NO129118B - - Google Patents

Description

i Tennkrets for en elektrisk utladningslampe. i Ignition circuit for an electric discharge lamp.

Foreliggende oppfinnelse angår tennkretser for elektriske utladningslamper. Oppfinnelsen er særlig beregnet for tennkretser som omfatter en transformator for opptransformering av spenning ved tilførsel av forholdsvis lavspente vekselstrømsignaler til primærviklingen, for derved å frembringe forholdsvis høyspente pulser over sekundærviklingen for tenning av lampen. The present invention relates to ignition circuits for electric discharge lamps. The invention is particularly intended for ignition circuits which include a transformer for up-transforming voltage by supplying relatively low-voltage alternating current signals to the primary winding, thereby producing relatively high-voltage pulses across the secondary winding for lighting the lamp.

I kjente utførelsesformer for slike tennkretser, f.eks. som beskrevet i U.S. patent nr. 3.307.070, er hastigheten hvormed tennpulsene frembringes knyttet til frekvensen for lampens veksel-strømkilde. Med noen lamper kan dette være lite tilfredsstillende, og formålet med'foreliggende oppfinnelse er derfor å komme frem til en tennkrets for utladningslamper der frembringelseshastigheten for tennpulsene er uavhengig av frekvensen for vekselstrømkilden. In known embodiments of such ignition circuits, e.g. as described in U.S. patent no. 3,307,070, the rate at which the ignition pulses are produced is linked to the frequency of the lamp's AC source. With some lamps this may not be satisfactory, and the purpose of the present invention is therefore to arrive at an ignition circuit for discharge lamps where the generation speed of the ignition pulses is independent of the frequency of the alternating current source.

Oppfinnelsen går således ut på en tennkrets for en elektrisk utladningslampe med lampen stående tilsluttet en veksel-strømkilde for drift av lampen, omfattende en opptransformerende transformator med en primær- og en sekundærvikling, der lampene er koplet over transformatorens sekundærvikling, og oppfinnelsens er i store trekk kjennetegnet ved en motstand, likeretter og en kapasitans som er koplet for å danne en ladekrets for ensrettet ladning av kapasitansen med krets for tilførsel av elektrisk energi fra kraftkilden til ladekretsen for ensrettet oppladning av kapasitansen, og en utladningskrets som påvirkes av den spenning som utvikles over kapasitansen for å kople denne over primærviklingen i transformatoren uavhengig av vekselstrømkilden, når spenningen over kapasitansen når en på forhånd bestemt verdi, for derved å utlade kapasitansen i primærviklingen, og frembringe en høyspent puls over sekundærviklingen og dermed over lampen, der energien for denne puls i det vesentlige avledes fra den ladning som er lagret i kapasitansen. The invention is thus based on an ignition circuit for an electric discharge lamp with the lamp connected to an alternating current source for operating the lamp, comprising an up-transforming transformer with a primary and a secondary winding, where the lamps are connected via the transformer's secondary winding, and the invention is broadly characterized by a resistor, rectifier and a capacitance connected to form a charging circuit for unidirectional charging of the capacitance with a circuit for supplying electrical energy from the power source to the charging circuit for unidirectional charging of the capacitance, and a discharge circuit affected by the voltage developed across the capacitance to connect this across the primary winding in the transformer independent of the alternating current source, when the voltage across the capacitance reaches a predetermined value, thereby discharging the capacitance in the primary winding, and producing a high-voltage pulse across the secondary winding and thus across the lamp, where the energy for this pulse in the essential is derived from the charge stored in the capacitance.

Et annet trekk ved oppfinnelsen består i at utladningskretsen omfatter en halvleder med tre elektroder, der banen mellom dens to elektroder er koplet i serie med primærviklingen over kapasitansens klemmer, mens styreanordninger er innrettet til å påvirke styreelektrodens potensial i halvlederen som resultat av den spenning som fremkommer over kapasitansen, og dessuten kan halvlederen med tre elektroder være en styrt silisiumlikeretter, mens styreinnretningen kan omfatte en brytende halvlederanordning med to elektroder. Another feature of the invention is that the discharge circuit comprises a semiconductor with three electrodes, where the path between its two electrodes is connected in series with the primary winding over the terminals of the capacitance, while control devices are arranged to influence the potential of the control electrode in the semiconductor as a result of the voltage that appears over the capacitance, and furthermore the semiconductor with three electrodes can be a controlled silicon rectifier, while the control device can comprise a switching semiconductor device with two electrodes.

I e!n tennkrets i henhold til oppfinnelsen kan dessuten minst en del av motstanden være innrettet til å danne en spenningsdelekrets der bare en brøkdel av spenningen som tilføres ladekretsen av kraftkilden mates til kapasitansen i ladekretsen. In an ignition circuit according to the invention, at least part of the resistance can also be arranged to form a voltage reduction circuit where only a fraction of the voltage supplied to the charging circuit by the power source is fed to the capacitance in the charging circuit.

I henhold til oppfinnelsen omfatter tennkretsen dessuten beskyttelsesanordninger som skal hindre spenningen over kapasitansen fra å oppnå den nevnte, på forhånd bestemte verdi etter en på f.or-hånd bestemt driftsperiode for kretsen uten tenning av lampen f or - derved å hindre ytterligere frembringelse av de nevnte høyspente pulser. According to the invention, the ignition circuit also includes protective devices which are to prevent the voltage over the capacitance from reaching the aforementioned, predetermined value after a predetermined operating period for the circuit without ignition of the lamp, thereby preventing further generation of the said high-voltage pulses.

I noen utførelser kan beskyttelsesanordningene omfatte en temperaturfølsom motstand som er innkoplet i kretsen for å føre elektrisk energi fra kraftkilden til ladekretsen, der den temperatur-følsomme motstand blir elektrisk oppvarmet mens kretsen er i drift, slik at den.etter den nevnte, på forhånd bestemte periode får en slik verdi at maksimumspenningen som kapasitansen kan lades til ligger under den nevnte, på forhånd bestemte verdi. In some embodiments, the protection devices may comprise a temperature-sensitive resistor which is connected in the circuit to carry electrical energy from the power source to the charging circuit, where the temperature-sensitive resistor is electrically heated while the circuit is in operation, so that, according to the aforementioned, predetermined period gets such a value that the maximum voltage to which the capacitance can be charged is below the aforementioned, predetermined value.

I en alternativ utførelse kan bekyttelsesanordningene omfatte en transistor hvis emitter-kollektorbane er koplet over kapasitansen og anordninger som gjør transistoren ledende etter den nevnte, på forhånd bestemte periode- Anordningen som gjør transistoren ledende kan med fordel omfatte en ytterligere kapasitans som er koplet mellom basis og emitter i transistoren, og anordninger for gradvis økning av ladningen.i den nevnte ytterligere kapasitans når kretsen er i drift,slik at ladningen på den ytterligere kapasitans etter den nevnte på forhånd bestemte periode får en verdi som gjør transistoren ledende. In an alternative embodiment, the protection devices can comprise a transistor whose emitter-collector path is connected across the capacitance and devices that make the transistor conductive after the mentioned, predetermined period. The device that makes the transistor conductive can advantageously comprise a further capacitance that is connected between base and emitter in the transistor, and devices for gradually increasing the charge in said additional capacitance when the circuit is in operation, so that the charge on the additional capacitance after said predetermined period acquires a value that makes the transistor conductive.

Oppfinnelsen vil i det følgende bli forklart nærmere under henvisning til tegningene der: Fig. 1 er et delvis skjematisk koplingsskjema som viser fremgangsmåtene ved oppkopling av enkelte foretrukne utførelses-former for oppfinnelsen i en elektrisk utladningslampekrets, The invention will be explained in more detail in the following with reference to the drawings in which: Fig. 1 is a partial schematic connection diagram showing the methods for connecting certain preferred embodiments of the invention in an electric discharge lamp circuit,

fig. 2 likner fig. 1, men angår en bestemt type utladningslampekrets, fig. 2 is similar to fig. 1, but relates to a specific type of discharge lamp circuit,

fig.. 3, 4, .5 og 6 er koplingsskjemaer for henholdsvis fire forskjellige foretrukne utførelsesformer for oppfinnelsen, fig.. 3, 4, .5 and 6 are connection diagrams for respectively four different preferred embodiments of the invention,

fig. 7 og 8 er ufullstendige, delvis skjematiske koplingsskjemaer som viser modifiserte former for oppfinnelsen. fig. 7 and 8 are incomplete, partially schematic wiring diagrams showing modified forms of the invention.

På fig. 1 har de foretrukne utførelsesformer for oppfinnelsen form av en to-terminals tennkrets 1 med terminaler 2 og 3 som utgjør både inngangs- Og utgangsterminalene til tennkretsen, og som er beregnet på å bli.koplet til henholdsvis terminaléne 4 og 5 på en elektrisk utladningslampe 6 som er koplet til kraftkildeterminalene 7 og 8 ved hjelp av et vanlig kjent regulerings- og beskyttelses-apparat 9. Apparatet 9 kan f.eks. omfatte minst en spole, med eller uten uttak, pg/eller annet baHastelement (f.eks. en elektronisk ballast), og/eller minst en transformator, sammen med en effektfaktorkorrigerende kapasitet. Det er. således klart. at.tennkretsen.1 om nødvendig kan bli plasert fjernt, fra lampen. 6, apparatet 9.og kraft-tilførselsterminalene 7 og 8, idet fjerntilkoplingen skjer ved hjelp av de to ledningsforbindelser fra terminalene 4, 5 til henholdsvis terminalene 2, 3. Tennkretsen.1 kan således relativt lettvint bli tilføyet en eksisterende krets for eh elektrisk utladningslampe. In fig. 1, the preferred embodiments of the invention take the form of a two-terminal ignition circuit 1 with terminals 2 and 3 which constitute both the input and output terminals of the ignition circuit, and which are intended to be connected respectively to terminals 4 and 5 of an electric discharge lamp 6 which is connected to the power source terminals 7 and 8 by means of a commonly known regulation and protection device 9. The device 9 can e.g. include at least one coil, with or without an outlet, pg/or other baHast element (e.g. an electronic ballast), and/or at least one transformer, together with a power factor correcting capacity. It is. thus clear. that, if necessary, the ignition circuit 1 can be placed far away from the lamp. 6, the device 9 and the power supply terminals 7 and 8, as the remote connection takes place by means of the two wire connections from the terminals 4, 5 to the terminals 2, 3 respectively. The ignition circuit 1 can thus relatively easily be added to an existing circuit for an electric discharge lamp .

Tennkretsen 1 er innrettet til å reagere på den spenning som bygges opp mellom låmpeterminalene 4 og 5 av kraftkilden, til å generere relativt høyspente pulsér som tilføres av kretsen 1 til terminalene 4 og 5 for å få lampen 6 til å tenne. The ignition circuit 1 is arranged to respond to the voltage built up between the lamp terminals 4 and 5 of the power source, to generate relatively high voltage pulses which are supplied by the circuit 1 to the terminals 4 and 5 to cause the lamp 6 to light.

I de arrangementer som skal beskrives er det antatt at kraftkildeterminalene 7 og 8 er koplet til kraftkildén ved hjelp av en egnet av/på-bryterinnretning (av vanlig kjent type) for styring av lampens drift. I de arrangementer som skal beskrives antas det at kraftkilden er én vekselstrømkilde, men det er et trekk ved oppfinnelsen at den også kan benyttes når kraftkilden eir en likestrøms-kilde. In the arrangements to be described, it is assumed that the power source terminals 7 and 8 are connected to the power source by means of a suitable on/off switch device (of a commonly known type) for controlling the operation of the lamp. In the arrangements to be described, it is assumed that the power source is one alternating current source, but it is a feature of the invention that it can also be used when the power source is a direct current source.

I dé arrangementer som vil bli beskrevet antas det at lampen 6 er en høytrykks natriumutladningslampe, men oppfinnelsen kan også anvendes på andre høytrykksutlådningslamper og også lav-trykksutladningslamper. Fig. 2 viser en spesielt varietet av kretsen på fig. 1. I dette tilfelle omfatter regulerings- bg beskytteisésappåratet 9 en ballast 10 som er koplet 'i serie med lampen '6 til kraf tkildeterminal-ene 7 og 8 som er shuntet av en efféktfaktor-korrigerénde kapasitet 11. Fig. 3 er et koplingsskjerna over en form for tennkrets 1. Terminalene 2 og 3 er forbundet ved en spenningsdelerkets som omfatter motstander R,,, R-j og R4. Motstanden B.^ er koplet i serie med motstanden R^ som er parallellkoplet med de seriekoplede motstander R2 og R^. Motstanden R2 er en termistor (sé nedenfor). In the arrangements that will be described, it is assumed that the lamp 6 is a high-pressure sodium discharge lamp, but the invention can also be applied to other high-pressure discharge lamps and also low-pressure discharge lamps. Fig. 2 shows a particular variety of the circuit in fig. 1. In this case, the regulation and protection device 9 comprises a ballast 10 which is connected in series with the lamp 6 to the power source terminals 7 and 8 which are shunted by a power factor correcting capacity 11. Fig. 3 is a connection core above a form of ignition circuit 1. Terminals 2 and 3 are connected by a voltage divider circuit comprising resistors R,,, R-j and R4. The resistor B.^ is connected in series with the resistor R^ which is connected in parallel with the series-connected resistors R2 and R^. The resistor R2 is a thermistor (see below).

Utgangen fra spenningsdelérkretsen som er tatt over motstanden R^, føres ved hjelp av en diodélikeretter til en elektrolyttisk kapasitet som for det første er parallellkoplet med katode til anodekretsén til en tyristor (styrt silisiumlikeretter) SCR^ som er koplet i serie med primærviklingen i en puls transformator T^j^ for opptransformering av spenningen, og for det andre med en zenerdiode som er koplet i serie med styre-elektrode- til katode-' kretsen for tyristorén SCR1• The output of the voltage divider circuit taken across the resistor R^ is fed by means of a diode rectifier to an electrolytic capacitor which is firstly connected in parallel with the cathode of the anode circuit of a thyristor (controlled silicon rectifier) SCR^ which is connected in series with the primary winding in a pulse transformer T^j^ for up-transforming the voltage, and secondly with a zener diode which is connected in series with the control-electrode-to-cathode circuit for the thyristor SCR1•

Sekundærviklingen til transformatorén T, er koplet i serie med en hjelpekapasitet C~' mellom terminalene 2 og '3. The secondary winding of the transformer T is connected in series with an auxiliary capacity C~' between terminals 2 and '3.

Under:. henvisning til. fig.' 1 og 2 . vil arrangementet av regulerings- og beskyttelsesapparatet 8 (f.eks. ballasten 10 og kapasiteten 11) og lampen 6 vanligvis være slik.at en relativt stor vekselspenning (med kildef rekvensen). vil utvikles over lampen 6 Under:. reference to. fig.' 1 and 2. the arrangement of the regulation and protection apparatus 8 (e.g. the ballast 10 and the capacity 11) and the lamp 6 will usually be such that a relatively large alternating voltage (with the source frequency). will develop above the lamp 6

når en vekselstrømkilde.koples til-terminalene 7 og. 8 og før.lampen 6. tennes og når.tennkretsen 1 ikke er tilstede, og denne vekselspen-; when an alternating current source is connected to the terminals 7 and. 8 and before the lamp 6 is lit and when the ignition circuit 1 is not present, and this alternating voltage;

ning har en tendens til å bli redusert når lampen 6 har blitt tent. Kretsen på fig. 3 er: beregnet på å benytte dette'fenomen og er derfor innrettet (se nedenfor) til mellom, terminalene 2. og 3 å danne en impedanse som (ved kildefrekvensen) er stor nok til å ha liten shuntvirkning på lampen 6 for derved-å ha liten virkning på den nevnte vekselspenning. : Kretsen på fig. 3 virker således som følger. Når en vekselstrømkilde koples til.terminalene 7 og 8 (fig. 1, 2) og før lampen 6 tenner, opptrer en del av,den relativt store vekselspenning over motstanden slik at kapasiteten C, har en tendens til å bli ladet i en retning ved annenhver halvperiode til spenningen. ning tends to be reduced when the lamp 6 has been lit. The circuit of fig. 3 is: intended to utilize this phenomenon and is therefore arranged (see below) to form between terminals 2 and 3 an impedance which (at the source frequency) is large enough to have little shunt effect on the lamp 6 thereby-to have little effect on the aforementioned alternating voltage. : The circuit in fig. 3 thus works as follows. When an alternating current source is connected to the terminals 7 and 8 (fig. 1, 2) and before the lamp 6 lights up, a part of the relatively large alternating voltage appears across the resistor so that the capacity C tends to be charged in a direction at every other half period to the voltage.

Hastigheten til. økningen av den ensrettede ladning- på og spenningen over kapasiteten C, bestemmes av den effektive tidskonstant i den motstands-kapasitetskrets om utgjøres av og R^, og med arrangementet ifølge oppfinnelsen kan denne, tidskonstant,gjøres relativt stor. Når en vekselstrømkilde er koplet til terminalene The speed of. the increase of the rectified charge on and the voltage across the capacity C is determined by the effective time constant in the resistance-capacity circuit if constituted by and R^, and with the arrangement according to the invention this time constant can be made relatively large. When an AC source is connected to the terminals

7 og 8 (fig. 1,2) kan således tidskonstanten: gjøres (i motsetning 7 and 8 (fig. 1,2) the time constant: can thus be done (in contrast

til vanlig praksis) større enn vekselstrømkildens periode. I typiske arrangementer, enten kraftkilden er likestrøm.-eller vekselstrøm, to common practice) greater than the period of the AC source. In typical arrangements, whether the power source is direct current or alternating current,

kan den effektive tidskonstant være av størrelsesorden et sekund eller mer. the effective time constant can be of the order of a second or more.

Kapasiteten C, har en tendens til å bli oppladet til en spenning som er mindre enn den vekselspenning som utvikles over lampen 6 og som bestemmes av spenningsdelerkretsen. The capacitance C, tends to be charged to a voltage which is less than the alternating voltage which is developed across the lamp 6 and which is determined by the voltage divider circuit.

Zenerdioden Z^ . er valgt og koplet (tatt i betraktning den spenning hvorved ledning av tilbakestrøm forekommer) slik The zener diode Z^ . is selected and connected (taking into account the voltage at which conduction of return current occurs) as follows

sammen med tyristoren SCR-^, at zenerdioden begynner å . lede og . be-virker at styreelektroden på tyristoren trigger tyristoren.når den ensrettede spenning som utvikles over kapasiteten C^.når en på , forhånd bestemt spenning; som med'fordel er noe.lavere enn den ønskede spenning. together with the thyristor SCR-^, that the zener diode begins to . lead and . causes the control electrode on the thyristor to trigger the thyristor. when the rectified voltage that develops over the capacity C^. when a pre-determined voltage on ; which has the advantage of being somewhat lower than the desired voltage.

Når tyristoren. SCR^ er trigget, begynner. kapasiteten C-^When the thyristor. SCR^ is triggered, begins. the capacity C-^

å lade ut via tyristorens anode- og katodekrets inn i transformatorens Ti primærvikling, hvorved det genereres en høyspent puls i sekundærviklingen, idet arrangementet er slik at utladningsstrømmen fra kapasiteten er tilstrekkelig til å overvinne virkningene av magnetiseringen av transformatoren og en hvilken som helst belastning på sekundærviklingen som skyldes ionesering inne i lampen 6 før lampen tenner. Begynnelsen på utladningen av kapasiteten C-^ inn i primærviklingen har en tendens til å frembringe en rekke dempede elektriske svingninger med relativt høy frekvens (f.eks. 200 KHz) i primær- og sekundærviklingene i transformatoren . I hver oscilla-sjonsrekke i sekundærviklingen utgjør den første halvsyklus den høy-spente puls som det ovenfor er referert til og som først og fremst er beregnet på å virke til å tenne lampen 6. Svingningene i primærviklingen har en tendens til å modifisere utladningen av kapasiteten gjennom anode- katodekretsen i tyristoren. I praksis dør rekken med svingninger ut etterhvert som kapasiteten C-^ begynner å bli fullt utladet inntil anode^ katodekretsen i tyristoren SCR^ ikke lenger leder. to discharge via the anode and cathode circuits of the thyristor into the primary winding of the transformer Ti, thereby generating a high voltage pulse in the secondary winding, the arrangement being such that the discharge current from the capacitance is sufficient to overcome the effects of the magnetization of the transformer and any load on the secondary winding which is due to ionization inside the lamp 6 before the lamp lights up. The beginning of the discharge of the capacitance C-^ into the primary winding tends to produce a series of damped electrical oscillations of relatively high frequency (eg 200 KHz) in the primary and secondary windings of the transformer. In each series of oscillations in the secondary winding, the first half-cycle constitutes the high-voltage pulse referred to above and which is primarily intended to act to light the lamp 6. The oscillations in the primary winding tend to modify the discharge of the capacity through the anode-cathode circuit in the thyristor. In practice, the series of oscillations dies out as the capacity C-^ begins to be fully discharged until the anode^ cathode circuit in the thyristor SCR^ no longer conducts.

Hvis lampen 6 ikke har tent, vil kapasiteten deretter igjen bli oppladet i en retning til den ønskede spenning, inntil tyristoren SCR^ igjen trigges. If the lamp 6 has not lit, the capacity will then again be charged in one direction to the desired voltage, until the thyristor SCR^ is again triggered.

Den relativt lave gjentagélsesfrekvens for de høyspente pulser bestemmes av den relativt store (se ovenfor) effektive tidskonstant ved ladning av kapasiteten C^. Det er tidligere blitt ment at det er nødvendig med en pulsgjentagelsesfrekvens som ikke er lavere enn frekvensen til vekselstrømkilden for å tenne en lampe 6 The relatively low repetition frequency for the high-voltage pulses is determined by the relatively large (see above) effective time constant when charging the capacity C^. It has previously been thought that a pulse repetition rate not lower than the frequency of the alternating current source is required to light a lamp 6

av høytrykksutladningstypen, men det har vist seg at med passende konstruerte kretser ifølge oppfinnelsen, innrettet til å frembringe hæyspente pulser med tilstrekkelig pulsbredde og inneholdende tilstrekkelig energi, er en slik relativt høy pulsgjentagelsesfrekvens ikke nødvendig. Denne reduksjon av pulsgjentagelsesfrekvensen virker til å redusere radiointerferehs som skyldes nettet. of the high-pressure discharge type, but it has been shown that with suitably constructed circuits according to the invention, arranged to produce high-voltage pulses with sufficient pulse width and containing sufficient energy, such a relatively high pulse repetition frequency is not necessary. This reduction of the pulse repetition rate acts to reduce radio interference caused by the network.

Når kretsen på fig. 3 benyttes som tennkretsen 1 for utladningslampekretser av de typer som er vist på fig. 1 og 2, vil apparatet 9 (f.eks. ballasten 10 og kapasiteten 11 på fig. 2) virke som et lavpassfilter som virker til å forhindre at de høyspente pulser genererer radiointerférehs i den kraftkilde som er koplet til terminalene 7 og 8. When the circuit in fig. 3 is used as the ignition circuit 1 for discharge lamp circuits of the types shown in fig. 1 and 2, the device 9 (e.g. the ballast 10 and the capacitor 11 in Fig. 2) will act as a low-pass filter which acts to prevent the high-voltage pulses from generating radio interference in the power source connected to the terminals 7 and 8.

Når lampen 6 tennes, reduseres den vekselspenning (se. ovenfor) som bygges opp over lampen, slik at den spenning som til- When the lamp 6 is lit, the alternating voltage (see above) that builds up across the lamp is reduced, so that the voltage that

føres spenningsdelerkretsen reduseres , hvorved den spenning som spenningen over kapasiteten bygges opp til reduseres til en verdi som er utilstrekkelig til å bevirke at zenerdioden Z^ begynner å is conducted, the voltage divider circuit is reduced, whereby the voltage to which the voltage across the capacity builds up is reduced to a value insufficient to cause the zener diode Z^ to begin

lede. Tyristoren SCR^forhindres derved fra å fortsette å tenne slik at ytterligere generering av høyspente pulser forhindres.. lead. The thyristor SCR^ is thereby prevented from continuing to fire so that further generation of high voltage pulses is prevented.

Hvis lampen 6 imidlertid ikke tenner,, vil den. nevnte, relativt store vekselspenning fortsatt forekomme over lampen 6, og den vil fortsatt påtrykke spenningsdelerketsen. Termistoren R2 er sammen med de andre motstander i spenningsdelerkretsen valgt og ...... koplet slik at den fortsatte tilstedeværelse av den relativt høye spenning vil bevirke en slik oppvarming av termistoren R,,, at dens motstand etter en på forhånd bestemt tidsperiode (med fordel av: størrelsesorden 1 til 5 minutter) synker til en verdi som er til-. strekkelig lav til å redusere den spenning som kapasiteten C, lades opp mot, til at kapasiteten ikke er i stand til å bevirke at zenerdioden Z^ leder. Tyristoten SCR^ forhindres således fra fortsatt å If, however, the lamp 6 does not light, it will. mentioned, relatively large alternating voltage will still occur across the lamp 6, and it will still apply pressure to the voltage divider circuit. The thermistor R2, together with the other resistors in the voltage divider circuit, is selected and ... connected so that the continued presence of the relatively high voltage will cause such a heating of the thermistor R,,, that its resistance after a predetermined period of time ( with the benefit of: order of magnitude 1 to 5 minutes) decreases to a value which is to-. sufficiently low to reduce the voltage to which the capacitance C, is charged, until the capacitance is unable to cause the zener diode Z^ to conduct. The thyristor SCR^ is thus prevented from continuing to

bli trigget, slik at ytterligere generering av høyspente pulser forhindres. Dette er et fordelaktig trekk fordi fortsatte høyspente pulser virker til å belaste ledningsnettet i startkretsen og i lampe-kretsen og skaper muligheter for radiointerferens hvis lampen 6 ikke tenner. be triggered, so that further generation of high-voltage pulses is prevented. This is an advantageous feature because continued high voltage pulses act to stress the wiring in the starting circuit and in the lamp circuit and create opportunities for radio interference if the lamp 6 does not light.

Oppvarmingen av termistoren R2 kan økes ved at det til-veiebringes en effektiv termisk kopling (16, fig. 3) mellom termistoren R2 og motstanden R^, hvorved oppvarmingen av motstanden R^ over-føres til termistoren R2 mens den relativt høye vekselspenning forekommer. Termistoren R2 kan således, f.eks. være montert tett inntil motstanden R^, eller inne i motstanden R^ hvis den er hul. The heating of the thermistor R2 can be increased by providing an effective thermal coupling (16, fig. 3) between the thermistor R2 and the resistor R^, whereby the heating of the resistor R^ is transferred to the thermistor R2 while the relatively high alternating voltage occurs. The thermistor R2 can thus, e.g. be mounted close to the resistor R^, or inside the resistor R^ if it is hollow.

Hvis krafttilførselen til lampen 6 avbrytes, vil kretsen If the power supply to the lamp 6 is interrupted, the circuit will

på fig. 3 automatisk begynne å. virke når kraftkilden igjen koples inn. on fig. 3 automatically start to work when the power source is reconnected.

Hvis lampen 6 ikke tenner og erstattes uten at kraftkilden koples fra terminalene 7, 8 kan kretsen på fig. 3 returneres til vanlig drift ved å kortslutte lampeterminalene 4, 5 tilstrekkelig, lenge til at termistoren R2 kan bli tilstrekkelig.avkjølt. If the lamp 6 does not light and is replaced without the power source being disconnected from the terminals 7, 8, the circuit in fig. 3 is returned to normal operation by short-circuiting the lamp terminals 4, 5 sufficiently long for the thermistor R2 to cool sufficiently.

Som ovenfor nevnt er kretsen på fig. 3 innrettet til mellom terminalene 2 og 3 å utgjøre en impedans som (ved den kildefrekvens som er vekselstrømkilde som lampen 6 er beregnet på å bli drevet av) er stor nok til å ha liten shuntvirkning på lampen 6. As mentioned above, the circuit in fig. 3 is arranged between terminals 2 and 3 to form an impedance which (at the source frequency which is the alternating current source which the lamp 6 is intended to be powered by) is large enough to have little shunt effect on the lamp 6.

Dette gjøres på den ene side ved å velge størrelsen på motstandene i spenningsdelerkretsen slik at den impedans som kretsen utgjør mellom terminalene 2 og 3 ved kildefrekvensen er relativt stor, og på den annen side ved at kapasiteten C 2 vf.lges relativt liten slik at den har forholdsvis høy impedans ved kildefrekvensen. Med disse foranstaltninger belastes ikke de høyspente pulser som genereres i sekundærviklingen for meget av spenningsdelerkretsen. This is done on the one hand by choosing the size of the resistors in the voltage divider circuit so that the impedance that the circuit forms between terminals 2 and 3 at the source frequency is relatively large, and on the other hand by keeping the capacity C 2 relatively small so that the has relatively high impedance at the source frequency. With these measures, the high-voltage pulses generated in the secondary winding are not burdened too much by the voltage divider circuit.

En ytterligere fordel ved denne høyimpedanskopling er at kretsen på fig. 3 kan bli betraktet som bestående av en relativt høyspent del der det genereres høyspente pulser, og. en relativt lavspent del (som særlig omfatter kapasiteten C^, zenerdioden Z^ og tyristoren SCR^, hvilke elementer bare behøver å ha lave nominelle spenningsdata). A further advantage of this high-impedance coupling is that the circuit of fig. 3 can be considered as consisting of a relatively high-voltage part where high-voltage pulses are generated, and. a relatively low-voltage part (which in particular includes the capacitor C^, the zener diode Z^ and the thyristor SCR^, which elements only need to have low nominal voltage data).

I et typisk arrangement av kretsen på fig. 3, der lampen 6 var beregnet på å bli aktivert av en 50 Hz vekselstrømkilde med en spenning på 200 til 250 volt, var størrelsene på R^, R^ og R^ henholdsvis 39, 3.3 og 39 kg, R2 var en G54B termistor med en kaldmotstand av størrelsesorden 50 kgohm, D, var en PLA003 (200 volt) diodelikeretter, C. var en 50 mikrofarad 50 volt elektrolyttisk kapasitet, C1 var en IN4179 (50 volt) zenerdiode SCR1 var en MCR 406-2 (60 volt) tyristor, T1 hadde et viklingsforhold på 3 til 380 pg C2 var en 10.000 mikrofarad (300 volt vekselstrøm) kapasitet. Med dette arrangement har produktet C-^ R^ en varighet på omtrent 2 sekunder, slik at den effektive tidskonstant ved oppladning av kapasiteten C, er omtrent 4 sekunder (fordi kapasiteten C, bare lades annenhver halvsyklus når det benyttes en vekselstrømkilde). Kretsen produserte omtrent hvert fjerde sekund, bg mellom terminalene 2 og 3 en rekke dempede svingningninger med frekvens på omtrent 200 kHz. Den første svingning i hver serie, det vil si høyspenningspulsen, hadde en amplitude på omtrent 4,7 kilovolt og en pulsbredde på omtrent 5 mikro-sekunder. In a typical arrangement of the circuit of FIG. 3, where the lamp 6 was intended to be activated by a 50 Hz alternating current source with a voltage of 200 to 250 volts, the sizes of R^, R^ and R^ were 39, 3.3 and 39 kg respectively, R2 was a G54B thermistor with a cold resistor of the order of 50 kgohm, D, was a PLA003 (200 volt) diode rectifier, C. was a 50 microfarad 50 volt electrolytic capacitor, C1 was an IN4179 (50 volt) zener diode SCR1 was an MCR 406-2 (60 volt) thyristor , T1 had a turns ratio of 3 to 380 pg C2 was a 10,000 microfarad (300 volts ac) capacity. With this arrangement, the product C-^ R^ has a duration of about 2 seconds, so that the effective time constant for charging the capacity C is about 4 seconds (because the capacity C is only charged every second half-cycle when an alternating current source is used). The circuit produced approximately every four seconds, bg between terminals 2 and 3 a series of damped oscillations with a frequency of approximately 200 kHz. The first oscillation in each series, that is, the high voltage pulse, had an amplitude of about 4.7 kilovolts and a pulse width of about 5 microseconds.

Kretsen på fig. 4 er identisk med den på fig. 3 bortsett fra at spenningsdelerkretsen har en noe annen form og omfatter motstander Rc, R, og R som er koplet i serie, idet motstanden R, er en The circuit of fig. 4 is identical to that in fig. 3 except that the voltage divider circuit has a slightly different shape and comprises resistors Rc, R, and R which are connected in series, the resistor R, being a

DD/ O DD/O

termistor som termisk er koplet (i likhet med tilfellet på fig. 3) til motstanden R^, dg utgangen fra spenningsdelerkretsen tas over de seriekoplede motstander Rg og R^. Virkemåte og arrangement for kretsen på fig. 4 er ellers lik den på fig. 3, idet passende verdier thermistor which is thermally coupled (as in the case of Fig. 3) to the resistor R^, dg the output of the voltage divider circuit is taken across the series-connected resistors Rg and R^. Operation and arrangement of the circuit in fig. 4 is otherwise similar to that in fig. 3, being appropriate values

for motstandene R,, og R^ er henholdsvis .43. og 6,8 kiloohm, mens termistoren var av typen CZ 10 (som har en kaldmotstand på .4 , 7 kgohm) . for the resistors R,, and R^ are respectively .43. and 6.8 kilohms, while the thermistor was of the CZ 10 type (which has a cold resistance of .4, 7 kilohms).

Kretsen på fig. 5 er stort sett lik den på fig. 3 og 4 bortsett fra den krets som styrer oppladningen av kapasiteten C^. The circuit of fig. 5 is largely similar to that in fig. 3 and 4 except for the circuit which controls the charging of the capacity C^.

I tilfellet på fig. 5 er terminalen 2 via seriekoplingen av en motstand Rg, en zenerdiode Z_ og en diodelikeretter D2, koplet til et felles punkt 19 som er koplet til terminalen 3 gjennom seriekoplede motstander Rg og R-^q* Punktet 19 er også koplet til en ende 20 av kapasiteten C, hvis andre ende er koplet til terminalen 3 via en motstand Rn* In the case of fig. 5, the terminal 2 via the series connection of a resistor Rg, a zener diode Z_ and a diode rectifier D2, is connected to a common point 19 which is connected to the terminal 3 through series connected resistors Rg and R-^q* The point 19 is also connected to an end 20 of the capacity C, the other end of which is connected to terminal 3 via a resistor Rn*

Motstanden R^g er parallellkoplet med en elektrolyttisk kapasitet som igjen er parallellkoplet med en krets som omfatter en zenerdiode Z^ som er koplet i serie med emitter-basiskretsen i en transistor X^ hvis kollektor via en motstand R-^2' er koplet til terminalen 20 . The resistor R^g is connected in parallel with an electrolytic capacity which in turn is connected in parallel with a circuit comprising a zener diode Z^ which is connected in series with the emitter-base circuit of a transistor X^ whose collector via a resistor R-^2' is connected to the terminal 20 .

Transistoren X1 (se nedenfor) er vanligvis ikke ledende, slik at den ikke påvirker oppladningen av kapasiteten C^. Når kretsen på fig. 5 (som tidligere) er koplet over en lampe 6 som skal akti-veres av en vekselstrømkilde, virker motstandene RQ, Rn og R, n som en spenningsdelerkrets hvis utgangssignal bygges opp over de seriekoplede motstander Rg og R^g for, som tidligere, å bygge opp en spenning som kapasiteten C-^ lades opp mot ved hjelp av motstanden R-q • The transistor X1 (see below) is usually non-conductive, so that it does not affect the charging of the capacitor C^. When the circuit in fig. 5 (as before) is connected across a lamp 6 which is to be activated by an alternating current source, the resistors RQ, Rn and R, n act as a voltage divider circuit whose output signal is built up across the series-connected resistors Rg and R^g for, as before, to build up a voltage against which the capacity C-^ is charged by means of the resistance R-q •

Diodelikerettere D2 virker på samme måte som den. tidligere diodelikeretter D^, men tillater i dette tilfelle bare at annenhver halvsyklus i vekselspenningen (med kildefrekvens) å opptre over lampen 6 for å bevirke at strøm flyter gjennom spenningsdelerkretsen. Diode rectifiers D2 work in the same way as it. earlier diode rectifier D^, but in this case only allows every other half-cycle of the alternating voltage (with source frequency) to occur across the lamp 6 to cause current to flow through the voltage divider circuit.

I dette tilfelle gjøres den effektive tidskonstant for den motstand-kapasitetskrets som utgjøres av C^, Rg og R^ igjen relativt stor. In this case, the effective time constant for the resistance-capacitance circuit formed by C^, Rg and R^ is again made relatively large.

Så lenge transistoren X, forblir ikke ledende, virker kretsen på fig. 5 omtrent på samme måte som kretsene på fig. 3 og 4, As long as the transistor X, does not remain conducting, the circuit of fig. 5 in much the same way as the circuits in fig. 3 and 4,

i og med at før lampen 6 tenner, vil tyristoren SCR^ gjentatte ganger blitt sikret til å bevirke generering av høyspente pulser, mens det i motsetning til de tidligere beskrevne kretser ikke vil bli bygget opp noen spenning over kapasitetene C, når lampen .6 tenner. Mangelen på spenning over kapasitet C, forhindrer, ytterligere generering av pulser.. in that before the lamp 6 lights up, the thyristor SCR^ will be repeatedly secured to cause the generation of high-voltage pulses, while, in contrast to the previously described circuits, no voltage will be built up above the capacities C, when the lamp .6 lights up . The lack of voltage above capacity C prevents further generation of pulses.

Transistoren X^ er innrettet til å bli ledende hvis lampen ikke tenner innen et på forhånd bestemt tidsrom fra den relativt høye spenning (med kildefrekvens) opptrer over lampen 6. Hvis denne vekselspenning fortsetter, vil således kapasiteten C, bli ladet opp i en retning, idet hastigheten til Økningen av ladningen bestemmes av den effektive tidskonstant i den motstands-kapasitetskrets som utgjøres av C^, Rg og Rg, og den spenning som kapasiteten C, lades opp mot, bestemmes av spenningsdelerkretsen. Arrangementet er slik at hvis lampen 6 ikke tenner i løpet av en på forhånd bestemt tidsperiode (med fordel av størrelsesorden 1 til 5 minutter) så The transistor X^ is arranged to become conductive if the lamp does not ignite within a predetermined period of time from the relatively high voltage (with source frequency) appearing across the lamp 6. If this alternating voltage continues, the capacity C, will thus be charged in a direction, the rate of increase of the charge being determined by the effective time constant in the resistance-capacity circuit formed by C^, Rg and Rg, and the voltage to which the capacity C, is charged, is determined by the voltage divider circuit. The arrangement is such that if the lamp 6 does not light up during a predetermined period of time (with an advantage of the order of 1 to 5 minutes) then

blir den ensrettede spenning som utvikles over kapasiteten C tilstrekkelig stor til å bevirke at zenerdioden Z_ leder, hvorved transistoren X. blir ledende og derved effektivt kopler motstanden R12the rectified voltage developed across the capacitance C becomes sufficiently large to cause the zener diode Z_ to conduct, whereby the transistor X. becomes conductive and thereby effectively switches the resistor R12

i parallell med kapasiteten C^, med det resultat at den spenning som kapasiteten lades opp mot reduseres tilstrekkelig til å forhindre ytterligere trigging av tyristoren SCR^ Når transistoren X.^ har blitt gjort ledende, er den resulterende belastning på kapasiteten C 3 relativt liten, slik at ladningen på kapasiteten er tilstrekkelig til å holde transistoren ledende. in parallel with the capacitance C^, with the result that the voltage to which the capacitance is charged is reduced sufficiently to prevent further triggering of the thyristor SCR^ When the transistor X.^ has been made conductive, the resulting load on the capacitance C 3 is relatively small, so that the charge on the capacitance is sufficient to keep the transistor conducting.

Hvis imidlertid lampen 6 tenner" vil den vekselspenning (med kildefrekvens) som opptrer o ver den tente lampe være tilstrekkelig i ledende halvperioder for diodelikeretteren D2, til å lade' kapasiteten tilstrekkelig opp til å bringe transistoren X^ til ledende tilstand. Dette forhindres av zenerdioden Z2 som er koplet mot diodelikeretteren D2«If, however, the lamp 6 lights up, the alternating voltage (with source frequency) which appears across the lit lamp will be sufficient in conducting half-cycles for the diode rectifier D2, to charge up the capacity sufficiently to bring the transistor X^ into the conducting state. This is prevented by the zener diode Z2 which is connected to the diode rectifier D2«

I en typisk krets av den form som er vist på fig. 5 In a typical circuit of the form shown in fig. 5

var komponentene C^, Z^, SCR^, og C2 de samme som på fig. 3. Motstandene Rg, Rg, R-^ °<3 R12 henholdsvis 39 kgohm, 2,2 megaohm, 2,2 megaohm, 10 kgohm og 2,2 kgohm. Diodelikeretteren D2 var av typen PL4004 (400 volt), zenerdiodene Z2 og Z^ henholdsvis av typene In4192 (180 volt) og type MR56 (5,6 volt), C3 var en 400 mikrofarad (6 volt) elektrolyttisk kapasitet, og x^ var en 2N4 289-transistor. were the components C^, Z^, SCR^, and C2 the same as in fig. 3. The resistors Rg, Rg, R-^ °<3 R12 respectively 39 kgohm, 2.2 megohm, 2.2 megohm, 10 kgohm and 2.2 kgohm. Diode rectifier D2 was of type PL4004 (400 volts), zener diodes Z2 and Z^ of types In4192 (180 volts) and type MR56 (5.6 volts), respectively, C3 was a 400 microfarad (6 volts) electrolytic capacitor, and x^ was a 2N4 289 transistor.

Kretsen på fig. 6 er identisk med kretsen på fig. 5, bortsett fra at motstanden R^2 er erstattet av en diodelikeretter D3 med et slikt polaritet at når transistoren X^ er ledende, vil kapasiteten C.^ utlades gjennom diodelikeretteren D^. Kretsen virker stort sett på samme måte som kretsen på fig. 5, bortsett fra at méns motstanden R12' i kretsen På fig. 5 kan la kapasiteten C^-blit utladet gjennom transistoren X^ når den ikke er ledende, og når tyristoren SCR^ er ledende, vil utbytningen med diodelikeretteren ha en tendens til å forhindre dette. The circuit of fig. 6 is identical to the circuit in fig. 5, except that the resistor R^2 is replaced by a diode rectifier D3 with such a polarity that when the transistor X^ is conducting, the capacity C.^ will be discharged through the diode rectifier D^. The circuit works largely in the same way as the circuit in fig. 5, except that while the resistor R12' in the circuit of fig. 5 can allow the capacitance C^ to be discharged through the transistor X^ when it is not conducting, and when the thyristor SCR^ is conducting, the compensation with the diode rectifier will tend to prevent this.

I en typisk krets av den form som er vist på fig. 6, var komponentene de samme som på fig. 5, bortsett fra at C, var en 320-mikrofarad (6 volt) elektrolyttisk kapasitet, og D3 var en D53 (40 volt) diodelikeretter. In a typical circuit of the form shown in fig. 6, the components were the same as in fig. 5, except that C was a 320-microfarad (6 volt) electrolytic capacitor, and D3 was a D53 (40 volt) diode rectifier.

Ved modifikasjoner av kretsene på fig. 3-6, kan tyristoren SCR.^ bli erstattet av forskjellige former for halvleder-innretninger med tre elektroder, og/eller zenerdioden Z, kan bli erstattet av andre styreanordninger som er innrettet til å styre elek-troden til den nevnte halvlederinnretning som følge av den spenning som bygges opp over kapasiteten C^. Styreinnretningen kan således f.eks. omfatte en lavinediode eller annen halvlederinnretning som erstatning for zenerdioden Z^, eller den kan omfatte et motstands-arrangement (f.eks. en spenningsdelerkrets som,er koplet over kapasiteten for å gi et utgangssignal som føres til styreelektrode-til-katodekretsen på halvlederinnretningen). Som et alternativ kan tyristoren SCR^ erstattes av en to-elektrodet halvlederinnretning (f.eks. en lavinediode) som er koplet i serie med primærviklingen over kapasiteten C^, idet zenerdioden Z^ utelates. I en ytterligere krets-modifikasjon kan halvbølgelikeretterne D, eller D2 erstattes av hel-bølgelikerettere. Dessuten kan transistoren X, og/eller zenerdioden Z^ bli erstattet av ekvivalente innretninger (på den generelle måte som ble nevnt ved innledningen til dette avsnitt, i det tilfelle som omfatter tyristoren SCR^). Dessuten kan transformatoren T, erstattes av en induktivitet med uttak (sammenlikn fig. 7 og 8). By modifying the circuits in fig. 3-6, the thyristor SCR.^ can be replaced by various forms of semiconductor devices with three electrodes, and/or the zener diode Z, can be replaced by other control devices which are arranged to control the electrode of the said semiconductor device as a result of the voltage that builds up over the capacity C^. The control device can thus e.g. comprise an avalanche diode or other semiconductor device as a substitute for the zener diode Z^, or it may comprise a resistor arrangement (eg a voltage divider circuit which is connected across the capacitance to provide an output signal which is fed to the control electrode-to-cathode circuit of the semiconductor device) . As an alternative, the thyristor SCR^ can be replaced by a two-electrode semiconductor device (eg an avalanche diode) which is connected in series with the primary winding across the capacitance C^, omitting the zener diode Z^. In a further circuit modification, the half-wave rectifiers D, or D2 can be replaced by full-wave rectifiers. Moreover, the transistor X and/or the zener diode Z^ can be replaced by equivalent devices (in the general way mentioned at the beginning of this section, in the case involving the thyristor SCR^). Furthermore, the transformer T, can be replaced by an inductance with an outlet (compare fig. 7 and 8).

Hvis kretsene på fig. 3 til 6 er beregnet på å tenne en lampe som skal drives fra en likestrømkilde må kilden være innrettet til å utvise høy impedans for forandringshastigheten til en generert puls, det vil si ved å innbefatte en liten reaktiv komponent. Inngangs impedansene til kretsene må også bli øket kunstig, både for å begrense den minste "PÅ" - strøm gjennom utladningsinnretningen til en på forhånd bestemt verdi, og for at pulshastigheten ikke skal for-andres for mye. If the circuits in fig. 3 to 6 are intended to light a lamp which is to be operated from a direct current source, the source must be arranged to exhibit a high impedance for the rate of change of a generated pulse, that is to say by including a small reactive component. The input impedances of the circuits must also be artificially increased, both to limit the smallest "ON" current through the discharge device to a predetermined value, and so that the pulse rate is not changed too much.

Fig. 7 er et ufullstendig, delvis skjematisk koplingsskjerna som viser en modifisert form for oppfinnelsen. I dette tilfelle er lampen 6 koplet til kraftkildeterminalene 7 og 8 (som er shuntet av den effektfaktorkorrigerende kapasitet 11) ved hjelp av sekundær- Fig. 7 is an incomplete, partially schematic connection core showing a modified form of the invention. In this case, the lamp 6 is connected to the power source terminals 7 and 8 (which are shunted by the power factor correcting capacity 11) by means of secondary

viklingen på en opptransformerende transformator T2• Tennkretsen -30 the winding of an up-transforming transformer T2• The ignition circuit -30

har den generelle form som på fig. 3 til . 6.bortsett fra at kapasi- has the general shape as in fig. 3 to . 6. except that capacity

teten T^ nå er innrettet til å lade ut gjennom tyristoren SCR^, the tee T^ is now arranged to discharge through the thyristor SCR^,

inn i primærviklingen på transformatoren T2. I dette tilfelle er således transformatoren T^ erstattet av transformatoren T2 hvis sekundærviklingen virker som en ballastspole for lampen 6 såvel som at den gir høyspente pulser på den generelle måte som er beskrevet ovenfor. Ved ytterligere modifikasjoner for oppfinnelsen kan trans- into the primary winding of the transformer T2. In this case, the transformer T^ is thus replaced by the transformer T2 whose secondary winding acts as a ballast coil for the lamp 6 as well as providing high-voltage pulses in the general manner described above. In case of further modifications to the invention, trans-

formatoren T2 (fig. 7) være erstattet av en induktivitet L med uttak (som antydet på fig. 8). the formatter T2 (fig. 7) be replaced by an inductance L with an outlet (as indicated in fig. 8).

I en ytterligere modifikasjon for de beskrevne koplinger In a further modification for the described couplings

er spenningsdelerkretsen, som er koplet mellom terminalene 2 og 3 is the voltage divider circuit, which is connected between terminals 2 and 3

på tennkretsen, koplet ikke til terminalene 4 og 5 på lampen 6, men til kraftkildeterminalene 7 og 8. I dette tilfelle kan transforma- on the ignition circuit, connected not to terminals 4 and 5 of lamp 6, but to power source terminals 7 and 8. In this case, the transformer can

toren T-^ benyttes med sekundærviklingen (sammen med seriekapasiteten C2) koplet mellom lampeterminalene 4 og 5, eller transformatoren tor T-^ is used with the secondary winding (together with the series capacitance C2) connected between the lamp terminals 4 and 5, or the transformer

T2 eller spolen L, som har uttak, kan benyttes på den måte som er T2 or the coil L, which has an outlet, can be used as is

vist på henholdsvis fig. 7 og 8. I dette tilfelle vil kapasiteten C1 virke til å fortsette å trigge tyristoren SCR1 etterat lampen shown respectively in fig. 7 and 8. In this case, the capacitance C1 will act to continue triggering the thyristor SCR1 after the lamp

6 har tent, inntil arbeidsoperasjonen stoppes av termistorens R26 has lit, until the work operation is stopped by the thermistor R2

(fig. 3) eller Rg (fig. 4) eller kapasiteten C3 (fig. 5, 6) utkoplende virkning. (fig. 3) or Rg (fig. 4) or the capacity C3 (fig. 5, 6) decoupling effect.

Claims (9)

1. Tennkrets for en elektrisk utladningslampe med lampen stående tilsluttet en vekselstrømkilde for drift av lampen, omfat-1. Ignition circuit for an electric discharge lamp with the lamp standing connected to an alternating current source for operating the lamp, comprising tende en opptransformerende transformator med en primær- og en sekundærvikling, der lampene er koplet over transformatorens sekundærvikling, karakterisert ved en motstand, likeretter og en kapasitans som er koplet for å danne en ladekrets for ensrettet ladning av kapasitansen med krets for tilførsel av elektrisk energi fra kraftkilden til ladekretsen for ensrettet oppladning av kapasitansen og en utladningskrets som påvirkes av den spenning som utvikles over kapasitansen for å kople denne over primærviklingen i transformatoren uavhengig av vekselstrømkilden, når spenningen over kapasitansen håren på forhånd bestemt verdi, for derved å utlade kapasitansen i primærviklingen og frembringe en høyspent puls over, sekundærviklingen og dérmed over lampen, der energien for denne puls i det vesentlige avledes fira ladning som er lagret i kapasitansen. tend an up-transforming transformer with a primary and a secondary winding, where the lamps are connected across the transformer's secondary winding, characterized by a resistance, rectifier and a capacitance which is connected to form a charging circuit for unidirectional charging of the capacitance with a circuit for supplying electrical energy from the power source of the charging circuit for unidirectional charging of the capacitance and a discharge circuit which is affected by the voltage developed across the capacitance to connect it across the primary winding in the transformer independent of the alternating current source, when the voltage across the capacitance reaches a predetermined value, thereby discharging the capacitance in the primary winding and produce a high-voltage pulse across the secondary winding and thus across the lamp, where the energy for this pulse is essentially diverted from the charge stored in the capacitance. 2. Tennkrets som angitt i krav 1,karakterisert v e d at utladningskretsen omfatter en halvleder med tre elektroder, der banen mellom dens to elektroder er koplet i serie med primærviklingen over kapasitansens klemmer mens styreanordninger er innrettet til å påvirke styreelektrodens potensial i halvlederen som resultat av den spenning som fremkommer over kapasitansen. 2. Ignition circuit as stated in claim 1, characterized in that the discharge circuit comprises a semiconductor with three electrodes, where the path between its two electrodes is connected in series with the primary winding across the clamps of the capacitance, while control devices are arranged to influence the potential of the control electrode in the semiconductor as a result of the voltage that appears across the capacitance. 3. Tennkrets som angitt i krav 2, karakterisert ved at halvlederen med tre elektroder er en styrt silisiiumlike-retter. 3. Ignition circuit as stated in claim 2, characterized in that the semiconductor with three electrodes is a controlled silicon rectifier. 4. Tennkrets som angitt i krav 2 eller 3, karakterisert ved at styreinnretningen omfatter en brytende halvlederanordning med to elektroder. 4. Ignition circuit as specified in claim 2 or 3, characterized in that the control device comprises a switching semiconductor device with two electrodes. 5. Tennkrets som angitt i et hvilket som helst av de fore-gående krav, karakterisert ved at minst en del av motstanden er innrettet til å danne en spenningsdelekrets der bare en brøkdel av spenningen som tilføres ladekretsen av kraftkilden mates til kapasitansen i ladekretsen. 5. Ignition circuit as specified in any of the preceding claims, characterized in that at least part of the resistance is arranged to form a voltage drop circuit where only a fraction of the voltage supplied to the charging circuit by the power source is fed to the capacitance in the charging circuit. 6. Tennkrets som angitt i et hvilket som helst av de fore-gående krav, karakterisert ved beskyttelsesanordninger innrettet til å hindre spenningen over kapasitansen i å nå den nevnte, på forhånd bestemte verdi etter en på forhånd bestemt driftsperiode for kretsen uten tenning av lampen, for derved å hindre ytterligere frembringelse av de nevnte høyspenningspulser. 6. Ignition circuit as set forth in any one of the preceding claims, characterized by protective devices designed to prevent the voltage across the capacitance from reaching the aforementioned, predetermined value after a predetermined period of operation of the circuit without ignition of the lamp, thereby preventing further generation of the aforementioned high-voltage pulses. 7. Tennkrets som angitt i krav 6, karakterisert v e d at beskyttelsesanordningene omfatter en temperaturfølsom motstand som er koplet i den nevnte krets for føring av elektrisk energi fra kraftkilden til ladekretsen, hvilken temperaturfølsomme motstand blir elektrisk oppvarmet når kretsen er i drift for etter den nevnte, på forhånd bestemte periode å få en slik verdi at den maksimumspenning som kapasitansen kan lades til ligger under den nevnte, på forhånd bestemte verdi. 7. Ignition circuit as specified in claim 6, characterized in that the protection devices comprise a temperature-sensitive resistor which is connected in the said circuit for conducting electrical energy from the power source to the charging circuit, which temperature-sensitive resistor is electrically heated when the circuit is in operation for after the said, predetermined period to obtain such a value that the maximum voltage to which the capacitance can be charged is below said predetermined value. 8. Tennkrets som angitt i krav 6, karakterisert v e d at beskyttelsesanordningen omfatter en transistor hvis emitter-kollektorbane er koplet over kapasitansen og anordninger som gjør transistoren ledende etter den nevnte på forhånd bestemte periode. 8. Ignition circuit as stated in claim 6, characterized in that the protection device comprises a transistor whose emitter-collector path is connected via the capacitance and devices that make the transistor conductive after the aforementioned predetermined period. 9. Tennkrets som angitt i krav 8, karakterisert ved at anordningene som gjør transistoren ledende omfatter en ytterligere kapasitans som er koplet mellom basis og emitter for transistoren og anordninger for gradvis økning av ladningen på den nevnte ytterligere kapasitans riår kretsen er i drift slik at ladningen på den ytterligere kapasitans etter den nevnte på forhånd bestemte periode får en veirdi som gjør transistoren ledende.9. Ignition circuit as stated in claim 8, characterized in that the devices that make the transistor conductive include an additional capacitance that is connected between the base and emitter of the transistor and devices for gradually increasing the charge on the said additional capacitance while the circuit is in operation so that the charge on the additional capacitance after the aforementioned predetermined period acquires a value that makes the transistor conductive.