NO320600B1 - Signalrepeater - Google Patents

Description

INNLEDNING

Foreliggende oppfinnelse angår signalrepeatere av den generelle type som angis i den innledende del av det vedføyde patentkrav 1.

BAKGRUNN

I det følgende vil det fremgå at oppfinnelsen like gjerne kan sies å an<g>i tran-s<p>ondere som signalrepeatere, idet det ikke foreligger noen prinsipiell forskjell på signalrepeatere og transpondere. Forskjellen på transponder og repeater går hovedsakelig på terminologi og anvendelse. "Transponder" benyttes gjerne i målean-vendelser, mens "repeater" ofte brukes i kommunikasjonssammenheng. Det kan anføres at transpondere oftere påpreger informasjon på det utsendte signalet. Således kan egentlig begge betegnelser benyttes for foreliggende oppfinnelse, men det er valgt å benytte "repeater", da det synes å foreligge flest interessante anvendelser innen kommunikasjonsområdet. Generelt er det slik at det sendes et radiofrekvenssignal til transponderen/signalrepeateren, som i sin tur retransmitte-rer signalet, gjerne i modulert form, dvs. med påpreget informasjon fra transponderen/repeateren.

En transponder skal i mange tilfeller i tillegg til retransmisjon (opplink) også kunne ta imot informasjon (nedlink) for å identifisere seg og utføre kommandoer. Anvendelser som bruker transpondere, kalles derfor gjerne RFID systemer (Radio Frequency IDentification). Det kreves ofte at transponderen skal være mobil, være lett og ta liten plass, være enkel, ha få komponenter, være billig å produsere, kunne ha batterilevetid på flere år, samtidig som marginene for tilgjengelig ytelse i transponderen gjerne blir for små, særlig når det gjelder rekkevidde. Samtidig er det vanlig med krav til stor kommunikasjonsbåndbredde og multikanal-operasjon. Ofte er det behov for transpondere som gir koherent retransmisjon, enten av hensyn til en interrogator eller fasemålingsstasjon når transponderen også skal posi-sjoneres.

Den mest brukte teknologien for transpondere i bruk er det såkalte refleksive prinsippet. Dette virker slik at en bærebølge fra et "beacon" eller interrogator mottas med ei antenne som er koplet til en høyfrekvensdiode som igjen er modulert med det signalet som skal sendes tilbake til interrogatoren av transponderen. Vanligvis søker en å oppnå fasemodulasjon, noe som fåes enkelt ved å la en diode svitsje refleksjonskoeffisienten i antenne-innkoplingspunktet. Den resultante modulasjonen vil alltid være en kombinasjon av amplitudemodulasjon og fasemodulasjon, uten at dette reduserer kvaliteten på funksjonen vesentlig. De retransmitterte (opplink) sidebåndene er koherente med det innkomne signalet, og interrogatoren virker etter homodynprinsippet. For å unngå kansellering mellom sidebåndene, brukes enkelt sidebånds-mottak med sidebåndskansellering i interrogatoren.

Mottaking (nedlink) i transpondere besørges ved at nevnte diode, eller en egen diode, demodulerer høyfrekvenssignalet fra antennen direkte, uten høyfrek-vensforsterkning. Høyfrekvensforsterkning brukes ikke, mest av hensyn til strøm-forbruk. Følsomheten som oppnås, er derfor begrenset, men er bra avstemt til den transponderdynamikken man oppnår opplink med refleksive prinsipper.

Ulempen med det refleksive prinsippet er at det retransmitterte signalets nivå bare kan forsterkes ved hjelp av antenneforsterkningen. For høy antenneforsterkning er ikke ønsket, fordi høy antenneforsterkning gir for smale antennelober, og dermed pekefeil, slik at signalene inn og utfra transponderen ikke treffer retnin-gen for maksimum signal, og resultatet kan derfor bli tap i stedet for forsterkning.

I noen få eksisterende transpondere er det innført aktiv forsterkning, dvs. aktive høyfrekvens- eller mikrobølgekomponenter, for å bedre dette. Dette har

med konvensjonell teknologi en høy pris, i form av stort strømforbruk og dyre produkter. Strømforbruket blir høyt fordi det kreves ubetinget stabile forsterkere. Kost-nadene blir store fordi dette på mikrobølgefrekvenser gjerne løses med mikrostripteknologi og dyre kretskortlaminater. Forsterkningen en kan oppnå, er svært begrenset av hensyn til strømtrekk, og fordi det er vanskelig å oppnå tilstrekkelig isolasjon mellom sending og mottaking i så billige produkter. Det gjør også at slike løsninger helst må ha separat sender- og mottakerantenne. Gevinsten med en slik løsning er vanligvis ikke verd prisen, og de aller fleste slike produkter i dag har derfor passiv mikrobølgedel, dvs. bare en diode- eller transistorsvitsj. Løsningene krever gjerne en begrenser som holder utsendt nivå under maksimalt tillatt nivå i henhold til den respektive standard for anvendelsen av transponderen. Begrenser og filter er gjerne også nødvendig for å få tilstrekkelig undertrykkelse av harmoniske av modulasjonsfrekvensen. Harmoniske av bærebølgefrekvensen er ofte meget vanskelige å undertrykke tilstrekkelig for å møte krav i standarder. Rekkevidden for de repeaterløsningene som er nevnt, er svært begrenset, fordi utgangs-signalets amplitude er tilnærmet proporsjonalt med inngangssignalets amplitude,

som følge av ingen eller liten aktiv høyfrekvensforsterkning i kretsen. Slike for-sterkende transpondere, eller repeatere, har derfor hatt liten anvendelse innen de forskjellige aktuelle områder for trådløs kommunikasjon og radio-navigasjon.

Endel kjente systemer som gjelder interrogering av sensorer, eller forskjellige typer plattformer som behøver en strømgjerrig, enkel transponder, har effek-tive løsninger for nedlink i transponderen, mens opplinken utgjøres av eh eller flere oscillatorfunksjoner. En meget stor ulempe med denne løsningen er at den enten behøver krystallstyrt oscillator for sender, hvis en ikke klarer å nøye seg med den dårlige frekvensstabiliteten og kalibrering som ellers vil resultere. En slik transponder kan heller ikke benyttes i et homodynt system.

Det er tidligere vist at signalrepeatere kan realiseres som enkle, injeksjonslåste oscillatorer. Disse har egenskaper som sterkt begrenser bruksområdene. Den injeksjonslåste oscillator er i prinsippet en hvilken som helst oscillatorkopling hvor virkemåten utføres av at frekvensstabiliteten er, tilsiktet, gjort betinget av at den enten ikke utsettes for støy eller injiseres med et CW-signal (se nedenfor) som i frekvens er tilnærmet lik oscillatorens egenfrekvens uten signal, og derfor gir frekvenslåsing. Koplingene kompenseres for temperatur og andre driftsforstyrrel-ser. Frekvensspektrum for en injeksjonslåst oscillator ser, ulåst og uten signal inn, samt med signal inn og låst, ut omtrent som spektret for en vanlig oscillator med CW-bærebølge. Med signal inn og utenfor låsing har den typisk kraftig fasestøy på den ene siden av bærebølgen. Som nevnt er den største ulempen med injeksjonslåste oscillatorer at låsebåndbredden og følsomheten er svært liten. Fordelen er svært liten fase- og sidebåndsstøy. Det er et behov for teknologi som forbedrer den injeksjonslåste oscillator og utvider anvendelsene av den. Et eksempel på anvendelse av injeksjonslåst oscillator er i fasestyrte antenner, men også der er bruken avgrenset, på grunn av liten låsebåndbredde som typisk vil være noen titusen-deler av bærebølgefrekvensen, og dessuten kreves et CW signal. (I det følgende brukes CW om en bærebølge som enten er kontinuerlig eller pulset. Dette er i tråd med tradisjonell litteratur, selv om CW egentlig betyr "continuous wave" (fysikalsk betraktet kan ikke en kontinuerlig bølge eksistere i virkeligheten). "Quenchet oscillator" brukes i betydningen en oscillator som er quenchet med en repeterende funksjon med frekvens fra kHz til MHz.) Det er tidligere vist, se US patent nr. 3,705,385, hvordan en injeksjonslåst oscillator kan forbedres, særlig med hensyn til låsebåndbredde, med såkalt quenching, dvs. svitsjing av oscillatoren. Fortsatt er allikevel låsebåndbredden liten, typisk noen tusendeler av bærebølgefrekvensen, og fortsatt kreves det et CW-signal, gjerne begrenset til FM-modulert CW, for at signalrepetisjonen skal virke tilfredsstillende. Dessuten er låsingen meget avhengig av signaldynamikken, og virker generelt bare for sterke CW-signaler. Det later også til at man har trodd at selve bærefrekvensen måtte faselåses for at et antall transpondere skulle kunne fungere sammen uten interferens, og dette kan også ha vært en årsak til at det superregenerative ("SG") prinsippet har vært oversett for slike anvendelser, se under. Enda en årsak er at det er en langt større tekno-logisk utfordring å få en quenchet oscillator til å virke etter hensikten i superregenerativ modus enn i injeksjonslåst modus, for i tillegg til konstruksjonsmessige ut-fordringer stilles det også store krav til komponentenes egenskaper. Dette er fordi superregenerativ virkning generelt opptrer, eller er effektiv, bare i et smalt område på biaskarakteristikken for oscillatoren, mens den injeksjonslåste virkemåten opptrer over en stor del av resten av karakteristikken. Dette er også lite eller ikke om-talt i publikasjoner om SG-applikasjoner. Ofte er quench-frekvensen også injisert på en slik måte at det superregenerative dynamiske området begrenses sterkt, og dette viser igjen hvor dårlig koplingen er forstått. Tidligere er det heller ikke vist hvordan uønsket utsending av signaler, eller inter- og kryssmodulasjonprodukter skal reduseres, og således hvordan en quenchet oscillator skal kunne fungere i samsvar med standarder/Utviklingen i komponentteknologien har også gjort det mulig å utnytte det superregenerative prinsippet bedre, med svært strømgjerrige løsninger, og gir derfor anledning til å tenke nyvinninger ved hjelp av dette prinsippet. Den quenchede, injeksjonslåste (=låste) oscillator har, slik det her er forklart, egenskaper som gjør at den har store begrensninger med hensyn til signaldynamikk og båndbredde, og andre ulemper, så som pålitelighet, avgrenser også praktisk anvendelse. Dette er bevist ved at tidligere beskrevne og patentsøkte teknologier ikke har kommet til anvendelse (se f.eks. US patent nr. 3,705,385), hvilket skyldes flere faktorer, hvor noen av de viktigste er upålitelig frekvenslåsing og smal anvendbar informasjonsbåndbredde, i kilobaud-området. Slik båndbredde er med dagens kommunikasjonsteknologier temmelig uinteressant i de fleste sam-menhenger. Det går heller ikke fram av senere patenter og publikasjoner at noen har gjort vesentlige forsøk på å forbedre teknologien eller utvide anvendelsene ut over bruken som smalbånds, låst oscillator.

Det er viktig å få fram en enkel signalrepeater som oppviser særdeles høy blandingsforsterkning, og som med tilsvarende ytelse kan retransmittere en forsterket utgave av mottatt signal. En quenchet oscillator oppviser CW-egenoscillasjon i en del av den aktive delen av perioden tii et quench-signal som styrer oscillatoren. Låst oscillator er en spesialutgave av quenchet oscillator som optimalise-res for låsing, og som har bedre låseegenskaper enn en ikke quenchet, injeksjonslåst oscillator. Virkemåten i låst tilstand er lik med den injeksjonslåste oscillator, men ved at forsterkningen i oscillatoren oppstår før den oscillerer i løpet av hver quenching periode, øker låsebåndbredden betraktelig. Den ikke oscillerende, aktive delen av quench-perioden gir den bedre egenskaper som en forsterker enn den injeksjonslåste oscillatoren og er betinget av frekvenslåsing. Uten signal inn har den en høyfrekvent CW-egenoscillasjon på en gitt frekvens for hver quench-periode. Den kjennetegnes ved at den uten signal inn har et høyfrekvensspektrum som er en rad med sidebærebølger (subcarriers) rundt hovedfrekvensen, med innbyrdes avstand lik quenchfrekvensen. Dessuten erfasestøyen akseptabel. Med signal inn og låsing er frekvensspektrum tilsvarende, og fasestøyen er fortsatt akseptabel. Med signal inn nær bærebølgen og uten lås, vil den normalt ha kraftig fasestøy på den ene siden av bærebølgene, tilsvarende som for injeksjonslåst oscillator. Ulempene med quenchet oscillator i låst tilstand, er at låseslipp og kraftig fasestøy kan oppstå, derfor er denne anvendelsen best egnet i smalbåndet kommunikasjon. Som forsterker vil egenoscillasjonen alltid gi interferens for signaler som ikke gir lås. Quenchet, låst oscillator har noen fordelaktige egenskaper. Denne modus er lett å realisere, og fungerer over et stort område for oscillatorens biaskarakteristikk. Fordi den kan realisere oscillatorbias med høyt nivå, kan relativt høye utstrålte effekter oppnås. Frekvenslåsingen øker blanderforsterkning (conversion gain) og egenforsterkning, men begrenser samtidig sterkt informasjonsbåndbredde og modulasjonstyper som er mulige. Utnyttelse av quenchet oscillator som ikke er låst i en repeater, er ikke kjent. US patent 3,705,385 viser, som nevnt, et eksempel på kjent teknologi med en spesialutgave av quenchet oscillator. Patentet viser en låst oscillator, hvor virkemåten går fram av patentets viste frekvensspektrum (fig. 11a) med tilhørende figur (fig. 11 b) for "Locked Oscillator Transmis-sion Spectrum". Forholdet mellom bærebølge og quenchfrekvens er i overkant av 1e3. Her er det også vist at det er en oppfinnelse for smalbånds-anvendelse for noen få kilobaud. Det fremgår av fig. 11 b at i løpet av quenchperioden går oscillator inn i en "uncontrolled oscillation" som er den oscillerende delen av karakteristikken hvor injeksjonslåsing skjer.

Den låste oscillatoren i US 3,705,385 gir superregenerativ forsterkning for transponderformål i et smalt frekvensområde omkring bærebølge eller subbære-bølge. Informasjonsbåndbredden og baudraten (Baud er antall transisjoner eller skiftinger mellom informasjonsnivåer pr. sekund.) er noen hundre Hz og tonefrek-vensen er 3 kHz. Systemet er dermed beskrevet for smalbåndsanvendelse, hvor informasjonsbåndbredden er i størrelsesorden den samme som for smalbånds telex (50-200 Baud). Patentet beskriver videre at "en (smalbånds) mottaker kan tunes til den bærebølgen som har høyest amplitude eller er minst forstyrret". Foreliggende oppfinnelse skiller seg her ut ved at bruken av energi og informasjon i fre-kvenspekteret ikke avgrenses til et tilfeldig eller et enkelt sidebånd. US 3,705,385 beskriver ikke at informasjon og energi kan konsentreres i frejwensplanet ved hjelp av filtre slik som i foreliggende oppfinnelse.

Et annet viktig aspekt som skiller foreliggende oppfinnelse fra kjent teknologi slik som US 3,705,385, er at den primært bygger på en oscillator som har bredbånds oscillasjons-, forsterknings- eller låseegenskaper med koherente egenskaper. Dette oppnås i foreliggende oppfinnelse med quenching (kveling, slokking) av oscillatoren på en koherent måte. Teknisk løses dette primært ved at oscillatoren er superregenerativ, alternativt med at den er koherent låst eller at den er regenerativ.

Det er videre kjent fra US-patent 4,398,283 en signal-transceiver hvor et

superregenerativt prinsipp primært brukes for å oppnå en enkel mottakerkonstruk-sjon eller en enkel, høyfrekvent "front-end" på en mottaker. Den har også en send-erfunksjon basert på en quenchet oscillator som oppnår stabile CW-oscillasjoner i den aktive delen av pulsene. US 4,398,283 har noen få, relativt perifere felles

trekk med herværende oppfinnelse, men denne kjente teknikk begrenser seg til en dupleks-transceiver for mikrobølge, hvor prinsippéne er anvendelige for både to og flere dupleks-enheter som fungerer samtidig, og teknikken er begrenset til bruk av frekvensmodulasjon ved hjelp av en frekvensmodulert quench-oscillator.

US 4,398,283 beskriver klart ikke en transponder eller repeater hvor det innkommende signalet sendes forsterket tilbake av den regenerative koplingen, dvs. slik at fase, frekvens, amplitude og eventuell modulasjon er intakt. US-patentet avgrenser anvendbarheten til mikrobølge dupleks-telefonsystemer. Prinsippet kan sammenlignes med en homodyn transceiver (også kalt "direct conversion") hvor det i tillegg anvendes quenching for å øke mottakerfølsomhet, og for å oppnå nedkonvertering til en heterodyn mellomfrekvensenhet for forsterkning og selektivitet. Et alvorlig uønsket resultat av en quenchet oscillator for sending og mottaking slik det fremgår av US 4,398,283, er problematisk elektromagnetisk sameksistens.

Det er karakteristisk for US 4,398,283 at hver transceiver genererer en CW-carrier (se patentets kolonne 1, linje 48) som pga. quenching vil opptre med et antall sidebærebølger. Dette betyr at det usendte signalet vil legge beslag på minst

10, gjerne 20-30 ganger større båndbredde enn det som er nødvendig i forhold til informasjonsbåndbredden. Dette er helt uakseptabelt i dagens regulatoriske sam-menhenger, selv på frekvenser over 20 GHz som vektlegges i US 4,398,283 mht. anvendelser. Dette kan imidlertid ha vært betraktet som akseptabelt i 1979, da patentsøknad for US 4,398,283 ble innlevert.

Usendt effekt bestemmes av lengden på pulsene når det er konstant CW-amplitude (pulselengden). CW-oscillasjonen setter en rekke begrensninger. Den begrenser superregenerativ forsterkning, signaldynamikk, intermodulasjonsegen-skaper og krysstale-egenskaper, og dette vil gjelde alle transceivere som inngår som deler av systemet. Disse parametrene blir også avhengige av forholdene for frekvens og faselåsing av SHF (superhøye frekvenser) mellom CW-oscillasjonene og SHF innbyrdes mellom transceiverne, og dette er ikke berørt i US-patentets beskrivelse. Begrensningene her er alvorlige, og kan være forklaringen på at teknikken ifølge US-patentet ikke har fått noen kjent utbredelse.

Det kan også tilføyes at US 4,398,283 ikke beskriver noe superregenerativt system med båndpassfilter på inngangsporten, eller andre spesielle tiltak for selektivitet. Immunitet mot signaler på nabokanaler og mot støy vil være begrenset, og dette gjelder alle typer anvendelser. US 4,398,283 har derfor i virkeligheten svært liten praktisk industriell anvendelse, og er i realiteten utelukket fra all kom-mersiell anvendelse, med dagens krav til systemstabilitet og strenge reguleringer. Det eneste unntaket vil være ved trådløs anvendelse med smal båndbredde og lav effekt over svært korte avstander, hvor utstrålt effekt kan holdes trygt under de grenser som gjelder for reguleringer eller EMC-grenser. RFID-anvendeiser, slik som betalingssystemer, behøver båndbredder og effekter som faller inn under regulatoriske bestemmelser, og er derfor typiske eksempler på anvendelser hvor prinsippene ifølge US 4,398,283 ikke kan anvendes. Trådbundne anvendelser be-skrives ikke i US 4,398,283.

Det er behov for ny teknologi som forbedrer ytelsene og anvendeligheten til den quenchede låste oscillator. Det er behov for teknologi som utnytter den quenchede oscillator generelt, særlig for større båndbredder.

Den superregenerative oscillator eller forsterker er også en quenchet oscillator. Men fordi den superregenerative oscillator ikke harCW-egenoscillasjon, kan vi skille ut denne som en egen teknikk. Den superregenerative oscillator virker slik at den uten signal inn i løpet av en quench periode ikke når fulle oscillasjonbeting-elser. Den har dermed ingen CW-egenoscillasjon, men kan ha diffuse (bredbånd-ete) oscillasjoner som ikke nødvendigvis forringer SG-forsterkningen. Den delen av quench-perioden hvor forsterkning oppnås, er dermed mye større enn for den låste oscillator, og er ofte opp mot 50%. Viktigheten av at denne dutycycle kan forbedres ytterligere, er forsømt i kjente publikasjoner og patenter. Dette, sammen med at ingen CW-egenoscillasjon gir ringing eller metning, gjør at den superregenerative oscillator har overlegne forsterkningsegenskaper. Den har ikke den quenchede oscillatorens interferensproblemer med CW-egenoscillasjon. Det kar-akteristiske med en oscillator som opererer stabilt i superregenerativ modus uten signal inn, er at frekvensspektrum med null signal inn har minimal eller lite systematisk støy, i motsetning til låst oscillator, se nedenfor. Systematisk støy som skyldes diffuse oscillasjoner, vil eventuelt opptre ganske symmetrisk, med avstand lik quenchfrekvens, og vil ligne hvit støy. Avhengig av måten SG-oscillatoren er reali-sert på, kan frekvensspektret for oscillatorens respons være symmetrisk eller asymmetrisk, og kan ha tydelige eller ingen lober. Karakteristikken for frekvens-spekteret for SG-oscillatoren kjennetegner dens egenskaper som forsterker. I kjente publikasjoner og patenter hvor SG er benyttet i mottakerformål, er dette ikke vektlagt, eller det er oversett. Dette er blant sammenhengene som gjør at SG-oscillatoren er en mer kompleks teknologi å beherske, selv om den kretsløpsmes-sig alltid vil være meget enkel sammenlignet med løsninger basert på superhet-erodyne prinsipper, som dessuten ikke alltid kan brukes.

Transferfunksjonen for en superregenerativ oscillator/forsterker er uavhengig av frekvens- eller faselåsing av høyfrekvent CW-bærebølge. I stedet for låsebåndbredde, kan man for SG-oscillatoren heller bruke betegnelsen båndbredde-faktor. Båndbreddefaktoren er det hensiktsmessig å definere som responsbredden dividert på senterfrekvensen, og hvor responsbredden defineres ut fra signal/støy-forhold for et svakt signal med gitt amplitude og variabel frekvens.

Det er et behov for å finne alternative løsninger til kjent transpondertekno-logi som må bruke "on board" oscillator. Det er et behov for en repeaterteknologi som klarer å kombinere enkelheten hos eksisterende, refleksive transpondere med stor båndbredde, høy ytelse, stabilitet, strømgjerrighet, produksjonsvennlighet, og som i tillegg kan tillate en enkel og billig implementasjon i mikrobølge ASIC (kundespesifisert integrert krets) eller MMIC (mikrobølge integrert krets). Det er også et stort behov for en ny teknologi hvor ytelsen til repeaterne er større enn nødvendig, slik at marginene og produksjonsvennligheten blir større, og slik at mikrobølge-repeatersystemer kan realiseres med billigere teknologier, slik som bruk av mikrobølgesubstrater, og uten å bruke mikrostripteknologi.

Vanlige bruksområder for transpondere er i sensorsystemer, styringssystemer, medisin og i RFID-systemer. Eksempel på bruk av sensorsystemer er ved behov for å forbedre eksisterende teknologi for overvåkning, styring og kommunikasjon i kraftdistribusjon i høyspentnett og fordelingsnett. Eksempel på bruk av styringssystemer er måling og aktuatoroppgaver i prosesser, både uten- og innen-dørs. Eksempel på medisinsk anvendelse er bruk av sonder og sensorer i medisinsk forskning. Eksempel på RFID-anvendelser finnes ved behov for å identifisere og kommunisere med gjenstander, personer og kjøretøyer på lange avstander. En anvendelse for enkle repeatere i RFID som gjelder lang rekkevidde, er radiomerk-ing av dyr, hvor begrenset rekkevidde for transpondere idag gjør dem uegnet, og derfor brukes andre teknologier slik som pulsede radiofyr (beacons) som gir lavere ytelse pr. medbrakt energienhet, fordi de må sende hete tiden. Lang rekkevidde kan defineres som fra ti meter til flere kilometer. En utbredt anvendelse innen RFID er intelligente og uintelligente "tags" for identifisering, aksess, prising og be-taling m.m. Repeatere til ulike bruksområder anvender helst frekvenser fra ca. 30 MHztil over 10 GHz. I veibetalings- og veiprisingssystemer brukes vanligvis mikrobølgeområdet (2,45 GHz, 5,8 GHz osv.).

FORMÅL

Det er derfor et hovedformål med foreliggende oppfinnelse å framskaffe signalrepeatere der ulempene ved kjente transpondere og transpondersystemer for en stor del er unngått, og hvor nye eller mer implementeringssvennlige anvendelser av repeater/transpondersystemer gjøres mulige.

OPPFINNELSEN

Iht. foreliggende oppfinnelse er det således tilveiebrakt en signalrepeater for forsterkning av et mottatt høyfrekvens-signal inn på et mottakingselement, f.eks. en antenne, til et signal for retransmisjon på samme kanal eller en annen kanal, hvor retransmisjonssignalet minst inneholder det opprinnelige signalet. Signalrepeateren ifølge oppfinnelsen kjennetegnes særskilt ved at den omfatter som forsterker en regenerativ kopling hvor det i forbindelse med denne er tilveiebrakt båndpass-selektivitet på høyfrekvens for mottatt signal og retransmisjonssignal.

Fordelaktige og foretrukne utførelsesformer av signalrepeateren ifølge oppfinnelsen fremgår av de vedføyde uselvstendige patentkravene 2-27.

I en viktig utførelsesform av oppfinnelsen utgjøres den regenerative koplingen av en superregenerativ oscillator. Den regenerative koplingen kan være innrettet for sammen med en quench-svitsj å tilveiebringe koherent forsterkning av signalet inn.

I en viktig utførelsesform er den regenerative koplingen således en superregenerativ, quenchet oscillator, og den kan fortrinnsvis være utformet som en en-port med negativ resistans.

Den regenerative koplingen har primært bredbåndet oscillasjon når den ikke mottar signal og når oscillasjonen blant annet bestemmes av termisk egenstøy.

Når den regenerative koplingen oppviser CW-oscillasjon i form av låst oscillator, vil den være koherent med det innkommende signal over et meget stort frekvensområde, og muliggjør da store informasjonsbåndbredder.

Signalrepeateren ifølge oppfinnelsen kan ofte betraktes høyfrekvensmessig som en en-port som gir fra stor til meget stor forsterkning. Det er dermed også klart at signalveien inn og ut er nøyaktig den samme, og at bare én antenne behø-ves. Siden det er en en-port, er isolasjon mellom inn- og utgang ikke definert, og den kan dermed betraktes som uendelig stor. Forsterkningen er bare avhengig av godhetsfaktorer (Q-verdier) i resonante kretser og av stabilitetskriteriene i den aktive komponenten, og kan derfor bli svært stor. Dynamikkområdet er ellers bare begrenset av den aktive komponentens effektgrense, og av båndbredden og støytal-let til hele kretsen. Det resulterer i at signalrepeateren ifølge oppfinnelsen, når den lages med meget stor forsterkning, blir en repeater hvor det retransmitterte signalet kan få tilnærmet konstant amplitude. Generelt vil et mottatt signal bli retransmittert med eller uten pålagt modulasjon. Repeateren ifølge oppfinnelsen kan også moduleres for formål som blant annet interrogering. Som modulator eller blander har repeateren ifølge oppfinnelsen positiv og eksepsjonelt stor blanderforsterkning (conversion gain). Dette betyr også at noen egen begrenser for utsendt nivå, for å møte krav i standarder, ikke er nødvendig. Rekkevidden kan dermed bli fra bety-delig større enn for dagens transpondere, til en mangedobling av deres rekkevidde. Fordi modulasjonen kan skje med et lavt nivå, vil harmoniske inne i kommunikasjonsbåndet være tilstrekkelig undertrykket til å tilfredsstille strenge standard-krav, uten at det behøves avanserte filtre. Fordi koplingen mellom antenne og repeater er løs, og fordi den ellers er meget selektiv, vil heller ikke uønskede signaler i bånd som er harmoniske av kommunikasjonsbåndet, være vanskelige å undertrykke.

Signalrepeateren ifølge oppfinnelsen gjør det mulig å anordne, på enkel måte, mottak av datasignaler med meget stor følsomhet, og med lavt strømfor-bruk. Det demodulerte, amplitudemodulerte informasjonssignalet vil få et nivå som er vesentlig forsterket av repeateren ifølge oppfinnelsen, og repeateren gir derfor mye større følsomhet enn en mottaker med enkel diode-inngang (diode front-end).

Signalrepeateren ifølge oppfinnelsen gjør det mulig å forenkle eksisterende faste eller mobile interrogeringssystemer som krever stor kommunikasjonssone. Den høye transmisjonsmessige ytelsen gjør derfor at særlig faste installasjoner kan gjøres betraktelig mindre plasskrevende og langt mer miljøvennlige. Portable interrogatorer kan gjøres mer kompakte, og de blir enklere å realisere.

Med signalrepeatere som fungerer etter det superregenerative prinsippet, er de innledningsvis nevnte transponder-problemene løst. Med den nye teknologien

kan både signalforsterkning, indirekte repetisjon, sending, mottaking og interrogering realiseres meget billig og effektivt. Den superregenerative repeateren er også en svitsjet oscillator, men opererer i en annen modus enn en injeksjonslåst oscillator, og krever spesielle betingelser for at dens fulle potensiale skal kunne utnyttes slik som i foreliggende oppfinnelse. Men når disse betingelsene er tilfredsstilt, har

den superregenerative koplingen overlegne fordeler, og kan ikke på noen viktige områder erstattes av injeksjonslåste oscillatorer. Det superregenerative prinsippet er derfor langt mer egnet for praktiske anvendelser. Den superregenerative transponderen kan i prinsippet fungere som en en-ports forsterker med stor forsterkning, og virker derfor like godt over et meget bredt frekvensområde, og gjerne for et multiplum av signaler, i motsetning til én låst quenchet oscillator slik som i US 3,705,385. Låsing eller synkronisering av quench-frekvens, når det er nødven-dig, er mulig over et mye større dynamisk område enn låsingen av bærefrekvens i de låste oscillatortypene, og betyr f.eks. at det tillates vesentlig større dempning mellom transpondere i en kjede av slike. Den superregenerative oscillator eller repeater kan også betraktes som en "sampling oscillator" hvor quenchfrekvensen kan betraktes som en samplingsfrekvens. Utnyttelsen av de superregenerative egenskapene på denne måten er nytt, fordi slike repeatere ikke har latt seg realisere billig med andre teknologier. Det superregenerative prinsippet har vært dårlig forstått, og publiserte og patenterte utgaver av det superregenerative prinsippet, hovedsakelig anvendt for mottaking, viser at funksjonen er dårlig forstått og dårlig utnyttet. Et eksempel er manglende beskrivelser og løsninger når det gjelder viktigheten av å skjerme og filtrere quench-frekvensen fra inngangen på den superregenerative koplingen for å unngå at harmoniske ødelegger dynamikken til den superregenerative koplingen. Dette er en helt avgjørende parameter for å kunne utnytte det superregenerative prinsippet slik som i foreliggende oppfinnelse. I stedet ser man ofte slått fast at quench-frekvensen er begrenset oppad i frekvens til 1e-3 til 1e-4 av bærefrekvens (senterfrekvens). Quench-frekvensen har avgjør-ende betydning for transponderens ytelser, og vil ofte måtte kunne velges høyest mulig sammen med bias og quenchperiodens funksjon. Revers bias i en del av quench-perioden tillater høyere quench-frekvens. Quenchingfrekvensen kan injiseres flere steder i SG-oscillatoren for å oppnå ønskede egenskaper.

Den superregenerative signalrepeateren er en oscillator, men uten en stabil oscillasjon, ulikt de låste (injeksjonslåste) oscillatortypene. Oscillatoren vil uten til-ført signal og i ufiltrert form oppvise bredbåndet oscillasjon. Den er derfor en bredbåndsoscillator og er grunnlaget for at oppfinnelsen kan brukes til store informasjonsbåndbredder. Oscillasjonsbåndet kan gjøres smalere med for eksempel et resonatorelement med høy Q-verdi. Oscillatoren er fortsatt å betrakte som bredbånds. Frekvensbåndet for signaler inn- og ut av oscillatoren kan videre tilpasses forskjellige formål med båndpassfiltre. Bredbåndsoscillasjonen uten signal utgjør en avgjørende forskjell i forhold til oscillatoren i en quenchet låst oscillator som i US 3,705,385, som med tilsvarende vilkår vil generere et frekvensbånd som hovedsakelig består av en bærebølgekomponent med tilhørende sidebærebølgekom-ponenter. Stor forsterkning oppstår her bare nær disse komponentene i frekvens-planet i forbindelse med injeksjonslåsing. Ellers i frekvensbåndet vil forsterkningen være liten og dessuten oppvises interferens med de nevnte komponenter.

Signalet som foreliggende oppfinnelse genererer kan sammenlignes med pulsteori. For en quenchet oscillator som i US 3,705,385 tilsvarer quench- og mod-ulasjonssignalet pulsrepetisjonfrekvensen (PRF), og CW egenoscillasjonen tilsvarer den umodulerte bærebølgen. En tilsvarende analogi er en pulsmodulert mag-netron oscillator i en radar. For den quenchete bredbåndsoscillatoren i foreliggende oppfinnelse gjelder analogien når den tilføres et eksternt høyfrekvent CW signal. Videre er en modulator i prinsippet det samme som en blander. Deler av blanderteori er derfor også gyldige her. Forsterker fasegang for en smalbånds quenchet oscillator som i US 3,705,385 og for foreliggende oppfinnelse er markert forskjellig. Den vil være tildels sterkt ulineær for quenchet smalbåndsoscillator og meget lineær for quenchet bredbåndsoscillator.

Oppfinnelsen omfatter også "injeksjonslåst" eller "låst" quenchet oscillator, det vil si oscillator som oppviser CW-oscillasjon. Oppfinnelsen omfatter koherente løsninger hvor quenchgenerator er synkronisert av høyfrekvenssignalet, for eksempel ved at quenchfrekvens genereres som en egensvinging i høyfrekvensoscil-latoren, og koherens oppnås dermed enkelt ved at både høyfrekvensoscillasjon og quenchoscillasjon injeksjonslåses til innsignalet. Med koherente løsninger slik som i foreliggende oppfinnelse oppnås at oscillatorer som oppviser CW-oscillasjon, blir bredbåndsoscillatorer sorti kan låse over mye større frekvens- og dynamikkområ-der enn kjent teknologi, og oppvise bredbånds transferfunksjoner med god fase-linearitet.

Det aktive elementet i foreliggende oppfinnelse kan ha en inn- og utgang, og er derfor også i mange tilfeller en to-port. Men utgangen er alltid en del av til—

bakekoplingssløyfen, ved at den påvirker fasedreiningen i denne, og behøver derfor ikke forstyrre inngangen. Den er den eneste kjente koplingen som kan realiseres med aktive komponenter slik at en får svært høy forsterkning (40 til 100 dB) for et stort frekvensbånd, og for et multiplum av forskjellige signaler, samtidig som iso-

lasjon mellom inn- og utgang ikke hindrer praktisk realisering. Dette står i skarp kontrast til andre teknologier som typisk bare vil klare maksimalt 20 dB. Den er i tillegg billig å realisere, og kan reproduseres med gode toleranser. Koplingen utgjør en signal-booster eller direkte repeater, men kan også fungere som en indirekte repeater eller sender/mottaker-enhet (transceiver) ved at den injiseres med en bærebølge fra en ekstern kilde mens den gjeme moduleres. Den karakteriseres også ved at den kan være eneste mulige teknologi for å realisere sender/mottaker-enheter (transceivere) på svært høye frekvenser (cm og mm bånd).

Fra før er det kjent at spenningsstyrte oscillatorer (VCO) og injeksjonslåste oscillatorer kan lages med RC-koplede oscillatorer. Slike oscillatorer har stor låsebåndbredde. Det er tidligere ikke vist at superregenerative oscillatorer kan lages med RC nettverk, dvs. uten induktanser eller resonatorer. Til bruk i superregenerative repeatere, er dette av spesiell interesse, fordi det kan gjøre det mulig å lage superregenerative repeatere i lavere deler av RF-spektret med stor båndbredde-faktor.

F.eks. er det mulig å få til superregenerativ virkning over typisk 10 MHz med en enkelt superregenerativ oscillator i frekvensområdet 4-30 MHz hvor en rekke typer protokoller og modulasjonstyper for aksesskommunikasjon over strøm-nettet anvendes (OFDM, DSSS m.fl.).

En av årsakene til at quenchet oscillator og superregenerativ oscillator er blitt oversett for moderne anvendelser, ligger trolig i at patenter, publikasjoner og produkter hvor quenchet og særlig SG-oscillator inngår, har fokusert på mikropo-wer-anvendelser, og at man antagelig derfor bare har sett muligheter for rekkevidder på noen få meter. Det later til at man ikke har trodd at SG kan anvendes for i prinsippet en hvilken som helst effekt, slik foreliggende oppfinnelse tar utgangs-punkt i. Man oppnår at store rekkevidder er mulige både med enkeltvise og samar-beidende signalrepeatere. At SG-oscillatorer sprer energien ut over et stort frekvensområde og potensielt inneholder mange interferensproblemer, har nok vært sett på som en diskvalifiserende egenskap, men er nettopp en av egenskapene som foreliggende oppfinnelse enten gir løsninger for eller utnytter.

KORT BESKRIVELSE AV TEGNINGENE

Oppfinnelsen er nedenfor beskrevet nærmere på eksempels form og under henvisning til de vedføyde tegningene, hvor

fig. 1 viser blokkskjema for et typisk transpondersystem iht. kjent teknikk, bestående av en analog og en digital enhet,

fig. 2 viser blokkskjema av en utførelsesform av oppfinnelsen, hvor den en-klest mulige metode for retransmisjon, basert på oppfinnelsen, er vist,

fig. 3 viser blokkskjema over en utførelsesform som omfatter at det er inn-ført et eget oscillatorsignal for å forbedre kontroll med signalrepeaterens båndbredde, uønsket utstråling og strømforbruk,

fig. 4 viser blokkskjema av en ytterligere utførelsesform hvor det på en enkel måte er anordnet en detektor og forsterkning for mottaking (nedlink), og hvordan forskjellige nivåer for mottaking kan innstilles ved hjelp av en innført TR-svitsj, og

fig. 5 viser blokkskjema av enda en utførelsesform, hvor repeateren er inn-ført i en mikrobølge-ASIC, fordi oppfinnelsen baseres på et enkelt mikrobølgetek-nisk konsept, og dermed tillater enkel og billig realisering av mikrobølge-ASIC eller en MMIC.

DETALJERT BESKRIVELSE

I fig. 1 vises blokkskjema for en typisk transponderenhet 18 bestående av en analog 22 og en digital 23 del. Den analoge delen har en antenne 1 og en radiofrekvens-transponder 24. Den er gjerne også oppbygd med en nedlink-mottaker 25 og en oppvåkingsmottaker 26 samt en kontrolldel 25. Når den digitale delen inngår i transponderenheten 18, består den av en informasjonsenhet 28 som gjerne er kombinert med et grensesnitt 29. Transponderenheten 18 består også av en strømforsyning, som oftest et batteri 170.

Den viktigste delen av transponderenheten 18 er transponderen 24 for opplink. Nedlink-informasjonsmottakeren 25 er enten en egen del av transponderenheten 18, eller er delvis integrert med transponderen 24 eller delvis integrert med oppvåkingsmottakeren (wakeup) 26. Digitaldelens 23 informasjonsenhet 28 identi-fiserer transponderenheten 18, og digitaldelen kan også ha muligheter for proses-sering av informasjon, dessuten kan den utføre kontroll av funksjoner i analogde-len 22 gjennom et kontrollgrensesnitt 27. Digitaldelen 23 kan også ha et fysisk grensesnitt 29 mot bruker, sensorer eller aktuatorer.

I fig. 2 vises blokkskjema av en signalrepeater 19 i samsvar med foreliggende oppfinnelse, og hvor en enkel metode for retransmisjon ved hjelp av oppfinnelsen er vist. Den viste løsning for oppfinnelsen kan brukes både til signalrepetisjon, interrogering og sending. Den omfatter en bidireksjonal kopling 2 mellom en antenne 1 og et båndpassfilter 3, og en bidireksjonal kopling 4 videre til en oscillator 5 som omfatter separate deler eller er integrert i en kopling avhengig av krav-ene som stilles til repeateren 19. Dette gjelder krav til kanalbåndbredde, multikanalmulighet, uønsket inn- og utstråling i og utenfor kommunikasjonsbånd, antenne-valg. Repeater 19 omfatter også en elektronisk svitsj 7 (modulatorsvitsj) koplet til oscillatoren 5, og kan omfatte en egen modulator 17.

Oscillatoren 5 kan i prinsippet omfatte en hvilken som helst type oscillatorkopling som igjen er identisk med en instabil forsterker, og innkoplingspunktet 30 omfatter i prinsippet et hvilket som helst punkt i oscillatoren hvor tilstrekkelig kopling av energi inn og ut av oscillatoren oppnås slik at nødvendig Q-verdi i oscillatorens 5 tank-krets bibeholdes. Dette gir en superregenerativ forsterkning som er tilstrekkelig for det formålet som signalrepeateren 19 skal brukes til. En forspenn-ingskrets 6 sørger for forspenning til oscillatoren 5, som kan omfatte en bipolar eller felteffekt-transistor i repeatere fra kortbølgeområdet og helt opp i cm- og mm-bølgeområdet (mikrobølge). Oscillatoren 5 vil som regel bare omfatte én transistor, men kan i prinsippet omfatte flere hvis for eksempel spesielle resonatorelementer skal brukes som svingekrets (tankkrets), eller den kan omfatte en integrert krets f.eks. en MMIC (mikrobølge integrert krets) forsterker. Resonatorelementet kan omfatte induktans og kapasitans i form av spole og kondensator, eller være i form av båndfilter, eller i form av linjer, elter i form av keramiske eller dielektriske resonatorelementer. Dielektrisk resonator er bare anvendelig for smale frekvensbånd, men gir høy undertrykkelse av uønsket inn- og utstråling utenfor kommunikasjonskanalen. Som resonatorelement kan også brukes en dielektrisk antenne. For noen multikanalanvendelser, eller for meget stor båndbredde, må resonatorer med lavere Q-verdier brukes, slik som induktor og kapasitans. Signalrepeateren 19 vil da kunne få uønsket inn- og utstråling utenfor kommunikasjonskanalen eller båndet. En elektronisk svitsj 7, som kan omfatte en diode eller transistor, har to hovedposi-sjoner. Den ene gir oscillatoren 5 oscillasjonsbetingelser, den andre kveler oscilla-sjonstilstanden. Bruken av en slik svitsj i forbindelse med en oscillator kalles "quenching". Virkemåten for repeateren er at svitsjen 7 aldri tillater oscillatoren 5 å oscillere kontinuerlig. Dette oppnås ved at svitsj 7 endrer eller kopler inn og ut forspenning til oscillator 5, eller ved at svitsj 7 endrer eller kopler inn og ut en impedans som kan sees av oscillator 5 (betyr at impedansen er kapasitivt, induktivt eller resistivt koplet til oscillatorens høyfrekvensenergi). Samtidig opptrer oscillatoren 5 med en negativ resistans i tilkoplingspunktet 30, og gir dermed høy forsterkning for de fremmede frekvenskomponenter som er til stede i punktet 30.

I det følgende forutsetter vi at signalet inn er en bærebølge uten modulasjon. Siden signalveien fra tilkoplingspunktet 30 til antennen 1 er bidireksjonal, betyr det at signalet som kommer inn på antennen 1 (f.eks. en umodulert bærebølge 60), blir sendt ut igjen over antennen 61, men forsterket. Det utsendte signalet vil dessuten være i nøyaktig medfase med det mottatte signalet. Hvis styresignalet 32 som styrer svitsjen 7, har tilstrekkelig høy frekvens i forhold til båndbredden i filte-ret 3 eller i resonatoren i oscillatoren 5, vil det eneste signalet som sendes ut igjen over antennen 1, være det signalet som kom inn over antennen 1, men forsterket. Hvis båndbredden som er nevnt, er større enn frekvensen som styrer svitsjen 7,

blir det signalet som sendes ut igjen fra antennen 1 inneholdende to sidebærebøl-ger (subcarriers) i en avstand fra signalet som ble mottatt, tilsvarende frekvensen som styrer svitsjen 7. Hvis styresignalet 32 som styrer svitsjen 7, som igjen styrer oscillator 5, er en vekselspenning med overlagret informasjon, blir det signalet som sendes ut igjen fra antennen 1, overlagret to sidebånd som inneholder denne informasjonen.

Signalet som styrer svitsjen 7, kommer fra en modulator 17. Signalet fra modulatoren kan inneholde informasjon som skal sendes (opplink) over repeateren. Modulatoren 17 er en egen modul, eller er en integrert del av en digitalenhet som kan være en prosessor. Styresignalet 32 kan være filtrert gjennom filterblok-ken 8, som kan være nødvendig for å redusere harmoniske av grunnharmoniske i modulatorsignalet 39, som kan være et eksternt tilført informasjonssignal 63 for retransmisjon.

I fig. 3 vises et blokkskjema med et andre eksempel på foreliggende oppfinnelse, med en signalrepeater 19 som kan brukes både til signalrepetisjon, interrogering og sending, der det er innført separate modulatorer 87,17 for modulasjon av informasjon 65 hhv. svitsjing 31, for å forbedre kontroll med repeaterens 19 båndbredde, uønsket utstråling og strømforbruk. Et signal 39 eller 67 kan være et signal fra en egen oscillator, fra en prosessor eller lignende anordning som kan generere et høyfrekvent signal, eller det kan i mindre kritiske applikasjoner genereres som en egensvinging i oscillatoren 5 (self-quenching). Separate modulatorer for informasjon og svitsjing gjør det mulig å bruke et pulsformingsnettverk 9 sammen med frekvensen til signatet 39, og funksjonen til modulatoren 17 kan kontrollere flere egenskaper hos repeateren 19. Informasjonssignalet 38 skal i repeateren 19 modulere oscillatoren 5, og dette kan skje på flere måter, her vist ved å modulere forspenningen 89. Nettverket 9 kan endre egenskapene til repeateren 19 ved å endre signalets 39 symmetri. Dette vil noen ganger være ønskelig for å senke strømforbruk og redusere uønsket utstråling utenfor kommunikasjonskanalen. En viktig egenskap med repeateren 19 ifølge oppfinnelsen er muligheten til å bruke en svitsjefrekvens 39 som er mye høyere enn den høyeste informasjonsfrekven-sen 38, typisk 10 til 100 ganger høyere. Det vil gi repeateren 19 stor båndbredde, dvs. multikanalmulighet, toleranse mot temperaturdrift og annen frekvensdrift, og bevirke at uønskede signaler generert i oscillatoren 5 vil falle utenfor båndbredden til resonatoren i oscillator 5 eller i båndfilter 3 eller i antenne 1.

I fig. 4 vises et blokkskjema med en tredje utførelsesform av signalrepeateren ifølge foreliggende oppfinnelse, der det er innført en detektor 11 og en forsterker 12 for mottaking (nedlink), hvor repeateren stadig kan brukes både til sig* nalrepetisjon, interrogering, sending og mottak. Denne utførelsesformen omfatter også en frekvens- eller nivådiskirminerende forsterker 13 for oppvåking, og utførel-sesformen omfatter også en T/R (transmit/receive) svitsj.

Forskjellige nivåer i oscillator 5 for sending, mottaking og oppvåking kan innstilles ved hjelp TR-svitsjen 14, for å kontrollere forsterkningen i oscillator 5 og repeaterens strømtrekk. Dette gjøres ved å endre forspenningsbetingelsene for oscillator 5, eventuelt oscillatorkarakteristikk for styresignalet 39, eventuelt pulsfor-mingsnettverket 9 slik som endring av symmetrien for styresignalet 32. Hensikten er å få optimale betingelser for de tre nevnte modi i repeateren 19. De parametere som skal kontrolleres på denne måten, er retransmisjon, uønsket inn- og utstråling, mottakerfølsomhet, og strømforbruk. TR-svitsjen 14 kan derfor tillate minimum strømforbruk for de tre nevnte modi, og sikre at oppfinnelsen kan virke med en batterilevetid som tilnærmet vil svare til lagringslevetiden til batteriet.

Virkemåten for mottaking av informasjon (nedlink) er at et signal 35 som er koplet relativt løst til signalveien 4, føres ved hjelp av en kopler 95 til en detektor 11 (f.eks. en Schottky-diode) som demodulerer det modulerte signalet mottatt på antennen 1 og forsterket av oscillator 5. Kopleren 95 kan også koples til på andre punkter i oscillatorkoplingen 5, men normalt vil det optimale punktet være ved signalveien 4. Det detekterte signalet 33 vil ha forholdsvis stor amplitude, men må likevel forsterkes i en forsterker 12 før det kan nyttiggjøres i en informasjonsenhet slik som en prosessor. Forsterkeren 12 kan realiseres som mikrostrømsforsterker med teknologi som er kjent fra før.

Tilsvarende må signalet 34 forsterkes, eventuelt også filtreres og hysterese-koples i kretsen 13 før en kan oppnå et logisk nivå 37 som kan vekke opp en informasjonsenhet.

I fig. 5 vises et blokkskjema av en fjerde utførelsesform av signalrepeateren ifølge foreliggende oppfinnelse, vist som "analog enhet" 120, hvor den er innført i en mikrobølge-ASIC (kundespesifisert integrert krets) 651 eller MMIC (mikrobølge integrert krets). Utførelsen omfatter enten bare radiofrekvens-repeateren 120, eller så omfatter den også en digitalenhet 125, en klokkeoscillatpr 135 og inn- og ut-gangsterminaler.

Utførelsesformen inngår i enten en ASIC eller MMIC 651, har bare to terminaler, opptrer som en negativ resistans-forsterker hvor forspenning og modulasjon er matet inn over terminalene, eller den omfatter en ASIC eller MMIC 651 med tre eller flere terminaler for et ønsket antall signaler, forspenninger og kontrollsignaler. Fordi oppfinnelsen baseres på et enkelt, mikrobølgeteknisk konsept, tillater den enkel og billig realisering av mikrobølge ASIC 651, dessuten er den enkel nok til å kunne realiseres i en MMIC 651. Antennen 1 kan være ekstern og koplet til ASIC eller MMIC 651 gjennom signalveien 2, eller antennen 101 kan være integrert i ASIC 651 når den lages for høye mikrobølgefrekvenser, slik at en antenne i ASIC eller MMIC 651 får en effektiv elektrisk lengde. Signal- og styrelinjene 710 kan føres ut på pinner 715 på ASIC 651, eller være direkte tilkoplet en styringsenhet 125, som også kan være en informasjonsenhet. En klokkeoscillator 135 kan være integrert i ASIC 651.

Claims (27)

1. Signalrepeater for forsterkning av et mottatt høyfrekvens-signal (60) inn på et mottakingselement (1), f.eks. en antenne, til et signal (61) for retransmisjon på samme kanal eller en annen kanal, hvor retransmisjonssignalet (61) minst inneholder det opprinnelige signalet, karakterisert ved at signalrepeateren omfatter som forsterker en regenerativ kopling (5) hvor det i forbindelse med denne er tilveiebrakt båndpass-selektivitet på høyfrekvens for mottatt signal (60) og retransmisjonssignal (61).

2. Signalrepeater ifølge krav 1, karakterisert ved at den er innrettet for å utføre funksjonene til en transponder.

3. Signalrepeater ifølge krav 1, karakterisert ved at den regenerative koplingen (5) er en superregenerativ oscillator.

4. Signalrepeater ifølge krav 1, karakterisert ved at den regenerative koplingen (5) er innrettet for sammen med en quenchsvitsj (7) å tilveiebringe koherent forsterkning av signalet inn (60).

5. Signalrepeater ifølge krav 1, karakterisert ved aten bidireksjonal signalvei (2, 3, 4) mellom mottakingselementet (1) og den regenerative koplingen (5) omfatter et båndpassfilter (3).

6. Signalrepeater ifølge krav 1, karakterisert ved at den regenerative koplingen (5) oppviser en negativ resistans (30) for det mottatte signalet (60).

7. Signalrepeater ifølge krav 1, karakterisert ved at den regenerative koplingen (5) har tilknyttet en quench-svitsj (7) innrettet for å kople et quench-signal (31) inn i koplingen (5).

8. Signalrepeater ifølge krav 7, karakterisert ved at quench-svitsjen (7) er innrettet for å svitsje en forspenning (6) til den regenerative koplingen (5).

9. Signalrepeater ifølge krav 7, karakterisert ved at quench-svitsjen (7) er innrettet for å svitsje inn og ut en impedans som den regenerative koplingen (5) ser.

10. Signalrepeater ifølge krav 7, karakterisert ved en modulator (17) som styrer quench-svitsjen (7) med et svitsjesignal (32).

11. Signalrepeater ifølge krav 10, karakterisert ved at modulatoren (17) er innrettet for å motta et modulatorsignal (63), som kan være et informasjonsinneholdende signal, og for å frem-bringe svitsjesignalet (32) som en funksjon av modulatorsignalet (63), hvorved quench-signalet (31) bevirker overlagring av et modulasjonssignal på retransmisjonssignalet (61).

12. Signalrepeater ifølge krav 10, karakterisert ved at den regenerative koplingen (5) har tilknyttet en ytterligere modulator (87) for inngivelse av et informasjonssignal (38) til den regenerative koplingen (5) uavhengig av quench-svitsjen (7) og den førstnevnte modulatoren (17), hvor informasjonssignalet (38) genereres av den ytterligere modulatoren (87) på basis av et ytterligere modulatorsignal (63) som inneholder informasjon.

13. Signalrepeater ifølge krav 12, karakterisert ved at svitsjesignalet (32) har en forutbestemt frekvens som er fra større enn til mange ganger større enn den høyeste frekvenskompo-nenten i informasjonssignalet (38).

14. Signalrepeater ifølge krav 10, karakterisert ved at den omfatter minst en sende/mottaks-svitsj (14) tilknyttet minst én av en forspenningsanordning (6) for den regenerative koplingen (5), en modulator (17,87) og et pulsformingsnettverk (9) for svitsjesignalet (39, 32), for kontroll av svitsjesignal og forspenning.

15. Signalrepeater ifølge krav 1, karakterisert ved at den regenerative koplingen (5) er innrettet for å avgi retransmisjonssignalet (61) ut på samme signalvei (2, 3,4) som det mottatte signalet (60) følger fra mottakingselementet (1), hvilken signalvei (2, 3, 4) således er bidireksjonal.

16. Signalrepeater ifølge krav 15, karakterisert ved at den bidireksjonale signalveien (2, 3,4) mellom antennen (1) og den regenerative koplingen (5) også omfatter et båndpassfilter (3).

17. Signalrepeater ifølge krav 16, karakterisert ved at den videre omfatter en detektoranordning (11), så som en Schottky-diode, koplet høyfrekvensmessig til den regenerative koplingen (5), fortrinnsvis løst koplet ved signalveien (4) nær den regenerative koplingen (5), med en kopler (95), slik at også et informasjonsinneholdende mottakssignal (62) kan forsterkes av den regenerative koplingen (5) for å gi øket amplitude på et de-tektert signal (33, 34) bak detektoranordningen (11).

18. Signalrepeater ifølge krav 17, karakterisert ved a t den omfatter en forsterker (12) koplet etter detektoren (11), for forsterkning, og eventuelt filtrering, av det detekterte signalet (33) til et infosignal (36) med ønsket amplitude og dynamiske egenskaper.

19. Signalrepeater ifølge krav 17, karakterisert ved at den omfatter en oppvekkingskrets (13) koplet etter detektoren (11), for anvendelse av det detekterte signalet (34) til frembring-else av et oppvekkingssignal (37).

20. Signalrepeater ifølge krav 16, karakterisert ved at båndpassfilteret (3) er innrettet for å filtrere bort alle sidebånd som resulterer fra quench-signalets (31) frekvens, slik at retransmisjonssignalet (61) blir en ren, forsterket utgave av det mottatte signalet (60), for oppnåelse av en analog relé-link.

21. Signalrepeater ifølge krav 16, karakterisert ved at båndpassfilteret (3) er bidireksjonalt delt, og omfatter to retningsbestemte filtre for oppnåelse av et retransmisjonssignal med fre-kvensskift.

22. Signalrepeater ifølge krav 10 og 16, karakterisert ved at minst to av signalrepeaterens mottakingselement (1), båndpassfilter (3), signalvei for øvrig (2, 4), den regenerative koplingen (5), quench-svitsj (7) og modulator (17) er utformet integrert.

23. Signalrepeater ifølge krav 1, karakterisert ved at den regenerative koplingen (5) omfatter et resonatorelement av vilkårlig type eller båndpassfilter bestående av resonatorelementer av vilkårlig type innrettet slik at båndpass-selektivitet oppnås både for mottatt høyfrekvenssignal (60) og retransmittert høyfrekvenssignal (61).

24. Signalrepeater ifølge krav 1, karakterisert ved at den er utført som en kundespesifisert, integrert krets (ASIC, 651) med analoge kretser (120).

25. Signalrepeater ifølge krav 24, karakterisert ved at ASIC-kretsen (651) også inneholder digitale moduler (125,135).

26. Signalrepeater ifølge krav 1, karakterisert ved at den er utført som en mikrobølge-integrert krets (MMIC, 651) med analoge kretser (120).

27. Signalrepeater ifølge krav 1, karakterisert ved at mottakingselementet (1), som kan være en antenne, er innrettet for å gi båndpassfilter-selektivitet for de mottatte høyfrekvens-signalene (60) og de retransmitterte høyfrekvenssignalene (61).