NO169266B - PROCEDURE FOR AA DIVIDES A SIGNAL REPRESENTED BY DOT TRIALS IN TWO SIGNALS REFERRED TO FREQUENCY BANDS, OR FOR AA COMBINES SIGNALS IN TWO FREQUENCY BANDS TO ONE SIGNAL - Google Patents

Description

Denne oppfinnelsen angår på den ene side framgangsmåte for å splitte et signal som er representert ved tall som angir punkt-prøver, såkalt digital representasjon av signalet, i to delsignal avhengig av frekvens. Oppfinnelsen gjelder således en spesiell form for signalbehandling, frekvensdemultipleksing, en operasjon basert på filtrering og som ofte forekommer i kommunikasjonsutstyr og annet signalbehandlende utstyr. En nær beslektet oppgave er å kombinere to signal til ett og samtidig gi de to opprinnelige signalene forskjellig frekvens i det kombinerte signalet. Dette kalles frekvensmultipleksing og det blir påvist i beskrivelsen at oppfinnelsen etter enkle og innlysende modifikasjoner på den annen side også kan anvendes for frekvens-multipleksing. This invention relates, on the one hand, to a method for splitting a signal which is represented by numbers indicating point samples, so-called digital representation of the signal, into two sub-signals depending on frequency. The invention thus applies to a special form of signal processing, frequency demultiplexing, an operation based on filtering and which often occurs in communication equipment and other signal processing equipment. A closely related task is to combine two signals into one and at the same time give the two original signals different frequencies in the combined signal. This is called frequency multiplexing and it is demonstrated in the description that, after simple and obvious modifications, the invention can on the other hand also be used for frequency multiplexing.

Digital signal representasjon og digital behandling av signal blir hyppig anvendt i utstyr for signaloverføring og prinsippene for demultipleksing og multipleksing er vel kjent og forklart i [3]. For å lage konkurransedyktig utstyr er det viktig å utføre den digitale signalprosessering med lavest mulig kompleksitet. Særlig når det nyttes elektroniske kretser som blir konstruert spesielt for formålet er antallet multiplikasjoner mellom reelle tall (MR), eventuelt MR pr. sekund, et godt mål for kompleksitet fordi MR er langt mer krevende enn andre aktuelle operasjoner som addisjon, subtraksjon og mellomlagring av punktprøver. Spesielt hvis utstyret skal bygges inn i satellitter er det avgjørende å få til den lavest mulig kompleksitet. I [1] er det angitt en framgangsmåte for å demultipl ekse digitalt representert signal ombord i en satel1 itt.Framgangsmåten [1] representerer teknikkens stand for demultipleksing i dag hva angår effektivitet, det vil si lavt antall MR. Det kan enkelt påvises hvordan metodene i [1] kan modifiseres for å få til multipleksing med tilsvarende effektivitet. Digital signal representation and digital signal processing are frequently used in equipment for signal transmission and the principles of demultiplexing and multiplexing are well known and explained in [3]. In order to make competitive equipment, it is important to carry out the digital signal processing with the lowest possible complexity. Especially when electronic circuits are used that are designed especially for the purpose, the number of multiplications between real numbers (MR), possibly MR per second, a good measure of complexity because MRI is far more demanding than other relevant operations such as addition, subtraction and intermediate storage of spot samples. Especially if the equipment is to be built into satellites, it is crucial to achieve the lowest possible complexity. In [1], a procedure for demultiplexing a digitally represented signal on board a satellite is specified. The procedure [1] represents the state of the art for demultiplexing today in terms of efficiency, i.e. low number of MR. It can be easily demonstrated how the methods in [1] can be modified to achieve multiplexing with equivalent efficiency.

Oppfinnelsen er beslektet med framgangsmåten i [1], idet at resultatet av signalbehandling vil ved passende konstruksjon bli identisk med resultatet ved anvendelse av framgangsmåten i [1]. Oppfinnelsen representerer en mer effektiv framgangsmåte idet antallet MR pr. tidsenhet for identisk demultipleksing (evt. The invention is related to the method in [1], in that the result of signal processing will, with suitable construction, be identical to the result when using the method in [1]. The invention represents a more efficient procedure as the number of MRIs per time unit for identical demultiplexing (possibly

multipleksing) er redusert til det halve i forhold til metoden i multiplexing) is reduced to half compared to method i

[1]. Dette oppnåes ved de karakteriserende trekk som er oppgitt i kravene. [1]. This is achieved by the characterizing features stated in the requirements.

Oppfinnelsen samt ytterligere særegne trekk og fordeler ved denne skal i det følgende forklares nærmere under henvisning til tegningene hvor: Fig. 1. som skjematisk og i prinsipp viser hvordan oppfinnelsen kan nyttes ikke bare til å splitte inngangssignalet i to utgangssignal, men også i 8 utgangssignal ved å kombinere 7 demultipl ekser celler som hver enkelt kan utføres i henhold til oppfinnelsen. Fig. 2. som viser hvordan uønskede signalrester (a) adderes inn i det ønskede signalet for kritisk punktprøve-frekvens (b) og for den dobbelte punktprøvefrekvens (c). Fig. 3. som viser et eksempel på teknikkens stand (fra [2]) og som resulterer i effektiv implementering når signalene er representert ved reelle punktprøver. Fig. 4. som viser en filtercelle i henhold til oppfinnelsen beregnet for demultipleksing. Hver utgangspunktprøve beregnes som en sum over 7 inngangspunktprøver. Fig. 5. som viser en filtercelle i henhold til oppfinnelsen beregnet for multipleksing. Hver utgangspunktprøve beregnes som en sum over 7 inngangspunktprøver. The invention as well as further distinctive features and advantages thereof shall be explained in more detail in the following with reference to the drawings where: Fig. 1. which schematically and in principle shows how the invention can be used not only to split the input signal into two output signals, but also into 8 output signals by combining 7 demultipl ex cells that can each be carried out according to the invention. Fig. 2. showing how unwanted signal residues (a) are added into the desired signal for critical sampling frequency (b) and for the double sampling frequency (c). Fig. 3. which shows an example of the state of the art (from [2]) and which results in efficient implementation when the signals are represented by real spot samples. Fig. 4. which shows a filter cell according to the invention intended for demultiplexing. Each entry point sample is calculated as a sum over 7 entry point samples. Fig. 5. which shows a filter cell according to the invention designed for multiplexing. Each entry point sample is calculated as a sum over 7 entry point samples.

For å gi eksempel på utførelse av oppfinnelsen er det nødvendig å presisere at hver punktprøve av signalet kan representeres ved ett eller to tall, når to tall nyttes betegnes disse som i-fase verdien (a) og kvadraturverdien (b) . Det forståes med dette at signalets fase er gitt av Arctg (b/a) og dets amplitude av Va2 + b<2>. Det er likeverdig, og for de fleste formål enklere å oppfatte tallet (a + <T- 1 b) som ett komplekst tall. Representasjonsmetoden omtales derfor oftest som kompleks representasjon eller kompleks punktprøving. Det er vanlig å nytte j = V-l når man innen elektrofagene skriver komplekse tall. Dette vil bli gjort heretter. In order to give an example of the implementation of the invention, it is necessary to specify that each point sample of the signal can be represented by one or two numbers, when two numbers are used these are designated as the in-phase value (a) and the quadrature value (b). This means that the phase of the signal is given by Arctg (b/a) and its amplitude by Va2 + b<2>. It is equivalent, and for most purposes simpler, to perceive the number (a + <T- 1 b) as one complex number. The representation method is therefore most often referred to as complex representation or complex point testing. It is common to use j = V-l when writing complex numbers in the fields of electrophysics. This will be done hereafter.

Det er et velkjent resultat at dersom frekvens-spekteret til det punktprøvede signalet er null utenfor en endelig båndbredde B, er det tilstrekkelig å nytte B komplekse punktprøver per sekund for å beskrive signalet. It is a well-known result that if the frequency spectrum of the point sampled signal is zero outside a finite bandwidth B, it is sufficient to use B complex point samples per second to describe the signal.

Det kan også nyttes punktprøveverdier beskrevet ved ett enkelt reelt tall. I så fall trenges 2B punktprøver per sekund for å beskrive et signal som nevnt ovenfor. Slik punktprøving kalles reell punktprøving. Spot sample values described by a single real number can also be used. In that case, 2B point samples per second are needed to describe a signal as mentioned above. Such spot testing is called real spot testing.

Multipleksing er den motsatte, eller duale, prosess av demultipleksing og kan avledes på en triviell måte fra demultipleksing. Oppfinnelsen vil først bli beskrevet anvendt for demultipleksing, situasjonen hvor en del av frekvensbåndet er anvendt for flere frekvensdelte signal med frekvensavstand B og båndbredde mindre enn B, og disse signalene skal skilles fra hverandre ved hjelp av beregninger utført på den digitale representasjonen. Denne situasjonen forekommer hyppig i utstyr for telekommunikasjon og lignende. Oppfinnelsen gjelder å dele ett signal i to deler avhengig av frekvens. Dette er vanlig også i dagens teknikk, og ved å gjenta prosessen i en såkalt tre-struktur kan man skille ut et vilkårlig antall kanaler, mest effektivt når antallet kanaler er en potens av to. En tre-struktur for åtte kanaler er vist i Fig. 1. Trestrukturen består av 7 celler og ved å inkludere i alle cellene anordninger til å plassere utgangssignalene sentrert på null frekvens er det åpenbart at alle cellene kan lages identiske om så ønskes. På grunn av denne egenskapen kan man konsentrere resten av beskrivelsen om hvordan man i dagens teknikk og henhold til oppfinnelsen realiserer én av cellene. Multiplexing is the opposite, or dual, process of demultiplexing and can be derived in a trivial way from demultiplexing. The invention will first be described as used for demultiplexing, the situation where part of the frequency band is used for several frequency-divided signals with frequency spacing B and bandwidth less than B, and these signals must be separated from each other by means of calculations performed on the digital representation. This situation frequently occurs in equipment for telecommunications and the like. The invention applies to dividing one signal into two parts depending on the frequency. This is also common in today's technology, and by repeating the process in a so-called tree structure, an arbitrary number of channels can be separated, most effectively when the number of channels is a power of two. A tree structure for eight channels is shown in Fig. 1. The tree structure consists of 7 cells and by including in all the cells devices to place the output signals centered on zero frequency it is obvious that all the cells can be made identical if desired. Because of this property, the rest of the description can be concentrated on how to realize one of the cells in current technology and according to the invention.

Dersom den nyttige del av inngangssignalet består av to kanaler med avstand B er den nyttige båndbredden høyst 2B og for kompleks punktprøving er den minste punktprøvefrekvensen som kan nyttes uten å forringe signalet lik 2B, dette omtales som kritisk punktprøving. Kritisk punktprøving anvendes i mange tilfelle, ulempen er imidlertid at det ofte er for krevende å begrense det totale frekvensspektret på inngangen til 2B. Ved kritisk punktprøving vil uønskede signal utenfor 2B adderes til de ønskede ved en velkjent mekanisme for punktprøvede signal. Ved å øke punktprøvefrekvensen til for eksempel 4B kan man som vist i Fig. 2 tillate rester av uønskede signal uten at disse forstyrrer de ønskede. Prosesseringen som skal utføres i cellen er velkjent både i prinsippet og i anvendelser og kan beskrives ved at signalet båndbegrenses til B i et filter (1) for den øvre frekvensdelte kanal. Den lavere båndbredde tillater nå å fjerne annenhver punktprøve og deretter transponeres signalet i frekvens til å bli sentrert på null frekvens. Den samme prosess utføres for den nedre frekvensdelte kanal i et filter (2). De to filtrene kan gjøres identiske bortsett fra senterfrekvensen. Filtrene kan utføres som filtre med endelig impulsrespons hvor hver punktprøve på utgangen av filteret beregnes ut fra et antall (I) av de, her antatt komplekse, punktprøvene på inngangen av filteret som en veiet sum ved hjelp av ligningen If the useful part of the input signal consists of two channels with distance B, the useful bandwidth is at most 2B and for complex point testing, the smallest point test frequency that can be used without degrading the signal is equal to 2B, this is referred to as critical point testing. Critical point testing is used in many cases, but the disadvantage is that it is often too demanding to limit the total frequency spectrum at the input to 2B. In case of critical point testing, unwanted signals outside 2B will be added to the desired ones by a well-known mechanism for point-tested signals. By increasing the sampling frequency to, for example, 4B, as shown in Fig. 2, residual unwanted signals can be allowed without these interfering with the desired ones. The processing to be carried out in the cell is well known both in principle and in applications and can be described by the signal being band-limited to B in a filter (1) for the upper frequency-divided channel. The lower bandwidth now allows every other point sample to be removed and then the signal is transposed in frequency to be centered at zero frequency. The same process is carried out for the lower frequency divided channel in a filter (2). The two filters can be made identical except for the center frequency. The filters can be implemented as filters with a finite impulse response where each point sample at the output of the filter is calculated from a number (I) of the, here assumed to be complex, point samples at the input of the filter as a weighted sum using the equation

hvor verdiene h( ) omtales som fi 1terkoeffisientene. Fordi filtrene ikke er sentrert på null frekvens må koeffisientene være komplekse. where the values h( ) are referred to as the fi 1ter coefficients. Because the filters are not centered on zero frequency, the coefficients must be complex.

Til tross for dette kan de to filtrene avledes fra et såkalt prototypefilter med reelle koeffisienter som er sentrert på null frekvens, men med en ellers korrekt fi 1treringskarakteristikk for formål et. Despite this, the two filters can be derived from a so-called prototype filter with real coefficients centered at zero frequency, but with an otherwise correct filtering characteristic for the purpose.

Den avgjørende egenskap ved konstruksjonen er å nytte et enklest mulig filter for å oppnå den nødvendige grad av filtrering. For filtre som skal realiseres i spesialbygde integrerte kretser er enkelthet i hovedsak å forstå som færrest mulig multiplikasjoner av typen vist i ligning (1) mellom data og koeffisienter. The decisive feature of the construction is to use the simplest possible filter to achieve the required degree of filtration. For filters that are to be realized in purpose-built integrated circuits, simplicity essentially means as few as possible multiplications of the type shown in equation (1) between data and coefficients.

En velkjent og i dagens teknikk utnyttet egenskap er at dersom kravene til fi 1terprototypens frekvensrespons stilles slik A well-known feature that is utilized in today's technology is that if the requirements for the filter prototype's frequency response are set as follows

og i tillegg tillater samme avvik fra ideelle verdier i pass- og stoppbånd så vil et filter med ulike antall koeffisienter ha annenhver koeffisient lik null med unntak av senter-koeffisienten. På denne måten vil et filter med 4n-l koeffisienter ha 2n+l koeffisienter forskjellig fra null noe som er en forenkling. Et slikt filter kalles halvbånds filter og pass-bånd og stop-bånd kan utvides eller minskes i samme grad uten at halv-bånds egenskapene endres. En annen metode for forenkling som nyttes i dagens teknikk er å utnytte det faktum at det øvre (i frekvens) og det nedre (i frekvens) filteret har en felles prototype. Denne egenskapen gjør det mulig å nytte de samme multiplikasjonene for begge filtrene. Denne teknikken omtales som polyfaseteknikk spesielt for to kanaler eller som kvadratur speilfiltre for to kanaler. Teknikkene kan anvendes for alle prototyper med antall koeffisienter 4n-l hvor n er et heltall. Vi vil nå vise et eksempel for n=2, prototypefi 1teret har formen and in addition allows the same deviation from ideal values in the pass and stop bands, then a filter with different numbers of coefficients will have every other coefficient equal to zero with the exception of the center coefficient. In this way, a filter with 4n-l coefficients will have 2n+l coefficients different from zero, which is a simplification. Such a filter is called a half-band filter and the pass-band and stop-band can be expanded or reduced to the same extent without the half-band characteristics changing. Another method of simplification used in the current state of the art is to exploit the fact that the upper (in frequency) and the lower (in frequency) filters have a common prototype. This property makes it possible to use the same multiplications for both filters. This technique is referred to as polyphase technique especially for two channels or as quadrature mirror filters for two channels. The techniques can be used for all prototypes with a number of coefficients 4n-l where n is an integer. We will now show an example for n=2, the prototype file has the form

hvor symmetrien om den sentrale koeffisient h(0) framgår. Den øvre where the symmetry about the central coefficient h(0) appears. The upper one

kanalen har sin senterfrekvens ved f = B/2 eller en åttendedel av punktprøvefrekvensen. For å transponere prototypefi 1teret til denne frekvensen må koeffisientene multipliseres med de komplekse tal lene hvor i er koeffisientens nummer som vist i beskrivelsen av prototypefi 1teret. Tilsvarende må filteret for den nedre kanalen framskaffes ved å nytte multiplikatorene the channel has its center frequency at f = B/2 or one eighth of the sampling frequency. To transpose the prototype filter to this frequency, the coefficients must be multiplied by the complex numbers where i is the coefficient's number as shown in the description of the prototype filter. Correspondingly, the filter for the lower channel must be obtained by using the multipliers

I de to formlene ovenfor er vinkelen angitt i radianer.7i/4 tilsvarer 45° i en 360 graders sirkelinndeling. Videre kan hvert av filtrene skaleres, det vil si alle filterets koeffisienter kan multipliseres med et felles tall, reelt eller komplekst, uten at filterfunksjonen endres. Ved å nytte disse teknikker kan de to filtrenes koeffisienter skrives som vist i Tabell 1. In the two formulas above, the angle is given in radians. 7i/4 corresponds to 45° in a 360 degree circular division. Furthermore, each of the filters can be scaled, that is, all the filter's coefficients can be multiplied by a common number, real or complex, without the filter function changing. By using these techniques, the two filters' coefficients can be written as shown in Table 1.

Det er trivielt å reskalere koeffisientene. It is trivial to rescale the coefficients.

Det er vesentlige egenskaper ved filtrene at disse ikke er symmetriske og at bortsett fra senterkoeffisienten er koeffisientene enten reelle eller rent imaginære (dvs. et It is essential characteristics of the filters that these are not symmetrical and that, apart from the center coefficient, the coefficients are either real or purely imaginary (i.e. a

multiplum av j = f- 1) . multiple of j = f- 1) .

I dagens teknikk som beskrevet i [1] utfører man kanalsplittingen på en enkel måte ved å utnytte In today's technique as described in [1], the channel splitting is carried out in a simple way by using

filterets halv-bånds egenskaper the filter's half-band characteristics

h(-2) = h(2) = 0 ovenfor h(-2) = h(2) = 0 above

samme multiplikasjoner for filteret (0:) og (N:) same multiplications for the filter (0:) and (N:)

rent reelle eller rent imaginære koeffisienter bortsett purely real or purely imaginary coefficients apart

fra den sentrale koeffisient. from the central coefficient.

for den sentrale koeffisient nyttes at for et vilkårlig komplekst tall (a+jb) er (a+jb)(l+j) = (a-b)+j(a+b). Da addisjon/subtraksjon er enklere enn multiplikasjon i spesialbygde prosessorer kan dette utnyttes til forenkl ing. for the central coefficient it is used that for an arbitrary complex number (a+jb) (a+jb)(l+j) = (a-b)+j(a+b). As addition/subtraction is easier than multiplication in purpose-built processors, this can be used for simplification.

I dagens teknikk som representert i [1] trenges derfor 2n+l multiplikasjoner for å frambringe to utgangs punktprøver, en for den nedre og en for den øvre kanal. Disse multiplikasjonene er mellom komplekse tall (punktprøvene) og koeffisientene som er hva angår kompleksitet i form av antall multiplikasjoner er å anse som reelle. Hver multiplikasjon i filteret har derfor samme kompleksitet som to multiplikasjoner mellom reelle tall, MR, som er en grov, men nyttig, målestokk for kompleksiteten. Av det ovenstående følger det at i dagens teknikk kreves (2n+l) MR for hver utgangs punktprøve som skal beregnes. In today's technique as represented in [1], 2n+l multiplications are therefore needed to produce two output point samples, one for the lower and one for the upper channel. These multiplications are between complex numbers (the point tests) and the coefficients which, in terms of complexity in terms of the number of multiplications, are to be considered real. Each multiplication in the filter therefore has the same complexity as two multiplications between real numbers, MR, which is a rough, but useful, measure of complexity. From the above, it follows that in current technology (2n+l) MR is required for each initial point sample to be calculated.

Dersom skaleringen velges slik at h(0) = f2 blir kompleksiteten redusert til 2n MR. Dette siste regnes som en triviell observasjon selv om det ikke alltid nyttes i dagens teknikk. Ifølge oppfinnelsen kan kompleksiteten reduseres fra 2n MR til n MR ved å utnytte symmetrien i prototype-filteret til tross for at denne ikke finnes i filtrene (0:) og (N:). Oppfinnelsen vil føre til en halvering av antall multiplikasjoner, noe som er en vesentlig forenkling av signalprosesseringsutstyr for formålet i forhold til dagens teknikk. Symmetri i filterets koeffisienter kan i filtre av andre typer som nyttes i dagens teknikk brukes til å redusere antall multiplikasjoner ved å summere utvalgte data parvis før multiplikasjon ved framgangsmåten vist på Fig. 3. Denne metode er ikke anvendelig for den prosesserings-cel 1 en oppfinnelsen gjelder pga. den manglende symmetri i filtrene (0:) og (N:). Istedenfor vil man, ifølge oppfinnelsen, multiplisere inngangs punktprøvene med koeffisient-verdiene h(0), h(l), h(3), ------ osv. (avhengig av filter-lengden). Deretter utføres If the scaling is chosen so that h(0) = f2, the complexity is reduced to 2n MR. The latter is considered a trivial observation, although it is not always useful in today's technology. According to the invention, the complexity can be reduced from 2n MR to n MR by exploiting the symmetry in the prototype filter despite the fact that this is not found in the filters (0:) and (N:). The invention will lead to a halving of the number of multiplications, which is a significant simplification of signal processing equipment for the purpose compared to current technology. Symmetry in the filter's coefficients can be used in filters of other types that are used in current technology to reduce the number of multiplications by summing selected data in pairs before multiplication by the procedure shown in Fig. 3. This method is not applicable to the processing cell 1 of the invention applies due to the lack of symmetry in the filters (0:) and (N:). Instead, according to the invention, the input point samples will be multiplied by the coefficient values h(0), h(l), h(3), ------ etc. (depending on the filter length). Then performed

- forsinkelse - delay

- multiplikasjon med tallene j, -j, -1 - multiplication by the numbers j, -j, -1

- addisjon - addition

alt operasjoner med meget lav kompleksitet sammenlignet med MR for å framskaffe de utgangs punktprøver som cellens funksjon krever og som i verdi er identiske med de som framskaffes i celler som anvender dagens teknikk. Ved utnyttelse av symmetrien i fi 1terprototypen vil oppfinnelsen føre til at det trenges n+1 MR for hver utgangs punktprøve dersom h(0) er et vilkårlig tall. Dersom h(0) = V"2 trenges n MR for hver utgangs punktprøve. Det er velkjent at for de binære tallrepresentasjoner man nytter i prosesseringsutstyret vil multiplikasjoner med potenser av 2 utføres meget effektivt slik at h(0) = 2<k>V~2 (k heltall, positivt eller negativt) gir samme effektivitet som h(0) =V~2. Også flere andre trivielle reskaleringer av filtrene kan utføres uten at effektiviteten blir vesentlig dårligere eller vesentlig bedre enn for eksempelet beskrevet i oppfinnelsen. Dette gjelder f.eks. å multiplisere koeffisientene i ett eller begge filtre med (j) 1, (k - all operations with very low complexity compared to MRI in order to obtain the starting spot samples that the cell's function requires and which are identical in value to those obtained in cells that use current technology. By exploiting the symmetry in the filter prototype, the invention will lead to the need for n+1 MR for each output point sample if h(0) is an arbitrary number. If h(0) = V"2 n MR is needed for each output point sample. It is well known that for the binary number representations used in the processing equipment, multiplications with powers of 2 will be carried out very efficiently so that h(0) = 2<k>V ~2 (k integer, positive or negative) gives the same efficiency as h(0) =V~2. Several other trivial rescaling of the filters can also be performed without the efficiency being significantly worse or significantly better than for the example described in the invention. This applies eg multiplying the coefficients in one or both filters by (j) 1, (k -

heltall). integer).

Prosessering i henhold til oppfinnelsen for et prototypefi 1 ter med 7 koeffisienter (n=2) er vist i Fig. 4. Annenhver inngangs punktprøve skai multipiisers kun med den sentrale koeffisient, dette skjer i den nedre gren etter at en kummuterende svitsj K har skilt ut annenhver punktprøve. Multiplikasjonen skjer i MS med tallet h(0)/iT2. h(0) må reduseres med en faktor 2 fordi den etterfølgende multiplikasjon med (1+j) øker tallets absolutte verdi (amplitude) med samme faktor. I fall h(0)/</~2 ved skalering velges til 2k (k heltall, positivt eller negativt) blir MS en spesielt enkel operasjon. I henhold til beskrivelsen av filteret i Tabell 1 må inngangs punktprøvene i den nedre gren på Fig. 4 forsinkes 3T hvor T er tidsavstanden mellom punktprøvene på inngangen av filteret. De resterende inngangs punktprøvene multipliseres med h(l) og h(3) i multiplikatorer M. Ut fra disse verdiene dannes de korrekte utgangs punktprøvene ved de enkle operasjonene nevnt ovenfor etter en framgangsmåte som går fram av Fig. 4 i den delen som er merket T . Som en siste prosess multipliseres utgangs punktprøve nr. m med j<m>i kanal (0:) og med (-j)<m>i kanal (N:). Disse operasjonene vil sentrere begge utgangssignalene på frekvensen null og er nødvendig for å kunne koble identiske celler sammen i en trestruktur som vist på Fig. 1. Processing according to the invention for a prototype filter with 7 coefficients (n=2) is shown in Fig. 4. Every other input point sample is to be multiplied by the central coefficient only, this happens in the lower branch after a commutating switch K has separated out every second spot test. The multiplication takes place in MS with the number h(0)/iT2. h(0) must be reduced by a factor of 2 because the subsequent multiplication by (1+j) increases the number's absolute value (amplitude) by the same factor. If h(0)/</~2 when scaling is chosen to be 2k (k integer, positive or negative), MS becomes a particularly simple operation. According to the description of the filter in Table 1, the input point samples in the lower branch of Fig. 4 must be delayed by 3T where T is the time interval between the point samples at the input of the filter. The remaining input point samples are multiplied by h(l) and h(3) in multipliers M. Based on these values, the correct output point samples are formed by the simple operations mentioned above following a procedure which is shown in Fig. 4 in the part marked T . As a final process, output point sample no. m is multiplied by j<m>in channel (0:) and by (-j)<m>in channel (N:). These operations will center both output signals at frequency zero and are necessary to be able to connect identical cells together in a tree structure as shown in Fig. 1.

I tillegg til [1] er prosessering i celler av den type oppfinnelsen gjelder grundig omhandlet i [2]. Det spesielle, men viktige tilfellet som oppfinnelsen gjelder, nemlig kompleks representasjon av såvel inngangs- som utgangs punktprøver, splitting i to kanaler med avstand B og punktprøvefrekvens 4B på inngangen til cellen er ikke omtalt i [2] og oppfinnelsen kan heller ikke avledes på en åpenbar måte fra materialet i [2]. In addition to [1], processing in cells of the type to which the invention applies is thoroughly discussed in [2]. The special but important case to which the invention applies, namely complex representation of both input and output point samples, splitting into two channels with distance B and point sample frequency 4B at the entrance to the cell is not discussed in [2] and the invention cannot be derived on a obvious way from the material in [2].

Som nevnt tidligere kan multipleksing av kanalene sees på som en triviell modifikasjon av demultipleksing. Metodene for slik modifikasjon er beskrevet i [3]. Oppfinnelsen gjelder således både demultipleksing og multipleksing hvor man ved en triviell modifikasjon av framgangsmåten for demultipleksing i henhold til oppfinnelsen (Fig. 4) omformer denne til en mul tipleksingsmetode. Ved multipleksing i henhold til oppfinnelsen vil det kreves n MR for å beregne hver utgangs punktprøve når utgangs punktprøven er en veiet sum av 4n-l inngangs punktprøver. (I denne veiingen er et antall, 2n-2, av vektfaktorene lik null).Oppfinnelsen fører til samme gevinst i effektivitet i forhold til dagens teknikk både for demultipleksing og multipleksing. Fig. 5 viser som eksempel multipleksing av to kanaler i henhold til oppfinnelsen for n = 2. As mentioned earlier, multiplexing the channels can be seen as a trivial modification of demultiplexing. The methods for such modification are described in [3]. The invention thus applies to both demultiplexing and multiplexing where, by a trivial modification of the procedure for demultiplexing according to the invention (Fig. 4), this is transformed into a multiplexing method. In multiplexing according to the invention, n MR will be required to calculate each output spot sample when the output spot sample is a weighted sum of 4n-l input spot samples. (In this weighing, a number, 2n-2, of the weighting factors is equal to zero). The invention leads to the same gain in efficiency compared to the current technique for both demultiplexing and multiplexing. Fig. 5 shows, as an example, multiplexing of two channels according to the invention for n = 2.

Fig. 5 er avledet på en triviell måte fra Fig. 4. Fig. 5 is derived in a trivial way from Fig. 4.

Claims (1)

Fremgangsmåte for å splitte et signal representert ved komplekse punktprøver med punktprøvingsfrekvens 4B i to delsignal som representerer hvert sitt frekvensbånd med båndbredde B av det opprinnelige signalet, med frekvensavstand B og deretter representere hvert av de to resulterende delsignal med komplekse punktprøver med punktprøvefrekvens 2B ved hjelp av to frekvens-selektive digitale filtre hvor utgangs punktprøvene beregnes som en veiet sum av 4n-l (n er et positivt heltall valgt ved konstruksjonen) inngangs punktprøver i inngangs signalet k arakterisert ved at først multipliseres hver andre punktprøve med n reelle tall og de øvrige punktprøver med ett eller ingen tall og deretter utføres det på de resulterende produkter enklere operasjoner enn multiplikasjoner slik som forsinkelse, endring av fortegn og addisjon inntil de korrekte verdier for punktprøvene av de to delsignalene er oppnådd. Framgangsmåte for å kombinere to signal representert ved komplekse punktprøver, hver med punktprøvefrekvens 2B og med båndbredde B til ett signal hvor de to opprinnelige signalene gies en f rekvensavstand B og det kombinerte signal en punktprøvefrekvens 4B ved hjelp av to frekvensselektive filtre hvor utgangs punktprøvene beregnes som en veiet sum av4n-l (n er et positivt heltall valgt ved konstruksjonen) punktprøver fra hvert inngangssignal kaTakterise r t ved at først utføres en kombinasjon av operasjoner enklere enn multiplikasjoner slik som forsinkelse, endring av fortegn og addisjon, deretter frambringes annenhver av de ønskede utgangspunktprøvene ved n multiplikasjon mellom reelle tall og resultatene av de enkle operasjonene, de øvrige utgangs punktprøver frambringes ved multiplikasjon mellom ett reellt tall eller ingen reelle tall og resultat av de enkle operasjonene.Method for splitting a signal represented by complex point samples with point sampling frequency 4B into two sub-signals each representing a frequency band with bandwidth B of the original signal, with frequency spacing B and then representing each of the two resulting sub-signals with complex point samples with point sampling frequency 2B using two frequency-selective digital filters where the output point samples are calculated as a weighted sum of 4n-l (n is a positive integer chosen during construction) input point samples in the input signal characterized by first multiplying every other point sample by n real numbers and the other point samples with one or no numbers and then simpler operations than multiplications such as delay, change of sign and addition are performed on the resulting products until the correct values for the point samples of the two sub-signals are obtained. Procedure for combining two signals represented by complex spot samples, each with spot sample frequency 2B and with bandwidth B into one signal where the two original signals were given a frequency spacing B and the combined signal a spot sample frequency 4B using two frequency selective filters where the output spot samples are calculated as a weighted sum of 4n-l (n is a positive integer chosen during construction) point samples from each input signal is characterized by first performing a combination of operations simpler than multiplications such as delay, change of sign and addition, then every second of the desired starting samples is produced by n multiplication between real numbers and the results of the simple operations, the other output point samples are produced by multiplication between one real number or no real numbers and the result of the simple operations. REFERANSER [1] H. Gockler: "A modular multistage approach to digital FDM demultiplexing for mobile SCPC satellite communications". International Journal on Satellite Communication, Vol. 6 sidene 283-288 (1988). [2] R. Galand, H. Nussbaumer: "New quadrature mirror filter structures", IEEE Transactions on Acoustics, Speech and Signal Processing, Vol. ASSP-32, nO. 3, June 84. [3] R.E. Chrochiere and L.R. Rabiner: "Multirate Signal Processing", Prentice-Hal1 Signal Processing Series, 1983, Englewood Cliffs, New Jersey 07632, ISBN 0-13-1605162-b.REFERENCES [1] H. Gockler: "A modular multistage approach to digital FDM demultiplexing for mobile SCPC satellite communications". International Journal on Satellite Communication, Vol. 6 pages 283-288 (1988). [2] R. Galand, H. Nussbaumer: "New quadrature mirror filter structures", IEEE Transactions on Acoustics, Speech and Signal Processing, Vol. ASSP-32, nO. 3, June 84. [3] R.E. Chrochiere and L.R. Rabiner: "Multirate Signal Processing", Prentice-Hal1 Signal Processing Series, 1983, Englewood Cliffs, New Jersey 07632, ISBN 0-13-1605162-b.