NO165980B - Fremgangsmaate for omforming respektive prosessering av elektroniske multiplekssignaler, og anordning for prosessering av slike signaler. - Google Patents

Description

Denne oppfinnelsen angår fremgangsmåter for omforming, respektive prosessering av elektroniske multipleks-signaler og en anordning for prosessering av slike signaler. Oppfinnelsen vedrører således på den ene side filtering av elektroniske signaler kombinert med overgang fra frekvensdelt multipleksing (FDM) av signalene til tidsdelt multipleksing (TDM) av signalene, der mange filterfunksjoner må utføres parallelt for å skille signalene fra hverandre. På den annen side dreier det seg om filtrering av signaler kombinert med overgang fra tidsdelt multipleksing av signalene til frekvensdelt multipleksing av signalene, der mange filterfunksjoner må utføres parallelt for unngå at signalene vil overlappe i frekvens på uønsket måte. Forsåvidt kan oppfinnelsen ansees å gjelde en kombinert elektronisk filterbank.

Oppfinnelsen omfatter også en kombinasjon av overgang fra FDM til TDM og senere overgang fra TDM tilbake til FDM, begge deler i en eller flere enheter med mellomliggende, analog og/eller digital signalprosessering. Dette muliggjør båndpassfiltrering av signalene med stor fleksibilitet i valg av senterfrekvens og båndbredde for realiserte filterfunksjoner, og med lavt prosesseringsbehov, effektforbruk og plassbehov i forhold til andre, kjente løsninger med dagens teknologi.

Overgang mellom FDM og TDM formater er i dag kjent ved filtrering og sampling respektive modulasjon av sampelsekvenser, for hvert enkelt signal, og kombinasjon av sampelsekvenser eller signaler til TDM eller FDM formater. Dette gir store kretsløsninger med høyt volum og effektforbruk. Videre er såkalte transmultiplekser-teknikker kjent [1,2] (Se referanse-liste til slutt i denne beskrivelse). Disse baserer seg i stor grad på digital prosessering for å utføre filtrerings-funksjonene, og krever relativt stor prosesseringskapasitet.

Enn videre er det kjent teknikker basert på analog chirp Z-Fourier-transformasjon [3,4], der en Fourier-transformasjon av en analog signalsekvens utføres ved enten multiplikasjon (M), foldning (konvolusjon, C) og til slutt multiplikasjon (M) med såkalte chirp-signaler (sveipende FM-signaler), dvs. MCM-transformasjon; eller også foldning, multiplikasjon og foldning med slike signaler, dvs. CMC-transformasjon.

Fra patentlitteraturen kan nevnes europeisk patentpublikasjon nr. 214.649 som omhandler overgang fra FDM til TDM ved fullstendig Fourier-transformasjon, og derfor ligger innen området av kjent teknikk som nevnt ovenfor. Mer interessant er US-patent 4.578.790 som beskriver et system med en prinsipiell struktur i nærheten av det som foreliggende oppfinnelse går ut på. US-patentet er imidlertid spesialisert i retning av enkeltsidebånds-multipleksing og rent digitale filtrerings-prosesser. Det utnytter den digitale teknikken til forenklinger og diskuterer i det hele tatt ikke analog prosessering for å utføre de enkelte funksjonene i transformasjonen.

Oppfinnelsen kan ansees å være nærmest beslektet med den nevnte CMC-transformasjonen, men skiller seg fra denne ved at for FDM til TDM-tilfellet blir den første konvolusjonen (filtreringen) sløyfet idet samtidig responsen på det filteret som brukes for den siste konvolusjonen endres noe, men uten at kompleksiteten i filteret blir vesentlig endret. For TDM til FDM-tilfellet er det det siste filteret som sløyfes og det første som endres.

Nærmere angivelser av oppfinnelsen samt de nye og særegne trekk ved denne er å finne i patentkravene, hvor kravene 1 og 2 angir hvert sitt av de nettopp nevnte to tilfeller.

Endringen i frekverisrespons for de samsvarende chirp-fUtrene fia MCM-kretsene til de her foreslåtte kretsene kan i begge tilfeller beskrives som følger, idet en antar at det ønskes en fi.ltrering av signalene som svarer til en impulsrespons h (t) i basisbånd for filteret. For CMC-transformasjonene skal da filteret på den siden der tids-samplene kommer ut resp. mates

U)Q -ui ( U)-U) )

inn, ha en frekvensrespons gitt ved hQ(—-—)•exp [j <0>—],

der eksponentialfunksjonen representerer en "ideell" ehirp i frekvensplanet. I tidsplanet er en "ideell" chirp et. frekvens-sveipsignal hvis frekvens varierer lineært med tiden og har konstant amplitude, exp[j(tu t-ut /2)]. Her er u>Q og p

konstanter, u kan være positiv eller negativ men ikke null, og gir frekvensendringen pr. tidsenhet (rad/s<2>) for den ideelle chirpen. I følge et spesielt trekk ved oppfinnelsen er det ideelle filteret der definert ved at det har en impuls-respons lik hQ(t)<*> exp[ j (uiQ t-ut 2 /2)] . For systemer med få signaler vil det spesielt være nyttig å bruke en filterrespons som her angitt. Periodisiteten av chirp-signalene gir samplingstakten for det enkelte signal.

Fordelen ved oppfinnelsen relativt til de Fourier-transforma-sjonbaserte kretsene er at det kan klare seg med to chirp-operasjoner dvs. en konvolusjon (C) og en multiplikasjon (M) mot tre operasjoner, dvs. CMC eller MCM, ved full Fourier-transf ormasjon. Dette betyr at oppfinnelsen gir redusert volum, kompleksitet og effektforbruk, spesielt for smalbåndssystemer der chirp-filtrene vil bli fysisk store. Merk at for MCM-transformasjonen har chirp-filteret en impulsresponslengde nær slik summen av responslengdene for de to filtrene i CMC-strukturen for samme ytelse.

Oppfinnelsen samt ytterligere særegne trekk og fordeler ved denne skal i det følgende forklares nærmere under henvisning til tegningene hvor: Fig. 1 skjematisk og i prinsipp viser et første eksempel på

en krets for omforming fra FDM- til TDM-format.

Fig. 1A-D viser suksessive signalformer under omforming i

kretsen på fig. 1.

Fig. 2 skjematisk og i prinsipp viscx ^t unnet eksempel på

en krets for signalomforming, nemlig fra TDM- til FDM-format .

Fig. 2A-D viser suksessive signalformer under omforming i

kretsen på figur 2.

Fig. 3 viser prinsippet for en anordning til prosessering av elektroniske signaler med omforming som i fig. 1 og og fig. 2.

Eksempel 1: FDM til TDM konvertering

Figur 1 viser skjematisk en krets for FDM til TDM konvertering. Inngangssignalet går først gjennom et forfilter ("cover-filter") 1, som fjerner støy og signaler utenom det båndet som skal prosesseres. Det multipliseres så med ett, eller oftest Clere parallelt løpende chirp-signaler i en eller flere multiplikatorer, 2, før det filtreres i et chirp-filter, 3. Chirp-raten for chirp-signalene skal i tallverdi være lik chirp-raten i det ideelle, chirp-signalet som modulerer impulsresponsen for chirp-filteret, for ideell operasjon. Fortegn på chirp-ratene i chirp og filter, og signalfrekvenser og seleksjon av sidebånd etter multiplikasjonen velges slik at en ren tone inn kommer ut som en båndbegrenset puls. Figur 1A-1D viser signalene i kretsen på fig. 1 i tidfrekvens-diagrammer. 4 er FDM-signalet inn. De signalkomponentene i tid og frekvens som påvirker TDM-signalet ut innenfor en tidsluke, dvs. prosesseringsvinduet, er angitt (for et gitt valg av chirp-rater og frekvenser). 5 viser chirp-signalene og 6 signalet etter multiplikasjon og en tenkt seleksjon av det ene sidebåndet (seleksjonen skjer i chirp-filteret). 7 viser TDM-signalet ut, nemlig en puls for hvert signal inn. Her er det forutsatt at både i chirp-signalene og impulsresponsen for chirp-filteret B avtar frekvensen med økende tid, at signalet har høyere

senterfrekvens enn chirp-signalene, og at nedre sidebånd velges etter multiplikasjon. Dette gir pulser for de signalene som har høyest frekvens først ut. Andre kombinasjoner av chirp-rater og senterfrekvenser kan gi samme resultat - eller også øverste frekvens sist ut.

En krets for TDM- til FDM-konverteringen er vist skjematisk i figur 2, hvor 11 er et chirp-filter, 12 er en multiplikator og 13 et. båndpassf ilter .

TDM-signalet kan i prinsipp se ut som 7 i figur 1D. Etter å ha gått gjennom chirp-filteret 11, som er antatt å ha økende tidsforsinkelse med fallende frekvens, vil signalet se ut som vist i figur 2A ved 14. Signalet multipliseres så med en serie periodiske chirp-signaler, med stigende frekvens versus tid og samme chirp-rate som filteret, i tallverdi, se figur 2B, 15. 16 (fig. 2C) viser signalet etter multiplikasjon av signalet i ett TDM-vindu med settet av chirp-signaler og seleksjon av ønsket sidebånd (tenkt). Her er forutsatt at chirp-signalene har høyere senterfrekvens enn signalene 14, og at nedre sidebånd velges etter multiplikasjon. 17 viser samme signal etter filtrering i filteret 13 i figur 2.

Her forutsettes at filterfunksjonen som realiseres av CM-kretsen er tilpasset samplings-takten i TDM-signalet slik at repeterte sidebånd i det (re)konstruerte FDM-signalet undertrykkes tilstrekkelig i henhold til konstruksjonskrav og kjent teori. Det forutsettes også at samplene i TDM-signalet er faseskiftet/faseskiftes slik at de får den senterfrekvens de skal regenereres ved. Dette er trivielt dersom frekvensen er lik et helt tall x 1/T s der T s er avstanden i tid mellom samplene for hvert signal.

Basert på konvertering som i de foran omtalte eksempler 1 og 2, beskrives nå en kombinasjon for signalprosessering illustrert rent prinsipielt i fig. 3.

Enheter som utfører FDM til TDM og TDM til FDM-konvertering kan kombineres via en mellomliggende prosessorenhet, som kan være analog og/eller være digital, og som utfører ulike operasjoner avhengig av ønsket total prosessering, se figur 3. Enhetene 21A, 21B ---- i figur 3 er FDM til TDM-enheter med samme sampling-takt. 22 er den nevnte prosessor-enheten, og 23A, 23B er TDM til FDM-enheter tilpasset samplingstakten for enheten 21A, 21B osv.

Dersom FDM-signalene hver for seg er fullstendig karakterisert, i henhold til kjent teori for sampling, av hver sin serie av sampler i TDM-signalet, med et sampel pr. signal pr. TDM-tidsluke, kan prosessering og styring av signalgangen i prosessorenheten 22 i figur 3, skje som følger: Om nødvendig filteres ønskede TDM-sekvenser videre slik at eventuelle uønskede signalkomponenter tilhørende nabo FDM-signaler fjernes. Dette vil kreve mellomlagring av et antall TDM-rammer som avhenger av lengden av det digitale filteret.

Ferdig prosesserte TDM-sampler kan så rutes fra en vilkårlig enhet 21A - 21B osv. til vilkårlig enhet 23A - 23B, og plasseres i en vilkårlig ledig tidsluke i TDM-signalet her, ved bruk av kjent svitsje-teknikk. Slik kan et gitt innkomemnde FDM-signa] på vilkårlig inngangsenhet 21A, 21B rekonstrueres ved en vilkårlig frekvens i vilkårlig utgangsenhet. Systemet utfører seleksjon av FDM- signaler, svitsjing og frekvens-transponering av signalene i et vilkårlig komplisert mønster gitt av prosessorenheten 22. Svitsjingen kan skje i en styreenhet som er en del av prosessorenheten.

Med de viste MC- og CM-kretsene, se figur 1 og 2, vil spekteret av hvert enkelt FDM-signal være invertert fra inngang til utgang. Dette kan unngås ved å komplekskonjugere FDM-

r.amplene i prosessor-enheten 22 (eller ved å modifisere FDM

til TDM-kretsen, 21A osv., eller TDM til FDM-kretsen, 23A osv.)

Dersom et enkelt TDM-signal ikke karakteriserer et enkelt FDM-signal (fordi det har for stor båndbredde eller feil frekvens), er fortsatt filtrering, sampling, svitsjing og rekonstruksjon av signaler innenfor et fleksibelt valgt bånd mulig. Prosesseringen må imidlertid endres noe for å få korrekt faseforhold på utgangen mellom signaler fra nabo TDM-rammer. En mulig endring er å la prosessorenheten 22 i tillegg til eventuell filtrering og svitsjing av signalene utføre en komplekskonjugering av disse før rekonstruksjon. Dette lar seg verifisere ved kjent teori. Modifikasjoner i FDM- til TDM-kretsene, 21A osv., eller TDM- til FDM-kretsene, 23A osv., gir andre muligheter.

Seleksjon (utfiltrering) av et bånd fra en inngangsenhet, 21A osv., ruting til en valgt utgangsenhet, 23A osv., og eventuelt frekvenstransponering av båndet skjer nå ved at en tilsvarende gruppe av TDM-sampler prosesseres og overføres i parallell til den ønskede utgangs-enheten, med beholdt rekkefølge, og eventuelt komplekskonjugeres og rekonstrueres der. Dersom mulig frekvenstransponering i enheten begrenses til trinn på et helt tall x 1/T er dette tilstrekkelig. Ønskes mindre trinn må

s

punktprøvene forskyves i frekvens som ved vanlig frekvens-transponering før rekonstruksjon inkludert kompleks-kon jugeringer . Filtrering i prosessorenheten 22 kan nå være nødvendig for å oppnå tilstrekkelig flat frekvensrespons inennfor de overførte bånd, og den kan utnyttes for å skjerpe båndkanter med ubetydelig ekstra prosessering (idet bare signaler ved båndkanten må prosesseres). Dette gir betydelig økning i mellomlagring av data (TDM-sampler for alle ønskede signaler må mellomlagres for å kompensere for tidsforsinkelsen i filtrene, forutsatt filtrering med lineær fase). Begge deler kan analyseres med kjent teori.

Ved i prosessorenheten å multiplisere TDM-samplene som svarer til visse frekvensbånd ut med en variabel, kan informasjon

moduleres inn på signaler i disse frekvensbåndene. Informasjonen kan gjøres forskjellig i de forskjellige frekvensbånd ved å la den variable multiplikatoren være forskjellig for de tilsvarende TDM-samplene. Frekvensselektiviteten ved modulasjonen vil svare til den en oppnår ved filtrering i en slik konfigurasjon. Modulasjonen må være langsom, slik at den gir liten båndforbred-ning av signalene, for å unngå at den fjernes eller endres vestentlig ved filtreringen i TDM- til FDM- konverteringen, og videre for å unngå feil som følge av at TDM-sampler i samme ramme representerer FDM-signaler med forskjellig tidsforsinkelse. Det siste kan en unngå ved å forsinke det modulerende signalet tilsvarende for de enkelte TDM-samplene i samme ramme. Begge effekter kan analyseres ved kjent teori.

Ved i prosessorenheten i tillegg til annen nevnt prosessering

å multiplisere TDM-samplet fra forskjellige FDM- til TDM-enheter med forskjellige konstanter, og legge resultatet sammen, for så å bruke dette som inngangssignal for en TDM- til FDM-enhet, kan en danne en veid filtrert sum av flere innkommende signaler. Dette svarer til frekvenssektiv stråle forming i en arrayantenne ved mottaking.

Frekvensselektiv stråleforming i en arrayantenne ved sending kan oppnås på analog vis ved i prosessorenheten å multiplisere sampler fra en FDM- til TDM-enhet med forskjellige konstanter, i tillegg til annen nødvendig prosessering nevnt ovenfor, og bruke samplene som inngangssignal for hver sin TDM- til FDM-enhet, sammen med andre sampler for andre frekvensområder eller addert til sampler for andre stråleretninger på de samme frekvensene.

REFERANSER

1) H. Scheuerman, H. Gockler: "A comprehensive survey of digital transmultiplexing methods"

Proe. IEEE, Vol 69, pp 1419-1450, Nov. 1981.

2) T.G. Marshall Jr., CM. Puckette: "Guest Editors' Prologue, Special Issue on Transmultiplexers",

IEEE trans. Communications, Vol C0M-30, Nr 7, Part I,

pp 1457-1459, Juli 1982. 3) M.A. Jack, E.G.S. Paige: "Fourier Transform Processors based on Surface Acoustic Wave Filters",

Wave Electronics 3, 1978 pp 229-247.

4) R.C. Williamson, V.S. Dolat, R.R. Rhodes and D.M. Boroson: "A satellite-borne SAW chirp-transform system for uplink demodulation of FSK communication signals"

1979 Ultrasonics Symposium Proceedings, pp 741-747.

Claims (10)

1. Fremgangsmåte for omforming av elektroniske signaler fra frekvensdelt multipleks (FDM-format) til tidsdelt multipleks (TDM-format) med bibehold av i det vesentlige all signalinforma-sjon (amplitude- og faseinformasjon) for et båndbegrenset signal, omfattende multiplikasjon og konvolusjon (filtrering/ folding) med frekvenssveipsignaler, karakterisert ved a t det først utføres en multiplikasjon og deretter en konvolusjon med tilnærmet ideelle frekvenssveipsignaler.

2. Fremgangsmåte for omforming av elektroniske signaler fra tidsdelt multipleks (TDM-format) til frekvensdelt multipleks (FDM-format) med bibehold av i det vesentlige all signalinforraa-sjon (amplitude- og faseinformasjon) for et båndbegrenset signal, omfattende multiplikasjon og konvolusjon (filtrering/folding) med frekvenssveipsignaler, karakterisert ved at det først utføres en konvolusjon og deretter en multiplikasjon med tilnærmet ideelle frekvenssveipsignaler.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 1 eller 2 karakterisert ved at det filter som besørger den nevnte konvolusjon er definert ved en impulsrespons lik hvor hQ(t) er impulsresponsen i basisbånd for den ønskede f ilterf unks jon, og hvor CU0 og /* er konstanter, idet ju kan være positiv eller negativ, men ikke null.

4. Fremgangsmåte for prosessering av elektroniske signaler i FDM-format (frekvensdelt multipleks), omfattende omforming til TDM-format (tidsdelt multipleks) og omforming tilbake til FDM-format, hvilken omforming omfatter multiplikasjon og konvolusjon med frekvenssveipsignaler, karakterisert ved a t det utføres en første multiplikasjon og deretter en første konvolusjon med tilnærmet ideelle frekvenssveipsignaler, at så den aktuelle prosessering foretas, og at de prosesserte signaler underkastes en annen konvolusjon og deretter en annen multiplikasjon.

5. Fremgangsmåte ifølge krav 4, karakterisert ved at den nevnte prosessering omfatter fjerning av i det minste noen TDM-sampler for å eliminere tilsvarende frekvens-komponenter i signalene.

6. Fremgangsmåte ifølge krav 4, karakterisert ved at den nevnte prosessering omfatter multiplisering av i det minste noen TDM-sampler med en konstant eller variabel faktor for å modifisere, eventuelt modulere signalene i amplitude og/eller fase.

7. Fremgangsmåte ifølge krav 4, 5 eller 6, karakterisert ved at den nevnte prosessering omfatter tidsfor-skyvning av TDM-samplene innenfor TDM-rammen, for å flytte tilsvarende signalkomponenter i frekvens i forhold til de øvrige signalkomponenter.

8. Anordning for prosessering av elektroniske signaler i FDM-format (frekvensdelt multipleks), omfattende omforming til TDM-format (tidsdelt multipleks) og omforming tilbake til FDM-format, hvilken omforming omfatter multiplikasjon og konvolusjon med frekvenssveipsignaler, karakterisert ved at det foran en prosessorenhet for den nevnte prosessering, er anordnet et tilsvarende antall enheter for utførelse av den nevnte første multiplikasjon og den nevnte første konvolusjon på hver sine signaler, og at det etter prosessorenheten er anordnet et tilsvarende antall enheter for utførelse av den nevnte annen konvolusjon og den nevnte annen multiplikasjon på hver sine signaler, idet disse signaler skriver seg fra en eller flere av de nevnte enheter foran prosessorenheten.

9. Anordning ifølge krav 8, karakterisert ved a t hver av de nevnte enheter foran prosessorenheten er fast tilforordnet en eller flere av de nevnte enheter etter prosessor-enheten.

10. Anordning ifølge krav 8, karakterisert ved a t det for styring av tilordningen mellom de nevnte enheter foran prosessorenheten og de nevnte enheter etter prosessor-enheten, er anordnet en styreenhet.