NO144233B - PROCEDURE AND APPARATUS FOR THE EXAMINATION OF EARTH FORMS - Google Patents

Description

Oppfinnelsen vedrører generelt undersøkelse av jord- The invention generally relates to the investigation of soil

eller grunnformasjoner med elektromagnetisk energi, og mer spesielt en fremgangsmåte og et apparat til å bestemme de dielektriske egenskapene til underjordiske formasjoner ved å or bedrock formations with electromagnetic energy, and more particularly a method and apparatus for determining the dielectric properties of underground formations by

føre elektromagnetisk energi gjennom disse. conduct electromagnetic energy through these.

Det er tidligere foreslått forskjellige teknikker for Different techniques have previously been proposed for

måling av dielektrisitetskonstanten til underjordiske forma- measurement of the dielectric constant of underground formations

sjoner. Det er fra før kjent at dielektrisitetskonstanten til de forskjellige materialene i grunnformasjoner varierer meget (f.eks. 2,2 for olje, 7,5 for kalksten og 80 for vann), og at målingen av dielektrisitetsegenskapene derfor kan vise seg å tions. It is already known that the dielectric constant of the different materials in basic formations varies greatly (e.g. 2.2 for oil, 7.5 for limestone and 80 for water), and that the measurement of the dielectric properties can therefore prove to

være et nyttig hjelpemiddel ved vurdering av formasjoner. Hvis f.eks. litologien og graden av vannmetning for en spesiell for- be a useful aid when assessing formations. If e.g. the lithology and degree of water saturation for a particular

masjon er bestemt ved hjelp av konvensjonell loggeteknikk, er det kjent at porøsiteten kan bestemmes hvis materialets dielektrisitetskonstant kan tilveiebringes. Hvis likeledes litologien og porøsiteten ble gitt som "kjente", kan opplysninger om graden av vannmetning kunne oppnås ved å måle formasjonens dielektrisi- mation is determined using conventional logging techniques, it is known that the porosity can be determined if the dielectric constant of the material can be obtained. Likewise, if the lithology and porosity were given as "known", information about the degree of water saturation could be obtained by measuring the formation's dielectrici-

tetskonstant. density constant.

Tidligere foreslåtte instrumenter til måling av di-elektrisitetskonstanter i et borehull har ikke oppnådd den suk- Previously proposed instruments for measuring dielectric constants in a borehole have not achieved the suc-

sess man ventet av en rekke grunner. For å forstå de vanskelig- sess one expected for a number of reasons. To understand the difficult-

heter man har støtt på, er det nyttig et øyeblikk å se på den generelle beskaffenhet av et materiales dielektrisitetskonstant som kan uttrykkes som en sammensatt størrelse av formen has been encountered, it is useful to look for a moment at the general nature of a material's dielectric constant which can be expressed as a complex quantity of the form

Den reelle delen e' i denne likningen representerer den "vir- The real part e' in this equation represents the "vir-

kelige" dielektrisitetskonstanten til materialet i tapsfri form, kelige" dielectric constant of the material in lossless form,

dvs. størrelsen av forskyvningsstrømmer for et spesielt elektrisk felt i materialet hvis det hadde vært tapsfritt. Den imaginære delen e" representerer "tapsfaktoren" til materialet, dvs. de tap som skyldes ledning og relaksasjonseffekten. De fleste tidligere forsøk har gått ut på å bestemme verdien av e' for en spesiell del av den underjordiske formasjon. Imidlertid oppviser materialene i underjordiske formasjoner en betydelig lednings- i.e. the magnitude of displacement currents for a particular electric field in the material if it had been lossless. The imaginary part e" represents the "loss factor" of the material, i.e. the losses due to conduction and the relaxation effect. Most previous attempts have been to determine the value of e' for a particular part of the underground formation. However, the materials in underground formations a significant lead-

evne og således en stor tapsfaktor e<1>. Siden tapsfaktoren til en viss grad nødvendigvis blir målt når man forsøker å måle e', har oppnåelsen av nøyaktige verdier av e" blitt vanskelig- ability and thus a large loss factor e<1>. Since the loss factor to some extent is necessarily measured when attempting to measure e', obtaining accurate values of e" has become difficult-

gjort av tilstedeværelsen av.en betydelig tapsfaktor. made by the presence of.a significant loss factor.

US patent 3 551 797 beskriver en teknikk der høyfre-kvent elektromagnetisk energi blir sendt inn i en formasjon. US patent 3,551,797 describes a technique where high-frequency electromagnetic energy is sent into a formation.

De resulterende elektromagnetiske bølger som forplanter seg gjennom formasjonen, blir målt for å bestemme egenskapene til den formasjon bølgene har passert. Patentskriftet dreier seg stort sett om å bestemme formasjonens ledningsevne som oppnås ved indirekte å måle "skinndybden" eller inntrengnihgsdybden i formasjonen. Som bakgrunn kan det her være nyttig å undersøke den teorien som ligger bak skinndybdemålingen i det nevnte patent, og som kort kan beskrives på følgende måte. Den magnetiske feltstyrken H zi en avstand z for store verdier av z, fra en sender, blir i det nevnte patentet uttrykt som The resulting electromagnetic waves propagating through the formation are measured to determine the properties of the formation the waves have passed through. The patent largely concerns determining the formation's conductivity, which is achieved by indirectly measuring the "skin depth" or the depth of penetration into the formation. As background, it may be useful here to examine the theory behind the skin depth measurement in the aforementioned patent, which can be briefly described as follows. The magnetic field strength H zi a distance z for large values of z, from a transmitter, is expressed in the aforementioned patent as

der e er grunntallet i det naturlige logaritmesystem, Hq er den magnetiske feltstyrke ved senderen, og 6 er skinndybden definert som where e is the base number in the natural logarithm system, Hq is the magnetic field strength at the transmitter, and 6 is the skin depth defined as

hvor oi er vinkelfrekvensen til sendersignalet, y er formasjonens permeabilitet, vanligvis betraktet som en konstant, og' a er formasjonens spesifikke ledningsevne. (En liknende likning kan settes opp for det elektriske feltet.) Likning (1) indikerer at det elektromagnetiske feltet blir dempet og fasedreiet etter hvert som avstanden z øker, dvs. etter hvert som den elektromagnetiske energien forplanter seg gjennom formasjonene. Størrel-sen av fasedreiningen eller forskyvningen er uttrykt ved leddet og dempningsgraden ved -z/6. Det sammensatte uttrykket j<1>(l+j) blir definert som forplantningskonstanten, der 1/6 er dempningskonstanten og uttrykket j-^o- er fasekonstanten. where oi is the angular frequency of the transmitter signal, y is the permeability of the formation, usually considered a constant, and' a is the specific conductivity of the formation. (A similar equation can be set up for the electric field.) Equation (1) indicates that the electromagnetic field is attenuated and phase shifted as the distance z increases, i.e. as the electromagnetic energy propagates through the formations. The magnitude of the phase rotation or displacement is expressed by the term and the degree of attenuation at -z/6. The composite expression j<1>(l+j) is defined as the propagation constant, where 1/6 is the attenuation constant and the expression j-^o- is the phase constant.

I det forannevnte patentet er det antydet at dempningskonstanten og fasekonstanten har samme størrelse, og følgelig kan skinndybden eller inntrengningsdybden bestemmes ut fra enten dempningsmålinger eller fasemålinger. Dempningsberegningen med-fører måling av amplityden til den elektromagnetiske energien ved mottakersteder som ligger i avstanden A£ fra hverandre i forma- In the aforementioned patent, it is suggested that the attenuation constant and the phase constant have the same magnitude, and consequently the skin depth or penetration depth can be determined from either attenuation measurements or phase measurements. The attenuation calculation involves measurement of the amplitude of the electromagnetic energy at receiver locations located at a distance A£ from each other in the form

sjonen. Amplitydene ved de to mottakerstedene, betegnet A1the tion. The amplitudes at the two receiver locations, denoted A1

og A2, blir brukt til å beregne inntrengningsdybden 6 i samsvar med forholdet and A2, are used to calculate the penetration depth 6 according to the relationship

Faseforskjellen ved de to mottakerstedene, beregnet A(J>, kan al-ternativt brukes til å beregne inntrengningsdybden i samsvar med forholdet The phase difference at the two receiver locations, calculated A(J>), can alternatively be used to calculate the penetration depth in accordance with the relationship

Når man kjenner 6, kan formasjonens spesifikke ledningsevne a bestemmes fra likning (2) . When 6 is known, the formation's specific conductivity a can be determined from equation (2).

Den beskrevne fremgangsmåten er basert på at fasekonstanten og dempningskonstanten for den elektromagnetiske energien er nesten like. Denne forutsetningen holder når The described method is based on the fact that the phase constant and the attenuation constant of the electromagnetic energy are almost equal. This assumption holds when

der e er dielektrisitetskonstanten til det materiale som bøl-gen forplanter seg gjennom. Uttrykket kjent som "tapstani genten", er forholdet mellom en størrelse som vedrører lednings-strømmer utsatt for tap (a) og en størrelse som vedrører for-skyvningsstrømmer (me). (Legg merke til at tapstangenten, som er et mål på relative ledningstap, bidrar til tapsfaktoruttryk-ket e" ovenfor.) Hvis derfor a er betydelig og arbeidsfrekvensen forholdsvis lav, er forplantningskonstanten for den elektromagnetiske bølgen lite avhengig av materialets virkelige dielektrisitetskonstant. Dette fremgår av likning (2) som ikke avhenger av dielektrisitetskonstanten, og det etterfølgende uttrykk where e is the dielectric constant of the material through which the wave propagates. The term known as "tapstani genten", is the ratio between a quantity relating to conduction currents subject to loss (a) and a quantity relating to bias currents (me). (Note that the loss tangent, which is a measure of relative conduction loss, contributes to the loss factor expression e" above.) Therefore, if a is significant and the operating frequency relatively low, the propagation constant of the electromagnetic wave is little dependent on the material's real dielectric constant. This is evident of equation (2) which does not depend on the dielectric constant, and the following expression

for f orplantningskonstanten (1+j). for the propagation constant (1+j).

Som nevnt innledningsvis, har tidligere forsøk ikke hatt noen særlig suksess. Det er et formål med foreliggende oppfinnelse å anvende en fremgangsmåte med en elektromagnetisk bølge som forplanter seg gjennom en underjordisk formasjon som skal undersøkes for å bestemme den virkelige dielektrisitetskonstanten til formasjonen. As mentioned at the outset, previous attempts have not been particularly successful. It is an object of the present invention to use a method with an electromagnetic wave propagating through an underground formation to be investigated in order to determine the real dielectric constant of the formation.

På ovenstående bakgrunn og særlig det som fremgår av On the above background and especially what appears from

U.S.-patent 3.551.797, tar således denne oppfinnelse utgangs-punkt i en fremgangsmåte av den art hvor elektromagnetisk energi blir sendt inn i de omgivende formasjoner for å etablere en sidebølge i disse, omfattende måling av forplantningshastigheten av den elektromagnetiske energi gjennom en gitt del av de omgivende formasjoner, hvilken hastighet angir en karakteristikk ved jordformasjonen. U.S. Patent 3,551,797, this invention thus takes its starting point in a method of the kind where electromagnetic energy is sent into the surrounding formations to establish a side wave in them, including measurement of the propagation speed of the electromagnetic energy through a given part of the surrounding formations, which speed indicates a characteristic of the soil formation.

Det nye og særegne ved fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen består i at frekvensen av den utsendte elektromagnetiske energi ligger i mikrobølgefrekvensområdet. The new and distinctive feature of the method according to the invention is that the frequency of the emitted electromagnetic energy is in the microwave frequency range.

Dette gjør det mulig å måle dielektrisitetskonstanten i jord- og grunnformasjoner samtidig som virkningen av høy ledningsevne reduseres til et minimum og ikke senker kvali-teten av disse målinger. This makes it possible to measure the dielectric constant in soil and foundation formations while the effect of high conductivity is reduced to a minimum and does not lower the quality of these measurements.

Oppfinnelsen omfatter også et apparat for utførelse av den nye fremgangsmåte. Nærmere angivelser av apparatet samt de nye og særegne trekk ved dette er opptatt i patent-kravene. The invention also includes an apparatus for carrying out the new method. Further details of the device as well as the new and distinctive features thereof are included in the patent claims.

Ytterligere trekk og fordeler ved oppfinnelsen Further features and advantages of the invention

vil fremgå av den følgende detaljerte beskrivelse i forbindelse med de vedføyde tegninger, der will appear from the following detailed description in connection with the attached drawings, where

Fig. 1 er en skjematisk fremstilling av en utførelsesform Fig. 1 is a schematic representation of an embodiment

av oppfinnelsen, delvis i blokkform, of the invention, partly in block form,

Fig. 2 og 2A bidrar til å illustrere i forenklet form hvordan en elektromagnetisk sidebølge for- Fig. 2 and 2A help to illustrate in simplified form how an electromagnetic side wave causes

planter seg i en formasjon, plant themselves in a formation,

Fig. 3 viser i forenklet-form forplantningen av en elektromagnetisk sidebølge i en "ren" formasjonssone, Fig. 3 shows in simplified form the propagation of an electromagnetic side wave in a "pure" formation zone,

Fig. 4 er et blokkskjema av en amplitydekomparator på Fig. 4 is a block diagram of an amplitude comparator of

Fig. 1, Fig. 1,

Fig. 5 er et blokkskjema av en regnemodul på Fig. 5 is a block diagram of a calculation module on

Fig. 1, Fig. 1,

5 5

Fig. 6 er et utsnitt i sideriss av den flate av Fig. 6 is a section in side view of the flat of

et klosselement på Fig. 1 som ligger mot veggen i borehullet, a block element in Fig. 1 that lies against the wall in the borehole,

Fig. 7 er et forstørret tverrsnitt tatt langs Fig. 7 is an enlarged cross-section taken along

linjene 7-7 på Fig. 6, og the lines 7-7 on Fig. 6, and

Fig. 8 er et blokkdiagram over en krets til Fig. 8 is a block diagram of one more circuit

beregning av porøsitet. calculation of porosity.

Betrakter man en plan elektromagnetisk bølge som forplanter seg i et tapsfritt dielektrisk medium, forplanter bølgen seg med en hastighet If one considers a plane electromagnetic wave propagating in a lossless dielectric medium, the wave propagates with a velocity

hvor y er permeabilitet og e dielektrisitetskonstanten til mediet. Hvis den type materialer som undersøkes, er hovedsakelig ikke-magnetiske, kan y betraktes som en kjent konstant, og e kan bestemmes av likningen Man betrakter så to punkter i bestemt avstand langs bølgens forplantningsretning. For en gitt vinkelfrekvens o) er bølgens faseforskjell mellom de to punktene where y is permeability and e the dielectric constant of the medium. If the type of materials under investigation are mainly non-magnetic, y can be regarded as a known constant, and e can be determined from the equation One then considers two points at a certain distance along the wave's propagation direction. For a given angular frequency o) is the wave's phase difference between the two points

hvor L er avstanden mellom de to punktene, og 3 er bølgens fase-konstant definert som 3 = ^ . Ved å substituere fra likning (3) ser man at e kan oppnås etter bestemmelse av fasekonstanten fra liknin- where L is the distance between the two points, and 3 is the wave's phase constant defined as 3 = ^ . By substituting from equation (3) one sees that e can be obtained after determining the phase constant from equation

gen 8 = toVye som gen 8 = toVye as

Uttrykt ved fasen som måles mellom de to punktene, er det hensiktsmessige uttrvkket De ovenstående relasjoner er gyldige for et tapsfritt materiale, men de interessante underjordiske medier har vanligvis en betydelig ledningsevne. Forplantningskonstanten y til en plan elektromagnetisk bølge som forplanter seg i et medium med tap er en sammensatt størrelse av formen Expressed by the phase measured between the two points, the appropriate expression is The above relations are valid for a lossless material, but the underground media of interest usually have a significant conductivity. The propagation constant y of a plane electromagnetic wave propagating in a lossy medium is a complex quantity of the form

hvor o er mediets spesifikke ledningsevne. Når ~- er meget større enn 1, blir forplatningskonstanten redusert til den form som frem- where o is the specific conductivity of the medium. When ~- is much larger than 1, the propagation constant is reduced to the form which

går av innledningen. For de tilfeller der a er null eller meget liten, kan uttrykket for tapstangenten ^ neglisjeres, og vi har Y=8=to/ye, som tilsvarer likning (4) for det tapsfrie tilfelle. Når goes off the introduction. For the cases where a is zero or very small, the expression for the loss tangent ^ can be neglected, and we have Y=8=to/ye, which corresponds to equation (4) for the lossless case. When

a er betydelig, kan imidlertid uttrykket for tapstangenten holdes relativt lite ved å ha co meget stor. I så fall er likning (4) igjen tilnærmet gyldig. Når f.eks. ^ = 0,2, gir en beregning av e i samsvar med likning ( H) en feil på bare omkring 0, 5% sammenliknet med det tilfelle hvor — er null. a is significant, however, the expression for the loss tangent can be kept relatively small by having co very large. In that case, equation (4) is again approximately valid. When e.g. ^ = 0.2, a calculation of e in accordance with equation (H) gives an error of only about 0.5% compared to the case where — is zero.

toe two

Som diskutert i det følgende, er der praktiske grenser for As discussed below, there are practical limits to

hvor høy frekvens som kan brukes for å få meningsfulle målinger i et borehull. For formasjoner med betydelig ledningsevne vil bru- how high a frequency can be used to get meaningful measurements in a borehole. For formations with significant conductivity, the

ken av de høyeste praktiske frekvenser således fremdeles resultere i en betydelig tapstangent som, hvis den overses, vil lede til feil i målingen av den tilsynelatende verdi av dielektritistets-konstanten. I en utførelsesform av oppfinnelsen blir målingene automatisk korrigert for tapstangenten. For å klargjøre korrek- ken of the highest practical frequencies thus still result in a significant loss tangent which, if overlooked, will lead to errors in the measurement of the apparent value of the dielectric constant. In one embodiment of the invention, the measurements are automatically corrected for the loss tangent. To prepare correct-

sjonen, er det nyttig å representere den reelle og imaginære delen av forplantningskonstanten y som henholdsvis g og a, slik at vi får tion, it is useful to represent the real and imaginary part of the propagation constant y as g and a respectively, so that we get

hvor a har forbindelse med bølgedempningen eller tapet» (Legg merke til at forplantningskonstanten er brukt i bølgelikningen i formen e^, slik at den reelle delen av forplantningskonstanten blir den imaginære delen av eksponenten og vice versa.) Kvadrerer man likning (6) og (7) og setter de reelle delene lik hverandre, where a is related to the wave attenuation or loss" (Note that the propagation constant is used in the wave equation in the form e^, so that the real part of the propagation constant becomes the imaginary part of the exponent and vice versa.) Squaring equation (6) and ( 7) and sets the real parts equal to each other,

får'man you get

Hvis vi nå tar B i likning (4) og substituerer med en generell "korrigert" verdi, kalt "$ orr" > som tar i betraktning tapene, har vi Av likning (8) ses det at den hensiktsmessige verdien av 8corr er If we now take B in equation (4) and substitute a general "corrected" value, called "$orr" > which takes the losses into account, we have From equation (8) it is seen that the appropriate value of 8corr is

I henhold til en utførelsesform av oppfinnelsen er 8 og a i likning (10) målte verdier, idet 8 bestemmes fra en hastighets-eller fasemåling og a fra en dempningsmåling. Den riktige verdien av 8corr blir så bestemt ved å bruke likning (10) og den kompen-serte verdien av dielektrisitetskonstanten som oppnås fra likning ( 9). Uttrykt ved den ovenfor nevnte komplekse verdien av dielektrisitetskonstanten (dvs. e £<*>= e'+je")^ svarer verdien av dielektrisitetskonstanten bestemt på den beskrevne måte til e', dvs. dielektrisitetskonstanten til det undersøkte materiale hvis det var tapsfritt. ;Det vises nå til fig. 1, der det er vist en utførelses-form av et apparat i henhold til oppfinnelsen for undersøkelse av underjordiske formasjoner 31 som er gjennomtrengt av et borehull 32. Borehullet 31 er vanligvis fylt med en borevæske eller slam som inneholder findelte, faste stoffer i oppløsning. Undersøkel-sesapparatet eller måleinnretningen 30 er opphengt i borehullet 32 i en armert kabel 33> hvis lengde i det vesentlige bestemmer den relative dybden til innretningen 30. Kabellengden blir regu-lert ved hjelp av passende anordninger, slik som trommel og heise-anordninger på overflaten (ikke vist). ;Måleinnretningen 30 omfatter et langstrakt, sylindrisk bære-legeme 34 hvis indre del har et fluidumtett hus som inneholder det meste av elektronikken nede i hullet. På bærelegemet 34 er det montert et par buede fjærer 35 og 36. Fjæren 35 har påmontert et klosselement 37 som blant annet inneholder en senderantenne T og vertikalt atskilte mottakerantenner R, og R2- På fjæren 36 er montert et andre klosselement 38 som kan være et passivt element som letter glatt vertikal bevegelse av innretningen 30 gjennom borehullet. Om ønsket, kan imidlertid klosselementet 38 inneholde elektroder eller liknende tilleggsanordninger for undersøkelse av de omliggende formasjoner. Elektroniske signaler som indikerer den informasjon som oppnås ved hjelp av måleinnretningen, blir overført over kabelen 32 til en regnemodul 85 og registreringsanordning 95 på jordens overflate. De spesielle anordninger som på fig. 1 ;er vist for å holde antennene i kontakt med veggen i borehullet, er bare illustrerende, og andre passende anordninger kan brukes for å oppnå det samme, f.eks. hydrauliske midler. ;Fig. 2 og 2A viser i forenklet form hvordan den elektromagnetiske bølge som skal måles med apparatet på fig. 1, forplanter seg. På fig. 2 er klossen 37 vist anbrakt mot siden av borehullet 32 som er fylt med et boreslam. Vanligvis er'væsketrykket i ;formasjoner som gjennomtrenges av et borehull, mindre enn det hydrostatiske trykket av slamsøylen, slik at slammet og slamfil-tratet trenger litt inn i formasjonene. Formasjonene har en tendens til å sikte eller sile de små partiklene som er oppløst i slammet, slik at det dannes en slamkake på veggene i borehullet. Tykkelsen av slamkaken varierer med formasjonsparametere slik. som permeabilitet, men i det minste en meget tynn slamkake er vanligvis til stede på borehullveggen. På fig. 2 ligger klossen 37 mot en slamkake 40 som for klarhetens Scyld er vist med en overdrevet tykkelse. ;Senderantennen T sender elektromagnetisk mikrobølgeenergi inn i formasjonen som vist med pilen A. For å forstå beskaffen-heten av bølgen som forplanter seg til mottakerne, må man et øyeblikk se på fig. 2A hvor det er vist en grenseflate 10 mellom et nedre halvrom med tap og dielektrisitetskonstant e.^ og et tapsfritt øvre halvrom med dielektrisitetskonstant Det er blitt vist at den energien som passerer fra en dipol-eksitert kilde "s" til et observasjonspunkt "0",kan defineres som en "grunnbølge" som består av tre hovedbølger som på fig. 2A- er vist som en "direkte", en "reflektert" og en "side"-bølge. Sidebølgen utgjør den domi-nerende del av feltet ved og nær grenseflaten, spesielt når avstanden mellom punktene s og 0 er stor, sammenliknet med deres respektive avstander fra grenseflaten. Sidebølgen begynner ved kilden i tapsmediet og fortsetter som en stråle mot grenseflaten i en retning som står i forbindelse med den kritiske vinkel som er ;definert ved ;;Bølgen fortsetter langs grensen, men inne i det tapsfrie mediet, og den kaster kontinuerlig energi tilbake inn i tapsmediet. De direkte og de reflekterte bølgene er begrenset til tapsmediet. Disse bølgene blir dempet eksponensielt, noe som er meget hurtigere enn den algebraiske dempningshastighet som sidebølgen dempes med. ;Prinsippene ved den idealiserte situasjon på fig. 2A kan anvendes på et tilfelle der det øvre rommet er et medium med relativt ;små tap under forutsetning av at dielektrisitetskonstanten til ;det øvre rommet er lavere enn konstanten i det nedre rommet. På ;fig. 2 er de nødvendige betingelser for eksitering av sidebølger vanligvis til stede når det anvendes vannslam. Slam basert på vann, har en relativt høy ledningsevne,og slamkaker som er dannet av slikt slam, kan ventes å ha en relativt høy dielektrisitetskonstant (på grunn av det høye vanninnholdet) og også en relativt høy ledningsevne. Slamkaken kan således betraktes som det tapsbringende, ;nedre halvrom og den tilstøtende formasjon som et øvre halvrom med relativt små tap. Siden det er å vente at dielektrisitetskonstanten til slamkaken er betydelig høyere enn dielektrisitetskonstanten til den tilstøtende formasjonen, vil den kritiske vinkel (dvs. den vinkel ved hvilken energien i sidebølgen trer inn i formasjonen) være relativt liten. ;Sidebølgen som utbrer seg i formasjonen, er representert ved pilen B og dens forlengelse, pilen C. Som nevnt ovenfor, kaster sidebølgen kontinuerlig energi tilbake til de mer tapsbringende medier, og de energiporsjoner som kastes ut omtrent ved posisjonene til mottakerne R^ og R2, er representert ved henholdsvis pilene D og E. Hvis de banelengder som representeres ved pilene D og E, antas å være i det vesentlige like, ser man at differansen i banelengde mellom energien som mottas ved R^ (via banen A-B-D) og energien som mottas ved R2 (via banen A-B-C-D), er den avstand som representeres ved pilen C, dvs. avstanden mellom mottakerne. Et differensielt mottakerarrangement tillater følgelig undersøkelse av den del av formasjonen som ligger hovedsakelig overfor avstanden mellom R^ og R^. ;I en forenklet illustrasjon av fig. 2 er det ikke tatt hensyn til den "invaderte" sonen som omgir slamkaken i borehullet. Som kjent, inneholder den invaderte sonen fluider fra slammet som siles gjennom slamkaken og inn i de omgivende formasjoner. Dybden av denne sonen varierer fra omkring 2,5 cm til ca. 60 cm avhengig av slike faktorer som slammets klebningsegenskaper og formasjonenes litologi. Når dybden av den invaderte sone er relativt stor, f.eks. 30 cm eller mer, forplanter sidebølgen seg vanligvis gjennom denne slik som vist på fig. 2. Den dielektrisitetskonstanten som bestemmes ved hjelp av apparatet,tilhører således den invaderte formasjonen, og denne informasjonen kan med fordel anvendes i forbindelse med andre data for å bestemme formasjonsparametere som porøsitet og litologi. Når dybden av den invaderte sone er forholdsvis liten, f.eks. 5 cm, kan en betydelig sidebølge etableres i den "rene" formasjonen som ligger utenfor den invaderte sonen. Denne situasjonen er i forenklet form i diagrammet på fig. 3. Når det an- ;vendes slam basert på vann, vil fluiduminnholdet i den invaderte sonen 41 vanligvis gi sonen betydelig høyere ledningsevne og dielektrisitetskonstant enn den rene formasjonen. Den invaderte sonen 41 på fig. 3 kan derfor betraktes som det tapsbringende, nedre halv- ;rom og den tilstøtende rene formasjon som et øvre halvrom med relativt små tap analogt med fig. 2a. En sidebølge kan således etableres i den rene formasjonen ved grenselinjen mot den invaderte sonen som vist ved pilen 42. ;For at det skal etableres en tilstrekkelig stor sidebølge ;i den rene formasjonen i situasjonen på fig. 3, må avstanden mellom T og R-j^ være stor, sammenliknet med (inntrengningsdybden) invasjons-dybden. Som diskutert i det følgende, er det praktiske begrens-ninger på den maksimale avstand mellom senderen og mottakerne som kan anvendes i et apparat av den aktuelle type. Det vil også for-stås at selv om det kan etableres en betydelig sidebølge i den rene formasjonen, kan det bli etablert en andre sidebølge i den invaderte sonen ved grensen mot slamkaken (vist på fig. 3 som den strekede pilen 43). Tilstedeværelsen av to mulige sidebølger kan gi problemer ved tolkning av resultatene. Av slike grunner anvendes det i den foretrukne utførelsesform av oppfinnelsen . ;en relativt kort avstand mellom senderen og mottakerne, slik at hensikten blir å etablere den eneste betydelige sidebølgen i den invaderte sonen ved grensen nærmest slamkaken. Man vil imidlertid forstå at de her fremsatte prinsipper om ønsket kan anvendes ved undersøkelse av den rene formasjonens egenskaper. ;Det vises igjen til fig. 1, der elektronikken nede i ;hullet i legemet 34 for å lette illustrasjonen, er vist i området ved siden av borehullet. En oscillator 45 med halvledere tilveie - bringer utgangsenergi i spekterets mikrobølgeområde. Mikrobølge-området er her definert til å omfatte frekvensområdet mellom omkring 300fflz og 300 GHz. Oscillatoren kan arbeide på en passende frekvens på 1,1 GHz, dvs. 1,1 x 10 9 perioder pr. sekund. Valget av passende frekvenser vil diskuteres nedenunder. Utgangen fra oscillator 45 ;er koplet gjennom en isolator 46 til senderantennen T. Mikrobølge-energien sendes inn i de omgivende formasjoner og forplanter seg gjennom formasjonene på den foran beskrevne måte. Energien som når mottakerantennen og R2, blir henholdsvis koplet til inngangene i miksere eller blandetrinn 47 og 48. Som anført ovenfor, er de signaler som når R^ og R2, ute av fase med hverandre i en grad som avhenger av fasekonstanten 8 og har et amplitydeforhold som avhenger av dempningskonstanten a. Andre inngangen til mikserne tilføres mikrobølgeenergi ved en frekvens som er atskilt fra senderfrekvensen ved en relativt lav frekvens som typisk er i radiofrekvensområdet. I den viste utførelsesform tilføres mikserne 47 og 48 mikrobølgeenergi fra en halvlederoscillator 49 ved en frekvens på 1,1001 GHz, eller 100 kHz over senderfrekvensen. Utgangssignalene 47A og 48A fra mikserne 47 og 48 inneholder derfor differansefrekvensen 100 kHz. I samsvar med velkjente prinsipper beholder signalene 47A og 48A fase- og amplitydeforholdene til signalene fra R^ og R2, men deteksjon av fasen er meget lettere ved den lavere frekvensen til de blandede signalene. For å sikre at differansefrekvensen mellom utgangene fra oscillatorene 45 og 49 holder seg på 100 kHz, blir oscillatorutgangene avtastet og ført til mikser 50. Utgangen fra mikseren mottas av en frekvensstabili-seringskrets 51 som detekterer avvik fra standarden på 100 kHz og frembringer et korreksjonssignal 51A som styrer oscillator 49 etter den konvensjonelle "fase-låst sløyfe"-metoden. ;Signalene 47A og 48A blir tilført en fasedetektorkrets 53 ;og en amplitydekomparator 54. Utgangen fra fasedetektoren er et signalnivå som er proporsjonalt med faseforskjellen 4> mellom signalene som mottas ved R^ og R2 og således proporsjonal med 8 i samsvar med 8=<1>/L, hvor L er den avstand som atskiller de to mottakerne. Utgangen fra amplitydekomparatoren 54 er et signalnivå som er proporsjonalt med dempningskonstanten a. En konvensjonell krets 54 ;for å oppnå et utgangssignal proporsjonalt med a er vist på fig.4. Signalene 47A og 48A blir tilført henholdsvis en logaritmisk forsterker 55 og 56 hvis utganger mates til differensialforsterkeren 57. Utgangen fra differensialforsterkeren 57 blir et signalnivå proporsjonalt med a. Dette kan ses ved at amplityden til den bølge-energien som mottas ved R^, representeres som Ae ~~ ct z , hvor A er en amplitydekonstant og z er avstanden mellom T og R, . Det følger at amplityden til bølgeenergien som mottas ved R2, er Ae z , der L ;er avstanden mellom mottakerne R, og Rg. Forholdet mellom bølgeampli-tydene ved de to mottakerne er derfor ;Logaritmen av forholdet mellom bølgeamplitydene er derfor propor- ;sjonalt med a, Man vil forstå at krets 54 på fig. 4 frembringer det samme matematiske resultat ved å ta differansen til logaritmene til bølgeamplitydene. ;Utgangene fra fasedetektorkretsen 53 og fasekomparatorkret- ;sen 54 blir overført til overflaten over lederparet 53A og 54A som i virkeligheten befinner seg iden armerte kabelen 33- Disse signa- ;lene er typisk likespenningsnivåer som forsterkes før de overføres til overflaten. ;Ved jordoverflaten blir signalene på lederne 53A og 54A ført ;til en regneenhet 85 som beregner den tapskorrigerte verdien av dielektrisitetskonstanten som er målt ved hjelp av apparatet nede i hullet i samsvar med likningene (8) og/eller (9) cg (10). Den beregnede dielektrisitetskonstanten blir registrert av en registreringsanordning 95 som konvensjonelt drives som en funksjon av bore-hullsdybden ved mekanisk kopling til et roterende hjul 96. Hjulet 96 er koplet til kabelen 33 og roterer synkront med denne, slik at det beveger seg som en funksjon av dybden i borehullet. Den tapskorrigerte dielektritisitetskonstanten blir således registrert som en funksjon av borehullets dybde av registreringsanordningen 31. ;Fig. 5 er et blokkdiagram av regneenheten 85 som mottar signalene på lederne 53A og 54A som henholdsvis indikerer de målte verdier av 6 og a. Signalene blir først ført til forsterkerne 86 ;og 87 med variabel forsterkning som kan anvendes til kalibrering. Forsterkerutgangene blir tilført konvensjonelle kvadreringskretser ;88 og 89 som frembringer signaler proporsjonale med B<2> og a<2>. Disse signalene blir tilført en differensialforsterker 90 som frembringer et utgangssignal proporsjonalt med B<2->a<2>. Fra likning (8) er det klart at denne utgangen er mål for e siden likning (8) kan omskrives som ;;Kalibrering for spesielle systemparametere, slik som frekvens, kan utføres ved hjelp av forsterkerne 86 og 87. Om ønsket, kan utgangen fra dif f erensialf orsterkeren 90 føres til en krets; 91 som har en kvadratrotkarakteristikk. Det resulterende utgangsignal representerer 3 i samsvar med likning (10), og denne utgangen kan plot-corr ;tes på registreringsanordningen 95 i tillegg til eller i stedet for den tapskorrigerte dielektrisitetskonstanten. ;Det vises nå til fig. 6, der det er vist et delvis sideriss av den flaten på kloss 37 som ligger i kontakt med borehullsveggen og som omfatter antennene T, FL og Rg. Man har funnet at sliss-antenner med kaviteter bak er spesielt effektive for oppsetting og mottakelse av de ønskede sidebølger i formasjonene. De kavitets-åpningene som ses på fig. 6, er fylt med et vanntett keramisk materiale. ;I den foreliggende utførelse er lengden av slissene dvs. omkring 7,5 cm for en arbeidsfrekvens på 1,1 GHz (i et isolerende materiale med en dielektrisitetskonstant på 4). Avstanden D mellom T og R-^ er 8 cm og avstanden L mellom mottakerne er 4 cm. Ytterligere diskusjon av arbeidsfrekvensen og dimensjonene følger. ;Fig. 7 er et forstørret delvis snitt tatt langs linjene ;7_7 på fig. 6 og viser antennen T som har en kavitetsdybde på -jj-, eller omkring 3,75 cm, inn i et ledende metallhus 65. En koaksial-kabel 66 kopler isolatoren 46 (fig. 1) til antennen T. Kabelen 66 omfatter en indre leder 67 og et ytre lederskall 68 som vanligvis er fylt med et isolerende materiale 69. En koplingssonde. 70 strekker seg vertikalt inn i kaviteten 71 som en fortsettelse av senter-lederen 67. Sonden 70 ender typisk i en liten isolatorfy.lt fordyp-ning 72 ved toppen av kaviteten. ;Mottakerantennene R1 og R2 kan være av liknende konstruksjon som senderantennen på fig. 7. Mottakerne er koplet via koaksial-kabel til mikserne 46 og 47 på fig. 1. De tre koaksialkablene kan føres gjennom en enkelt forsterket kabel som forbinder klossen med legemet 34 som inneholder elektronikken. ;Med hensyn til valget av arbeidsfrekvens og apparatdimensjo-ner vil man fra den diskusjon som følger likning (4), huske at det er fordelaktig å anvende en meget høy w for å minimalisere tapstangenten. For bergarter som er mettet med saltvann, som f.eks. sandsten, er det demonstrert at tapskomponenten til dielektrisitetskonstanten, e" (igjen uttrykt ved den tidligere komplekse størrel-sen £<*>= e' + je") er større enn e<1> ved frekvenser under omkring 100 MHz. Over denne frekvensen fortsetter e" å avta,og i området over omkring 500 MHz blir verdien av e' større enn e", slik at målingen av e' blir en lettere oppgave. Dette fenomenet er beskrevet f.eks. According to one embodiment of the invention, 8 and a in equation (10) are measured values, 8 being determined from a speed or phase measurement and a from an attenuation measurement. The correct value of 8corr is then determined using equation (10) and the compensated value of the dielectric constant obtained from equation (9). Expressed by the above-mentioned complex value of the dielectric constant (i.e. e £<*>= e'+je")^ the value of the dielectric constant determined in the described manner corresponds to e', i.e. the dielectric constant of the examined material if it were lossless. Reference is now made to Fig. 1, where an embodiment of an apparatus according to the invention is shown for the investigation of underground formations 31 which are penetrated by a borehole 32. The borehole 31 is usually filled with a drilling fluid or mud containing finely divided, solid substances in solution. The examination apparatus or measuring device 30 is suspended in the borehole 32 in an armored cable 33>, the length of which essentially determines the relative depth of the device 30. The cable length is regulated by means of suitable devices, such as drum and hoist devices on the surface (not shown). The measuring device 30 comprises an elongated, cylindrical support body 34, the inner part of which contains a fluid-tight housing most of the electronics are down in the hole. A pair of curved springs 35 and 36 are mounted on the support body 34. The spring 35 has a block element 37 mounted on it which, among other things, contains a transmitter antenna T and vertically separated receiver antennas R, and R2- On the spring 36 is mounted a second block element 38 which can be a passive element that facilitates smooth vertical movement of the device 30 through the borehole. If desired, however, the block element 38 can contain electrodes or similar additional devices for examining the surrounding formations. Electronic signals indicating the information obtained by means of the measuring device are transmitted over the cable 32 to a calculation module 85 and recording device 95 on the surface of the earth. The special devices shown in fig. 1 is shown to hold the antennae in contact with the wall of the borehole, is illustrative only, and other suitable devices may be used to achieve the same, e.g. hydraulic means. Fig. 2 and 2A show in simplified form how the electromagnetic wave to be measured with the device in fig. 1, propagates. In fig. 2, the block 37 is shown placed against the side of the borehole 32 which is filled with a drilling mud. Generally, the fluid pressure in formations penetrated by a borehole is less than the hydrostatic pressure of the mud column, so that the mud and the mud filter penetrate slightly into the formations. The formations tend to sift or sieve the small particles dissolved in the mud, so that a cake of mud is formed on the walls of the borehole. The thickness of the mud cake varies with formation parameters as follows. such as permeability, but at least a very thin mud cake is usually present on the borehole wall. In fig. 2, the brick 37 lies against a mud cake 40 which, for the sake of clarity, is shown with an exaggerated thickness. The transmitting antenna T transmits electromagnetic microwave energy into the formation as shown by arrow A. To understand the nature of the wave that propagates to the receivers, one must look for a moment at fig. 2A where an interface 10 is shown between a lower half-space with loss and dielectric constant e.^ and a lossless upper half-space with dielectric constant It has been shown that the energy that passes from a dipole-excited source "s" to an observation point "0" , can be defined as a "basic wave" which consists of three main waves as shown in fig. 2A- is shown as a "direct", a "reflected" and a "side" wave. The lateral wave forms the dominant part of the field at and near the interface, especially when the distance between the points s and 0 is large, compared to their respective distances from the interface. The lateral wave begins at the source in the lossy medium and continues as a ray towards the interface in a direction related to the critical angle which is ;defined by ;;The wave continues along the interface, but inside the lossless medium, and it continuously throws energy back into in the loss medium. The direct and reflected waves are confined to the loss medium. These waves are damped exponentially, which is much faster than the algebraic damping rate with which the lateral wave is damped. The principles of the idealized situation in fig. 2A can be applied to a case where the upper space is a medium with relatively small losses on the condition that the dielectric constant of the upper space is lower than the constant in the lower space. On fig. 2, the necessary conditions for excitation of lateral waves are usually present when water mud is used. Sludge based on water has a relatively high conductivity, and sludge cakes formed from such sludge can be expected to have a relatively high dielectric constant (due to the high water content) and also a relatively high conductivity. The mud cake can thus be regarded as the loss-making, lower half-space and the adjacent formation as an upper half-space with relatively small losses. Since the dielectric constant of the mud cake is expected to be significantly higher than the dielectric constant of the adjacent formation, the critical angle (ie the angle at which the energy in the lateral wave enters the formation) will be relatively small. ;The lateral wave propagating in the formation is represented by arrow B and its extension, arrow C. As mentioned above, the lateral wave continuously throws energy back into the more lossy media, and the portions of energy that are thrown out are approximately at the positions of the receivers R^ and R2 , are represented by arrows D and E respectively. If the path lengths represented by arrows D and E are assumed to be essentially the same, one sees that the difference in path length between the energy received at R^ (via the path A-B-D) and the energy is received at R2 (via the path A-B-C-D), the distance represented by the arrow C, i.e. the distance between the receivers. A differential receiver arrangement therefore permits the examination of that part of the formation which lies mainly opposite the distance between R^ and R^. In a simplified illustration of fig. 2, the "invaded" zone surrounding the mud cake in the borehole has not been taken into account. As is well known, the invaded zone contains fluids from the mud that seep through the mud cake and into the surrounding formations. The depth of this zone varies from around 2.5 cm to approx. 60 cm depending on such factors as the adhesive properties of the mud and the lithology of the formations. When the depth of the invaded zone is relatively large, e.g. 30 cm or more, the side wave usually propagates through this as shown in fig. 2. The dielectric constant that is determined with the help of the device thus belongs to the invaded formation, and this information can be advantageously used in conjunction with other data to determine formation parameters such as porosity and lithology. When the depth of the invaded zone is relatively small, e.g. 5 cm, a significant lateral wave can be established in the "clean" formation that lies outside the invaded zone. This situation is in simplified form in the diagram in fig. 3. When mud based on water is used, the fluid content in the invaded zone 41 will usually give the zone significantly higher conductivity and dielectric constant than the pure formation. The invaded zone 41 in fig. 3 can therefore be regarded as the loss-making, lower half-space and the adjacent clean formation as an upper half-space with relatively small losses analogously to fig. 2a. A side wave can thus be established in the pure formation at the boundary line towards the invaded zone as shown by arrow 42. In order for a sufficiently large side wave to be established in the pure formation in the situation in fig. 3, the distance between T and R-j^ must be large, compared to the (penetration depth) invasion depth. As discussed in the following, there are practical limitations on the maximum distance between the transmitter and the receivers that can be used in a device of the type in question. It will also be understood that although a significant side wave can be established in the clean formation, a second side wave can be established in the invaded zone at the boundary with the mud cake (shown in Fig. 3 as the dashed arrow 43). The presence of two possible side waves can cause problems when interpreting the results. For such reasons, it is used in the preferred embodiment of the invention. ;a relatively short distance between the transmitter and the receivers, so that the purpose is to establish the only significant side wave in the invaded zone at the border closest to the mud cake. However, it will be understood that the principles presented here can be applied if desired when examining the properties of the pure formation. Reference is again made to fig. 1, where the electronics down in the hole in the body 34, to facilitate the illustration, are shown in the area next to the drill hole. An oscillator 45 with semiconductors provided - brings output energy in the microwave region of the spectrum. The microwave range is here defined to include the frequency range between approximately 300 fflz and 300 GHz. The oscillator can work at a suitable frequency of 1.1 GHz, i.e. 1.1 x 10 9 periods per second. The selection of appropriate frequencies will be discussed below. The output from oscillator 45 is coupled through an isolator 46 to the transmitter antenna T. The microwave energy is sent into the surrounding formations and propagates through the formations in the manner described above. The energy reaching the receiving antenna and R2 is respectively coupled to the inputs of mixers or mixing stages 47 and 48. As indicated above, the signals reaching R^ and R2 are out of phase with each other to an extent that depends on the phase constant 8 and has a amplitude ratio that depends on the attenuation constant a. Second, the input to the mixers is supplied with microwave energy at a frequency that is separated from the transmitter frequency at a relatively low frequency that is typically in the radio frequency range. In the embodiment shown, the mixers 47 and 48 are supplied with microwave energy from a semiconductor oscillator 49 at a frequency of 1.1001 GHz, or 100 kHz above the transmitter frequency. The output signals 47A and 48A from the mixers 47 and 48 therefore contain the difference frequency 100 kHz. In accordance with well-known principles, the signals 47A and 48A retain the phase and amplitude relationships of the signals from R1 and R2, but detection of the phase is much easier at the lower frequency of the mixed signals. To ensure that the difference frequency between the outputs of oscillators 45 and 49 remains at 100 kHz, the oscillator outputs are sampled and fed to mixer 50. The output from the mixer is received by a frequency stabilization circuit 51 which detects deviations from the standard of 100 kHz and produces a correction signal 51A which controls oscillator 49 by the conventional "phase-locked loop" method. Signals 47A and 48A are fed to a phase detector circuit 53 and an amplitude comparator 54. The output from the phase detector is a signal level that is proportional to the phase difference 4> between the signals received at R^ and R2 and thus proportional to 8 in accordance with 8=<1 >/L, where L is the distance separating the two receivers. The output of the amplitude comparator 54 is a signal level which is proportional to the attenuation constant a. A conventional circuit 54 to obtain an output signal proportional to a is shown in Fig.4. The signals 47A and 48A are supplied respectively to a logarithmic amplifier 55 and 56 whose outputs are fed to the differential amplifier 57. The output from the differential amplifier 57 becomes a signal level proportional to a. This can be seen by the amplitude of the wave energy received at R^ being represented as Ae ~~ ct z , where A is an amplitude constant and z is the distance between T and R, . It follows that the amplitude of the wave energy received at R2 is Ae z , where L is the distance between the receivers R, and Rg. The ratio between the wave amplitudes at the two receivers is therefore ;The logarithm of the ratio between the wave amplitudes is therefore proportional to a. It will be understood that circuit 54 in fig. 4 produces the same mathematical result by taking the difference of the logarithms of the wave amplitudes. The outputs from the phase detector circuit 53 and the phase comparator circuit 54 are transmitted to the surface via the pair of conductors 53A and 54A which are actually located within the armored cable 33. These signals are typically DC voltage levels which are amplified before being transmitted to the surface. At the ground surface, the signals on conductors 53A and 54A are fed to a calculator 85 which calculates the loss-corrected value of the dielectric constant measured by the downhole instrument in accordance with equations (8) and/or (9) and (10) . The calculated dielectric constant is recorded by a recording device 95 which is conventionally operated as a function of the borehole depth by mechanical coupling to a rotating wheel 96. The wheel 96 is coupled to the cable 33 and rotates synchronously with this, so that it moves as a function of the depth of the borehole. The loss-corrected dielectric constant is thus recorded as a function of the borehole depth by the recording device 31. ;Fig. 5 is a block diagram of the computing unit 85 which receives the signals on the conductors 53A and 54A which respectively indicate the measured values of 6 and a. The signals are first fed to the amplifiers 86 and 87 with variable gain which can be used for calibration. The amplifier outputs are fed to conventional squaring circuits ;88 and 89 which produce signals proportional to B<2> and a<2>. These signals are fed to a differential amplifier 90 which produces an output signal proportional to B<2->a<2>. From equation (8) it is clear that this output is the measure of e since equation (8) can be rewritten as ;;Calibration for special system parameters, such as frequency, can be carried out using the amplifiers 86 and 87. If desired, the output from the differential amplifier 90 is fed to a circuit; 91 which has a square root characteristic. The resulting output signal represents 3 according to equation (10), and this output can be plotted on the recording device 95 in addition to or instead of the loss-corrected dielectric constant. Reference is now made to fig. 6, where a partial side view is shown of the surface of block 37 which is in contact with the borehole wall and which includes the antennas T, FL and Rg. It has been found that slot antennas with cavities at the back are particularly effective for setting up and receiving the desired side waves in the formations. The cavity openings seen in fig. 6, is filled with a waterproof ceramic material. ;In the present embodiment, the length of the slits is ie about 7.5 cm for an operating frequency of 1.1 GHz (in an insulating material with a dielectric constant of 4). The distance D between T and R-^ is 8 cm and the distance L between the receivers is 4 cm. Further discussion of the work frequency and dimensions follows. Fig. 7 is an enlarged partial section taken along lines ;7-7 in fig. 6 and shows the antenna T having a cavity depth of -jj-, or about 3.75 cm, into a conductive metal housing 65. A coaxial cable 66 connects the insulator 46 (Fig. 1) to the antenna T. The cable 66 includes an internal conductor 67 and an outer conductor shell 68 which is usually filled with an insulating material 69. A coupling probe. 70 extends vertically into the cavity 71 as a continuation of the center conductor 67. The probe 70 typically ends in a small insulator-filled recess 72 at the top of the cavity. The receiver antennas R1 and R2 can be of similar construction to the transmitter antenna in fig. 7. The receivers are connected via coaxial cable to the mixers 46 and 47 in fig. 1. The three coaxial cables can be routed through a single reinforced cable connecting the block to the body 34 containing the electronics. With regard to the choice of operating frequency and device dimensions, one will remember from the discussion that follows equation (4) that it is advantageous to use a very high w to minimize the loss tangent. For rocks that are saturated with salt water, such as sandstone, it has been demonstrated that the loss component of the dielectric constant, e" (again expressed by the former complex quantity £<*>= e' + je") is greater than e<1> at frequencies below about 100 MHz. Above this frequency, e" continues to decrease, and in the range above about 500 MHz, the value of e' becomes greater than e", so that the measurement of e' becomes an easier task. This phenomenon is described e.g.

i britisk patent nr. 1 088 824, hvor det er angitt en fremgangsmåte for å få en del av de underjordiske formasjoner til" å virke som dielektrikum mellom kondensatorplater, idet undersøkelsesapparatets elektroder virker som "plater". Denne type fremgangsmåter så vel som beslektede metoder hvor det er forsøkt å få en formasjon til å virke som fyllmateriale eller avslutning av en transmisjonslinje, har ikke,så vidt søkeren vet, ført til kommersielt aksepterbare undersøkelsesapparater. Ettersom arbeidsfrekvensen øker inn i gigahertz-området, blir e' betydelig større enn e". Dette trekker i retning av å velge høyere frekvenser, men praktiske betraktninger viser at det er øvre grenser for arbeidsfrekvensen. En slik betraktning er det økende bidrag til e" fra dipolære relaksasjonstak når frekvensen økes betydelig over 1 GHz. En annen betraktning er virkningen av slamkaken på etableringen av den ønskede sidebølgen 1 formasjonen. For frekvenser i gigahertz-området er bølgelengden til forplantningsenergien ganske liten og begynner å nærme seg de største tykkelser av slamkaken man vanligvis kan støte på. Når dette inntreffer, vil slamkaken ha en tendens til å virke som en bølgeleder ved å føre en del av den utstrålte energien. Dette minsker den energiandelen som er tilgjengelig til å danne sidebølgen. in British Patent No. 1,088,824, where a method is disclosed for causing a portion of the subterranean formations to "act as a dielectric between capacitor plates, the electrodes of the survey apparatus acting as "plates". This type of method as well as related methods where attempts have been made to make a formation act as fill material or termination of a transmission line have not, to the applicant's knowledge, resulted in commercially acceptable survey apparatus. As the operating frequency increases into the gigahertz range, e' becomes significantly greater than e" . This pulls in the direction of choosing higher frequencies, but practical considerations show that there are upper limits for the working frequency. One such consideration is the increasing contribution to e" from dipolar relaxation ceilings when the frequency is increased significantly above 1 GHz. Another consideration is the effect of the mud cake on the establishment of the desired lateral wave 1 formation. For frequencies in the gigahertz range, the wavelength of the propagation energy is quite small and begins to approach the largest thicknesses of mud cake normally encountered. When this occurs, the mud cake will tend to act as a waveguide by conducting some of the radiated energy. This reduces the proportion of energy available to form the side wave.

De forannevnte slamkakevirkninger begynner å bli alvorlige når den halve bølgelengden til de bølger som sendes inn i slamkaken, nærmer seg kakens tykkelse. For å foreta en gro\fc ånslått beregning, antas det at den maksimale slamkaketykkelse man støter på, er omkring 2 cm, og at slamkakens maksimale dielektrisitetskonstant er omkring The aforementioned mud cake effects start to become serious when the half wavelength of the waves sent into the mud cake approaches the thickness of the cake. In order to make a rough estimate, it is assumed that the maximum mud cake thickness encountered is about 2 cm, and that the mud cake's maximum dielectric constant is about

20. Dette ville bety at den maksimale friroms halvbølgelengde \) som tilfredsstiller betingelsen, er <2>20. This would mean that the maximum free-space half-wavelength \) satisfying the condition is <2>

som tilsvarer en frekvens på omkring 2 GHz. Av disse beregningene fremgår det at det optimale området strekker seg fra noe over 500 MHz til noe under 2 GHz. Den frekvens på 1,1 GHz som anvendes i den beskrevne utførelse, faller midt i dette området og er funnet tilfredsstillende . which corresponds to a frequency of around 2 GHz. From these calculations, it appears that the optimal range extends from something above 500 MHz to something below 2 GHz. The frequency of 1.1 GHz used in the described embodiment falls in the middle of this range and has been found to be satisfactory.

Valget av apparatets dimensjoner er grunnet på praktiske betraktninger av hvilke noen allerede er nevnt. Med hensyn til avstanden D som skiller T og R, (fig. 6), følger det av diskusjonen ovenfor i forbindelse med fig- 2 og 2a at for å etablere en domi-nerende sidebølge, er det ønskelig at avstanden D er stor sammenliknet med slamkakens tykkelse. Hvis D imidlertid gjøres for stor, vil dempningen av bølgen over en betydelig forplantningsavstand vanskeliggjøre nøyaktige målinger. I den viste utførelse ble den antydede D på 8 cm (fire ganger den vanligvis forventede maksimale slamkaketykkelse) funnet tilfredsstillende, men man vil forstå at denne dimensjonen til en viss grad er fleksibel. The choice of the device's dimensions is based on practical considerations, some of which have already been mentioned. With regard to the distance D that separates T and R, (fig. 6), it follows from the discussion above in connection with figs. 2 and 2a that in order to establish a dominating side wave, it is desirable that the distance D is large compared to the thickness of the sludge cake. However, if D is made too large, the attenuation of the wave over a significant propagation distance will make accurate measurements difficult. In the embodiment shown, the suggested D of 8 cm (four times the usually expected maximum sludge cake thickness) was found to be satisfactory, but it will be understood that this dimension is to some extent flexible.

Avstanden L mellom mottakerne må være stor nok til å muliggjøre et passende område av faseforskyvninger og lite nok til at unødvendige tvetydigheter unngås i målingene. En arbeidsfrekvens på 1,1 GHz tilsvarer en friroms bølgelengde på omkring 27 cm. Det faseskift som følger med en atskillelse på L cm i fritt rom, er ri PT^- fn- r The distance L between the receivers must be large enough to enable a suitable range of phase shifts and small enough to avoid unnecessary ambiguities in the measurements. An operating frequency of 1.1 GHz corresponds to a free-space wavelength of around 27 cm. The phase shift that accompanies a separation of L cm in free space is ri PT^- fn- r

Ved høye frekvenser er f asef orskyvningen <)> tilnærmet proporsjonalt med kvadratroten av dielektrisitetskonstanten e til forplantnings-mediet (se f.eks. likning (3)), slik at det generelle forhold som følger av likning (11), er: Den laveste dielektrisitetskonstanten man vanligvis venter å treffe på i underjordiske formasjoner, er omkring 4, som inntreffer for en ikke-porøs kvartsgrunnmasse. Denne verdien gir en tilnærmet minste f asef orskyvning 4>mj_n for en avstand L på At high frequencies, the phase shift <)> is approximately proportional to the square root of the dielectric constant e of the propagation medium (see e.g. equation (3)), so that the general relationship that follows from equation (11) is: The lowest the dielectric constant usually expected to be encountered in underground formations is about 4, which occurs for a non-porous quartz matrix. This value gives an approximately minimum phase displacement 4>mj_n for a distance L of

Den høyeste vanligvis forventede dielektrisitetskonstant inntreffer for kalksten med porøsitet på omkring 35% og helt mettet med vann. Faseforsinkelsen av mikrobølgeenergien i en sammensatt formasjon er den volumveide sum av forsinkelsen i porefluidet og forsinkelsen i den faste grunnmasse. Den maksimale effektive dielektrisitetskonstant e kan således bestemmes ut fra det The highest usually expected dielectric constant occurs for limestone with a porosity of about 35% and completely saturated with water. The phase delay of the microwave energy in a composite formation is the volume-weighted sum of the delay in the pore fluid and the delay in the solid groundmass. The maximum effective dielectric constant e can thus be determined from it

max max

tilnærmede forhold approximate conditions

fra hvilket e^^^ kan beregnes til omkring 30. Ved å bruke likning (12),får man at den maksimale faseforskyvning for en avstand av lengde L er from which e^^^ can be calculated to about 30. Using equation (12), one obtains that the maximum phase shift for a distance of length L is

Av likning (13) og (14) ser man at den antydede atskillelsesavstand på L=4cm for den illustrerte utførelse er passende. Denne verdi av From equations (13) and (14) it can be seen that the indicated separation distance of L=4cm for the illustrated embodiment is suitable. This value of

L gir minimale og maksimale faseforskyvninger på henholdsvis ca. L gives minimum and maximum phase shifts of approx.

106° og 293°• I dette område kan faseforskyvningene tolkes med god oppløsning (over et område på nesten 200°), men uten tvetydigheter som oppstår når området er på over J>60°. Avstanden på 4 cm gir heller ikke anledning til spesielle problemer med overdempning og er blitt funnet tilfredsstillende. Det skal imidlertid igjen påpekes at det eksisterer en viss grad av fleksibilitet ved valg av denne dimensjonen innenfor visse rimelige grenser. 106° and 293°• In this range, the phase shifts can be interpreted with good resolution (over a range of almost 200°), but without the ambiguities that arise when the range is over J>60°. The distance of 4 cm also does not give rise to particular problems with overdamping and has been found to be satisfactory. However, it must again be pointed out that there is a certain degree of flexibility in choosing this dimension within certain reasonable limits.

Fra det foregående skulle det være klart at ved å bruke den dielektrisitetskonstanten som måles i samsvar med oppfinnelsens prinsipper, kan det oppnås nyttige informasjoner om porøsiteten, litologien eller vannmetningen. Hvis dielektrisitetskonstanten til en sammensatt formasjon betegnes med ec og dielektrisitetskonstanten til den faste komponenten og porefluidet betegnes henholdsvis med og. e^, følger det av det ovenstående at From the foregoing it should be clear that by using the dielectric constant measured in accordance with the principles of the invention, useful information about the porosity, lithology or water saturation can be obtained. If the dielectric constant of a composite formation is denoted by ec and the dielectric constant of the solid component and the pore fluid are respectively denoted by and. e^, it follows from the above that

hvor <j> er grunnmassens porøsitet. Hvis em og lar seg bestemme ut fra andre loggingsinformasjoner, ville porøsiteten kunne beregnes etter måling av e . Hvis det således f.eks. er kjent at formasjonen består av kalksten (em=7,5) 100% mettet med vann (Ef=80), kan porø-siteten bestemmes ut fra forholdet where <j> is the porosity of the base mass. If em and can be determined from other logging information, the porosity could be calculated after measuring e . If it is thus e.g. it is known that the formation consists of limestone (em=7.5) 100% saturated with water (Ef=80), the porosity can be determined from the ratio

Det er også lett å se at om porøsiteten er bestemt på forhånd, kan viktige opplysninger om metning eller litologi beregnes ved å finne dielektrisitetskonstanten til den sammensatte formasjonen. It is also easy to see that if the porosity is determined in advance, important information about saturation or lithology can be calculated by finding the dielectric constant of the composite formation.

Likning (15) kan omskrives på følgende form: Equation (15) can be rewritten in the following form:

Denne likningen brukes til å beregne porøsiteten med den krets som er vist på fig. 8 som kan betraktes som et tillegg til regneenheten 85 (fig. 1). Utgangen fra kvadratrotkretsen 91 representerer $cor>r som man av likning (9) ser, er proporsjonal med I tilfeller der /e^> /e^ blir bestemt ut fra andre loggings- eller kjerne-informasjoner, kan spenninger proporsjonale med disse størrelsene føres til de riktige innganger på differensialforsterkerne 121 og 122 som vist. Utgangene fra disse differensialforsterkerne er henholdsvis proporsjonale med telleren og nevneren i likning (16). Forholds- This equation is used to calculate the porosity with the circuit shown in fig. 8 which can be considered as an addition to the calculation unit 85 (fig. 1). The output from the square root circuit 91 represents $cor>r which, as seen from equation (9), is proportional to In cases where /e^> /e^ is determined from other logging or core information, voltages proportional to these quantities can be applied to the appropriate inputs on differential amplifiers 121 and 122 as shown. The outputs from these differential amplifiers are respectively proportional to the numerator and denominator in equation (16). relationship

Claims (6)

kretsen 123 mottar de to utgangssignalene og frembringer en spenning som representerer porøsiteten <J> til den sammensatte formasjonen. 1. Fremgangsmåte for undersøkelse av jordformasjoner som omgir et borehull, hvor elektromagnetisk energi blir sendt inn i de omgivende formasjoner for å etablere en side-bølge i disse, omfattende måling av forplantningshastigheten av den elektromagnetiske energi gjennom en gitt del av de omgivende formasjoner, hvilken hastighet angir en karakteristikk ved jordformasjonen, karakterisert ved at frekvensen av den utsendte elektromagnetiske energi ligger i mikro-bølget rekvensområdet . circuit 123 receives the two output signals and produces a voltage representing the porosity <J> of the composite formation. 1. Procedure for the investigation of soil formations surrounding a borehole, where electromagnetic energy is sent into the surrounding formations to establish a side wave in them, including measurement of the propagation speed of the electromagnetic energy through a given part of the surrounding formations, which speed indicates a characteristic of the earth formation, characterized by the fact that the frequency of the emitted electromagnetic energy lies in the microwave frequency range. 2. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at mikrobølgeenergien har en frekvens i området mellom 500 MHz og 2GHz. 2. Method according to claim 1, characterized in that the microwave energy has a frequency in the range between 500 MHz and 2 GHz. 3. Fremgangsmåte ifølge krav 2, karakterisert ved at mikrobølgeenergien har en frekvens på omkring 1,1 GHz. 3. Method according to claim 2, characterized in that the microwave energy has a frequency of around 1.1 GHz. 4. Apparat for utførelse av fremgangsmåten ifølge krav 1 ved undersøkelse av jordformasjoner som omgir et borehull, omfattende en kilde plassert i borehullet for utsendelse av elektromagnetisk energi inn i de omgivende formasjoner og i det minste én mottagerantenne plassert i avstand fra den nevnte kilde i borehullet og med en gitt del av de omgivende formasjoner mellom disse, og omfattende midler til å måle forplantningshastigheten av den elektromagnetiske energi gjennom den nevnte gitte del av de omgivende formasjoner, idet den målte hastighet angir en karakteristikk ved jordformasjonen, karakterisert ved at den nevnte kilde genererer energi som ligger i mikrobølgeområdet. 4. Apparatus for carrying out the method according to claim 1 when examining soil formations surrounding a borehole, comprising a source located in the borehole for sending out electromagnetic energy into the surrounding formations and at least one receiver antenna positioned at a distance from said source in the borehole and with a given part of the surrounding formations between these, and comprehensive means for measuring the propagation speed of the electromagnetic energy through the said given part of the surrounding formations, the measured speed indicating a characteristic of the earth formation, characterized by the said source generating energy in the microwave range. 5. Apparat ifølge krav 4, karakterisert ved at kilden er en oscillator som arbeider i et frekvensområde mellom 500 MHz og 2 GHz. 5. Apparatus according to claim 4, characterized in that the source is an oscillator that works in a frequency range between 500 MHz and 2 GHz. 6. Apparat ifølge krav 5, karakterisert ved at oscillatoren har en frekvens på omkring 1,1 GHz.6. Apparatus according to claim 5, characterized in that the oscillator has a frequency of around 1.1 GHz.