NO119242B - - Google Patents

Description

Koplingsanordning for frembringelse av en sagtannstrøm gjennom en delbildeavbøyningsspole for et elektronstrålerør.

Oppfinnelsen angår en koplingsanordning for frembringelse av en sagtannformet strom gjennom en delbildeavboynings-

spole for et elektronstrålerbr, omfattende en generator som leverer et styresignal som er summen av et tilnærmet sagtannformet signal og et tilnærmet parabelformet signal, et slutt-trinn med hvilket avboyningsspolen er koplet og som tilfores styresignalet, og hvor avboyningsspolen direkte (dvs. uten mellomkopling av en transformator)

er forbundet méd slutt-trinnets utgang.

En slik koplingsanordning er kjent fra tysk patent-skrift 930.167. I det tilfelle er det nodvendig med en styring av delbildeslutt-trinnet ved hjelp av en kombinert sagtann-parabelspen ning, fordi det her i virkeligheten anvendes en delbildeutgangs-transformator som er for knapt dimensjonert.

I moderne mottakere som ofte er bestykket med transistorer, opptrer imidlertid ingen eller betydelig mindre vanskeligheter ved tilpasning av- utgangsimpedansen for delbildeavboynings-sp<p>len til delbildeslutt-trinnets indre motstand. Det er derfor her mulig å anvende en kopling med en selvinduksjonsspole eller en direkte forbindelse hvis det anvendes en serie mottaktkopling med en enkelt utgang. I slike tilfeller kan transformatoren sloyfes og det er ikke noe behov for en kombinert sagtann- parabel- styring.

Ifolge oppfinnelsestanken er det imidlertid likevel onskelig i de tilfeller hvor tilkoplingen til delbildeavboyningsspolen skjer uten transformator, å anvende den nevnte styring når koplingsanordningen ifolge oppfinnelsen er innrettet slik at lavfrekvenskomponentene er dempet i forhold til komponentene med hoyere frekvens enten ved motkopling i slutt-trinnet, for likestrom-og lavfrekvens-komponenter, eller ved mellomkopling av et hoypassbåndfilter mellom generatorens utgang og slutt-trinnets utgang.

En slik styring er onskelig fordi i et signal som er lik summen av en sagtannspenning- og en parabelspenning, er lavfrekvenskomponentene forholdsvis sterkere enn komponenter med hoyere frekvenser, sammenlignet med et rent sagtannformet signal. Det er således mulig å tilveiebringe en dårligere frekvenskarakteristikk i slutt-trinnet for lavfrekvenskomponentene, fordi styresignalet inneholder et overskudd av disse, slik at den resulterende linearitet av den frembrakte sagtannstrom ikke påvirkes.

En frekvenskarakteristikk som på denne måte er gjort dårligere med hensikt, har den fordel at en innfangning av delbilde-avboyningskoplingen er mulig uten vertikal bildekompresjon eller bilde-ekspansjon.

Et utforelseseksempel på oppfinnelsen skal forklares nærmere under henvisning til tegningen. Fig. 1 viser et koplingsskjema for en koplingsanordning ifolge oppfinnelsen. Fig. 2 viser en forste, mulig spenningsform for styring av slutt-trinnet. Fig. 3 viser en annen mulig spenningsform for styresignalet. Fig. 4 viser frekvenskarakteristikken for slutt-trinnet på fig. 1.

På fig. 1 viser blokken 1 generatoren som leverer det onskede styresignal 2 til slutt-trinnet. Styresignalet 2 er på

i og for seg kjent måte sammensatt av et sagtannformet signal og et parabolsk signal og kan bl.a. oppnås ved at det frembringes et sagtannformet signal som integreres og det ved integreringen dannede parabolske signal summeres til det opprinnelige sagtannformede signal. Generatorens 1 inngang 3 tilfores styrepulser 4>som f.eks. kan være de vertikale synkroniseringspulser som utledes fra et fjern-synssynkroniseringssignal.

Styresignalet 2 blir over en koplingskondensator 5 og en seriemotstand 6 tilfort basis-elektroden i en som drivtrinn virksom transistor 7* Koplingskondensatoren 5 er bare nodvendig ved vekselstrom-kopling. Ved likestromskopling kan kondensatoren 5 sloyfes. Motstanden 6 tjener til å omforme det som oftest i form av en styrespenning leverte signal 2 til- en strom, fordi de vanlige transistorer slik som transistoren 7j må styres ved hjelp av en strom. Hvis dette ikke var tilfelle, f.eks. hvis transistoren 7 var en felteffekt-transistor så kunne også motstanden 6 sloyfes.

Kollektorkretsen for n-p-n-transistoren 7 inneholder tre motstander 8, 9°g 10>idet det parallelt med motstanden 10 er forbundet en NTC-motstand 11, altså en motstand med negativ tempera-tur-koeffisient, for å utligne temperatursvingninger for utgangs-transistorene 12 og 13- Styringen av de to utgangstransistorer skjer ved hjelp av et signal som frembringes over motstandene 8-11. Dessuten er det fra de med hverandre forbundne emittere i transistorene 12 og 13 over en kondensator 15 anordnet en forbindelse med forbindelsespunktet mellom motstanden 8 og 9* Denne tilbakekoplings-kondensator tjener til å utbedre lineariteten av den resulterende sagtannstrom som flyter gjennom avboyningsspolen 16. Sluttelig inneholder kollektorkretsen for transistoren 13 en diode 17 som er parallell-koplet med en kondensator l8. Dioden 17 tjener til under den vertikale tilbakelopstid å sorge for en fri utsvingning av avboyningsspolen l6. Kollektorkretsen for transistoren 12 inneholder dessuten en begrensningsmotstand 19.

Av fig. 1 fremgår at transistorene 12 og 13 er av motsatt ledningsevnetype. Transistoren 12 er en pnp-transistor og transistoren 13 er en npn-transistor. Som bekjent kan man ved hjelp av transistorer av motsatt ledningsevnetype lett tilveiebringe en serie mottaktkopling med bare en utgang, slik at det er mulig å sloyfe et særskilt fasevendetrinn for styring ved hjelp av en enkel drivtransistor. Avboyningsspolen 16 må i en slik serie mottakt kopling være forbundet med en utgang dvs. med forbindelsespunktet mellom transistorene 12 og 13. I utforelseseksemplet på fig. 1 dannes denne utgang av de med hverandre forbundne emittere i transistorene 12 og 13. Det er innlysende at det også er mulig å kople transistorene slik at deres med hverandre forbundne kollektorelek-troder danner utgangen.

Et slikt mottaktutgangstrinn har foruten sine for-deler også noen ulemper. Den forste ulempe består i at styringen er kritisk fordi det her i virkeligheten foreligger en klasse B-kopling, og det betyr at en transistor skal levere den ene halvdel og den andre transistor den andre halvdel av sagtannsignalet. Idealtilstanden ville derfor være at den ene transistor er sperret mens den andre er ledende og omvendt. En slik styremetode er imidlertid alt for kritisk, fordi som folge av toleranser i karakteri-stikkene og aldringsfenomener, kan ikke dette opprettholdes i alle tilfeller, slik at styringen av de- to transistorer 12 og 13 skjer noyaktig etter hverandre. Det er derfor nodvendig å velge styringen slik at den ene transistor blir ledende litt for den andre transistor blir sperret. Overgangsforholdet er da mindre kritisk. Ved helt ekvivalente transistorer 12 og 13 ville den samtidige strbm-fbring av de to transistorer ikke by på vanskeligheter. Da transistorene på grunn av toleranse ikke kan være fullstendig like, vil en samtidig stromforing av de to transistorer under overgangstiden med-fore at strommen for den ene transistor er stdrre enn for den andre, slik at det opptrer overgangsprang i sagtannsignalet. For å unngå disse overgangssprang er det i koplingsanordningen på fig. 1 anordnet en tilbakekopling som består i at den fra transistorene 12 og 13 bortvendende ende av avboyningsspolen 16, over en kondensator 20 og en motstand 21 er forbundet med jord. Forbindelsespunktet mellom kondensatoren 20 og motstanden 21 er over motstander 22 og 23 fort tilbake til drivtransistorens 7 basis. På denne måte blir den over motstanden 21 frembrakte spenning som tilbakekoplingssignal fort tilbake til inngangen i drivtransistoren 7>idet motstandene 22 og 23 omformer spenningen over motstanden 21 til den onskede strom for styring av transistoren 7» Av fig. 1 fremgår at tilbakekoplings-nettverket 20, 21 er et hoypassbåndfilter hvor kondensatoren 20 ved bkende frekvens nærmer seg en kortslutning. Som folge av motkoplingen blir således de hoyere frekvenser svekket forholdsvis mer enn de lave frekvenser. En slik frekvensavhengig motkopling er nodvendig for å oppnå den onskede linearisering av delbildeavbSyningsstrommen, slik at det fjernsynsbilde som skal avsokes ved hjelp av et slikt delbildesagtannsignal, får god linearitet.

En ytterligere grunn for en eventuell forvrengning av det sagtannformede delbildesignal, ligger i ulineariteten for karakteristikken for transistorene 12 og 13, slik at selv ved ideell styring av transistorenes basis, vil det likevel opptre et forvrengt sagtannsignal. Også for linearisering av denne forvrengning kan motkoplingsfilteret 20, 21 anvendes.

Fig. 1 viser delbildeavboyningsspolen skjematisk i form av en selvinduksjonsdel 24 og en motstandsdel 25- Som bekjent har enhver spole foruten selvinduksjonstap også koppertap som ved avboyningsspolen 16 er antydet med. motstanden 25. Som folge av den forholdsvis lave frekvens på 50 til 60 Hz for delbildeavboynings-signalet, har motstanden 25 en betydelig storre innvirkning på den passerende strom enn induktiviteten 24-

For riktig dimensjonering av motkoplingen er derfor uttaksforholdet mellom motstanden 25 og motstanden 21 viktig, fordi summen av motstandene 21 og 25 hovedsakelig bestemmer strommen gjennom avboyningsspolen l6 og spenningsfallet over motstanden 21 betinger den frembrakte motkoplingsspenning. Selvsagt er igjen valget av kondensatoren i forhold til motstanden 21 av betydning, fordi dette forhold bestemmer hvilke frekvenser som skal passere hoypass-båndfilteret 20, 21, og som betinger frekvenskarakteristikken for slutt-trinnet. Dette skal forklares nærmere under henvisning til fig. 4* På fig* 4 er vist frekvenskarakteristikken for slutt-trinnene på fig. 1. Kurvene på fig. 4 er vist for forholdet VQ': V i som funksjon av frekvensen f i Hz. Spenningen V. er topp til topp-verdien av inngangssignalet 2, og utgangsspenningen VQ er målt over spolen l6. Kurven 26 på fig. 4 viser frekvenskarakteristikken for anordningen på fig. 1, når motkoplingen bare skjer o<y>er nettverket 20, 21, hvor verdien av kondensatoren 20 og motstanden 21 er valgt slik at det akkurat flyter en lineær sagtannstrom gjennom avboynings-■ spolen 26. Av denne kurve fremgår at sågar meget lave frekvenser som 50 og 4° Hz praktisk talt ikke svekkes.

Disse forholdsregler medforer imidlertid folgende ulempe. Den nevnte motkopling over elementene 20 og 21 medforer et motkoplet signal til det tilforte styresignal 2, og dette mot-koplersignal er nodvendig for lineariseringen. Hvis f.eks. amplituden av signalet 2 har en amplitude A så har etter forsterkningen

i trinnene 7»12 og 13 det endelige utgangssignal en amplitude B.A,

hvor B er forsterkningen. Ved motkoplingen over elementene 16, 20

og 21 blir det av amplituden BA f.eks. tilbakekoplet en amplitude (5BA =YnA, slik at det på basisen i transistoren 7 virksomme sig-8 2

nal sluttelig har en amplitude påA--jo"^<=>To<A>"

Ved synkronisering av hele delbildeavboyningstrinnet

kan det i amplituden av styresignalet opptre et sterkt sprang. Hvis f.eks. egenfrekvensen av delbildeoscillatoren er 45 Hz°S repeti-sjonsfrekvensen for delbildesynkroniseringssignalene er 50 Hz, så

vil det være en frekvensforskjell på 5 Hz eller 10% av den nominelle frekvens på 50 Hz. Hvis ved direkte synkronisering oscillatorfre-kvensen plutselig springer fra 45 til 50 Hz, vil det opptre en am-plitudeendring på ca. 10%. Ved en storre amplitude av signalet 2,

vil dette fra A ved 10% okning oke til -j^ A. Som folge av tregheten i hele kretsen behover motkoplingsspenningen en bestemt tid for signalet med amplituden A på inngangen får samme endring på 10%. I forste rekke er inngangssignalet for transistoren 7 således sammensatt av det endrede inngangssignal på A og det enda ikke endrede motkoplingssignal på - Å A. Inngangssignalet har således en amplitude

q 8 1 o 2 pa10^"T0^=10^' Inngangssignalet har således minsket fra A til yq A eller 50%. Denne amplitudereduksjon kan betraktes som et likespenningssprang. Dette betyr at i inngangssignalet for transistoren 7 opptrer en likespenningsendring på 50%. Særlig ved transistorer med små utstyringstoleranser frnen ved ror gjor det seg mindre gjeldende) har denne likespenningsendring til folge at transistoren sperres. Utgangssignalet bortfaller således i kort tid fullstendig,

og det tar en viss tid for nyoppladning av kondensatoren og normal tilstand opptrer igjen ved gjenopprettelse av strommen gjennom spolen. På bilderorets skjerm ytrer dette seg ved en plutselig svikt i verti-kalavsokningen og denne avsokning setter inn igjen langsomt. I det tekniske språk opptrer det da bildekomprimering og bildeekspandering. Disse fenomener gjor seg særlig gjeldende i moderne fjernsynsmotta-

kere hvor synkroniseringen av generatoren 1, den såkalte innfangning, skjer automatisk, idet det foruten direkte synkronisering ved hjelp av vertikale synkroniseringspulser 4 skjer en sammenligning av syn-kroniseringspulsen 4 ved hjelp av en fasediskriminator med utgangssignalet fra delbildegeneratoren, hvorved det dannede regulerings-signal gjor frekvensen av det signal som leveres av delbildegeneratoren praktisk talt lik frekvensen av synkroniseringspulsene 4.

Hvis det ved denne anordning ikke er sorget for forholdsregler for

å hindre denne bildekompresjon og bildeékspansjon, ville iakttakeren kunne se at bildet plutselig blir borte og opptrer igjen når av en eller annen grunn synkroniseringen går tapt og synkroniseringskop-lingen automatisk gjenoppretter synkronisme igjen. Også ved plutse-lige, spranglignende endringer av matespenningen kan slike fenomener opptre. Hensikten med foreliggende oppfinnelse erå unngå disse fenomener.

Etter det som er nevnt ovenfor er det innlysende at disse bildekompresjons- og ekspansjonsfenomener kan unngås ved at

det sorges for at de spranglignende endringer av inngangssignalet

på transistoren 7 overfores direkte til motkoplingssignalet, fordi i dette tilfelle vil ved den nevnte endring av A til A i inngangssignalet, motkoplingssignalet endres fra -^ q A til ca.jfåA (også

en endring på 10%). Det nye inngangssignal har da en amplitude på ^10To§^ = Toll ^'Inngangssignalet har således bare endret seg

fra -Jjj til ^ altså en endring på A eller en endring på 10%

i stedet for 50%. Denne endring på 10% er tilstrekkelig liten til

å sikre at transistoren 7 ikke blir sperret og at bildekompresjonen og bildéekspansjonen unngås.

En enkel foranstaltning for direkte overforing av den spranglignende endring i inngangssignalet til motkoplingssignalet består i anbringelsen av en ekstra likespenningsmotkopling. Denne dannes i koplingsanordningen på fig. 1 av motstandene 28, 29 og 30. Den frie ende av den variable motstand 30 er forbundet med den nega-tive matespenningskilde. Innfbringen av motstanden 28 har imidlertid foruten den onskede virkning også en ubnsket virkning fordi motstanden 28 sammen med det allerede forhåndenværende nettverk 20, 21 virker som et lavpassfilter. Kondensatoren 20 som er forholdsvis stor, virker som utjevningskondensator som ved hbye frekvenser kort-slutter til jord, slik at den forholdsvis lille motstand 21 ikke har noen stor innvirkning. De hbye frekvenser vil således i forbindelsespunktet mellom motstanden 28 og kondensatoren 20 praktisk talt ikke fremkalle noen spenning, men lavfrekvenskomponentene vil. Lavfrekvenskomponentene blir derfor sterkt motkoplet, slik at den opprinnelige frekvenskarakteristikk 26 endrer seg til frekvenskarakteristikken 27. I virkeligheten er frekvenskarakteristikken 27 den mest onskede karakteristikk, fordi det her ikke opptrer bildekompresjon og bildeékspansjon. For en lineær sagtannformet strom gjennom avbby-

ningsspolen 16 er kurven 26 den mest onskede frekvenskarakteristikk.

Ifolge et ytterligere trekk ved oppfinnelsen kan dette dilemma over-

vinnes ved at styresignalet 2 velges slik at det foruten en sagtann-

formet komponent inneholder en parabelformet komponent, fordi et slikt signal inneholder et overmål av lave frekvenser sammenlignet med et signal med bare sagtannformede komponenter. Dette kan for-

klares på folgende måte. Som bekjent kan et parabelformet signal oppnås ved integrering av et sagtannsignal. Et integrerende nett-

verk, f.eks. bestående av en seriekopling av en motstand og en kon-

densator, hvor inngangssignalet tilfores seriekoplingen og utgangs-

signalet tas ut over kondensatoren, kan betraktes som et lavpass-

filter. Hvis således et sagtannsignal tilfores et slikt integrerende nettverk, vil lavfrekvenskomponentene i dette signal begunstiges i forhold til komponenter med hoyere frekvenser i utgangssignalet, slik at i et parabelformet utgangssignal vil forholdet mellom lavfrekvens-komponenter og hdyfrekvenskomponenter være gunstigere enn i et sag-

tannformet inngangssignal. Derfor betinger amplituden av parabel-

spenningen som tilfores sagtannsignalet, overmålet av lavfrekvens-

komponenter i utgangssignalet 2. Dette overmål må ved lave frekven-

ser være slik at den dårligere karakteristikk 27 rettes opp.

En minskning av bildekompresjon og bildeékspansjon

kan delvis tilveiebringes ved å minske koplingskondensatoren 5«

Riktignok vil det som folge av den sprangaktige endring, opptre en ladningsendring på kondensatoren 5>men når denne kondensator er liten, innstiller den nodvendige ladningslikevekt seg temmelig hur-

tig igjen. Frekvenskarakteristikken vil også påvirkes av minsknin-

gen av kondensatoren 5» fordi denne koplingskondensator sammen med motstandene 21, 22 og 23 kan betraktes som et hoypassfilter, slik at de lavere frekvenser ikke kan passere. Hvis imidlertid slik som til-

felle ofte er ved transistorkoplinger, forbindelsen mellom genera-

toren 1 og drivtransistoren 7 er en likestromforbindelse, kan kon-

densatoren 5 sloyfes slik at en minskning av denne kondensator ikke kommer i betraktning.

En videre mulighet for oppnåelse av frekvenskarak-

teristikken 27, består i at i drivtransistorens 7 emitterkrets er lagt inn en parallell-kopling av en motstand og en stor kondensator.

En slik motkopling er teoretisk mulig fordi det opptrer en motkop-

ling for de hbye frekvenser, men ikke for de lave frekvenser. I

praksis forer dette imidlertid til betenkligheter. Den i emitterled-

ningen parallelt med kondensatoren liggende impedans er ikke den

parallelt-liggende motstand, men en av verdien —— betinget impe-motstand, s dans, hvor s er steilheten i «transistoren. Denne impedans —— 1er meget liten som folge av den store verdi av s i slike transistorer, slik at vanligvis behover man bare å ta hensyn til impedansen . Derfor må o ved hoye frekvenser impedansen<1>være liten i forholS<d>til — — , fordi ellers opptrer det også motkopling for hoye frekvenser. I praksis viser det seg meget vanskelig å oppfylle disse betingelser, slik at en motkopling ved hjelp av en parallellkopling av en motstand og en kondensator i transistorens 7 emitterkrets, ikke gir noe tilfredsstillende resultat. Motkoplingen ved hjelp av nettverket 20, 21 for vekselstromsdelen og ved hjelp av motstanden 28 for likestromsdelen er derfor å foretrekke.

I koplingsanordningen på fig. 1 er det anordnet motstander 29 og 30. Ved hjelp av disse motstander bestemmes like-stromsinnstillingen for transistoren 7. Ved endring av motstanden 30 kan likestrommen innstilles vilkårlig. Ved anbringelse av motstandene 29 og 30 kan motstanden 28 velges mindre under oppretthold-else av den samme forinnstilling av transistoren 7- En mindre motstand 28 medforer at den onskede motkoplingsvirkning forbedres.

Av det som er nevnt ovenfor fremgår klart at de lavere frekvenser kan i utgangstrinnet etter onske svekkes mere, hvis det samtidig sorges for at et overmål av lave frekvenser er tilstede i styresignalet 2 ved tilstrekkelig tilsetning av parabelspenning. Av de på fig. 2 og 3 viste kurver er det klart at i den grad det tilsettes mer parabelspenning, altså i den grad det fore-kommer overmål av lave frekvenser, forskyves minimum i retning av midten av lopetiden. Ved utforelseseksemplet på fig. 2 ligger minimum f.eks. på en | T hvor T er den vertikale lopetid. Ved utforelseseksemplet på fig. 3 ligger minimum praktisk talt ved begynnelsen av lopetiden.

Ved en foretrukket utfdrelsesform hvor avboyningsspolen l6 omgir halsen i et fjernsynsbilderdr med en skjermdiameter på 27 cm og en avboyningsvinkel på 90°, har den onskede frekvenskarakteristikk det forlop som er vist med kurven 27 på fig. 4- Det maksimale nivå ][o gjelder praktisk talt for hele området av de

V.

imax

hoyere frekvenser. Fra ca. 120 Hz og nedover heller karakteristikken praktisk talt kontinuerlig nedover, slik at i forhold til maksimalnivået ved 50 Hz, opptrer det en dempning på ca. 1 dB og ved

20 Hz en dempning på ca. 3>5dB- Ved en slik frekvenskarakteristikk må minimum av styresignalet 2 praktisk talt ligge ved begynnelsen av den vertikale lopetid, for å utligne underskuddet av lave frekvenser. De forskjellige motstander og kondensatorer som er av betydning for det ovenfor beskrevne utforelseseksempel hadde folgende verdier: motstand 6 = 5,6 kohm motstand 21 =1 ohm motstand 22 = 500 ohm motstand 23 = potensiomter 1 kohm avboyningsspolens 16

motstandsdel = motstand 25 = 7 onm motstand 28 = 15 kohm

motstand 29 = 100 kohm motstand 3° = potensiometer 100 kohm kondensator 5 = 80<y>uF

kondensator 20 = 1000<y>uF.

Selv om det i utforelseseksemplet ifolge fig. 1 ble anvendt en drivtransistor 7°g©n serie mottaktkopling med en enkelt utgang, kan prinsippet ifolge oppfinnelsen selvsagt også anvendes ved koplingsanordningen av annen art. Det er f.eks. ikke nodvendig all-tid å anvende en drivtransistor 7>hvis generatoren 1 kan levere styresignalet av tilstrekkelig storrelse. Det er imidlertid ved en serie mottaktkopling med to transistorer av motsatt ledningsevnetype onskelig, å anvende en drivtransistor, fordi styresignalet for de to transistorer kan leveres direkte av en enkelt transistor. Prinsipielt er det imidlertid også mulig å anvende et mottakttrinn med to transistorer av samme ledningsevnetype. Det er da nodvendig med et fasevendetrinn, f.eks. en transformator som omformer det signal som tas fra generatoren 1, til to styresignaler for de to utgangstransistorer. Det er heller ikke nodvendig å anvende et mottakttrinn. Det kan også anvendes en enkelt transistor som direkte leverer den sagtannformede strom gjennom avboyningsspolen 16. Dette kan på koplingsanordningen ifolge fig. 1 oppnås f.eks. ved at transistoren 13 er-stattes med en selvinduksjonsspole. Man får da en såkalt selvinduk-sjonskopling. Transistorer er imidlertid av særlig betydning for den beskrevne koplingsanordning, fordi deres indre impedans egner seg særlig godt for direkte tilpasning til delbildeavboyningsspolen uten at det for tilpasning av impedansen er nodvendig med en kopling over en transformator.

1

Claims (2)

1. Koplingsanordning for frembringelse av en sagtannformet strom gjennom en delbildeavboyningsspole for et elektron-stråleror, omfattende en generator (1) som leverer et styresignal som er summen av et tilnærmet sagtannformet signal og et tilnærmet parabelformet signal, et sluttrinn (12, 13) med hvilket avboyningsspolen (l6) er koplet og som tilfores styresignalet, og hvor avboyningsspolen direkte (dvs. uten mellomkopling av en transformator) er forbundet med sluttrinnets utgang,karakterisert vedat lavfrekvenskomponentene er dempet i forhold til komponentene med hoyere frekvens enten ved motkopling .i sluttrinnet, for like-stroms- og lavfrekvenskomponenter, eller ved mellomkopling av et hoypassbåndfilter (20, 21) mellom generatorens utgang og sluttrinnets utgang.

2. Koplingsanordning ifolge krav 1,karakterisert vedat de nevnte forholdsregler ved et maksimalt forsterkingsnivå i sluttrinnet fra 120 Hz (se fig. 4) har en praktisk talt kontinuerlig dempning som ved 20 Hz er ca. 3»5dB i forhold til maksimalnivået.

3» Koplingsanordning ifolge krav 1 eller 2, hvor sluttrinnet består av et drivtrinn og en av dette styrt seriemot-taktkopling med en enkelt utgang,karakterisert vedat fra utgangen som er forbundet med avboyningsspolen dannes en forste motkoplingsvei til drivtrinnets inngang gjennom et hoypassbåndfilter for lineærisering av den frembrakte sagtannstrdm og en andre, like-strommotkoplingsvei gjennom et lavpassbåndfilter for å svekke lavfrekvenskomponentene.