NO318825B1 - PN-kodespredning over flere lag i et kommunikasjonssystem for mange brukere - Google Patents

Description

Oppfinnelsen gjelder kommunikasjonssystemer hvor informasjonsbærende signaler er spredt over et større frekvensspektrum. Systemene kan gjelde trådløs overføring av data og tale, rene telefonsystemer og systemer for overføring via satellitt. Oppfinnelsen gjelder særlig en fremgangsmåte og et apparat, for å generere, identifisere og hente inn spektralfordelte kommunikasjonssignaler hvis spredning er lagvis eller overlagret kvasistøy-(PN)- og identifikasjonskoder med forskjellig periode eller over-føringshastighet regnet i subseksjoner (eller "chip" per tidsenhet).

Det er allerede utviklet en rekke forskjellige typer kommunikasjonssystemer og teknikker for multippelaksess, for å overføre informasjon til et større antall abonnenter eller brukere. Særlig er CDMA kjent, idet denne teknikk står for kodefordelt multippelaksess, og denne teknikk er allerede beskrevet i vårt US patent 4 901 307 med tittel "Spread Spectrum Multiple Access Communication System Using Satellite or Terrestrial Repeaters" og vårt US 5 691 974 med tittel "Method and Apparatus for Using Full Spectrum Transmitted Power in a Spread Spectrum Communication System for Tracking Individual Recipient Phase Time and Energy", og begge disse patentskrifter tas her med som referansemateriale.

I patentskriftene beskrives kommunikasjonssystemer hvor et stort antall generelt mobile eller fjerntliggende systembrukere eller abonnenter bruker sender/ mottakere for å kommunisere med andre systembrukere eller personer/instanser som informasjon er rettet mot, så som via et tilkoplet offentlig digitalt telenett. System-brukeme kommuniserer via sentrale stasjoner, ofte benevnt "portaler" ("gateways") og satellitter eller via stasjonære basestasjoner på bakken (tilordnet sitt bestemte dekningsområde, gjeme benevnt celle), og overføringsteknikken kan særlig være CDMA. Signalene overføres altså via basestasjoner, idet signalene følger CDMA-teknikkens signalfordeling over et gitt frekvensspektrum. Ved bruk av CDMA-kommunikasjon kan nemlig dette spektrum brukes mange ganger om igjen, slik at man får økning av systemets brukerkapasitet, og slik teknikk fører altså til en langt større spektralurnyttelse enn det man kunne oppnå med andre multippelaksessteknikker.

I et typisk slikt spektralfordelt kommunikasjonssystem brukes et eller flere sett eller par av forhåndsbestemte PN-kodeseksjoner for å modulere eller "spre" brukernyttesignaler over et bestemt spektralområde før informasjonen eller signalene moduleres på en bærer (bærebølge) for overføring som kommunikasjonssignaler. PN-spredningen er en mate å overføre informasjon på, velkjent innenfor teknikken, og denne teknikk frembringer kommunikasjonssignaler med langt større båndbredde enn den som gjelder for det underliggende originalsignal ("datasignalet"). I en over-føringsvei (link eller lenke) mellom en basestasjon eller sentral og til en bruker, også benevnt foroverretningen brukes PN-spredekoder eller bestemte binærsekvenser for å skille mellom signaler som sendes ut fra forskjellige basestasjoner eller for å skille mellom signaler som hører til forskjellige stråleretninger, satellitter eller sentraler, så vel som mellom flerveissignaler, idet det med det siste forstås samme signal som ankommer et bestemt sted etter å ha fulgt forskjellig utbredelsesvei.

Disse koder deles typisk av alle kommunikasjonssignalene innenfor et gitt dekningsområde eller en gitt senderstråle, og tidsforskyvning (offset) mellom tilstøtende stråler eller dekningsområder gir forskjellig spredekode. Tidsforskyvningen tilveiebringer unike stråleidentifikatorer som er anvendelige for stråle/stråle-omruting og for å bestemme signaltidsfaktorer i relasjon til en grunnleggende systemtidsangivelse for kommunikasjonen.

I et typisk CDMA spektralspredt kommunikasjonssystem brukes kanali-seringskoder for å skille mellom signaler som er tiltenkt forskjellige brukere innenfor et dekningsområde eller mellom brukersignaler som overføres innenfor en satellittstråle eller substråle i foroverretningen. Dette betyr at hver brukers sender/mottaker har sin egen ortogonale kanal i foroverforbindelsen ved å bruke en unik "deknings"- eller "kanaliseirngs"-kode av ortogonal type. De såkalte Walsh-funksjoner brukes generelt for å implementere kanaliseringskodene, idet en typisk lengde på en slik funksjon kan være 64 kodesubsekvenser (chip) for jordbaserte systemer og 128 kodechip for satellittsystemer. I et slikt arrangement refereres hver Walsh-funksjon på 64 eller 128 chip typisk som et Walsh-symbol.

PN-kodebasert modulasjonsteknikk og anvendt i CDMA-signalprosessering tillater rask differensiering mellom spektralt tilsvarende kommunikasjonssignaler, og dette muliggjør at signaler som følger forskjellig utbredelsesvei lett kan skilles fra hverandre, så lenge veilengdeforskjellen og dermed tidsforskjellen tilsvarer forsinkelser som overstiger periodetiden for PN-kodesubsekvensene. Er overføringshastigheten for disse subsekvenser for eksempel 1,22 MHz kan et spektralfordelt kommunikasjonssystem skille mellom signaler eller signaloverføringsveier som avviker mer enn 1 (j.s i forsinkelsen ved ankomsttidspunktet.

Bredbånds CDMA-teknikk gjør det mulig å løse problemer som gjelder flerveissvekking (fading) og opprettholde en relativt stor signalforsterkning, men visse former av signaldiversitet tilveiebringes også generelt for ytterligere å redusere de uheldige virkninger svekking via radiooverføring har, samt ytterligere problemer som gjelder innhenting og demodulasjon av signaler ved relativ forflytting mellom brukeren og satellitten eller signalkilden innenfor et bestemt kommunikasjonssystem. Slik forflytting vil sammen med store overføringsavstander gi vesentlige dynamiske endringer i utbredelsesveien. Generelt brukes tre typer diversitet (flerveismottaking) innenfor spektralfordelte kommunikasjonssystemer, nemlig diversitet når det gjelder tid, frekvens og rom. Tidsdiversitet oppnås ved å bruke feilkorreksjonskoding eller repetisjon og tidsrelatert innfelling av signalkomponenter, mens en form for frekvensdi-versitet allerede ligger inne ved at man har spredt signalenergien over en større båndbredde. Romdiversitet far man ved å bruke flere parallelle signalveier, og dette kan etableres ved å ha forskjellige antenner og/eller kommunikasjonssignalstråleveier.

Typiske kommunikasjonssystemer av kategori CDMA utnytter koherent teknikk for modulasjon og demodulasjon for foroverretningen mot en sluttbruker tilknyttet en terminal eller liknende. I systemer som tar i bruk slik teknikk kan et pilotsignal (eller et annet kjent signal) brukes som koherent fasereferanse for over-føringen fra sentral eller satellitt og til bruker og fra en basestasjon til en bruker. Dette innebærer at for eksempel et pilotsignal som typisk ikke har noen datamodulasjon blir overført fra en basestasjon eller en sentral via et gitt dekningsområde, og en typisk slik løsning er å sende en pilot (et pilotsignal) fra hver sentral eller basestasjon for hver av de frekvenser som skal brukes, idet hver slik overføring typisk kan kalles en CDMA-kanaloverføring, eventuelt en overføring via FDM eller som en substråle i enkelte systemer. Piloten deles av samtlige brukere av CDMA-kanalen, fra en felles kilde. Generelt har sektorer sin egen bestemte pilot, mens satellittsystemer overfører en pilot innenfor hver satellittstråle, frekvens eller substråle, med opprinnelsessted en sentral som bruker satellittoverføringen. Dette gir signaler som lett kan skilles fra hverandre, og man kan også lett skille mellom stråler og dekningsområder under bibehold av forenklet signalinnhenting.

Pilotsignaler brukes av brukerterminaler for å oppnå innledende sys-temsynkronisering og gi robust tids-, frekvens- og fasefølging av utsendte signaler samt en kanalforsterkningsreferanse. Faseinformasjonen man får ut fra et pilotsignal brukes som fasereferanse for koherent demodulasjon av kommunikasjonssystems- eller bruker-informasjonssignaler. Siden pilotsignaler generelt ikke involverer datamodulasjon vil de i alt vesentlig bestå av PN-spredekoder som moduleres på en bærer ved en gitt bærerfrekvens. Enkelte ganger kaller man PN-spredekodene pilotkodesekvenser, og kodene er generelt tidsforskjøvet i forhold til hverandre for å gi den ettersøkte separerbarhet.

Pilotsignalene brukes generelt for å overvåke den relative signal- eller strålestyrke for de mottatte kommunikasjonssignaler, og i mange systemer brukes de også for sending ved et relativt høyt effektnivå, gjerne høyere enn for de typiske trafikk-eller andre datasignaler, for å gi bedre signal/støyforhold (SNR) og interferensmargin. Et slikt høyere effektnivå gir også bedre innledende innhenting ved søking etter et pilotsignal, idet dette kan utføres ved stor hastighet uten at man derved mister nøyaktig-het ved følgingen av pilotbærerfasen selv over relativt store båndbredder. Resultatet er lavere kostnader og hensiktsmessige fasefølgekretser.

Som en del av prosessen med å etablere en kommunikasjonsforbindelse bruker en typisk brukerterminal en mottaker som gjerne kalles "søkemottaker" eller rett og slett "søker" for å synkronisere til pilotfasen og PN-spredekodetakten ved nærvær av ukjente bærerfrekvensforskyvninger. Flere teknikker og apparatur har sett dagens lys for å utføre en slik søkefunksjon, og en slik teknikk er beskrevet i vårt US patent 5 109 390 med tittel "Diversity Receiver In A CDMA Cellular Telephone System", og innholdet tas her med som referansemateriale.

Et av de problemer som er knyttet til innhentingen/synkroniseringen og sig-naldemoduleringen av pilotsignaler er den tid det tar for brukeren å hente inn pilotsignalet. Nærmere bestemt er det den tid som trengs for å finne riktig fase eller takt for PN-spredekodene som brukes ved genereringen av pilotsignalene, for bruk ved demodu-lering av andre kommunikasjonssignaler.

I jordbundne relébaserte systemer (repeater-teknikk) så som mobiltelefon-teknikk for bruk på land og basert på radioforbindelse brukes en relativt lang PN-kodesekvens på i alt 32 687 chip, og denne "klokkes" ved en chip-takt i størrelsesorden 1,2288 M chip per sekund (Mc/s). Lengden er anvendelig for å skille signaler fra hverandre i et system som har et stort antall dekningsområder inn mot hverandre. Siden slike trådløse systemer har betydelig styrke på pilotsignalene kan innhentingstiden holdes kort over en slik sekvenslengde, og dette betyr at man ved kraftige pilotsignaler og liten eller ingen dopplerfrekvensforskyvning eller tilsvarende effekter får en relativt kort tid å velge og bekrefte en korrekt fase eller signaltakt på. For satellittbaserte systemer vil imidlertid dopplerfrekvensvirkninger og degradering av pilotsignaleffekten sammen med svakere pilotsignaler generelt føre til at det tar lengre tid å hente inn og bekrefte pilotsignalene og deres tidsrelasjoner.

Av denne grunn har man brukt kortere PN-spredekoder for å redusere den totale søke- eller innhentingstid, i forhold til den lengre tid det tar for å prøve ut hypoteser, utføre bekreftelser etc. I denne type kommunikasjonsomgivelser har man forsøkt å ta i bruk PN-koder med lengde 1024 c, hvilket fører til en kodelengde på omkring 833 us, ved den chip-takt som er nevnt ovenfor. En rekke systemer "pakker" de informasjonsbærende kanaler til blokker med bestemt lengde (angitt i b) eller rammer og hvor synkronisering trengs før de enkelte sifre i rammene eller blokkene kan brukes. Den nøyaktige betydning av påfølgende prosessering av de informasjonsbærende sifre i et digitalsystem vil være en funksjon av plasseringen i rammene. Slike rammer (datarammer) har typisk 20-80 ms lengde, hvilket fører til problemer med å bestemme den riktige rammetakt og tidsrelasjon når man arbeider med de langt kortere PN-kodene. En kort PN-kode vil i seg selv gi mange uløste hypoteser for rammetidsfastsettelsen og den korrekte slike fastsettelse kan bare finnes ved prøving og feiling når det gjelder de enkelte hypoteser. En slik usikkerhet i tidsbestemmelsen vil forsinke innhentingen av informasjonssignalene i de enkelte kanaler.

Uheldigvis gir forsinkelsene i overføringsveiene for signalene fra sentraler til satellitter og fra satellitter til brukere eller brukerrelaterte sender/mottakere også et hovedproblem når det gjelder nedkorting av PN-kodene. De avstander som er involvert, selv for satellitter som går i lav jordbane, vil gi betydelige veiforårsakede forsinkelser av signalene, og denne forsinkelse kan variere i stor grad i avhengighet av hvor den aktuelle satellitt befinner seg i sin bane. Dette fører til at signaltidsforskyvningene for de forskjellige satellitter eller signalkilder blir forskjøvet i forhold til hverandre, slik at signaler som i utgangspunktet kan være tidsforskjøvet kan falle sammen, hvilket fører til dårligere muligheter for å skille signalene fra hverandre. Dette betyr at signalene påvirkes av et dynamisk forsinkelsesomfang i størrelsesorden 7 ms, hvilket betyr at de ikke lenger er tilstrekkelig skilt fra hverandre i tid og derfor ikke kan separeres når det gjelder strålegang eller signalkilde. Den åpenbare løsning å forlenge PN-spredekodene med et beskjedent beløp vil imidlertid gjeninnføre uønsket tidsforsinkelse ved signalinnhentingen.

Fra den kjente teknikk som antas å ligge nærmest skal her vises til patentskriftene EP 0 748 074, US 4 969 159 og US 5 577 025.

På denne bakgrunn er det ansett å være et behov for en ny teknikk for å spre foroversendte signaler slik at mottakere i et kommunikasjonssystem fremdeles kan hente ut fase- og stråleidentifikasjon som brukes til signaldemodulering over korte tidsintervaller, samtidig med at det blir kompensert for relativt store signalforsinkelser ved flerveisoverføring og liten pilotsignaleffekt som følge av overføring via satellitter som beveger seg i forhold til de tiltenkte mottakere.

På grunn av de problemer som er skissert ovenfor og andre når det gjelder innhenting og behandling av kommunikasjonssignaler i spektralfordelte systemer vil et mål med oppfinnelsen være å forbedre signalinnhentingen. En fordel i så måte er at oppfinnelsen legger til rette for bruk av korte PN-sekvenser for signalene, samtidig med at signaldifferensiering opprettholdes for å lette identifikasjon. I tillegg bedres synkronisering til en klokke eller generelt tidsrelasjoner for informasjonskanalen.

Disse og andre mål med oppfinnelsen og fordeler med den vil finne sin form i en fremgangsmåte og et apparat for å spre signal utover i et frekvensspektrum, for over-føring i et kommunikasjonssystem og hvor digitale nyttesignaler på denne måte spres ved hjelp av en forhåndsbestemt kvasistøyspredekode slik at det frembringes spektralfordelte modulasjonssignaler. Et eksempel på et slikt system er et radio- eller telefonsystem som bruker en rekke satellittreléstasjoner for å motta nyttesignaler fra basestasjoner av typen portal eller sentral og overfører disse signaler til en eller flere mobile, eventuelt bærbare terminaler eller stasjoner med mottakerutrustning. Informasjonsbærende signaler eller nyttesignaler i slike systemer omvandles i dag som kjent vanligvis fra analog til digital form etter behov, og det foregår både innfelling og koding for feildeteksjon og -korreksjon før disse omvandlede signaler overføres til sys-tembrukerne. De kodede signaler kan kombineres med en eller flere ortogonale funksjoner for å kanalisere nyttesignalene.

I en foretrukket utførelse er et apparat ifølge opprinnelsen slik det fremgår av patentkrav 1, nemlig et apparat for å spre et informasjonssignal i et spektralspredt kommunikasjonssystem hvor digitale informasjonssignaler er båndbreddespredte ved hjelp av minst én forhåndsbestemt kvasistøyspredekode (PN) for å frembringe spektralspredte signaler, og dette apparat særmerker seg ved:

midler for generering av de digitale informasjonssignaler,

spredningsmidler for å motta og kombinere minst én forhåndsbestemt PN-spredekode med en første kodelengde og en første kodeperiode, en andre forhåndsbestemt PN-kodesekvens med en andre kodelengde og en andre kodeperiode, og de digitale informasjonssignaler, for å tilveiebringe de spektralspredte signaler, idet den første kodelengde er vesentlig lengre enn den andre kodelengde, mens den andre kodeperiode er vesentlig lengre enn den første kodeperiode.

Uttrykt med andre ord frembringes altså en første PN-spredekode med en gitt første kodelengde og en første repetisjonsperiode, idet denne kode kan kalles en indre kode, samt en tilsvarende andre PN-kodesekvens med en andre kodelengde som er gitt på forhånd og med en periodetid som er vesentlig lengre enn den første. Denne kodesekvens kan kalles en ytre kode (sekvens). PN-kodene kan genereres av henholdsvis en første og en andre PN-generator, og i enkelte kodesystemer kan enheter eller kretser av slik generatortype arbeide ved tidsdeling for genereringen av enkelte av kodene eller sekvensene. Oppdaterings- eller genereringstakten/hastigheten (chip-takten) for den andre PN-kode eller PN-kodegenerator er betydelig mindre enn den tilsvarende takt for den første kode eller generator.

Typisk føres den første PN-spredekode til et første spredeelement hvor koden brukes for å spre informasjonssignalene som skal sendes ut/overføres, og resultatet blir en generering av en første klasse spektralspredte signaler. Disse føres til et andre spredeelement hvor de kombineres med den andre PN-kode (sekvens) slik at det frembringes en andre klasse spektralspredte signaler. Typisk brukes multiplikatorledd for å kombinere PN-kodene og signalene i hvert trinn, og de resulterende spektralspredte signaler kan overføres til overføringskretser for modulasjon på et bærersignal, etterfulgt av overføring via systemet til en eller flere systembrukere.

I ytterligere aspekter av oppfinnelsen kombineres imidlertid den andre PN-kode med først nyttesignalene og deretter brukes koden for å spre de resulterende signaler. Alternativt kombineres de to koder for å frembringe en unik spredekode som i alt vesentlig er en indre kode som er modifisert med den ytre kode, og denne spredekode brukes deretter til spredningen av nyttesignalene.

I et eksempel på et slikt system for spektralspredning går nyttesignalene samtidig via en I-kanal og en Q-kanal for henholdsvis faseriktig overføring og over-føring i fasekvadratur, og det første spredeelement bruker en PN-kodegenerator for å frembringe en fase-PN-chip-kode for en bestemt kanal og ved hjelp av en første polynomfunksjon, samt en andre PN-kodegenerator for å frembringe en kvadraturfase-PN-chip-kode for den andre kanal og ved hjelp av en andre og forskjellig polynomfunksjon. Det andre spredeelement bruker en tredje PN-kodegenerator for å frembringe en tilsvarende tredje PN-chip-kode, og dette skjer ved hjelp av nok en annen polynomfunksjon.

Hele den første spredekodeperiode er lik en chip-periode for den andre PN-kode, og de enkelte perioder for PN-kodene er synkronisert for å starte samtidig. Kodene kan for eksempel implementeres som forhåndsvalgte deler av m-sekvens-PN-koder eller lineære slike koder med øket maksimal lengde. Den lengre totale kodeperiodes PN-kode eller -kodesekvens danner en ytre kode som det er lettere å oppnå taktstyring for, mens den kortere periodes PN-spredekode danner en indre kode som opprettholder et ønsket nivå for interferensundertrykking. Totalvirkningen er å gi bedret signalidentifikasjon og -synkronisering overfor signaltidsrelaterte hendelser, samtidig med at man opprettholder en brukbart rask signalinnhenting.

En kodesekvens som er funnet anvendelig for oppfinnelsens andre PN-kode når det brukes en første PN-kode med lengde 1024, er med en lengde på 288 chip og har chip-verdier som starter med rekken eller settet-1 -11-11-1-111 -1 -1-11-111 -1 -1-1-1-1 1-11 og avsluttes med at alle de resterende chip er lik 1. Alternativt kan en kode: -1-111-11-1-11-1111-1111-1-1-1 -1 -1 -1 -1-111 Nok en kode som er funnet brukbar frembringes ved å bruke det karakteristiske polynom Q(z) = 1 + + z<4> + z<6> + z<9> og deretter å bruke en 288 chips sekvens.

I andre aspekter av oppfinnelsen kan spredeelementer brukes for å lagre forhåndsvalgte PN-koder i datalagirngsmedia eller lagre av typen ROM eller RAM. Kodene hentes inn og føres som innganger til multiplikatorledd som også mottar tilsvarende informasjon eller spektralspredte signaler som inngangsstørrelser.

Den andre PN-kode kan også kodes differensielt for å redusere kravene til fasekoherens, nemlig ved å la den innhentede kode føres gjennom et forsinkelseselement på én chip forsinkelse og videreføre det til et annet multiplikatorledd som også mottar koden uforsinket. Multiplikatorleddet sørger for et produkt mellom den forsinkede og den ikke-forsinkede PN-kode og kommer frem med dette produkt som en differensielt kodet utgang. Alternativt kan datalagringen ha lagret en differensielt kodet versjon av den andre PN-kodesekvens.

På mottakersiden i kommunikasjonssystemet sørges for riktig tidsrelasjon (taktbestemmelse, timing) for de flerlags spektralspredte kommunikasjonssignaler ved hjelp av en mottaker hvor signalene først demoduleres for å fjerne bæreren og deretter samles slik at spredningen oppheves. Et samleelement sørger for samlingen og kombinerer det mottatte spektralspredte signal med den andre eller indre PN-spredekode, og derved frembringes et første nivå- eller mellomsamlet signal. Man bruker en akkumulator for å akkumulere dette samlede signal over perioden for den andre PN-kode eller en chip-periode for den første kode, og deretter utfører man differensialdetektering av faseforskjellen mellom påfølgende akkumulerte signaler, eventuelt dekoder man disse. De detekterte signaler føres via en prosess med tilpassede filtre, og resultatet sammenliknes med en gitt terskelverdi. I tillegg kan denne verdi som brukes ved sammenlikningen forhåndsbestemmes eller frembringes ved å fastlegge en midlere verdi for amplituden av det detekterte signal, over den første PN-kode, idet denne verdi kan skaleres på hensiktsmessig måte.

De enkelte trekk ved og mål med oppfinnelsen vil fremgå tydeligere av detaljbeskrivelsen nedenfor, og denne bør leses samtidig med at man studerer tegningene, hvor fig. 1 skjematisk viser et typisk trådløst kommunikasjonssystem, fig. 2 viser et blokkskjema over transmisjonstrinnet i en sentral av portaltypen, fig. 3 viser en modulator i sendertrinnet i denne sentral, og fig. 4a og 4b viser totrinns PN-spredeseksjoner for modulatoren på fig. 3, utformet og drevet i henhold til oppfinnelsens prinsipper.

Fig. 5 viser videre typisk hvordan oppfinnelsens indre og ytre PN-spredekode og -identifikasjonskode er satt opp taktmessig, fig. 6 viser mottakerdelen av en brukerterminal, fig. 7 viser en tonivås PN-kodekorrelator og en signalinnhentingskrets for denne mottakerdel, fig. 8 viser den relative forskjell i integrert energi mellom en kombinasjon med et tilpasset filter og koding, i forhold til hvordan man bruker en lengre kode, fig. 9 viser et eksempel på tidsrelasjonene for foreslåtte koder, fig. 10 viser en typisk kodegenerator for bruk i innhentingskretsen på fig. 7 eller 11, fig. 11 viser en alternativ tolags PN-kodekorrelator og tilhørende signalhentekrets, og fig. 12 viser en typisk blokkorrelator for bruk i kretsen på fig. 11.

Oppfinnelsen foreslår således en ny teknikk for spredning eller spektralfordeling i forbindelse med modulasjon av informasjons- eller nyttesignaler i et spektralfordelt kommunikasjonssystem, for å gi bedret identifikasjon når det gjelder stråler og signalkilder. Identifikasjonen brukes for å måle tidsforsinkelser og fastlegge tidsrelasjonene ved såkalt myk overføring av signaler fra ett område til et annet, også benevnt omruting og overlevering, og bestemmelse av posisjon etc. Teknikken unngår tidligere krav om demodulasjon og prosessering av hver stråle som mottas i en brukerterminal for på riktig måte å identifisere en stråle med signaler eller signalkilden.

Ifølge oppfinnelsen gjøres dette ved først å innordne en første PN-spredekode eller et PN-spredekodesett og deretter en andre PN-kodesekvens eller -funksjon til det ønskede spredte informasjonssignal. Den andre sekvens synkroniseres med den første kode, men bruker kode-chip med lengre chip-periode enn de i den første sekvens, og dette innebærer at den andre PN-kode klokkes ved en takt som står i forhold til den første slik at hver kodet chip i den andre kode strekker seg over hele perioden for den første kode eller kodesymbolene. Den andre PN-kode danner en ytre kode som gjør identifikasjonen av signalkilden, herunder stråler bedre og gjør signalinnhentingen lettere. Den første PN-kode danner en indre spredekode som gir et ønsket sig-nalisolasjonsnivå og tilsvarende differensiering og hindrer strålene fra å interferere med hverandre, mens den ytre kode kan betraktes som en overlagring av den første eller som en etablering av lagdelte PN-koder. Sammen tjener den indre og ytre kode til å danne en ny type sprederfunksjon eller -kode som opprettholder den ønskede bredbåndsspreder-funksjon samtidig med at man opprettholder en bedre stråle- eller sig-nalkildeidentifikasjon for bruk innenfor hurtig signalinnhenting og omruting.

Et eksempel på et trådløst kommunikasjonssystem så som et telefonsystem og hvor oppfinnelsen brukes, er illustrert på fig. 1. Systemet 10 som er vist på fig. 1 bruker spektralspredt.modulasjonsteknikk ved kommunikasjonen mellom fjerntliggende eller mobile brukerterminaler og sentraler av typen portaler eller basestasjoner. I den del av systemet som er vist på fig. 1 er det avsatt en basestasjon 12 og to satellitter 14,16, og i tillegg har man to tilordnede sentraler av typen portal eller nav (hub) 24 og 26 for å effektuere forbindelser med to mobile stasjoner eller brukerterminaler 20,22 eller andre stasjoner. Oppfinnelsen kan være anvendelig både for systemer som bruker satellittfor-midling eller rent jordstasjonære kommunikasjonssystemer, slik det er åpenbart for fagfolk.

Mobile stasjoner eller brukerterminaler 20 og 22 har eller er tilknyttet en trådløs kommunikasjonsinnretning som kan være en mobiltelefon, en sender/mottaker for overføring av data (for eksempel datamaskiner, personlige datahjelpemidler, faksi-milemaskiner og liknende) eller en mottaker for anrop (personsøker) eller posisjonsbestemmelse. Typisk er slike innretninger eller enheter enten miniatyriserte slik at de kan holdes i hånden eller beregnet for montering i et kjøretøy. Brukerterminalen 22 er vist som en lommetelefon, det vil si en mobiltelefon. Selv om disse brukerterminaler er mobile i egentlig forstand kan de naturligvis også være faste, eller andre typer terminaler kan gjelde like godt der trådløs tjeneste til fjerntliggende stasjoner skal etableres. Denne siste type tjeneste er spesielt egnet der man kan bruke satellitter for å etablere kommunikasjonsveier i mange fjerntliggende steder i verden. I tillegg kan den trådløse tjeneste via radiosignaler etableres for strukturelle indre områder så vel som åpne områder.

Det kan lett tenkes for dette eksempel at satellittene 14 og 16 gir en rekke stråler og tilsvarende punkter for retningen av strålene, for å dekke separate og ikke overlappende geografiske regioner. Generelt vil en rekke stråler ved forskjellig frekvens også kunne kalles CDMA-kanaler eller substråler, likeledes kan man bruke prinsippet FDMA for frekvensdelt multippelaksess, og man kan ha frekvensluker eller -kanaler for overlapping av en og samme region. Det er imidlertid lett forståelig at stråledekningen eller tjenesteområdene for de enkelte satellitter eller antennemønstre og -ret-ningsdiagrammer for jordstasjoner av typen sentral i et kommunikasjonsnett kan overlappe fullstendig eller delvis i et gitt område i avhengighet av utformingen av det aktuelle kommunikasjonssystem og den tjeneste som tilbys. Såkalt romdiversitet kan også oppnås mellom et hvilket som helst av disse kommunikasjonsområder eller med de tilsvarende enheter i nettet, for eksempel kan hvert område ha tjeneste for forskjellige sett eller grupper av brukere og med forskjellige fasiliteter ved forskjellige frekvenser, eller en bestemt brukerterminal kan bruke ganske mange frekvenser og/eller flere tjenesteytere, hver med overlappende geofysisk dekning.

På fig. 1 er enkelte mulige overføringsveier illustrert for kommunikasjon som er etablert mellom brukerterminaler 20, 22 og basestasjonen 12 eller via satellittene 14, 16 til en eller flere sentraler av typen portal eller nav 24 og 26. Den del av sambandet som går fra basestasjonen og til brukerne ved terminalene 20 og 22 er indikert med linjer 30 og 32 for foroverertningen, sambandet mellom satellitt og brukerterminal går via sentralene 24 og 26 og er illustrert med linjene 34 og 36, den del av sambandet som går fra satellitt og til brukerterminalene via satellitten 16 er illustrert med linjene 38 og 40, og sambandet i motsatt retning fra sentralene og til satellittene er vist med linjer 42-48. Pilhodene på disse linjene illustrerer signalretningen for hver sambandsvei, enten i foroverretningen eller i returretningen og er bare vist for å gjøre figuren klarere og ikke for å indikere noen aktuell signalvei eller fysiske restriksjoner på noen måte.

Som det fremgår at fig. 1 bruker kommunikasjonssystemet 10 generelt en nettsentral (MTSO) 28 for kommunikasjon med basestasjonene. Denne nettsentral omfatter typisk grensesnittkretser og prosesskretser for å gi systemomfattende styring/kontroll for portaler eller basestasjoner og for å styre rutingen av telefonfor-bindelser mellom et offentlig telenett (PSTN) og basestasjonene så vel som brukerterminalene. Sentralene har generelt et direkte grensesnitt mot telenettet og behøver ikke bruke nettsentralen MTSO 28 for denne funksjon. Alternativt kan andre kontroll- og kommandosentraler så som GOCC for for bakkestyring og som også kommuniserer med satellitter være generelt koplet til portale eller basestasjoner i systemet for å gi overordnet kommando over visse driftsfaser, innbefattet tildeling av PN- og ortogonalfunksjonskoder. Kommunikasjonsforbindelsen (lenken) som kopler en slik sentral GOCC eller nettsentralen 28 til forskjellige systemportaler eller -basestasjoner kan etableres ved å bruke i og for seg kjent teknikk, men likevel ikke begrenset til bestemt avsatte telefonlinjer, optiske fiberlenkeforbindelser eller kommunikasjonsveier for mikrobølge eller via satellitt.

Selv om fig. 1 bare viser to satellitter 14,16 kan et system naturligvis ha mange slike i forskjellig jordbane. Det har vært foreslått en rekke multisatellittsystemer med 48 eller flere satellitter og i i alt åtte forskjellige lave jordbaner, for tjeneste overfor et stort antall brukerterminaler. Oppfinnelsen vil kunne gjelde en rekke slike systemvarianter.

Uttrykkene basestasjon og sentral eller portal kan i blant gå om hverandre, og det siste uttrykk gjelder gjeme spesialbasestasjoner som er stasjonære på bakken, har antenner som er innsiktet mot satellitter og har flere funksjoner og tilhørende utrustning for å kunne etablere forbindelser via forflyttbare reléelementer eller repeatere. Vanlige basestasjoner bruker imidlertid mer siderettede antenner for å kunne dekke det omlig-gende dekningsområdet på jordoverflaten. Nettsentraler kan også ha flere funksjoner for grensesnittet mot portaler og satellitter. Brukerterminaler kan også gå under benevnelsen abonnentenheter, mobile enheter eller stasjoner eller rett og slett "brukere", "mobiler" eller "abonnenter" i enkelte kommunikasjonssystemer og sambandsnett, i avhengighet av hva man foretrekker.

Som gjennomgått ovenfor har hver basestasjon eller sentral et pilotbærersignal som sendes ut og foreligger i det aktuelle dekningsområde. For satellittsystemer over-føres dette signal innenfor hver satellittstråle og går ut fra stasjoner av typen portal for grensesnitt mot satellitten. En enkelt pilot (et enkelt pilotsignal) sendes typisk ut fra hver portal eller basestasjon for hver frekvens som brukes i forbindelsen mellom satellitten og brukeren (i substrålen). Denne pilot deles av samtlige brukere som mottar signaler via den aktuelle stråle til satellitten, og denne teknikk muliggjør en rekke trafikkanaler eller brukersignalbærere for å dele et felles pilotsignal for bærerfase-referanse.

Pilotsignalene bruker vanligvis samme PN-spredekodepar eller -sett med koder over hele kommunikasjonssystemet, men med forskjellig relativ kodetidsforskyvning for hver stråle, dekningsområde/celle eller sektor. Innenfor en bestemt satellittdeknings-flekk vil hver stråle ha en pilot hvis PN-kode er tidsforskjøvet i forhold til piloten for nabostråler. Brukerterminaler som arbeider innenfor dekningsområdet som en bestemt stråle eller celle representerer, deler en enkelt PN-spredekodefase, mens forskjellige stråler bruker forskjellige tidsforskyvninger relatert til grunnkodesekvensen for PN-spredningen. Dette gir signalisolasjon eller reduserer interferens og muliggjør at strålene kan skilles lett fra hverandre. Bruker man en enkelt pilotsignalkodesekvens får brukerterminalene lettere tilgang til synkronisering med et enkelt søk over samtlige kodefaser. Alternativt kan forskjellige PN-spredekoder (generatorpolynomer) brukes mellom enkelte portaler eller basestasjoner. I satellittsamband kan forskjellige sett med PN-koder tildeles bruk innenfor hvert satellittbaneplan, og hvert system vil kunne ha spesifikasjon for fordelingen av PN-spredekodene og tidsforskyvningen, i samsvar med faktorer som er vanlige innenfor faget.

Hver PN-sekvens består som allerede nevnt av en rekke subsekvenser som på fagspråket benevnes "chip" og som over en gitt PN-kodeperiode ligger ved en frekvens som er langt høyere enn basisbåndfrekvensene hvor kommunikasjonssignalene blir spredt fordelt. En typisk chip-frekvens eller repetisjonstakt ("chipping rate") kan være 1,288 MHz og med en PN-kodesekvenslengde eller -periode på 1024 chips (c). Som tidligere gjennomgått kan denne kodelengde innstilles for å øke kodeseparasjonen eller redusere søketiden, og dette er allerede velkjent og spesifisert i hvert aktuelt kommuni-kasjonssystemkonsept. Et eksempel på slike sekvenser er beskrevet i vårt US-patent 5 228 054 med tittel "Power of two Length Pseudo-Noise Sequence Generator with fast Offset Adjustments", og innholdet tas her med som referansemateriale.

En typisk utførelse av senderdelen i en basestasjon eller en sentral 24 av typen portal og beregnet for et CDMA-kommunikasjonssystem er vist på fig. 2.1 en typisk sentral 24 av portaltypen (GW) brukes en rekke slike transmisjonsseksjoner eller -systemer for å tilveiebringe tjeneste overfor mange brukerterminaler samtidig og for en rekke satellitter og satellittstråler ved vilkårlig tidspunkt. Antallet transmisjonsseksjoner eller senderdeler i sentralen vil være bestemt av faktorer som er velkjent innenfor faget, innbefattet systemkompleksiteten, antallet satellitter innenfor fri sikt, abonnent-kapasiteten, graden av valgt diversitet etc. Hvert kommunikasjonssystem spesifiseres også ved antallet antenner som er tilgjengelige for senderdelen, for bruk ved overføring av signaler.

Som vist på fig. 2 vil signaler eller data som stammer fra en nettsentral 28 innenfor et kommunikasjonssystem eller sambandsnett eller fra andre signalkilder som kan være kombinasjonsenheter, være koplet til en hensiktsmessig modulator 52 i senderdelen. Senderdelen brukes til å sende signaler via en antenne og til en abonnent eller bruker som er i stand til å ta imot de utsendte signaler, idet signaloverføringen til modulatoren 52 finner sted via en digital lenkekrets 50. En slik krets er bygget opp på velkjent måte og har typisk kjente omkoplings- og lagringskretser for digitalsignaler. Kretsen 50 har også omvandlere analog/digital eller elementer for å forberede informasjonsbærende nyttesignaler for digital prosessering for overføringen. Modulatoren 52 utfører spektralfordelt modulasjon av nyttesignalene for sending til den aktuelle bruker og vedkommendes brukerterminal og overfører det forberedte signal for sendingen til en effektregulator 54 som regulerer effektnivået ut fra senderdelen. Andre detaljer i en slik senderdel kan finnes i vårt US-patent 5 103 459 med tittel "System and Method for Generating Signal Waveforms in a CDMA Cellular Telephone", og innholdet tas her med som referansemateriale.

Utgangen fra effektregulatoren 54 summeres med utgangen fra andre tilsvarende kretser i sentralen 24 slik at utgangssignalene kan sendes til andre brukerterminaler ved samme frekvens og innenfor samme senderstråle. Summeringen utføres ved hjelp av kjente summeringselementer, og kan sammenfattes i et summeringsledd 56. Utgangen går til det viste analoge sendertrinn 58 for transponering til en egnet bærerfrekvens og ytterligere forsterkning, for så å føres via en eller flere antenner for å nå brukerterminalene via satellitter. En styreprosessor 60 styrer genereringen og effektnivået av piloten, synkroniseirngskanalens signaler og signalene i en anropskanal samt deres kopling til effektregulatoren 54 før summeringen i summeringsleddet 56.

Før nyttesignalene overføres til systembrukere eller abonnenter omformes de først til digital form etter behov og kodes og "utfylles" ved innfelling etter ønske. Derved oppnås et digitalt basiskommunikasjonssignal. Signaler som er rettet mot bestemte brukere moduleres også ved hjelp av en distinkt ortogonal spredefunksjon eller kodesekvens som er tildelt denne brukers foroverkanal. Dette betyr at man bruker en unik dekkende ortogonalkode, typisk en Walsh-kode for å skille mellom forskjellige bruker- eller abonnentsignaler innenfor et dekningsområde eller en satellittstråle. Kodingen i foroverkanalen for en bitt bærerfrekvens frembringer brukersignaler som også for enkelhets skyld kalles "kanaler". Slike ortogonale spredefunksjoner er i blant kalt kanaliseirngskoder og legges typisk inn før en endelig PN-spredning, selv om de først kan kombineres med de aktuelle PN-spredekoder og deretter legges inn i et enkelt deknings/spredningstrinn.

Et eksempel på en signalmodulatorkonstruksjon for å passe til modulatoren 52 er vist på fig. 3. Modulatoren er vist blokkskjematisk og inneholder en koder 70 og en innfeller 72 for koding, særlig ved omhyllingskoding og ved repetisjon av bestemte siffersekvenser (datasymboler) i den hensikt å gi feildeteksjons- og -korreksjons-funksjoner. Teknikken for dette er allerede velkjent, og det samme er andre teknikker for å forberede de data eller digitalsignaler som skal overføres for sending. Det oppfinnelsen angir er ikke begrenset til måten å forberede slike signaler før spredningen, og datasymbolene fra innfelleren 72 blir videre ortogonalt kodet eller dekket med en tildelt ortogonal kode, i dette tilfelle en Walsh-kode som tilføres fra en kodegenerator 74. Koden fra denne multipliseres med eller kombineres på annen måte med de symboldata som foreligger ved å bruke et eller flere logikkledd 76, på tegningen vist som et første slikt ledd. Subsekvens- eller sekvensdelhastigheten ("chip rate") for denne ortogonal-koden, blir som for de kodede data bestemt av faktorer som er godt forstått innenfor faget.

Etter dekkingen med Walsh-koden kan de innfelte data også multipliseres med en binær PNy-sekvens i et andre logikkledd 78 som er seriekoplet med enten inngangen eller utgangen på det første logikkledd 76 i form av en multiplikator. Sekvensen fremkommer ved generering i en PN-kodegenerator 80 og tilsvarer en unik PN-sekvens som genereres for hver brukerterminal. Generatoren 80 kan være bygget opp med forskjellige kjente elementer for formålet. En brukerterminaladresse eller en bruker-identifikasjon (ID) kan anvendes for å gi en ytterligere diskrimineringsfaktor for å skille mellom de enkelte systembrukere. I alternativ kan en ulineær krypteringsgenerator, så som en generator som bruker datakrypteringsstandarden (DES) og en brukerspesifikk nøkkel anvendes i stedet for generatoren, etter ønske. PNu-koden er ofte en meget lang kode som genereres ved en stor chip—hastighet og deretter desimeres for å gi en lavere takt så som 19 200 kb/s. Når binærverdiene 0 og 1 brukes for å implementere disse subsekvenser (chip) i de ortogonal- og PNy-kodene kan multiplikatorene eller generelt logikkleddene være i form av eksklusiv/eller-pakker.

Modulatoren på sendersiden inneholder også to PN-generatorer 82, 84 som i det følgende vil bli kalt indre generatorer og frembringer to forskjellige PNr og PNq-spredekoder for henholdsvis den faseriktige og den kvadraturfaseforskjøvne kanal. Generatorene kan være tidsdelt mellom flere sendere ved at man bruker hensiktsmessige grensesnittelementer. Et eksempel på en krets for slike sekvenser er vist i vårt US-patent 5 228 054 med tittel "Power off two Length Pseudo-Noise Sequence Generator with fast Offset Adjustments", og innholdet tas her med som referansemateriale. Alternativt kan PN-kodene forhåndslagres i lagringselementer så som lagre av typen ROM og RAM, i form av oppslagstabeller med automatisk indeksing eller adressering eller liknende. Disse PN-spredekoder kan også være den samme kode som er lagt 90 <0> ut av fase i enkelte anvendelser.

PNrgeneratorene 82, 84 gir også respons overfor minst ett inngangssignal som tilsvarer et satellittstråle- eller et delmingsområdeidentifikasjonssignal fra styreprosessoren, og dette signal ligger tidsforskjøvet i forhold til utgangen fra PN-spredekodene, dersom dette passer. Selv om bare to PN-generatorer er vist for å frembringe spredekodene for PNi og PNq er det lett forståelig at man kan bruke en rekke andre PN-generatorskjemaer med flere eller færre generatorer.

De ortogonalt kodede symboldata på utgangen fra det første logikkledd 76 multipliseres med PNj- og PNQ-spredekodene i det viste multiplikatorledd 86 henholdsvis 88, idet disse ledd også kan være logikkledd av mer generell type. De samme data går til begge multiplikatorledd og gjennomgår deretter kombinasjon med eller modulasjon av de enkelte koder. Resultatsignalene overføres deretter til passende effektregulering og forsterkning i regulatoren 54 og sendertrinnet 58. De resulterende PN-sprede- og ortogonalkodeutgangssignalene båndpassfiltreres deretter typisk og moduleres på en høyfrekvensbærebølge (RF-bærer), typisk ved bifasemodulasjon av et kvadraturpar sinussignaler som deretter summeres til et enkelt kommunikasjonssignal. Andre modulasjonstyper kan naturligvis også brukes innenfor oppfinnelsens ramme.

De resulterende signaler kan videre forsterkes og filtreres før summeringen med andre foroverkanalsignaler og utstråling via en antenne for sentralen 24. Filtreringen, forsterkningen og modulasjonen er velkjent. Som kjent kan alternative ut-førelser endre denne rekkefølge, og som tilleggsinformasjon skal vises til vårt US-patent 5 103 459 nevnt ovenfor.

Den apparatur man kan kalle systemkretsene og den prosess som inngår brukes også til å frembringe pilotsignalene, med unntak av at det ikke er noen kodede eller innfelte data som skal prosesseres, i stedet dekkes et konstantnivåsignal med en unik kode, hvoretter spredning utføres ved hjelp av multiplikatorleddene 86 og 88. Der det er ønsket kan data i form av et gjentatt eller uendret mønster eller med en ikke-varierende rammestruktur også brukes for å danne et pilotsignal, idet dette betyr at ortogonal-funksjonen som brukes for å danne kanalen for pilotsignalet generelt har en konstant verdi, så som bare enere eller bare nuller, eventuelt et velkjent repetisjonsmønster så som det strukturerte mønster med bestemte innskutte enere eller nuller. Alternativt kan mønsteret også portstyres på og av eller multipleksbehandles med data, så som data fra en datakanal. Pilotsignalet gis også typisk mer effekt når det behandles i regulatoren 54 og føres gjennom sendertrinnet 58 for å bli tilført nok energi til at det kan mottas selv langs kanten av en satellittstråle, selv om dette ikke er noe bestemt. Når piloten er modulert på RF-bæreren overføres den til hver satellittstråle eller CDMA-kanal etter ønske, for håndtering av sentralen 24.

Denne teknikk gir et ønsket nivå av PN-spredningen, nemlig et nivå som er anvendelig for systemer for bakkenivå, men teknikkea har visse ulemper når den skal anvendes med satellittstasjoner, slik det fremgår av det som er gjennomgått hittil. Når man har satellittanvendelser eller bestemte mer kompliserte jordnivåsituasjoner vil de PN-spredekoder man typisk bruker være for lange til å fa hurtig nok signalinnhenting. Når imidlertid korte PN-spredekoder brukes sammen med de større signalforsinkelser man har gjennomgått ovenfor eller med pilotsignaler som har liten effekt eller på annen måte er svekket ved mottakingen, slik det typisk vil være for satellittbaserte relésta-sjoner (repeatere) får man ikke noe godt praktisk alternativ. Dette betyr at man får tilleggsproblemer med forskjellige signalforsinkelser og svake pilotsignaler, nemlig at man får usikkerhet ved signalinnhentingen når man bruker kortere PN-koder, og dette fører på sin side til øket innhentingstid. Ved derfor å bruke kortere PN-koder oppnår man altså ingen praktisk gevinst når man har med de aktuelle satellittbaserte kommunikasjonssystemer å gjøre.

I og med oppfinnelsen unngår man imidlertid de problemer som er skissert ovenfor, enten man bruker lange eller relativt korte PN-spredekoder, og dette oppnås ved å bruke flere lag innenfor PN-spredeteknikken. Sett på en annen måte etableres i og med oppfinnelsen en mer kraftig eller robust spredekode ved kombinasjon av en vanlig PN-spredekode og en unik identifikator eller en ytre PN-kodesekvens. Denne nye spredekode vil i vesentlig grad øke tidsskalaen for systemet uten å øke innhentingstiden, og man får derved en forbedring i mottakingen av kommunikasjonssignaler og ved demodulasjonen i brukerterminaler innenfor et spektralfordelt konsept. Det hele fører til at man far redusert signalinnhentingstid på pålitelig måte.

Typiske eksempler på en spreder eller et spredeapparat som er tilordnet oppfinnelsen og anvendelig for å bruke i et CDMA-kommunikasjonssystem når oppfinnelsens fremgangsmåte brukes, er vist på fig. 4a og 4b. I den spreder som er vist på fig. 4a mottas de tidligere kodede, innfelte og ortogonalt dekkede data eller nyttesignaler som før via signalkombinasjonselementer eller multiplikatorledd 88, 86. Ved dette punkt brukes de primære eller indre PN-spredekoder PNi og PNq fra kodegeneratoren 82 og 84 som før, slik at man far kommunikasjonssignaler av spektralfordelt type med en I-kanal og en Q-kanal. Signalene kan betraktes som spredt eller modulert ved et første nivå eller lag og ved hjelp av PNr og PNQ-spredekodene, men i stedet for å overføre de resulterende spredte signaler til regulatoren og sendertrinnene som tidligere underlegges de et andre nivå eller lag med PN-spredning.

Fig. 4a viser minst én ytterligere PN-kodegenerator 90 som da kan benevnes en ytre generator og frembringer en PN-kode som er synkronisert med PNr. og PNQ-spredekodene, men som har en mye lengre repetisjonsperiode. Denne koden kan genereres ved hjelp av kjente apparater som beskrevet ovenfor eller være forhåndsinn-lagt i et lager for senere uttak under den aktuelle signalbehandling.

På den måte det er gjennomgått ovenfor vil man forstå at en typisk indre PN-kode kan ha i størrelsesorden 1024 subsekvenser eller chip, eventuelt mer, og denne kode kan legges inn ved en hastighet eller takt som kan være 1,2288 Mc/s over et intervall eller en kodeperiode på omkring 833 us. Den nye, ytre PN-kode kan ha lengde på 255-288 c (chip) og ha en lavere takt, nemlig i størrelsesorden 1200 c/s over en intervall- eller kodeperiode på omkring 240 ms. I eksemplet brukes 288 c bare for å illustrere prinsippet, og andre kodelengder (regnet i antall chip) vil naturligvis også være innenfor oppfinnelsens ramme. Det er rett og slett ønsket at den ytre kodesekvens har en mye lengre kodeperiode enn den indre PN-spredekode.

Sekvensen som brukes for den nye ytre PN-kode kan være en vilkårlig hensiktsmessig kvasitilfeldig binærsekvens, og for eksemplet med 288 c lengde kan en full m-sekvens (2"<1>"<1>) imidlertid ikke brukes, men en del av en lengre m-sekvens kan i stedet gjøre nytten. Iblant kaller man en slik avdeling en "kuttet" sekvens. Sekvenser som er jevnt fordel over spekteret (spektralt hvite) er å foretrekke for å redusere innhentingstiden for den ytre PN-taktbestemmelse hos en bruker, men dette er ikke noe behov for å få anvendt oppfinnelsen. Den ytre kode er generelt en reell kode, mens den indre kan være en kompleks kode.

Kodelengden velges i forhold til bestemte tidsrelasjoner for et aktuelle kommunikasjonssystem eller sambandsnett, og dette tør være praktisk innenfor faget. Lengden vil være avhengig av bestemte apparater og kretser, blant annet korrelasjonskretser og andre signalinnhentingselementer. Dette betyr at kode-chip-lengden eller -perioden velges ut fra begrensninger i korrelasjonskretsen blant andre faktorer, men den totale kodelengde velges i stedet i forhold til den tid det tar å fa god nok oppløsning når det gjelder uklarheter ved separeringen når det gjelder forsinkelse og rammetider. I eksemplet holdes den indre spredekodes periode (kodelengde) innenfor perioden for en enkelt ytre PN-kode-chip. Den ytre PN-spredekode modulerer de indre PN-sekvenser (pilotsignalet), eller data og Walsh-symboler (trafikksignaler) for å frembringe den endelige spredesekvens som brukes.

Den ytre PN-spredekode kombineres deretter med utgangene fra de respektive multiplikatorledd 86 og 88, og selv om denne kombinasjon kan finne sted direkte, så som ved multiplikasjon vil man få forbedret ytelse og driftsforhold over et større frek-vensområde og forskyvninger ved å bruke et differensielt kodeskjema. Slik differensiell koding reduserer kravene til fasekoherens til en periode på omkring to ytre PN-chip, og i den foretrukne utførelse vil derfor den ytre kodeutgang fra generatoren 90 først differensielt kodes ved hjelp av en multiplikator 92 og et forsinkelseselement 94 ved at den ytre PN-kode går som et inngangssignal til multiplikatoren 92 som samtidig mottar et signal på en andre inngang fra forsinkelseselementet 94. Dette element har-en inngang koplet til utgangen av multiplikatoren 92. Verdien som brukes for forsinkelsen som legges inn av elementet 94 er en.chip-periode slik det er bestemt av den ytre PN-kodes chip-takt. Dette tilbakekoplingsarrangement danner et produkt mellom hver chip i den ytre PN-kode ved et tidspunkt k og en tidligere chip ved tidspunktet k-1 (for en forsinkelse på 1 c), og følgelig far man en kodet PN-sekvens som kan legges inn som et ytterligere dekke av chip'en NRZ (±1) idet forkortelsen står for manglende retur til null. I en bestemt utførelse kan verdien 0 brukes for å kode den første chip siden det ikke er noen tidligere enn denne.

Selv om det her er beskrevet en førsteordens differanse- eller differensialkoding vil fagfolk kunne innse at andre forsinkelser og større forskjeller enn den førsteordens som er beskrevet her, også kan finne anvendelse. Dette vil imidlertid kreve lengre koherenstider i kanalen og behøver ikke være så fordelaktig i mange aktuelle systemer. Ikke bare en førsteordens differanseløsning, men en andreordens differanseløsning kan imidlertid være brukbar i andre anvendelser. Et skjema som DDPSK ville for eksempel kreve mindre koherens, og derfor kan dette utvides til å omfatte: koherent, differensiell og andreordens differensiell deteksjon. Første og andre ordens forskjell vil imidlertid være tilstrekkelig for de fleste anvendelser.

Den differensielt kodede PN-sekvens overføres fra multiplikatoren 92 til de to etterfølgende multiplikatorer 96 og 98 som hver mottar sekvensen på den ene inngang og et av PNr eller PNQ-spredesignalene på den andre inngang. Signalene blir derved multiplisert sammen slik at PNr eller PNQ-signalene blir spredt av den differensielt kodede ytre PN-sekvens, hvilket fører til spektralspredte modulasjonssignaler som både er spredt av de indre og ytre PN-koder for I- og Q-kanalen. Disse modulasjonssignaler kan deretter overføres via ett av to etterfølgende basisbåndfiltre 100A og 100B av typen FIR (endelig pulsrespons) for å fjerne uønskede signalkomponenter som kan skyldes multippelspredning eller andre fenomener.

I sprederen som er vist på fig. 4b vil de tidligere kodede, innfelte og ortogonalt dekkede data eller informasjonssignaler mottas som tidligere via sig-nalkombinasjonskretser eller multiplikatorleddene 86 og 88, men de primære eller indre PN-spredekoder PNi og PNQ vil påtrykkes hver av to ytterligere multiplikatorledd 96' og 98' som på sin side mottar de kodede ytre PN-sekvenser på den ene inngang og en indre PN-kode som en andre inngang fra de respektive kodegeneratorer 82, 84 (tidligere kalt PN-generatorer). Kombinasjonen eller produktet av de to koder påtrykkes deretter inngangen på multiplikatorleddene 86 og 88, eller alternativt kan den ytre PN-kode påtrykkes uten differensialprosessering, slik det er vist med det stiplede element 90' som tilsvarer den ytre PN-generator 90.

Forholdet mellom de ytre og indre PN-spredekoder og de kodede datasymboler er vist i ytterligere detalj på fig. 5. De dekkede datasymboler er i dette eksempel konfigurert med lengde 128 c og innklokket i systemet ved spredekodetakten på 1,2288 Mc/s. Dette tilsvarer en kanaliseirngskode på lengden 128, men andre lengder så som 64 kan også etter ønske brukes. Dette fører til åtte kodesymboler (hvert på 128 c) per indre spredekodeperiode (på 1024 c).

Den ytre PN-kode vil holdes konstant over hele den indre PN-kodeperiode, og dette betyr at en slik ytre PN-kode med konstant chip-verdi vil dekke hele perioden på 1024 indre PN-koder. Ved riktig synkronisert søking kan derfor en brukerterminal hente inn den indre PN-kodes tidsreferanser og løse opp den ytre PN-kodetakt for å oppnå den ønskede taktstyring. For å kunne bruke denne løsning må imidlertid en brukerterminal være i stand til å utføre tilnærming tilstrekkelig godt når de ytre PN-kodegrenser kommer opp. Denne informasjon brukes for å hindre mottakerdelen i brukerterminalen fra å integrere signalenergien tvers over grenseområdene, hvilket fører til eller etablerer upresise taktresultater. Som vist på fig. 5 er derfor de ytre PN-kodegrenser lagt etter hverandre for å kunne finne sted ved grenseområdene for de indre PN-kodeperioder, ved hjelp av kjent system-timing.

Når først en sentral (GW) har forberedt de spektralspredte kommunikasjonssignaler og sendt dem via satellitten mot de mottas av de forskjellige brukerterminaler og den riktige signaltakt bestemmes. En mottakerdel i en brukerterminal og innrettet for å motta, samle og registrere eller dekode kommunikasjonssignaler som er dannet ved hjelp av den PN-kodeteknikk som er gjennomgått her, er delvis vist på fig. 6. Den brukerterminal som der er vist kan for eksempel være anordnet i en trådløs kommunikasjonsinnretning så som, men ikke begrenset til en mobiltelefon eller en satellittelefon.

Mottakerdelen som er vist på fig. 6 bruker minst én antenne 102 for å motta og formidle kommunikasjonssignaler til et analogt inngangstrinn 104 hvor signalene nedtransponeres og forsterkes for å videreføres ved en passende mellom- eller basisbåndfrekvens. Slik omformet gjennomgår de filtrering og ytterligere forsterkning. De resulterende signaler digitaliseres ved en bestemt takt og videreføres til det viste datamottakertrinn 106a og minst ett søkemottakertrinn 108. Utgangen fra disse trinnene er for å gjøre tegningen enklere vist med kombinerte fase- og kvadraturfasekanalsig-naler, men generelt er utgangene separert for I- og Q-kanalen.

Ytterligere datamottakertrinn 106B-N brukes for å oppnå signaldiversitet, idet dette kan være et valg i enkelte systemutforminger. Flere kjente faktorer vil være med på å bestemme antallet slike trinn, så som det typiske diversitetsnivå som er tilgjengelig, kompleksiteten, påliteligheten ved fremstillingen, kostnader etc, for å komme frem til . et innledende valg for antallet. Antallet trinn kan altså overstige ett og vil også være avhengig av kommunikasjonssystemets kompleksitet, antallet kanaler som skal søkes, den ønskede hastighet for signalinnhentingen, tidsrelaterte begrensninger etc., slik det lett forstås.

Brukerterminalens mottakerdel har også minst én styreprosessor 110 som er koplet til trinnene 106 (A-N) sammen med et søkemottakertrinn 108. Prosessoren har flere funksjoner og gir blant annet signalbehandling av basissignalene, taktstyring (timing), styring av omruting og effektregulering, koordinering av effekt og omruting, diversitetsstyring, diversitetskombinasjonsfunksjoner og valg av den frekvens eller det frekvensbånd som skal brukes for signalbærerne. En annen gmnnstyrefunksjon som ofte utføres av prosessoren 110 er valget eller manipuleringen av PN-kodesekvensene eller de ortogonale funksjoner eller kodesekvenser som skal brukes som en del av sig-naloverføringen og mottakerprosesseringen. Dette kan innbefatte fase- eller PN-kodetakt-offset (forskyvning) brukt for å hente inn forskjellige signaler.

Utgangen fra datamottakertrinnene 106 er koplet til en kombinasjonskrets 112 som inneholder en dekoder og som gir ut en enkel signalkanal til en etterfølgende basisbåndkrets 114 som ligger under kommando fra prosessoren 110 og inneholder de øvrige prosesserings- og presentasjonselementer som brukes i brukerterminalen for å overføre informasjon til og hente inn informasjon fra en "enhetsbruker". Dette betyr signal- eller datalagringselementer så som lagerkretser for transient eller langtids lagring, inn- og utkretser så som LCD- eller videoskjermer, høyttalere, tastaturterminaler og håndsett, A/D-omvandlere, talekodere og andre tale- og analogsignalbehandlingsele-menter, idet alle disse enheter eller kretser inngår som deler av abonnentbasis-båndutrustningen som bruker elementer av kjent type. Som vist på fig. 6 vil enkelte av disse elementer kunne arbeide under kommando fra eller i kommunikasjon med styreprosessoren 110.

For å kunne etablere eller opprettholde en kommunikasjonsvei gjennom et bestemt digitalt datamottakertrinn er en eller flere av søkemottakertrinnene 108 tildelt den oppgave å avsøke over bestemte PN-koder og -kodetidsforskyvninger samt det man kan kalle Dopplerfrekvensrommet, for mottatte kommunikasjonssignaler, i den hensikt å hente inn et aktuelt signal. Dette betyr at det periodisk gjennomsøkes i de digitalsignaler som mottas fra analoge mottakertrinn, for å fastlegge om en pilot (eller et annet ønsket signal) er til stede. Alternativt bestemmes først hvilke signaler som er mottatt og man finner om det er et egnet pilotsignal for bruk i den etterfølgende signalmottakingen og -dekodingen. I mange systemer er det sterkeste signal nettopp pilotsignalet, men dette er ikke alltid tilfellet og vil ofte ikke være realiteten innenfor enkelte satel-littsambandssystemer. Igjen betyr dette at pilotsignalet kan ha tilleggseffekt i forhold til et typisk trafikkanalsignal, for å sikre riktig og effektiv samt hurtig sporing og innhenting, og dette kan oppta mer effekt enn ønskelig, slik at resultatet blir uønsket interferens. Oppfinnelsens konsept innebærer imidlertid at man kan bruke det sterkeste signal uavhengig av om det egentlig er et pilotsignal eller ikke, så lenge PN-kode-timingen er riktig, eller man har et svakt pilotsignal.

En måte å fastlegge om en pilot (eller et annet) signals takt er etablert for å velge en antatt faseforskyvning på, i form av en hypotese for pilotsignalets PN-kodefase og deretter utprøve dette ved å samle kommunikasjonssignalene og den tilhørende støy ved hjelp av lokalt genererte referanse-PN-spredekoder som er lagt inn ved de aktuelle tidsforskyvninger går ut på at energien som er knyttet til de enkelte signal-chip i korrelerte signaler blir integrert over et gitt tidsintervall og deretter sammenliknet med en eller flere gitte terskelverdier. Den akkumulerte energi bør være høyest eller minst overskride et gitt energiterskelnivå når den lokale referanse og signal-PN-spredekodene har samme timing.

Apparatur som kan brukes for å utføre slik energimåling ved å utføre beslutninger når et gjelder PN-kode-timing-registrering kalles ofte teststatistikk-computere og er ytterligere beskrevet i vårt US-patent 5 644 591 med tittel "Method and Apparatus for performing Search Acquisition in a CDMA Communication System" samt US 5 577 025 med tittel "Signal Acquisition in a Multi-User Communication System using multiple Walsh-Channels", og begges innhold tas her med som referansemateriale.

Et typisk apparat eller en kretssarnmenstilling for å hente inn signaler ved hjelp av denne nye ytre sprede- eller PN-kode er vist på fig. 7. Betjeningen innebærer at den innerste av de to PN-koder eller -kodesettene allerede er hentet inn, så som i det apparat som er beskrevet i patentene angitt i forrige avsnitt. Dette betyr at brukerterminalkretser allerede har fastlagt en hensiktsmessig tidsforskyvning for den indre PN-kode, og etter en slik første "runde" med signalinnhenting brukes den estimerte eller fastlagte tidsforskyvning for den indre PN-spredekode for å samle de mottatte signaler i forhold til denne kode og derved frembringe datasymboler relatert til den ytre PN-kode ved spredning.

Samlingen eller generelt opphevingen av spredningen utføres ved å legge inn lokalt genererte spredekoder av typen PN^re og PNq.^ som inngangsstørrelser til en samler 120 eller korrelator. Disse koder føres deretter til de mottatte kommunikasjonssignaler ved å bruke den tidligere bestemte PN-kodetidsforskyvning. Utgangen fra samleren 120 går til et par akkumulatortrinn 122A og 122B som også kan kalles akkumuleirngs/summeringselementer. De samler opp utgangen fra enten I- eller Q-kanalen over den indre PN-kodes periode. Siden hver ytre PN-"chip":periode utvides over den indre PN-kode(symbol)periode vil symbolenergien akkumuleres over denne periode for å gi energien til hver ytre PN-kode-chip. Ik- og Qk-verdiene som er vist på fig. 7 tilsvarer den k-te I- og Q-spredekode for de ytre PN-chip som er dannet ved akkumulering av 1024 av de indre tilsvarende chip, i eksemplet. Andre sprede-kodelengder fører til andre tilsvarende forskjellige akkumuleringsperioder eller antall subsekvenser eller chip.

For å hente inn den ytre PN-kode fra Ik- og Qk-verdiene må brukerens terminalmottakerdel først utføre foroverregulering differensiell dekoding av signalene. Et eksempel på dette er å bruke en skalarmultiplikasjonsstruktur slik det generelt brukes i datademodulasjon. En ytterligere gjennomgåelse av en slik struktur og driften for datademodulasjon kan finnes i vårt US-patent 5 506 865 med tittel "Pilot Carrier Dot Product Circuit", og innholdet tas her med som referansemateriale.

I den teknikk som er gjennomgått i patentet nevnt ovenfor dannes et skalarprodukt mellom en datasignalvektor og en referansevektor som er utledet fra et mottatt pilotsignal. En typisk datavektor har symbollengde på 64 eller 128 chip, og dette er lengden av de ortogonale kanaliseirngskoder. I kontrast til datasig-nalmottakingssituasjonen er imidlertid den foreliggende symbolperiode 1024 indre chip, og de aktuelle (Ik, QiJ-signalvektorene skalarmultipliseres med en tidligere sig-nalvektor i stedet for med en referansevektor. Den samme ytre PN-kode brukes for både

I- og Q-kanalen, og den midlere verdi (chip-energien E) av en ytre PN-chip i en av disse kanalene vil da anta formen:

hvor Ec er det mottatte signals chip-energi, E{Ik} er den midlere verdi for I-kanalen, og E{Qk} er den midlere verdi for Q-kanalen.

Skalarproduktet som er tilordnet en ytre PN-chip k har formen:

Når den ytre spredekode PN-chip k er den samme som den foregående, k-1, vil den midlere verdi av c* rett og slett være 1024 Ec (kodelengden kvadrert og multiplisert med chip-energien). Dersom imidlertid de ytre PN-chip avviker fra hverandre vil den midlere verdi av dk være -(1024<2>Ec) og den ønskede differensialdekoding er utført.

Differensialdekoding av de mottatte chip ved hjelp av skalarmultiplikasjon er vist skjematisk til venstre på fig. 7. Utgangen fra akkumulatortrinnet 122A er ført som den ene inngang til et multiplikasjonsledd 124A, mens utgangen av det viste andre akkumulatortrinn 122B går som en inngang til det viste andre multiplikasjonsledd 124B. Samtidig går utgangene fra akkumulatortrinnene til inngangen på sin respektive forsinkelseskrets 126A og 126B hvis utgang går som en andre inngang til multiplikasjonsleddene. Dermed forsinkes den ytre PN-chip-periode for Ik- og Qk-signalene før de føres til multiplikasjon. På denne måte dannes produktene mellom hver PN-chip k og den foregående.

Produktene som dannes i multiplikasjonsleddene 124 for de k-te og (k-l)-te I-og Q-chip summeres deretter sammen i et summeringsledd 128 for å frembringe det ønskede skalarprodukt dk som tilsvarer den ytre spredekode PN med differensialkodingen fjernet. Den dekodede PN-kode-chip-sekvens dk korreleres deretter mot forskjellige tidsforskyvninger i en lokal versjon av den ytre PN-kode, og siden den ytre PN-spredekode har en lengre periode, nemlig i størrelsesorden 240 ms er det viktig å bringe sannsynligheten for å registrere den riktige flukting innenfor den ytre PN-periode (288 ytre PN-chip) til et maksimum. Ellers vil en betydelig tidsperiode passere og vil i alt vesentlig være bortkastet når det gjelder å utføre ytterligere signalbehandling ved ventingen på den neste periode for å starte.

Dette leder tanken hen mot at man kunne bruke et tilpasset filter som en løsning for å implementere korrelasjonsmekanismen, og i henhold til dette konsept bruker man et slikt tilpasset filter, idet det er utformet som en tappet forsinkelseslinje med et antall W lagerelementer, slik at man får en fiiterlengde W. De vektfaktorer som fremgår ved uttaket i tappingene vil være de første W sifre for den ytre PN-kode, og samtlige av de W veide utganger blir deretter summert i et akkumulatortrinn hver gang en ny ytre spredekode-PN-chip mottas og klokkes inn i filtret. Utgangen fra akkumulatortrinnet sammenliknes deretter med en terskelverdi. En utgang som overstiger denne indikerer riktig flukting med den ytre PN-spredekode, og på denne måte vil man ved bruk av et slikt tilpasset filter fa en meget stor sannsynlighet for innhenting av den pilot som ligger innenfor en eller to perioder. Lengre filtre gir bedre sannsynlighet for riktig deteksjon enn kortere, men er naturligvis mer kostbare.

Løsningen med et slikt tilpasset filter er vist på fig. 7, og filtret 130 er der koplet for å motta de sekvensordnede dk-verdier på inngangen og gi ut en korrelert utgang til en etterfølgende komparator 136 som på sin utgang gir en indikasjon på når korrelasjonsutgangen fra filtret 130 overstiger den fastlagte terskel. Utgangen fra komparatoren 136 kan brukes sammen med kjente deteksjons- og innhentingskretser for å velge eller indikere når valgte takt-offset-verdier som brukes for den ytre PN-spredning er riktige eller hensiktsmessige.

Det man kan kalle interankomsttiden for de ytre PN-chips i eksemplet ovenfor er 0,833 ms, og dette muliggjør å utføre filtreringen i filteret 130 ved hjelp av forskjellige former for kretser eller programelementer innenfor den kjente teknikk. Det faktum at tappeveiefaktorene er begrenset til settet {+1,-1} muliggjør at man kan bruke en enkel seriesummeirngskrets for å summere elementene i filteret med tappevektene for å indikere addisjon eller subtraksjon. Man kan for eksempel bruke en sirkulær buffer for å implementere filteret.

Siden hver ytre PN-chip er dannet ved summen av 1024 indre PN-chip vil de ytre PN-chip dra nytte av en 30 dB "prosesseringsgevinst" i forhold til de indre PN-chip, og denne gevinst eller forsterkning innebærer at forskjellen mellom spissmaksimum og maksimum utenfor spissen (Rmaks) for den ytre PN-autokorrelasjons-funksjon (ACF) er enda viktigere ved å bestemme innhentingsutførelsen enn for den indre PN-spredekode. Bare noen få av de største ACF-verdier utenfor spissene er store nok til å skyves over terskelen ved tilføyelsen av støy, og følgelig vil hovedkriteriet for å velge en ytre PN-kode måtte være minimaliseringen av den maksimale korrelasjonsverdi utenfor spissene for en passende partiell korrelasjonsvindusstørrelse (det vil si en bestemt lengde for det tilpassede filter).

Siden de ytre kode-chip varer omkring tusen ganger lenger enn de indre vil en korrelasjon basert på 24 ytre chip integrere tusen ganger mer signalenergi enn en korrelasjon som er basert på 24 indre chip. Selv ved integrasjon over en hel lengre indre kode, la oss si i størrelsesorden 2048 chip ville man få mer enn ti ganger signalenergien, og et eksempel på det relative anslag dette gir mot korrelasjonsprosessen er vist på fig. 8 hvor en responskurve 160 er trukket for å illustrere en typisk respons for en spiss og responsen utenfor en spiss når man bruker en lengre PN-spredekode, mens en kurve 162 viser responsen når man bruker et tilpasset filter med den kortere ytre PN-kode. Fordelen er åpenbar.

Skjemaet med deteksjon via et tilpasset filter og beskrevet ovenfor arbeider imidlertid bare på riktig måte når terskelverdien er skalert i forhold til en gjennomsnittlig mottatt ytre PN-chip-energi. En enkel, men effektiv måte å fastlegge en slik terskel på er å etablere en verdi som ligger midt mellom det midlere korrelasjonsresultat ved flukting eller tilpasning, nemlig 1024 WEc og det maksimale midlere resultat ved mistilpasning, nemlig 10242Rmai(SEc.

Bestemmelse av denne terskelverdi krever generelt at man har en eller annen form for automatisk terskelregulering (ATC) for å kune kalibrere riktig, og en slik ATC-verdi er heldigvis relativt lett å finne siden resultatet av skalarmultiplikasjonen gir et estimat på 1024<2>EC. Samplingsverdier av utgangen kan rutes til et enkelt filter hvor verdiene midles, og derved får man en viss grad av støyimmunitet. Den resulterende midlere verdi skaleres med en faktor ( W+ Rmaks)/ 2 for å frembringe den søkte terskelverdi.

Denne tilnærmelse er illustrert i nedre høyre halvdel av fig. 7 hvor det er vist et formingselement 132 for å etablere størrelse eller amplitude, og koplingen av dette element er vist for å motta sekvensen av skalarproduktverdiene d^ Elementet 132 gir en utgang som er en indikasjon på den relative amplitude for de mottatte innkommende sekvenser, og denne amplitude kan brukes som en inngangsstørrelse til det etterfølgende terskeltrinn 134 som på sin side utfører gjennomsnittsberegning eller midling av verdiene og skalerer resultatet med den gitte faktor (W+RmafcOÆ for å komme frem til den ønskede referanseterskelverdi. Denne verdi går så som en inngang til komparatoren 136. I den alternative løsning kan elementet 132 og filteret 134 erstattes av et eller flere ytterligere tilpassede filtre (ikke vist), og deteksjonen kunne da utføres ved å bruke sammenlikninger mellom utgangene fra disse filtre i stedet for å sammenlikne mot en terskelverdi. Utgangene fra tilpassede filtre kan for eksempel samles opp over en hel ytre PN-periode, og deretter velger man den største utgangsverdi.

Det er en rekke andre aspekter som bør tas i betraktning når oppfinnelsen skal finne sin anvendelse. Første og fremst brukes tids- og frekvensfølgere ("trackers") av brukerterminalenes mottakerdel for å "passe på" timingen for de indre PN-spredekoder. Bruken av frekvensfølgere er gjennomgått i nærmere detalj i de patentskrifter som er angitt ovenfor når det gjelder signalinnhentingen. Slike følgere bør koples inn for å arbeide før starten av den ytre PN-innhenting, idet dette sørger for at signalene blir så koherente som mulig over den 1024-lengdes oppsamling som utføres. Følgeme er gjort immune overfor den ytre PN-modulasjon ved å sette akkumuleringen slik at den ikke omfatter mer enn til grensene for den ytre PN-chip. Slike frekvensfølgere må imidlertid motta inngangen direkte fra samleren, siden pilotfiltre ikke vil være immune overfor ytre PN-modulasjon, som ønsket.

Dernest må genereringen av den lokale versjon av den ytre PN-spredekode slås av under den ytre PN-innhenting. Når den ytre PN-timing er løst opp vil den lokale ytre PN-generator aktiveres for å starte fjerning av den ytre kode fra de mottatte data.

For det tredje bør den ytre PN-spredekodeinnhenting ikke starte før frek-vensfølgeren er nær sin stabile arbeidstilstand. Dersom innhentingen starter når en følger fremdeles er i en transient modus vil terskelkalibreringen ikke være helt gyldig på grunn av variasjoner i energien Ec som følge av frekvensfeilendringer. Man trenger da en eller annen måte å bestemme når terskelverdien er gyldig, og potensielt kan man bruke en måling og måleresultatet fra en bekreftelsestrinn for å gi estimat på energien F^ og den tilsvarende terskelverdi, og deretter ventes med innhentingen av den ytre PN inntil den aktuelle terskelverdi har kommet opp i 90% av dette estimat. Når skalarproduktverdiene er å betrakte som gyldige tillates også en forsinkelse på W ytre PN-chip for å kunne "laste inn" data i det tilpassede filter før deteksjonsterskelprøven er klarert.

Selv om utførelsen av oppfinnelsen, slik den er beskrevet ovenfor representerer en fordel når det gjelder kunsten å få til god signalinnhenting eller -innlasting er det oppdaget at ytterligere forbedringer kan oppnås ved å bruke bestemte ytre sprede-kodesekvenser, nemlig visse typer sekvenser for å bedre ytelsen for å tilpasse den ytre PN-spredekode ytterligere. En analyse av utviklingen og bruken av slike sekvenser er gitt nedenfor:

Generelt vil økning av størrelsen W og valg av en passende kode gi mindre sannsynlighet for feil (utfall og falsk alarm). Velger man imidlertid en passende kode må dette regnes som viktig siden verdien av Rn^s vil øke sammen med økning av W, men forbedringer i kommunikasjonssystemytelsen kan være meget begrenset selv om størrelsen W økes. Dette fremgår ved å bruke en tilnærmelse for å oppnå et estimat av sannsynligheten for utfall, Pmiss, idet denne sannsynlighet er bestemt ved:

hvor Io er det interferenssignalnivå som gjelder ved mottakingen av det signal som har interesse.

Dersom verdiene for Ec/I0 og N, lengden av den indre PN-kode er fastlagt og samtlige av de øvrige konstante ledd kombineres til en enkelt konstant C kan formelen reduseres på følgende måte:

Det å oppnå et presist estimat for sannsynligheten for falsk alarm er imidlertid vanskeligere siden det er mange muligheter for slik alarm innenfor hver ytre PN-periode, og siden den statistiske fordeling for sannsynlighet for slike hendelser vil variere ut fra de tilsvarende verdier for autokoirelasjonsfunksjonen. Det er imidlertid ganske sikkert at sannsynligheten for falsk alarm, på samme måte som sannsynligheten for utfall ("miss") reduseres som en funksjon av størrelsen (W-Rm^/Vw, og som en meget grov tilnærming kan sannsynligheten for falsk alarm sies å være større enn PmisS med så mye som en dekade på grunn av de mange muligheter for falsk alarm. For å komme frem til en riktigere verdi for denne sannsynligheten er det generelt best å ta i bruk simuleringer. Ut fra observasjon av det andre forhold gitt ovenfor fremgår at den beste ytelse generelt vil kunne oppnås ved å bringe forskjellen mellom W og R^k til et maksimum, samtidig med at man holder W så liten som mulig. Det å holde størrelsen W liten er også ønskelig ut fra apparatutrustningsperspektivet.

Den beste koden velges for bruk i oppfinnelsen ved å ta i bruk et seleksjonskriterium som går ut fra en partiell signal- eller kodekorrelasjon i stedet for en komplett korrelasjon. En fullstendig søking over alle de 2 mulige lengder for de 288 binære sekvenser utføres ikke hver gang en brukerterminal setter i gang innhenting av et signal, men bare en eller flere ganger under oppsettingen av kommunikasjonssystemet for å finne en passende kode. En slik søking ville bli uforholdsmessig lang og gi uønskede kommunikasjonsforsinkelser, og derfor ble det utviklet en mer anvendelig og effektiv løsning, selv om også denne manglet noe på å være ideell.

Denne teknikk eller løsning går ut på at man velger et tilpasset filter med lengde W, genererer en kode eller bygger opp en slik fra subsekvenser med lengden W og setter denne opp med strukturen [A B B ... B]. Antas for eksempel at W velges til å være 24 chip (en filterlengde på 24) og at den totale PN-kodelengde er 288 chip. Begge subsekvenser A og B får da lengden 24, og B vil komme frem totalt elleve ganger [det vil si (288 chip - 24 chip)/24 chip gir 11 for dette antall]. Det tilpassede filter bygges deretter opp ved å bruke antallet A subsekvenser slik at mottakeren alltid vil korrelere A mot en av de 24 ytre chip-subsekvenser tilhørende den totale kode med lengde 288, og dette er langt raskere enn å utføre korrelasjon over hele sekvensen.

Når brukerterminalens mottakerdels timing er i flukt med den ytre PN-kode blir den resulterende korrelasjonsverdi lik W (24), uavhengig av valget av A eller B, og dette betyr at korrelasjonsverdien reflekterer W totale mottatte chip for tilpassede signaler og ingenting når ikke det foreligger tilpasning (flukting). Ett mål er altså å velge verdier for A og B slik at samtlige av de periodiske korrelasjoner av B med A blir redusert til et minimum og slik at korrelasjonene av A med overføringsområdene A B og B A for den gjentatte PN-kode også blir brakt til et minimum. I og med oppfinnelsen ble det oppdaget at et effektivt valg av chip-verdier for B-subsekvensen er å la samtlige chip enten være +1 eller -1. En slik løsning gjør det mulig å utføre en utvidet søking etter en beste A-sekvens, så lenge W ikke er for stor, og resultatet gir en ytre spredekode som er relativt lett å frembringe.

Anvendelsen av søketeknikken som er beskrevet ovenfor førte til at man fant meget god kodetilpasning til en lengde på 24 (W=24) og med Rmaks=0. Den identifiserte kode frembringer feilsannsynligheter som er flere størrelsesordener mindre (for W=24) enn koder som er utviklet ved annen gjennomprøvd teknikk, så som trunkering av m-sekvenser eller kvasitilfeldig søk. Ved et nytteforhold Eg/Io på -21 dB vil sannsynligheten for falsk alarm være mindre enn IO"<4>, i alle fall er dette forventet, og med en enda mindre sannsynlighet for fullt utfall. Følgelig antar man at ved å bruke den kode som er angitt nedenfor kan få så godt kompromiss mellom små feilhyppigheter og ved å holde det tilpassede filter så kort som mulig.

De første 24 b i denne kode, den såkalte A-del blir:

med samtlige resterende sifre, B-delen l-er. Omvandling av 1-erne til 0 og -1 til +1 kan den ytre PN omdannes til mer kompakt oktal form:

for lagring og gjenhenting. Dette betyr at ±1-formatet er anvendelig for å studere korrelasjon og interferens, men PN-generatorene baseres vanligvis på formatet 0,1 og oktalkoder brukes vanligvis i kodesystemene.

Et eksempel på timingen av en slik kode over de 288 chip i perioden i forhold til filterprosessen er vist på fig. 9. Der har man en ytre brukbar kode 170 med chip med en 24 b variabel del 172 etterfulgt av en 264 chip eller b konstant del 174 med l-er. Til sammenlikning vil en del av den lengre kvasitilfeldige kode 176 også kunne være anvendelig for å implementere oppfinnelsen, slik den er gjennomgått nedenfor, og dette er også vist.

Det kan være mer hensiktsmessig å lagre de differensielt kodede ytre PN-kodene eller -sekvensene med en portalsenderkrets i stedet for å lagre en ukodet versjon og ha en differensialkoder i apparatur for å arbeide med de aktuelle data, slik det er vist på fig. 4, og dette ville redusere apparaturen ved å eliminere multiplikatoren 92 og forsinkelseskretsen 94 for hver av de mange kanaler som er prosessert av sentralen. For å få til en slik reduksjon kan en konvensjon tas i bruk for å lagre differensialt kodede sekvenser i lager- eller opplistingselementer som brukes i senderen, idet de da er initialisert til 1 i notasjon {1, -1} eller 0 i notasjon {0, 1}. Ved bruk av denne tilnærmelse og lagring av en differensialt kodet PN-kode får man de første differensialt kodede 24 b i sekvensen fra det som er gitt ovenfor på følgende måte:

med samtlige resterende 264 b eller chip -1.

Uheldigvis har man en mindre ulempe under lagringen av den differensialt kodede versjon av denne ytre PN-spredekode. Etter komplettering av kodingen over en full periode for den ytre PN-kode vil tilstanden for senderen eller lageret for differensialkodingen, det vil si den lagrede verdi være motsatt av det den var ved starten av den ytre PN-periode, og dette betyr at man ved gjentatt koding av den ytre PN-sekvens frembringer en differensialkodesekvens med periodisitet 2x288 (chip), hvor den andre halvdel av sekvensen er komplementet til den første halvdel.

Forskjellige løsninger kan brukes for å håndtere denne mindre komplikasjon. Først og fremst kan den ukodede ytre PN-kode lagres over en periode og differensialkodingen utføres i sanntid. Dernest kan de totale 2x288 b av den differensialt kodede ytre PN-spredekode lagres over en ytre PN-periode. For det tredje kan et enkelt siffer et eller annet sted mellom sifrene 48 og 264 i den ukodede ytre PN-kodesekvens skiftes om til motsatt verdi. Denne enkle omskifting beholder Rmafe^ °g gjør perioden for den kodede ytre PN lik 288 b. For det fjerde kan siffer 24 i den ukodede ytre PN-kode skiftes om, og dette beholder strengen av 264 l-er og gjør perioden for den kodede ytre PN-spredekode lik 288 b. Imidlertid kan ytelsen lide med denne senere teknikk ved at Rmaks nå blir lik to.

Når W er lik 24 vil den ytre PN-kode som er spesifisert ovenfor føre til at Rmaks blir lik null, men | R | være lik åtte. Hvis av en eller annen grunn det er ønskelig å bruke en ytre PN-kode som har en liten verdi for | R! kan den følgende kode i oktal form:

og i omvandlet binær form gi en verdi for | R | maks lik fire.

En simulering ble utført ved hjelp av de valgte PN-spredekoder som er gitt ovenfor og den innhentingskrets som er vist på fig. 7. Selv da man brukte pilotsig-nalstyrker så lave som Ec/Io - -22 dB ble feilsannsynligheten så liten at ikke en enkelt feil, enten et helt utfall eller en falsk alarm fant sted i løpet av 100.000 simulerte prøver. Dette betyr at sannsynligheten for at systemet på ukorrekt måte indikerer at PN-spredekodens taktbestemmelse ikke er presis, er meget liten. En analytisk tilnærmelse for ATC-måten estimerte en sannsynlighet for et utfall når EJIq = -22 dB som omkring 3,4x1c6. Når verdien av dette forhold ble ytterligere redusert til -25 dB ga analysen en sannsynlighet for et utfall på omkring lx IO"3. Ved hjelp av ATC-måten ble det tilsvarende resultat for 100 000 forsøk en sannsynlighet på omkring 2,6x10^ og 7xl0<4 >for falsk alarm. Ved å bruke måten som går ut på å ta ut den største verdien, referert til tidligere førte dette til en sannsynlighet på mindre enn 1 x IO"5 for et utfall og mindre enn lx 10'5 for falske alarmer for det samme antall forsøk. Dette betyr at man ikke så hverken falske alarmer eller utfall i løpet av de 100.000 forsøk som ble gjort.

Hvis enda mindre feilsannsynligheter skulle ønskes er en kostnadseffektiv løsning å forespørre etter en ny prøve. Dette gjøres, enklest ved rett og slett å vente en periode på 288 ytre chip etter en ytre PN-kodedeteksjon og gjenta taktbesternmelses-prøven. Sannsynligheten for en falsk alarm i begge uavhengige forsøk vil være kvadratet av sannsynligheten for falsk alarm ved et enkelt forsøk. Bruker man for eksempel et slikt andre forsøk med ATC-måten og EJl0 = -25 dB vil sannsynligheten for falsk alarm endre seg fra 7xl0<4> til omkring 4,9xl0"<7>. Tidstapet ved å bruke en slik andre forsøksrunde er ytterligere 240 ms.

PN-koden som er angitt ovenfor fører til en ytre PN-kode som består av et kort vilkårlig segment med lengde 24 chip og et langt konstant segment med lengde 264 chip. En alternativ PN-kode har også blitt observert og som ser kvasistøymessig ut over hele lengden på 288 chip, og en slik kode kan på enkel måte utformes som en trunkert m-sekvens.

Denne ytre kode er et subsekvensutsnitt fra en m-sekvens med lengde 511 b. Det karakteristiske polynom er:

Et eksempel på en generatoroppbygging for å frembringe en slik kode er vist i den såkalte Galois LFSR-konfigurasjon på fig. 10. Den innledende tilstand (registeirnnholdet) bør være [000010010]. De første ni sifre i den valgte sekvens vil være 010000110 og med det venstre siffer tilsvarende den første chip. Denne generator skal klokkes 288 ganger og deretter tilbakestilles til starttilstanden for å gi den ønskede kodesekvens, og dette betyr at den ytre PN-sekvens gjentar seg selv hver 288 chip eller hver ytre chip-periode.

Dette fører til en kode med maksimal korrelasjon utenfor spiss på 12 i et korrelasjonsvindu med størrelse 48. Dette kan gi bedre ytelse enn den tidligere kode som var spesielt optimalisert for et tilpasset filter med lengde 24. Det gir et akseptabelt nivå for ytelsen med et enkelt søk. Den utrunkerte kode kan studeres i "Spread Spectrum Communications" vol. 1 av Simon et al., i tabell 5.8.

Måten med tilpasset filterdetektor og brukt i utførelsen beskrevet ovenfor behøver ikke alltid arte seg så bra med denne alternative PN-kode. Selv om filterlengden for eksempel dobles til 48 b vi sannsynligheten for ikke å registrere korrekt signal-timing (1-Pdetect) er mer enn en størrelsesorden over alternativkoden, når en fast sannsynlighet for falsk alarm er gitt. En annen utførelse for kretsen for PN-kodeinnhenting er derfor også foreslått og skal nå beskrives. Grunnkonseptet består da av oppsamling av en blokk med ytre PN-chip fra utgangen fra differensialdekodeele-menter 124A, 124B og 128 og deretter utføre korrelasjon av denne blokk mot alle mulige innordninger av en lokal referanse for den ytre PN-spredekode. En oppbygging for signalinnhentingen for å oppnå denne korrelasjonsprosess er vist på fig. 11.

Fig. 11 viser således de deler som gjelder samlingen og differensialdekodingen i et signalinnhentingsapparat som ikke er særlig endret fra det.som er vist på fig. 7, men det tilpassede filter 130 for å motta de ytre PN-kode-chip dk er likevel erstattet av en buffer 140 og en blokkorrelator 142. Den aktuelle størrelse av bufferen og de datablokker som brukes i korrelatoren bestemmes ut fra den bestemte anvendelse og driftsparametrene for kommunikasjonssystemet, hvilket tør være kjent. Dette betyr at kretskompleksiteten og den tid det tar for å behandle datablokker vil bestemme disse størrelser, sammen med krav for innhentingshastighet og nøyaktighet.

For å illustrere dette brukes en størrelse på 48 chip som representativ verdi ved gjennomgåelse av utførelsen. I eksemplet henter bufferen 140 48 ytre PN-kode-chip eller chip over en 48 ytre chip-periode, hvoretter de overføres som en blokk med data til blokkorrelatoren 142 for prosessering. Når disse data er overført fra denne korrelator startes mottakingen og bufferordningen av de neste 48 ytre chip.

Mer detaljert er en slik korrelator 142 vist på fig. 12. Når en blokk med dekodede ytre PN-kodechip overføres til den vil de enkelte chip lagres i påfølgende lageradresser DATA(O) frem til DATA(47) i et lagerelement 148 som også kan kalles en datablokk. En lokal binær kopi (±1 i denne modell) av den ytre PN-kode lagres i en rekke påfølgende lageradresser PN(0)-PN(287) i et lagerelement 146 som også kan kalles en ytre kodeblokk. Disse blokker har en utgangslinje som kan kalles buss og som er koplet til inngangen på en etterfølgende akkumulator 142, og utgangen fra datablokken 142 går til denne akkumulators inngang, mens utgangen av den ytre kodeblokk 146 ledes til en summerings/subtraksjonsinngang på akkumulatoren.

Binærverdiene som hentes ut fra den ytre PN-kodeblokk 146 brukes til å styre akkumulatorens 148 summerings/subtraksjonslinjer slik at de bestemmer om de aktuelle dataverdier blir hentet ut fra blokken 144 eller ikke, for summering eller subtraksjon til/fra det aktuelle akkumulatorinnhold. Akkumulatoren 148 beregner eller genererer korrelasjonen av disse data med den lokale PN-spredekode ved hvert mulig lokalt PN-kodeforsinkelsestidspunkt. Generelt vil en tidsforsinkelse prøves for hver av de 288 gjennomføringer via de aktuelle data.

Den største korrelasjonsverdi og den tilsvarende indeks lagres i en annen lageradresse 150 som kan inngå som en del av akkumulatoren 148. Indeksverdien rapporteres til en styreenhet 110 eller en annen signalinnhentingskrets, som det beste estimat for den riktige ytre PN-spredekodes flukting. En kvasikoderepresentasjon av de trinn som brukes under denne prosess er gitt nedenfor. De enkelte trinn gjentas hver gang en ny blokk av dekodede ytre PN-kodechip overføres til blokkorrelatoren 142. Trinnene i denne uttrykkes således av disse kvasikodetrinn:

Dette prosesserer de innkommende data på en enkel måte ved først å sette verdiene for R, og Rmaksj lik 0, idet "i" er en indeksverdi for et bestemt tidspunkt eller en bestemt faseforskyvning for en kode. Dette betyr antallet chip som koden er forskjøvet med. For hver Rj som løper fra 0 til 287 bestemmes R for hver av de 48 dataverdier, det vil si for j = 0 til 47, i henhold til sammenhengen:

Hver gang R bestemmes sammenliknes verdien med Rmaksj°g dersom den fastlagte verdi for R er større enn den i øyeblikket lagrede verdi for R,,^ vil Rmak settes lik denne nye verdi for R, mens Rmaks j settes lik Rj. Av denne grunn vil denne verdi av R velges som en ny verdi for Rmaks hver gang R overstiger Rm^, og Rrverdien som frembringes på denne måte vil bli registrert som Rmaksj- Ved slutten av prosesseringen gir verdien for R,^ ; den ønskede timing-informasjon.

En ulempe med en slik andre foreslått PN-kode i forhold til den første er at den krever mer apparatur for å utnyttes, primært i form av lager og tilhørende innhentingskretser. Denne PN-kode krever også en høyere relativt beregningstakt for bufferbehandling og prosesseringsblokkene for de dekodede ytre chip. Samtidig og dessuten når man bruker lengre blokker vil deteksjonen og den falske alarmen ikke komme så godt ut statistisk (basert på en enkelt blokk) som de situasjoner man hadde for den første foreslåtte PN-kode. Det ble antatt at det var noenlunde samme forhold, men man fant likevel at utvidbarheten for den alternative yre PN-kode og muligheten for gjentatt studium uten å vente på en hel ytre PN-periode var verdt den tilføyde beregningskompleksitet. Av denne grunn kan en mer tilfeldig ytre kode brukes i stedet for den spesielle kode [A B B ... B]. Dette betyr at man også kan bruke et lengre korrelasjonsvindu på W = 48. Det viser seg at dette er langt nok til at en relevant tabell over PN-koder også kan finnes i litteraturen, og en av de kodene som kommer ut fra tabellen gir ytelse tilsvarende (eller noe bedre enn) den ytelse man har for den spesielle kode som er tilpasset W = 24.

■ Som gjennomgått tidligere og for å ta et andre overblikk over den ytre PN-timing eller -tilpasning for å undersøke den riktige innhenting eller flukting for den første foreslåtte PN-kode, innebærer at man må vente over hele. B-perioden for PN-koden og laste inn i igjen i A-delen. Dette betyr at det går omkring 240 ms (den ytre PN-kodeperiode) før den interessante del av den ytre PN-kode på ny lastes inn i det tilpassede filter 130. Med tilnærmingen for den alternative PN-kode kan et andre overblikk brukes med den neste blokk av dekodede ytre PN-kodechip. Ved for eksempel å bruke en blokkstørrelse på 48 dekodede chip kan korrelasjonsprøvepro-sessen eller prosesseringen (en prøving ved hver av de 288 data som går forbi) gjentas flere ganger i løpet av en enkelt ytre PN-periode. Muligheten for å gjøre inn-hentingsbeslutninger basert på gjentatte prøver med i praksis ingen venteperiode, vil mer enn kompensere for den ytterligere beregningskompleksitet som innebæres, i en enkelt prøve som bruker den alternative PN-kode.

Ytterligere fordeler med å bruke en mer tilfeldig ytre PN-kode er at alle deler av den alternative ytre PN-kode fører informasjon, og dette gjør den alternative ytre PN-spredekode mer robust i feilpulsomgivelser siden eventuelle blokker av dekodede chip kan brukes. I kontrast vil bare den begrensede A-del i den først foreslåtte PN-spredekode brukes, og i tillegg vil en PN-spredekode som bruker en lang fast del ikke være utvidbar siden den spesielt er satt opp for å optimalisere ytelsen med en bestemt lengde N, her N = 24, for detektoren for det tilpassede filter. B-delen i denne kode er ikke foranderlig og gir ikke bedret ytelse dersom de resterende deler av innhentingskretsen også endres, så som ved å øke blokkstørrelsen for lageret eller korrela-sj omkretsene etc. Det alternative PN-spredekodekonsept er imidlertid mer riktig kvasitilfeldig over hele lengden og gjør det mer egnet for modifikasjoner.

Som tidligere fastslått er ikke de enkelte driftstrinn nødvendigvis en indre kode først og deretter en ytre kode, og bruken av en første og en andre sekvens er bare satt opp for å gjøre gjennomgangen tydeligere og i henhold til gjengse konvensjoner. Dette kan ses på slik måte at det etableres en ny lengre kode med enkelte spesielt "skreddersydde" trekk, som produktet av disse to koder. Ordenen for overføringssiden (senderen) eller demodulatoren kan skje vilkårlig, og dette betyr at man kan legge inn disse spredesekvenser i den ene eller den andre rekkefølge. De kan legge den indre kode først til de aktuelle data og deretter den ytre kode, eller omvendt. Alternativt kan driften finne sted som en separat kombinasjon av de koder som deretter brukes for spredning. Søkemottakeren er imidlertid følsom overfor hvilken rekkefølge trinnene kommer inn i, og i denne vil den indre kode først bli samlet eller brukes for samling. Dette betyr at det ikke er likegyldig for innhentingsformålene i søkeren om det er den indre PN-kode som kommer først og deretter den ytre PN-sekvens, eller omvendt.

Det bør være klart at innhentingsprosessen er en totrinns prosess, og av enkelte kalles denne prosess "clinching". I praksis vil den trådløse innretning eller telefonen først hente inn den indre kode, hvilket skjer fort, og deretter hentes den ytre kode inn. Ved å bruke dette totrinns prinsipp innebæres at antallet hypoteser er redusert i stor grad, og dette gir en underliggende motivasjon for bruken av denne løsning i kommunikasjonssystemer.

Man kan tenke seg innhentingen som, ved å starte uten noe kjennskap til den indre eller ytre kode-timing, ved å sette opp flere hypoteser for den indre kode, og disse hypoteser prøves da inntil man tror at kode-timingen er funnet. Det er altså et visst antall hypoteser involvert, og dette tar naturligvis noe tid å få gjennomført. Den ytre kode ignoreres fullstendig under denne sekvens. Den indre kode-timing hentes inn med 1 chip oppløsning og 1024 chip flertydighet, i dette eksempel vil en annen indre kodelengde gi tilsvarende usikkerhetsverdier. Anta nå at man har en god hypotese (en kodesynkroniseirngstilpasning), og den mottatte bølgeform går da inn til den ytre detektor etter samling med den indre kode som er registrert eller funnet. Den ytre detektor fastlegger hva den ytre tidsforskyvning er, hvilket fører til eller tilveiebringer noe ytterligere timing-informasjon. Dette andre trinn henter inn timingen med 1024 chip oppløsning (den indre kodelengde) og 1024 • 288 chip flertydighet (indre ganger ytre kodelengde). Totalresultatet er at man far en timing med 1 chip oppløsning og 294.912 chip flertydighet.

For å gjenta det den ytre kode gjør for et kommunikasjonssystem skal det pekes på at den ikke implementerer kanalisering eller separasjon av brukere eller brukersignaler. Når en kombinasjon av to PN-koder brukes i en konvensjonell returforbindelse i et områdenett gir den lange kode (ikke spredekodene) kanalisering. Den ytre kode gir her kommunikasjonssystemet effektivt en lengre tidsskala enn det som ville vært tilgjengelig ved bare å bruke de indre koder, og den gjør dette uten å øke innhentingstiden vesentlig.

Den resulterende lengre tidsskala gir i det minste to fordeler. For det første far man ramme-timing uten behov for å beregne mye feilmetrikk, så som syklisk redundanskontroll (CRC) for å utprøve forskjellige ramme-timing-hypoteser. For det andre tillates utvetydig identifikasjon av de enkelte radiostråler ut fra deres ytre PN-forskyvning. De indre PN-koder er for korte (når de ønskede lengder og perioder brukes) i forhold til variasjonene i forsinkelser som skyldes forskjellig overføringsvei, til å kunne besørge dette.

Den påvirkning man har på innhentingstiden er redusert siden timingen kan oppnås i to trinn. Først og fremst prøves de n = 1024 mulige indre kodetidspunkter, og deretter de ytre for m = 288. Av denne grunn får man totalt n + m = 1312 hypoteser som utprøves. Er den indre, kode gjort så lang at man far oppløsning av flertydighetene når det gjelder tidspunkter ville man ha behov for å prøve ut n ■ m = 294.912 hypoteser, og med andre ord vil et todimensjonalt gitter med timing-hypoteser måtte gjennomsøkes, med 1024 indre forskyvninger langs den ene akse og 288 ytre langs den andre. Ved bruk av oppfinnelsens ytre PN for den trådløse innretning reduseres søket til en enkelt dimensjon ad gangen, i stedet for å måtte prøve ut hver eneste celle i et slikt gitter.

Som et resultat får man ved å anvende den ytre PN-timing med tidsforsinkelser i størrelsesorden 15 ms tilstrekkelig tid for å oppnå stråleidentifikasjon selv ved tilstedeværelsen av forskjellig overføringsforsinkelse. Dette er meget anvendelig for den "forhandling" som finner sted ved omruting når signalene skal gå fra en sentral av typen portal og til satellitter, og for å kunne bestemme tidsforsinkelsen for pilotsignalene i forhold til systemtidspunktene for myk kombinasjon ved omrutingen. Dessuten far man fordelen av korrekt å kunne måle At eller tids- og faseforskjeller for posisjonsbestemmelse. Dette fjerner behovet for demodulasjon og prosessering på uavhengig måte for hver ny radiostråle for identifikasjon.

Bruken av den ytre PN-kode som en differensielt kodet sekvens bedrer ytelsen for telefonapparatet eller et annet mottakerapparat under innhentingen av den ytre PN-timing. Den ytre PN-kode kan registreres eller dekodes ved hjelp av et differensial-skjema som kan arbeide over et større område med frekvensforskyvninger. Sekvenser som anses å være spektralt hvite foretrekkes for å redusere den tid det tar for innhentingen, men dette er ikke strengt nødvendig. Enhver fornuftig kvasistøysekvens av binær type kan brukes for den ytre kode.

Den beskrivelse som er satt opp her av forskjellige utførelser som er foretrukket er satt opp på denne måte for å gjøre det mulig for en fagperson å kunne bruke eller lage oppfinnelsen. De forskjellige modifikasjoner av disse utførelser vil være åpenbare, og hovedprinsippene kan også brukes for andre utførelser uten at man derved behøver å utføre nye oppfinnelser. Den foreliggende oppfinnelse er således ikke ment å være begrenset til de utførelser som her er vist, men den skal gis det videst mulige omfang, såfremt dette blir innenfor rammen av patentkravene som er satt opp nedenfor.

Claims (47)

1. Apparat for å spre et informasjonssignal i et spektralspredt kommunikasjonssystem (10) hvor digitale informasjonssignaler er båndbreddespredte ved hjelp av minst én forhåndsbestemt kvasistøyspredekode (PN) for å frembringe spektralspredte signaler, karakterisert ved: midler for generering av de digitale informasjonssignaler, og spredningsmidler for å motta og kombinere minst én forhåndsbestemt PN-spredekode med en første kodelengde og en første kodeperiode, en andre forhåndsbestemt PN-kodesekvens med en andre kodelengde og en andre kodeperiode, og de digitale informasjonssignaler, for å tilveiebringe de spektralspredte signaler, idet den første kodelengde er vesentlig lengre enn den andre kodelengde, mens den andre kodeperiode er vesentlig lengre enn den første kodeperiode.

2. Apparat for å spre et informasjonssignal i et spektralspredt kommunikasjonssystem hvor digitale informasjonssignaler er båndbreddespredte ved hjelp av minst én forhåndsbestemt kvasistøyspredekode (PN) for å frembringe spektralspredte signaler, karakterisert ved: første PN-genereirngsmidler for å generere et første PN-signal som tilsvarer minst én første forhåndsbestemt PN-spredekode med en første kodelengde og en første kodeperiode, andre PN-genereirngsmidler for å generere et andre PN-signal som tilsvarer en andre forhåndsbestemt PN-kodesekvens med en andre kodelengde som er vesentlig kortere enn den første kodelengde, og en andre kodeperiode som er vesentiig lengre enn den første kodeperiode, og spredningsmidler som er koplet for å motta og kombinere det første og det andre PN-signal og de digitale informasjonssignaler, for å tilveiebringe de spektralspredte signaler.

3. Apparat ifølge krav 2, karakterisert ved at den første PN-spredekodeperiode er lik en chip-periode for den andre PN-kodesekvens.

4. Apparat ifølge krav 3, karakterisert ved at den første og den andre PN-kode har kodeperioder som starter ved samme forhåndsvalgte tidspunkt.

5. Apparat ifølge krav 2, karakterisert ved at den første og den andre PN-kode er forhåndsvalgte deler av lineærsekvens-PN-koder med forlenget maksimal lengde.

6. Apparat ifølge krav 1, karakterisert ved at den andre PN-kode er en forhåndsvalgt del av en m-sekvens-PN-kode.

7. Apparat ifølge krav 1, karakterisert ved at spredningsmidlene omfatter: første spredningsmidler for å motta og kombinere minst én første PN-kode og informasjonssignalet, for å frembringe første spektralspredte signaler, og andre spredningsmidler for å motta og kombinere den andre PN-kodesekvens og de første spektralspredte signaler, for å generere andre spektralspredte signaler.

8. Apparat ifølge krav 7, karakterisert ved transmisjonsmidler som er koplet til de andre spredningsmidler for å motta og modulere et bærersignal med de andre spektralspredte signaler.

9. Apparat ifølge krav 7, karakterisert ved at de første spredningsmidler omfatter: en første PN-kodegenerator (84) å generere et første spektralspredt signal med en faseriktig PN-chip-kode ved hjelp av en første polynomfunksjon, og en andre PN-kodegenerator (82) for å generere et andre spektralspredt signal med en kvadraturfase-PN-chip-kode ved å bruke en andre forskjellig polynomfunksjon.

10. Apparat ifølge krav 9, karakterisert ved at de andre spredningsmidler omfatter en tredje PN-kodegenerator (90) for å generere et tredje spektralspredt signal med en tredje PN-chip-kode som er av en forskjellig polynomfunksjon i forhold til de første to.

11. Apparat ifølge krav 10, karakterisert ved at de andre spredningsmidler videre omfatter: lagringsmidler for lagring av en forhåndsvalgt PN-kodesekvens, forsinkelsesmidler (94, 126) som er koplet for å motta den lagrede PN-kodesekvens og tilføye en forsinkelse på 1 chip, og multiplikasjonsmidler (86, 88) koplet for å motta og danne produktet mellom PN-kodesekvensen og den forsinkede PN-kodesekvens og føre frem produktet som en differensialt kodet utgang.

12. Apparat ifølge krav 11, karakterisert ved at den andre PN-kodesekvens har en lengde på 288 chip og med verdien for de første 24 chip: -1-11-11-1-111-1-1-11-111-1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1, mens de resterende chip er lik 1.

13. Apparat ifølge krav 1, karakterisert ved at spredningsmidlene omfatter midler for å generere og kombinere den andre PN-kodesekvens og en PN-kodesekvens forsinket i en chip, for å frembringe en differensialt kodet utgang.

14. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved at spredningsmidlene genererer en førsteordens differensialt kodet utgang.

15. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved at spredningsmidlene genererer en andreordens differensialt kodet utgang.

16. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved at spredningsmidlene genererer en koherent differensialt kodet utgang.

17. Apparat ifølge krav 1, karakterisert ved at de andre spredningsmidler omfatter: forsinkelsesmidler som er koplet for å motta den lagrede PN-kode og tilføye en forsinkelse på 1 chip, og multiplikasjonsmidler koplet for å motta og danne produktet mellom den andre PN-kodesekvens og den forsinkede PN-kodesekvens og føre frem produktet som en differensialt kodet utgang.

18. Apparat ifølge krav 2, karakterisert ved at spredningsmidlene omfatter datalagringsmidler som inneholder en differensialt kodet versjon av den andre PN-spredekode.

19. Fremgangsmåte for å spre et informasjonssignal i et spektralspredt kommunikasjonssystem hvor digitale informasjonssignaler er båndbreddespredte ved hjelp av minst én forhåndsbestemt kvasistøyspredekode (PN) for å frembringe spektralspredte signaler, karakterisert ved: mottaking og kombinasjon av minst én første forhåndsbestemt PN-spredekode med en første kodelengde og en første kodeperiode, en andre forhåndsbestemt PN-kodesekvens med en andre kodelengde og en andre kodeperiode, og de digitale informasjonssignaler, for å tilveiebringe de spektralspredte modulerte signaler, idet den første kodelengde er vesentlig lenger enn den andre kodelengde, mens den andre kodeperiode er vesentlig lenger enn den første kodeperiode. "

20. Fremgangsmåte for å spre et informasjonssignal i et spektralspredt kommunikasjonssystem hvor digitale informasjonssignaler er båndbreddespredte ved hjelp av minst én forhåndsbestemt kvasistøyspredekode (PN) for å frembringe spektralspredte signaler, karakterisert ved: generering av et første PN-signal som tilsvarer minst én forhåndsbestemt første PN-spredekode med en første kodelengde og en første kodeperiode, generering av et andre PN-signal som tilsvarer en andre forhåndsbestemt PN-kodesekvens med en andre kodelengde vesentlig kortere enn den første kodelengde, og en andre kodeperiode som er vesentlig lengre enn den første kodeperiode, og mottaking og kombinasjon av det første og det andre PN-signal og informasjonssignalene, for å tilveiebringe spektralspredte signaler.

21. Fremgangsmåte ifølge krav 20, karakterisert ved å sette en chip-periode for den andre PN-kode i alt vesentlig lik den første PN-spredekodeperiode.

22. Fremgangsmåte ifølge krav 21, videre karakterisert ved å sette kode-periodene for den første og den andre PN-kode til å starte ved samme forhåndsvalgte tidspunkt.

23. Fremgangsmåte ifølge krav 20, karakterisert ved å velge den andre PN-kode fra en del av en m-sekvens-PN-kode.

24. Fremgangsmåte ifølge krav 19, karakterisert ved at trinnet for mottaking og kombinasjon omfatter: mottaking og kombinasjon av minst én første PN-kode og informasjonssignalet for å frembringe første spektralspredte signaler, og mottaking og kombinasjon av den andre PN-kodesekvens og de første spektralspredte signaler for å generere andre spektralspredte signaler.

25. Fremgangsmåte ifølge krav 24, karakterisert ved at trinnet for generering av den første PN-kode omfatter: generering av et første spektralspredt signal med en faseriktig PN-chip-kode ved hjelp av en første polynomfunksjon, og generering av et andre spektralspredt signal med en kvadraturfase-PN-chip-kode ved å bruke en andre forskjellig polynomfunksjon.

26. Fremgangsmåte ifølge krav 25, karakterisert ved at trinnet for generering av en andre PN-kodesekvens omfatter å generere et tredje spektralspredt signal med en tredje PN-chip-kode som er av en forskjellig polynomfunksjon i forhold til de første to. .

27. Fremgangsmåte ifølge krav 20, karakterisert ved at genereringen av et andre PN-signal omfatter lagring av en differensialt kodet versjon av den ønskede andre PN-kode i et datalagringsmedium.

28. Fremgangsmåte ifølge krav 27, karakterisert ved lagring av en førsteordens differensialt kodet PN-kodesekvens.

29. Fremgangsmåte ifølge krav 27, karakterisert ved at lagring av en andreordens differensialt kodet PN-kodesekvens.

30. Fremgangsmåte ifølge krav 27, karakterisert ved lagring av en koherent differensialt kodet PN-kodesekvens.

31. Fremgangsmåte ifølge krav 20, karakterisert ved at genereringen av et andre PN-signal omfatter: lagring av en forhåndsvalgt ønsket lagret PN-kode i et kodelager, innhenting og generering av en 1 chip forsinket versjon av denne lagrede kode, og innhenting og forming av et produkt mellom den lagrede kode og den forsinkede versjon av denne for å frembringe en differensialt kodet andre PN-kode.

32. Fremgangsmåte ifølge krav 31, karakterisert ved lagring av en PN-kodesekvens med en lengde på 288 chip og med verdien for de første 24 chip: -1-1 1-1 1-1-111-1-1-11-111-1-1-1-1-11-11, mens de resterende chips er lik 1, som den andre PN-kode.

33. Apparat for å hente inn et kommunikasjonssignal i et spektralspredt kommunikasjonssystem hvor digitale informasjonssignaler er båndbreddespredte ved hjelp av minst en første PN-spredekode og en andre PN-kodesekvens for å frembringe spektralspredte kommunikasjonssignaler, karakterisert ved: mottakermidler (106) for å motta og demodulere det spektralspredte kommunikasjonssignal for å ta ut et bærersignal fra dette og frembringe et spektralfordelt signal som en utgang, samlemidler (120) for å samle det spektralspredte signal med den første forhåndsbestemt PN-spredekode for å frembringe et intermediært samlesignal, og midler (130) for å utføre tilpasset filtrering av akkumulerte intermediære samlede signaler over en periode som er lik en periode av den første PN-spredekode.

34. Apparat ifølge krav 33, karakterisert ved midler (136) for sammenlikning av resultatene fra filtreringen med en forhåndsbestemt terskelverdi.

35. Apparat ifølge krav 33, karakterisert ved: at mottakermidlene (106) omfatter samlemidlene (120) for å kombinere det spektralspredte signal med den første PN-spredekode for å frembringe det intermediære samlesignal, og at midlene (130) for tilpasset filtrering omfatter akkumuleirngsmidler (148) som er koplet for å motta det intermediære samlesignal for å akkumulere dette over en periode som er lik den første PN-kodeperiode.

36. Apparat for å hente inn data for tidsbestemmelse vedrørende et spektralfordelt kommunikasjonssignal i et spektralspredt kommunikasjonssystem hvor digitale informasjonssignaler er båndbreddespredte ved hjelp av minst én forhåndsbestemt kvasistøyspredekode (PN) for å frembringe spektralspredte signaler for overføring til systembrukere, karakterisert ved: midler (106) for å motta et spektralfordelt signal som omfatter en kombinasjon av en første PN-spredekode med en første kodelengde og periode, informasjonssignalene og en andre PN-kodesekvens med en andre kodelengde og en første periode som er vesentlig lengre enn den første, samlemidler (120) for å kombinere det spektralfordelte signal med den første PN-spredekode for å frembringe et intermediært samlesignal, akkumuleirngsmidler (148) for å akkumulere det intermediære samlesignal over en periode som er lik den første PN-kodeperiode, og midler (112) for differensial dekoding av det akkumulerte intermediære samlesignal.

37. Apparat ifølge krav 36, karakterisert ved at en differensialt kodet versjon av den andre PN-kodesekvens blir benyttet.

38. Apparat ifølge krav 36, karakterisert ved: midler (130) for å utføre tilpasset filtrering av det dekodede intermediære samlesignal, og midler (136) for sammenlikning av resultatene fra filtreringen med en forhåndsvalgt terskelverdi.

39. Apparat ifølge krav 37, karakterisert ved: midler (132) for å bestemme en størrelse tilsvarende en amplitude av det dekodede intermediære samlesignal, og midler (134) for å bestemme en midlere verdi av denne størrelse over en periode for den første PN-spredekode, slik at terskelverdien fremkommer.

40. Fremgangsmåte for å bestemme timingen av et spektralspredt kommunikasjonssignal i et spektralspredt kommunikasjonssystem hvor digitale informasjonssignaler er båndbreddespredte ved hjelp av minst én forhåndsbestemt kvasistøyspredekode (PN), for å frembringe spektralspredte modulasjonssignaler for overføring til systembrukere, karakterisert ved: mottaking av et spektralfordelt signal som er kombinasjoner av en første PN-spredekode med en første kodelengde og periode, informasjonssignalene og en andre PN-kode med en andre kodelengde og en andre periode vesentlig lengre enn den første, kombinasjon av det spektralspredte modulasjonssignal med en første PN-spredekode for å generere et intermediært samlesignal, akkumulering av dette samlesignal over en periode lik den første PN-kodeperiode, og differensial dekoding av det akkumulerte intermediære samlesignal.

41. Fremgangsmåte ifølge krav 40, karakterisert ved differensial koding av den andre PN-kodesekvens.

42. Fremgangsmåte ifølge krav 40, karakterisert ved: utførelse av tilpasset filtrering av det dekodede intermediære samlesignal, og sammenlikning av resultatene av filtreringen med en forhåndsvalgt terskelverdi.

43. Fremgangsmåte ifølge krav 42, karakterisert ved: bestemmelse av en størrelse tilsvarende en amplitude av det dekodede intermediære samlesignal, og bestemmelse av en midlere verdi av denne størrelse over en periode for den første PN-spredekode for å frembringe terskelverdien.

44. Kommunikasjonssystem med spektralspredning og hvor digitale informasjonssignaler er spredt over en gitt båndbredde ved hjelp av en forhåndsvalgt kvasistøy-spredekode (PN) for å frembringe spektralspredte modulasjonssignaler som overføres til systembrukere, idet disse brukere utfører demodulasjon av de modulerte signaler for å hente ut informasjonssignalene fra dem, karakterisert ved: flere sentraler (24, 26) av typen portal eller basestasjon, hver omfattende minst én kommunikasjonssignalsender, idet denne sender omfatter: første PN-genereringsmidler for å generere et første PN-signal som tilsvarer en gitt PN-spredekode med en forhåndsvalgt kodelengde, og en første periode, første spredningsmidler for å motta og kombinere det første PN-signal og informasjonssignalene og tilveiebringe intermediære spektralspredte modulasjonssignaler, andre PN-genereringsmidler for å generere et andre PN-signal som tilsvarer en andre forhåndsbestemt PN-kode med en andre forhåndsvalgt kodelengde som er vesentlige kortere enn kodelengden for den første PN-kode og en andre periode som er vesentlig lengre enn den for den første PN-kode, andre spredningsmidler for å motta og kombinere det andre PN-signal og det intermediære spektralspredte modulasjonssignal for å generere spektralspredte modulasjonssignaler, transmisjonsmidler som er koplet til de andre spredningsmidler for å motta og modulere et bærersignal med det spektralspredte modulasjonssignal for å frembringe et spektralspredt kommunikasjonssignal, flere brukerterminaler (20, 22) som h<y>er innbefatter en mobil mottaker, idet denne mottaker omfatter: mottakermidler (106) for å motta og demodulere det spektralspredte kommunikasjonssignal for å fjerne bærersignalet fra derte og frembringe det spektralspredte modulasjonssignal som en utgang, samlemidler (120) for å kombinere det spektralspredte modulasjonssignal med den første PN-spredekode for å frembringe et intermediært samlesignal, og akkumuleringsmidler (148) som er koplet for å motta det intermediære samlesignal for å akkumulere dette over en periode som er lik den første PN-kodeperiode, og at systemet videre omfatter: midler (130) for å utføre tilpasset filtrering av det akkumulerte intermediære samlesignal, og midler (136) for sammenlikning av resultatene av filtreringen med en forhåndsvalgt terskelverdi.

45. System ifølge krav 44, karakterisert ved at de andre spredningsmidler danner en differensialt kodet versjon av en andre PN-kode før kombinasjonen, og videre midler for differensialt kodeopphevende dekoding av det akkumulerte intermediære samlesignal.

46. System ifølge krav 44, karakterisert ved flere satellittreléstasjoner (14, 16) som er konfigurert for å motta kommunikasjonssignaler fra sentralene (24,26) av typen portal og overføre disse signaler til brukerterminaler (20, 22).

47. Kommunikasjonssystem med spektralspredning og hvor digitale informasjonssignaler er båndbreddespredte ved hjelp av minst én forhåndsvalgt kvasi-støyspredekode (PN) for å frembringe spektralspredte signaler som overføres til systembrukere, hvilke brukere utfører demodulasjon av signalene for å hente ut informasjonssignalene fra dem, karakterisert ved: spredningsmidler som er koplet for å motta og kombinere minst én forhåndsbestemt PN-spredekode med en forhåndsvalgt første kodelengde og første kodeperiode, en andre forhåndsbestemt PN-kodesekvens med en andre forhåndsvalgt kodelengde og kodeperiode, hvilken er vesentlig lengre enn den første PN-kodeperiode, og informasjonssignalene, for å tilveiebringe spektralspredte kommunikasjonssignaler, midler (106) for å motta spektralspredte kommunikasjonssignaler, samlemidler (120) for å kombinere de spektralspredte kommunikasjonssignaler med den første PN-spredekode for å frembringe et intermediært samlesignal, akkumuleirngsmidler (148) for å akkumulere samlesignalet over en periode lik den første PN-kodeperiode, og midler (112) for differensiell dekoding av de akkumulerte intermediære samle-signaler.