AC Signal", beskriver en teknikk for iden-tifisering den korrekte nullgjennomgangen som baudtidsstyringen fori datadeteksjonen,skal synkroniseres med. Begge de to forannevnte teknikkene medfører den forannevnte integrasjonsprosessen og,er,derfor hovedkandidater for•eventuelle forbedringer ved den prosessen.

Med .det foregående i minne er det et hovedformål med den foreliggende oppfinnelse å tilveiebringe en ny og forbedret integrasjonsteknikk for detektering av digitale data som overfør-es ved hjelp av den varierende karakteristikken til et bæresignal.

Det er et ytterligere formål med den foreliggende oppfinnelse å tilveiebringe en slik ny og forbedret integrasjonsteknikk for bruk i forbindelse med et AC-signal som har flere nullgjennomganger under hver baudperiode som kan brukes for baudtids-synkronisering.

Der er et annet formål med oppfinnelsen å frembringe en slik hy og forbedret integrasjonsteknikk som tilveiebringer stor operasjonshastighet og minimaliserer nødvendig kretsut-styr.

De foregående og andre formål med oppfinnelsen samt mid-lene for å oppnå dem ved hjelp av den foreliggende oppfinnelse, vil bedre kunne forstås ved å studere den detaljerte beskrivelse av en foretrukket utførelsesform som følger sammen med de vedføyde tegninger.

I samsvar med de nevnte formål tilveiebringer oppfinnelsen baudtids-styring for demodulering av et bæresignal som inneholder digitale data som varierer en karakteristikk ved bæresignalet i løpet av hver baud-periode på en forutbestemt måte for å identifisere baudverdien i løpet av baudperioden, ved å inndele hver baudperiode i n intervaller, omforme bæresignalkarakteristikken til et DC-signal som blir integrert over hvert av intervallene, og ved å summere det integrerte DC-signalet som er oppnådd ved slutten av hvert intervall med de integrerte DC-signalene som er oppnådd ved slutten av de foregående h-1 intervallene. Når den overførte baudperioden er synkronisert med nullgjennomgangen til et tilgjengelig - systems AC-signal, slik som systemfrekvensen til det elektriske kraftforsynings-nettet, blir n satt lik det antall nullgjennomganger som opptrer i. løpet av en enkelt baudperiode, og hvert integrasjonsin-terva.ll blir. innledet ved en nullg jennomgang. De flere (n) integralene som oppnås i løpet av hver baudperiode, kan så brukes til å oppnå flere baudverdier fra hvilke de overførte digitale data kan velges eller for å identifisere den korrekte nullgjennomgang for synkronisering for å detektere de data som, som nevnt foran, er gjenstand for de nevnte patentsøknader. Integras jonsintervallene blir effektivt tilveiebrakt ved bruken av et par integratorer, som hver integrerer DC-signalet under alternerende intervaller, mens den andre blir tilbakestilt til en forutbestemt tilstand som forberedelse til en integrasjonsperiode.

Det vises til de vedføyde tegninger der:

Figur 1 består:.av,(bølgeformer som forklarer oppfinnelsen; Eigur 2 viser integrasjonskretsene med tilhørende tids-kretser ifølge oppfinnelsen; Figur 3 viser de digitale komponentene i oppfinnelsen for lagring og kombinering av de forskjellige digitale signaler for å utlede de flere baudverdiene for de enkelte databaud.

•Figur;4 består av tidsbølgeformer for i forbindelse med figurene.'2 ;og 3 for, å lette forståelsen av oppfinnelsen; og

, Figur 5 viser, supplerende, kretser til kretsen på figur for å tilveiebringe helbølge-integrasjon i stedet for halvbølge-integrasjon i deteksjonsprosessen...

,., Som ■ eksempel vil den foreliggende oppfinnelse bli beskrevet i forbindelse med et kommersielt kommunikasjonssystem, som er :utviklet av søkeren og kjent som, "Kineplex", og som omfatter overføring av digitale data via et. bæresignal under anvendelse av 4 (p dif f erensiell. fasenøkling - (DPSK) , slik at to databits svarer til ,hver. baudperiode og fasen til bæresignalet virker som en referanse for den følgende baudperioden. Dette systemet er grundig beskrevet i US-patent nr. 3 368 036, og vil bare kort.bli.behandlet her;så langt,det er nødvendig for forståelsen av den foreliggende oppfinnelse. Som et eksempel vil oppfinnelsen bli beskrevet.i forbindelse med en av dens spesielle anvendelser.,, nemlig oppnåelse av flere databaud-verdier pr.

baudperiode, fra hvilke,de data kan velges som er spesielt om-talt i US-patentsøknad nr. 015 672 med tittel "Detection Means For Providing Multiple'Baud Values Per Indiviual Baud Period of a Carrier Signal to Obviate Baud Timing Ambiguities".

i Som skissert ,i.ovennevnte US-patent blir fasevinkelen til et bæresignal fremskutt.45°, eller et ulike multiplum av denne verdien, i løpet av hver baudperiode fra den,foregående baudperioden, idet forandringen er,avhengig av hvilken av de fire kombinasjoner av to.binære databits. som omfattes av den digitale informasjon som :skal overføres:i løpet av vedkommende periode.. De data som inneholdes i dataperioden, blir detektert ved mottageren ved å blande bæresignalet med to AC-signaler med samme frekvens, lik frekvensen, til bæresignalet, men .som ad-skiller seg. i fasevinkel med 90°, noe som frembringer to ut-gan<g,s sign.aler som har,, respektive DC-komponenter, hvis polari-

teter er en funksjon av sinus til bæresignalets fasevinkel når det refereres til en fast vinkel for ett av signalene (kvadra-turkomponent) og dens kosinus for det andre signalet (i-fase-komponenten) . Disse signalene blir -hver for seg integrert over baudperioden, og ved slutten av denne blir de kombinert med sine motstykker for den foregående baudperioden for å gi i-fase- (kosinus) og kvadratur-fase (sinus)-komponentene til fase-differansen i bæresignalet mellom to'påfølgende baudperioder som så definerer de to databitverdiene ved hjelp av de respektive 'trigonometriske tegn.

Det foregående' er'^representert som den første integra-sjonsbølgeformen (a) på figur, betegnet som tidligere kjent. Denne bølgeformen (a) tilsvarer at. bare en av DC-komponentene blir integrert, og man vil forstå at den andre komponenten som behøves for å definere en baud•omfattende to bits, ikke er vist siden den ikke ville bidra til forståelsen. Anta at symboltidsstyringen ble utledet fra bølgeform (b) betegnet Fg for system-ets AC-signalfrékvens, man vil da se at hver baudperiode, og følgelig h<y>er integrasjonsperiode, svarer til tre hele perioder av F . Spesielt kunne F være en systemfrekvens, slik man fin-s s ner i det 60 Hz elektriske kraftfordelingsnettet i USA (begren-set' i amplityde for å. frembringe den skisserte firkantbølgen) , idet de tre periodene da representerer en datahastighet på 20 baud/sekund. Antas det videre at en dataperiode, betegnet . baudperiode en, ble overført sammenfallende med den første nullgjennomgangen i Fg, ved punkt A, ville detektoren i mottageren korrekt begynne å integrere ved punkt A og slutte ved punkt A' for å gi en integrert verdi lik kT, hvor k kan være ethvert reelt tall og T er baudperioden (l/baud-hastigheten eller 50 -ms ..= 1/20 her) . Anta så at i stedet for den første nullgjennomgangen vist for Fg ved punkt A i bølgeform b, blir véd én feil den tredje''nullg jennomgangen som begynner ved'den andre" perioden og er betegnet med B, valgt som begynnelsen for integrasjonsprosessen. I dette tilfellet ville.det integrerte signalet øke lineært til en verdi på k (2/3 T) ved punkt A' og så'avta til en verdi på kT/3 ved B' (idet det antas at verdien for baudperiode to ville resultere i en negativ trigonometrisk DC-komponent) på grunn av overlappingen av integrasjonsopera-sjonén for baudperiode en inn i baudperiode to. I stedet for

å generere den riktige verdien på kT for baudperiode en, ville man derfor få kT/3. Selv om det er polariteten til den integrerte verdien som bestemmer baudverdien, gjør avvik i stør-relsen deteksjonsprosessen vanskeligere å utføre og kan fak-tisk innføre datafeil skapt av en minskning av signal/støy-forholdet for det integrerte signalet. Var for eksempel integras jonsperioden for baudperiode en påbegynt på den femte nullgjennomgangen på F s ved punkt C, ville den oppnådde integrerte verdien være -kT/3, og dermed klart feilaktig på grunn av det negative fortegnet i stedet for det positive.

Den foreliggende oppfinnelse bidrar til å unngå ovennevnte problem ved å.inndele baudperioden i n intervaller, slik som seks vist i bølgeform (c) på figur 1, for det systemfrekvenssignalet Fg som har seks nullgjennomganger pr. baudperiode. I stedet for å integrere over hele perioden, som vist i bølgeform (a), blir integrasjonsprosessen utført separat i hvert av de n intervallene, der hver integrasjon blir innledet ved begynnelsen av intervallet og avsluttet ved dets ende. Som vist med bølge-form (c) blir det således utført seks separate integrasjoner i løpet av baudperiode en i stedet for den ene i bølgeform (a). Den integrerte verdien som blir oppnådd ved slutten av hvert intervall, blir så addert til de tilsvarende verdiene for de foregående n-1 intervallene, eller de fem foregående intervallene i eksempelet med bølgeform ' (c) . Ved slutten av intervall 6 blir derfor dets verdi addert til verdiene ved slutten av intervallene 1-5 for å gi kT. Likeledes blir den integrerte verdien som oppnås ved slutten av intervall 7, addert til verdiene svarende til intervallene 2-6., Den foregående summering av integrerte verdier blir gjentatt ved slutten av hvert av de et-terfølgende intervaller ved å addere den integrerte verdien, som oppnås til verdien i de fem foregående intervallene. Følgelig, gir hver baudperiode opphav til n, eller i det viste eksemplet til seks summeringer av integrerte verdier som indikerer baudverdien, i stedet for den eneste verdien i bølgeform (a).

Disse seks verdiene kan så behandles aritmetisk på forskjellige måter for å optimalisere gyldigheten av de detekterte data.

For eksempel medfører' en meget enkel foretrukket metode, som skal beskrives nedenfor, bare lagring av de n baudverdiene i n registre på en syklisk basis, og så utvelgelse.av den første gjenkjennelige digitale melding via forutbestemt bit-mønstre.

Man vil forstå at de flere integralene pr. baudperiode kunne ■ genereres på konvensjonell.måte ved sekvensiell innled-ning av en enkelt.integrasjonssyklus, som strekker seg over en hel baudperiode, ved.hver nullgjennomgang i AC-signalet.

Som det fremgår av det etterfølgende, ville dette imidlertid kreve meget mer integrasjonsutstyr enn den foreliggende oppfinnelse,, idet det ville være nødvendig med seks integrasjonskretser i stedet for de to som skal beskrives i foreliggende tilfelle.. Selv om de overflødige kretsene kunne utelates ved å overvåke en enkelt nullgjennomgang pr. baudperiode og generere'det integrerte DC-signalet ut fra denne, resulterer dette i ulempen med utvidete datatidsperioder for å oppnå baudsynkron-isering, siden det da ville være nødvendig å gjennomløpe n baudperioder for .å tillate alle. n-nullgjennomgangene å bli ana-lysert . (for eksempel ved å se på den første nullgjennomgangen til Fg i baudperiode en, den åttende nullgjennomgangen til Fg i baudperiode to, o.s.v;.).

Når det anvendes en.absolutt referansefrekvens, blir integrasjonsprosessen utført etter blanding av bæresignalet med referansefrekvensen, slik at polariteten av hver integrert verdi og følgelig summeringen, av integrerte verdier, automatisk bestemmer baudverdien. Når modulasjonen imidlertid ikke er basert på en absolutt referanse, men i stedet DSPK (differensiell Paseskiftnøklung) hvor referansesignalet under hver baudperiode

.blir. utledet av bæresignalet for den umiddelbart forangående

baudperioden, er fasen til bæresignalet i den detekterte baudperioden relativ, og derfor må summen av de integrerte verdiene som oppnås ved slutten av hvert intervall, sammenlignes med sitt motstykke for den foregående perioden. Følgelig1 blir summeringene, lagret for en ytterligere tidsperiode etter at de er frembrakt, slik at de kan brukes som referanse ved-sammenligning av. suksessive summeringer. Ved levering av den baudverdien som: svarer til intervall 12, blir for eksempel den integrerte verdisummeringen for de seks intervallene 7-12 sammenlignet med verdisummeringen for de seks intervallene 1-6. Likeledes blir baudverdien, som svarer til intervall 13, utledet ved å sammenligne den integrerte verdisummeringen for de seks intervallene 8-13 med summeringen for de seks intervallene' ■ 2-7: '-' -

Det.vises nå til figur 2, idet det foretrukne apparat for tilveiebringelse av, de enkelte integrasjonsverdier vil bli beskrevet under, henvisning til denne. Som vist mottar det appa-ratet, som er generelt betegnet 10, AC-bæresignalet Fc som overfører de digitale data og -systemfrekvenssignalet Fg over leder'12,som vil være- forbundet med det elektriske kraftfor- ' syningsnettet, hvis bæresignalet Fc overføres over dette, og Fg svarer da til nettfrekvensen på 60 Hz (i USA). Fc blir ført gjennom et båndpassfilter 14, hvis båndpassområde er sen-trert omkring bærefrekvensen, og så'forsterket i forsterker 16, hvis utgang da er det rene bæresignalet F , definert som sin (uV t 0) hvor \ a = 2TTf , idet f er bæref rekvensen og &

c c c c

fasevinkelen, den karakteristikken, ved bæresignalet som definerer baudverdien. Ved- andre modulasjonsmetoder kunne karakteristikken like godt ha vært enten frekvensen eller amplity-. den til bæresignalet. Utgangen fra forsterker 16 blir koblet til et par integrasjonskretser 18 og 20, som hver omfatter et par'operasjonsforsterkere, 22 og 24 for krets 18 og 26 og 28 for integrasjonskrets 20. Disse fire operasjonsforsterkerne 22-28- er anordnet nøyaktig på samme- måte, slik at de virker som integratorer og derfor omfatter, fire kondensatorer 38-44 som hver forbinder deres respektive utganger med deres inverterende-- (-) innganger, fire motstander 38-44 som forbinder deres ikke-inverterende' (+) innganger til jord og fire symbolsk skisserte brytere 44-50 som hver er koblet over kondensatorene 30-36. Utgangen fra forsterker 16, F , blir påtrykt de inverterende inngangene til forsterkerne 22-28 gjennom

■ seriekoblede motstander, henholdsvis 52 og 54, 56 og 58, 60 og 66. Forbindelsespunktet mellom hvert par av de forannevnte

seriemotstander er koblet til jord gjennom brytere 68-74, som henholdsvis er.tilordnet forsterkerne 22-28. Disse bryterne, som er skissert symbolsk, vil vanligvis være realisert ved hjelp av halvlederanordninger.

Som kjent vil syklisk styring ved hjelp av en firkantbølge av lukningen av en bryter slik som 68, som er forbundet med en signalbane, ved synkron deteksjon, frembringe produktet av sig-naiet som kommer'inn på banen og de sinusformede Fourierkompo-nentene åv firkantbølgen ved utgangen av bryteren. Ved følge-lig 'å påtrykke bryteren 68 et firkantbølgesignal, hvis fundamen tale komponent er cos (u>c t + 9_R ) hvor u> c = 2fTf c , idet f cer bærefrekvensen og 9 er en fast referansefasevinkel, frembringes det et signal til den inverterende inngangen på forsterker 22, som er lik sin (cu + 0) cos (U)ct + ®r) / som ^ar en DC-komponent som er proporsjonal med sin (9 - 9nls)(som'i dette tilfellet er lik sin (9 - 0„K)siden de sinusfornede signalene er an-tatt å ha en enhets-amplityde). Dette resultatet er klart beskrevet i det forannevnte US-patent i forbindelse med figur 1 i dette, hvor man vil se at blander 18 for frembringelse av det krevede produkt er blitt erstattet med en elektronisk bryter 68 i den foreliggende oppfinnelse, som vist på vedføyde figur 2. Ingen av de andre produktene av bæresignalet og Fourierkompo-nentene frembringer et DC-signal og har derfor ingen interesse. Med bryter 44 åpen og bryter 68 i virksomhet , i samsvar med det firkantbølgeformede styresignalet representert med dets fundamentale komponent cos (io c t + 0K_.). påtrykket, vil likespen-ningen som påtrykkes den inverterende inngangen på forsterker 22 bringe den spenningen som utvikles over kondensator 30, til å variere lineært, og således ved utgangen av forsterker 22 tilveiebringe den integrerte verdien av DC-komponenten med en lik polaritet. Siden bryter 68 er lukket under annenhver haly-periode av F , under hvilke tidsrom forsterker 22 ikke kan integrere, frembringer ikke denne halvbølge-integrasjonsprosessen en glatt rampespenning, som vist ved bølgeform (c) på figur 1, men en rekkefølge av ramper adskilt av trinn. Dette påvirker selvsagt bare den integrerte verdien som oppnås ved slutten av integrasjonsintervallet, og ikke integrasjonsprin-sippet. Hvis det er ønskelig med en glatt rampe over hele integras jonsintervallet , så kan kretsen på figur 2 suppleres med kretsen på figur 5, som skal forklares nedenfor. Hvis integra-sjonsperioden blir gjort lik et av intervallene som svarer til bølgeform (c) på figur 1, så vil den verdien som oppnås ved slutten av integrasjonsintervallet være lik KT/12 sin (9 9 ). Ved å gjennomgå de samme trinn som det foregående, vil man lett se.at påtrykningen av et styresignal med firkantbølgeform med fundamental komponent lik sin (wct + 9R), ved utgangen av forsterker 24, ved slutten av et integrasjonsintervall vil frembringe KT/12 cos (9 - QD) , sålenge bryteren 46 forblir åpen i intervallet.

:< Når et absolutt referansesignal separat og adskilt fra bæresignalet. blir:anvendt, slik som ved absolutte modulasjoris-metoder, vil styresignalene sin (wct + 9R) og cos (u>ct + 9R) bli utledet direkte;fra referansesignalet, slik at 9R normalt er- null og fortegnet! til sin (9) og cos (0) automatisk definerer baudverdien. Når det imidlertid, som her benyttes DSPK, blir baudverdien bestemt ved å eliminere 9R og utvikle sinus og cosinus av (92- 9^), hvor indeks 2 svarer til den baudperioden som detekteres og indeks 1 til den forangående baudperioden. Dette vil bli forklart- senere.

På lignende måte som i det foregående, blir cos ('•^ct + 9R) og sin (t» t + 9R) ■ påtrykket henholdsvis bryter 72 og 74, for ved utgangene av forsterkerne 26 og 28 å frembringe KT/12 sin (9 - 9n) og KT/12 cos (9 - 9^) , for også å definere bærebølgens

R R

fasevinkel i løpet av et intervall (overfor en fast referansefasevinkel 9_). Mens en av integrasjonskretsene 18 og 20 integrerer, blir den andre klargjort (men bare etter at en analog/ digital-omforming er utført,- som forklart i det følgende) for å forberede den for dens integrasjonsintervall ved å utlade de tilhørende kondensatorer gjennom de tilknyttede brytere som er koblet1over kondensatorene. Hvis for eksempel bryterne 44 og 46-var1åpne under intervall 1 for bølgeform (c) på figur 1, mens bryterne 68 og 70 var virksomme, ville integrasjonskretsen 18-integrere, mens bryterne 48 og 50 i dette tidsrommet ville være lukket for å utlade de respektive kondensatorer 34 og 36 for å forberede integrasjonskretsen 20 for dens integrasjonssyklus i løpet av integrasjonsintervall 2. Under integrasjonsintervall 2 ville selvsagt bryterne 44 og 46 være lukket for å .tillate deres respektive kondensatorer 30 og 32 å lade seg ut som en klargjøring av integrasjonskretsen 18 for dens neste integrasjonssyklus i intervall 3. Man ser således at integras jonskretsen 18 integrerer i-, de ulike nummererte intervallene; mens integrasjonskretsen 20 derimot integrerer i de like nummererte intervallene og utlades i de ulike nummererte intervallene.

i -Den- forannevnte- drift av bryterne avspeiles i de tidsbøl-geformene som er skissi ert pa „ figur 4,.der de første fire bølge-formene er tilknyttet styringen av bryterne 68-74, og de neste to bølgeformene styrer henholdsvis 'bryter 44 sammen med 46, og

. 48 sammen med 50. Et signal med høyt nivå for bølgeformene på figur 4, svarer til at en bryter er åpen, mens et lavt nivå betegner at bryteren er lukket. Bølgeformene på figur 4 blir generert fra systemsignal-frekvensen F s ved først å føre den

gjennom et lavpassfilter 76, vist på figur 2, for å eliminere uønskede frekvenser, slik som bæresignalet F c, og så gjennom en begrenser 78 for å tilveiebringe et utgangssignal som er en firkantbølge, hvis frekvens og fase er sammenfallende med F s. Utgangen fra begrenseren 78 blir tilført en faselåse-sløyfe-krets 80, for ved sin utgang å frembringe en firkantbølge, hvis frekvens er fire ganger frekvensen av bæresignalfrekvensen F c,

som er låst sammen med fasen til sy J stemfrekvensen F s . Hvis Fs derfor, varierer i frekvens, noe so.m kan inntreffe under ugun-stige forhold, så varierer på samme måte frekvensen 4 f cved utgangen av faselåsesløyfen 80. Utgangen fra faselåsekretsen 80 blir tilført en del-med-4-krets 82 med to utganger, som har en frekvens lik frekvensen til bæresignalfrekvensen f cog en fasevinkel 9^ i forhold til denne, og som er skjematisk representert bare ved sine fundamentale sinuskomponenter. De to utgangene har en fasevinkeldifferense på 90°, slik at den ene ut-gjør en sinusfunksjon og den andre en kosinusfunksjon. Kosin-usutgangen fra dele-kretsen 82 er forbundet med en første inngang til en OG-port 84 med en andre inngang fra utgangen av begrenseren 78, slik at porten blir klargjort for å slippe gjennom firkantbølgen til sin utgang s^g under det første integrasjonsintervallet av F , som vist på figur 4, og også alle andre odde integrasjonsintervaller. Under alle disse odde integra-sjonsintervallene når OG-porten 84 er klargjort, blir signalet s^g tilført bryter 68 for å få den til å åpne og lukke synkront, noe som er ekvivalent til blanderfunksjonen til blander 18 på figur 1 i det foran nevnte US-patent. Følgelig blir produktet av sin (a; t + 9_J og cos (w t + 0^) dannet ved forbindelses-

c R ^ c R

punktet mellom bryter 68 og motstandene 52 og 54. I løpet av dette tidsrommet skal det bemerkes at bryterne 44 og 46 er åpne for å tillate deres respektive tilordnede kondensatorer 30 og 32 lineært å bygge opp spenning under integrasjonsintervallet.

Siden bryteren 68 er<i>lukket, halve tiden under integras jonsintervallet og dermed hindrer kondensatoren fra å motta opplad-ningsstrøm, vil integrasjonsbølgeformen, som før nevnt ikke være en glatt rampekurve som skissert på figur 1, men en rekke-følge av små ramper (når bryter 68 er åpen under halvperiodene med høyt nivå i firkantbølgen) forbundet med flate partier når bryter 68 er lukket (under partier med lavt nivå av firkantbøl-gen sg8) .

Hvis integrasjon er ønsket over et helt integrasjonsintervall, for eksempel for å generere et høyt integrasjonssignal, så kan hver av operasjonsforsterkerne 22-28 suppleres med ytterligere kretser, som vist på figur 5, i forbindelse med operasjonsforsterker 22. Man vil der se at blandings- og integra-sjons-funksjonene er blitt fullstendig separert ved å forbinde synkronbryteren 68 til forbindelsespunktet mellom et par motstander 86 og 88, idet motstand 88. er koblet til den ikke-inverterende inngangen på en annen operasjonsforsterker 90. Bæresignalet Fc blir tilført den ikke-inverterende inngangen

på operasjonsforsterker 90 gjennom seriemotstandene 86 og 88 og til den inverterende inngangen gjennom en motstand 92. Med en annen motstand 94, som forbinder utgangen og den inverterende inngangen på operasjonsforsterker 90, er det tilveiebrakt en helbølgeblander med en forsterkningsfaktor på én ved å gi motstandene 92 og 94 den samme verdi, og også 86 og 88. Så lenge en ny bryter 97, som er koblet til forbindelsespunktet mellom motstandene 52 og 54 ved operasjonsforsterker 22, blir holdt åpen under hele integrasjonsintervallet, vil det oppnås en glatt lineær rampekurve ved utgangen av forsterker 22 uten noen trinn i bølgeformen.

Ved slutten av det første integras jonsintervallet er ut-, gangen fra operasjonsforsterker 22 den integrerte verdien av DC-komponenten for produktet av sin (wct + 9^)°9cos (<*> t + 9R) , nemlig KT/12 sin (8, - 9 ) . På lignende måte vil man se at utgangen fra operasjonsforsterker 24 på dette tidspunkt er KT/12 cos (9^ - 9R) på grunn av påtrykningen på bryter 7 0 av sin (ui^t + 0R) via en OG-port 96 med en andre inngang avledet fra utgangen av begrenser 78. Videre vil man se at utgangene fra operasjonsforsterkerne 26 og 28 ved slutten av det andre integras jonsintervallet er henholdsvis KT/12 sin (92- 9R) og KT/12 cos (9Z - - 9 K ) på grunn av påtrykningen av cos (w C t + Q K) på bryter 72 vi'a en OG-port 98 og si-n (u; C t + 9 IN.) på bryter 74 via en OG-port 100. Begge OG-portene 98 og 100 har en andre inngang som er avledet fra utgangen fra begrenser 78 etter først å ha in-vertert signalet gjennom inverter 102. Følgelig blir disse 0G-portene klargjort for å slippe gjennom deres respektive fir-kantbølger under de like integrasjonsintervaller tilordnet systemfrekvenssignalet F .

Utgangene fra forsterkerne 22-28 er koblet til en analog/ digital-omformer (A/D-omf ormer) 104 via fire individuelle brytere 106-112 tilordnet hver av dem.. De analoge integrerte utgangsverdiene fra forsterkerne 22-28 blir således omformet til digitale ekvivalenter ved utgangen fra A/D-omformer 104 på sam-leledningen 113 (som fortrinnsvis omfatter flere ledere for pa-rallell bit-operasjon) på multipleks måte ved sekvensielt å lukke bryterne 106-112. For eksempel blir bryter 106 lukket ved avslutningen av det første integrasjonsintervallet ved et lavnivåsignal generert ved utgangen på en monostabil multivibrator 114, som blir trigget av den fallende flanken ved utgangen fra begrenser 78, nemlig'Fs. Etter at det er gått tilstrek-kelig tid til utførelse av omformningen, blir bryter 106 åpnet ved slutten av den monostabile perioden og bryter 108 blir lukket ved hjelp av den samme utgangen fra multivibrator 114 via en forsinkelseskrets 116. Etter A/D-omformningene av utgangene fra forsterkerne 22 og 24 blir deres respektive kondensatorer 30 og 32 utladet ved å lukke bryterne 44 og 46. Signalet for denne operasjonen blir utledet ved å trigge en monostabil multivibrator 118 med den fallende flanken til utgangen fra for-sinkelseskretsen 1.16. På tilsvarende måte blir bryter 110 lukket under hvert odde integrasjonsintervall ved hjelp av utgangen fra en monostabil multivibrator 120, som blir trigget av den stigende flanken til utgangen fra begrenser .78. Bryter 112 blir deretter lukket ved først å sende utgangen fra multivibrator 120 gjennom en forsinkelseskrets 122. Bryterne 48 og 50 er lukket for å utlade deres respektive kondensatorer 34 og 36 gjennom en monostabil multivibrator, 124, som blir aktivert av den fallende flanken til utgangen fra forsinkelseskrets 122. Tidsstyrebølgeformene som svarer til de foregående utladnings-og omformnings-operasjoner, er vist på figur 4.

Som vist på figur 3 omfatter lagringskretsen for å til-bakeholde de digitale integrerte utgangsverdiene fra A/D-omformer 104 på leder 113, en gruppe på seks seriekoblede registre 126, som svarer til kvadraturkomponenten (sinuskomponenten, det vil si den som er faseforskjøvet 90°), og et annet sett på seks seriékoblede registre 128, svarende til komponenten som er i fase (cosinuskom<p>ohenten). Hver gang en ny integrert digital verdi Ic(indeksen c. betegner det aktuelle intervall) blir generert ved utgangen av A/D-omformer' 104, blir den lagret i'det første"registeret i en register-gruppe, idet kvadraturkomponenten blir plassert i register 130 i gruppe 126, bg fasekomponenten' i register 132 i gruppe 128. Like før dette blir verdien i hvert register forskjøvet til det neste register i'serie-kjeden, slik at den verdien som var lagret i register 130 blir forskjøvet'til register'134 og den verdien som var lagret i register 132 blir forskjøvet til det neste register (ikke vist) i kjeden for gruppe 128. Verdiene s-om er lagret i de siste registrene i ' registergruppene, nemlig 138 for gruppe 126 og 140 for gruppe 128, blir1 ikke lenger tilbakeholdt når de erstattes med den nye' verdien som mottas fra det' foregående re<g>isteret<..>Det foregående er representert ved betegnelsene I ^ til'Ic^for registrene i gruppene 126 og 128. Registrene i register-gruppen .126, som svarer til kvadraturkomponenten, blir taktstyrt av utgangen fra en. monostabil multivibrator 131, vist på figiir 2, som blir trigget ved slutten av en A/D-omformningsop-erasjon ved hjelp av bakflanken av A/D-styrepulsene (bølgefor-men på figur 4) for' å styre bryterne 106'og 110 for kvadratur-komponentene via en ELLER-port!133, hvis innganger er forbundet med utgangene fra de monostabile inultivibratorene 114 og 120. Likeledes blir registrene i registergruppe 128, som svarer til i-fase-komponenten, taktstyrt av utgangen fra en monostabil multivibrator 135 av bakflånken til A/D-styrepulsene for å styre fasekomponentbryterne 108 og 112 via en ELLER-port 13 5, hvis innganger er koblet til utgangene fra forsinkelseskretsene 116 og 122.

•' Ved mottagelse av hver ny'integrert digital verdi I ,■blir utgangene fra registerne i' hver registergruppe 126 og 128, som utgjør de tilsvarende integrerte verdier'for det forutgående fem 'intervaller (c-1 til c-5), summert digital ved hjelp av respektive digitale adderere 140 og 142. De digitale integrerte vérdisummeringene fra ' addererne 140 og 142, betegnet sX ; = I x C

» X — C — D

blir så tilført henholdsvis register 144 og 146, hvert av hvilke er det'første register i en gruppe på' syv seriékoblede

registere, henholdsvis 148 og 150. Som tilfellet var med registergruppene..3,2.6 ;og 128, så forskyver hvert register i .<g>rup<->pene 148, og 150 den digitale lagrede verdien til det neste etterfølgende,register før mottagelse av den lagrede digitale verdien, i det foregående registeret under styreutgangen fra monostabile multivibratorer, henholdsvis 131 og 135. Sider der er syv registre i hver,gruppe 148 og 150, blir summeringene av seks integrerte verdier,som er innført i de første registrene 144 og ,146, tilslutt lagret i de siste registrene 152 og 154 i henholdsvis gruppe 148 og 150 seks integrasjonsintervaller senere. '. Siden dif f erensiell f aseskif tnøkling også medfører sammenligning av hver baudperiode med den foregående baudperioden som virker som en referanse, og siden seks integrasjonsintervaller her utgjør en hel baudperiodesyklus, blir utgangen fra register 144, som er proporsjonal med sin (90- 9 ) , sammenlignet med utgangen fra register 152, som er proporsjonal med sin (9^- 9 ), der indeks 2, betegner én løpende summeringsperiode og indeks 1 betegner den forutgående summeringsperioden. Likeledes

blir utgangene fra registrene 146 og 154, som henholdsvis er proporsjonale med cos (9,-,,- ©„) og cos (9, - 9,-.), anvendt i sammenligningen for å eliminere referansevinkelen 9 og oppnå fasevinkelfremskyvningen på 92- 9^ i påfølgende baudperioder. Som anført i det forannevnte US-patent blir således utgangene fra registrene 144 og 152 multiplisert i digitale multipliser-ingskretser 158 i den digitale, adderer 160 for å oppnå uttrykket cos (02- 0^). Uttrykket sin (92- 9^) blir oppnådd ved å addere produktet av utgangene fra registrene 152 og 146, som er tilgjengelig ved utgangen fra den digitale multipliseringskret-sen 164, i den digitale addereren 166. Fortegnene til utgangs-signalene for addererne 160 og 166 definerer de to bitverdier som omfattes av den digitale informasjonen,som representeres av summeringen av integrerte verdier, som svarer til de seks integras jonsintervallene,, pg som opptrer seriemessig ved utgangen fra dekoder 168 med det, format ,som er bestemt. Siden der er seks slike intervaller i hver baudperiode, er det lett å se at der vil være seks verdier av baud-data, som hver består av to bits, for å velge, den1riktige baudverdi. Disse seks verdiene, blir lagret.i en gruppe på seks registre 170 ved syklisk sekvensiell tilførsel til,disse under styring av en registeråpnings-

krets 172,. som har en telleverdi på seks, og som trigges fra utgangen fra begrenser 78 en gang i løpet av hvert integrasjonsintervall.. I løpet av hvert■intervall blir de to databits, som definerer1 baudverdien, klokket i serie fra utgangen av dekoder 168 inn i det åpne registeret 170 i riktig rekke-følge. De to taktstyrepulsene for innføring av de to seriébits i hvert, av registrene 170, kan ganske enkelt tilveiebringes fra registeråpningskretsen 172 gjennom en ringteller med en telleverdi på seks og hvis utgangsledere hver for seg er forbundet med registrene 170 via et par monostabile multivibratorer for " hver leder (ikke vist). Etter at to bits er innført i det' siste registeret 170, slik som registeret nederst, blir de neste to bits innført i det førsta■registeret 170, slik som det øverste.'På denne måten blir den overførte meldingen, som består av et antall seriébits, dannet i de seks registrene 170. Selv det finnes flere metoder til å velge hvilket eller hvilke-av registrene som-mest sannsynlig inneholder en feilfri melding/er den enkleste og foretrukne måten til å velge et av registrene for å få meldingen, bare å overvåke hele meldingen etter et gjenkjennelig bitmønster i spesielle deler av meldingen, slik som innlednings- og adressefeltene. Det første registeret 70, som oppviser det ønskede bitmønster, blir det som antas å ha en akseptabel feilfri melding. Det foregående blir utført ved hjelp av ert gruppe på seks komparatorer 174, som hver innehold- " er det samme bitmønster som innholdene av de forskjellige registrene 170 skal sammenlignes med. Så snart en vellykket sammenligning inntreffer, genererer det aktuelle komparator et utgangssignal som kan brukes til å overføre meldingen i dens tilordnede register til en permanent lageringsanordning for etter-følgende .utnyttelse (ikke vist) .

Som det er lett å se kan tilbakeholdelsen av hvert integrert verdisummering for n påfølgende intervaller etter frem-bringelsen, for referanseformål utføres på andre måter enn den som nettopp er beskrevet i forbindelse med figur 3. I stedet for hver gruppe på syv registre 148 og 150 kunne man for eksempel benytte seks registre for lagring av de seks integrerte verdiene som svarer til det syvende til tolvte integrasjonsintervall 'forut for det løpende integrasjonsintervall og en digital adderer for summering av disse. Utgangen fra denne addereren ville selvsagt være lik' utgangen fra register 152 for kvadraturkomponenten eller register 154 for fasekomponenten for å ut-gjøre en referanse for sammenligning med utgangene fra henholdsvis adderer 140 og 142.

Som demonstrert ved hjelp av det foregående, tilveiebringer den foreliggende oppfinnelse en forbedret integrasjonsteknikk for bruk ved detektering av digitale data som overføres på et bæresignal med en karakteristikk som blir variert i løpet av hver baudperiode på en forutbestemt måte i samsvar med dataene. Det blir anvendt minimal apparatur uten å ofre meldingens mot-tagelsestider. Selv om oppfinnelsen er blitt presentert i forbindelse med en spesiell anvendelse, nemlig utvikling av flere baudverdier pr. baudperiode fra hv.ilket det kan velges en gyl-dig melding for å unngå tvetydighetsproblemer med hensyn til nullgjennomganger ved datadeteksjon, som er gjenstand for den US-patentsøknad nr. , er andre anvendelser også mulige. For eksempel kan integrasjonsteknikken like så godt brukes til å' identifisere en spesiell nullgjennomgang i et AC-signal som det skal foretas synkronisering med for baudtidsinnstillings-formål, noe som.er- en alternativ løsning på tvetydighetsprob-lemet ved datadeteksjonen, som er spesielt beskrevet i US-patentsøknad nr. , med tittel "Means For Deriving Baud Timing From An Available AC Signal". Siden fagfolk på området meget vel kan komme frem til modifikasjoner, som ikke nødvendig-vis avviker ifra rammer for den foreliggende oppfinnelse, er den foregående beskrivelse kun ment som et eksempel på en utfør--elsesform av den oppfinnelse som er definert i de vedføyde krav..

Claims (9)

1. Anordning for demodulering av et bærebølgesignal som inneholder digitale data som varierer en karakteristikk ved bæresignalet 'i' løpet av hver baudperiode på en forutbestemt måte for å identifisere baudverdien i baudperioden, karakterisert ved midler for å omforme bæresignalkarakteristikken til et DC-signal, tidsstyringsmidler for å inndele hver baudperiode,i n intervaller, midler for å integrere DC-signalet over hvert av de nevnte intervaller, og midler for å summere det integrerte DC-signalet som er oppnådd ved slutten av hvert■intervall med'de integrerte DC-signaler som er oppnådd ved slutten av de n-1 foregående intervaller.

2. Anordning ifølge krav 1, karakterisert ved midler for lagring av de integrerte DC-signalsummeringer.

3. Anordning ifølge krav 2, karakterisert ved at integreringsmidlene omfatter et par integratorer, hver for å integrere DC-signalet under alternerende intervaller mens den andre blir klargjort til en forutbestemt tilstand som forberedelse til en integrasjonssyklus.

4. Anordning ifølge krav 2 og 3, karakterisert ved at tidsstyringsmidlene blir styrt av et AC-signal og n er lik antallet nullgjennomganger i AC-signalet i hver baudperiode, idet hvert intervall blir innledet ved en av nullgjennomgangene.

5. Anordning ifølge krav 4, karakterisert ved at AC-signalet svarer til frekvensen for et elektrisk kraftforsyningssystem som bæresignalet blir overført over.

6. Fremgangsmåte for demodulering av et bæresignal som inneholder digitale data som varierer en karakteristikk ved bæresignalet i løpet av hver baudperiode på en forutbestemt måte for å identifisere baudverdien i løpet av perioden, karakterisert ved omforming av bæresignalkarakteristikken til et DC-signal, inndeling av hver baudperiode i n intervaller, integrering av DC-signalet over hvert av intervallene, og summering av det integrerte DC-signalet som oppnås ved slutten av hvert intervall med de integrerte DC-signalene som er oppnådd ved slutten av de foregående n-1 intervallene.

7. Fremgangsmåte ifølge krav 6, karakterisert ved lagring av de integrerte DC-signalsummeringer.

8. Fremgangsmåté:-ifølge krav 7, karakterisert ve d at inndelingen blir styrt av et AC-signal og n er lik antallet nullgjennomganger i AC-signalet i hver baudperiode, og ved at hvert intervall blir innledet ved en av nullgjennomgangene.

9. Fremgangsmåte ifølge krav 8, karakterisert ved at AC-signalet svarer til frekvensen for et elektrisk kraftforsyningssystem som bæresignalet blir overført over.