NO316488B1 - Method and apparatus for receiving digital communication signals - Google Patents

Description

Oppfinnelsens område Field of the invention

Foreliggende oppfinnelse vedrører mottaking av digitale kommunikasjonssignaler sendt over et luftgrensesnitt, ved bruk av iterativ kanalestimering, og iterativ utjevning og dekoding, også kjent som turboutjevning Den er særlig eg-net for basisbånd prosessering i en mottaker i et høyfre-kvens- (HF) modem Den etterfølgende beskrivelse vil foku-sere på en slik bruk Imidlertid kan de inventive løsning-er også benyttes i andre systemer basert på trådløse over-førings linker, for eksempel i mobile kommunikasjonssystemer. The present invention relates to the reception of digital communication signals sent over an air interface, using iterative channel estimation, and iterative smoothing and decoding, also known as turbo smoothing. It is particularly suitable for baseband processing in a receiver in a high-frequency (HF) modem The following description will focus on such use. However, the inventive solutions can also be used in other systems based on wireless transmission links, for example in mobile communication systems.

Teknisk bakgrunn Technical background

Kommunikasjon i HF-båndet (3-30 MHz) tilbyr et av få al-ternativ for kommunikasjon utover synsrekkevidden uten bruk av eksisterende infrastruktur eller satellitter Imidlertid er det fysiske og reguleringsmessige begrens-ninger på dataoverføringshastighetene som kan oppnås i HF-systemer Når det gjelder den siste faktoren er båndbred-den begrenset til 3KHz på grunn av frekvenstildelinger De fleste HF-systemer baserer seg på signaler reflektert fra ionosfæren, som varierer over døgnet og årstiden og med solflekksyklusen I en viss utstrekning kan disse varia-sjoner forutses, men ionosfæren degraderer også signalene, hvilket gjør det vanskelig å oppnå høyhastighet digital kommunikasjon Dette er særlig tilfelle ved HF-kommunikasjon på høye breddegrader på grunn av nordlysef-fekter Hurtige fluktuasjoner i ionosfæren er årsak til Doppler-spredning (fading), multiple overføringsbaner fø-rer til forsinkelsesspredning, også kjent som multipath, som introduserer intersymbolinterferens, og nordlysab-sorbsjon reduserer det mottatte signal til støy-forhold Communication in the HF band (3-30 MHz) offers one of the few alternatives for communication beyond visual range without the use of existing infrastructure or satellites However, there are physical and regulatory limitations on the data transfer rates that can be achieved in HF systems When it comes to the last factor is bandwidth - it is limited to 3KHz due to frequency allocations Most HF systems are based on signals reflected from the ionosphere, which vary over the day and season and with the sunspot cycle To a certain extent these variations can be predicted, but the ionosphere degrades also the signals, which makes it difficult to achieve high-speed digital communication This is particularly the case with HF communication at high latitudes due to auroral effects Rapid fluctuations in the ionosphere are the cause of Doppler spread (fading), multiple transmission paths lead to delay spread , also known as multipath, which introduces intersymbol interference, and the aurora borealis b-sorption reduces the received signal to noise ratio

(SNR for signal-to-noise ratio) (SNR for signal-to-noise ratio)

I denne oppfinnelse behandler vi primært intersymbolinterferens (ISI) I et signal som opplever slik interferens vil nabosymboler interferere med hverandre, hvilket forår-saker vanskeligheter for mottakere som prøver å detektere de individuelle symboler og lese informasjonsinnholdet. In this invention we primarily deal with intersymbol interference (ISI) In a signal that experiences such interference, neighboring symbols will interfere with each other, which causes difficulties for receivers trying to detect the individual symbols and read the information content.

De aktuelle kommunikasjonsmodi er faseskiftnøklet modulasjon (PSK) eller kvadraturamplitude modulasjon (QAM) Det vises særlig til standardene STANAG 4285, STANAG 4539 og MIL-STD-188-110B The relevant communication modes are phase shift keyed modulation (PSK) or quadrature amplitude modulation (QAM). Particular reference is made to the standards STANAG 4285, STANAG 4539 and MIL-STD-188-110B

En rekke teknikker er introdusert for å forbedre pålite-ligheten av dataoverføringen Disse inkluderer feilkorri-gerende koding, interleaving, og multipleksing av treningssekvenser inn i den overførte datastrømmen A number of techniques have been introduced to improve the reliability of data transmission. These include error-correcting coding, interleaving, and multiplexing training sequences into the transmitted data stream.

På mottakersiden blir utjevning benyttet for å bekjempe defektene i overføringskanalen. For tiden benytter stan-dard mottakere desisjonstilbakekoblingsutjevnere {DFE for decision feedback egualization) med ikke-lineær prosessering for denne oppgave En kanalestimeringsprosess benyttes til å estimere kanalimpulsresponsen, som benyttes til å beregne koeffisientene til utjevneren. Kanalestimenngs-prosessen benytter kjente symboler sendt over kanalen, det vil si treningssekvenser, for å estimere kanalimpulsresponsen Mellom treningssekvenser kan tentative desisjoner fra utjevneren benyttes til å følge den tidsvarierende kanal Alternativt kan kanalimpulsresponsen mellom treningssekvenser estimeres ved interpolering On the receiving side, smoothing is used to combat the defects in the transmission channel. Currently, standard receivers use decision feedback equalizers (DFE for decision feedback equalization) with non-linear processing for this task. A channel estimation process is used to estimate the channel impulse response, which is used to calculate the coefficients of the equalizer. The channel estimation process uses known symbols sent over the channel, i.e. training sequences, to estimate the channel impulse response Between training sequences, tentative decisions from the equalizer can be used to follow the time-varying channel Alternatively, the channel impulse response between training sequences can be estimated by interpolation

I senere år har iterativ utjevning og dekoding, eller turboutjevning, blitt foreslått som en kraftig metode for å motta ISI-forstyrrede data I en mottaker som benytter turboutjevning, blir det mottatte signal først sendt gjennom en utjevner for å redusere ISI En de-interleaver og en kanaldekoder etterfølger utjevneren Dekoderen avgir myk informasjon om kodebitsene, som mates tilbake gjennom en interleaver til utjevneren Deretter blir en ytterligere utjevningsrunde utført på det samme mottatte signal, ved bruk av myke bits tilbakeført fra dekoderen som a priori informasjon. Når myk informasjon gjentas mellom utjevneren og dekoderen flere ganger, vil feilraten av databitsene ut fra dekoderen generelt minske In recent years, iterative smoothing and decoding, or turbo smoothing, has been proposed as a powerful method for receiving ISI-disturbed data In a receiver that uses turbo smoothing, the received signal is first passed through an equalizer to reduce ISI A de-interleaver and a channel decoder follows the equalizer The decoder emits soft information about the code bits, which is fed back through an interleaver to the equalizer Then a further round of equalization is performed on the same received signal, using soft bits returned from the decoder as a priori information. When soft information is repeated between the equalizer and the decoder several times, the error rate of the data bits from the decoder will generally decrease

I en mottaker med turboutjevning er utjevneren og dekoderen Soft-in Soft-out (SISO) moduler. Den optimale SISO-utjevner er en trellisbasert "maximum a priori probabili-ty" (MAP) utjevner som er for kompleks for HF-modemer når kanalimpulsresponsen er lang og/eller signalkonstellasjo-nen er større enn 2-PSK. Suboptimale SISO-utjevnere basert på lineære filtre og myk ISI-kansellering er et godt al-ternativ når MAP-utjevning er for kompleks (M. Tuchler et al "Minimum Mean Squared Error Equalization Usmg A priori Information", IEEE Trans.Sig.Proe , vol 50, no 3,pp. 673-683, Mar 2002). In a receiver with turbo equalization, the equalizer and decoder are Soft-in Soft-out (SISO) modules. The optimal SISO equalizer is a trellis-based "maximum a priori probability" (MAP) equalizer which is too complex for HF modems when the channel impulse response is long and/or the signal constellation is larger than 2-PSK. Suboptimal SISO equalizers based on linear filters and soft ISI cancellation are a good alternative when MAP equalization is too complex (M. Tuchler et al "Minimum Mean Squared Error Equalization Usmg A priori Information", IEEE Trans.Sig.Proe , vol 50, no 3, pp. 673-683, Mar 2002).

Ktent teknikk Known technique

Bruk av turboutjevning i en mottaker for digitale kommuni-kas jons signaler ble først beskrevet i C. Douillard et al . "Iterative Correction of Intersymbol Interference Turbo-Equalization", European Trans. Telecommun , vol 6, no 5, pp. 507-511, Sept -Oet. 1995. Denne fremgangsmåte benytter en trellisbasert utjevner, som er for kompleks for å benyttes i de bruksområder som betraktes her En referanse som diskuterer relativ ytelse til forskjellige trellisba-serte utjevnere kan finnes i G Bauch & V Franz. "A com-parison of soft-m/soft-out algorithms for Turbo-detection", Proe. 5th Int Conf. on Telecommunications, pp 259-263, Juni 1998 The use of turbo equalization in a receiver for digital communication signals was first described in C. Douillard et al. "Iterative Correction of Intersymbol Interference Turbo-Equalization", European Trans. Telecommun, vol 6, no 5, pp. 507-511, Sept -Oet. 1995. This method uses a trellis-based equalizer, which is too complex to be used in the applications considered here. A reference discussing the relative performance of different trellis-based equalizers can be found in G Bauch & V Franz. "A comparison of soft-m/soft-out algorithms for Turbo-detection", Proe. 5th Int Conf. on Telecommunications, pp 259-263, June 1998

Senere løsninger har valgt en suboptimal metode ved bruk av SISO-utjevnere basert på lineære filtre, for eksempel som beskrevet i A Glavieux et al.: "Turbo equalization over a frequency selective channel," Proe Int Symp on Turbo codes, Brest, Frankrike, pp. 96-102, sept 1997 Artiklene som er nevnt så langt vedrører turboutjevning, det vil si at problemet med kanalestimering for å finne de optimale koeffisienter for utjevneren blir ikke betraktet Later solutions have chosen a suboptimal method using SISO equalizers based on linear filters, for example as described in A Glavieux et al.: "Turbo equalization over a frequency selective channel," Proe Int Symp on Turbo codes, Brest, France, pp. 96-102, Sept 1997 The articles mentioned so far concern turbo equalization, that is, the problem of channel estimation to find the optimal coefficients for the equalizer is not considered

INN Nefedov & M. Pukkila:"Turbo Equalization and Iterative (Turbo) Estimation Techniques for Packet Data Transmission," 2nd Int Symp. on Turbo Codes & Related To-pics, Brest, France, pp 423-426, 2000 blir det beskrevet en fremgangsmåte som involverer både en turboutjevnings-sløyfe og en separat sløyfe for estimering av kanalimpulsresponsen Den siste sløyfen inkluderer en kanalestimator som mottar harde desisjoner fra dekoderen Innledningsvis blir parametrene estimert fra en treningssekvens, men senere blir estimatet oppdatert fra mformasjonssymboler Imidlertid er dette en trinnvis prosess, hvor parametrene oppdateres og låses til de gjeldende verdier under en komplett ramme INN Nefedov & M. Pukkila: "Turbo Equalization and Iterative (Turbo) Estimation Techniques for Packet Data Transmission," 2nd Int Symp. on Turbo Codes & Related To-pics, Brest, France, pp 423-426, 2000 a method is described which involves both a turbo smoothing loop and a separate loop for estimating the channel impulse response The last loop includes a channel estimator which receives hard decisions from the decoder Initially the parameters are estimated from a training sequence, but later the estimate is updated from mformation symbols However, this is a step-by-step process, where the parameters are updated and locked to the current values during a complete frame

Fra P. Strauch et al.: "Iterative Channel Estimation for EGPRS," IEEE 52nd Vehicular Tech Conf , Boston, USA, vol 5, pp. 2271-2277, Sept 2000 er det kjent en konvensjonell (lkke-Turbo) mottaker hvor kanalestimatet dannes basert på hard tilbakekobling enten fra detektoren eller dekoderen mellom treningssekvenser. Forfatterne peker på muligheten av å benytte myk tilbakekobling for å utvide treningssekvensene From P. Strauch et al.: "Iterative Channel Estimation for EGPRS," IEEE 52nd Vehicular Tech Conf , Boston, USA, vol 5, pp. 2271-2277, Sept 2000, a conventional (non-Turbo) receiver is known where the channel estimation is formed based on hard feedback from either the detector or the decoder between training sequences. The authors point to the possibility of using soft feedback to extend the training sequences

Fra patentlitteraturen er det kjent et antall fremgangsmå-ter som beskriver bruk av en basal turbotilbakekoblings-sløyfe for deteksjon av kommunikasjonssignaler i celledel-te kommunikasjonssystemer, for eksempel GB-søknad 2 354 676, EP-søknad 959 580 og EP-søknad 948 140 Imidlertid betrakter ingen av disse dokumenter spørsmålet om hvordan utjevnerparametrene skal estimeres A number of methods are known from the patent literature which describe the use of a basal turbo feedback loop for the detection of communication signals in cellular communication systems, for example GB application 2 354 676, EP application 959 580 and EP application 948 140 However none of these documents consider the question of how the smoothing parameters should be estimated

Kortfattet sammenfatning av oppfinnelsen Concise summary of the invention

Det er en hensikt med. foreliggende oppfinnelse å tilveiebringe en fremgangsmåte for et arrangement i en mottaker med turboutjevning for mottakelse av digitale kommunikasjonssignaler, med en forbedret evne til å håndtere intersymbolinterferens There is a purpose to it. present invention to provide a method for an arrangement in a receiver with turbo equalization for receiving digital communication signals, with an improved ability to handle intersymbol interference

Dette oppnås i et apparat ifølge det vedføyde krav 1 og en fremgangsmåte i følge krav 8 Oppfinnelsen er anvendbar i en mottaker som benytter en SISO-ut]evner basert på myk ISI-kansellering og et lineært filter Ifølge den mventi-ve fremgangsmåte blir koeffisientene til SISO-utjevneren oppdatert i hvert symbolintervall ved bruk av et tidsvarierende kanalestimat og a priori informasjon på kodebitsene This is achieved in an apparatus according to the attached claim 1 and a method according to claim 8. The invention is applicable in a receiver that uses a SISO equalizer based on soft ISI cancellation and a linear filter. According to the mventive method, the coefficients of The SISO equalizer updated in each symbol interval using a time-varying channel estimate and a priori information on the code bits

Omfanget av oppfinnelsen vil fremgå av de vedføyde patent-krav. The scope of the invention will be apparent from the attached patent claims.

Kortfattet beskrivelse av tegningene Brief description of the drawings

Oppfinnelsen vil nå bli beskrevet med henvisning til de vedføyde tegninger, hvor The invention will now be described with reference to the attached drawings, where

Figur l viser en skjematisk presentasjon av kodingsproses-sen benyttet for PSK-datatransmisjoner, Figur 2 er et blokkdiagram som viser prinsippet for Turbout jevning, Figur 3 viser en korresponderende mottaker som benytter turbo-utjevning ifølge foreliggende oppfinnelse. Figur 4 er en graf som viser forbedringen i signal-til-støy-forhold som kan oppnås med foreliggende oppfinnelse. Figure 1 shows a schematic presentation of the coding process used for PSK data transmissions, Figure 2 is a block diagram showing the principle of Turbo equalization, Figure 3 shows a corresponding receiver that uses turbo equalization according to the present invention. Figure 4 is a graph showing the improvement in signal-to-noise ratio that can be achieved with the present invention.

Detaljert beskrivelse av oppfinnelsen Detailed description of the invention

Figur 1 er en skjematisk representasjon som viser kode-tnnnene i en sender som koder en innkommende datastrøm til et PSK-signal Figure 1 is a schematic representation showing the code steps in a transmitter that encodes an incoming data stream into a PSK signal

De innkommende databits blir kodet ved bruk av en kode med evne til feilkorreksjon, i en koder 1 Koden har evnen til å korrigere feil som opptrer i individuelle symboler som er tilfeldig spredt Imidlertid vil interferens ofte opp-tre som støyskurer (for eksempel statisk energi), som vil påvirke flere tilliggende symboler Fading vil også forår-sake at flere tilliggende symboler har lavt mottatt sig-nalnivå Skurfeilmønstre er ikke enkelt å håndtere for feilkorreksjonskoden For å unngå dette problem blir signalet interleavet i interleaveren 2 The incoming data bits are encoded using an error-correcting code, in an encoder 1 The code has the ability to correct errors that occur in individual symbols that are randomly scattered However, interference will often appear as bursts of noise (eg static energy) , which will affect several adjacent symbols Fading will also cause several adjacent symbols to have a low received signal level Scan error patterns are not easy to handle for the error correction code To avoid this problem the signal is interleaved in the interleaver 2

I neste trinn blir databitsene modulert til datasymboler i symboltilordneren 3 (symbol mapper) Deretter blir treningssekvenser inneholdende kjente symboler multiplekset inn i datastrømmen ved 4 Treningssekvensene gjentas i hver blokk av datarammer In the next step, the data bits are modulated into data symbols in the symbol mapper 3 (symbol mapper) Next, training sequences containing known symbols are multiplexed into the data stream at 4 The training sequences are repeated in each block of data frames

Strømmen av modulerte datasymboler håndteres videre av senderkretsen, leveres til en antenne og sendes på luften I transmisjonskanalen blir støy lagt til og symbolene for-vrengt på grunn av multipath fading Fadingen er et fre-kvensselektivt tidsvarierende fenomen, eller uttrykt på en annen måte, vil kanalens impulsrespons konstant endre seg The stream of modulated data symbols is further handled by the transmitter circuit, delivered to an antenna and broadcast on the air In the transmission channel, noise is added and the symbols distorted due to multipath fading The fading is a frequency-selective time-varying phenomenon, or expressed in another way, will the channel's impulse response constantly changes

Den etterfølgende beskrivelse forutsetter at det mottatte basisbåndsignal samples en gang per symbolintervall Oppfinnelsen kan også modifiseres til å benytte flere sampler per symbol, såkalt oversamplmg The following description assumes that the received baseband signal is sampled once per symbol interval. The invention can also be modified to use several samples per symbol, so-called oversampling

Figur 2 viser det generelle prinsipp for en mottaker med turboutjevning Symboler fra en radiomottaker (ikke vist) fødes til en myk-inn myk-ut (SISO) utjevner 200 Myk informasjon på inngangen og utgangen av en SISO-modul har form av logarltmiske sannsynlighetsforhold (LLR-er for Lo-ganthmic Likel ihood Ratios) på kodebit sene, L( ct) Figure 2 shows the general principle of a receiver with turbo equalization Symbols from a radio receiver (not shown) are fed to a soft-in soft-out (SISO) equalizer 200 Soft information at the input and output of a SISO module takes the form of logarithmic probability ratios ( LLRs for Lo-ganthmic Likelihood Ratios) on Code Bit Ten, L( ct

Videre informasjon om "Logarithmic Likelihood Ratios" er tilgjengelig i J. Hagenauer et al "Iterative decodmg of binary block and convolutional codes," IEEE Trans on Information Theory, pp 429-445, mars 1996 Further information on "Logarithmic Likelihood Ratios" is available in J. Hagenauer et al "Iterative decoding of binary block and convolutional codes," IEEE Trans on Information Theory, pp 429-445, March 1996

LLR-ene ut av utjevneren blir de-interleavet ved 201, og dekodet i SlSO-dekoderen 202 (for feilkorreksjonskoden) LLR-verdiene fra dekoderen oppnås som intrinsik informasjon, det vil si informasjonsinnholdet i den inngitte myke informasjon, og ekstrinsik informasjon, som er informasjon generert fra redundansen i koden Den ekstrinsike informasjon oppnås ved å subtrahere LLR-ene på inngangen av dekoderen fra de korresponderende LLR-verdier på utgangen av dekoderen i subtraktoren 203. De resulterende LLR-er blir matet tilbake til utjevneren 200 gjennom en interleaver 204 Interleaveren 204 er inkludert for å frembringe signaler som kan sammenlignes med de interleavede signaler i utjevneren 200 (idet utjevneren 200 er oppstrøms de-mterleaveren 201) Tilbakekoblmgsinformasj onen benyttes som a priori informasjon i et nytt forsøk på utjevning og dekoding på samme sett av data - dette er den første iterasjon Etter noen få iterasjoner vil feilraten forbedres betydelig På denne måte blir utjevning og dekoding utført gjentatte ganger for et fast antall iterasjoner, eller inntil et termmeringskriterium stopper den iterative (Turbo) prosessen The LLRs out of the equalizer are de-interleaved at 201, and decoded in the SlSO decoder 202 (for the error correction code) The LLR values from the decoder are obtained as intrinsic information, i.e. the information content of the input soft information, and extrinsic information, which is information generated from the redundancy in the code The extrinsic information is obtained by subtracting the LLRs at the input of the decoder from the corresponding LLR values at the output of the decoder in the subtractor 203. The resulting LLRs are fed back to the equalizer 200 through an interleaver 204 The interleaver 204 is included to produce signals that can be compared with the interleaved signals in the equalizer 200 (since the equalizer 200 is upstream of the de-mterleaver 201) The feedback information is used as a priori information in a new attempt at equalization and decoding on the same set of data - this is the first iteration After a few iterations the error rate will improve significantly In this way smoothing becomes and decoding performed repeatedly for a fixed number of iterations, or until a termination criterion stops the iterative (Turbo) process

Turboprosessen beskrevet så langt er avhengig av at kanalimpulsresponsen er kjent for utjevneren En separat kanalestimeringsprosess (ikke vist i figur 2) er derfor nødven-dig for å tilveiebringe et estimat av kanalimpulsresponsen The turbo process described so far depends on the channel impulse response being known to the equalizer A separate channel estimation process (not shown in figure 2) is therefore necessary to provide an estimate of the channel impulse response

Figur 3 viser en mottaker med turbout]evning ifølge foreliggende oppfinnelse Turbosløyfen omfatter en SISO-ut jevner 300, en de-mterleaver 301, en SISO-dekoder 302, en subtraktor 3 03 og en interleaver 304 Figure 3 shows a receiver with turbo smoothing according to the present invention. The turbo loop comprises a SISO equalizer 300, a demterleaver 301, a SISO decoder 302, a subtractor 303 and an interleaver 304

SISO-utjevneren som benyttes her er basert på myk ISI-kansellenng etterfulgt av et lineært filter LLR-ene til-bakekoblet fra dekoderen blir konvertert til en a priori forventningsverdi (middelverdi) av de sendte symboler, fra hvilken en forventningsverdi av intersymbolinterferensen kan beregnes. Myk ISI-kansellering subtraherer denne forventede verdi av intersymbolinterferensen fra det mottatte signal Koeffisientene til det etterfølgende lineære utjevnerfilter beregnes for å minimalisere forventningen av den kvadrerte feil (minimum midlere kvadratfeilkriteri-um, MMSE for minimum mean square error) av hvert symbol avgitt fra utjevneren, gitt a priori-informasjonen og den estimerte kanalimpulsrespons Innmaten av SISO-utjevneren er beskrevet i detalj i Tuchler 2002, men fremgangsmåten har blitt modifisert for å inkorporere et tidsvarierende kanalestimat Den nye fremgangsmåten er beskrevet i appendikset . The SISO equalizer used here is based on soft ISI cancellation followed by a linear filter. The LLRs fed back from the decoder are converted to an a priori expected value (mean value) of the transmitted symbols, from which an expected value of the intersymbol interference can be calculated. Soft ISI cancellation subtracts this expected value of the intersymbol interference from the received signal. The coefficients of the subsequent linear equalizer filter are calculated to minimize the expectation of the squared error (minimum mean square error criterion, MMSE for minimum mean square error) of each symbol emitted from the equalizer, given the a priori information and the estimated channel impulse response The input of the SISO equalizer is described in detail in Tuchler 2002, but the procedure has been modified to incorporate a time-varying channel estimate The new procedure is described in the appendix.

Ekstrinsike LLR-er for hver kodebit beregnes fra utgangs-symbolene fra utjevneren ved bruk av formelen i Tuchler 2002 Extrinsic LLRs for each code bit are calculated from the output symbols from the equalizer using the formula in Tuchler 2002

Andre SISO-utjevnere kan benyttes innen omfanget av denne oppfinnelse Other SISO equalizers may be used within the scope of this invention

I tillegg til turbotilbakekoblingssløyfen har det blitt introdusert en ytterligere kanalestimatorsløyfe Denne ytre sløyfe inkluderer en ytterligere interleaver 306 kob-let direkte til SISO-dekoderen 302. Dette vil frembringe den totale LLR-utgang fra dekoderen, inkludert den intrin-sike informasjonen Disse LLR-er konverteres til myke symboler (den forventede verdi av hvert symbol gitt LLR-ene) ved bruk av formelen i Tuchler 2002 I tillegg introduse-res en hard desisjonstilordner 308, som gir et hardt ut-gangs signal fra utnevneren. Videre rutes signalene ved hjelp av to svitsjer Sl og S2. In addition to the turbo feedback loop, a further channel estimator loop has been introduced. This outer loop includes a further interleaver 306 connected directly to the SISO decoder 302. This will produce the total LLR output from the decoder, including the intrinsic information These LLRs is converted to soft symbols (the expected value of each symbol given the LLRs) using the formula in Tuchler 2002 In addition, a hard decision assigner 308 is introduced, which provides a hard output signal from the denominator. Furthermore, the signals are routed using two switches Sl and S2.

Kanalestimatoren benytter de sendte og mottatte symboler for å tilveiebringe et tidsvarierende estimat av kanalimpulsresponsen. De sendte symboler er kjent under treningssekvenser. Utenfor treningssekvensene må det benyttes estimater av de ukjente informasjonssymboler. Por innledende utjevning blir harde symboler direkte fra utjevnerutgangen benyttet som estimater {i dette tilfellet må kanalestimatet forsinkes) I etterfølgende iterasjoner blir det benyttet myke symboler beregnet fra dekoderutgangen Bryteren S2 benyttes til å skifte mellom treningssymboler og estimerte symboler, og bryteren Sl benyttes til å skifte mellom harde symboler fra utjevneren og myke symboler fra dekoderen Turbosløyfen blir fremdeles benyttet for deteksjon av informasjonssymbolene På denne måte vil kanalestimatet også forbedres for hver iterasjon The channel estimator uses the transmitted and received symbols to provide a time-varying estimate of the channel impulse response. The transmitted symbols are known during training sequences. Outside the training sequences, estimates of the unknown information symbols must be used. For initial equalization, hard symbols directly from the equalizer output are used as estimates {in this case the channel estimate must be delayed) In subsequent iterations, soft symbols calculated from the decoder output are used Switch S2 is used to switch between training symbols and estimated symbols, and switch Sl is used to switch between hard symbols from the equalizer and soft symbols from the decoder The turbo loop is still used for detection of the information symbols In this way the channel estimate will also improve for each iteration

Slik involverer oppfinnelsen en totrinns kanalestimerings-og utjevningsprosess omfattende de etterfølgende individuelle trinn Thus, the invention involves a two-stage channel estimation and equalization process comprising the subsequent individual steps

1 Innledende utjevning Sl plasseres i posisjon 1 (som vist i figur 3) S2 skiftes mellom en første posisjon (når det mottas treningssekvenser), hvor kjente symboler mates til kanalestimatoren og utjevneren, og en andre posisjon hvor kanalestimater utføres ved bruk av harde desisjoner mottatt fra hard desisjonstilordneren 308 I dette tilfellet må en forsinkelse (ikke vist) lik forsinkelsen i utjevneren tilføres kanalestimatet. 2. Iterativ kanalestimering, utjevning og dekoding Da flyttes bryteren Sl til posisjon 2 Dette vil lukke begge sløyfer og etablere en normal drift av mottakeren Den øvre sløyfe vil danne en konvensjonell iterativ turbout-jevningssløyfe Den nedre sløyfe vil nå kontinuerlig opp-datere kanalestimatet basert på ekstrinsik og mtrinsik informasjon mottatt fra SISO-dekoderen 303 S2 vil skifte mellom posisjon 1 når det mottas treningssekvenser og posisjon 2 når det mottas informasjonssymboler I dette tilfellet behøver ikke kanalestimatet forsinkes Kanalestimatoren kan bruke enhver algoritme for adaptiv filtrering eller adaptiv systemidentifikasjon, for eksempel den stokastiske gradient minste midlere kvadraters algoritme (SG-LMS) eller rekursiv minste kvadraters algoritme (RLS), som beskrevet i S. Haykin, Adaptive Filter Theory, 3 utgave, Prentice Hall, 1996 Kanalestimatoren til-fører utjevneren et tidsvarierende estimat av kanalimpulsresponsen og av feilvariansen Feilvariansen defineres som variansen av feil- (støy-) signalet en får når den faktis-ke kanalimpulsrespons har blitt erstattet av den estimerte kanalimpulsrespons 1 Initial smoothing Sl is placed in position 1 (as shown in Figure 3) S2 is switched between a first position (when training sequences are received), where known symbols are fed to the channel estimator and the equalizer, and a second position where channel estimates are performed using hard decisions received from the hard decision mapper 308 In this case, a delay (not shown) equal to the delay in the equalizer must be added to the channel estimate. 2. Iterative channel estimation, smoothing and decoding Then move the switch Sl to position 2 This will close both loops and establish normal operation of the receiver The upper loop will form a conventional iterative turbo-smoothing loop The lower loop will now continuously update the channel estimate based on extrinsic and mtrinsic information received from the SISO decoder 303 S2 will shift between position 1 when receiving training sequences and position 2 when receiving information symbols In this case the channel estimate does not need to be delayed The channel estimator can use any algorithm for adaptive filtering or adaptive system identification, for example the stochastic gradient least mean squares algorithm (SG-LMS) or recursive least squares algorithm (RLS), as described in S. Haykin, Adaptive Filter Theory, 3rd edition, Prentice Hall, 1996 The channel estimator provides the equalizer with a time-varying estimate of the channel impulse response and of the error variance The error variance is defined as v the variance of the error (noise) signal one obtains when the actual channel impulse response has been replaced by the estimated channel impulse response

Med notasjon som i appendikset With notation as in the appendix

Figur 4 viser simuleringsresultatet med bitfeilrate mot SNR i en mottaker som benytter en konvensjonell {lkke-turbo) mottaker ved bruk av en desisjonstilbakekobling-sutjevner og en mottaker ifølge foreliggende oppfinnelse. Simuleringen utføres ved bruk av 2400 bps HF bølgeform definert i MIL-STD-188-110B på en fadende kanal definert som forstyrrede forhold på midlere breddegrader i ITU-R Figure 4 shows the simulation result with bit error rate versus SNR in a receiver that uses a conventional (non-turbo) receiver using a decision feedback smoother and a receiver according to the present invention. The simulation is performed using the 2400 bps HF waveform defined in MIL-STD-188-110B on a fading channel defined as mid-latitude disturbed conditions in ITU-R

F 1387 F 1387

Grafene er vist for fire forskjellige konfigurasjoner av turboutjevneren Uten iterasjoner vil mottakeren gi dårli-gere ytelse sammenlignet med en konvensjonell mottaker. Dette er som forventet, på grunn av at SISO-utjevneren er et lineært filter, i motsetning til desisjonstilbake-koblingsutjevneren i den konvensjonelle mottaker. Imidlertid har ytelsen blitt markert forbedret allerede etter en iterasjon To iterasjoner forbedrer ytelsen ytterligere, mens forbedringen fra to til tre iterasjoner er liten. Sammenlignet med en konvensjonell mottaker som benytter en desisjonstilbakekoblmgsutjevner, kan det oppnås en for-bedring på omtrent 2-3 dB i nødvendig SNR for å oppnå en viss bitfeilrate. The graphs are shown for four different configurations of the turbo equaliser. Without iterations, the receiver will give poorer performance compared to a conventional receiver. This is as expected, because the SISO equalizer is a linear filter, unlike the decision feedback equalizer in the conventional receiver. However, performance has been markedly improved already after one iteration Two iterations further improve performance, while the improvement from two to three iterations is small. Compared to a conventional receiver using a decision feedback equalizer, an improvement of about 2-3 dB can be achieved in the required SNR to achieve a certain bit error rate.

Appendiks: SISO-utjevner for tidsvanerende kanaler Appendix: SISO equalizer for time-varying channels

De sendte symboler betegnes xn, hvor n er bdsindeksen De mottatte symboler Zn fra en kanal med lnteisymbolmterferens er gitt ved The transmitted symbols are denoted xn, where n is the bd index. The received symbols Zn from a channel with lntei symbol interference are given by

hvor hn = [ hoiTl hi_ iin] T er det tidsvarierende estimat av kanalimpulsresponsen, L er lengden av kanalesb matet og e„ er et feilsignal inneholdende mottatt støy og overskytende støy forårsaket ved usikkerhet i kanalesumatoren Et estimat av variansen <j\ av tilveiebringes fra kanalestimatoreii Utjevnerfilteiet opererer på N = N\ + A/j +1 mottatte symboler av gangen, samlet i vektoren % n=[.«n+Ni Zn- thf Dcanc vektor kan sknves Zn H„x„ + e„, hvorxn = [rEn+j/1 *»-./c,_L+i]r, H„erden ndsvanerende N x ( N + L — 1) kanalkonvolvenngs-matnse where hn = [ hoiTl hi_ iin] T is the time-varying estimate of the channel impulse response, L is the length of the channelb fed and e„ is an error signal containing received noise and excess noise caused by uncertainty in the channel estimator An estimate of the variance <j\ of is provided from the channel estimatorii The equalizer file operates on N = N\ + A/j +1 received symbols at a time, collected in the vector % n=[.«n+Ni Zn- thf Dcanc vector can be written Zn H„x„ + e„, wherexn = [rEn +j/1 *»-./c,_L+i]r, Herden decreasing N x ( N + L — 1) channel convolution matrix

og e„ = [ en+ Nl e„_ ^ F and e„ = [ en+ Nl e„_ ^ F

LLR-ene pi kodebitsene, blbakek<q>plet fra dekoderen fra den foregående iterasjon, konerteres hl en a priori middelverdi x„ = E{ x„} = [x«+Ni £n-JVi-L+i] og kovanansmatnse V„ = E{ xnx%}— xnxnI av vektoren Vn er en diagonal matrise med elementene «n-Nb-L+i på diagonalen Når kjente symboler har blitt sendt, har vi xn=Xn og vn=Q The LLRs of the code bits, blbacke<q>led from the decoder from the previous iteration, are connected to an a priori mean value x„ = E{ x„} = [x«+Ni £n-JVi-L+i] and covariance matrix V „ = E{ xnx%}— xnxnI of the vector Vn is a diagonal matrix with elements «n-Nb-L+i on the diagonal When known symbols have been sent, we have xn=Xn and vn=Q

Utjevneren avgir et estimat av hvert sendt symbol The equalizer outputs an estimate of each symbol sent

Her er sn den ( Ni + l)te kolonne av H„, og f„ inneholder koeffisientene i utjevneriflteret, av lengde N Utjevnerfilteret beregnes som hvor £n er en diagonal matn se med elementer <^ l+^ 1 °?i- n3 Matrisen U„ beregnes rekursivt fra Un_i ved hjelp av følgende algoritme hvor Un_t og U„ har blitt oppdelt slik Here sn is the ( Ni + l)th column of H„, and f„ contains the coefficients in the equalizer filter, of length N The equalizer filter is calculated as where £n is a diagonal matn se with elements <^ l+^ 1 °?i- n3 The matrix U„ is calculated recursively from Un_i using the following algorithm where Un_t and U„ have been divided as follows

Claims (16)

1 Apparat for deteksjon av et kodet digitalt signal mottatt over en kommunikasjonskanal, inkludert en Soft In Soft Out (SISO) utjevner (300) og en SISO-dekoder (302) som danner en iterativ turboutjevningssløyfe, karakterisert ved at apparatet videre inkluderer en kanalestimator (309) som leverer kanalim-pulsresponsestimater til SISO-utjevneren (300), en kilde for kjente symboler (tn) , første svitsjeorgan (S2) innrettet til å levere enten myke symboler beregnet fra ekstrinsik informasjon fra SISO-dekoderen (302) til kanalestimatoren (309) når det mottas symboler inneholdende informasjon, eller levere kjente symboler (tn) til kanalestimatoren (309) og SISO-utjevneren (300) når det mottas treningssekvenser1 Apparatus for detecting an encoded digital signal received over a communication channel, including a Soft In Soft Out (SISO) equalizer (300) and a SISO decoder (302) forming an iterative turbo equalization loop, characterized in that the apparatus further includes a channel estimator ( 309) which supplies channel-impulse response estimates to the SISO equalizer (300), a source of known symbols (tn), first switching means (S2) arranged to supply either soft symbols calculated from extrinsic information from the SISO decoder (302) to the channel estimator ( 309) when symbols containing information are received, or supply known symbols (tn) to the channel estimator (309) and the SISO equalizer (300) when training sequences are received 2 Apparat ifølge krav 1, karakterisert ved at nevnte første svitsj eorgan (S2) er innrettet til å levere myke symboler beregnet fra intrinsik informasjon i tillegg til ekstnnsik myk informasjon fra SISO-dekoderen (302) i én av sine po-sisjoner2 Apparatus according to claim 1, characterized in that said first switching device (S2) is arranged to deliver soft symbols calculated from intrinsic information in addition to external soft information from the SISO decoder (302) in one of its positions 3 Apparat ifølge krav 1 eller 2, karakterisert ved at apparatet videre inkluderer en hard desisjonstilordner (308) som mottar myke symboler fra SISO-utjevneren (300) og andre svitsjeorgan (S2) innrettet til å levere harde desisjonssymboler til kanalestimatoren (309) fra nevnte tilordner (308)3 Apparatus according to claim 1 or 2, characterized in that the apparatus further includes a hard decision allocator (308) which receives soft symbols from the SISO equalizer (300) and second switching means (S2) arranged to deliver hard decision symbols to the channel estimator (309) from said assigns (308) 4 Apparat ifølge krav 3, karakterisert ved at nevnte SISO-utjevner (300) inkluderer en lineær utjevner innrettet til å minimalisere den midlere kvadratfeilen (MMSE), når a priori informasjon og et tidsvarierende kanalestimat er tilgjengelig4 Apparatus according to claim 3, characterized in that said SISO equalizer (300) includes a linear equalizer adapted to minimize the mean square error (MMSE), when a priori information and a time-varying channel estimate are available 5. Apparat ifølge krav 4, karakterisert ved at nevnte kanalestimator (309) er innrettet til å estimere impulsresponsen av overføringskanalen ved bruk av en rekursiv minste kvadraters (RLS) algoritme5. Apparatus according to claim 4, characterized in that said channel estimator (309) is arranged to estimate the impulse response of the transmission channel using a recursive least squares (RLS) algorithm 6 Apparat ifølge krav 4, karakterisert ved at nevnte kanalestimator (309) er innrettet til å estimere impulsresponsen av overføringskanalen ved bruk av en minste midlere kvadraters (LMS) algoritme6 Apparatus according to claim 4, characterized in that said channel estimator (309) is designed to estimate the impulse response of the transmission channel using a least mean squares (LMS) algorithm 7 Apparat ifølge et av de foregående krav, karakterisert ved at nevnte SISO-utjevner (300) er innrettet til å sample det mottatte signal flere ganger per symbolintervall7 Apparatus according to one of the preceding claims, characterized in that said SISO equalizer (300) is arranged to sample the received signal several times per symbol interval 8 Fremgangsmåte for deteksjon av et kodet digitalt signal mottatt over en kommunikasjonskanal, hvor signalet blir utjevnet i en SISO lineær utjevner, og dekodet i en dekoder, idet nevnte utjevner og dekoder danner en iterativ turbout jevnmgssløyf e, karakterisert ved at impulsresponsen til kommunikasjonskanalen estimeres i a) et innledende trinn hvor estimater dannes fra kjente treningssymboler når det mottas treningssekvenser multiplekset inn i signalstrømmen og fra harde desisjoner mottatt fra utjevneren når det mottas informasjonssymboler, b) et etterfølgende trinn hvor estimater dannes fra kjente treningssymboler når det mottas treningssekvenser og myke symboler fra dekoderen når det mottas informasjon ssymboler8 Method for detection of a coded digital signal received over a communication channel, where the signal is equalized in a SISO linear equalizer, and decoded in a decoder, said equalizer and decoder forming an iterative turboout equalization loop, characterized in that the impulse response of the communication channel is estimated in a) an initial step where estimates are formed from known training symbols when training sequences multiplexed into the signal stream are received and from hard decisions received from the equalizer when information symbols are received, b) a subsequent step where estimates are formed from known training symbols when training sequences and soft symbols are received from the decoder when information symbols are received 9 Fremgangsmåte ifølge krav 8, karakterisert ved ati trinn b) omfatter nevnte myke symboler ekstnnsik myk informasjon fra dekoderen9 Method according to claim 8, characterized by ati step b) said soft symbols include external soft information from the decoder 10. Fremgangsmåte ifølge krav 8, karakterisert ved ati trinn b) omfatter nevnte myke symboler intrinsik og ekstnnsik myk informasjon fra dekoderen10. Method according to claim 8, characterized by step b) said soft symbols include intrinsic and extrinsic soft information from the decoder 11 Fremgangsmåte ifølge krav 9 eller 10, karakterisert ved at mottatte symboler sendes gjennom en utjevner som minimaliserer midlere kvad-ratfeil (MMSE), når a priori informasjon og et tidsvarierende kanalestimat er tilgjengelig11 Method according to claim 9 or 10, characterized in that received symbols are sent through an equalizer that minimizes mean square errors (MMSE), when a priori information and a time-varying channel estimate are available 12 Fremgangsmåte ifølge krav 11, karakterisert ved at utjevneren estime-rer hvert overført symbol som hvor s„ er den (2^+1) te kolonne av H„, H„ er den tidsvarierende N x (JT+Ii-l) kanalkonvolveringsmatrise, en bånddiago-nal matrise hvor radene inneholder vektorene hTn+ Ni og nuller, h„er det tidsvarierende estimat av kanalimpulsresponsen, og fn inneholder koeffisientene til utjevnerfilteret av lengde N=N1+ N3+ 1 ved tidstrmn n12 Method according to claim 11, characterized in that the equalizer estimates each transmitted symbol as where s„ is the (2^+1) th column of H„, H„ is the time-varying N x (JT+Ii-l) channel convolution matrix, a band diagonal matrix whose rows contain the vectors hTn+ Ni and zeros, h„ is the time-varying estimate of the channel impulse response, and fn contains the coefficients of the equalizer filter of length N=N1+ N3+ 1 at time period n 13. Fremgangsmåte ifølge krav 12, karakterisert ved at utjevnerfllteret beregnes som: hvor En er en diagonalmatrise med elementene o~ l+ Ni , det tidsvarierende estimatet av feilvanansen, og matrisen Un beregnes rekursivt fra ved bruk av den følgende algoritme hvor Un.! og Un har blitt oppdelt som13. Method according to claim 12, characterized in that the equalizer filter is calculated as: where En is a diagonal matrix with elements o~ l+ Ni , the time-varying estimate of the error variance, and the matrix Un is calculated recursively from using the following algorithm where Un.! and Un has been divided as 14 Fremgangsmåte ifølge krav 11 eller 13, karakterisert ved at nevnte kanalimpulsrespons estimeres ved bruk av en rekursiv minste kvadraters (RLS) algoritme.14 Method according to claim 11 or 13, characterized in that said channel impulse response is estimated using a recursive least squares (RLS) algorithm. 15 Fremgangsmåte ifølge krav 11 eller 13, karakterisert ved at nevnte kanalimpulsrespons estimeres ved bruk av en minste midlere kvadraters (LMS) algoritmeMethod according to claim 11 or 13, characterized in that said channel impulse response is estimated using a least mean squares (LMS) algorithm 16 Fremgangsmåte ifølge et av kravene 8-15, karakterisert ved at det mottatte signal samples flere ganger per symbolintervall16 Method according to one of claims 8-15, characterized in that the received signal is sampled several times per symbol interval