NO178780B - Method for controlling the brightness of a gas discharge lamp - Google Patents

Abstract

A process for controlling the brightness (dimming) of a gas-discharge lamp (GE) which is located in a series resonant circuit (L1, C1) connected to a rectifier-inverter combination (10, 20), by varying the frequency (f) and the duty ratio (D, d) of the output alternating variable (uw) generated by the inverter and supplied to the gas-discharge lamp and to the series-resonant circuit (X; L1, C1, GE). The lamp (GE) is operated in a frequency range in which the dependency of the lamp power (Pab) on the frequency (f) of the output alternating variable (uw) can be represented by the duty ratio (D, d) as a parameter as a family of characteristic curves (K1, K2, K3, ...), each of which runs in the manner of a bell-shaped curve starting from a maximum value and reducing to form a point of inversion. The maximum value of the individual characteristic curves (K1, K2, K3, ...) of the family becomes smaller as the duty ratio (d1, d2, d3, ...) associated with these characteristic curves (K1, K2, K3, ...) as a parameter becomes smaller. The process is intended to be designed such that the brightness of a gas-discharge lamp can be varied in a stable manner without flicker. This is achieved in that the frequency (f) and the duty ratio (D, d) are in each case selected such that the operating point (B1, B2, B3, ...), with at least two characteristic curves selected or available for a specific lamp power (Pab), in each case coming to rest on that characteristic curve which has the lower gradient at this lamp power (brightness). <IMAGE>

Description

Oppfinnelsen angår en fremgangsmåte for å styre lysstyrken hos, eller for å drive, gassutladningslamper, i henhold til ingressen i patentkrav 1 og 6. Den angår videre en elektronisk drivkrets, spesielt for utførelse av fremgangsmåten i henhold til patentkrav l. The invention relates to a method for controlling the brightness of, or for driving, gas discharge lamps, according to the preamble in patent claims 1 and 6. It further relates to an electronic drive circuit, in particular for carrying out the method according to patent claim 1.

Fremgangsmåter for lysstyrke-innstilling av lysstoffrør, eksempelvis gassutladningslamper, såvel som koblingsanord-ninger for å utføre fremgangsmåtene, er vel kjent, men hittil er det bare kjent å dimme lysrør med konstant nominell lysstyrke som vanlige glødelamper (innstilling av lysstyrken). De foreliggende mekaniske startkoblinger kan ikke garantere lysstyrke-innstillingen til lysrør, og foreliggende dimmere som kan anvendes til glødelamper, kan ikke anvendes til lysrør. Det blir derfor innkoblet en elektronisk drivkrets (EVG), som sender ut en høyfrekvent vekselspenning til lysrørene, og på denne måten tilveiebringes en frekvensstyrt start (tenning) av gassutladningslampen, og det muliggjøres også en frekvensstyrt dimmedrivanordning. Methods for brightness setting of fluorescent tubes, for example gas discharge lamps, as well as switching devices for carrying out the methods, are well known, but so far it has only been known to dim fluorescent tubes with a constant nominal brightness like ordinary incandescent lamps (setting the brightness). The available mechanical starter connections cannot guarantee the brightness setting for fluorescent tubes, and existing dimmers that can be used for incandescent lamps cannot be used for fluorescent tubes. An electronic drive circuit (EVG) is therefore connected, which sends out a high-frequency alternating voltage to the fluorescent tubes, and in this way a frequency-controlled start (ignition) of the gas discharge lamp is provided, and a frequency-controlled dimming drive device is also made possible.

En fremgangsmåte i henhold til kjent teknikk er kjent fra eksempelvis EP 0 059 064. Der er det innsatt en fremmedmatet transistorisert vekselretter som over en serieresonanskrets mater en direkte oppvarmet gassutladningslampe. Begge varme-viklingene til gassutladningslampen er forbundet over en med gassutladningslampen parallellkoblet parallell-oppvarmings-kondensator. I serieresonanskretsen er det videre innkoblet en induktiv strømføler, som måler lampestrømmen. Ved forskyvning av utgangsfrekvensen til den selvstyrte veksel-retteren fra en oppvarmingsfrekvens på 50kHz i retning mot i nærheten av resonansfrekvensen til seriesvingekretsens driftsfrekvens på 28kHz, kan lampen både forvarmes (50 kHz) og tennes ved resonansspenningshevning over resonansfrekvensen (ftenne>28kHz). Etter tenning av lampen blir nå lampens dempede serieresonanssvingekrets drevet med den nominelle driftsfrekvensen på 28kHz. For lysstyrkeendring, dvs. for dimming av gassutladningslampen, kan utgangsfrekvensen til den selvstyrte vekselretter igjen økes. Samtidig med økningen i utgangsfrekvensen vil varmestrømmen i varmeviklingen øke siden skinn-motstanden i de parallelle oppvarmingskondensatorene minker med høyere frekvens. Den "ønskede økning av utgangsfrekvensen til vekselretteren for lysstyrkeendring følger over en komparator (som regulator), hvis utgangssignal forskyver frekvensen til vekselretterens frekvensgenerator. Den ene inngangskoblingen til komparatoren er forbundet med et dimme-potensiometer, og den andre inngangen blir tilført strøm-målesignalet til de induktive lampestrømsensorene. På denne måten oppnås en stabil lysstyrkeendring ved regulering av lampestrømmen ved en ren frekvensendring av den selvstyrte vekselretteren. A method according to prior art is known from, for example, EP 0 059 064. There, an external-fed transistorised inverter is inserted which, via a series resonant circuit, feeds a directly heated gas discharge lamp. Both heating windings of the gas discharge lamp are connected via a parallel heating capacitor connected in parallel with the gas discharge lamp. In the series resonant circuit, an inductive current sensor is also connected, which measures the lamp current. By shifting the output frequency of the self-controlled inverter from a heating frequency of 50kHz in the direction of close to the resonance frequency to the series oscillator's operating frequency of 28kHz, the lamp can both be preheated (50 kHz) and ignited when the resonance voltage rises above the resonance frequency (ftign>28kHz). After lighting the lamp, the lamp's damped series resonant oscillator circuit is now driven at the nominal operating frequency of 28kHz. For brightness change, i.e. for dimming the gas discharge lamp, the output frequency of the self-controlled inverter can be increased again. Simultaneously with the increase in the output frequency, the heat flow in the heating winding will increase since the skin resistance in the parallel heating capacitors decreases with higher frequency. The "desired increase of the output frequency of the inverter for brightness change follows over a comparator (as a regulator), whose output signal shifts the frequency of the inverter's frequency generator. One input link of the comparator is connected to a dimming potentiometer, and the other input is supplied with the current measurement signal of the inductive lamp current sensors.In this way, a stable brightness change is achieved by regulating the lamp current by a pure frequency change of the self-controlled inverter.

Fra AT-B 380373 er kjent en elektronisk drivkrets. Denne oppviser en asymmetrisk utgangs-avgrening, som koples mellom en positiv mate-likespenning og et referansepotensial. Utgangs-grenen har en øvre og nedre gren-halvdel koplet i serie, hvor en styrekretsanordning forandrer graden av usymmetri mellom gren-halvdelene, for å variere frekvensen på den utgangs-vekselstørrelse som avgis mellom gren-halvdelene. Når det gjelder ytterligere kjent teknikk, kan det forøvrig vises til EP 79969 vedrørende en fremgangsmåte for styring av lysstyrke for gassutladningslampe, men fremgangsmåten skiller seg dog klart fra fremgangsmåten ifølge herværende opp-finnelse. An electronic drive circuit is known from AT-B 380373. This has an asymmetric output branch, which is connected between a positive DC feed voltage and a reference potential. The output branch has an upper and lower branch half connected in series, where a control circuit device changes the degree of asymmetry between the branch halves, in order to vary the frequency of the output alternating magnitude emitted between the branch halves. As regards further prior art, reference can also be made to EP 79969 regarding a method for controlling the brightness of a gas discharge lamp, but the method clearly differs from the method according to the present invention.

Fra DE-OS 33 38 464, som benyttes som grunnlag for den innledende del av patentkrav 1 og 6, er det også kjent en elektronisk drivkrets eller koblingsanordning med selvsvingende eller selvstyrt vekselretter, og også en slik med fremmedstyrt vekselretter. Her mater en MOS-FET-transistor-bestykket utgang på vekselretteren en serieresonanskrets, som består av en kapasitans og en parallellkobling av en serie-koblet gassutladningslampe og induktivitet. Herved er det på den ene side mulig å holde et pulsforhold på 50%, dvs. 1:1, uforandret og bare øke utgangsfrekvensen f til vekselretteren for å oppnå lysstyrkeforminskingen, som i det ovenfor angitte eksempel. På den annen side er det for lysstyrkeregulering mulig og kjent for en gassutladningslampe, og spesielt med en selvstyrt vekselretter, å minske puls/pauseforholdet, dvs. pulsforholdet, som utgjøres av vekselretterens avgitte høyfrekvente vekselspenning. Dette blir redusert fra et symmetrisk l:l-forhold til omtrent 1:10, dvs. 10%, hvorved lysstyrken til lysrøret bringes ned med mer enn faktoren 10. Denne redusering av pulsforholdet virker ved firkantpulser, og ikke sinusformete utgangsvekselspenninger, som en amplitude-økning av overharmoniske og samtidig som en amplitude-redusering av grunnfrekvensen. Dette medfører den samme effekten som ren frekvensvariasjon, men ved en ren pulsforhold-endring blir grunnfrekvensen bibeholdt og amplitudene (Fourierkoeffisientene) til de overharmoniske forskjøvet. From DE-OS 33 38 464, which is used as a basis for the introductory part of patent claims 1 and 6, an electronic drive circuit or switching device with a self-oscillating or self-controlled inverter is also known, and also one with an externally controlled inverter. Here, a MOS-FET transistor-equipped output on the inverter feeds a series resonant circuit, which consists of a capacitance and a parallel connection of a series-connected gas discharge lamp and inductance. Hereby, on the one hand, it is possible to keep a pulse ratio of 50%, i.e. 1:1, unchanged and only increase the output frequency f of the inverter to achieve the brightness reduction, as in the above example. On the other hand, for brightness regulation it is possible and known for a gas discharge lamp, and especially with a self-controlled inverter, to reduce the pulse/pause ratio, i.e. the pulse ratio, which is constituted by the high-frequency alternating voltage emitted by the inverter. This is reduced from a symmetrical l:l ratio to about 1:10, i.e. 10%, bringing down the brightness of the fluorescent tube by more than a factor of 10. This reduction of the pulse ratio acts for square pulses, and not sinusoidal AC output voltages, as an amplitude -increase of harmonics and at the same time as an amplitude reduction of the fundamental frequency. This causes the same effect as pure frequency variation, but with a pure pulse ratio change, the fundamental frequency is maintained and the amplitudes (Fourier coefficients) of the overharmonics are shifted.

Mer tilfeldig er det i den sistnevnte publikasjonen ønskelig med en kombinasjon av en frekvens- og pulsbredde-styring, og denne minsker strømopptaket til vekselretteren og øker dens utgangsfrekvens hvorved lampelysstyrken kan reduseres. More casually, in the latter publication, a combination of a frequency and pulse width control is desirable, and this reduces the current consumption of the inverter and increases its output frequency, whereby the lamp brightness can be reduced.

Det er formålet med oppfinnelsen å frembringe en forbedret fremgangsmåte for å styre lysstyrken til en gassutladningslampe. It is the purpose of the invention to produce an improved method for controlling the brightness of a gas discharge lamp.

Oppgaven som stilles ved en fremgangsmåte i henhold til ingressen til patentkrav 1, er løst oppfinnerisk ved de angitte trekk i den karakteriserende del av patentkrav 1. The task set by a method according to the preamble to patent claim 1 is solved inventively by the specified features in the characterizing part of patent claim 1.

Alternativt til dette blir oppgaven som stilles ved en fremgangsmåte i henhold til ingressen i patentkrav 6, løst ved de trekk som angis i kravets karakteriserende del. Alternatively to this, the problem posed by a method according to the preamble in patent claim 6 is solved by the features stated in the characterizing part of the claim.

Et vesentlig formål med oppfinnelsen ligger i dimmedriften, dvs. i det å stabilisere driften av lampen ved redusert lysstyrke. De i karakteristikken til patentkrav 1 angitte trekk virker slik at lampelysstyrkekurven til lampen med serieresonanskretsen får forandret sin form. På grunn av denne endring blir ved avtakende lysstyrke samtidig lampens lysstyrkekurve forandret. Denne forandring utjevner det steile området i den aktuelle lysstyrkekurven og gjør det mulig å få frem et éntydig definert stabilt driftspunkt også ved sterkt dimmet drift. An essential purpose of the invention lies in the dimming operation, i.e. in stabilizing the operation of the lamp at reduced brightness. The features stated in the characteristic of patent claim 1 act so that the lamp brightness curve of the lamp with the series resonant circuit changes its shape. Due to this change, when brightness decreases, the lamp's brightness curve is also changed. This change evens out the steep area in the relevant brightness curve and makes it possible to obtain an unambiguously defined stable operating point even with strongly dimmed operation.

Ved de i patentkrav 1 angitte kjennetegnende trekk besørges at nevnte driftspunkter, dvs. arbeidspunkter, alltid vil ligge i den steile delen av lampelysstyrkefunksjonen for enhver frekvens eller ethvert gyldig pulsforhold. Særlig ved bruk av en frittsvingende (selvstyrt) vekselretter, hvor svingefrekvensen bl.a. avhenger av nettspenningen, dvs. nivået på likespenningen som mater vekselretteren, er oppfinnelsens stabilisering av dimmedriften spesielt effektiv: uten tilleggs-reguleringsanordninger. The characteristic features specified in patent claim 1 ensure that said operating points, i.e. operating points, will always lie in the steep part of the lamp brightness function for any frequency or any valid pulse ratio. Especially when using a free-swinging (self-controlled) inverter, where the swing frequency i.a. depends on the mains voltage, i.e. the level of the direct voltage that feeds the inverter, the invention's stabilization of dimming operation is particularly effective: without additional regulation devices.

Den for dimmedrift fordelaktige hevning av oppvarmings-strømmen skjer ved den kombinerte frekvensøkning og syklus-redusering, og denne effekten virker tilleggsstabiliserende for lysstyrke-reduserte gassutladningslamper. The increase in the heating current, which is advantageous for dimming operation, occurs through the combined frequency increase and cycle reduction, and this effect acts as an additional stabilizer for brightness-reduced gas discharge lamps.

I samsvar med en fordelaktig videreutvikling av fremgangsmåten i henhold til oppfinnelsen kan ved vilkårlig forhåndsinnstilling av en ikke-lineær styrekurve lysstyrkens avhengighet av en av styrespenningene eller potensiometer-innstillingene. In accordance with an advantageous further development of the method according to the invention, by arbitrarily pre-setting a non-linear control curve, the brightness's dependence on one of the control voltages or the potentiometer settings.

Oppfinnelsesfremgangsmåten i henhold til patentkrav 1 og patentkrav 6 kan på den ene side arbeide med todimensjonale karakteristiske kurver eller med tredimensjonale karakteristiske flater. Den uavhengig variabel for en.karakteristisk kurve er enten frekvensen f eller pulsforholdet T, og den avhengige parameteren er i begge tilfeller den avgitte lampeeffekt Pab, dvs. lampelysstyrken. Den variabel som i det todimensjonale tilfellet innsettes som ytterligere variabel i tillegg til abscisse-variabler, utgjør en parameter, som med trekkene i ingressen til patentkrav 1 danner en skare av klokkeformede karakteristiske kurver. Et aktuelt par av et pulsforhold dj og en frekvens f-^ gir en entydig lampelysstyrke, da såvel den karakteristiske kurven som også abscisse-verdien ligger fast, hvorved ordinat-verdien er avlesbar. Ved hjelp av oppfinnelsens funksjonsgiver er det mulig, i avhengighet av en lederstørrelse, som enten kan være Pson (ønsket lampeeffekt eller ytelse) eller frekvensen f eller pulsforholdet d, å instille på forhånd den ene eller begge parameterne (frekvens og pulsforhold) på ønsket måte for vekselretteren til EVG. Den aktuelle forinnstilling kan være lampe-individuell, avhengig_av lampetypen, eksempelvis om det er krypton- eller argonlamper, eller avhengig av den angitte eller innsatte nominelle lampeeffekt PN. Forbindelsen mellom alle driftspunktene danner i henhold til oppfinnelsen en styrekurve, som kan være såvel lineær som buet eller ikke-lineær. The inventive method according to patent claim 1 and patent claim 6 can, on the one hand, work with two-dimensional characteristic curves or with three-dimensional characteristic surfaces. The independent variable for a characteristic curve is either the frequency f or the pulse ratio T, and the dependent parameter in both cases is the emitted lamp power Pab, i.e. the lamp brightness. The variable which in the two-dimensional case is inserted as an additional variable in addition to abscissa variables constitutes a parameter, which with the features in the preamble of patent claim 1 forms a group of bell-shaped characteristic curves. A relevant pair of a pulse ratio dj and a frequency f-^ gives an unambiguous lamp brightness, as both the characteristic curve and the abscissa value are fixed, whereby the ordinate value can be read. With the help of the function transmitter of the invention, it is possible, depending on a conductor size, which can either be Pson (desired lamp effect or performance) or the frequency f or the pulse ratio d, to set in advance one or both parameters (frequency and pulse ratio) in the desired way for the inverter of EVG. The relevant preset can be lamp-individual, depending_on the lamp type, for example whether it is krypton or argon lamps, or depending on the specified or inserted nominal lamp power PN. According to the invention, the connection between all the operating points forms a control curve, which can be both linear and curved or non-linear.

Ved siden av muligheten til å styre lysstyrken til gassutladningslampen over todimensjonale karakteristikker har en som alternativ muligheten til å styre over et tredimensjonalt karakteristisk felt, dvs. en lampespesifikk karakteristisk flate. Styrekurven blir da dannet i rommet på overflaten av den karakteristiske flaten. Den aktuelle projeksjon av denne styrekurven, som ligger i rommet, på det plan som dannes av aksene Pab og f eller det plan som dannes av aksene Pab og d, danner den foran kommenterte todimensjonale styrekurve. Fordelen ved en tredimensjonal utførelse ligger i en enkelt funksjonsgiver, som alltid, avhengig av en styre-størrelse, f .eks. Psolj_, utvelger et aktuelt par av frekvens og pulsforhold. Liksettingen av nominell verdi (styrestørrelse <P>soll) og momentan verdi, dvs. den avgitte lampeeffekt Pab, gjør det mulig å foreta en innstilling av en ønske-lysstyrke uten innføring av en regulator. Oppfinnelsens styrekurve blir dermed i henhold til patentkrav 6 lagt på den karakteristiske flaten, hvorved hver ønsket lampe-lysstyrke, dvs. hver lampeeffekt Pab, for <P>soii=Pab/ kan tilordnes et entydig størrelsespar av pulsforhold og frekvens. In addition to the option of controlling the brightness of the gas discharge lamp over two-dimensional characteristics, one has the option of controlling over a three-dimensional characteristic field, i.e. a lamp-specific characteristic surface. The control curve is then formed in the space on the surface of the characteristic surface. The relevant projection of this control curve, which lies in space, on the plane formed by the axes Pab and f or the plane formed by the axes Pab and d, forms the previously commented two-dimensional control curve. The advantage of a three-dimensional design lies in a single function generator, which always, depending on a steering wheel size, e.g. Psolj_, selects a relevant pair of frequency and pulse ratio. The equalization of nominal value (control size <P>soll) and instantaneous value, i.e. the emitted lamp power Pab, makes it possible to set a desired brightness without introducing a regulator. The control curve of the invention is thus, according to patent claim 6, superimposed on the characteristic surface, whereby each desired lamp brightness, i.e. each lamp power Pab, for <P>soii=Pab/ can be assigned to a unique size pair of pulse ratio and frequency.

Den ønskede lysstyrken, og spesielt den ønskede avgitte lampeeffekt Psoll, kan i henhold til en fordelaktig videreutvikling oppnås enten ved hjelp av et potensiometer eller ved hjelp av en eksternt tilført styrespenning ust. The desired brightness, and in particular the desired emitted lamp power Psoll, can, according to an advantageous further development, be achieved either by means of a potentiometer or by means of an externally supplied control voltage ust.

En elektronisk styrekrets (EVG) med fortrinnsvis frittsvingende vekselretter, kan enkelt og modulært tilpasses dimmedrift. Modulasjonen til usymmetrien i en vekselretter-utgang tillater samtidig forandring av pulsforholdet d og frekvensen f til en utgangsvekselspenning eller -strøm. Styrekretsanordningen modulerer herved den bestående usymmetrien slik at med utgangspunkt i den nominelle driftskvens for en symmetrisk pulsforhold er det mulig å oppnå en dimmedrift ved_samtidig økning av utgangsfrekvensen såvel som senking av pulsforholdet. Styrekretsanordningen er herved modulært innførbar i en ferdig EVG, slik at den ene og samme EVG kan anvendes såvel for nominell drift som med tilsats av styrekretsanordningen for dimmedrift. Usymmetrien besørges fortrinnsvis ved hjelp av ulike ohmske motstander, og ved hjelp av en motstand som er større enn begge nevnte motstander og som er styrbar og parallellkoblet med nevnte motstander, fortrinnsvis en MOS-FET, kan det varieres mellom en innstilling med full symmetri (50% pulsforhold) og usymmetri på grunn av motstandsforskjell. Forskjellen i motstandene virker tilbake på metningstidene til styretransformatoren som er innført med sin primærvikling i serieresonanskretsen for å styre den selvstyrte vekselretteren. Dens sekundærviklinger styrer styreinngangene på utgangs-effekthalvlederen til veksel-retteren. An electronic control circuit (ECG) with preferably a free-swinging inverter can be easily and modularly adapted to dimming operation. The modulation of the asymmetry in an inverter output allows the simultaneous change of the pulse ratio d and the frequency f of an output AC voltage or current. The control circuit device thereby modulates the existing asymmetry so that, based on the nominal operating sequence for a symmetrical pulse ratio, it is possible to achieve dimming operation by simultaneously increasing the output frequency as well as lowering the pulse ratio. The control circuit device can thus be modularly introduced into a finished ECG, so that one and the same ECG can be used both for nominal operation and with the addition of the control circuit device for dimming operation. The asymmetry is preferably ensured by means of various ohmic resistors, and by means of a resistor which is larger than both mentioned resistors and which is controllable and connected in parallel with said resistors, preferably a MOS-FET, it can be varied between a setting with full symmetry (50 % pulse ratio) and asymmetry due to resistance difference. The difference in the resistances acts back on the saturation times of the control transformer which is introduced with its primary winding in the series resonant circuit to control the self-controlled inverter. Its secondary windings control the control inputs on the output power semiconductor of the inverter.

En fremgangsmåte ifølge oppfinnelsen, samt et eksempel på realisering av en elektronisk drivkrets, skal i det etter-følgende beskrives under henvisning til tegningene, som viser: Fig. 1 et effekt-frekvensdiagram med en lampelysstyrke-karakteristikk for et pulsforhold på 50% og et eksempel på innstilt arbeidspunkt B4, Fig. 2 tre tidsdiagrammer for en frekvensvariabel firkantbølge, slik den avgis fra en fremmedstyrt eller selvstyrt vekselretter, Fig. 3 et diagram som på Fig. 1, men hvor oppfinnelsens endring av lampelysstyrke-karakteristikken såvel som en eksempelvis lineær styrekurve I, er vist, Fig. 4 en elektronisk drivkrets i utførelsen med A method according to the invention, as well as an example of the realization of an electronic drive circuit, will be described below with reference to the drawings, which show: Fig. 1 a power-frequency diagram with a lamp brightness characteristic for a pulse ratio of 50% and a example of set operating point B4, Fig. 2 three time diagrams for a frequency-variable square wave, as it is emitted from an externally controlled or self-controlled inverter, Fig. 3 a diagram as in Fig. 1, but where the invention's change of the lamp brightness characteristic as well as an example linear control curve I, is shown, Fig. 4 an electronic drive circuit in the design with

selvsvingende vekselretter, self-oscillating inverters,

Fig. 5a viser i detalj en styrekretsanordning for modulasjon Fig. 5a shows in detail a control circuit arrangement for modulation

av usymmetrien til vekselretteren på Fig. 4, of the asymmetry of the inverter in Fig. 4,

Fig. 5b viser et detalj-kretsskjema for å forklare den metningsstyrte frekvens/pulsforhold-modulasjon i den nedre delgrenen av vekselretterutgangsgrenene, Fig. 6 viser et tredimensjonalt karakteristisk felt (-_flate) som er dannet av den uavhengige parameteren f (frekvens) og d (pulsforhold) og hvor z-retningen i den karakteristiske flaten dannes av den avhengige variable Pab (lampelysstyrke), hvorved <P>ab er fremstilt som funksjon av d og f, Fig. 7 viser en lampelysstyrke-karakteristikk som er avhengig av pulsforholdet med parameteren "frekvens" for å beskrive en ren frekvensstyring, Fig. 8 viser en lampelysstyrke-karakteristikk som er avhengig av frekvensen med parameteren "pulsforhold" for å beskrive en ren pulsforholdstyring, Fig. 9 viser et diagram som på Fig. 3 for å forklare en ikke-lineær styrekurve II hvis hensikt er å linearisere lampelysstyrke-funksjonen, i avhengighet av en styrespenning eller en potensiometerendring, Fig. 10a har en funksjonsgiver som på bakgrunn av den på Fig. 6 viste karakteristiske flate F er avhengig av en styringsstørrelse, her Pson, slik at det avgis tilhørende lampeindividuelle størrelsespar av en frekvens (f) og et pulsforhold (d) til vekselretteren for en ønsket lysstyrke, Fig. 10b viser en alternativ forinnstilling av den aktuelle frekvensen og det tilhørende pulsforhold over en enkel ytterligere funksjonsgiver, som avhengig av en frekvens, som her er innsatt som en styrestørrelse, avgir et tilhørende pulsforhold, Fig. 11 er et utførelseseksempel på en EVG, som mater lampelastkretsen X, og hvis vekselretter 20 kan tilføres størrelsespar av pulsforhold og frekvens i oppnådd samsvar med Fig. 10a og 10b. Fig. 1 viser en lampelysstyrke-karakteristikk, henholdvis funksjonen til den avgitte effekt Pab, som gir uttrykk for lysstyrken i avhengighet av frekvensen til en matevekselspenning til en serieresonanskrets med gassutladningslampe GE. Det er som eksempel inntegnet et arbeidspunkt B4, som ved en innstilt frekvens f4 betinger en avgitt effekt P4. Denne avgitte effekt P4 svarer til en bestemt lysstyrke H4. Fig. 5b shows a detailed circuit diagram to explain the saturation-controlled frequency/pulse ratio modulation in the lower branch of the inverter output branches, Fig. 6 shows a three-dimensional characteristic field (-_surface) formed by the independent parameters f (frequency) and d (pulse ratio) and where the z direction in the characteristic surface is formed by the dependent variable Pab (lamp brightness), whereby <P>ab is produced as a function of d and f, Fig. 7 shows a lamp brightness characteristic which is dependent on the pulse ratio with the parameter "frequency" to describe a pure frequency control, Fig. 8 shows a lamp brightness characteristic that depends on the frequency with the parameter "pulse ratio" to describe a pure pulse ratio control, Fig. 9 shows a diagram as in Fig. 3 to explain a non-linear control curve II whose purpose is to linearize the lamp brightness function, depending on a control voltage or a potentiometer change, Fig. 10a has a function encoder which, based on the p The characteristic surface F shown in Fig. 6 is dependent on a control quantity, here Pson, so that the corresponding lamp-individual size pair of a frequency (f) and a pulse ratio (d) is emitted to the inverter for a desired brightness, Fig. 10b shows an alternative preset of the frequency in question and the associated pulse ratio over a simple additional function generator, which depending on a frequency, which is inserted here as a control variable, emits an associated pulse ratio, Fig. 11 is an embodiment example of an ECG, which feeds the lamp load circuit X, and if inverter 20 can be supplied with size pairs of pulse ratio and frequency in accordance with Fig. 10a and 10b. Fig. 1 shows a lamp brightness characteristic, respectively the function of the emitted power Pab, which expresses the brightness as a function of the frequency of a supply alternating voltage of a series resonant circuit with gas discharge lamp GE. As an example, a working point B4 is drawn, which at a set frequency f4 conditions a emitted power P4. This emitted power P4 corresponds to a certain brightness H4.

Det _er åpenbart av lampelysstyrke-karakteristikken at lampelysstyrken kan endres ved en frekvensendring. Lampe-lysstyrke-karakteristikken forløper ved de laveste frekvensene såvel som ved de høyeste frekvensene relativt flatt, dvs. at effektendringen ÅPab for en gitt Åf er liten, og kurven oppviser mellom disse flate områdene et steilt område med en høy effektendring for den samme frekvensendringen. Egenskapen til denne lampelysstyrke-funksjonen, som her som eksempel er vist for symmetrisk pulsforhold på dx=50%, henh.v. 1:1, er avhengig av egenskapene til serieresonanskretsen Li/Cl såvel som gassutladningslampen. En liknende lampelysstyrke-karakteristikk gjelder for en konstant frekvens ved variabelt pulsforhold. It is obvious from the lamp brightness characteristic that the lamp brightness can be changed by a change in frequency. The lamp brightness characteristic is relatively flat at the lowest frequencies as well as at the highest frequencies, i.e. the power change ÅPab for a given Åf is small, and the curve shows between these flat areas a steep area with a high power change for the same frequency change. The property of this lamp brightness function, which is shown here as an example for a symmetrical pulse ratio of dx=50%, resp. 1:1, depends on the properties of the Li/Cl series resonant circuit as well as the gas discharge lamp. A similar lamp brightness characteristic applies for a constant frequency at a variable pulse ratio.

Differansestørrelsen A blir i det følgende benevnt The difference quantity A will be referred to below

"DELTA". "PARTICIPATE".

Dersom det ved hjelp av en elektronisk drivkrets (EVG), henholdsvis dennes vekselretter 20 (se Fig. 11), blir innstilt en forutbestemt frekvens f4 som blir tilført gassutladningslampens serieresonanskrets X, innstiller det seg for en bestemt lampetype ved det ønskete pulsforhold på d-^50% et arbeidspunkt B4, som gir en avgitt effekt P4, henholdsvis H4. En liten frekvensendring, benevnt DELTA f4 på Fig. 1, som som eksempel ligger symmetrisk til f4, fører på grunn av den bratte karakteristikken til en relativt høy effektendring DELTA P4. Denne relativt høye effektendringen ytrer seg ved ikke konstant frekvens som en flimring i lampen, som er ubekvem og forstyrrende for det menneskelige øyet. En liten forskyvning av frekvensen f4 bevirker på den ene side til en sterk stasjonær lysstyrke-endring, og på den andre side til den uønskede flimringsegenskap. En parasittær liten frekvensendring DELTA f4 kan frembringes, spesielt ved anvendelse av selvstyrt vekselretter, av en ikke-konstant (svingende) nettspenning. If, with the help of an electronic drive circuit (ECG), or its inverter 20 (see Fig. 11), a predetermined frequency f4 is set which is supplied to the gas discharge lamp's series resonance circuit X, it is set for a specific lamp type at the desired pulse ratio of d- ^50% a working point B4, which gives a emitted power P4, respectively H4. A small frequency change, called DELTA f4 in Fig. 1, which is, for example, symmetrical to f4, leads due to the steep characteristic to a relatively high power change DELTA P4. This relatively high power change manifests itself at a non-constant frequency as a flicker in the lamp, which is uncomfortable and disturbing to the human eye. A small shift of the frequency f4 causes on the one hand a strong stationary brightness change, and on the other hand the unwanted flickering characteristic. A parasitic small frequency change DELTA f4 can be produced, especially when using a self-controlled inverter, by a non-constant (fluctuating) mains voltage.

Arbeidspunktet (driftspunktet) B4 kan nå som eksempel være lik det nominelle arbeidspunktet BN, som innstiller seg med en nominell arbeidsfrekvens fN. Her har lampen den nominelle belastning PN som avgir den nominelle lysstyrken. Den nominelle frekvensen ligger ubetydelig over svingekrets-resonansfrekvensen, f.eks. ved ca. 2 0kHz, fortrinnsvis over hørefrekvensen. Den ved det nevnte nominelle arbeidspunktet BN opptredende endring i effekten ved en gitt ubetydelig frekvensendring DELTA f5, gir bare DELTA P5. Denne lampelysstyrkeendring er et multiplum mindre enn den frembragte lampelysstyrkeendring ved en lik frekvensendring (ved DELTA f4=DELTA f5) i dimmearbeidspunktet B4. Dermed blir det tydelig at med utgangspunkt i nominell drift, hvor en gassutladningslampe ikke, eller bare lite, flimrer, vil en dimming av lampen med en elektronisk drivkrets ved hjelp av bare frekvensøkning (ved konstant pulsforhold dx) føre til økt flimring, dvs. til ustabilitet. The working point (operating point) B4 can now, for example, be equal to the nominal working point BN, which is set with a nominal working frequency fN. Here, the lamp has the nominal load PN which emits the nominal brightness. The nominal frequency lies slightly above the resonant circuit frequency, e.g. at approx. 2 0kHz, preferably above the hearing frequency. The change in power occurring at the aforementioned nominal operating point BN for a given negligible frequency change DELTA f5, only gives DELTA P5. This lamp brightness change is a multiple smaller than the produced lamp brightness change at an equal frequency change (at DELTA f4=DELTA f5) in the dimming operating point B4. It thus becomes clear that starting from nominal operation, where a gas discharge lamp does not, or only slightly, flickers, dimming the lamp with an electronic drive circuit by means of a mere frequency increase (at a constant pulse ratio dx) will lead to increased flickering, i.e. to instability.

Her kommer oppfinnelsestanken inn idet denne gjør det mulig å foreta endring i lampelysstyrke-karakteristikken i henhold til Fig. 3 ved variasjon av pulsforholdet d. Pulsforholdet (relativ pulsforhold d, absolutt pulsforhold D) er definert som forholdet mellom innkoblingsvarigheten og ut-koblingsvarigheten til den høyfrekvente vekselspenningen uw fra EVG. Et symmetrisk driftsforhold betyr at innkoblingstiden såvel som utkoblingstiden av vekselspenningen er identisk, dvs. dsyMM=50%, henholdsvis D=50:50 eller 1:1. En forskyvning av pulsforholdet mot mindre relativt pulsforhold d<50% betyr en redusering av innkoblingstiden ved like lang økning av utkoblingstiden. Som sum forblir den like tiden T, slik at frekvensen f=l/T er uforandret (Fig. 2). This is where the idea of the invention comes in as it makes it possible to change the lamp brightness characteristic according to Fig. 3 by varying the pulse ratio d. The pulse ratio (relative pulse ratio d, absolute pulse ratio D) is defined as the ratio between the switch-on duration and the switch-off duration of the the high-frequency alternating voltage uw from the ECG. A symmetrical operating condition means that the switch-on time as well as the switch-off time of the alternating voltage are identical, i.e. dsyMM=50%, respectively D=50:50 or 1:1. A shift in the pulse ratio towards a smaller relative pulse ratio d<50% means a reduction in the switch-on time with an equally long increase in the switch-off time. As a sum, it remains the same for the time T, so that the frequency f=l/T is unchanged (Fig. 2).

I henhold til Fig. 3 vil nå ved senking av pulsforholdet, henholdsvis senking av den relative innkoblingsvarigheten d, lampelysstyrke-karakteristikken bli flatere. Det bratte området taper ved stigning risikoen for frekvensendrings-indusert flimring i gassutladningslampen. According to Fig. 3, by lowering the pulse ratio, respectively lowering the relative switch-on duration d, the lamp brightness characteristic will become flatter. The steep area loses the risk of frequency change-induced flickering in the gas discharge lamp when climbing.

Det lar seg definere en styrekurve I som er dannet ved alle de gitte driftspunktene Bl, B2, B3 som gjelder for alle aktuelle frekvens/pulsforhold-kombinasjoner. Forbindelsen mellom alle driftspunktene danner styrekurven I. Denne kan oppvise ønskete former. B1,B2,B3 er eksempler på slike driftspunkter. De tre viste karakteristikkene K1,K2 og K3 er også eksempler på karakteristikker. For kontinuerlig foranderlige pulsforhold eksisterer en uendelig mengde av klokkeformede karakteristikker, og disse blir ved kontinuerlig avstemning av pulsforholdene d (eller frekvensen f) kontinuerlig forskjøvet, og deres stigning blir endret. Styrekurven, benevnt I på Fig. 3 og II på Fig. 9, kan velges å være ikke-lineær. Denne er avhengig av den ønskete styre-funksjonen såvel som den anvendte lampetypen. På den annen side kan en styrekurve likeledes være definert ved at det for flere kombinasjoner av en frekvens, eksempelvis f2, og et pulsforhold, eksempelvis d2=25%, alltid vil være et éntydig arbeidspunkt (driftspunkt), her B2. Frekvensen gir herved abscissekoordinaten, mens pulsforholdet gir den aktuelle gyldige lampelysstyrke-funksjonen, på hvilken driftspunktet til den valgte frekvensen ligger. På tilsvarende måte er en styrekurve definerbar, ved pulsforholdet opptegnet i abscisseretningen, med skaren av lampelysstyrke- . karakteristikker for frekvensen f som parameter (Fig. 7). It is possible to define a control curve I which is formed at all the given operating points Bl, B2, B3 which applies to all relevant frequency/pulse ratio combinations. The connection between all the operating points forms the control curve I. This can show the desired shapes. B1, B2, B3 are examples of such operating points. The three characteristics K1, K2 and K3 shown are also examples of characteristics. For continuously changing pulse ratios, there exists an infinite amount of bell-shaped characteristics, and these are continuously shifted by continuous tuning of the pulse ratios d (or frequency f), and their pitch is changed. The control curve, named I in Fig. 3 and II in Fig. 9, can be chosen to be non-linear. This depends on the desired control function as well as the type of lamp used. On the other hand, a control curve can likewise be defined in that for several combinations of a frequency, for example f2, and a pulse ratio, for example d2=25%, there will always be an unambiguous working point (operating point), here B2. The frequency thereby provides the abscissa coordinate, while the pulse ratio provides the current valid lamp brightness function, on which the operating point of the selected frequency lies. In a similar way, a control curve can be defined, by the pulse ratio recorded in the abscissa direction, with the range of lamp brightness-. characteristics for the frequency f as a parameter (Fig. 7).

For flimrefri drift av en gassutladningslampe GE er det nå relevant å la styrekurven forløpe på en slik måte at alle driftspunktene i det angjellende flateområdet vil ligge over vendepunktene til de alltid gyldige lampelysstyrke-karakteristikkene. For flicker-free operation of a gas discharge lamp GE, it is now relevant to allow the control curve to proceed in such a way that all the operating points in the relevant surface area will lie above the turning points of the always valid lamp brightness characteristics.

Den på Fig. 3 som eksempel inntegnete styrekurven I gjør det mulig med flimmerfri dimmedrift av et lysrør. Styrekurven er som eksempel fastlagt ved hjelp av tre arbeidspunkter (driftspunkter) Bl,B2,og B3, som alltid ligger på en karakteristikk som gjelder for et fast pulsforhold. De tre inntegnete karakteristikkene K1,K2 og K3, som uttrykker pulsforholdene D2,d2 og d3, danner bare et eksempelvis utvalg av et uendelig antall karakteristikker. Det uendelige antallet karakteristikker oppstår ved kontinuerlig varierbare pulsforhold. Hvert innstillbart driftspunkt på hver karakteristikk danner et punkt på styrekurven I. Driftspunktet blir ved valg av pulsforhold og frekvens valgt slik at hvert driftspunkt er så fjernt som mulig fra vendepunktet til den tilhørende karakteristikk. På denne måten kommer driftspunktene til å befinne seg i karakteristikkområdet hvor det er svært liten eller minimal stigning. Dersom det bare er bestemte karakteristikker tilgjengelige, f.eks. ved ikke-kontinuerlig endring av pulsforholdene, så må hvert driftspunkt velges slik at det ligger på en karakteristikk som for den ønskete avgitte lampeeffekt oppviser en minimal stigning. The control curve I drawn as an example in Fig. 3 enables flicker-free dimming operation of a fluorescent tube. As an example, the control curve is determined using three working points (operating points) Bl, B2, and B3, which always lie on a characteristic that applies to a fixed pulse ratio. The three drawn characteristics K1, K2 and K3, which express the pulse ratios D2, d2 and d3, form only an exemplary selection of an infinite number of characteristics. The infinite number of characteristics arise from continuously variable pulse ratios. Each adjustable operating point on each characteristic forms a point on the control curve I. The operating point is selected by selecting the pulse ratio and frequency so that each operating point is as far as possible from the turning point of the associated characteristic. In this way, the operating points will be in the characteristic area where there is very little or minimal rise. If only certain characteristics are available, e.g. in case of non-continuous change of the pulse conditions, each operating point must be selected so that it lies on a characteristic which, for the desired emitted lamp power, exhibits a minimal rise.

Jo mindre pulsforholdet ligger, desto flatere blir maksima til karakteristikken og enda mindre steil blir starten på det steile området ved vendepunktet. De driftspunktene som ligger på denne karakteristikken kan ligge nærmere vende-«r punktet, da karakteristikken også her har en liten stigning. The smaller the pulse ratio, the flatter the maxima of the characteristic and even less steep the start of the steep area at the turning point. The operating points that lie on this characteristic can be closer to the turning point, as the characteristic here also has a slight rise.

Den uavhengige frekvens- og pulsforholdstyring kan anvendes i såvel den selvstyrte vekselretteren til en EVG som i en fremmedstyrt vekselretter. I en fremmedstyrt vekselretter kan dessuten frekvensendring og pulsforholdendring innstilles uavhengig av hverandre. En styrekurve og lampe-lysstyrke kan derved ved hjelp av to velgbare påvirknings-størrelser som er uavhengige av hverandre, bestemmes fritt, henholdsvis bli fastlagt. The independent frequency and pulse ratio control can be used both in the self-controlled inverter of an EVG and in an externally controlled inverter. In an externally controlled inverter, frequency change and pulse ratio change can also be set independently of each other. A control curve and lamp brightness can thereby be freely determined or determined with the help of two selectable influence quantities that are independent of each other.

Som inngangsstørrelse for en kombinert (felles) frekvens-og pulsforholdstyring anvendes enten en eksternt tilført styrespenning ust, eller frekvens- og pulsforholdstyringen skjer på grunn av en potensiometerinnstilling. As an input variable for a combined (joint) frequency and pulse ratio control, either an externally supplied control voltage ust is used, or the frequency and pulse ratio control takes place due to a potentiometer setting.

Ved en selvstyrt vekselretter medfører den kombinerte In the case of a self-controlled inverter, the combined

frekvens- og pulsforholdendring alltid endring av innkoblingsvarigheten til vekselspenningen uw som tilføres lastkretsen X. Ved konstant utkoblingstid endrer herved alltid pulsforhold og frekvens seg. frequency and pulse ratio change always change of the switch-on duration of the alternating voltage uw which is supplied to the load circuit X. With a constant switch-off time, the pulse ratio and frequency thereby always change.

Fig. 7 og 8 viser et ytterligere antall lampelysstyrke-karakteristikker, som på den ene side er avhengig av puls forholdet d og på den andre side er avhengig av frekvensen f (som på Fig. 3). Som parameter blir den aktuelle andre verdien anvendt, dvs. at lampelysstyrke-karakteristikkene som er vist avhengig av pulsforholdet d på Fig. 7, viser frekvensen f som parameter for de forskjellige karakteristikkene. Figs. 7 and 8 show a further number of lamp brightness characteristics, which on the one hand depend on the pulse ratio d and on the other hand depend on the frequency f (as in Fig. 3). As a parameter, the relevant second value is used, i.e. that the lamp brightness characteristics which are shown depending on the pulse ratio d in Fig. 7, show the frequency f as a parameter for the different characteristics.

Langs ordinataksen er på begge tilfellene inntegnet den avgitte effekten Pab, som gir uttrykk for lampelysstyrken. En ren frekvensstyring såvel som en ren pulsforholdstyring, som begge virker lysstyrkevarierende, - er i sine aktuelle diagrammer fremstilt som en vertikal linje. Dermed blir det ved konstant pulsforhold på 50% på Fig. 7 oppnådd en lys-styrkevariasjon ved frekvensendring, og styrekurven forløper vertikalt idet forskjellige frekvenser fører til forskjellige skjærepunkter (driftspunkter) og forskjellige lampelysstyrker. På tilsvarende måte blir det med konstant frekvens fx på Fig. 8 innstilt en forskjellig lampelysstyrke ved det aktuelle valg av forskjellige pulsforhold. Den oppfinnelsesmessige helling, henholdsvis det frie foregivende til styrekurven uttrykker en likesidig endring i frekvensen f og pulsforholdet d, og muliggjør den stasjonære flimringsfrie dimmedrift av lysrør. Along the ordinate axis, in both cases, the emitted power Pab is plotted, which expresses the lamp brightness. A pure frequency control as well as a pure pulse ratio control, both of which act as brightness variables, - are shown in their current diagrams as a vertical line. Thus, at a constant pulse ratio of 50% in Fig. 7, a brightness variation is achieved when the frequency changes, and the control curve runs vertically, as different frequencies lead to different cutting points (operating points) and different lamp brightnesses. In a similar way, a different lamp brightness is set with a constant frequency, e.g. in Fig. 8, when different pulse ratios are selected in question. The inventive slope, or the free pretension of the control curve, expresses an equilateral change in the frequency f and the pulse ratio d, and enables the stationary flicker-free dimming operation of fluorescent tubes.

Den vanlige ikke-lineære avhengigheten til lampelysstyrken av frekvensendringen og/eller pulsforholdendringen kan ved passende krumning av styrekurven, som denne som eksempel på Fig. 9 som styrekurve II er identifisert, blir linearisert. Dette er spesielt fordelaktig ved lysstyrkestyring ved styre-spenningsendring ust hvor en separat regulering av lysstyrke-stabiliseringen kan unnværes. The usual non-linear dependence of the lamp brightness on the frequency change and/or the pulse ratio change can be linearized by suitable curvature of the control curve, such as this, for example in Fig. 9 as control curve II is identified. This is particularly advantageous for brightness control by control voltage change where a separate regulation of the brightness stabilization can be dispensed with.

De på Fig. 7, 8 og 9 fremstilte todimensjonale karakteristikker, som langs ordinataksen viser aktuelle Pab som avhengige variabler, kan på tilsvarende måte fremstilles i et tredimensjonalt koordinatsystem. Dette viser Fig. 6. De lampespesifikke karakteristiske kurvene er fremstilt som isometriske nett i den karakteristiske flaten F, og styrekurven II eller III er inntegnet i rommet. De begge uavhengige variablene pulsforhold d og frekvensen f forløper i x- og y-retningen. I z-retningen finner en den uavhengige variable, den avgitte effekten Pab. Den avhengige og de uavhengige variabler kan byttes, eksempelvis i det beskrevne tilfellet, hvor Pab=Psoii (ved usO 0<? 9^ P a den i romIne't dannete karakteristiske flaten F liggende styrekurven 2 et éntydig par av frekvens og driftsforhold for en aktuell ønsket lampelysstyrke. Hvert driftspunkt blir som et skjæringspunkt til styringskurven II eller III gjennom planet definert, hvilket ligger parallelt med planet som dannes mellom aksen d The two-dimensional characteristics shown in Fig. 7, 8 and 9, which along the ordinate axis show the relevant Pab as dependent variables, can be similarly produced in a three-dimensional coordinate system. This is shown in Fig. 6. The lamp-specific characteristic curves are produced as isometric nets in the characteristic surface F, and the control curve II or III is drawn in space. The two independent variables pulse ratio d and frequency f proceed in the x and y directions. In the z direction, one finds the independent variable, the output power Pab. The dependent and the independent variables can be interchanged, for example in the described case, where Pab=Psoii (at usO 0<? 9^ P a the characteristic surface formed in the space F lying control curve 2 an unambiguous pair of frequency and operating conditions for a current desired lamp brightness Each operating point is defined as an intersection of the control curve II or III through the plane, which lies parallel to the plane formed between the axis d

og f og høyden til den ønskede avgitte effekten Pab. and f and the height of the desired emitted power Pab.

Fig. 7 såvel som Fig. 8 kan avledes av den karakteristiske flaten F. Eksempelvis blir Fig. 8 dannet ved alle snittkurvene som eksisterer mellom den karakteristiske flaten F og planet, og som løper parallelt med planet som dannes mellom aksen f og Pab. En parallellforskyvning av dette planet i retningen d-aksen danner som aktuell snittkurve med den karakteristiske flaten F på Fig. 6 de på Fig. 8 fremstilte karakteristiske kurver. På samme måte gjelder for planet, som er parallelt med planet som var dannet mellom d- og Pab-aksen og som sammen med den karakteristiske flaten F danner snitt-kurver, når planet i retningen til frekvensaksen f blir forskjøvet. På bakgrunn av dette fremstår Fig. 7. Fig. 7 as well as Fig. 8 can be derived from the characteristic surface F. For example, Fig. 8 is formed by all the section curves that exist between the characteristic surface F and the plane, and which run parallel to the plane formed between the axis f and Pab. A parallel displacement of this plane in the direction of the d-axis forms, as the current section curve with the characteristic surface F in Fig. 6, the characteristic curves shown in Fig. 8. The same applies to the plane, which is parallel to the plane that was formed between the d and Pab axes and which together with the characteristic surface F forms section curves, when the plane in the direction of the frequency axis f is displaced. Against this background, Fig. 7 appears.

Snittkurven til et plan som forløper parallelt med planet som dannes av aksen d og f gir alle driftspunktene som er mulige for en bestemt effekt Pab ved en gitt karakteristisk flate F. Et av disse mulige punktene blir valgt for styrekurven II. Eksempelvis forløper planet E2 parallelt med planet som dannes av aksen f og d og ligger på høyden av P2. Snittkurven til dette planet E2 med den karakteristiske flaten F gir alle driftspunktene som er mulig for å oppnå effekten P2. Et av disse driftspunktene blir utvalgt for å oppnå garanti for minimal flimringsegenskap, hvorved et punkt på styrekurven II er fastlagt. På denne måten kan det i området 0<Pab<PN (nominell effekt til lampen) dannes en fullstendig styrekurve II. The section curve of a plane that runs parallel to the plane formed by the axis d and f gives all the operating points that are possible for a certain power Pab at a given characteristic surface F. One of these possible points is chosen for the control curve II. For example, the plane E2 runs parallel to the plane formed by the axis f and d and lies at the height of P2. The intersection curve of this plane E2 with the characteristic surface F gives all the operating points possible to achieve the effect P2. One of these operating points is selected to obtain a guarantee of minimum flickering characteristics, whereby a point on the control curve II is determined. In this way, a complete control curve II can be formed in the range 0<Pab<PN (nominal power of the lamp).

Fig. 4 viser en vekselretters utgangsgren til en selvstyrt vekselretter i en EVG for lampelysstyrkeendrihg ved kombinert forandring av pulsforholdene d og frekvensen f til utgangsspenningen uw(t). Bruken av en selvstyrt vekselretter må forstås som et eksempel, og oppfinnelsen kan også anvendes, hvilket er beskrevet, i andre vekselrettere, eksempelvis fremmedstyrte vekselrettere. En selvstyrt vekselretter har den fordelen at den er enkel og robust, og at den kan bygges rimelig, mens fremmedstyrte vekselrettere er mer fleksible, dvs. enklere regulerbare, men de er mer kostbare å fremstille. Fig. 4 shows an inverter's output branch to a self-controlled inverter in an EVG for lamp brightness change by combined change of the pulse conditions d and the frequency f to the output voltage uw(t). The use of a self-controlled inverter must be understood as an example, and the invention can also be used, as described, in other inverters, for example externally controlled inverters. A self-controlled inverter has the advantage that it is simple and robust, and that it can be built inexpensively, while externally controlled inverters are more flexible, i.e. easier to regulate, but they are more expensive to manufacture.

Serieresonanskretsen som fremgår i fig. 1, oppviser etter seriekoblingen en spole Llt en kondensator Cx så vel som seriekoblingen til begge varmetrådene til GE-lampen og en parallell-varmekondensator C0. Varmekondensatoren C0 er parallellkoblet med gassutladningslampen GE, og dette benevner man som en parallell-varmekrets. På Fig. 4 er ytterligere primærviklingen T2-D til en styretransformator T2 såvel som begge primærviklingene Tx-A og T^-B til en tilleggs tenner-karakteristisk transformator innkoblet i serieresonanskretsen. Den sistnevnte danner en fordelaktig utgang på utgangskretsen, og er ikke nødvendig for den grunnleggende virkemåten. The series resonant circuit shown in fig. 1, shows after the series connection a coil Llt a capacitor Cx as well as the series connection of both heating wires of the GE lamp and a parallel heating capacitor C0. The heating capacitor C0 is connected in parallel with the gas discharge lamp GE, and this is called a parallel heating circuit. In Fig. 4, the additional primary winding T2-D of a control transformer T2 as well as both primary windings Tx-A and T^-B of an additional tenner-characteristic transformer are connected in the series resonant circuit. The latter forms an advantageous output on the output circuit, and is not necessary for the basic operation.

Begge inngangstilkoblingene til serieresonanskretsen er tilsluttet to utgangstilkoblinger til en vekselrettergren S1, R1, S2 og R2. Utgangs-vekselrettergrenen dannes i utførings-eksemplet ved seriekoblingene til en første elektronisk bryter Slf en første motstand P^, en andre elektronisk bryter S såvel som en andre motstand R2. Denne utgangsgrenen er med sin øvre og nedre tilkobling tilsluttet en mate-likespenning, henholdsvis + og -. Den inneholder begge delgrenene S-j^ og R2 såvel som S2 og R Begge tilkoblingene til serieresonanskretsen er enten koblet parallelt med den ene delgrenen eller parallelt med den andre delgrenen. I utføringseksemplet er begge koblet parallelt med den øvre delgrenen S^R-l- Both input connections of the series resonant circuit are connected to two output connections of an inverter branch S1, R1, S2 and R2. The output inverter branch is formed in the design example by the series connections of a first electronic switch Slf, a first resistor P^, a second electronic switch S as well as a second resistor R2. This output branch, with its upper and lower connection, is connected to a feed DC voltage, respectively + and -. It contains both sub-branches S-j^ and R2 as well as S2 and R Both connections of the series resonant circuit are either connected in parallel with one sub-branch or in parallel with the other sub-branch. In the design example, both are connected in parallel with the upper branch S^R-l-

Begge motstandene R-^ og R2 oppviser forskjellige motstandsverdier, og motstandsforskjellen er et mål på den valgte usymmetrien til begge delgrenene til vekselretter-utgangsgrenen. I utføringseksemplet er videre en styrekoblingsanordning 10 koblet parallelt med motstanden R2, som er den største motstanden. Det er imidlertid mulig også å koble styrekoblingsanordningen parallelt med motstanden R1# når denne oppviser den største verdien til de to motstandene Rx og R2. Det er videre mulig å koble styrekoblingsanordningen 10 i serie med én av delgrenene, og herved bestemmes usymmetrien bare ved gjennomgangsmotstanden (den langsgående motstanden) RDS til koblingsanordningen 10. Both resistors R-^ and R2 exhibit different resistance values, and the resistance difference is a measure of the selected asymmetry of both branches of the inverter output branch. In the exemplary embodiment, a control coupling device 10 is also connected in parallel with the resistor R2, which is the largest resistor. However, it is also possible to connect the control coupling device in parallel with the resistance R1# when this exhibits the largest value of the two resistances Rx and R2. It is also possible to connect the control coupling device 10 in series with one of the partial branches, and thereby the asymmetry is determined only by the through resistance (the longitudinal resistance) RDS of the coupling device 10.

Styrekoblingsanordningen 10 blir valgfritt styrt ved hjelp av en styrespenning ust eller en potensiometerinnstilling, se Fig. 5a som viser et for dette formål innsatt potensiometer POT. Styrespenningen ust eller potensiometer-innstillingen bestemmer gjennomgangsmotstanden til koblingsanordningen 10 og med dette motstanden som er parallellkoblet motstanden RDS. En symmetri til begge delgrenene oppnås når parallellkoblingen av den større motstand R2 og gjennomgangsmotstanden RDSon til styrekoblingsanordningen 10 er lik motstanden R1# Den høyeste størrelsen eller verdien til usymmetrien og med dette den minste pulsforholdet ved høyeste frekvens oppnås når styrekoblingen 10 sperrer, henholdsvis oppviser sin høyeste langsgående motstand. Usymmetrien blir da i hovedsaken bestemt av forholdet mellom begge motstandene R;l og R2. Med dette er den innstillbar og driftsområdet til vekselretteren kan angis, henholdsvis bestemmes på forhånd. The control coupling device 10 is optionally controlled by means of a control voltage ust or a potentiometer setting, see Fig. 5a which shows a potentiometer POT inserted for this purpose. The control voltage ust or the potentiometer setting determines the through resistance of the switching device 10 and with this the resistance which is connected in parallel the resistance RDS. A symmetry to both sub-branches is achieved when the parallel connection of the larger resistance R2 and the through resistance RDSon of the control coupling device 10 is equal to the resistance R1 # The highest magnitude or value of the asymmetry and with this the smallest pulse ratio at the highest frequency is achieved when the control coupling 10 blocks, respectively exhibits its highest longitudinal resistance. The asymmetry is then mainly determined by the ratio between both resistors R;1 and R2. With this, it is adjustable and the operating range of the inverter can be specified or determined in advance.

Den i serieresonanskretsen innførte styretransformator T2-D oppviser for den selvstyrte vekselretteren i det minste to sekundærviklinger, T2-A og T2-C. Disse styrer gjensidig kryssende begge elektroniske bryterne S1 og S2 til vekselrettergrenen. Mettingsegenskapen til denne transformatoren T2 er gitt på bakgrunn av kjernen og viklingstallet. Metting finner sted etter oppnåelse av en forutbestemt spenningstidsflate. Ved å variere motstanden R2 kan hevningen av sekundærspenningen til enhver tid forkortes, idet spenningstidsflaten for å oppnå metting benyttes. Fig. 5 viser som eksempel styreskjemaet til den andre elektroniske bryteren S2 med dennes tilordnede sekundærvikling T2-C til styretransformatoren. Det forutsettes at negativ laststrøm iw(t) flyter gjennom primærviklingen til styretransformatoren, slik at styrespenningen u2 som ligger på den andre sekundærviklingen, er positiv, hvorved den andre elektroniske bryteren S2 som i dette utføringseksemplet er dannet av en effekttransistor i emitterkobling, blir styrt. Ved forutgitt laststrøm iw(t) kan ved variasjon (modulasjon) av emittermotstandene R2||RDS (parallellkobling av R2 og gjennomløpsmotstanden RDS til styrekoblingsanordningen 10), hvilket også skjer ved styrekoblingsanordningen 10, spenningen u2 påvirkes. Blir denne økt ved en større virksom emittermotstand R2||RDS, s^ blir styretransf ormatoren T2 hurtigere mettet. Etter at metting er inntrådt begynner den andre effekthalvlederen S2 å sperre, og den første effekthalvlederen S-j^ begynner å lede. I samsvar med dette prinsippet blir det vist at en uforandret motstand R± og en modulert andre emittermotstand R2||RDS bevirker gjensidig en frekvens- The control transformer T2-D introduced in the series resonant circuit exhibits for the self-controlled inverter at least two secondary windings, T2-A and T2-C. These mutually control both electronic switches S1 and S2 of the inverter branch. The saturation characteristic of this transformer T2 is given on the basis of the core and the winding number. Saturation takes place after reaching a predetermined voltage-time surface. By varying the resistance R2, the rise of the secondary voltage can be shortened at any time, as the voltage time surface is used to achieve saturation. Fig. 5 shows, as an example, the control diagram of the second electronic switch S2 with its associated secondary winding T2-C of the control transformer. It is assumed that negative load current iw(t) flows through the primary winding of the control transformer, so that the control voltage u2 located on the second secondary winding is positive, whereby the second electronic switch S2, which in this design example is formed by a power transistor in emitter connection, is controlled. At a predicted load current iw(t), the voltage u2 can be affected by variation (modulation) of the emitter resistors R2||RDS (parallel connection of R2 and the flow resistance RDS to the control switching device 10), which also happens with the control switching device 10. If this is increased by a larger effective emitter resistance R2||RDS, then the control transformer T2 becomes saturated more quickly. After saturation has occurred, the second power semiconductor S2 begins to block, and the first power semiconductor S-j^ begins to conduct. In accordance with this principle, it is shown that an unchanged resistance R± and a modulated second emitter resistance R2||RDS mutually cause a frequency-

såvel som pulsforholdendring. as well as pulse ratio change.

Som styrbar motstand for styrekoblingsanordningen anvendes fortrinnsvis en MOS-FET-transistor. Likeledes anvendes fortrinnsvis effekttransistorer som de elektroniske brytere Sx og S2. Det må forstås at enhver type effekt-halvleder kan kobles i begge delgrenene, og likeledes at enhver type styrbar motstand RDS, inklusive et koblerelement for styrekoblingsanordningen 10 kan innsettes som parallell-ener seriekobling. A MOS-FET transistor is preferably used as controllable resistance for the control switching device. Likewise, power transistors such as the electronic switches Sx and S2 are preferably used. It must be understood that any type of power semiconductor can be connected in both sub-branches, and likewise that any type of controllable resistance RDS, including a coupling element for the control coupling device 10 can be inserted as a parallel-one series connection.

Fig. 5a viser i detalj en styrekoblingsanordning 10, hvor den styrbare motstanden er dannet av en MOS-FET V4. For å endre dennes gjennomstrømningsmotstand RDS blir et potensiometer POT endret slik at PORT-spenningen til V4 varieres, hvorved dens gjennomstrømningsmotstand RDS blir endret. Dette gjelder for gjennomkoblet transistor V3 og tilførsel av en positiv port-matespenning for V4 over en forspenningsmotstand R5. Fig. 5a viser videre hvordan ved hjelp av en sekundærvikling til tenn-transformatoren T-|_ den dimmende styresjalte-anordningen 10 over en ytterligere MOS-FET V3 i avhengighet av tenningen av gassutladningslampen blir aktivert. De begge liktviklede primærviklingene R^ A , hvorav den ene er innkoblet i belastningskretsen og den andre i varmekretsen til GE-lampen, får i sekundærviklingen T-^- C bare en positiv spenning ue(t) når GE-lampen har tent. På grunn av en positiv spenning ue(t) blir nå V3, POT, V4 og dermed styrekoblingsanordningen 10 aktivert, og en dimmedrift blir mulig. På denne måten kan det sikres at en lysstyrkestyring av GE-lampen bare kan utføres når denne allerede er tent (se også Fig. 4). Fig. 5a shows in detail a control switching device 10, where the controllable resistance is formed by a MOS-FET V4. To change its flow resistance RDS, a potentiometer POT is changed so that the PORT voltage of V4 is varied, whereby its flow resistance RDS is changed. This applies to through-connected transistor V3 and supply of a positive gate supply voltage for V4 across a bias resistor R5. Fig. 5a further shows how, by means of a secondary winding of the ignition transformer T-|_, the dimming control relay device 10 over a further MOS-FET V3 is activated in dependence on the ignition of the gas discharge lamp. The two identically wound primary windings R^ A , one of which is connected in the load circuit and the other in the heating circuit of the GE lamp, get in the secondary winding T-^- C only a positive voltage ue(t) when the GE lamp has lit. Due to a positive voltage ue(t), V3, POT, V4 and thus the control switching device 10 are now activated, and dimming operation becomes possible. In this way, it can be ensured that a brightness control of the GE lamp can only be carried out when it is already lit (see also Fig. 4).

Forspenningen til verdien til den usymmetrisk påvirkede MOS-FET V4 kan frembringes fra lastkretsen eller fra mate-likespenningskretsen (positiv), og videre kan den styrbare MOS-FET V4 på sin port-tilkobling være tilordnet en tids-avhengig koblingskrets for å styre forvarmingen og tenningen av lampen. Denne forandrer frekvens- og pulsforholdet til vekselretterutgangsspenningen uw(t) til å begynne med før tenning av GE-lampen. Fig. 11 viser et utførelseseksempel på en EVG med en likeretter 19 for likeretting av en matevekselspenning; En vekselretter 20 som avgir en utgangsvekselstørrelse uw(t) til lampebelastningskretsen X (se Fig. 1), er slik styrbar at utgangs-vekselstørrelsen uw(t) er innstillbar i frekvens og pulsforhold. Likeretteren 19 kan tas bort når lampen GE (i last- eller belastningskretsen X) mates fra et batteri eller fra et likestrømnett. Detaljkoblingsskjemaet til utgangs-grenene til vekselretteren 20 viser den allerede beskrevne The bias voltage to the value of the asymmetrically affected MOS-FET V4 can be generated from the load circuit or from the feed DC voltage circuit (positive), and furthermore the controllable MOS-FET V4 can be assigned to a time-dependent switching circuit on its port connection to control the preheating and the ignition of the lamp. This changes the frequency and pulse ratio of the inverter output voltage uw(t) initially before lighting the GE lamp. Fig. 11 shows an embodiment of an EVG with a rectifier 19 for rectification of an AC supply voltage; An inverter 20 which emits an output alternating current quantity uw(t) to the lamp load circuit X (see Fig. 1) is controllable in such a way that the output alternating current quantity uw(t) is adjustable in frequency and pulse ratio. The rectifier 19 can be removed when the lamp GE (in the load circuit X) is fed from a battery or from a direct current network. The detailed connection diagram of the output branches of the inverter 20 shows the one already described

Figur 4. Figure 4.

Figur 10a viser den på figur 6 beskrevne karakteristiske flate F i en funksjonsgiver 11, som i avhengighet av en inngangsstørrelse avgir to utgangsstørrelser for veksel-retteren 20. Funksjonsgivere 11 er eksempelvis oppbygd ved hjelp av en ROM eller ikke-lineære karakteristiske kurver. <p>soii eller ust danner en inngangsstørrelse i avhengighet av hvilken bare et gyldig par av utgangsstørrelser (pulsforhold d og frekvens f) i henhold til den innstilte styrekurven II (eller en tilsvarende) blir avgitt til vekselretteren 20. Figur 10b viser en alternativ form for frekvens- og pulsforholdinnstilling av utgangs-vekselstørrelsen eller spenningen uw(t) til vekselretteren 20. Her blir det over en styrestørrelse f (frekvens) og en ikke-lineær funksjonsgiver 12 dannet et aktuelt par av frekvens og pulsforhold. Disse blir tilført vekselretteren 20. Lysstyrken til lampen GE kan da over en frekvensverdi f i henhold til figur 10b og en av frekvensen f avhengig pulsforhold d (gitt av den av funksjonsgiveren 12 fastlagte styrekurve (karakteristisk kurve) også bli modifisert dithen at som styrestørrelse kan pulsforholdet d innsettes og funksjonsgiveren 12 som er avhengig av dette gir et bestemt forløp av frekvensen f. Figure 10a shows the characteristic surface F described in Figure 6 in a function generator 11, which, depending on an input value, emits two output values for the inverter 20. Function generators 11 are built up, for example, by means of a ROM or non-linear characteristic curves. <p>soii or ust forms an input quantity depending on which only a valid pair of output quantities (pulse ratio d and frequency f) according to the set control curve II (or an equivalent) is output to the inverter 20. Figure 10b shows an alternative form for frequency and pulse ratio setting of the output alternating variable or voltage uw(t) of the inverter 20. Here, a relevant pair of frequency and pulse ratio is formed over a control variable f (frequency) and a non-linear function generator 12. These are supplied to the inverter 20. The brightness of the lamp GE can then be modified over a frequency value f according to figure 10b and a pulse ratio d depending on the frequency f (given by the control curve (characteristic curve) determined by the function encoder 12) so that as a control variable the pulse ratio can d is inserted and the function generator 12, which depends on this, gives a specific progression of the frequency f.

Claims (9)

1. Fremgangsmåte for styring av lysstyrken til en gassutladningslampe (GE), som ligger i en med en likeretter-vekselretter-kombinasjon (10,20) forbundet serieresonanskrets (L1,C1), ved forandring av frekvensen (f) og pulsforholdet (D,d) til utgangs-vekselstørrelsen (uw) fra vekselretteren som føres til gassutladningslampen og serieresonanskretsen (X;L2, Cx,GE), hvorved lampen (GE) drives i et frekvensområde hvor lampeeffektens (Pab) avhengighet av frekvensen (f) til utgangsvekselstørrelsen (uw) lar seg fremstille, med pulsforholdet (D,d) som parameter, som skarer av karakteristiske kurver (K1,K2,K3, ...), av hvilke hver forløper som en monotont avfallende klokkekurve fra en maksimal verdi og med dannelse av et vendepunkt, hvorved den maksimale verdien til den enkelte karakteristiske kurve (Kl,K2,K3,...) i skaren blir mindre dess mindre det som parameter tilordnede pulsforhold (d1,d2,d3, ...) er for disse karakteristiske kurver (K1,K2,K3,...), karakterisert ved at frekvensen (f) og pulsforholdet (D,d) velges slik at gassutladningslampens (GE) arbeidspunkt (Bl,B2,B3,...) ved minst to for en bestemt lampeeffekt (Pab) benyttbare eller utvalgte karakteristiske kurver, kommer til å ligge på den karakteristiske kurven som ved denne lampeeffekten har minst steilhet.1. Method for controlling the brightness of a gas discharge lamp (GE), located in a series resonant circuit (L1,C1) connected to a rectifier-inverter combination (10,20), by changing the frequency (f) and the pulse ratio (D, d) to the output alternating current (uw) from the inverter which is fed to the gas discharge lamp and the series resonant circuit (X;L2, Cx,GE), whereby the lamp (GE) is operated in a frequency range where the dependence of the lamp power (Pab) on the frequency (f) of the output alternating current ( uw) can be produced, with the pulse ratio (D,d) as a parameter, as a set of characteristic curves (K1,K2,K3, ...), each of which proceeds as a monotonically falling bell curve from a maximum value and with the formation of a turning point, whereby the maximum value of the individual characteristic curve (Kl,K2,K3,...) in the crowd becomes smaller the smaller the pulse ratio assigned as a parameter (d1,d2,d3,...) is for these characteristic curves (K1,K2,K3,...), characterized by that the frequency (f) and the pulse ratio (D,d) are chosen so that the gas discharge lamp's (GE) operating point (Bl,B2,B3,...) for at least two usable or selected characteristic curves for a specific lamp effect (Pab), will lie on the characteristic curve which for this lamp effect has the least steepness. 2. Fremgangsmåte i henhold til krav l, karakterisert ved at den maksimale verdien av den monotont fallende klokkekurven er den aktuelle maksimale verdi, og at arbeidspunktet (Bl,B2,B3...) velges på slik måte at lampeeffekten (Pab) avhenger lineært av en styrestørrelse (ust,<P>sol]_) som innstiller lysstyrken til gassutladningslampen (GE) .2. Procedure according to claim 1, characterized by that the maximum value of the monotonically decreasing the bell curve is the relevant maximum value, and that the working point (Bl,B2,B3...) is chosen in such a way that the lamp power (Pab) depends linearly on a control variable (ust,<P>sol]_) which sets the brightness of the gas discharge lamp (GE). 3. Fremgangsmåte i henhold til krav 1, karakterisert ved at det aktuelle valg av arbeidspunkter (B1,B2,B3...) treffes ved uavhengig forinnstilling av et par av frekvens (f 1,f2,f3• • •) og pulsforhold (d2,<d>2,<d>3...) for utgangs-vekselstørrelsen (uw) fra vekselretteren (20), hvorved enhver vilkårlig lampeeffekt (P1,P2,P3...) kan innstilles.3. Method according to claim 1, characterized by that the appropriate choice of work points (B1,B2,B3...) is made by independently presetting a pair of frequency (f 1,f2,f3• • •) and pulse ratio (d2,<d>2,<d>3...) for the output alternating current (uw) from the inverter (20), whereby any arbitrary lamp effect (P1,P2,P3...) can be set. 4. Fremgangsmåte i henhold til krav 1 eller krav 2, karakterisert ved at både frekvens (f1,f2 f3...) og pulsforhold (dx, d2, d3...) for utgangs-vekselstørrelsen (uw) innstilles felles på forhånd ved hjelp av én felles styrestørrelse (ust,Psoll) , hvorved enhver vilkårlig lampeeffekt ( P1,P2,P3...) kan innstilles.4. Procedure according to claim 1 or claim 2, characterized by that both frequency (f1,f2 f3...) and pulse ratio (dx, d2, d3...) for the output switching quantity (uw) is set jointly in advance by means of one common control quantity (ust,Psoll), whereby any arbitrary lamp effect (P1,P2,P3...) can be set. 5. Fremgangsmåte i henhold til et av de forutgående krav, karakterisert ved at en lampespesifikk styrekurve (I,II,III) blir innstilt på en tredimensjonal karakteristisk feltflate (Pab=F(d,f)) som forbindelse mellom alle lampespesifikt ønskede arbeidspunkter (B1,B2,B3...), og som avhengig av en styrestørrelse (ust, <P>soll) kan gjennomløpes for lysstyrkeendring-formål, og at den lampespesifikke styrekurven (I,II) forløper ikke- lineært på en slik måte at lampeeffektens (Pab) avhengighet av styrestørrelsen (Psoii/<u>st) blir linearisert.5. Procedure according to one of the preceding requirements, characterized by that a lamp-specific control curve (I,II,III) is set on a three-dimensional characteristic field surface (Pab=F(d,f)) as a connection between all lamp-specific desired working points (B1,B2,B3...), and which depends on a control size (ust , <P>soll) can be run through for brightness change purposes, and that the lamp-specific control curve (I,II) does not linear in such a way that the dependence of the lamp power (Pab) on the control variable (Psoii/<u>st) is linearised. 6. Fremgangsmåte for å drive en direkte oppvarmbar gassutladningslampe (GE), for å oppnå lysstyrkeendring, hvilken lampe er en del av en serieresonanskrets (L-^C^) og hvis oppvarmingsvikling er oppvarmbar over en parallell-oppvarmingsreaktans (C0), ved hvilken fremgangsmåte såvel frekvensen (f) som pulsforholdet (D,d) for en fra en elektronisk drivkrets (EVG) frembragt og til serieresonanskretsen (L1,C1) tilført utgangsvekselstørrelse (uw) blir forandret, karakterisert ved at en for lysstyrkeendring gjennomløpbar styrekurve (I,II,III) blir valgt på en slik måte at de stasjonære arbeidspunktene (Bl,B2,B3), som tilsvarer bestemte lampelysstyrker (P1,P2,P3) og som innstiller utgangs-vekselstørrelsen (uw) for aktuelle kombinasjoner av frekvens og pulsforhold (fx,d-L;f2,d2;f3,d3; ...)/ ligger i det konvekst oppad krummede området til en lampespesifikk karakteristisk flate (F) som representerer lysstyrken (P) som funksjon av frekvensen (f) og pulsforholdet (d,D).6. Method of driving a direct heatable gas discharge (GE) lamp, to achieve brightness change, which lamp is part of a series resonant circuit (L-^C^) and whose heating winding is heatable over a parallel heating reactance (C0), at which procedure both the frequency (f) and the pulse ratio (D,d) for a from an electronic drive circuit (EVG) produced and to the series resonant circuit (L1,C1) applied output switching magnitude (uw) is changed, characterized by that a control curve that can be traversed for brightness changes (I,II,III) are chosen in such a way that the stationary operating points (Bl,B2,B3), which correspond to specific lamp luminances (P1,P2,P3) and which set the output variable size (uw) for relevant combinations of frequency and pulse ratio (fx,d-L;f2,d2;f3,d3; ...)/ lies in the convex upwards curved area of a lamp-specific characteristic surface (F) which represents the brightness (P) as a function of the frequency (f) and the pulse ratio (d,D). 7. Fremgangsmåte i henhold til krav 6, karakterisert ved at for lysstyrkesenking i gassutladningslampen (GE) økes frekvensen (f) som utgår fra den nominelle driftsfrekvensen (fN) for utgangs-vekselstørrelsen (uw) , og samtidig reduseres det for nominell drift symmetriske pulsforhold (dN,DN).7. Method according to claim 6, characterized by that for brightness reduction in the gas discharge lamp (GE) is increased the frequency (f) which is based on the nominal operating frequency (fN) for the output alternating current (uw), and at the same time the symmetrical pulse ratio (dN,DN) is reduced for nominal operation. 8. Fremgangsmåte i henhold til krav 6 eller krav 7, karakterisert ved at forløpet av styrekurvene (I,II) er slik tilpasset at en lineær lysstyrkeendring er innstillbar i avhengighet av en potensiometerinnstilling (POT) eller en styrespenning (ust) •8. Method according to claim 6 or claim 7, characterized by that the course of the control curves (I,II) is adapted in such a way that a linear brightness change is adjustable depending on a potentiometer setting (POT) or a control voltage (ust) • 9. Fremgangsmåte i henhold til et av kravene 6 til 8, karakterisert ved at endringen av gassutladningslampens (GE) lysstyrke først gjennomføres etter tenning.9. Method according to one of claims 6 to 8, characterized by that the change of the gas discharge lamp (GE) brightness first carried out after ignition.