NO172668B - CIRCUIT FOR MANAGING AN EFFECT TRIAC - Google Patents

Abstract

Known circuit arrangements for switching a power triac operate with a comparatively large residual phase angle, which correspondingly increases the complexity in mains and radio frequency interference suppression. A novel circuit arrangement exhibits a drive circuit (1) for a power triac (V2) which essentially consists of a rectifier bridge circuit (D1, D2, D3, D4) with a switching path of a controllable semi-conductor switch (V1) arranged in its shunt branch. A trigger diode (D5) is connected in series with the switching path. The novel circuit arrangement is provided, in particular, for use in lighting engineering. <IMAGE>

Description

Foreliggende oppfinnelse angår kretsanordning for styring av en effekttriac som angitt i innledningen til krav 1. The present invention relates to a circuit device for controlling a power triac as stated in the introduction to claim 1.

Fra EP-A1 0 098 521 er kjent en fremgangsmåte og en inn-retning for automatisk kobling av en rombelysning, ved hvilken rombelysningen kobles inn automatisk i avhengighet av tilstedeværelsen av en person og hvor lysstyrken avstemmes til den eksterne rombelysningen. For dette formål tjener en i innretningen anordnet infrarød detektor, som opptar kroppsstrålingen til en person som befinner seg i rommet, og som tar hensyn til styresignalet fra et ytterligere anordnet lysfølsomt element. From EP-A1 0 098 521 is known a method and a device for automatically switching on room lighting, whereby the room lighting is switched on automatically depending on the presence of a person and where the brightness is matched to the external room lighting. For this purpose, an infrared detector arranged in the device serves, which picks up the body radiation of a person who is in the room, and which takes into account the control signal from a further arranged light-sensitive element.

Den elektroniske kretsen til en slik koblingsanordning er da utført slik at brytersignalet som f.eks går ut fra en føler i form av en spenningspuls, av en beregningselektronikk til et statisk utgangssignal med innstillbar varighet, og som således tjener til styring av et effektbryterelement, fortrinnsvis effekt-triac. The electronic circuit of such a switching device is then designed so that the switch signal, for example, goes out from a sensor in the form of a voltage pulse, by a calculation electronics into a static output signal with adjustable duration, and which thus serves to control a circuit breaker element, preferably power triac.

Dessuten er det også kjent å anordne elektroniske brytere ved å benytte en effekt-triac for inn- og utkobling av en lysstrømkrets, som f.eks. styres ved hjelp av en føler e.l., som kjent fra EP-A1 0 098 521. In addition, it is also known to arrange electronic switches by using a power triac for switching on and off a light current circuit, such as e.g. controlled using a sensor or the like, as known from EP-A1 0 098 521.

De elektroniske bryterne til slike brytere arbeider, i forenklet fremstilling, slik at spenningspulsen som går ut av føleren omformes ved hjelp av elektrisk bearbeidelse, f.eks. en forsterker, komparatorer og monoflop, til et statisk utgangssignal med innstillbar varighet. The electronic switches of such switches work, in simplified form, so that the voltage pulse that exits the sensor is transformed by means of electrical processing, e.g. an amplifier, comparators and monoflop, to a static output signal with adjustable duration.

Disse utgangssignalene styrer en elektronisk bryter, som frigir pulsen for en effekt-triac. These output signals control an electronic switch, which releases the pulse for a power triac.

For drift av såvel den elektroniske føleren som også den elektroniske bearbeidelseskretsen, er det nødvendig med en tilstrekkelig stømforsyning. Dette blir tilveiebragt ved å anvende nettet som skal kobles, ved at den som bryter anvendte effekt-triac ikke kobler gjennom hele fasen, men bevirker en restfasestyring, som tjener til forsyning av styreelektronikken. For the operation of both the electronic sensor and the electronic processing circuit, a sufficient power supply is necessary. This is provided by using the network to be connected, in that the one that breaks the power triac used does not connect through the entire phase, but causes a residual phase control, which serves to supply the control electronics.

Den i innkoblet tilstand til effekt-triacen nødvendige restfasestyring, er avhengig av strømbehovet til styrekretsen, og må altså bli valgt større i avhengighet av størrelsen på strømbehovet til teknikken. Med en stor restfasestyring, øker derved også behovet for støybegrensning av den elektroniske bryteren, noe som er forbundet med ekstra kostnader. The residual phase control required for the power triac in the connected state depends on the current demand of the control circuit, and must therefore be chosen larger depending on the size of the current demand of the technique. With a large residual phase control, this also increases the need for noise limitation of the electronic switch, which is associated with additional costs.

En krets, som muliggjør en restfasestyring, bygges opp på i og for seg kjent måte, slik at det ligger en styrekrets, som tjener til styring av en effekt-triac, i serie med en last matet av nettet. En med en elektronisk føler forsynt styrekrets virker herved via styrekretsen således på porten til effekt-triacen at før hver gjennornstyring foregår en forsinkelse, som fører til fasestyring. Tidskonstanten til forsinkelsen bestemmer et RC-ledd, hvilket tennkondensator leverer tennstrøm for effekt-triacen via en triggerdiode. Skal effekt-triacen ikke bli gjennomstyrt, f.eks skal en lampe være utkoblet, så kortsluttes denne ved hjelp av en hjelpe-triac liggende parallelt til tennkondensatoren. Porten til triacen blir herved påført et tilsvarende signal til styrebryteren. A circuit, which enables a residual phase control, is built up in a manner known per se, so that there is a control circuit, which serves to control an effect triac, in series with a load fed from the mains. A control circuit equipped with an electronic sensor acts via the control circuit in such a way on the gate of the power triac that a delay takes place before each normal control, which leads to phase control. The time constant of the delay determines an RC link, which ignition capacitor supplies ignition current for the power triac via a trigger diode. If the power triac is not to be controlled, e.g. a lamp is to be switched off, then this is short-circuited using an auxiliary triac lying parallel to the ignition capacitor. The gate of the triac is thereby applied with a corresponding signal to the control switch.

Størrelsen på restfasestyringen bestemmes av størrelsen på motstanden, kondensatoren og triggerdioden. Minimalisering av restfasestyringen er derved utsatt for tydelige grenser. For å tilveiebringe en liten tidskonstant, må motstanden bli satt til en relativt liten verdi. Dette har imidlertid til følge at i ikke-koblet tilstand av effekt-triacen, dvs. når hjelpetriacen er ledende, vil den fulle nettspenningen ligge over motstanden, og en tilsvarende høy tapseffekt oppstår. Tennkondensatoren kan heller ikke underskride en bestemt minsteverdi, da tennpulsen ellers ikke vil være tilstrekkelig stor nok. En ytterligere ulempe med denne kretsen er at hjelpe-triacen må styres med relativt høy strøm i størrel-sesorden av flere milliampere. The size of the residual phase control is determined by the size of the resistor, capacitor and trigger diode. Minimization of the residual phase control is thereby exposed to clear limits. To provide a small time constant, the resistance must be set to a relatively small value. However, this has the effect that in the non-connected state of the power triac, i.e. when the auxiliary triac is conducting, the full mains voltage will lie above the resistance, and a correspondingly high loss effect occurs. The ignition capacitor cannot fall below a certain minimum value either, as otherwise the ignition pulse will not be large enough. A further disadvantage of this circuit is that the auxiliary triac must be controlled with a relatively high current in the order of several milliamps.

Fra DE-OS 29 42 662 er det kjent å anvende en styrbar likeretterbrokrets for oppladning av en tennkondensator, men ikke for dens utladning. Kretsen har forøvrig også en helt annen oppgave da det ikke skal tilveiebringes noen restfasestyring, men foretas en demping. Anvendelsen var tenkt for en trappehusbelysning, som ikke skal bli utkoblet plutselig, men langsomt slukkes innenfor en på forhånd bestemt tid. From DE-OS 29 42 662 it is known to use a controllable rectifier bridge circuit for charging an ignition capacitor, but not for its discharge. Incidentally, the circuit also has a completely different task as no residual phase control is to be provided, but damping is carried out. The application was intended for stairwell lighting, which should not be switched off suddenly, but slowly extinguished within a predetermined time.

Går man ut fra den ovenfor nevnte beskrevne teknikkens stilling er det derfor en oppgave til oppfinnelsen å tilveiebringe en kretsanordning av den innledningsvis nevnte art, ved hjelp av hvilken man greier seg med liten restfasestyring for at støybegrensningen skal kunne løses med så enkle midler som mulig. Proceeding from the position of the technique described above, it is therefore a task for the invention to provide a circuit arrangement of the type mentioned at the outset, with the help of which one can manage with a small residual phase control so that the noise limitation can be solved with as simple means as possible.

Denne oppgaven vil ifølge den foreliggende oppfinnelse bli løst ved en krets av den innledningsvis nevnte art, hvis karakteristiske trekk fremgår av krav 1. Ytterligere trekk ved oppfinnelsen fremgår av underkrav. According to the present invention, this task will be solved by a circuit of the type mentioned at the outset, the characteristic features of which appear in claim 1. Further features of the invention appear in subclaims.

Av vesentlig betydning er at med kretsen ifølge oppfinnelsen må tennkondensatoren i løpet av sperretiden til effekt-triacen ikke mer bli kortsluttet via den tente hjelpetriacen, og derved blir den tapseffekten som oppstår ved formotstanden til tennkondensatoren betydelig redusert. Styrekretsen kan derved dimensjoneres slik at det er tilstrekkelig med en vesentlig mindre strøm, og derved kan også restfasestyringen (tennvinkel eller tennforsinkelsesvinkelen) ytterligere forkortes. Herved reduseres også støyspenningene, slik at det ikke er nødvendig med så store tiltak for støybegrens-ning. Of significant importance is that with the circuit according to the invention, during the blocking time of the power triac, the ignition capacitor no longer has to be short-circuited via the ignited auxiliary triac, and thereby the loss effect that occurs due to the resistance of the ignition capacitor is significantly reduced. The control circuit can thereby be dimensioned so that a significantly smaller current is sufficient, and thereby the residual phase control (ignition angle or ignition delay angle) can also be further shortened. This also reduces the noise levels, so that it is not necessary to take such large measures for noise reduction.

En svært fordelaktig videreutførelse av oppfinnelsen tilveiebringes ved hjelp av en driverkrets, da denne reduserer betydelig styrestrømmen som skal tilveiebringes av styrekretsen. For oppbygningen av totalkretsen er det spesielt viktig at driverkretsen såvel som innenfor den positivt som også innenfor den negative halvperioden til vekselspenningen muliggjør styring av den styrbare halvlederbryteren i diagonalgrenen til halvlederbroen. Dette er forbundet med betydelige vanskeligheter, da kvalitetsveksling krever fullstendig forskjellige strømbaner. A very advantageous further embodiment of the invention is provided by means of a driver circuit, as this significantly reduces the control current to be provided by the control circuit. For the structure of the overall circuit, it is particularly important that the driver circuit, as well as within the positive as well as within the negative half-period of the alternating voltage, enables control of the controllable semiconductor switch in the diagonal branch of the semiconductor bridge. This is associated with significant difficulties, as quality switching requires completely different current paths.

For at den fra driverkretsen kommende styrestrøm for den styrbare halvlederbryteren skal kunne flyte bort med den korteste strekningen med minst mulig tap, må triggerdioden bli føyd inn mellom tennkondensatoren og den styrbare halvlederbryteren. In order for the control current coming from the driver circuit for the controllable semiconductor switch to be able to flow away with the shortest distance with the least possible loss, the trigger diode must be inserted between the ignition capacitor and the controllable semiconductor switch.

I prinsipp kan også den styrbare halvlederbryteren bli dannet av den triac, en transistor eller en tyristor. En tyristor har i forhold til triacen den fordelen at man ikke trenger så stor styrestrøm, noe som igjen er gunstig ved reduksjonen av restfasestyringen. In principle, the controllable semiconductor switch can also be formed by the triac, a transistor or a thyristor. Compared to the triac, a thyristor has the advantage that you do not need such a large control current, which in turn is beneficial in the reduction of residual phase control.

I det påfølgende skal oppfinnelsen beskrives nærmere med henvisning til et utførelseseksempel og henvisning til den eneste tegningen. In what follows, the invention will be described in more detail with reference to an exemplary embodiment and reference to the only drawing.

På kretsdiagrammet er det foretatt en oppdeling i kom-ponentgrupper. En styrekrets 1, blir påført et styresignal ved hjelp av elektroniske styrebryter 2 tilsvarende dennes styrestilling, og avgir i avhengighet av denne et eget styresignal til en effektbryterdel Effektbryterdelen 4 forbinder en last 6, som er forbundet med den ene lederen N (null-lederen) til et nett 5, og med den andre lederen L (faselederen) til dette nettet. En strømforsyningskrets 3 frembringe den for styrekretsen 2 og styrekretsen 1 nødven-dige forsyningsspenning. The circuit diagram has been divided into component groups. A control circuit 1 is applied with a control signal by means of electronic control switch 2 corresponding to its control position, and depending on this emits a separate control signal to a circuit breaker part. The circuit breaker part 4 connects a load 6, which is connected to one conductor N (the neutral conductor) to a net 5, and with the other conductor L (the phase conductor) to this net. A power supply circuit 3 produces the supply voltage required for control circuit 2 and control circuit 1.

Forbindelsen mellom effektbryterdelen 4 og lasten 6 danner en for alle komponentgruppene 1, 2, 3, 4, 6 felles referansepotensiale M. På referansepotensialet M ligger også en tennkondensator Cl, som er forbundet via en motstand RI med den andre nettlederen L. En likeretterbrokrets dannet av 4 dioder Dl, D1,D3, D4, ligger med sin vekselspenningsinngang, som er dannet av diodene Dl, D2, mellom tennkondensatoren Cl og for motstanden RI. Den av diodene D3, D4, dannede andre vekselspenningsinngang ligger ved styreinngangen til effektbryterdelen 4. Ved den av diodene Dl, D3 dannede positive utgang til brolikeretteren, ligger en triggerdiode D5. Med denne seriekoblet, er bryterbanen til en tyristor VI som med sin katode er tilkoblet den negative utgangen til brolikeretteren dannet av diodene D2, D4. The connection between the circuit-breaker part 4 and the load 6 forms a common reference potential M for all component groups 1, 2, 3, 4, 6. On the reference potential M there is also an ignition capacitor Cl, which is connected via a resistor RI to the second mains conductor L. A rectifier bridge circuit formed of 4 diodes Dl, D1, D3, D4, lies with its alternating voltage input, which is formed by the diodes Dl, D2, between the ignition capacitor Cl and for the resistor RI. The second alternating voltage input formed by the diodes D3, D4 is located at the control input of the circuit breaker part 4. At the positive output formed by the diodes Dl, D3 to the bridge rectifier, a trigger diode D5 is located. With this connected in series, the switching path is to a thyristor VI whose cathode is connected to the negative output of the bridge rectifier formed by diodes D2, D4.

Triggerdioden D5 kan imidlertid også være anordnet mellom tennkondensatoren Cl og den av diodene Dl og D2 dannede vekselspenningstilslutning. However, the trigger diode D5 can also be arranged between the ignition capacitor Cl and the alternating voltage connection formed by the diodes Dl and D2.

Til styrekretsen 1 er ved siden av brolikeretteren også anordnet en drivkrets bestående av to komplementære transis-tortrinn. Kollektoren til den ene pnp-transistoren Tl er forbundet via en motstand R3 med porten til tyristoren VI, mens den med sin emitter ligger ved utgangen til strømfor-syningskretsen 3, som avgir en utgangsspenning TJV. En npn-transistor T2 er forbundet via sin emitter med referansepotensiale M, mens kollektoren ligger via en motstand R5 til basisen til pnp-transistoren T2. Basisen er på sin side tilsluttet via en motstand R4 til strømforsyningskretsens 3 utgang Uy, og utgangen til styrekretsen 2 er tilført via en motstand R6 til basisen til npn-transistoren T2. Next to the bridge rectifier, a drive circuit consisting of two complementary transistor stages is also arranged for the control circuit 1. The collector of the one pnp transistor Tl is connected via a resistor R3 to the gate of the thyristor VI, while its emitter is located at the output of the power supply circuit 3, which emits an output voltage TJV. An npn transistor T2 is connected via its emitter to reference potential M, while the collector is connected via a resistor R5 to the base of the pnp transistor T2. The base, in turn, is connected via a resistor R4 to the output Uy of the power supply circuit 3, and the output of the control circuit 2 is supplied via a resistor R6 to the base of the npn transistor T2.

Styrekretsen 2 er utstyrt med en elektronisk bryter, som er utformet som f.eks. bevegelsesgiver med en infrarød detektor og ved registrering av en varmestråling utgående fra et strålingsobjekt, avgis et styresignal til styrekretsen 1. Likeledes blir denne matet via strømforsyningskretsen 3 med spenningen Uy. The control circuit 2 is equipped with an electronic switch, which is designed as e.g. motion sensor with an infrared detector and upon registration of a heat radiation emanating from a radiation object, a control signal is emitted to the control circuit 1. Likewise, this is fed via the power supply circuit 3 with the voltage Uy.

Strømforsyningskretsen 3 er forbundet via motstanden R7 med den andre nettlederen L og med anoden til en zenerdiode D6 med referansepotensiale M. Mellom begge disse komponentene ligger i serie en ladekondensator C3 og parallelt zenerdioden D6 seriekretsen bestående av en diode D7 og en kondensator C4, som er forbundet med referansepotensiale M. Zenerdioden D6 og dioden D7 er polet slik at de lader opp bufferkonden-satoren C4 i løpet av den positive halvperioden til vek-sel spenningen, til en positiv spenning TJy, som tilsvarer tilnærmet zenerspenningen. The power supply circuit 3 is connected via the resistor R7 to the second mains conductor L and to the anode of a zener diode D6 with a reference potential M. Between both of these components is a charging capacitor C3 in series and in parallel to the zener diode D6 the series circuit consisting of a diode D7 and a capacitor C4, which is connected to the reference potential M. The zener diode D6 and the diode D7 are polarized so that they charge the buffer capacitor C4 during the positive half-period of the alternating voltage, to a positive voltage TJy, which corresponds approximately to the zener voltage.

Styreinngangen til effektbryterdelen 4 er identisk med porten til en tyristor V2, som er forbundet via en motstand R8 med referansepotensialet M. Den likeledes ensidige til 0-potensialet tilsluttede strekning av effekttyristoren V2 ligger til nettlederen N i serie med en støydrossel E og en sikring F. Parallelt med denne seriekretsen er likeledes anbragt en støybegrenserkondensator C5 mellom nettlederen L og referansepotensialet M, til hvilken er parallellkoblet en seriekrets bestående av en motstand R9 og en undertrykkelses-diode D8. The control input of the circuit breaker part 4 is identical to the gate of a thyristor V2, which is connected via a resistor R8 to the reference potential M. The single-sided section of the power thyristor V2 connected to the 0 potential is also connected to the mains conductor N in series with a noise choke E and a fuse F In parallel with this series circuit, a noise limiting capacitor C5 is also arranged between the mains conductor L and the reference potential M, to which a series circuit consisting of a resistor R9 and a suppression diode D8 is connected in parallel.

I det påfølgende skal i det vesentlige funksjonen til kretsanordningen bli beskrevet. In what follows, essentially the function of the circuit device will be described.

Ved ikke aktiv tilstand til styrekretsen 2 står spenningsver-dien 0 ved Q-utgangen. When control circuit 2 is not active, the voltage value is 0 at the Q output.

Dermed blir i styrekretsen 1 transistorene T2 og Tl sperret. Følgelig får tyristoren VI ikke noen portstrøm. Det kan derfor ikke flyte noen tennstrøm fra nettet via brogrenen V5, Dl inn i porten til effekt-triacen V2, hvorved denne så blir sperret. Thus, in the control circuit 1, the transistors T2 and T1 are blocked. Consequently, the thyristor VI receives no gate current. No ignition current can therefore flow from the mains via the bridge branch V5, D1 into the gate of the power triac V2, whereby this is then blocked.

R2 danner den ved porten til tyristoren VI nødvendige avslutnlngsmotstand. Kondensatoren C2 kortslutter de innkoblede spenningsspisser fra nettet og forhindrer uønsket spenning. R2 forms the necessary termination resistance at the gate of thyristor VI. The capacitor C2 short-circuits the connected voltage spikes from the mains and prevents unwanted voltage.

En ytterligere undertrykkelse av spenningsspissene foregår ved hjelp av motstanden R9 og dioden D8 i effektbryteren 4. A further suppression of the voltage peaks takes place with the help of the resistor R9 and the diode D8 in the circuit breaker 4.

I aktiv tilstand står ved Q-utgangen til styrekretsen 2 en spenning. Dermed blir T2 og Tl ledende. In the active state, there is a voltage at the Q output of the control circuit 2. Thus T2 and Tl become conductive.

Med hensyn til den tilførte vektspenningen, skal først forholdet ved positiv netthalvperiode bli beskrevet. With regard to the applied weight voltage, the relationship with a positive net half-period shall first be described.

I tyristoren VI flyter den nødvendige portstrøm (f.eks. ca. 200 jjA), hvormed denne blir ledende. Portstrømmen blir derved tatt fra forsyningskretsen 3. Den finner sin vei fra broen via D4 og R8 til referansepotensialet M. In the thyristor VI, the necessary gate current (e.g. approx. 200 jjA) flows, with which it becomes conductive. The gate current is thereby taken from the supply circuit 3. It finds its way from the bridge via D4 and R8 to the reference potential M.

Den for triacen V2 nødvendige tennstrøm flyter imidlertid først over tyristoren VI når nettspenningen har nådd lederspenningen til triggerdioden D5 (her f.eks. 36V), såvel som diodebanen. The ignition current required for the triac V2, however, only flows over the thyristor VI when the mains voltage has reached the conductor voltage of the trigger diode D5 (here, for example, 36V), as well as the diode path.

Tennstrømmen blir så fra kondensatoren Cl, som er ladet opp på lederspenningen til triggerdioden D5, avgitt via Dl, D5, VI, D4 til porten til effekttriacen V2 (ca. 100 mA). Dermed blir den sikkert tent og forblir i løpet av den positive halvperioden ledende. The ignition current is then from the capacitor Cl, which is charged to the conductor voltage of the trigger diode D5, delivered via Dl, D5, VI, D4 to the gate of the power triac V2 (approx. 100 mA). Thus, it is safely ignited and remains conductive during the positive half-period.

I det påfølgende skal funksjonsforløpet ved negativ nett-periode beskrives. In what follows, the course of action in the event of a negative net period shall be described.

Til å begynne med ved den negative netthalvperioden, altså i 0-gjennomgangen kobler effekt-triacen V2 ut. Før den nå får sin negative tennstrøm, opptrer følgende forløp: To begin with, at the negative mains half-cycle, i.e. in the 0 transition, the power triac V2 switches off. Before it now receives its negative ignition current, the following sequence occurs:

Forsyningsspenningen Uy forsøker via Tl, R3 å la det flyte en strøm inn i porten til tyristoren VI. Dette lykkes da denne strømmen kan forlate broen over dioden D2 og motstanden RI til nettlederen L, som har et negativt potensiale. Dvs. at ved tyristoren VI innstilles en portstrøm, som stiger kontinuerlig så lenge lederspenningen til triggerdioden D5 ennå ikke er nådd. Før dette punktet nåes, fremkommer en resulterende portstrøm (ca. 1 mA) i samsvar med følgende tilnærmingsligning: The supply voltage Uy tries via Tl, R3 to let a current flow into the gate of the thyristor VI. This succeeds as this current can leave the bridge across the diode D2 and the resistor RI to the mains conductor L, which has a negative potential. That is that a gate current is set at the thyristor VI, which rises continuously as long as the conductor voltage of the trigger diode D5 has not yet been reached. Before this point is reached, a resulting gate current (about 1 mA) appears in accordance with the following approximate equation:

Til forskjell fra den positive halvlederperioden, hvor det flyter en forholdsvis lav portstrøm (ca. 200 jiA), innstiller seg her en høyere strøm (ca. 1 mA). Dette er imidlertid ikke ufordelaktig. In contrast to the positive semiconductor period, where a relatively low gate current (approx. 200 jiA) flows, a higher current (approx. 1 mA) sets in here. However, this is not disadvantageous.

Når triggerspenningen (dvs. lederspenningen til triggerdioden D5) nåes, får effekt-triacen V2 fra kondensatoren Cl via diodene D3, D5 og tyristoren VI og dioden D2 sin tennpuls. Effekt-triacen D2 forblir i løpet av den negative halvperioden ledende. When the trigger voltage (ie the lead voltage of the trigger diode D5) is reached, the power triac V2 receives its ignition pulse from the capacitor Cl via the diodes D3, D5 and the thyristor VI and the diode D2. The power triac D2 remains conducting during the negative half-period.

Blir triggerdioden D5 anordnet mellom tennkondensatoren Cl og vekselspenningstilslutningen dannet av diodene Dl og D2, så flyter portstrømmen (fra VI) i løpet av den positive og negative halvperioden, alltid i samme størrelse (f.eks 200 jjA) via motstanden R3, tyristoren VI og motstanden R8, hvorved det unngås et usymmetrisk forløp. Denne strømmen frembringer da ved motstanden R8 et spenningsfall (ca. 50 mV) hvorved det umuliggjøres en for tidlig tenning av effekt-triacen V2. If the trigger diode D5 is arranged between the ignition capacitor Cl and the alternating voltage connection formed by the diodes Dl and D2, then the gate current (from VI) flows during the positive and negative half-cycle, always in the same amount (e.g. 200 jjA) via the resistor R3, the thyristor VI and the resistor R8, whereby an unsymmetrical course is avoided. This current then produces a voltage drop (approx. 50 mV) at the resistor R8, whereby a premature ignition of the power triac V2 is made impossible.

I det påfølgende skal det beskrives noen anmerkninger til spesielle trekk ved kretsen. In what follows, some comments on special features of the circuit will be described.

Motstanden RI kan også være lik 0, (100$ symmetri), men en bestemt motstandsverdi (her f.eks. 10k Tl) synes hensiktsmes-sig for å forhindre en uønsket gjennomkobling av brogrenen D5, VI som følge av høyspenningsspisser. The resistance RI can also be equal to 0, (100$ symmetry), but a specific resistance value (here e.g. 10k Tl) seems appropriate to prevent an unwanted through-connection of the bridge branch D5, VI as a result of high voltage spikes.

Kombinasjonen Rl-Cl er forbundet med nettspenningen. Derved blir kondensatoren Cl avvekslende positiv og negativ oppladet via motstanden RI til den når triggerspenningen ved triggerdioden D5. The combination Rl-Cl is connected to the mains voltage. Thereby, the capacitor Cl is alternately positively and negatively charged via the resistor RI until it reaches the trigger voltage at the trigger diode D5.

I løpet av den negative netthalvperioden adderer seg ifølge kretsen strømmen som flyter igjennom kondensatoren Cl og den fra spenningsforsyningen via Tl, R3, VI og D2 flytende strøm. Addisjonen av strømmene fører til en liten usymmetri av den positive og negative fasestyringen (her 40 m/0,7 ms til 50 V/0,7 ms). Denne usymmetrien tiltar med motstandsforholdet During the negative mains half-period, according to the circuit, the current flowing through the capacitor Cl and that from the voltage supply via Tl, R3, VI and D2 add up to liquid current. The addition of the currents leads to a slight asymmetry of the positive and negative phase control (here 40 m/0.7 ms to 50 V/0.7 ms). This asymmetry increases with the resistance ratio

RI . RI .

R3 R3

Dette gjelder rett nok kun når triggerdioden D5, som vist i kretsdiagrammet befinner seg i diagonalgrenen til likeretter-brokretsen. This only applies when the trigger diode D5, as shown in the circuit diagram, is located in the diagonal branch of the rectifier bridge circuit.

Det er derfor fordelaktig når triggerdioden D5 er anbragt umiddelbart foran den første vekselspenningsinngangen til likeretterbroen D1-D4. I dette tilfellet flyter portstrømmen til tyristoren VI i løpet av den positive og negative halvperioden i samme størrelse av f.eks. 200 jiA over R3, VI, D4 og R8. Herved blir usymmetrien stort sett unngått. Denne strømmen frembringer ved motstanden R8 et spenningsfall på ca. 50 mV, hvorved det ikke er mulig med en for tidlig tenning av effekt-triacen V2. It is therefore advantageous when the trigger diode D5 is placed immediately in front of the first alternating voltage input to the rectifier bridge D1-D4. In this case, the gate current of the thyristor VI flows during the positive and negative half-cycle in the same magnitude of e.g. 200 jiA across R3, VI, D4 and R8. In this way, the asymmetry is largely avoided. This current produces a voltage drop of approx. 50 mV, whereby a premature ignition of the power triac V2 is not possible.

Claims (11)

1. Kretsanordning for styring av en effekt-triac (V2), som ligger i serie med en last (6) matet fra et vekselstrømsnett og hvilken last kobles til nettspenningen i avhengighet av koblingsstillingen til en styrebryter (2), idet styrebryteren virker via en styrekrets (1) på porten til effekt-triacen slik at det før hver gjennomkobling av dens koblingsbane forblir en restfasestyring, og dessuten leverer et RC-ledd (RI, Cl) med en tennkondensator (Cl) tennstrøm for effekt-triacen (V2) via en triggerdiode (D5) til porten til effekt-triacen (V2), karakterisert ved at en likeretter-brokrets (Dl til D4) ligger med sin veksel-spenningsinnganger i strømgrenen mellom tennkondensatoren (Cl) og porten til effekt-triacen (V2), og at strømgrenen mellom likespenningsutgangene til brokretsen (Dl til D4) lukkes av en styrbar halvlederbryter (VI), hvis port styres utgående fra styrebryteren (2).1. Circuit arrangement for controlling a power triac (V2), which is in series with a load (6) fed from an alternating current network and which load is connected to the mains voltage depending on the switching position of a control switch (2), the control switch acting via a control circuit ( 1) on the gate of the power triac so that before each pass-through of its switching path there remains a residual phase control, and furthermore an RC link (RI, Cl) with an ignition capacitor (Cl) supplies ignition current for the power triac (V2) via a trigger diode (D5) to the gate of the power triac (V2), characterized in that a rectifier bridge circuit (Dl to D4) is located with its AC voltage inputs in the current branch between the ignition capacitor (Cl) and the gate of the power triac (V2), and that the current branch between the DC outputs of the bridge circuit (Dl to D4) is closed by a controllable semiconductor switch (VI), whose gate is controlled from the control switch (2). 2. Krets ifølge krav 1, karakterisert ved at en drivkrets er anbragt mellom porten til halvlederbryteren (VI) og styrebryteren (2), som mates av en strømforsynings-krets (3) og som har med denne, tennkondensatoren, styrekretsen såvel som en i effekt-triacen (V2) inneholdt effektbryterdel (4) et felles referansepotensiale (5).2. Circuit according to claim 1, characterized in that a drive circuit is arranged between the gate of the semiconductor switch (VI) and the control switch (2), which is fed by a power supply circuit (3) and which has with this, the ignition capacitor, the control circuit as well as a power- the triac (V2) contained circuit breaker part (4) a common reference potential (5). 3. Krets ifølge et av de foregående krav, karakterisert ved at til drivkretsen hører to komplementære transistorer (Tl, T2), av hvilke en pnp-transistor (Tl) er forbundet med sin kollektor via en motstand (R3) med porten til halvlederbryteren (VI) og via sin emitter med utgangen (Uy) til strømforsyningskretsen (2), og at en npn-transistor (T2) er forbundet med sin emitter med referansepotensialet (M) mens kollektoren er forbundet via en motstand (R5) med basisen til pnp-transistoren (T2), som på den ene siden er tilsluttet via en motstand (E4) med utgangen (Uy) til forsyningskretsen (3) og hvor utgangen (Q) til styrekretsen (2) er forbundet med basisen til npn-transistoren (T2) via en motstand (R6).3. Circuit according to one of the preceding claims, characterized in that two complementary transistors (Tl, T2) belong to the drive circuit, of which a pnp transistor (Tl) is connected to its collector via a resistor (R3) with the gate of the semiconductor switch (VI) and via its emitter with the output (Uy) of the power supply circuit (2), and that an npn transistor (T2) is connected to its emitter with the reference potential (M) while the collector is connected via a resistor (R5) to the base of the pnp transistor (T2), which on one side is connected via a resistor (E4) to the output (Uy) of the supply circuit (3) and where the output (Q) of the control circuit (2) is connected to the base of the npn transistor (T2) via a resistor (R6). 4. Krets ifølge et av de foregående krav, karakterisert ved at triggerdioden (D5) ligger mellom tennkondensatoren (Cl) og den styrbare halvlederbryteren (VI) i diagonalgrenen til likeretterbroen (Dl til D4).4. Circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the trigger diode (D5) is located between the ignition capacitor (Cl) and the controllable semiconductor switch (VI) in the diagonal branch of the rectifier bridge (Dl to D4). 5. Krets ifølge et av de foregående krav 1-3, karakterisert ved at triggerdioden (D5) ligger mellom RC-leddet (RI, Cl) og den første vekselspenningsinngangen (Dl, D2) til likeretterbroen (Dl til D4).5. Circuit according to one of the preceding claims 1-3, characterized in that the trigger diode (D5) is located between the RC link (RI, Cl) and the first alternating voltage input (Dl, D2) of the rectifier bridge (Dl to D4). 6. Krets ifølge et av de foregående krav, karakterisert ved at den styrbare halvlederbryteren (VI) er en triac eller en transistor.6. Circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the controllable semiconductor switch (VI) is a triac or a transistor. 7. Krets ifølge et av de foregående krav, karakterisert ved at halvlederbryteren (VI) er en tyristor, hvis port er forbundet via en motstand (R2) og en hertil parallell kondensator (C2) med sin katode.7. Circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the semiconductor switch (VI) is a thyristor, the gate of which is connected via a resistor (R2) and a parallel capacitor (C2) with its cathode. 8. Krets ifølge et av de foregående krav, karakterisert ved at motstanden (RI) til RC-leddet (Rl-Cl) er forbundet med den ene nettlederen (L) og referansepotensialet (M) via lasten (6), og er fortrinnsvis forbundet via en eller flere glødelamper med den andre nettlederen (N).8. Circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the resistance (RI) of the RC link (Rl-Cl) is connected to the one mains conductor (L) and the reference potential (M) via the load (6), and is preferably connected via a or several incandescent lamps with the second mains conductor (N). 9. Krets ifølge et av de foregående krav, karakterisert ved at strømforsyningskretsen (3) med en motstand (R7) er koblet til den ene nettlederen (L) og med en zenerdiode (D6) til referansepotensialet (M), at begge er forbundet via en ladekondensator (C3) og at mellom lade-kondensatoren (C3) og zenerdioden (D6) er tilsluttet anoden til en diode (D7), som er koblet i serie med en med referansepotensialet (M) koblet kondensator (C4), idet utgangen (TJy) til forsyningskretsen (3) er forbundet mellom dioden (D7) og en bufferkondensator (C4).9. Circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the power supply circuit (3) is connected with a resistor (R7) to the one mains conductor (L) and with a zener diode (D6) to the reference potential (M), that both are connected via a charging capacitor (C3) and that between the charging capacitor (C3) and the zener diode (D6) the anode of a diode (D7) is connected, which is connected in series with a capacitor (C4) connected to the reference potential (M), since the output (TJy) until the supply circuit (3) is connected between the diode (D7) and a buffer capacitor (C4). 10. Krets ifølge et av de foregående krav, karakterisert ved at porten til den i effektbryterdelen (4) inneholdte effekt-triac (V2) er forbundet med referansepotensialet (M) via en motstand (R8), og at i serie med koblings-banen til effekt-triacen (V2) mot den ene nettlederen (L) er forbundet en støydrossel (E) og eventuelt en sikring (F).10. Circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the gate of the power triac (V2) contained in the circuit breaker part (4) is connected to the reference potential (M) via a resistor (R8), and that in series with the connection path to the power - the triac (V2) against one mains conductor (L) is connected to a noise choke (E) and possibly a fuse (F). 11. Krets ifølge et av de foregående krav, karakterisert ved at mellom den ene nettlederen (L) og referansepotensialet (M) er koblet en støykondensator (C5) og parallelt hermed en med en formotstand (R9) forsynt under-trykkelsesdiode (D8).11. Circuit according to one of the preceding claims, characterized in that a noise capacitor (C5) is connected between the one mains conductor (L) and the reference potential (M) and in parallel therewith a suppression diode (D8) provided with a resistor (R9).