NO155416B - Aktivt deteksjonssystem som anvender samtidige multitransmisjoner. - Google Patents

Description

Oppfinnelsen tar sikte på å øke oppløsningen i aktive systemer for deteksjon av enten elektromagnetisk utstråling, som radar eller akustisk stråling som sonar.

I disse systemer, som er beregnet på deteksjon av målretning eller uttrekning, og identifikasjon eller klassifisering av visse parametere for eventuelle mål, eller for bildedannelse,

er den anvendte metode, særlig for sonar, for å "bestråle" det vinkelfelt som skal observeres, en metode med en enkelt koher-ent utstråling som dekker hele det vinkelfelt som skal observeres, med varighet T og båndbredde b, utstrålt omkring en bærefrekvens fq, mens det for mottagning dannes et sett vinkel-kanaler i parallell for å dekke dette feltet.

Disse systemers vinkeloppløsning er i praksis lik oppløsningen for en mottagerantenne, om hvilken man vet at dimensjonene begrenser oppløsningen.

En anordning til å øke romoppløsning for sonar-systemer, er beskrevet i fransk patentansøkning nr. 77.38.092, hvor man finner en lineær akustisk basis som på sendersiden anvender en såkalt interferometermetode, som består i samtidig fra to transduktorer plassert ved endene av basisen å sende ut to signaler med samme frekvens.

Resultatet av denne utstråling er at det i rommet dannes av-vekslende lydende og ikke lydende soner som sammensatt med ved mottagningen på forhånd dannede kanaler gir en direktivitet forbedret med en faktor på 2, idet tilstedeværelsen av de ikke lydende soner utgjør mangelen ved metoden.

Man kan bøte på dette på to forskjellige måter: enten ved en sekundær samtidig utstråling som er vinkelforskjøvet i forhold til den foregående, og som dobler sveipetiden, eller ved to samtidige, i frekvens adskilte utstrålinger, den ene med samme karakteristikker som den første ovenfor nevnte utstråling, og den andre med den andre utstrålingens karakteristikker, men da med dobbelt så stort nyttig bånd.

Et annet eksempel på forbedring av direktiviteten kan man fin-ne i US-patent nr. 4.119.940, som også anvender N frekvenser for utsending Denne oppfinnelse, som godt separerer de signaler som dannes på de forskjellige frekvenser, men som så lar dem tape den til deres forskjellige frekvenser relaterte identitet, og ikke gir dem noen rom/tid-behandling, kan heller ikke anvendes under relativ bevegelse mellom basis og objekt,

og heller ikke ved ikke-plane basiser.

Systemet ifølge oppfinnelsen bøter på disse mangler. Med hensyn til vinkeloppløsningen, er det foreslått system identisk med et system som danner kanaler både på sender- og mottagersiden, det vil si at det gir en dobbelt så stor vinkeloppløsning som det system som bare danner kanaler på mottagersiden.

Med hensyn til oppløsningen i avstand og i "Doppler-hastighet", er det foreslåtte system identisk med et aktivt vanlig system som sender ut et enkelt signal med varighet T og et bånd B ved hver repetisjon, det vil si en avstandsoppløsning på - og en

o 1 B oppløsning i Doppler-frekvens pa -, idet c er bølgehastigheten.

Med hensyn til datahastigheten, er det foreslåtte system identisk med et system som sender ut et enkelt signal med varighet T og båndbredde B i hver repetisjon, og som danner smale kanaler bare på mottagersiden.

Videre har systemet den fordel at det kan anvendes på visse, allerede eksisterende utstyr.

Disse utstyr er de hvis senderkilder mates fra modulære sendere , og hvis kanaldannelse er bredbåndet. Oppfinnelsen kan derfor anvendes'på slike utstyr: ved på lavt nivå å kode sendernes pilotsignaler, idet det etter den eksisterende dannelse av mottagerkanaler tilføyes en dekoding av signalene i disse kanaler fulgt av "offset" (forskyvning) i tid av de dekodede signaler.

Følgelig dreier det seg om et sende/motta-system for deteksjon av mål ved hjelp av ekko, nemlig et system for radar eller sonar med en sendergruppeantenne, omfattende en flerhet av M kilder for samtidig sending av bølger som er modulert av et tilsvarende antall av kodete signaler, idet kodene er forskjellige og separable, en mottager-gruppeantenne omfatten-

de en flerhet av N mottagere, organer til å behandle de mottatte signaler, samt organer til å utnytte de behandlede signaler, og systemet er ifølge oppfinnelsen karakterisert ved at

organene til å behandle signalene omfatter en kaskade av organer for dannelse av mottagerkanalene i 2N retninger, organer til å dekode de mottatte koder, samt organer for dannelse av senderkanalene ved mottagning.

Andre trekk og fordeler vil fremgå av følgende beskrivelse i forbindelse med figurene, der: - fig. 1 viser systemet for deteksjon ved samtidig utstråling ifølge oppfinnelsen, - fig. 2 viser et generelt blokkskjema av en sonar med sirkulær basis, - fig. 3 viser behandlingsskjemaene for en sonar med sirkulær basis,

- fig. 4 viser detaljer av kretsene på fig. 3,

- fig. 5 viser de koder som brukes ved sendingen,

- fig. 6 viser et skjema av en variant av oppfinnelsen,

- fig. 7 viser signalforløpet for varianten på fig. 6.

La oss betrakte et sett kilder S1 ,....S P, hvorav M kan omfatte senderfunksjonene E^, (l<i<M) og N mottagerfunksjonene F , (l<i<N) . Disse kilder sampler {stikkorcSvevr) rommet på en slik. måte, at det kan dannes kanaler både ved sending og mottagning .

Kildene kan fordeles på hvilken som helst måte, foutsatt at deres koordinater er kjent. De mest anvendte fordelinger er imidlertid tri-rektangulær, sfærisk, sylindrisk, sirkulær, konform osv. Hva angår energifordelingen i rommet, eller direktiviteten D, som skyldes dannelse av kanaler ved sending og mottagning, uttrykkes denne generelt ved to vinkelparametre D (Gf$), 0 i et horisontalt plan, j i et vertikalt plan.

Når disse betingelser er konstatert, tar oppfinnelsen sikte på å forbedre systemets romoppløsning ved overlagring i hoved-saklig J samme retning 3 (0 m ,© - n) av direktivitetsfunksjonen ved sending D (9,$) og av direktivitetsfunksjonen ved mottagning DT7(8,o) med betingelsen D„ (0,0) = Du (0/$) uansett verdiene

ri hj ri

av 9 og p, idet resultatet følgelig blir en total diretivitet D (9,4)) 2forbedret med en faktor 2.

Det er kjent å forbedre direktiviteten ved overlagring av de kanaler som dannes ved sendingen og mottagningen. Men signalbehandlingen ifølge oppfinnelsen tillater en å overvinne mang-lene ved kjent praksis. Det foreslåtte system er basert på kombinasjon av sender- og mottagerfunksjonene.

I systemet ifølge oppfinnelsen sendes det samtidig ut M signaler kodet c. CM, separable i et bånd b og samme varighet T, ved hjelp av M kilder E^,....E^....med kjente romkoordinater. De prinsipielt mulige emisjonstyper er for eksempel (fig. 5): 1 - M signaler med ren frekvens f,,.... f f,, med varighet T og frekvensavstand - = b. 2 - M sig^ naler med samme senterfrekvens f okodet i samme bånd b, med M ortogonale koder av varighet T og med bT>> M. 3 - M signaler kodet i samme bånd b med samme kode og varighet T, med bT>l og med forskjellige frekvenser med frekvens-

avstand b.

4 - M signaler kodet i samme bånd b med Q ortogonale koder (Q<M) med varighet T, med bT > Q og med P forskjellige senter-frekvenser (PQ = M) med frekvensavstand b. Mottagningen besår i at det på N transduktorer (oppfangere) H^,....HN mottas de ekkoer som stammer fra sendingene, idet hver transduktor under repetisjonen mottar alle de ekkoer som stammer fra de bølger som sendes ut fra alle senderne E til E , idet disse signaler behandles i tre trinn: 1) Dannelse i reell tid, det vil si i parallell, av alle mottagerkanalene V. k med retninger (9 m , é *n) ut fra transduktorene H^,....H , idet disse kanaler har en viss direktivitet D^ (9,$) . 2) Utsortering ved tilpasset filtrering i hver således oppnådde retning (0 m ,0 n ) av ekkoene fra de forskjJ elligJe utsend-eiser E, til E...

1 M

3. Dannelse av direktive sendekanaler med en direktivitet DE„

(9,$) hovedsakelig identisk med direktiviteten av mottagerkanalene og i samme retninger ved "offset" (forskyvning) i tid som består av overlagring, i hver av disse retningene (9 ,<B ) , av alle ekkoene som således sorteres ved hjelp av

m n

passende forsinkelse eller fasemidler og addisjon av disse i amplitude og fase for hvert mulig avstandsområde.

Fig. 1 viser disse forskjellige trinn.

1 er en antenne, for eksempel konform, det vil si at den passer til formen av sin bærer ( stavnen på et fartøy, når det gjelder r^onar) , sammensatt av M utstrålingskiIder eller senderkilder E^ til EM som fra M (ikke viste) generatorer mottar de elektris-ke signaler kodet til CM i en av de nevnte koder, og av

N mottagerkilder H, til H„,.

3 1 N

I kretsene 2 foretas den første behandlingsoperasjon av signalene- Den består i at det i parallell (eller i serie dersom den tid som trenges for å utføre operasjonen er mindre enn den inverse verdi av det totale bånd) dannes alle de mottager-strålekanaler i de retninger '<£ ) som er nødvendige for systemet. Denne dannelse av kanaler i båndet W = B (sending)

+ D, . (der D er den maksimale frekvensvariasjon på grunn av Doppler-effekt) kan oppnås: - enten ved hjelp av anordninger som forårsaker passende forsinkelser i det tilfelle da antennens dybde d, det vil si at den distanse som bølgene gjennomløper for å nå alle antennens transduktorer i den mest heldende retning (0,$) av de dannede kanaler, er større enn -.

w

- eller ved hjelp av anordninger som forårsaker passende faseforskyvninger, i det tilfellet da nevnte dybde er mindre enn ^, for hvert av de signaler som avgis fra transduktorene H^,....HN, idet denne operasjon utføres et forskjellig antall ganger p svarende til p forskjellige retninger (Øm,£>

På utgangen fra krets 2 blir da p kanaler V^, .... V^,.... V dannet, hver inneholdende alle de ekkoer som kommer fra alle senderne E, til E„„.

1 M

Signalene fra hver av alle disse kanalene, som for eksempel V^., påtrykkes en krets som for eksempel 3.k, som utfører den andre signalbehandlingsoperasjon som består i å sortere ekkoene, i hver tidligere oppnådde mottaksretning (6m'$n) i samsvar med punktene i det transmisjonsrom som er utgangs-punktet for dannelsen av dem. Dette gjøres mulig ved koding av de utstrålingene som skriver seg fra senderne En til E,„.

IM

Denne utsortering utføres ved hjelp av filtre tilpasset sende-kodene, hensyn tatt til målenes Doppler-effekt. Et enkelt eksempel på et tilpasset filter kan prinsipielt gis for oven-nevnte koding 1 (rene frekvenser av varighet T og frekvensavstand å). Utsorteringen etter hver av mottagerkanalene V, 1 (0,<£>) bestar da i en spektralanalyse med oppløsning - i et totalt bånd

W = M x - + D, hvor D tar hensyn til alle mulige relative be-vegelser av det objekt som skal observeres. Denne utsortering av signaler ved forskjellige frekvenser kan oppnås: - enten analogt ved å bruke M + DT = R enkle båndpassfiltre i parallell med frekvensavstand ^ (samtidige data) eller ved å bruke Fourier-transformasjoner med spredende forsinkelseslinjer. Denne behandlingstype er beskrevet i "Bruk av spredende for-sinkelseslin je for signalbehandling i undervannsbruk" av P. Tournois og J. Bertheas, JASA 1969, ss. 517-531. - eller digitalt ved å behandle signalene som en hurtig Fourier-transformasjon (F.F.T) med en oppløsning på ^.

Der er R forskjellige utmatninger så mange som der er kanaler analysert i hvert bånd (fig. 1 viser bare M, det vil si et tilfelle uten Doppler-effekt), ved utgangen fra kretsene 3.1, 3.2,...3.p og for hver mottagerkanal.

Et annet eksempel på et tilpasset filter kan også gis i den andre kodingen, i hvilken alle signaler sendes ut med samme senterfrekvens men med separable koder Cl,... C^,...CM, som kalles ortogonale koder. Dette filterets oppgave er å sammen-ligne de forskjellige koder med den kode C. som er lagret i dets hukommelse. Sammenligningen resulterer i et signal, et korrelasjonssignal, som er maksimum når det mottatte signal inneholder koden C. blant alle de andre, og minimum når det ikke gjør det.

Dette tilpassede filteret er en korrelator. (Denne signalbehandlingen er beskrevet i "Digital Communications" av S. W. Colomb (Prentice Hall) med eksempler på ortogonale koder.)

I dette andre eksempel blir da utsorteringen av de mottatte signaler utført etter hver av mottagerkanalene ved hjelp av R korrelatorer, så mange som der er forskjellige koder i det totale bånd W = b + D, av de mottatte signaler.

Den tredje koding svarer til en dobbelt koding, med M frekven-

ser og innenfor hver av disse frekvenser.

Det tilpassede filter realiseres ved hjelp av en spektralanalyse fulgt av et enkelt filter tilpasset den spesielle kode. Hvis for eksempel koden er den for en i frekvens lineært modulert sending, vil korrelatoren være et filter med tilpasset forsinkelseslov (en slik behandling er beskrevet i den nevnte artikkel "Bruk av spredende forsinkelseslinje").

Den fjerde kodingen er en blanding av de foregående kodingene. Dens interesse ligger i reduksjonen av det bånd som for eksempel kreves for den tredje type koding. Man kan for eksempel dele dette båndet med 2 ved å plassere to ortogonale koder på hver av de i frekvens lineært modulerte frekvenser f til ^M/2' ^en ene mec^ økende frekvenser, den andre med avtagende frekvenser.

Kretsene 4.1,... 4.k,... 4.p foretar den tredje behandlingsoperasjon av de mottatte signaler. Denne operasjon består i en algebraisk rekonstruksjon av senderkanalene. Denne algebraiske rekonstruksjon oppnås, som for den ovenfor nevnte dannelse av mottagerkanalene, ved å innføre forsinkelser 'C\

eller forskjellige faser^^ =c^o<<>^'i' ^ke på de signaler som kommer fra mottagerkildene H^,....HN, men på de signaler som er utsortert tidligere og som, på Doppler-effekten nær, svarer til kildene E,, E„, og det for hver av retningene (8 ,o )

1 M ^ m xn

av mottagerkanalene.

Signalbehandlingen i kretsene 4.1,....4.p svarer fysisk til

to effekter:

- en romeffekt for "direktivitet ved sending", fordi hver forskyvning (offset) bare gjelder en gitt retning. - en tidseffekt av "puls-kompresjon" som lettere kan forklares hvis man betrakter de signaler som sendes ut med den første koding. Omhyllingskurven av overlagringen eller "forskyvningen" og den algebraiske sum av rene frekvenser med en avstand ^ o et bånd B = ^ er nemlig nøyaktig identisk med et kort sig-sin BT 1 nal —~— av varighet • =., det vil si N ganger kortere enn det opprinnelige signal.

Et mål som fjerner seg eller nærmer seg med en radial hastighet V, forskyver, i første tilnærmelse dersom V<v'c, sende-

2V

frekvensen f. med en verdi <*> — x f. = D.

i Cl

Mer generelt vil dette frekvensskift la seg merke som en for-styrrelse på de mottatte koder, hvilket kan føre til et null-resultat av konvolusjon med de tilpassede filtre.

I tilfellet med den første kodingen bevirker frekvensskiftet en tilsynelatende vinkeldreining av senderkildene, og retningen av de senderkanaler som dannes( er ikke lenger i samsvar med retningen av de dannede mottagerkanaler. Dette er problemet med følsomheten for Doppler-effekt.

Løsningen består i å anvende en type av senderkode, en geometri i sender/mottager-kildene og en frekvensfordeling som er mindre følsom for Doppler-effekt og å bruke et stort antall tilpassede filtre, begrenset til ett pr. Doppler-oppløsningstrinn.

Fig. 2 viser et blokkskjema av en spesiell utformning av oppfinnelsen anvendt på en såkalt panoramisk sonar, som kan dekke hele horisonten, for hvilken man vil forbedre direktiviteten av de dannede kanaler med en faktor 2 i forhold til tidligere praksis.

En sirkulær basis 12 inneholder N kolonner av transduktorer slik som T\, som er forbundet til sende/motta-omvekslere 7.

De mottatte signaler påtrykkes de kanaldannende kretser 8. Her finner man igjen elementene fra fig. 1 tilpasset første koding. Hver av de kanaler som dannes i kretsen 8, blir fre-kvensanalysert av kretsene 9.1,...9.k,...9.2N, og frekvens-samplene blir så forskjøvet i tid og overlagret i senderkanal-dannende kretser 10.1,... 10.2N, som avgir de suksessive Doppler-samples for en gitt kanal (Sending + mottagning) , hvilken kanal fremvises ved hjelp av display-systemet 11.

I fig. 2 er vist formen av de signaler som oppnås på utgangen fra kretsene 8,9.1,..., 9.2N,..., 10.1,....10.2N.

På utgangen fra kanaldannerkretsen 8 oppnår man S^,....., S^,

...., som er signalene i de dannede kanaler V, (9),..^^ (9),.., V^N (0). Det er her antatt at målet befant seg i den retning som svarer til kanalen V, (9), idet de andre signaler bare representerer støy.

Ved utgangen fra spektramanalysatoren 10.k finner man R frek-vensanalysekanaler, hvorav bare M inneholder et brukbart signal, idet de andre R-M likeledes representerer støy. Disse M brukbare signaler blir forskjøvet i tid, ifølge geometrien av basisen 12, med tider så somf ^.

På utgangen fra senderkanaldanneren 10.k forskyves de M nevnte brukbare signaler i tid for å kompensere disse forsinkelser, så somt'., i kanalens V, (0) retning.

1 K.

Som følge av frekvenskodingens natur, blir varigheten av de signaler som oppnås i en av Doppler-kanalene d. , ved utgangen fra kretsen 10.k komprimert i forholdet BT, og amplituden av dem økes i forholdet '/BT.' Doppler-kanalen d . , svarer til hastigheten av det mål som er detektert i kanalen V^ (0).

Fig. 3 viser et detaljert blokkskjerna av den for monteringen på fig. 2 foretrukne utforming. Den sylindriske akustiske basis 12 er satt sammen av N identiske kolonner. Kolonnene sender (funksjonene ,...,...E ) og mottar (funksjonene H, , ... H . , ... H-,) avveks lende.

1 i N

Alle sendinger er samtidige med varighet T, og bånd b = ^ idet de rene frekvenser f^,...f^,...fN, som genereres av generatorene 14, påtrykkes de respektive kolonner. Det dreier seg da om sende-modus med første koding.

Omvekslerne 7 retter sendersignalene mot de respektive kolonner, og mottagersignalene ,...H\,.••mot mottagerkanalene, én pr. kolonne, bestående av kretsene 81, 82, 83 og 84. Krets 81 representerer en forforsterker og nivåregulator. Krets 8 2 er et båndpassfilter med båndbredde B + D, og krets 8 3 representerer en frekvensomformer beregnet på å bringe senterfrek-vensen f = (f^ + f.^)/ 2 omkring frekvensen null, det vil si å forskyve mottagerspektret til såkalt "basisbånd", hvor man separat sender ut signalets reelle og imaginære deler. Disse to komponenter, som er faseforskjøvet Tr/2, er nødvendige for samtidig å bevare de mottatte signalers amplitude- og fase-data. Denne operasjon, som ikke er nødvendig ved dannelsen av mottagerkanalene i krets 86, utføres for å oppnå det komplekse produkt.

Et lavpassfilter 84 filtrerer de intermodulasjonsprodukter som

B+D

oppnås utenfor båndet —^~. Samler/multiplekser-kretsen 85 arbeider med klokkefrekvensen F_ tii = 1,2 5(B+D) som er større enn den frekvens som defineres av Shannon's teorem. Ved utgangen fra krets 85 blir samplene av de signaler som transpo-neres av de suksessive kolonner, påtrykt den ladningskoplede anordning 86 (C.C.D) som danner mottagerkanaler ved interpolasjon. Det i denne anordning anvendte prinsipp er beskrevet i fransk patent nr. 78.21.968. Bare disposisjonen av de respektive hukommelses-celler er forskjellig i forhold til be-skrivelsen i patentet for å ta hensyn til at samplingsfrek-vensen romlig undersampler den akustiske bølge i forhold til antennens dybde. Dannelsen av smalbåndskanaler er da i virk-ligheten en dannelse av kanaler i fase, idet den riktige fase oppnås ved interpolasjon på 8 suksessive samplinger på samme kolonne.

Interpolasjon tillater også dannelse av 2N kanaler, det vil

si at det dannes 2 ganger mer av dem enn antallet kolonner. Denne funksjon er også beskrevet i nevnte patent. På grunn av den økning av vinkeloppløsningen som nærværende oppfinnelse bevirker, er her antallet kanaler N etter tidligere praksis fordoblet, det vil si at det utgjør 2N.

På utgangen fra anordningene 86 finner man da de analoge suksessive samples av de dannede kanaler svarende til retningene ^1' * * ' ' ^k' ' ' ' ®2N i ^e suksess;i-ve omdreininger som gransker horisonten.

Krets 87 er en analog/digital-omformer hvor de foregående analoge sampler omformes til digitale samples med 8 bits.

Krets 88 er en demultiplekser som har til oppgave å bringe

i parallell igjen signalene i de 2N tidligere i serie dannede kanaler. Blokken 91 er en digitalhukommelse med tilfeldig hukommelsesadgang av typen RAM sammensatt av 2N hukommelser så som 91. k, hvor l''k<2N, beregnet på å oppbevare en varighet T' = T + - ay de suksessive samples i en og samme kanal Q^/"/ idet d er antennens allerede definerte dybde. Hver hukommelse 91.k er dobbel, (91.k)D oq (91.k)T, som fylles samtidig ved hjelp av demultiplekserne 88. Antallet hukommelseselementer i hver av dem er F .T'. Varigheten 1" av det i hukommelsen lagrede signal tillater datamaskinen 92 å foreta en hurtig Fourier-transformasjon (F.F.T) av frekvensoppløsningen - Grunnen til tilstedeværelsen av multiplikatorkretsen 61 vil forstås bedre ved å betrakte fig. 4, som viser detaljer av blokkene så som 9.k og 10.k, som utgjør blokken 13 på fig. 2, der de respektive operasjoner for frekvensanalyse og offset i tid utføres. Krets 91 er den allerede nevnte hukommelse. Anordningen for hurtig Fourier-transformasjon 92 beregner de suksessive samples i det frekvensspekter som oppnås i seksjonen T av det signal som mottas av mottagerkanalen V K.(0). Disse suksessive frekvenser omformes til analoge signaler i analog/ digital-omformeren 101 og sendes til en krets 102 for dannelse av sendekanaler ved forskyvning i tid av disse frekvenssignaler.

Denne dannelse av sendekanaler kan for eksempel utføres ved hjelp av en ladningskoblet komponent, fordi forskyvningen like-som dannelsen av mottagerkanalene, avhenger av antennens geometri. Imidlertid har man sett at ved foreliggende utforming, som arbeider med smalt bånd, er kanaldannelsen i virkelig-heten en enkel faseforskyvning. Denne dannelsen av senderkanalene i frekvensområdet er da en enkel frekvenskonvolusjon mellom det spekter g (<x») som mottas i retningen G og spekteret

k k

h^. (w) , som er en kompleks konjugert av spekteret, og alle de signaler som i uendelig utstrekning og i samme retning sendes

ut i mediet. Det kjente forhold (Plancheral's teorem) gjør det mulig å gå fra en konvolusjon i frekvensrommet til et enkelt produkt i tid-rommet. Hvis nemlig G^(t) og Hk(t) er Fourier-transformasjoner av respektive g^^) og h^(t^), har man da T • F ( G. k (t) - H, k (t ))=g. k (w) <*> h. k(w) hvor <*> er symbol for kon-volusjonsoperasjonen, hvilken ligning viser at den konvolu-sjonsoperasjon som utføres i krets 102 etter den Fourier-transformasjon som utføres av datamaskinen 92, kan erstat-

tes av en enkel multiplikasjon i tid, utført ledd for ledd foran Fourier-transformasjonen.

Krets 61 på fig. 3 er da, for hver kanal (6), sammensatt av to digitale hukommelser av typen med programmerbar "read only"

(lesing) PROM 611.k og 612.k, og multiplikatorkretser 613.k og 614.k. Hukommelsen 611.k og 612.k inneholder henholdsvis den reelle del og den imaginære del av pulsresponsen i det filter som er tilpasset de forskjellige overlagrede koder som sendes ut i retningen 0^. Dette tid-signal som er lagret i hukommelse, er forøvrig ikke annet enn det fysiske signal S(0^,t), men som returnert i tid, mottas i et punkt fjernt fra den akustiske basis 12 i retningen 0^ og omformes til basisbåndet. Det avhenger da bare av:

- den ved hver kolonne utsendte kode,

- kolonnens geometri i forhold til retningen 0^, en geometri som har innført de forskjellige faseforskyvninger i denne retning, - eventuelt en avveiningsåpning for den i hukommelse lagrede funksjon.

Antallet hukommelses-celler 611.k og 612.k er det samme som antallet av hukommelser 91. De T-F samples i hukommelsene 91 tas ut og multipliseres ledd for ledd med de T-FE^ samples i hukommelsene 611.k og 612.k i multiplikatorene 613.k og 614.k for de reelle og imaginære deler.

Datamaskinene 92.k inneholder operatorene for den hurtige Fourier-transformasjon som arbeider på

T-F„ punkter i analyserepetis^onen av -T.

Fig. 3 viser like mange F.F.T datamaskiner som det er mottagerkanaler. Beregningshastigheten for disse datamaskiner mulig-gjør imidlertid at beregningsarbeidet for flere mottagerkanaler, f.eks. fire, kan tilegnes i sekvens en enkelt operator.

De samples som oppnås på utgangen fra datamaskinene 92, representerer de reelle og imaginære deler av frekvensanalysen av signalene i en gitt kanal etter den dobbelte dannelse. Det er da de serie oppnådde Doppler-kanaler med frekvensavstand i. Deres antall er D-T.

I beregningskretsen 103 utføres beregning av kvadratet av modulene av de reelle deler R og de imaginære deler I av disse Doppler-frekvens-sampler.

Den anordning som bruker disse data i et display mottar de 2N mottager/sender-kanaler med dataene i hver kanal om hvert måls avstand og hastighet.

Display-anordningen bruker et farverør som viser bildet (8, avstand) i modus B. Doppler-dataene påtrykkes krominans-signalet.

En foretrukket utforming har følgende trekk:

Ifølge en variant av oppfinnelsen kan de to operasjoner som foretas i kretser som 3.k og 4.k, henholdsvis for filtrering tilpasset sendingene og dannelse av sendekanaler, erstattes av en enkelt operasjon, som utføres ved hjelp av en anordning for konvolusjon, av det signal som mottas i hver kanal med kopien av summen av de signaler som sendes ved uendelig i den retning som svarer til denne kanal, og invertert i tid.

Fig. 6 viser et generelt blokkskjema av denne variant av oppfinnelsen, som erstatter hele den behandling som utføres av kretsene 9.1,...9.2N og 10.1,...10.2N.

Hukommelsene 15.R og 15-1 er adresserbare hukommelser av typen RAM i hvilke de reelle og imaginære signaler som mottas i de dannede kanaler blir skrevet inn i kolonner og lest ut i linjer, idet en linje svarer til en kanal. Adresseringen av signalene ved skriving og utlesning utføres av krets 16. Skrivingen utføres på samme frekvens som utgangsfrekvensen for samplene i krets 86 for dannelse av kanaler.

Varigheten av det signal som registreres i hver linje er T' = T + ^. Utlesningen av linjene utføres ved en høyere frekvens

H, slik at signalet med varighet 1" og bånd jj, nå opptar et bånd |,.

Signalene i de linjer som svarer til de dannede kanaler, blir underkastet en digital/analog-omforming i kretsene 17.R og 17.1, og blir så addert til en bærefrekvens F^ ved hjelp av den komplekse moudlator 18, som påtrykkes komponentene sin(2 1>'F^-t) og cos (2-rfF-^ * t) . Utgangssignalet (t) fra denne modulator påtrykkes en analog konvolusjonskrets 19 som fortrinnsvis er en anordning med elastiske bølger slik som beskrevet i Proceedings of the International Seminar on Component Perfor-mance and System Application of SAW Devices, av E.C.S Paige, sidene 167 - 180, 1973 (IEE Publication eller også i IEFE Proceedings, av P. Defranould og C. Maerfield, s. 748, mai 1976.

Konvolusjonsanordningens senterfrekvens er F^ og båndet er -,.

Konvolusjonsanordningen mottar også den ovenfor definerte om-hyllingkopi (t) som svarer til samme retning. Den avgir et signal C(t) som demultiplekses av krets 20, på hvis utgang man oppnår de forskjellige i parallell dannede kanaler, idet hver kanal i serie inneholder de tre sampler i hver Doppler-kanal. Disse signaler utnyttes av display-anordningen 11 på fig. 3.

Signalet V2<t) °PPnås ut fra hukommelsene 21.R og 21.1 som i digital form inneholder de til basisbånd omformede kopier av de signaler som er utsendt ved uendelig og invertert i tid. Disse signaler ordnes på linje, idet hver linje svarer til en gitt retning.

Denne hukommelse er av typen programmerbar "read only"(PROM).

Disse data leses ut linjevis, idet hver linje lese ut R ganger, idet R er antallet Doppler-kanaler. Adresseringen utføres av krets 22 med hastigheten H^.

De data som leses ut i de to hukommelser 21.R og 21.1, omformes til analoge signaler ved hjelp av kretsene 22.R og 22.1 og .adderes til en bærefrekvens F av krets 23, som er identisk med krets 18.

Bærefrekvensen F^ og klokkefrekvensen H2 genereres henholdsvis' av generatorene 24 og 25, hvis frekvenser er av den spennings-styrte scillator (VCO) typen. Fig. 7 viser formen av denne spenning.

Virkemåten av hele den anordning som fig. 6 viser er som føl-ger: Til hver linje som er innlest i hukommelsene 15.R og 15.1 og påtrykt konvolusjonsanordningen 19 med fast bærefrekvens F^ og fast hastighet H-^, svarer den homologe linje i hukommelsene 21.R og 21.1 som påtrykkes konvolusjonsanordningen 19 med bæref rekvensen Fj og hastigheten H2 (begge variable) , idet frekvensen og hastigheten endres R ganger. I hver hukommelse leses da de homologe linjer ut R ganger, den første med fast frekvens og fast hastighet, den andre med variabel frekvens og variabel hastighet.

Amplitudene av variasjonene av frekvensen og hastigheten omkring F^ og H2 er henholdsvis:

Denne variasjon oppnås ved hjelp av R like sprang, og Vmaks representerér målets maksimale hastighet. Fortrinnsvis setter man Df = F, .

o 1

Variasjonene A F2 ogAH2 i løpet av de suksessive utlesninger av samme linje frembringer kopier av de sendersignaler som er befengt med Doppler-effekt. Herav følger da et signal i Doppler-kanalen svarende til målets hastighet.

Man har på denne måte beskrevet deteksjonssystemer som, med en antenne med gitte dimensjoner, tillater en å forbedre vinkel-

oppløsningen.

Selvsagt er denne beskrivelse bare gitt i forbindelse med sonar. Oppfinnelsen kan også anvedes på en radar, hvis rot-erende antenne vil kunne erstattes av faste kilder fordelt på en bølge. I dette tilfelle tillater systemet oppnåelsen av en forbedring, ikke i vinkeloppløsningen, men i datahastigheten som funksjon av antallet dannede kanaler.

Claims (1)

1. System for radar eller sonar med en sendergruppeantenne, omfattende en flerhet av M kilder (E1 ,, , E,M.) for samtidig sending av bølger som er modulert av et tilsvarende antall av kodete signaler (C^, ,Cm'' -"-^et kodene er forskjellige og separable, en mottager-gruppeantenne omfattende en flerhet av N mottagere (H1 , HxN,), organer ti 1 å behandle de mottatte signaler, samt organer til å utnytte de behandlede signaler, karakterisert ved at organene til å behandle signalene omfatter en kaskade av organer (2) for dannelse av mottagerkanalene i 2N retninger ®2n'' or<3aner (3.1,

3.2, ,3.p) til å dekode de mottatte koder (C^, ..,CM), samt organer (4.1, 4.2,....,4.p) for dannelse av senderkanaiene ved mottagning.

2. System som angitt i krav 1, karakterisert ved at det omfattei en eneste gruppeantenne (12) som tjener alternativt som senderantenne og mottagerantenne.

3. System som angitt i krav 1 eller 2, karakterisert ved at mottagerkanalene og senderkanaiene er tildannet hovedsakelig i samme retninger (-e-^ , ...-€h-,N) med hovedsakelig samme fordeling av romenergi.

4. System som angitt i krav 1, 2 eller 3, karakterisert ved at organene (4.1, 4.2, ,4.p) for dannelse av sendekanalergir en temporær forskyvning for de signaler som er identifisert, relatert til retningene (•©•^ , ^2n' 0<^ geometrien for senderkildene .

5. System som angitt i et av de foregående krav, karakterisert ved atdeM samtidig utsen-dende kilder (E^ ' Em ' sender respektive bølger med rene frekvenser (f^ f ) med varighet T og bånd b slik at bT = 1, separert i frekvens ved l/ T, idet behand- 1ingsorganene (3.1, ,3.p) innebefatter dekodingsorgnaer som utfører en spektralanalyse.

6. System som angitt i et av kravene 1-4, karakterisert ved at de M samtidig utsendte bølger har samme senterfrekvens, idet bølgen er modulert ved hjelp av M separable koder med varighet T og bånd b slik at bT < M, idet kodningsorganene (3.1,....,3.p) utfører konvolusjon mellom signalene i en kanal og de M kopier av utsendte koder.

7. System som angitt i et av kravene 1-4, karakterisert ved at de H samtidig utsendte bølger har respektive senderfrekvenser (f-^- • - - ...,f ), idet bølgene er modulert ved hjelp av samme kode med varighet T og bånd b slik at bT < 1, idet intervallet mellom frekvensene er b, og at behandlingsorganene innebefatter dekodningsorganer (3.1,....,3.p) som utfører en spektralanalyse fulgt av en konvolusjon med en kopi av samme kode.

8. System som angitt i et av kravene 1-4, karakterisert ved at sendesignalene er tildannet av M samtidig utsendte bølger med P frekvenser f^,...,f (P < M), idet hver frekvens blir modulert på samme måte av Q separable koder (PQ = M) av varighet T og bånd b, slik at bT < Q, samtidig som dekodningsorganene (3.1,....,3.p) utfører en spektralanalyse fulgt av en konvolusjon med de Q kopier av de utsendte koder.

9. System som angitt i et av de foregående krav, karakterisert ved at organene for temporær forskyvning følger etter organene for dekoding av de mottatte signaler.

10. System som angitt i et av de foregående krav, karakterisert ved at projeksjonen av en sendeakse med maksimal avstand mellom to sendere i antenne (12) er mindre enn \ xj , idet c utgjør forplantningshastig-heten for bølgen og W er lik frekvensbåndet ved mottagning innebefattet Dopplereffekten, idet organene for dannelsen av senderkanalene (4.1, ,4.p) kommer foran organene (3.1,....,3.p) for dekodning av de motatte signaler.

11. System som angitt i et av de foregående krav, karakterisert ved at organene for dannelse av senderkanalene i hver tildannet mottagerkanal utgjør-es av, et minne for lagring av et komplekst sendersignal av varighet T' = T+ f^- og invertert i tid, i likhet med den som er mottatt av forplantningsmi1jøet i retningen av den tildannete mottagerkanal, idet d er antennens dybde, multiplikatorer som ledd for ledd multipliserer en seksjon av varighet T" for det signal som er mottatt i den tildan-nede mottagersignal, med signalet lagret i minnet.

12. System som angitt i et av kravene 1 - 10, karakterisert ved adresserbare minner (15.R, 15.1) hvor de signaler som tilføres av de forskjellige kanaler, får sine reelle og imaginære komponenter lagret, idet signalene skrives inn i kolonner og leses ut i linjer, og idet en linje svarer til en mottagerkanal, samtidig som linjene leses R ganger ved en hastighet , digital/analog-omformere (17.R, 17.1) for omforming av signalene som adderes til en bærefrekvens F^ og danner signalet V-^(t) ved hjelp av en kompleks modulator (18), en kon-volus jonskrets (19) som mottar signalet V, (t) og en om-hyllingskopi M^( t) som svarer til signaler som er utsendt i den tilsvarende retning og kommer fra et annet minne (21.R og 21.1) med andre linjer som leses R ganger med økende hastighet H2 , og adderes til en økende bærefrekvens F2 under de R utlesninger fra det annet minne for dannelsen av signalet V2(t), og idet konvolusjonskretsen (19) mottar nevnte (t) og V"2(t) signaler for utsend-else av konvolusjonssignaler C(t), samt en demultiplekser (20) for mottagelse av konvolusjonssignalene C(t) og på-trykking av et utgangssignal til fremviserenheten (11).