NL9420028A - Adaptively self-correcting modulator - has transmitter device producing modulated transmitted signal and modulation assessment receiving device coupled to latter for generating digitized samples of modulated transmitted signal - Google Patents

Abstract

The modulator includes a first digital signal processing device for applying correction factors to uncorrected samples of in-phase modulation and quadrature modulation waveforms to generate corrected samples and for converting corrected samples into a corrected in-phase modulation and corrected quadrature modulation waveforms The modulator also incorporates a quadrature modulator for impressing the corrected in-phase modulation waveform on a substantially cosinusoidal carrier wave and for impressing the corrected quadrature modulation waveform on a substantially sinusoidal carrier wave. The quadrature modulator produces a modulated output signal, while a transmitter device is provided for up-converting and amplifying the modulated output signal of the quadrature modulator to a predetermined transmission frequency and power level.

Description

Zelfinstellende modulatorSelf-adjusting modulator

De onderhavige uitvinding heeft betrekking op voor digitale gegevenstransmissie geoptimaliseerde radiozenders, en meer in het bijzonder, op het verbeteren van de nauwkeurigheid waarmee digitale gegevens aangelegd kunnen worden op een radiodraagfrequentiegolf door middel van een kwadra-tuurmodulator. Verbeterde nauwkeurigheid van digitale gegevensaanlegging op radiodraagfrequentiegolven is in het bijzonder belangrijk en nuttig bij recente ontwikkelingen in Viterbi, echo-integrerende demodulatoren en in aftrekkende demodulatie van Code Division Multiple Access (CDMA) modulaties.The present invention relates to radio transmitters optimized for digital data transmission, and more particularly, to improving the accuracy with which digital data can be applied to a radio carrier frequency wave by means of a quadrature modulator. Improved accuracy of digital data provision on radio carrier frequencies is particularly important and useful in recent developments in Viterbi, echo integrating demodulators and subtracting demodulation of Code Division Multiple Access (CDMA) modulations.

De cellulaire telefoonindustrie heeft fenomenale vooruitgangen geboekt in commerciële activiteiten in de Verenigde Staten van Amerika alsmede in de rest van de wereld. Groei in belangrijk metropoolgebieden is ver boven verwachting en overtreft systeemcapaciteit. Indien deze trend zich voortzet, zullen de effecten van snelle groei zelfs de kleinste markten snel bereiken. Innovatieve oplossingen zijn vereist om aan deze toenemende capaciteitsbe-hoeften te voldoen alsmede om hoge kwaliteitsservice te handhaven en stijgende prijzen te voorkomen.The cellular phone industry has made phenomenal advances in commercial operations in the United States of America and around the world. Growth in important metropolitan areas is far above expectations and exceeds system capacity. If this trend continues, the effects of rapid growth will quickly reach even the smallest markets. Innovative solutions are required to meet these increasing capacity needs as well as to maintain high quality service and prevent rising prices.

Over heel de wereld, is een belangrijke stap in cellulaire systemen het veranderen van analoge in digitale transmissie. Even belangrijk is de keuze van een effectief digitaal transmissieschema voor het implementeren van de nieuwe generatie cellulaire technologie. Bovendien, wordt algemeen aangenomen dat de eerste generatie van Personal Communication Networks (PCNs) (gebruikmakende van goedkope, draadloze telefoon met zakafmeting die comfortabel gedragen kunnen worden en kunnen worden gebruikt om gesprekken thuis, in het kantoor, op straat, in de auto, etc. tot stand te brengen of te ontvangen), verschaft zou worden door de cellulaire draaggolven die gebruik maken van de nieuwe generatie digitale cellulaire systeeminfrastructuur en de cellulaire frequenties. Het vereiste sleutelkenmerk in deze nieuwe systemen is toegenomen verkeerscapaciteit.Across the world, an important step in cellular systems is changing from analog to digital transmission. Equally important is the choice of an effective digital transmission scheme for implementing the new generation of cellular technology. In addition, it is widely believed that the first generation of Personal Communication Networks (PCNs) (using low cost, pocket sized cordless phone that can be comfortably worn and used to make calls at home, in the office, on the street, in the car, etc to establish or receive), would be provided by the cellular carriers using the new generation of digital cellular system infrastructure and cellular frequencies. The required key feature in these new systems is increased traffic capacity.

Tegenwoordig, wordt kanaaltoegang bereikt door het gebruiken van Frequency Division Multiple Access (FDMA) en Time Division Multiple Access (TDMA) methoden. Zoals weergegeven in figuur 1(a) is bij FDMA een communicatiesig-naal een enkele radiofrequentieband waarin het zendvermogen van een signaal geconcentreerd is. Interferentie met naburige kanalen wordt beperkt door het gebruik van door-laatfilters die uitsluitend signaalenergie binnen de gespecificeerde frequentieband doorlaten. Dus wordt, met een verschillende frequentie toegewezen aan elk kanaal, systeem capaciteit beperkt door de beschikbare frequentie alsmede door beperkingen opgelegd door kanaalhergebruik.Today, channel access is achieved using Frequency Division Multiple Access (FDMA) and Time Division Multiple Access (TDMA) methods. As shown in Figure 1 (a), in FDMA, a communication signal is a single radio frequency band in which the transmission power of a signal is concentrated. Interference with neighboring channels is limited by the use of pass filters that transmit signal energy only within the specified frequency band. Thus, with a different frequency assigned to each channel, system capacity is limited by the available frequency as well as restrictions imposed by channel reuse.

Bij TDMA systemen, zoals getoond in figuur 1(b) bestaat een kanaal uit een tijdsleuf in een periodieke trein van tijdsintervallen over dezelfde frequentie. Elke periode van tijdsleuven wordt een frame genoemd. De energie van een bepaald signaal wordt beperkt tot één van deze tijdsleuven. Naburige kanaalinterferentie wordt beperkt door het gebruik van een tijdpoort of ander synchronisa-tieelement dat uitsluitend signaalenergie ontvangen op de juiste tijd doorlaat. Aldus wordt het probleem van interferentie van verschillende relatieve signaalsterkteniveau's gereduceerd.In TDMA systems, as shown in Figure 1 (b), a channel consists of a time slot in a periodic train of time intervals over the same frequency. Each period of time slots is called a frame. The energy of a given signal is limited to one of these time slots. Neighboring channel interference is limited by the use of a time gate or other synchronization element that only transmits signal energy received at the correct time. Thus, the problem of interference from different relative signal strength levels is reduced.

In een TDMA systeem wordt capaciteit vergroot door het comprimeren van het transmissiesignaal in een kortere tijdsleuf. Als gevolg, dient de informatie verzonden te worden bij een overeenkomstige snellere salvosnelheid hetgeen de hoeveelheid bezet spectrum evenredig vergroot. De bezette frequentiebrandbreedtes zijn dus breder in figuur 1(b) dan in figuur 1(a).In a TDMA system, capacity is increased by compressing the transmission signal in a shorter time slot. As a result, the information must be sent at a correspondingly faster burst rate which increases the amount of occupied spectrum proportionately. The occupied frequency burn widths are therefore wider in Figure 1 (b) than in Figure 1 (a).

Bij FDMA of TDMA systemen of hybride FDMA/TDMA systemen, is het doel om te garanderen dat twee potentieel interfererende signalen niet dezelfde frequentie op dezelfde tijd bezetten. Daarentegen, staat Code Division Multiple Access (CDMA) toe dat signalen elkaar overlappen in zowel tijd als frequentie, zoals weergegeven in figuur 1(c). Aldus, delen alle CDMA signalen hetzelfde frequentiespectrum. In ofwel het frequentie- of het tijdsdomein, overlappen de meervoudige toegangssignalen elkaar. In principe, wordt de te verzenden informatiegegevenstroom aangelegd op een veel hogere bitsnelheid-gegevensstroom opgewekt door een pseudo willekeurige codegenerator. De informatiegegevenstroom en de hoge bitsnelheid-gegevenstroom worden met elkaar vermenigvuldigd. Deze combinatie van hoger bitsnel-heidsignaal en lagere bitsnelheidgegevensstroom wordt codering of spreiding van het informatiegegevensstroomsig-naal genoemd. Elke informatiegegevensstroom of -kanaal krijgt een unieke spreidingscode toegewezen. Een groot aantal gecodeerde informatiesignalen wordt verzonden op radiofrequentiedraaggolven en wordt gezamenlijk ontvangen als een compos iets ignaal bij een ontvanger. Elk van de gecodeerde signalen overlapt al de andere gecodeerde signalen, alsmede ruisgerelateerde signalen, zowel in frequentie als in tijd. Door het correleren van het compo-sietsignaal met één van de unieke spreidingscodes, wordt het corresponderende informatiesignaal geïsoleerd en gedecodeerd.In FDMA or TDMA systems or hybrid FDMA / TDMA systems, the goal is to ensure that two potentially interfering signals do not occupy the same frequency at the same time. In contrast, Code Division Multiple Access (CDMA) allows signals to overlap in both time and frequency, as shown in Figure 1 (c). Thus, all CDMA signals share the same frequency spectrum. In either the frequency or time domain, the multiple access signals overlap. In principle, the information data stream to be transmitted is applied to a much higher bit rate data stream generated by a pseudo random code generator. The information data stream and the high bit rate data stream are multiplied together. This combination of higher bit rate signal and lower bit rate data stream is called encoding or spreading of the information data stream signal. Each information data stream or channel is assigned a unique spreading code. A large number of encoded information signals are transmitted on radio frequency carriers and are received collectively as a composite something negative at a receiver. Each of the encoded signals overlaps all of the other encoded signals, as well as noise-related signals, in both frequency and time. By correlating the composite signal with one of the unique spreading codes, the corresponding information signal is isolated and decoded.

Er zijn een aantal voordelen die CDMA communicatietechnieken met zich meebrengen. De capaciteitsgrenzen van op CDMA gebaseerde cellulaire systemen worden geprojecteerd tot op 20 keer die van bestaande analoge technologie als gevolg van de eigenschappen van een breedband CDMA systeem, zoals verbeterde coderingsversterking/modulatie-dichtheid, stemactiviteitsdoorlating, sectorisatie en hergebruik van hetzelfde spectrum in elke cel. CDMA is virtueel immuun voor meerwegsinterferentie, en elimineert sluiering en atmosferische storingen om prestaties in stadsgebieden te vergroten. CDMA transmissie van spraak door een hoge bitsnelheidsdecodeerder garandeert superieure, realistische spraakkwaliteit. CDMA verschaft tevens variabele gegevenssnelheden hetgeen vele verschillende gradaties van aan te bieden stemkwaliteit toestaat. Het gecodeerde signaalformaat van CDMA elimineert overspraak volledig en maakt het zeer moeilijk en duur om gesprekken heimelijk te beluisteren of op te sporen, garandeert grotere privacy voor bellers en grotere immuniteit met betrekking tot zendtijdfraudering. Verscheidene aspecten van CDMA communicaties worden beschreven in K. Gilhousen et al., "On the Capacity of a Cellular CDMA System", IEEE Trans, on Vehicular Technology vol. 40, blz. 303-312 (mei 1991).There are a number of advantages that CDMA communication techniques bring. The capacity limits of CDMA based cellular systems are projected up to 20 times that of existing analog technology due to the properties of a broadband CDMA system, such as improved encoding gain / modulation density, voice activity transmission, sectorization and reuse of the same spectrum in each cell. CDMA is virtually immune to multi-way interference, eliminating fogging and atmospheric disturbances to enhance performance in urban areas. CDMA transmission of speech through a high bit rate decoder guarantees superior, realistic speech quality. CDMA also provides variable data rates allowing for many different degrees of voice quality to be offered. CDMA's encoded signal format completely eliminates crosstalk and makes it very difficult and expensive to covertly listen to or track conversations, ensuring greater privacy for callers and greater immunity from airtime fraud. Several aspects of CDMA communications are described in K. Gilhousen et al., "On the Capacity of a Cellular CDMA System", IEEE Trans, on Vehicular Technology vol. 40, 303-312 (May 1991).

In systemen die geoptimaliseerd zijn voor digitale gegevenstransmissie, worden M-ary digitale modulatiemetho-den, waarin één van M mogelijke signalen gedurende elk signaleringsinterval verzonden wordt, vaak gebruikt vanwege een verbeterde efficiëntie. Een normaal gebruikte methode is kwadratuur faseverschuivingsversleuteling {Quadrature Phase Shift Keying (QPSK}} waarin twee signalen met gelijke magnitude in fasekwadratuur aangelegd worden op de draag-golf. Een andere gebruikelijke methode is Offset QPSK (OQPSK) waarin de maximum faseovergang bij elk punt in de gemoduleerde golfvorm kleiner is dan de maximum faseovergang in een QPSK golfvorm. Als gevolg, kan het composiet OQPSK signaal kleinere omhullingsfluctuaties hebben na banddoorlaatfiltering, en kan aldus meer nauwkeurig de constante omhulling benaderen die gewenst is voor dergelijke signalering. Het zal duidelijk zijn dat QPSK en OQPSK vormen zijn van kwadratuur amplitudemodulatie {Quadrature Amlitude Modulation (QAM)}. Verscheidene aspecten van deze modulaties worden beschreven in, bijvoorbeeld, F. Stremler, Introduction to Communication Systems. 2e ed. , blz. 590-596, Addison-Wesley Publishing Co., Reading, Massachusetts (1982); en S. Gronemeyer et al., "MSK and Offset QPSKIn systems optimized for digital data transmission, M-ary digital modulation methods, in which one of M possible signals is sent during each signaling interval, are often used for improved efficiency. A common method is quadrature phase shift keying (QPSK}} in which two signals of equal magnitude in phase quadrature are applied to the carrier wave. Another common method is Offset QPSK (OQPSK) in which the maximum phase transition at any point in the modulated waveform is less than the maximum phase transition in a QPSK waveform. As a result, the composite OQPSK signal may have smaller envelope fluctuations after band-pass filtering, thus more accurately approximating the constant envelope desired for such signaling. It will be understood that QPSK and OQPSK are forms of quadrature amplitude modulation {Quadrature Amlitude Modulation (QAM)} Several aspects of these modulations are described in, for example, F. Stremler, Introduction to Communication Systems, 2nd ed., pp. 590-596, Addison-Wesley Publishing Co., Reading, Massachusetts (1982); and S. Gronemeyer et al., "MSK and Offset QPSK

Modulation", IEEE Trans, on Communications vol. COM-24, biz. 809-820 (Aug. 1976).Modulation ", IEEE Trans, on Communications vol. COM-24, biz. 809-820 (Aug. 1976).

Een voorbeeld van een systeem dat geoptimaliseerd is voor digitale gegevenstransmissie is een CDMA systeem waarin de demodulatie van kwadratuur gemoduleerde signalen het vergelijken omvat van de ontvangen golf met een theoretische golf gemoduleerd met veronderstelde gegevenspatro-nen, bijvoorbeeld een Viterbi demodulator. Een ander voorbeeld van een dergelijk systeem is een CDMA systeem waarin een sterker signaal eerst gedemoduleerd wordt en vervolgens afgetrokken worden van het ontvangen signaal alvorens een resterend zwakker signaal gedemoduleerd wordt, zoals beschreven in gemeenschappelijk toegewezen Amerikaanse octrooischriften 5.151.919 en 5.218.619. Beide documenten worden uitdrukkelijk hierin opgenomen door verwijzing.An example of a system optimized for digital data transmission is a CDMA system in which the demodulation of quadrature modulated signals includes comparing the received wave with a theoretical wave modulated with assumed data patterns, for example, a Viterbi demodulator. Another example of such a system is a CDMA system in which a stronger signal is first demodulated and then subtracted from the received signal before demodulating a residual weaker signal, as described in commonly assigned U.S. Patents 5,151,919 and 5,218,619. Both documents are expressly incorporated herein by reference.

Een typische kwadratuurmodulator trekt voordeel van de kwadratuurfase van sinus- en cosinusgolven om de informatiesnelheid twee keer op de radiodraaggolf te moduleren. Bijvoorbeeld kunnen de even bits in een digitale informatie gegevensstroom gemoduleerd worden op de cosinus-golf, en de oneven bits in de digitale informatie gegevensstroom gemoduleerd worden op de sinusgolf. Wanneer de fases van de cosinus- en sinusgolven niet precies 90° van elkaar liggen, of wanneer de amplitudes van de sinus- en cosinusgolven niet precies gelijk zijn, of wanneer er een rest-draaggolflek is wanneer de modulerende golf naar aanname nul is, alsmede om andere redenen kunnen in kwadratuurmo-dulatoren fouten ontstaan. Natuurlijk, is de nauwkeurigheid waarmee de kwadratuurmodulatie in gesynthetiseerde, theoretische golf gemoduleerd met veronderstelde gegevens of met reeds ontvangen gegevens aanpast belangrijk in de boven beschreven communicatiesystemen. De nauwkeurigheid van kwadratuurmodulatoren wordt gebruikelijk gehandhaafd door een combinatie van het garanderen van een goede aanpassing tussen componenten en door het maken van afregelingsinstel-lingen om restwanverhoudingsfouten te reduceren.A typical quadrature modulator takes advantage of the quadrature phase of sine and cosine waves to modulate the information rate twice on the radio carrier. For example, the even bits in a digital information data stream can be modulated on the cosine wave, and the odd bits in the digital information data stream can be modulated on the sine wave. When the phases of the cosine and sine waves are not exactly 90 ° apart, or when the amplitudes of the sine and cosine waves are not exactly equal, or when there is a residual carrier leak when the modulating wave is assumed to be zero, and for other reasons, errors can occur in quadrature modulators. Of course, the accuracy with which the quadrature modulation in synthesized, theoretical wave modulated with assumed data or with data already received is important in the communication systems described above. The accuracy of quadrature modulators is usually maintained by a combination of ensuring good matching between components and by making adjustment settings to reduce residual mismatch errors.

Een conventionele kwadratuurmodulator, getoond in figuur 2, bevat een "in-fase" of I modulator 101, een "kwadratuur” of Q modulator 102, en een fasesplitsend netwerk 103 voor het aan de dubbele zijband, onderdrukte draaggolfmodulatoren 101, 102 toevoeren van cosinus respectievelijk sinusdraaggolffrequentiesignalen. Ideaal, zijn de signalen geleverd door netwerk 103 cos(ut) en sin(ut) waar u de hoekfrequentie is van het draaggolfsignaal. Tevens wordt in figuur 2 een I en Q modulatiegenerator 104 getoond voor het toevoeren van I en Q modulatiesignalen, een combinatienetwerk 105 voor het toevoegen van de uitvoeren van de I modulator 101 en de Q modulator 102, en afregelpo-tentiometers 106, 107 voor draaggolfevenwicht/d.c. offset-instellingen voor de I respectievelijk Q signalen. Additionele afregelpotentiometers 108, 109 voor amplitudeaanpas- sing van de I respectievelijk Q signalen zijn tevens in figuur 2 getoond. Het fasesplitsend netwerk 103 kan tevens instelbaar zijn, zoals aangeduid door de diagonale pijl, om zo nauwkeurig als mogelijk het gewenste 90° faseverschil tussen de sinus en cosinusdraaggolffrequentiesignalen te bereiken.A conventional quadrature modulator, shown in Figure 2, includes an "in-phase" or I modulator 101, a "quadrature" or Q modulator 102, and a phase-splitting network 103 for supplying cosine suppressed carrier modulators 101, 102 to the double sideband sine carrier frequency signals respectively Ideally, the signals are provided by network 103 cos (ut) and sin (ut) where u is the angular frequency of the carrier signal.Figure 2 also shows an I and Q modulation generator 104 for supplying I and Q modulation signals , a combination network 105 for adding the outputs of the I modulator 101 and the Q modulator 102, and adjustment potentiometers 106, 107 for carrier equilibrium / dc offset settings for the I and Q signals, respectively. The I and Q signals are also shown in Figure 2. The phase-splitting network 103 can also be adjustable, as indicated d by the diagonal arrow, to achieve the desired 90 ° phase difference between the sine and cosine carrier frequency signals as accurately as possible.

In de praktijk, indien de I modulator 101 en Q modulator 102 op dezelfde siliciumchip geconstrueerd zijn door geïntegreerde schakelingtechnologie, zullen zij zeer nauwkeurig afgestemd zijn, mogelijk de behoefte vermijdend aan de amplitudeaanpassingspotentiometers 108, 109. In enkele gevallen kunnen de doeleinden van het fasesplitsende netwerk 103 bereikt worden door het beginnen met een signaal met een frequentie van 4u, dat is vier keer de gewenste draaggolffrequentie u, en het 4u-signaal gebruikend om een digitale logische deel-door-vierschakeling te klokken die de bitpatronen: 0011001100110011... en 0110011001100110... , produceert, hetgeen herkend kan worden als blokgolven met frequentie 1/4 waarbij de 4u bitsnelheid fases heeft die nauwkeurig 1/4 van een periode (90°) van elkaar gescheiden zijn. Gebruikelijk is het accepteerbaar om de I en Q modulatoren aan te sturen met blokgolfdraagsignalen in plaats van met sinusoïdale signalen. Een dergelijke digitale methode voor het produceren van 90° gefaseerde signalen kan practisch zijn voor frequenties tot op honderden megahertz, maar bij hogere frequenties kunnen kleine verschillen in de snelheid van het laden van de logische schakelingen, opnieuw een significante bron van modulator-fout worden.In practice, if the I modulator 101 and Q modulator 102 are constructed on the same silicon chip by integrated circuit technology, they will be very precisely tuned, possibly avoiding the need for the amplitude adjustment potentiometers 108, 109. In some cases, the purposes of the phase splitting network 103 are achieved by starting with a signal with a frequency of 4u, which is four times the desired carrier frequency u, and using the 4u signal to clock a digital logic part-by-four circuit which converts the bit patterns: 0011001100110011 ... and 0110011001100110 ..., which can be recognized as square waves of frequency 1/4 where the 4u bit rate has phases that are accurately 1/4 of a period (90 °) apart. Usually it is acceptable to drive the I and Q modulators with square wave carrier signals instead of sinusoidal signals. Such a digital method of producing 90 ° phased signals may be practical for frequencies up to hundreds of megahertz, but at higher frequencies, small differences in the speed of loading the logic circuits may again become a significant source of modulator error.

Het draaggolfevenwicht en/of d.c. offsetinstellin-gen proberen te garanderen dat, wanneer de modulatiegenera-tor 104 een nulsignaalniveau op zijn I en Q uitvoeren produceert, de corresponderende uitvoer bij de draaggolf-frequentie van de I en Q modulatoren tevens nul is. In wezen, vereist dit dat de I modulator 101 een nulcosinus-signaaluitvoer produceert voor een nul I modulatie en de Q modulator een nulsinussignaaluitvoer produceert voor een nul Q modulatie. Het is bekend dat een I modulatoroneven-wicht werkelijk een sinussignaal kan produceren wanneer het cosinussignaal nul is, en een Q modulatoronevenwicht een cosinussignaal kan produceren wanneer het sinussignaal nul is. Dienovereenkomstig, wordt een kleine cosinuslek van de I modulator soms gewenst voor het in evenwicht brengen van een cosinuslek van de Q modulator, en een kleine sinuslek van de Q modulator wordt soms gewenst voor het in evenwicht brengen van een sinuslek van de I modulator. Echter wordt met de twee instellingspotentiometers 106 en 107 draaggolfevenwicht eenvoudiger bereikt.The carrier balance and / or d.c. Offset settings try to ensure that when the modulation generator 104 produces a zero signal level on its I and Q outputs, the corresponding output at the carrier frequency of the I and Q modulators is also zero. Essentially, this requires the I modulator 101 to produce a zero cosine signal output for a zero I modulation and the Q modulator to produce a zero sine wave signal output for a zero Q modulation. It is known that an I modulator imbalance can actually produce a sine signal when the cosine signal is zero, and a Q modulator imbalance can produce a cosine signal when the sine signal is zero. Accordingly, a small cosine leak from the I modulator is sometimes desired to balance a cosine leak from the Q modulator, and a small sine leak from the Q modulator is sometimes desired to balance a sine leak from the I modulator. However, the two adjustment potentiometers 106 and 107 make carrier wave equilibrium easier.

Andere bronnen van modulatieonnauwkeurigheden zijn niet lineariteit in de modulatoren 101, 102 en niet linea-riteit in de modulatiegenerator 104. De generator 104 produceert vaak numeriek voorlopers van de I en Q modula-tiesignalen door middel van een digitale signaalverwerker, en zet vervolgens de voorlopers om in analoge modulerende signalen door middel van digitaal-in-analoog (D/A) omzet-ters. Misaanpassingen tussen de I-signaal D/A omzetter en de Q signaal D/A omzetter of in de anti-aliasing filters daarna zijn een verdere bron voor modulatiefout. In enkele gevallen, berekent de digitale signaalverwerker een voor-vervorming van het modulatiesignaal onder gebruikmaking van een inverse van de niet lineaire overdrachtsfuncties van de modulatoren 101, 102 teneinde te compenseren voor modulator niet-lineariteit. Technieken voor het vereenvoudigen van de D/A omzetting en daaropvolgend anti-aliasing filtering door gebruik van in hoge mate overbemonsterde delta-modulatie zijn tevens bekend, en leiden tot enige reductie van de boven genoemde modulatiefouten. Eén van dergelijke technieken is beschreven in de gemeenschappelijk toegewezen Amerikaanse octrooiaanvrage 07/967027 getiteld "Multi-Mode Signal Processing", die uitdrukkelijk hierin opgenomen is door verwijzing.Other sources of modulation inaccuracies are nonlinearity in the modulators 101, 102 and nonlinearity in the modulation generator 104. The generator 104 often numerically produces precursors of the I and Q modulation signals using a digital signal processor, then sets the precursors into analog modulating signals using digital-in-analog (D / A) converters. Misadjustments between the I signal D / A converter and the Q signal D / A converter or in the anti-aliasing filters afterwards are a further source of modulation error. In some cases, the digital signal processor calculates a pre-distortion of the modulation signal using an inverse of the nonlinear transfer functions of the modulators 101, 102 to compensate for modulator nonlinearity. Techniques for simplifying D / A conversion and subsequent anti-aliasing filtering using highly oversampled delta modulation are also known, and lead to some reduction of the above modulation errors. One such technique is described in commonly assigned United States Patent Application 07/967027 entitled "Multi-Mode Signal Processing", which is expressly incorporated herein by reference.

Het Amerikaanse octrooischrift 4.985.688 van Nagata beschrijft een modulatiesysteem waarin een versterkt, gemoduleerd uitvoersignaal teruggevoerd wordt naar een kwadratuurdemodulator. Het signaal wordt gedemoduleerd en vergeleken met een drempelwaarde. Gebaseerd op deze vergelijking wordt een stuursignaal opgewekt om het systeem aan te passen voor niet lineariteiten van de versterker die met de modulator verbonden is. Wanneer de drempel overschreden wordt, wordt de normale modulatie duidelijk onderbroken en vervangen door een signaal met 1/N-e frequentie of gegevenssnelheid. Het Nagata octrooischrift beschrijft tevens hoe de momenten te bepalen zijn waarop de uitvoer van de kwadratuurdemodulator bemonsterd zou worden door het gebruik van een differentiator, een delerschake-ling en klokstuurmiddel.Nagata's U.S. Patent No. 4,985,688 describes a modulation system in which an amplified, modulated output signal is fed back to a quadrature demodulator. The signal is demodulated and compared to a threshold value. Based on this comparison, a control signal is generated to adjust the system for nonlinearities of the amplifier connected to the modulator. When the threshold is exceeded, normal modulation is clearly interrupted and replaced by a signal with 1 / N-th frequency or data rate. The Nagata patent also describes how to determine the times when the output of the quadrature demodulator would be sampled using a differentiator, divider circuit and clock driver.

De inrichting volgens het Nagata octrooischrift kan tevens beschreven worden als een adaptieve, zelflerende voorvervormingsrangschikking. Het gestelde doel van het Nagata octrooischrift is om de invoer naar een kwadratuur-modulator invers voor te vervormen zodat de uitvoer na een vervormde vermogensversterker correct is. Anderzijds, kan de inrichting volgens het Nagata octrooischrift nauwelijks fouten in een kwadratuurmodulator corrigeren daar deze een kwadratuurdemodulator gebruikt om fouten te beoordelen, en zoals boven beschreven lijdt de demodulator waarschijnlijk aan hetzelfde type fouten als de modulator. Immers indien men een perfecte demodulator kan maken, zou men deze eenvoudig als een perfecte modulator gebruiken.The device of the Nagata patent can also be described as an adaptive, self-learning pre-deformation arrangement. The stated purpose of the Nagata patent is to inverse distort the input to a quadrature modulator so that the output after a distorted power amplifier is correct. On the other hand, the device of the Nagata patent can hardly correct errors in a quadrature modulator as it uses a quadrature demodulator to evaluate errors, and as described above, the demodulator probably suffers from the same type of errors as the modulator. After all, if one can make a perfect demodulator, one would simply use it as a perfect modulator.

Het Amerikaanse octrooischrift 4.581.749 van Carney et al beschrijft een frequentiemodulatieinrichting bruikbaar in een mobiel communicatiesysteem. Een terugkop-pelingslus verschaft regeling van hoekmodulatiefout door het vergelijken van de gemoduleerde afwijkingshoeveelheid met een voorafbepaalde afwijkingswaarde. Het beschreven automatische modulatie foutcorrectiesysteem is bestemd voor zenders die gebruik maken van zuivere hoekmodulatie, specifiek binaire continue fasefrequentieverschuivingsver-sleuteling {continuous-phase frequency shift keying (CPFSK).}U.S. Patent 4,581,749 to Carney et al describes a frequency modulation device useful in a mobile communication system. A feedback loop provides control of angle modulation error by comparing the modulated deviation amount with a predetermined deviation value. The automatic modulation error correction system described is intended for transmitters using pure angle modulation, specifically binary continuous phase frequency shift encryption {continuous-phase frequency shift keying (CPFSK).}

In het systeem beschreven in het Carney octrooi-schrift, wordt een nauwkeurige modulatieindex opgewekt door het digitaal schakelen van de frequentie tussen twee nauwkeurige waardes. Niettemin, wordt een dergelijke modulatie niet gebruikt voor transmissie daar de overgangen niet gefilterd zijn. De zendgolfvorm gebruikt gevormde een-nul overgangen om het spectrum te bevatten, en wanneer een voldoende aantal van gelijke bits in een rij optreden zou de frequentieafwijking van de gevormde modulatie dezelfde waarde benaderen als de ongevormde modulatie. Het voorkomen van dergelijke rijen van gelijke bits wordt gedetecteerd en een vergelijking wordt gemaakt wanneer zij optreden, waarbij het resultaat gebruikt wordt in een terugkoppellus om de modulatieindex aan te passen. Aldus beoordeelt het Carney octrooischrift fouten alleen wanneer de modulatie een voldoend lange rij van enen of nullen is.In the system described in the Carney patent, an accurate modulation index is generated by digitally switching the frequency between two accurate values. Nevertheless, such modulation is not used for transmission since the transitions are not filtered. The transmit waveform uses shaped one-zero transitions to contain the spectrum, and if a sufficient number of equal bits occur in a row, the frequency deviation of the formed modulation would approach the same value as the unformed modulation. The occurrence of such equal-bit rows is detected and a comparison is made when they occur, using the result in a feedback loop to adjust the modulation index. Thus, the Carney patent assesses errors only when the modulation is a sufficiently long row of ones or zeros.

Het Amerikaanse octrooischrift 5.020.076 van Cahill et al beschrijft het schakelen tussen analoge FM modulerende een draagsignaalbron op de conventionele manier, en het moduleren daarvan onder gebruikmaking van een kwadratuurmodulator. De kwadratuurmodulator wordt in de schakeling gelaten wanneer conventionele FM uitgevoerd wordt, en het I en/of Q modulatiesignaal wordt alleen ingesteld op een constante zodat de kwadratuurmodulator het FM signaal ongewijzigd doorlaat.U.S. Patent No. 5,020,076 to Cahill et al describes switching between analog FM modulating a carrier signal source in the conventional manner, and modulating it using a quadrature modulator. The quadrature modulator is left in the circuit when conventional FM is output, and the I and / or Q modulation signal is set to a constant only so that the quadrature modulator passes the FM signal unchanged.

Het Amerikaanse octrooischrift 4.856.025 van Takai beschrijft een zendverscheidenheidsimplementatie voor het verbeteren van digitale radiocommunicatie. Een speciale golfvorm en speciale ontvanger worden gebruikt, maar de speciale ontvanger beoordeelt niet de nauwkeurigheid van de zendermodulator om informatie te verschaffen aan een modulatiecorrectiesysteem. Het zal uit het voorgaande duidelijk zijn dat hoge modulatienauwkeurigheid tot op heden bereikt is door goede ontwerppraktijken gecombineerd met specifieke, vaste, eenmalige instellingen die kunnen compenseren voor vaste, onveranderlijke onnauwkeurigheden. Het zou in hoge mate gewenst zijn om in staat te zijn, continu en interactief, veranderlijke modulatieonnauwkeu-righeden alsmede fouten aan te kunnen passen en te kunnen compenseren.U.S. Patent No. 4,856,025 to Takai describes a transmission variety implementation for improving digital radio communications. A special waveform and special receiver are used, but the special receiver does not judge the accuracy of the transmitter modulator to provide information to a modulation correction system. It will be apparent from the foregoing that high modulation accuracy has been achieved to date through good design practices combined with specific, fixed, one-off settings that can compensate for fixed, unchanging inaccuracies. It would be highly desirable to be able, continuously and interactively, to adapt and compensate for variable modulation inaccuracies as well as errors.

In overeenstemming met de onderhavige uitvinding, ontvangt een zender zijn eigen transmissie met een geschikte ontvanger en bepaalt de transmissiemodulatiefouten ten opzichte van de theoretische bron die de ontvanger verwacht. Aanpassingen worden interactief gemaakt op de modulerende golven in een richting die de fouten reduceert totdat convergentie naar de gewenste, theoretische vorm bereikt is.In accordance with the present invention, a transmitter receives its own transmission with a suitable receiver and determines the transmission modulation errors relative to the theoretical source expected by the receiver. Adjustments are made interactive on the modulating waves in a direction that reduces errors until convergence to the desired theoretical form is achieved.

In een uitvoeringsvorm, wekt een digitaal signaal-verwerker de I en Q modulatiegolfvormen numeriek op, en maakt numerieke aanpassingen door het optellen van offsets teneinde draaggolfevenwicht te bereiken, door het vermenigvuldigend schalen om I en Q aanpassing te bereiken, en door I en Q kruiskoppeling om te compenseren voor 90°-fasesplit-singsfouten. De numerieke aanpassingen worden continu bijgewerkt door een modulatiebeoordelingsontvanger die werkt op een monster van de zenderuitvoer.In one embodiment, a digital signal processor numerically generates the I and Q modulation waveforms, and makes numerical adjustments by adding offsets to achieve carrier balance, by multiplying scaling to achieve I and Q adjustment, and by I and Q cross-coupling to compensate for 90 ° phase split errors. The numerical adjustments are continuously updated by a modulation assessment receiver operating on a sample of the transmitter output.

Indien een bepaald modulatortype (of demodulator- type) gevoelig is voor bepaalde typen van modulatieonnauw-keurigheid, dan kan die modulator aangepast worden om de eigenschappen van de modulatie die noodzakelijk zijn om continu de numerieke aanpassingen bij te werken te meten en te rapporteren, in het bijzonder wanneer gepresenteerd met een ruisvrij monster van verzonden signaal dat geëvalueerd dient te worden. Een modulatiebeoordelingsontvanger wordt voorzien voor een systeem waarin de modulatie een gespreid spectrum signaal is gebruikmakende van orthogonale of bi-orthogonale codering.If a particular modulator type (or demodulator type) is sensitive to certain types of modulation inaccuracy, that modulator can be adjusted to measure and report the modulation properties necessary to continuously update the numerical adjustments. especially when presented with a noise-free sample of transmitted signal to be evaluated. A modulation assessment receiver is provided for a system in which the modulation is a spread spectrum signal using orthogonal or bi-orthogonal coding.

De eigenschappen en voordelen van de uitvinding zullen begrepen worden door het lezen van de volgende gedetailleerde beschrijving in combinatie met de tekeningen, waarin:The features and advantages of the invention will be understood by reading the following detailed description in conjunction with the drawings, in which:

Figuren 1(a)-(c) grafieken zijn van beoordelings-kanalen die gebruik maken van verschillende meervoudige beoordelingstechnieken;Figures 1 (a) - (c) are graphs of rating channels using various multiple rating techniques;

Figuur 2 een functioneel blokschema is van een typische kwadratuurmodulator;Figure 2 is a functional block diagram of a typical quadrature modulator;

Figuur 3 een functioneel blokschema is van een systeem in overeenstemming met de onderhavige uitvinding;Figure 3 is a functional block diagram of a system in accordance with the present invention;

Figuur 4 toont hoe CDMA signalen opgewekt worden;Figure 4 shows how CDMA signals are generated;

Figuren 5 en 6 tonen hoe CDMA signalen gedecodeerd worden;Figures 5 and 6 show how CDMA signals are decoded;

Figuur 7 een aftrekkende CDMA demodulatietechniek toont;Figure 7 shows a subtracting CDMA demodulation technique;

Figuren 8(a), 8(b) blokschema's zijn van een zender en een ontvanger in een gespreid-spectrum communicatiesysteem; enFigures 8 (a), 8 (b) are block diagrams of a transmitter and a receiver in a spread-spectrum communication system; and

Figuur 9 golfvormen toont van gevormde offsetkwa-dratuur amplitudemodulatie {Shaped Offset Quadrature Amplitude Modulation (SOQAM)}.Figure 9 shows waveforms of shaped offset quadrature amplitude modulation (SOQAM)}.

Hoewel de volgende beschrijving gegeven wordt met betrekking tot cellulaire communicatiesystemen met draagbare of mobiele radiotelefoons en/of Personal Communication Networks (PCNs), zal het voor de vakman duidelijk zijn dat de onderhavige uitvinding toegepast kan worden op andere communicatietoepassingen. Bovendien, hoewel de onderhavige uitvinding gebruikt kan worden in een aftrekkend CDMA demodulatiesysteem, kan zij tevens gebruikt worden in toepassingen van andere types gespreid-spectrum systemen.Although the following description is given with regard to cellular communication systems with portable or mobile radiotelephones and / or Personal Communication Networks (PCNs), it will be apparent to those skilled in the art that the present invention can be applied to other communication applications. In addition, while the present invention can be used in a subtracting CDMA demodulation system, it can also be used in applications of other types of spread spectrum systems.

KWADRATUURMODULATOR ONNAUWKEURIGHEDENSQUARE MODULATOR INACCURACIES

Teneinde te helpen bij het begrijpen van de onderhavige uitvinding, zal eerst een analyse van de onnauwkeurigheden die in kwadratuurmodulatoren kunnen optreden gegeven worden.In order to aid in understanding the present invention, an analysis of the inaccuracies that can occur in quadrature modulators will first be given.

Indien de I en Q kanalen een versterkingsoneven-wicht hebben zodat de versterking van één kanaal een factor A groter is dan het geometrische gemiddelde, (IQ)*5 van de amplitude I van de ongemoduleerde I-kanaalinvoer en de amplitude Q van de ongemoduleerde Q-kanaalinvoer en versterking van het andere kanaal een factor A kleiner is dan (IQ) **, en als, aanvullend, de cosinus- en sinusdraag-golfsignalen niet precies 90° uit elkaar liggen maar er een fasefout +δφ bestaat op het ene draaggolfsignaal en een fasefout -δφ op het andere draaggolfsignaal bestaat ten opzichte van een gemiddelde fase, dan kan de cartesische vorm van het modulatoruitvoersignaal geschreven worden als: AIcos(ük-!-δφ) + (Q/ A)sin(cjt—δφ), hetgeen ontbindt in: cos(ut)[cos(&p)AI — (sin(&#>)/A)Q] + sin(cjt)[(cos(5<£)/A)Q - sin(5«p)AI].If the I and Q channels have a gain unbalance so that the gain of one channel is a factor A greater than the geometric mean, (IQ) * 5 of the amplitude I of the unmodulated I channel input and the amplitude Q of the unmodulated Q channel input and gain of the other channel is a factor A less than (IQ) **, and if, additionally, the cosine and sine carrier wave signals are not exactly 90 ° apart but there is a phase error + δφ on one carrier signal and a phase error -δφ on the other carrier signal exists relative to an average phase, then the cartesian form of the modulator output signal can be written as: AIcos (ük -! - δφ) + (Q / A) sin (cjt — δφ), which decomposes into: cos (ut) [cos (& p) AI - (sin (&#>) / A) Q] + sin (cjt) [(cos (5 <£) / A) Q - sin (5 «p ) AI].

Definiërende C= cos(δφ) en S = sin(δφ), en matrix notatie gebruikende, wordt het modulatoruitvoersignaal:Defining C = cos (δφ) and S = sin (δφ), and using matrix notation, the modulator output signal becomes:

Daar een gewenste vorm is:Since there is a desired form:

kan gezien worden dat het volgende vereist is:can be seen that the following is required:

waaraan voldaan wordt wanneer:which are met when:

Daar de gemeenschappelijke factor I/(C2 - S2) alleen maar een algehele amplitudeschaal is, kan deze weggelaten worden. Analoog, kan de rechter zijde gedeeld worden door C = cos(5<#>) , en T = tan(60) = S/C kan gedefinieerd worden, met het volgende resultaat:Since the common factor I / (C2 - S2) is only an overall amplitude scale, it can be omitted. Analogously, the right side can be divided by C = cos (5 <#>), and T = tan (60) = S / C can be defined, with the following result:

hetgeen in niet matrix vorm geschreven kan worden als: I = (I0 + TQ0)/A en Q = (Qq + TI0)A.which can be written in non-matrix form as: I = (I0 + TQ0) / A and Q = (Qq + TI0) A.

De voorgaande mathematische analyse toont dat de gewenste modulatie verkregen kan worden ondanks modulator onnauwkeurigheden door het optellen van een fractie T van Qq bij I0 en het vervolgens delen door A en door het toevoegen van een fractie T van I0 bij Q0 en het vervolgens vermenigvuldigen met A.The previous mathematical analysis shows that the desired modulation can be obtained despite modulator inaccuracies by adding a fraction T of Qq to I0 and then dividing by A and adding a fraction T of I0 to Q0 and then multiplying by A .

Eén onnauwkeurigheid die weggelaten is uit de voorgaande analyse is een draaggolfonevenwicht, dat in rekening genomen kan worden door het eenvoudig aftrekken van I en Q van de constanten Kj_ en Kq gelijk aan de hoeveelheid van draaggolfonevenwicht die gecorrigeerd dient te worden. De uiteindelijke formules voor de cartesische vorm van I en Q worden dus: I = (I0 + TQ0)/A - ^ en Q = (Q0 + TI0)A - Kq.One inaccuracy omitted from the foregoing analysis is a carrier imbalance, which can be taken into account by simply subtracting I and Q from the constants Kj_ and Kq equal to the amount of carrier imbalance to be corrected. Thus the final formulas for the Cartesian form of I and Q become: I = (I0 + TQ0) / A - ^ and Q = (Q0 + TI0) A - Kq.

In overeenstemming met de onderhavige uitvinding, worden de correctiefactoren A, T, Ki en Kq bepaald door het bemonsteren van de modulatoruitvoergolfvorm met een modula-tiebeoordelingsontvanger en het overbrengen van de monsters naar een digitaal-signaalverwerker voor het opwekken van de I en Q modulaties en het uitvoeren van de boven gegeven voorcorrecties.In accordance with the present invention, the correction factors A, T, Ki and Kq are determined by sampling the modulator output waveform with a modulation assessment receiver and transferring the samples to a digital signal processor to generate the I and Q modulations and performing the above pre-corrections.

In het algemeen, dient de modulatiebeoordelings-ontvanger een middel te hebben voor het meten van de I en Q waarden die actueel opgewekt worden door de kwadratuurmodu-lator van de zender en een middel voor het vergelijken van de gemeten I en Q waarden met ideale I en Q waarden teneinde de correctiefactoren te bepalen. Een conventionele ontvanger lost gebruikelijk echter een radiosignaal op in I en Q componenten door gebruikmaking van hetzelfde type kwadratuurmodulatorschakeling dat de zender gebruikt maar die tegenovergesteld werkt. Zoals boven beschreven, is het in principe onmogelijk om fouten in de modulator te onderscheiden van fouten in, in dit geval, de demodulator.In general, the modulation assessment receiver should have a means for measuring the I and Q values currently generated by the transmitter's quadrature modulator and a means for comparing the measured I and Q values with ideal I and Q values to determine the correction factors. However, a conventional receiver usually resolves a radio signal into I and Q components using the same type of quadrature modulator circuit that uses the transmitter but operates the opposite way. As described above, it is basically impossible to distinguish errors in the modulator from errors in, in this case, the demodulator.

Om deze niet onderscheidbaarheid van fouten te vermijden, gebruikt een modulatiebeoordelingsontvanger in overeenstemming met een aspect van de onderhavige uitvinding log-polaire signaalverwerking om de fase van het signaal van de zender te meten en de logaritme van zijn amplitude, in plaats van de cartesische I en Q componenten. Na digitalisatie, zet de ontvanger numeriek de metingen om van de log-polaire vorm naar de gewenste cartesische vorm. Log-polaire signaalverwerking is beschreven in het Amerikaanse octrooischrift 5.048.059, dat uitdrukkelijk hierin opgenomen is door verwijzing.To avoid this indiscernability of errors, a modulation assessment receiver in accordance with an aspect of the present invention uses log polar signal processing to measure the phase of the transmitter signal and the logarithm of its amplitude, rather than the Cartesian I and Q components. After digitization, the receiver numerically converts the measurements from the log polar form to the desired Cartesian form. Log polar signal processing is described in U.S. Patent 5,048,059, which is expressly incorporated herein by reference.

Een eenvoudige procedure voor het schrappen van de correctiefactoren, gegeven een verzameling van gewenste I en Q waarden, Ij en Qj, voor j = 1, ....., N, en een verza meling van corresponderende gemeten I en Q waarden I'j en QTj, is als volgt, waar gepostuleerd wordt dat: I'j = Bij - BTQj + Ki (I) en Q'j = CQj - CTIj + Kg, (2) en is het gewenst om B, C, T=tan (£</>), en Kq te vinden die voldoen aan de vergelijkingen (l) en (2).A simple procedure for deleting the correction factors, given a set of desired I and Q values, Ij and Qj, for j = 1, ....., N, and a set of corresponding measured I and Q values I ' j and QTj, is as follows, where it is postulated that: I'j = Bij - BTQj + Ki (I) and Q'j = CQj - CTIj + Kg, (2) and it is desired to have B, C, T = tan (£ </>), and find Kq that satisfy equations (1) and (2).

Eerst, worden de gewenste Ij en Qj verdeeld in twee suverzamelingen, waarbij de eerste subverzameling {IjPosi, Q^posi ^ uitsluitend de positieve waarden van Ij bevat, en de tweede subverzameling {Ijnegl, Qjneg1} uitsluitend de negatieve waarden van Ij bevat. Indien één subverzameling meer waarden bevat dan de andere subverzameling, worden uitsluitend N-l waarden (waar gelijk is aan het aantal waarden in de kleinere subverzameling) gebruikt in beide subverzamelingen.First, the desired Ij and Qj are divided into two su sets, with the first subset {IjPosi, Q ^ posi ^ containing only the positive values of Ij, and the second subset {Ijnegl, Qjneg1} containing only the negative values of Ij. If one subset contains more values than the other subset, only N-1 values (where equal to the number of values in the smaller subset) are used in both subsets.

De som over Nx waarden van Ij in de positieve subverzameling {IjposI, QjposI} wordt gedefinieerd als Isl:The sum over Nx values of Ij in the positive subset {IjposI, QjposI} is defined as Isl:

en de som over N2 waarden van Qj in de positieve subverzameling {IjposI, QjposI} is gedefinieerd als Qsl:and the sum over N2 values of Qj in the positive subset {IjposI, QjposI} is defined as Qsl:

De som over waarden van I^ in de subverzameling {I'j5®·1, Q*jPoeI} corresponderende met de positieve subverzameling {IjPOSl, QjP091} wordt gedefinieerd als I'sl:The sum of values of I ^ in the subset {I'j5® · 1, Q * jPoeI} corresponding to the positive subset {IjPOS1, QjP091} is defined as I's1:

en de som over Nj waarden van Q'j in de subverzameling {I'jP081, q'_.P°sI> corresponderende met de positieve subverzameling {IjposI, ς^ροβΙ} wordt gedetineerd als Q'gl:and the sum of Nj values of Q'j in the subset {I'jP081, q '_. P ° sI> corresponding to the positive subset {IjposI, ς ^ ροβΙ} is detained as Q'gl:

Daar al de I waarden die opgeteld worden om Isl te verkrijgen gekozen zijn om positief te zijn en de tekens van de corresponderende Q waarden die opgeteld zijn om Qsl te verkrijgen ongecorreleerd zijn, zal Isl in het algemeen veel groter zijn dan Qsl.Since all the I values added to obtain Isl are chosen to be positive and the signs of the corresponding Q values added to obtain Qsl are uncorrelated, Isl will generally be much larger than Qsl.

De som over waarden van Ij in de negatieve subverzameling {IjnegI, QjnegI} wordt gedefinieerd als Is2:The sum of values of Ij in the negative subset {IjnegI, QjnegI} is defined as Is2:

en de som over waarden van Qj in de negatieve subverzameling {IjnegI, Qj11^1} wordt gedefinieerd als Qs2:and the sum of values of Qj in the negative subset {IjnegI, Qj11 ^ 1} is defined as Qs2:

Op analoge manier, wordt de som over Nj_ waarden van 11 j in de subverzameling {I'j11®91, corresponde rende met de negatieve subverzameling {IjnegI, QjnegI> gedefinieerd als I's2:Similarly, the sum of Nj_ values of 11j in the subset {I'j11®91, corresponding to the negative subset {IjnegI, QjnegI> is defined as I's2:

en de som over N2 waarden van Q'j en de subverzameling {I'jnegI, corresponderende met de negatieve subverzameling {IjnegI, QjnegI} wordt gedefinieerd als Q*s2:and the sum of N2 values of Q'j and the subset {I'jnegI, corresponding to the negative subset {IjnegI, QjnegI} is defined as Q * s2:

Daar al de I waarden die opgeteld zijn om Is2 te verkrijgen gekozen zijn om negatief te zijn en de tekens van de corresponderende Q waarden die opgeteld zijn om Qs2 te verkrijgen ongecorreleerd zijn, zal de grootte van Is2 in het algemeen veel groter zijn dan de grootte van Q2.Since all the I values added to obtain Is2 are chosen to be negative and the signs of the corresponding Q values added to obtain Qs2 are uncorrelated, the size of Is2 will generally be much larger than the size of Q2.

De som over N2 waarden van 11 j in de subverzameling {I'jP051, Q'jPos1} corresponderende met de positieve subverzameling {IjPos1, QjPOSl} is, uit vergelijking (1) die boven genoemd is: I'si = BIsl - BTQsl + (3), en de som over Nj waarden van I'j in de subverzameling {I'.negI, corresponderende met de negatieve subverzameling {IjnegI, QjnegI} is, tevens uit vergelijking 1: I'S2S BIs2 - BTÖS2 + NiKi (4)The sum over N2 values of 11 j in the subset {I'jP051, Q'jPos1} corresponding to the positive subset {IjPos1, QjPOSl} is, from equation (1) mentioned above: I'si = BIsl - BTQsl + (3), and the sum of Nj values of I'j in the subset {I'.negI, corresponding to the negative subset {IjnegI, QjnegI} is, also from equation 1: I'S2S BIs2 - BTÖS2 + NiKi (4 )

Vergelijking 4 van vergelijking 3 aftrekkende, wordt geëlimineerd, gevende:Subtracting Equation 4 from Equation 3, it is eliminated, giving:

Daar T klein is en (Qsl - Qa2) veel kleiner is dan (IBl - Ia2) , wordt een adequate oplossing voor B verkregen door het substitueren van de oude (of de aanvankelijke) waarde van T in de rechter zijde van de boven gegeven uitdrukking voor B.Since T is small and (Qsl - Qa2) is much smaller than (IBl - Ia2), an adequate solution for B is obtained by substituting the old (or initial) value of T in the right side of the above expression for B.

Vervolgens worden de gewenste Ij en Qj verdeeld in twee subverzamelingen, waarbij de eerste subverzameling {I jPos®, QjPosQ} uitsluitend de positieve waarden van Qj bevat, en de tweede subverzameling {IjnegC, Qjneg<2} uitsluitend de negatieve waarden van Qj bevat. Indien één subverzameling meer waarden bevat dan de andere subverzameling, worden uitsluitend N2 waarden (waar N2 gelijk is aan het aantal waarden in de kleinere subverzameling) in beide subverzamelingen gebruikt.Then, the desired Ij and Qj are divided into two subsets, the first subset {I jPos®, QjPosQ} containing only the positive values of Qj, and the second subset {IjnegC, Qjneg <2} containing only the negative values of Qj. If one subset contains more values than the other subset, only N2 values (where N2 equals the number of values in the smaller subset) are used in both subsets.

De som over N2 waarden van Ij in de positieve subverzameling {IjposQ, QjposQ} wordt gedefinieerd als Is3:The sum over N2 values of Ij in the positive subset {IjposQ, QjposQ} is defined as Is3:

en de som over N2 waarden van Qj in de positieve subverzameling {IjP080, QjposQ) wordt gedefinieerd als Qs3:and the sum over N2 values of Qj in the positive subset {IjP080, QjposQ) is defined as Qs3:

De som over N2 waarden van I' j in de subverzameling {I'jP03®, Q'jP°sQ} corresponderende met de positieve subverzameling {IjP°sQ, Qjposö} wordt gedefinieerd als I's3;The sum over N2 values of I 'j in the subset {I'jP03®, Q'jP ° sQ} corresponding to the positive subset {IjP ° sQ, Qjposö} is defined as I's3;

en de som over N2 waarden van Q'j en de subverzameling {I'jP°sQ, Q'jPosQ} corresponderende met de positieve subver zamel ings {IjPosQ, QjP°sQ} wordt gedetineerd als Qg3:and the sum of N2 values of Q'j and the subset {I'jP ° sQ, Q'jPosQ} corresponding to the positive subset {IjPosQ, QjP ° sQ} is detained as Qg3:

Daar al de Q waarden die opgeteld zijn om Qs3 te verkrijgen gekozen zijn om positief te zijn en de tekens van de corresponderende I waarden die opgeteld zijn om Is3 te verkrijgen ongecorreleerd zijn, zal Qs3 in het algemeen veel groter zijn dan Is3.Since all the Q values added to obtain Qs3 are chosen to be positive and the signs of the corresponding I values added to obtain Is3 are uncorrelated, Qs3 will generally be much larger than Is3.

De som over N2 waarden van Ij in de negatieve subverzameling {IjnegQ, q ne9Qj. wordt gedefinieerd als Is4:The sum of N2 values of Ij in the negative subset {IjnegQ, q ne9Qj. is defined as Is4:

en de som over N2 waarden van Qj in de negatieve subverzameling {IjnegQ, Qjneg<2} wordt gedefinieerd als Qs4:and the sum over N2 values of Qj in the negative subset {IjnegQ, Qjneg <2} is defined as Qs4:

Op analoge manier, wordt de som over N2 waarden van I'j in de subverzameling {I'jnegQ, Q'jnegö} corresponderende roet de negatieve subverzameling {IjnegQ, QjnegQ} gedefinieerd als I's4:Similarly, the sum over N2 values of I'j in the subset {I'jnegQ, Q'jnegö} corresponding to the negative subset {IjnegQ, QjnegQ} is defined as I's4:

en de som over N2 waarden van Q'j in de subverza meling {I'jnegQ, Q'^negQ} corresponderende met de negatieve subverzameling {IjnegQ, Qjne<3ö} wordt gedefinieerd als Q's4:and the sum of N2 values of Q'j in the subset {I'jnegQ, Q '^ negQ} corresponding to the negative subset {IjnegQ, Qjne <3ö} is defined as Q's4:

Daar al de Q waarden die opgeteld zijn om Qs4 te verkrijgen gekozen zijn om negatief te zijn en de tekens van de corresponderende I waarden die opgeteld zijn om Is4 te verkrijgen ongecorreleerd zijn, zal de grootte van Qs4 in het algemeen veel groter zijn dan de grootte van Is4.Since all the Q values added to obtain Qs4 are chosen to be negative and the signs of the corresponding I values added to obtain Is4 are uncorrelated, the size of Qs4 will generally be much larger than the size from Is4.

De som over N2 waarden van Q'j in de subverzameling {I'jP°sQ, Q'jP°s<2} corresponderende met positieve subverzameling {IjposQ, Qjpos<2} is, uit vergelijking 2: Q's3 = c2s3 - CTIs3 + N2Kq (5> en de som over N2 waarden van Q1j in de subverzameling {I'jnegö, Q*j} corresponderende met de negatieve subverzameling {Ijneg2, Q_.ne9Q} is, tevens uit vergelijking 2 : Q's4 = CQs4 - CTIs4 + N2Kq (6)The sum over N2 values of Q'j in the subset {I'jP ° sQ, Q'jP ° s <2} corresponding to positive subset {IjposQ, Qjpos <2} is, from equation 2: Q's3 = c2s3 - CTIs3 + N2Kq (5> and the sum over N2 values of Q1j in the subset {I'jnegö, Q * j} corresponding to the negative subset {Ijneg2, Q_.ne9Q} is also from equation 2: Q's4 = CQs4 - CTIs4 + N2Kq (6)

Vergelijking 6 van vergelijking 5 aftrekkende, wordt Kq geëlimineerd, gevende:Subtracting equation 6 from equation 5, Kq is eliminated, giving:

Daar T klein is en (Is3 - Is4) veel kleiner is dan (Qs3 - Qs4) , wordt een adequate oplossing voor C verkregen door het substitueren van de oude (of de aanvankelijke) waarde van T in de rechter zijde van de boven gegeven uitdrukking voor C.Since T is small and (Is3 - Is4) is much smaller than (Qs3 - Qs4), an adequate solution for C is obtained by substituting the old (or initial) value of T in the right side of the expression given above for C.

Analoog, is de som over N2 waarden van Q'j in de subverzameling {I'jposI, Q'^P081} corresponderende met de positieve subverzameling {IjposI, Q^P081} uit vergelijking 2: Q'sl = CQal - CTIsl + N2Kq (7) en de som Nx waarden van Qj in de subverzameling {I'jnegl, Q'^negij. corresponderende met de negatieve subverzameling {IjnegI, QjnegI} is tevens uit vergelijking 2: Q’sl = cQb2 - CTIs2 + N^g (8)Similarly, the sum of N2 values of Q'j in the subset {I'jposI, Q '^ P081} is corresponding to the positive subset {IjposI, Q ^ P081} from equation 2: Q'sl = CQal - CTIsl + N2Kq (7) and the sum Nx values of Qj in the subset {I'jnegl, Q '^ ngij. corresponding to the negative subset {IjnegI, QjnegI} is also from equation 2: Q’sl = cQb2 - CTIs2 + N ^ g (8)

Vergelijking 8 van vergelijking 7 aftrekkende, wordt Kg geëlimineerd, gevende:Subtracting Equation 8 from Equation 7, Kg is eliminated, giving:

Bovendien, is de som over N2 waarden van I'j in de subverzameling {I'jP°s®, qi^p°sQj corresponderende met de positieve subverzameling {IjposQ, q..PosQ} uit vergelijking 1: I's3 = BIs3 - BTQs3 + N2Ki (9) en de som over N2 waarden van I'j in de subverzameling {I'jnegQ, Q'jnegQ} corresponderende met de negatieve subverzameling {ljnegQ, QjnegQ} tevens uit vergelijking 1: I’e4 = bis4 - btQs4 + N2Ki (10>In addition, the sum over N2 values of I'j in the subset {I'jP ° s®, qi ^ p ° sQj is corresponding to the positive subset {IjposQ, q..PosQ} from equation 1: I's3 = BIs3 - BTQs3 + N2Ki (9) and the sum of N2 values of I'j in the subset {I'jnegQ, Q'jnegQ} corresponding to the negative subset {ljnegQ, QjnegQ} also from equation 1: I'e4 = bis4 - btQs4 + N2Ki (10>

Vergelijking 10 aftrekkende van vergelijking (9) wordt KLSubtracting equation 10 from equation (9) becomes KL

geëlimineerd, gevende:eliminated, giving:

De boven genoemde bijgewerkte oplossingen voor B en C gebruikende in de uitdrukkingen voor T, wordt een bijgewerkte oplossing voor T verkregen. Uiteindelijk, worden door het substitueren van de nieuwe waarden Anew, Bnew, en Tnew in vergelijkingen 1 en 2, en het sommeren over alle N waarden indien Ij, Qj, I'j, en Q1j, nieuwe oplossingen verkregen voor Κ±:Using the above-mentioned updated solutions for B and C in the expressions for T, an updated solution for T is obtained. Finally, by substituting the new values of Anew, Bnew, and Tnew in equations 1 and 2, and summing over all N values if Ij, Qj, I'j, and Q1j, new solutions are obtained for Κ ±:

en voor Kq:and for Kq:

ZELFINSTELLENDE KWADRATUUR MODULATORENSELF-ADJUSTING SQUARE MODULATORS

Een zelfinstellende kwadratuurmodulator die de boven beschreven procedure implementeert is getoond in figuur 3. Een eerste digitaal signaal-verwerker 110 ontvangt een informatiesignaal dat verzonden dient te worden en zet de informatie om naar I en Q golfvormen in overeenstemming met de beoogde modulatietechniek. De I en Q golfvormen worden van de numerieke waarden geproduceerd door de digitaal signaal-verwerker 110 omgezet in analoge golfvormen onder gebruikmaking van digitaal-in-analoog (T/A) omzetters 112, 113 (voor de I respectievelijk QA self-adjusting quadrature modulator that implements the procedure described above is shown in Figure 3. A first digital signal processor 110 receives an information signal to be transmitted and converts the information to I and Q waveforms in accordance with the intended modulation technique. The I and Q waveforms are converted from the numerical values produced by the digital signal processor 110 into analog waveforms using digital-in-analog (T / A) converters 112, 113 (for the I and Q, respectively

golfvormen) zoals vereist door een kwadratuurmodulator 114. Aspecten van kwadratuurmodulatoren en de voordelen van hoge bitsnelheid delta-sigma modulatie worden beschreven in de Amerikaanse octrooiaanvrage 07/967027 opgenomen door de bovengenoemde verwijzing. Hoge bitsnelheid delta-sigma modulatiebitstromen worden eenvoudig omgezet naar de analoge spanning die zij representeren door het vormen van de bewegende gemiddelde spanning over een groot aantal bits. Dit kan geschieden door een continue tijd-laagdoor- laatfilter met een bandbreedte die een kleine fractie is van de bitsnelheid maar die nog voldoende is om alle gewenste modulatiecomponenten door te laten. Voor een gebalanceerde signaalconfiguratie, zouden gebalanceerde filters gebruikt worden.waveforms) as required by a quadrature modulator 114. Aspects of quadrature modulators and the advantages of high bit rate delta sigma modulation are described in U.S. Patent Application 07/967027 incorporated by the above reference. High bit rate delta-sigma modulation bitstreams are simply converted to the analog voltage they represent by forming the moving average voltage over a large number of bits. This can be done by a continuous time low pass filter with a bandwidth that is a small fraction of the bit rate but is still sufficient to pass through all the desired modulation components. For a balanced signal configuration, balanced filters would be used.

Kwadratuurmodulator-geïntegreerde schakelingen zijn commercieel verkrijgbaar, bijvoorbeeld van Hewlett-Packard Co. (stuk no. MX2001), en van Siemens (stuk no. PMB2200). Deze schakelingen hebben gebalanceerde I en Q invoeren. Indien, in plaats van het gebruiken van hoge bitsnelheid delta-sigma modulatie om numerieke I, Q waarden om te zetten in analoge golfvormen, een conventionele D/A omzetter zoals een 8- of 12-bits inrichting gebruikt zou worden, dan zouden ofwel vier aangepaste inrichtingen nodig zijn om de ± I en ± Q invoeren van de modulator aan te drijven, of een paar inrichtingen met gebalanceerde uitvoeren. Echter kan het gebruik van de delta-sigma techniek geïntegreerd worden als een klein deel van een grotere digitale geïntegreerde schakeling, en de complicaties voorkomen die geassocieerd zijn met het gebruik van conventionele D/A omzetters.Quadrature modulator integrated circuits are commercially available, for example, from Hewlett-Packard Co. (part no. MX2001), and from Siemens (part no. PMB2200). These circuits have balanced I and Q inputs. If instead of using high bit rate delta-sigma modulation to convert numerical I, Q values into analog waveforms, if a conventional D / A converter such as an 8- or 12-bit device were used, then either four appropriate devices are required to drive the ± I and ± Q inputs of the modulator, or a pair of devices with balanced outputs. However, the use of the delta-sigma technique can be integrated as a small part of a larger digital integrated circuit, avoiding the complications associated with the use of conventional D / A converters.

Een omhoog omzetter 115, bevattende een menger en geschikte banddoorlaatfliters, vertaalt de uitvoer van de kwadratuurmodulator 114 van een tussenfrequentie, waarbij de kwadratuurmodulator 114 op meest geschikte wijze werkt, naar de transmissiefrequentie. Vermogensversterkers 116, 117, verhogen het vermogensniveau tot de gewenste transmis-siewaarde. Een koppelaar 118 trekt een monster van het gemoduleerde transmissiesignaal af van welk geschikt punt dan ook in de postmodulatietransmissierij. In figuur 3, waar het monster afgetrokken is van de uiteindelijke frequentie net vóór de laatste transmissievermogensverster-ker 117, wordt het monster vertaald naar beneden tot een geschikte frequentie voor vergelijking met de beoogde modulatie door een omlaagomzetter 119. Een lokale oscilla-torfrequentiesynthesizer 120 kan geschikt gebruikt worden om zowel de omhoogomzetter 115 als de omlaagomzetter 119 aan te sturen. Alternatief, kan omlaagomzetting geëffectueerd worden door de omlaagomzetter 119 en een andere lokale oscillatorfrequentiesynthesizer mits de andere synthesizer zijn frequentie synthetiseert onder gebruikmaking van de uitvoer van een referentiefrequentiestandaard 121 van waaruit al de andere frequenties tot en met f8 die zoals getoond gebruikt worden afgeleid zijn. Het zal duidelijk zijn dat het bemonsteren van het signaal laat in de postmo-dulatietransmissieketen de correctie van fouten die ontstaan in postmodulatorcomponenten toestaat.An up converter 115, including a mixer and suitable bandpass flashes, translates the output of the quadrature modulator 114 from an intermediate frequency, with the quadrature modulator 114 operating most appropriately, to the transmission frequency. Power amplifiers 116, 117 increase the power level to the desired transmission value. A coupler 118 subtracts a sample of the modulated transmission signal from any suitable point in the post-modulation transmission array. In Figure 3, where the sample is subtracted from the final frequency just before the last transmission power amplifier 117, the sample is translated down to a suitable frequency for comparison with the intended modulation by a down converter 119. A local oscillator frequency synthesizer 120 may suitably used to drive both the up converter 115 and the down converter 119. Alternatively, downconversion can be effected by the downconverter 119 and another local oscillator frequency synthesizer provided that the other synthesizer synthesizes its frequency using the output of a reference frequency standard 121 from which all other frequencies through f8 used as shown are derived. It will be appreciated that sampling the signal late in the post-modulation transmission chain allows the correction of errors arising in post-modulator components.

Het omlaag omgezette signaalmonster verkregen van het postgemoduleerde transmissiesignaal door de koppelaar 118 wordt onderworpen aan een log-polaire digitalisatie onder gebruikmaking van een middenfrequentieversterker 122, die een uitvoersignaal produceert dat ongeveer evenredig is met de natuurlijke logaritme van de instantane amplitude van het signaalmonster alsmede een hard beperkt signaal dat de instantane signaalfaseinformatie behoudt. Het logampli-tudesignaal wordt gedigitaliseerd door een geschikte analoog-in-digitaal (A/D) omzetter 123 en het hard beperkte, fasebehoudend signaal wordt gedigitaliseerd door een geschikte fasedigitaliseerder 124. De fasedigitaliseerder 124 kan met voordeel geconstrueerd worden zoals beschreven in het Amerikaanse octrooischrift 5.148.373 dat uitdrukkelijk hierin opgenomen is door verwijzing.The down-converted signal sample obtained from the post-modulated transmission signal by the coupler 118 is subjected to a log polar digitization using an intermediate frequency amplifier 122, which produces an output signal approximately proportional to the natural logarithm of the instantaneous amplitude of the signal sample as well as a hard limited signal that retains the instantaneous signal phase information. The log amplitude signal is digitized by a suitable analog-to-digital (A / D) converter 123, and the hard limited, phase-retaining signal is digitized by a suitable phase digitizer 124. The phase digitizer 124 can advantageously be constructed as described in U.S. Pat. 5,148,373 expressly incorporated herein by reference.

De A/D omzetter 12 3 kan van het opeenvolgende benaderingstype zijn met een nauwkeurigheid van 8 bits. Alternatief, zou de omzetter 123 eerst hoge bitsnelheids delta-sigma modulatie kunnen toepassen voor het digitaliseren van het signaal, gevolgd door een decimatiefilter om de hoge bitsnelheids delta-sigma bitstroom omlaag te bemonsteren naar een lagere snelheidsstroom van binaire getallen. Hoge bitsnelheids deltamodulatie of alternatief gecompandeerde deltamodulatie zou eveneens gebruikt kunnen worden, met een impliciet differentiatie (dat is, deze meet de snelheidsverandering van het log-amplitudesignaal) dat ongedaan dient te worden door het achteraf numeriek herin- tegreren. De laatstgenoemde techniek heeft het voordeel dat kleine amplitudeveranderingen meer eenvoudig opgelost kunnen worden, een factor die belangrijk zou kunnen zijn voor modulaties die een kleine modulatiecomponent hebben of zouden dienen te hebben.The A / D converter 123 may be of the successive approximation type with an accuracy of 8 bits. Alternatively, converter 123 may first apply high bit rate delta sigma modulation to digitize the signal, followed by a decimation filter to sample the high bit rate delta sigma bit stream down to a lower rate stream of binary numbers. High bit rate delta modulation or alternatively banned delta modulation could also be used, with an implicit differentiation (that is, it measures the rate change of the log amplitude signal) which must be undone by retrospectively re-integrating. The latter technique has the advantage that small amplitude changes can be more easily resolved, a factor that could be important for modulations that have or should have a small modulation component.

De log-polaire gedigitaliseerde signaalmonsters uitgevoerd door de A/D omzetter 123 en de fasedigitaliseer-der 124 worden gevoerd naar een tweede digitaal signaal-verwerker 125 die tevens van de eerste digitale signaal-verwerker 110 de gewenste (ongecorrigeerde) I en Q modulaties ontvangt. De tweede digitale signaal-verwerker 125 voert faseuitlijning uit van de signaalmonsters door modulo-27r optelling van een numerieke fase-offsetwaarde bij de fasemonsters voor de log-polaire-in-cartesische omzetting. De tweede digitale signaalverwerker 125 vergelijkt vervolgens de fase uitgelijnde, log-polaire-in-carthesi-sche-omgezette signaalmonsters met de gewenste I en Q modulatiewaarden onder gebruikmaking van een geschikt proces zoals dat dat boven beschreven is om de correctie-factoren te bepalen die teruggevoerd worden naar de eerste digitaal signaal-verwerker 110. De eerste verwerker 110 gebruikt de correctiefactoren om gecorrigeerde, zelfingestelde I en Q golfvormen op te wekken voor modulatie en transmissie. De fase uitlijningsconstante (±6φ) kan tevens bijgewerkt worden door technieken die analoog zijn aan die die reeds boven beschreven zijn, en opeenvolgende cycli leveren opeenvolgende correcties. Natuurlijk, zouden de functies van de verwerkers 110, 125 uitgevoerd kunnen worden door een geschikte bekwame signaalverwerker. Een geschikte digitale signaalverwerkingschip is, bijvoorbeeld het model, no. TMS320C50, vervaardigd door Texas Instruments, die kan werken bij instructiesnelheden van tenminste 20 MIPS.The log polar digitized signal samples output from the A / D converter 123 and the phase digitizer 124 are fed to a second digital signal processor 125 which also receives the desired (uncorrected) I and Q modulations from the first digital signal processor 110 . The second digital signal processor 125 performs phase alignment of the signal samples by modulo-27r addition of a numerical phase offset value to the phase samples for the log polar to cartesian conversion. The second digital signal processor 125 then compares the phase aligned, log polar in cartesian converted signal samples with the desired I and Q modulation values using an appropriate process such as that described above to determine the correction factors are fed back to the first digital signal processor 110. The first processor 110 uses the correction factors to generate corrected, self-set I and Q waveforms for modulation and transmission. The phase alignment constant (± 6φ) can also be updated by techniques analogous to those already described above, and successive cycles yield successive corrections. Of course, the functions of processors 110, 125 could be performed by a suitably skilled signal processor. A suitable digital signal processing chip is, for example, the model, no. TMS320C50, manufactured by Texas Instruments, which can operate at instruction rates of at least 20 MIPS.

Het zal duidelijk zijn dat de niet ideale eigenschappen en onnauwkeurigheden van I en Q modulatoren in hoofdzaak constant zijn voor aanzienlijke tijdsperiodes, of zeer langzaam veranderen, bijvoorbeeld als gevolg van temperatuursveranderingen, en aldus behoeven de correctie-factoren niet continu bijgewerkt te worden. Anderzijds, kunnen de correctiefactoren nagenoeg continu bijgewerkt worden indien de condities dit vereisen, en zelfs zou het naar behoefte bijwerken van de correctiefactoren resulteren in een systeem dat veel sterker reageert, interactiever is, en nauwkeuriger is dan eerder bekende eenmalige, vaste compenserende modulatorinstellingen. De onderhavige uitvinding is in het bijzonder voordelig wanneer gebruikt met een aftrekkend CDMA systeem onder gebruikmaking van orthogonale codering, zoals beschreven in het Amerikaanse octrooi-schrift en de Amerikaanse octrooiaanvrage die hierboven door verwijzing opgenomen zijn. CDMA demodulatietechnieken zullen nu in combinatie met de signaalgrafieken getoond in figuren 4-6 beschreven worden, die voorbeeldgolfvormen tonen in de coderings- en decoderingsprocessen gebruikt in traditionele CDMA systemen. De golfvormvoorbeelden van figuren 4-6 gebruikend, wordt de verbeterde prestatie van een aftrekkende CDMA demodulatietechniek weergegeven in figuur 7.It will be appreciated that the non-ideal properties and inaccuracies of I and Q modulators are substantially constant for significant periods of time, or change very slowly, for example due to temperature changes, and thus the correction factors do not need to be continuously updated. On the other hand, the correction factors can be updated almost continuously if the conditions require it, and even updating the correction factors as required would result in a system that is much more responsive, more interactive, and more accurate than previously known one-off, fixed compensating modulator settings. The present invention is particularly advantageous when used with a subtracting CDMA system using orthogonal coding, as described in U.S. Patent and U.S. Patent Application incorporated herein by reference. CDMA demodulation techniques will now be described in conjunction with the signal graphs shown in Figures 4-6, which show exemplary waveforms in the encoding and decoding processes used in traditional CDMA systems. Using the waveform examples of Figures 4-6, the improved performance of a subtracting CDMA demodulation technique is shown in Figure 7.

Twee verschillende gegevensstromen, in figuur 4 getoond als signaalgrafieken (a) en (d) representeren gedigitaliseerde informatie die over afzonderlijke communicatiekanalen overgebracht dient te worden. Informatiesig-naal 1 wordt gemoduleerd onder gebruikmaking van een hoge bitsnelheid digitale code die uniek is voor signaal 1 en die getoond is in signaalgrafiek (b) . Voor doeleinden van deze beschrijving, verwijst de uitdrukking "bit'1 naar een binair cijfer of symbool van het informatiesignaal. De uitdrukking "bitperiode" verwijst naar de tijdsperiode tussen het begin en het einde van één bit van het informatiesignaal. De uitdrukking "chip" verwijst naar een binair getal van het hoge snelheidscodesignaal. Dienovereenkomstig, verwijst de term "chipperiode" naar de tijdsperiode tussen het begin en het einde van één chip van het codesig-naal. Natuurlijk, is de bitperiode veel groter dan de chipperiode. Het resultaat van deze modulatie, die in wezen het product is van de twee signaalgolfvormen, is getoond in de signaalgrafiek (c). In Boleaanse notatie, is de modulatie van twee binaire golfvormen in wezen een exclusieve-OF bewerking. Een analoge serie bewerkingen wordt uitgevoerd voor informatiesignaal 2 zoals getoond in signaalgrafieken (d)-(f). In de praktijk zijn natuurlijk veel meer dan twee gecodeerde informatiesignalen over het frequentiespectrum beschikbaar voor cellulaire telefooncommunicaties verspreid. Elk gecodeerd signaal wordt gebruikt om een RF draaggolf te moduleren onder gebruikmaking van een willekeurige uit een aantal modulatietechnieken, zoals QPSK. In een cellulair telefoonsysteem, wordt elke gemoduleerde draaggolf over een luchtverbinding verzonden. Bij een radioontvanger, zoals een cellulair basisstation, worden alle signalen die elkaar overlappen in de toegewezen frequentiebandbreedte samen ontvangen. De individueel gecodeerde signalen worden opgeteld, zoals weergegeven in de signaalgrafieken (a)-(c) van figuur 5, om een composiet signaalgolfvorm te vormen (grafiek c).Two different data streams, shown in Figure 4 as signal graphs (a) and (d), represent digitized information to be transferred over separate communication channels. Information signal 1 is modulated using a high bit rate digital code unique to signal 1 and shown in signal graph (b). For purposes of this description, the term "bit" 1 refers to a binary digit or symbol of the information signal. The term "bit period" refers to the time period between the beginning and end of one bit of the information signal. The term "chip" refers to a binary number of the high rate code signal. Accordingly, the term "chip period" refers to the time period between the beginning and end of one chip of the code signal. Of course, the bit period is much larger than the chip period. this modulation, which is essentially the product of the two signal waveforms, is shown in the signal graph (c). In Bolean notation, the modulation of two binary waveforms is essentially an exclusive-OR operation. An analog series of operations is performed for information signal 2 as shown in signal graphs (d) - (f) In practice, of course, much more than two coded information signals about the frequency spec available for cellular telephone communications. Each encoded signal is used to modulate an RF carrier using any of a number of modulation techniques, such as QPSK. In a cellular telephone system, each modulated carrier is transmitted over an air link. In a radio receiver, such as a cellular base station, all signals overlapping in the assigned frequency bandwidth are received together. The individually coded signals are added, as shown in the signal graphs (a) - (c) of Figure 5, to form a composite signal waveform (graph c).

Na demodulatie van het ontvangen signaal tot de geschikte basisbandfrequentie, vindt het decoderen van het composietsignaal plaats. Informatiesignaal 1 kan gedecodeerd worden of ontspreid worden door het vermenigvuldigen van het ontvangen compositiesignaal getoond in figuur 5(c) met de unieke code die oorspronkelijk gebruikt is om signaal 1 te moduleren getoond in signaalgrafiek (d) . Het resulterende signaal wordt geannalyseerd om te beslissen wat de polariteit is (hoog of laag, +1 of -1, "1" of ••O") van elke informatiebitperiode van het signaal. De details van hoe de codegenerator van de ontvanger in de tijd gesynchroniseerd wordt met de uitgezonden code is bekend in de stand der techniek.After demodulation of the received signal to the appropriate baseband frequency, the decoding of the composite signal takes place. Information signal 1 can be decoded or despread by multiplying the received composite signal shown in Figure 5 (c) by the unique code originally used to modulate signal 1 shown in signal graph (d). The resulting signal is analyzed to decide the polarity (high or low, +1 or -1, "1" or •• O ") of each information bit period of the signal. The details of how the code generator of the receiver in the time synchronized with the transmitted code is known in the art.

Deze beslissingen kunnen gemaakt worden door het nemen van een gemiddelde of merendeel van de stemmen van de chippolariteiten gedurende elke bitperiode. Dergelijke "harde beslissingsmakende processen" zijn accepteerbaar zolang er geen signaalonduidelijkheid is. Gedurende de eerste bitperiode in de signaalgrafiek (f) is de gemiddelde chipwaarde bijvoorbeeld +1,00 hetgeen eenvoudig een bitpo-lariteit +1 aanduidt. Analoog is de gemiddelde chipwaarde gedurende de derde bitperiode +0,75, en is de bitpolariteit tevens meest waarschijnlijk +1. Echter is in de tweede bitperiode de gemiddelde chipwaarde 0, en het merendeel van de stemmen of gemiddelde test verschaft geen accepteerbare polariteitswaarde.These decisions can be made by taking an average or a majority of the votes of the chip polarities during each bit period. Such "hard decision making processes" are acceptable as long as there is no signal ambiguity. For example, during the first bit period in the signal graph (f), the average chip value is +1.00, which simply indicates a bit polarity +1. Similarly, the average chip value during the third bit period is +0.75, and the bit polarity is also most likely +1. However, in the second bit period, the average chip value is 0, and the majority of votes or average test does not provide an acceptable polarity value.

In dergelijke dubbelzinnige situaties, dient een "zacht" beslissingsmakend proces gebruikt te worden om de bitpolariteit te bepalen. Bijvoorbeeld, kan een analoge spanning evenredig met het ontvangen signaal na ontsprei-ding geïntegreerd worden over het aantal chipperiodes corresponderende met een enkel informatiebit. Het teken of polariteit van het netto integratieresultaat geeft aan dat de bitwaarde een +1 of -1 is.In such ambiguous situations, a "soft" decision making process should be used to determine the bit polarity. For example, an analog voltage proportional to the received signal after desanding can be integrated over the number of chip periods corresponding to a single information bit. The sign or polarity of the net integration result indicates that the bit value is a +1 or -1.

Het decoderen van signaal 2, analoog aan dat van signaal l, is in de signaalgrafieken (a)-(b) van figuur 6 weergegeven. Echter zijn er na het decoderen geen ondubbelzinnige bitpolariteitssituaties.The decoding of signal 2, analogous to that of signal 1, is shown in the signal graphs (a) - (b) of Figure 6. However, there are no unambiguous bit polarity situations after decoding.

Theoretisch, kan dit decoderingsschema gebruikt worden om elk signaal te decoderen dat het composietsignaal opbouwt. Ideaal, wordt de bijdrage van ongewenste interfererende signalen geminimaliseerd wanneer de digitale spreidingscodes orthogonaal op de ongewenste signalen staan. (Twee binaire reeksen zijn orthogonaal indien zij in precies één helft van hun bitposities verschillen). Ongelukkigerwijs, bestaat slechts een bepaald aantal orthogona-le codes voor een bepaalde woordlengte. Een ander probleem is dat orthogonaliteit uitsluitend gehandhaafd kan worden wanneer de relatieve tijdsuitlijning tussen twee signalen strikt gehandhaafd wordt. In communicatieomgevingen waar draagbare radioeenheden constant bewegen, zoals in cellulaire systemen, is nauwkeurige tijdsuitlijning moeilijk te bereiken. Wanneer codeorthoganaliteit niet gegarandeerd kan worden, kunnen op ruis gebaseerde signalen storen met de werkelijke bitreeksen die geproduceerd zijn door verschil lende codegeneratoren, bijvoorbeeld de mobiele telefoons. In vergelijking met de oorspronkelijke gecodeerde signaal-energieën is de energie van de ruissignalen echter gebruikelijk klein.Theoretically, this decoding scheme can be used to decode any signal that builds the composite signal. Ideally, the contribution of unwanted interfering signals is minimized when the digital spreading codes are orthogonal to the unwanted signals. (Two binary strings are orthogonal if they differ in exactly one half of their bit positions). Unfortunately, only a certain number of orthogonal codes exist for a certain word length. Another problem is that orthogonality can only be maintained when the relative time alignment between two signals is strictly maintained. In communication environments where portable radio units move constantly, such as in cellular systems, accurate time alignment is difficult to achieve. If coding orthoganality cannot be guaranteed, noise-based signals may interfere with the actual bit sequences produced by different code generators, for example, the mobile phones. However, compared to the original encoded signal energies, the energy of the noise signals is usually small.

"Verwerkingsversterking" is een parameter van gespreid-spectrum systemen, en voor een direct spreidings-systeem wordt dit gedefinieerd als de verhouding van de spreidende of coderende bitsnelheid met de onderliggende informatiebitsnelheid, dat is het aantal chips per informa-tiebit of symbool. Dus is de verwerkingsversterking in wezen de bandbreedteverspreidingsverhouding, dat is de verhouding van de bandbreedtes van de spreidende code en het informatiesignaal. Hoe groter de codebitsnelheid, hoe breder de informatie verspreid wordt en hoe groter de spreidingsverhouding. Bijvoorbeeld, heeft een één kilobit per seconde informatiesnelheid gebruikt om een één megabit per seconde codesignaal te moduleren een verwerkingverster-king van 1000:1. De verwerkingsversterking getoond in figuur 4 is bijvoorbeeld 8:1, de verhouding van de code-chipsnelheid tot de informatiegegevensstroombitsnelheid."Processing Gain" is a parameter of spread spectrum systems, and for a direct spread system it is defined as the ratio of the spreading or encoding bit rate to the underlying information bit rate, which is the number of chips per information bit or symbol. Thus, the processing gain is essentially the bandwidth spreading ratio, which is the ratio of the bandwidths of the spreading code and the information signal. The greater the code bit rate, the wider the information is distributed and the greater the spreading ratio. For example, a one kilobit per second information rate to modulate a one megabit per second code signal has a processing gain of 1000: 1. For example, the processing gain shown in Figure 4 is 8: 1, the ratio of the code chip rate to the information data stream bitrate.

Grote verwerkingsversterkingen reduceren de kans op het decoderen van ruissignalen gemoduleerd onder gebruikmaking van ongecorreleerde codes. Bijvoorbeeld wordt verwerkingsversterking gebruikt in militaire samenhang om de onderdrukking van vijandige stoorsignalen te meten. In andere omgevingen, zoals cellulaire systemen, bevordert verwerkingsversterking het onderdrukken van andere, bevriende signalen die aanwezig zijn op dezelfde communicatiekanalen maar codes gebruiken die ongecorreleerd zijn met de gewenste code. In de saraenhang van de aftrekkende CDMA de-modulatietechniek, omvat "ruis'* zowel vijandige als bevriende signalen, en kan gedefinieerd worden als welke signalen dan ook anders dan het signaal van belang, dat is het te coderen signaal. Het boven beschreven voorbeeld uitbreidend, indien een signaal-tot-interferentieverhouding van 10:1 vereist is en de verwerkingsversterking 1000:1 is, hebben conventionele CDMA systemen de capaciteit om tot 101 signalen van gelijke energie toe te staan hetzelfde kanaal te delen. Gedurende decodering, worden 100 van de 101 signalen onderdrukt tot l/1000e van hun origineel interfererend vermogen. De totale interferentie-energie is dus 100/1000, of 1/10, in vergelijking met de gewenste informa-tie-energie van eenheid. Met de informatiesignaalenergie tien keer groter dan de interferentie-energie, kan het informatiesignaal nauwkeurig gecorreleerd worden.Large processing gains reduce the chance of decoding noise signals modulated using uncorrelated codes. For example, processing amplification is used in military context to measure the suppression of hostile interference signals. In other environments, such as cellular systems, processing gain promotes suppression of other friendly signals that are present on the same communication channels but use codes that are uncorrelated with the desired code. In the context of the subtracting CDMA de-modulation technique, "noise" * includes both hostile and friendly signals, and can be defined as any signals other than the signal of interest, which is the signal to be encoded. Extending the example described above. if a signal to interference ratio of 10: 1 is required and the processing gain is 1000: 1, conventional CDMA systems have the capacity to allow up to 101 signals of equal energy to share the same channel. 101 suppresses signals up to 1 / 1000th of their original interfering power, so the total interference energy is 100/1000, or 1/10, compared to the unit's desired information energy.With the information signal energy ten times greater than the interference energy, the information signal can be accurately correlated.

Samen met de vereiste signaal-tot-interferentie-verhouding, bepaalt de verwerkingsversterking het aantal toegestane overlappende signalen in hetzelfde kanaal. Dat dit nog steeds de conventionele manier is voor het beschouwen van de capaciteitsgrenzen van CDMA systemen kan herkend worden door bijvoorbeeld het bovengenoemde artikel van Gilhousen et al te lezen.Together with the required signal-to-interference ratio, the processing gain determines the number of allowed overlapping signals in the same channel. That this is still the conventional way of considering the capacity limits of CDMA systems can be recognized by reading, for example, the aforementioned article by Gilhousen et al.

In tegenstelling tot conventionele CDMA, is een belangrijk aspect van de aftrekkende CDMA demodulatietech-niek de herkenning dat de onderdrukking van bevriende CDMA signalen niet beperkt wordt door de verwerkingsversterking van de gespreid-spectrum demodulator zoals het geval is bij de onderdrukking van militaire stoorsignalen. Een groot percentage van de andere signalen opgenomen in een ontvangen, composiet signaal zijn geen onbekende stoorsignalen of omgevingsruis die niet gecorreleerd kunnen worden. In plaats daarvan, is het merendeel van de ruis, zoals boven gedefinieerd, bekend en wordt gebruikt om het decoderen van het signaal van belang te bevorderen. Het feit dat de kenmerken van de meeste van deze ruissignalen bekend zijn, omvattende een corresponderende spreidingscode, wordt in de aftrekkende CDMA demodulatietechniek gebruikt om systeemcapaciteit en de nauwkeurigheid van het signaaldecoderings-proces te verbeteren. In plaats van het eenvoudig decoderen van elk informatiesignaal uit het composietsignaal, verwijdert de aftrekkende CDMA demodulatietechniek tevens elk informatiesignaal uit het composietsignaal nadat dit gedecodeerd is. Deze signalen die achterblijven worden uitsluitend gedecodeerd uit de rest van het composietsig- naai. Dientengevolge, interfereren de reeds gedecodeerde signalen niet met het decoderen van de resterende signalen.In contrast to conventional CDMA, an important aspect of the subtracting CDMA demodulation technique is the recognition that the suppression of friendly CDMA signals is not limited by the processing gain of the spread-spectrum demodulator as is the case with the suppression of military interference signals. A large percentage of the other signals included in a received composite signal are not unknown interference signals or environmental noise that cannot be correlated. Instead, most of the noise as defined above is known and is used to aid decoding of the signal of interest. The fact that the characteristics of most of these noise signals are known, including a corresponding spreading code, is used in the subtracting CDMA demodulation technique to improve system capacity and the accuracy of the signal decoding process. Rather than simply decoding each information signal from the composite signal, the subtracting CDMA demodulation technique also removes any information signal from the composite signal after it has been decoded. These remaining signals are only decoded from the rest of the composite signal. As a result, the already decoded signals do not interfere with the decoding of the remaining signals.

Bijvoorbeeld kan, in figuur 7, indien signaal 2 reeds gedecodeerd is zoals getoond in de signaalgrafiek (a), de gecodeerde vorm van signaal 2 gereconstrueerd worden zoals getoond in de signaalgrafieken (b) en (c) (met het begin van de eerste bitperiode van de gereconstrueerde gegegevensstroom voor signaal 2 uitgelijnd met het begin van de vierde chip van de code voor signaal 2 zoals getoond in figuur 4 signaalgrafieken (d) en (e)), en afgetrokken van het composietsignaal in de signaalgrafiek (d) (opnieuw met de eerste chip van het gereconstrueerde gecodeerde signaal 2 uitgelijnd met de vierde chip van het ontvangen composietsignaal) om gecodeerd signaal 8 achter te laten in de signaalgrafiek (e) . Dit wordt eenvoudig geverifieerd door het vergelijken van signaalgrafiek (e) in figuur 7 met signaalgrafiek (c) in figuur 4 (afgeknot door het verwijderen van de eerste drie en de allerlaatste chip). Signaal 1 wordt eenvoudig opnieuw gevangen door het vermenigvuldigen van het gecodeerde signaal l met code 1 om signaal 1 te reconstrueren. Merk op dat daar de bitperiodes van gegevensstromen voor signalen 1 en 2 ten opzichte van elkaar verschoven zijn door 2 chips er slechts 6 +1 chips zijn in de eerste bitperiode van het opnieuw gevangen signaal 1 getoond in de figuur 7 signaalgrafiek (f). Het is significant dat terwijl de conventionele CDMA coderingsmethode niet in staat is tot het bepalen of de polariteit van het informatiebit in de tweede bitperiode van signaal 1 een +1 of een -1 in signaalgraf iek (f) van figuur 5 was, de decoderingsmethode van de aftrekkende CDMA demodulatietech-niek effectief deze dubbelzinnigheid oplost door eenvoudig signaal 2 uit het composietsignaal te verwijderen.For example, in Figure 7, if signal 2 is already decoded as shown in the signal graph (a), the encoded form of signal 2 can be reconstructed as shown in the signal graphs (b) and (c) (with the beginning of the first bit period) of the reconstructed data stream for signal 2 aligned with the beginning of the fourth chip of the code for signal 2 as shown in Figure 4 signal graphs (d) and (e)), and subtracted from the composite signal in the signal graph (d) (again with the first chip of the reconstructed coded signal 2 aligned with the fourth chip of the received composite signal) to leave coded signal 8 in the signal graph (e). This is easily verified by comparing signal graph (e) in Figure 7 with signal graph (c) in Figure 4 (truncated by removing the first three and the very last chip). Signal 1 is simply retaken by multiplying the coded signal 1 by code 1 to reconstruct signal 1. Note that since the data stream bit periods for signals 1 and 2 are shifted relative to each other by 2 chips, there are only 6 +1 chips in the first bit period of the re-captured signal 1 shown in the Figure 7 signal graph (f). Significantly, while the conventional CDMA encoding method is unable to determine whether the polarity of the information bit in the second bit period of signal 1 was a +1 or a -1 in signal graph (f) of Figure 5, the decoding method of the subtracting CDMA demodulation technique effectively solves this ambiguity by simply removing signal 2 from the composite signal.

Een algemeen CDMA systeem zal nu beschreven worden onder verwijzing naar figuren 8(a), 8(b). In de zender getoond in figuur 8(a), wordt een informatiebron zoals spraak omgezet van analoog formaat in digitaal formaat in een conventionele broncodeerder 20. De digitale bitstroom opgewekt door de zenderbroncodeerder 20 kan verder verwerkt worden in een zenderfoutcorrectiecodeerder 22 die redundantie toevoegt die de bandbreedte of bitsnelheid van de transmissie vergroot. In reactie op een spreidingscodese-lectiesignaal van een geschikt stuurmechanisme zoals een programmeerbare microprocessor (niet weergegeven), wordt een bepaalde spreidingscode opgewekt door een zend-sprei-dingscodegenerator 24, die een pseudowillekeurige getalge-nerator kan zijn. De geselecteerde spreidingscode wordt opgeteld in een modulo-2 optelIer 26 met het gecodeerde informatiesignaal uit de foutcorrectiecodeerder 22. Het zal duidelijk zijn dat de modulo-2 optelling van twee binaire reeksen essentieel een exclusieve-OF bewerking in binaire logica is. De modulo-2 sommatie '•spreidt" effectief elk bit informatie van de codeerder 22 in een groot aantal "chips".A general CDMA system will now be described with reference to Figures 8 (a), 8 (b). In the transmitter shown in Figure 8 (a), an information source such as speech is converted from analog format to digital format in a conventional source encoder 20. The digital bit stream generated by the transmitter source encoder 20 can be further processed in a transmitter error correction encoder 22 which adds redundancy. bandwidth or bit rate of the transmission increased. In response to a spreading code selection signal from a suitable control mechanism such as a programmable microprocessor (not shown), a particular spreading code is generated by a transmit spreading code generator 24, which may be a pseudo-random number generator. The selected spreading code is added in a modulo-2 adder 26 with the encoded information signal from the error correction coder 22. It will be appreciated that the modulo-2 addition of two binary sequences is essentially an exclusive-OR operation in binary logic. The modulo-2 summation effectively "spreads" each bit of information from the encoder 22 into a large number of "chips".

Het gecodeerde signaal uitgevoerd door de opteller 26 wordt gebruikt om een RF draaggolf te moduleren onder gebruikmaking van een modulatietechniek zoals QPSK in een modulator 28. De gemoduleerde draaggolf wordt verzonden over een luchtverbinding door middel van een conventionele radiozender 30. Een groot aantal van de gecodeerde signalen die elkaar overlappen in de toegewezen frequentieband wordt samen ontvangen in de vorm van een composietsignaalgolfvorm bij een radioontvanger 32, zoals een cellulair radiotele-foonbasisstation, weergegeven in figuur 8(b). Na demodulatie in een demodulator 34 tot basisband, wordt het compo-sietsignaal gedecodeerd.The encoded signal output by the adder 26 is used to modulate an RF carrier using a modulation technique such as QPSK in a modulator 28. The modulated carrier is transmitted over an air link by a conventional radio transmitter 30. A large number of the encoded signals overlapping in the assigned frequency band are received together in the form of a composite signal waveform at a radio receiver 32, such as a cellular radio telephone base station, shown in Figure 8 (b). After demodulation in a demodulator 34 to baseband, the composite signal is decoded.

Een individueel informatiesignaal wordt gedecodeerd of "ontspreid" door het vermenigvuldigen van het composietsignaal met de corresponderende unieke spreidingscode geproduceerd door een ontvangerspreidingscodege-nerator 36. Deze unieke code correspondeert met die spreidingscode die oorspronkelijk gebruikt wordt om dat informatiesignaal in de zendspreidingscodegenerator 24 te spreiden. De spreidingscode en het gedemoduleerde signaal worden door een vermenigvuldiger 38 gecombineerd. Daar verscheidene ontvangen chips een enkel bit van verzonden informatie representeren, kan het uitvoersignaal van vermenigvuldiger 38 opeenvolgend geïntegreerd worden over een bepaald aantal chips teneinde de actuele waardes van de informatiebits te verkrijgen. Zoals boven beschreven, kunnen deze bitwaarde-beslissingen gemaakt worden door het nemen van een gemiddelde of merendeel van de stemmen van de chippolariteiten gedurende elke bitperiode. In elk geval, worden de uitvoer-signalen van vermenigvuldiger 38 uiteindelijk aangelegd op een ontvangerfoutcorretiedecodeerder 40 die het proces aangelegd door de zenderfoutcorrectiecodeerder 22 omkeert, en de resulterende digitale informatie wordt omgezet in analoog formaat (bijvoorbeeld spraak) door een brondeco-deerder 42.An individual information signal is decoded or "despreaded" by multiplying the composite signal by the corresponding unique spreading code produced by a receiver spreading code generator 36. This unique code corresponds to that spreading code originally used to spread that information signal in the transmit spreading code generator 24. The spreading code and the demodulated signal are combined by a multiplier 38. Since several received chips represent a single bit of transmitted information, the output of multiplier 38 can be sequentially integrated over a given number of chips to obtain the current values of the information bits. As described above, these bit value decisions can be made by taking an average or majority of the votes of the chip polarities during each bit period. In any case, the output signals from multiplier 38 are finally applied to a receiver error correction decoder 40 which reverses the process applied by the transmitter error correction encoder 22, and the resulting digital information is converted to analog format (e.g., speech) by a source decoder 42.

Zoals boven beschreven, kan dit decoderingsschema theoretisch gebruikt worden om elk signaal in het compo-sietsignaal te decoderen. Ideaal, wordt de bijdrage van ongewenste, interfererende signalen geminimaliseerd wanneer de digitale spreidingscodes orthogonaal op deze ongewenste signalen staan en wanneer de relatieve timing tussen de signalen strikt gehandhaafd wordt. Ongelukkigerwijs, bestaat slechts een bepaald aantal orthogonale codes voor een eindige woordlengte, en in communicatieomgevingen waar draagbare radioeenheden constant bewegen, zoals in cellulaire systemen, is tijduitlijning moeilijk te verkrijgen.As described above, this decoding scheme can theoretically be used to decode any signal in the composite signal. Ideally, the contribution of unwanted, interfering signals is minimized when the digital spreading codes are orthogonal to these unwanted signals and when the relative timing between the signals is strictly maintained. Unfortunately, only a certain number of orthogonal codes for a finite word length exist, and in communication environments where portable radio units move constantly, such as in cellular systems, time alignment is difficult to obtain.

In een bevoorkeurd CDMA communicatiesysteem, is de foutcorrectiecodering gebaseerd op orthogonale of bi-orthogonale blokcodering van de te verzenden informatie. In orthogonale blokcodering, wordt een aantal bits M dat verzonden dient te worden omgezet naar één van 2M2M-bitor-thogonale codewoorden. Het decoderen van een orthogonaal codewoorde omvat correllatie met alle elementen van de verzameling van N = 2M codewoorden. De binaire index van het codewoord dat de hoogste correlatie geeft levert de gewenste informatie. Bijvoorbeeld, is indien een correlatie van 16-bit codewoorden genummerd 0-15 de hoogste correlatie op het tiende 16-bit codewoord produceert, het onderliggende informatiesignaal het 4-bit binaire codewoord 1010 (hetgeen het gehele getal 10 in decimale notatie is, dus, de index van 10) . Een dergelijke code wordt tevens een [16,4] orthogonale blokcode genoemd en heeft een sprei-dingsverhouding R = 16/4 = 4. Door het inverteren van alle bits van de codewoorden, kan één verdere bitinformatie per codewoord getransporteerd worden. Dit type van codering staat bekend als bi-orthogonale blokcodering.In a preferred CDMA communication system, the error correction coding is based on orthogonal or bi-orthogonal block coding of the information to be transmitted. In orthogonal block coding, a number of bits M to be transmitted are converted to one of 2M2M bit-thogonal code words. Decoding an orthogonal codeword includes correlation with all elements of the set of N = 2M codewords. The binary index of the codeword that gives the highest correlation provides the desired information. For example, if a correlation of 16-bit codewords numbered 0-15 produces the highest correlation on the tenth 16-bit codeword, the underlying information signal is the 4-bit binary codeword 1010 (which is the integer 10 in decimal notation, so, the index of 10). Such a code is also called a [16.4] orthogonal block code and has a spreading ratio R = 16/4 = 4. By inverting all bits of the code words, one further bit information per code word can be transported. This type of coding is known as bi-orthogonal block coding.

Een significanete eigenschap van dergelijke codering is dat gelijktijdige correlatie met al de orthogonale blokcodewoorden in een verzameling efficiënt uitgevoerd kan worden door middel van een snelle Walshtransfor-matie(FWT)inrichting. In het geval bijvoorbeeld van een [128, 7] blokcode, worden 128 invoersignaalmonsters getran-formeerd in een 128-punt Walsh spectrum waarin elk punt in het spectrum de waarde representeert van de correlatie van de invoersignaalmonsters met één van de codewoorden in de verzameling. Een programmeerbare digitaal signaal-verwerker kan eenvoudig geconfigureerd worden om Walsh transformaties te berekenen, hoewel het gebruik van de FWT gebruikelijk meer efficiënt is. Een geschikte FWT verwerker wordt beschreven in de gemeenschappelijk toegewezen Amerikaanse octrooiaanvragen 07/735805 ingediend op 25 juli 1991, die uitdrukkelijk hierin opgenomen is door verwijzing.A significant feature of such encoding is that simultaneous correlation with all orthogonal block codewords in a set can be efficiently performed by a fast Walsh transform (FWT) device. For example, in the case of a [128,7] block code, 128 input signal samples are transformed into a 128-point Walsh spectrum in which each point in the spectrum represents the value of the correlation of the input signal samples with one of the code words in the set. A programmable digital signal processor can be easily configured to calculate Walsh transforms, although using the FWT is usually more efficient. A suitable FWT processor is described in commonly assigned United States Patent Applications 07/735805 filed July 25, 1991, which is expressly incorporated herein by reference.

In een voorkeursuitvoering van de onderhavige uitvinding, worden communicatiesignalen eerst gecodeerd in 7-bit bytes die vervolgens verder gecodeerd worden onder gebruikmaking van een p.28,7] orthogonale Walsh-Hadamard blokcode teneinde 128-bit codewoorden te produceren. De codewoorden voor elk bepaald signaal worden gecodeerd door modulo-2 optelling van een coderingsmasker dat uniek voor elk signaal is. De gecodeerde codewoorden worden vervolgens bitserieel verzonden door middel van filtering en modulatie. Een bevoorkeurd systeem wordt beschreven in gemeenschappelijk toegewezen Amerikaanse octrooiaanvrage 07/866865 ingediend op 10 april 1992, getiteld "Multiple Access Coding for Mobile Radio Communications", die uitdrukkelijk hierin opgenomen is door verwijzing.In a preferred embodiment of the present invention, communication signals are first encoded into 7-bit bytes which are then further encoded using a p.28.7] orthogonal Walsh-Hadamard block code to produce 128-bit codewords. The codewords for each particular signal are encoded by modulo-2 addition of an encoding mask unique to each signal. The encoded codewords are then sent bit-serially through filtering and modulation. A preferred system is described in commonly assigned United States Patent Application 07/866865 filed April 10, 1992, entitled "Multiple Access Coding for Mobile Radio Communications", which is expressly incorporated herein by reference.

Het filteren en omzetten en I en Q modulatiegolf-vormen wordt bij voorkeur uitgevoerd in de eerste digitale signaal-verwerker 110 voor alle signalen die gebruik maken van hetzelfde frequentiesignaal. De I en Q golfvormen worden vervolgens samen opgeteld met een weegfactor afhankelijk van de relatieve signaalsterkte waarmee elk signaal verzonden dient te worden daar het logisch is en voordelig is om met een grotere signaalsterkte uit te zenden naar mobiele stations die verder weg zijn, bij extreem bereik, terwijl bij lagere signaalsterkte zendend naar mobiele stations die dichter bij het basisstation zijn. De gesommeerde I en Q golfvormen worden vervolgens onderworpen aan de boven beschreven correctiefactoren alvorens uitgevoerd te worden door de eerste digitaal signaal-verwerker naar D/A omzetters 112, 113 voor daaropvolgende kwadratuurmodu-latie door de kwadratuurmodulator 114. De ongecorrigeerde I en Q waarden worden tevens uitgevoerd uit de eerste digitaal signaal-verwerker 110 naar de tweede digitaal signaal-verwerker 125 voor vergelijking met de gemeten waarden bepaald door de modulatiebeoordelingsontvanger.The filtering and conversion and I and Q modulation waveforms are preferably performed in the first digital signal processor 110 for all signals using the same frequency signal. The I and Q waveforms are then added together by a weighting factor depending on the relative signal strength at which each signal is to be sent as it makes sense and is advantageous to transmit with greater signal strength to mobile stations further away at extreme range , while at lower signal strength transmitting to mobile stations closer to the base station. The summed I and Q waveforms are then subjected to the correction factors described above before being output by the first digital signal processor to D / A converters 112, 113 for subsequent quadrature modulation by the quadrature modulator 114. The uncorrected I and Q values are also outputted from the first digital signal processor 110 to the second digital signal processor 125 for comparison with the measured values determined by the modulation evaluation receiver.

In deze bevoorkeurde implementatie, gebruiken ontvangers voor het composiet CDMA signaal uitgezonden door een basisstation de bovengenoemde aftrekkende CDMA techniek en in het bovengenoemde Amerikaanse octrooischrift en de octrooiaanvrage beschreven. Elk mobiel station decodeert de sterkste van de orthogonaal gecodeerde signalen eerst door het decoderen met het coderingsmasker van het sterkste signaal, een 128-punts FWT uitvoerend, en bepalende de grootste van de 128 transformatiecomponenten om te detecteren welke codewoord het meest waarschijnlijk verzonden is. Het gedetecteerde codewoord wordt vervolgens afgetrokken van het composietsignaal, bijvoorbeeld door het gelijk aan nul stellen van de grootste transformatiecoroponent, het uitvoeren van 12-punts inverse snelle Walshtransformatie (IFWT) en tenslotte het hertoepassen van de coderingscode. Het proces wordt opeenvolgend herhaald op het restcompo-sietsignaal onder gebruikmaking van de decoderingscode corresponderende met het daaropvolgende sterkste signaal enz. totdat het mobiele station het signaal dat daarvoor bestemd is gedecodeerd heeft. Op deze manier, worden de sterkere signalen weerhouden van het hinderen van het decoderen van de zwakkere signalen die deze overlappen.In this preferred implementation, receivers for the composite CDMA signal emitted from a base station use the aforementioned subtracting CDMA technique and are described in the aforementioned U.S. Patent and Patent Application. Each mobile station decodes the strongest of the orthogonally encoded signals first by decoding the strongest signal using the encoding mask, executing a 128-point FWT, and determining the largest of the 128 transform components to detect which codeword is most likely to be transmitted. The detected codeword is then subtracted from the composite signal, for example, by equalizing the largest transform coroponent equal to zero, performing 12-point inverse fast Walsh transform (IFWT) and finally re-applying the coding code. The process is repeated sequentially on the residual composite signal using the decoding code corresponding to the next strongest signal, etc. until the mobile station has decoded the dedicated signal. In this way, the stronger signals are prevented from hindering the decoding of the weaker signals overlapping them.

Wanneer een signaal afgetrokken wordt, wordt een golfvorm die theoretisch overeenkomt met een perfecte modulatie afgetrokken, als een rest welke onnauwkeurigheid dan ook in het modulatieproces achter — latend. Volgens deze voorkeursuitvoering van de onderhavige uitvinding, wordt een aftrekkende CDMA ontvanger als de modulatiebeoorde-lingsontvanger gebruikt voor het corrigeren van de zender-modulatie onnauwkeurigheden. Bovendien, kunnen de correctief actoren onmiddellijk geïdentificeerd worden met bepaalde transformatiecomponenten geproduceerd door de FWT.When a signal is subtracted, a waveform that theoretically corresponds to perfect modulation is subtracted, leaving a residue of any inaccuracy in the modulation process. According to this preferred embodiment of the present invention, a subtracting CDMA receiver is used as the modulation assessment receiver to correct the transmitter modulation inaccuracies. In addition, the corrective actors can be immediately identified with certain transform components produced by the FWT.

De modulatie die gebruikt wordt om de 128-bit gecodeerde Walsh-Hadamard codeworoden bit-serieel te verzenden is bij voorkeur de gevormde offset kwadratuuram-plitudemodulatie (SOQAM), die met OQPSK gerelateerd is doordat even bits toegepast worden op de I fase en oneven bits afwisselend toegepast worden op de Q fase. De bemon-steringspunten voor SOQAM worden getoond in de I en Q golfvormen weergegeven in figuur 9. De gewenste bemonste-ringspunten getoond in figuur 9 worden op een conventionele manier gebruikt om de karakteristieken van de kloksignalen f5, f6 te bepalen geproduceerd door de referentiefrequen-tie- en timinggenerator 121. OQPSK wordt verder beschreven in de boven genoemde publicatie van S. Gronenmeyer et al.The modulation used to bit-serially transmit the 128-bit encoded Walsh-Hadamard codeworodes is preferably the offset quadrature amplitude modulation (SOQAM) formed, which is related to OQPSK by applying even bits to the I phase and odd bits alternately applied to the Q phase. The sampling points for SOQAM are shown in the I and Q waveforms shown in Figure 9. The desired sampling points shown in Figure 9 are used in a conventional manner to determine the characteristics of the clock signals f5, f6 produced by the reference frequencies. tation and timing generator 121. OQPSK is further described in the aforementioned publication of S. Gronenmeyer et al.

Bij de ontvanger dienen in principe signaalmon-sters afwisselend uit de I en Q kanalen genomen te worden om 128-monster bloks te verkrijgen (representerende één van de 128 128-bit Walsh-Hadamard blokcodewoorden) waarna FWT uitgevoerd wordt. Niettemin, worden door het toepassen van een voorrotatie van de fase van het ontvangen signaal bedragende een progressieve 90° per bitperiode, de fases van de even bits geroteerd met 0° of 180°, hetgeen de even bits in het I kanaal achterlaat ondanks met de helft van de even bits geïnverteerd, en de fases van de oneven bits worden geroteerd met 90° of 270°, hetgeen de oneven bits uit het Q kanaal roteert in het I kanaal. Na een dergelijke voorrotatie, kunnen alle 128 monsters voor de FWT verzameld worden uit hetzelfde kanaal (in dit voorbeeld het I kanaal) . Het effect van de voorrotatie is om de tekens van de monsters volgens het patroon ++—++—++— te veranderen, hetgeen het Wals-Hadarmard basiscodewoord W2 is. Dienovereenkomstig zal het gedetecteerde codewoord geoffset zijn door een bitsgewijze modulo-2 optelling van twee van het codewoord verzonden als gevolg van de mathematische eigenschappen van Walsh-Hadamard codewoorden. Het is eenvoudige materie om het gedetecteerd codewoord te corrigeren door bitsgewijs-modulo-2 aftrekking van de offset twee. Bijvoorbeeld, indien de decimale gegevensblok 73 (binair getal 01001001) verzonden wordt door het zenden van het 128-bit Walsh-Hadamard codewoord W73, zal het gegevensblok 75 (binair getal 01001011) gedetecteerd worden als gevolg van voor rotatie-effect. Bitsgewijze modulo-2 optelling van binair getal 00000010 corrigeert het geïnverteerde gege-vensbit.In principle, signal samples should be taken alternately from the I and Q channels at the receiver to obtain 128 sample blocks (representing one of the 128 128-bit Walsh-Hadamard block code words) after which FWT is performed. Nevertheless, by applying a pre-rotation of the phase of the received signal amounting to a progressive 90 ° per bit period, the phases of the even bits are rotated by 0 ° or 180 °, leaving the even bits in the I channel despite the half of the even bits are inverted, and the phases of the odd bits are rotated by 90 ° or 270 °, which rotates the odd bits from the Q channel into the I channel. After such pre-rotation, all 128 samples for the FWT can be collected from the same channel (in this example the I channel). The effect of the pre-rotation is to change the characters of the samples according to the pattern ++ - ++ - ++ - which is the Wals-Hadarmard base code word W2. Accordingly, the detected codeword will have been offset by a bitwise modulo-2 addition of two of the codeword sent due to the mathematical properties of Walsh-Hadamard codewords. It is simple matter to correct the detected codeword by bitwise-modulo-2 subtraction of the offset two. For example, if the decimal data block 73 (binary number 01001001) is sent by sending the 128-bit Walsh-Hadamard codeword W73, the data block 75 (binary number 01001011) will be detected due to pre-rotation effect. Bitwise modulo-2 addition of binary number 00000010 corrects the inverted data bit.

Draaggolflek of I en Q offsets in de kwadratuurroo-dulator zouden in het verzonden signaal verschijnen als een constante draaggolfcomponent, hetgeen correspondeert met ongecodeerd Walsh-Hadamard codewoord WO, maar vanwege de voorrotatie wordt deze draaggolflekcomponent omgezet om te corresponderen met ongecodeerd Walsh-Hadamard codewoord W2. Aldus, kan een dergelijke lek of offset gedetecteerd worden door het decoderen van het composietsignaal roet een nulco-deringscode, een FWT uitvoerende, en transformatiecomponent 2 identificerende als de modulator onbalans. Deze transformatiecomponent, die complex kan zijn, bevat de willekeurige fase geïntroduceerd door de transmissieweg, die verwijderd kan worden door deze te relateren aan de bekende fase van één van de verzonden signalen.Carrier leak or I and Q offsets in the quadrature converter would appear in the transmitted signal as a constant carrier component, which corresponds to unencoded Walsh-Hadamard codeword WO, but because of the pre-rotation, this carrier leakage component is converted to correspond to unencoded Walsh-Hadamard codeword W2 . Thus, such a leak or offset can be detected by decoding the composite signal with a zero coding code, an FWT executing, and transform component 2 identifying as the modulator imbalance. This transform component, which can be complex, contains the random phase introduced by the transmission path, which can be removed by relating it to the known phase of one of the transmitted signals.

In een voorkeurssysteem, wordt het sterkste van de overlappende signalen gebruikt als een zend(oproep)kanaal dat communiceert met al de mobiele stations, en het sterkste van de overlappende signalen wordt tevens gebruikt als een piloot- of fasereferentiesignaal waaraan de fase van de andere signalen en de boven genoemde onbalansmeting gerelateerd kan worden. Specifiek, indien de complexe waarde van de grootste gedetecteerde transformatiecomponent bij het decoderen van het sterkste signaal Sx is, en de meting van de W2 transformatiecomponent representerende de modula-toronbalans het complexe getal K oplevert, dan worden I en Q lekcomponenten respectievelijk Kq, teruggevoerd als correctiefactoren naar de eerste digitaal signaal-verwerker 110 gegeven door:In a preferred system, the strongest of the overlapping signals is used as a transmit (call) channel communicating with all the mobile stations, and the strongest of the overlapping signals is also used as a pilot or phase reference signal to which the phase of the other signals and the above-mentioned imbalance measurement can be related. Specifically, if the complex value of the largest detected transform component in decoding the strongest signal is Sx, and the measurement of the W2 transform component representing the modular balance yields the complex number K, then I and Q leak components Kq, respectively, are returned as correction factors to the first digital signal processor 110 given by:

Voor het geval van de relatieve schaalfouten in de I en Q kanalen, indien de I kanaalmodulator een groter signaal produceert dan de Q kanaalmodulator, dan zullen de afwisselende signaalmonsters die oorspronkelijk in het Q kanaal zijn een kleinere amplitude hebben dan de tussenkomende signaalmonsters komende uit het I kanaal. Dit is equivalent aan de optelling van een kleine hoeveelheid van een stoorcodewoord dat verschilt van het correcte codewoord doordat zijn Q bits geïnverteerd zijn, daardoor een kleine maat aan destructieve optelling producerende met de Q bits en een kleine maat van constructieve optelling met de I bits. Dit stoorcodewoord wordt dus het verzonden codewoord gewijzigd door het tekenpatroon hetgeen het Walsh-Hadamard basiscodewoord W1 is. Dienovereenkomstig, zal het stoorcodewoord geoffset zijn door een bitsge-wijze modulo-2 optelling van één uit het verzonden codewoord, opnieuw als gevolg van de mathematische eigenschappen van Walsh-Hadamard codewoorden. Dienovereenkomstig, kan door het bepalen van de component van de Walsh-Hadamard transformatie een weg van het verzonden codewoord, een foutieve schaling tussen I en Q kanalen geïdentificeerd en gecorrigeerd worden.For the case of the relative scaling errors in the I and Q channels, if the I channel modulator produces a larger signal than the Q channel modulator, the alternating signal samples originally in the Q channel will have a smaller amplitude than the intermediate signal samples coming from the I channel. This is equivalent to adding a small amount of a false codeword different from the correct codeword in that its Q bits are inverted, thereby producing a small measure of destructive addition with the Q bits and a small measure of constructive addition with the I bits. Thus, this false codeword is changed the transmitted codeword by the character pattern which is the Walsh-Hadamard base codeword W1. Accordingly, the jamming codeword will be offset by a bitwise modulo-2 addition of one from the transmitted codeword, again due to the mathematical properties of Walsh-Hadamard codewords. Accordingly, by determining the component of the Walsh-Hadamard transformation, a path of the transmitted codeword, an erroneous scaling between I and Q channels can be identified and corrected.

Het zal duidelijk zijn dat deze kleine stoorcompo-nent gemaskeerd kan worden door stoorcomponenten die afkomstig zijn van andere signalen, maar indien deze eerst gedecodeerd en afgetrokken zijn kan de kleine foutcomponent meer eenvoudig gedetecteerd worden. Bovendien, kunnen afzonderlijke beoordelingen van de waarde van de component representerende I en Q relatieve foutieve schaling ten opzichte van het hoofd gedecodeerde codewoord gemaakt worden na het decoderen van elk van de overlappende signalen. De waarden kunnen vervolgens gemiddeld worden over al de codewoorden gedecodeerd uit één blok van 128 signaalmon-sters, alsmede gemiddeld over vele signaalblokken teneinde de bovengenoemde stoorfoutbronnen die anders de kleine component representerende I en Q relatieve foutieve schaling zouden maskeren uit te middelen.It will be understood that this small interference component can be masked by interference components from other signals, but if they are first decoded and subtracted, the small error component can be more easily detected. In addition, separate assessments of the value of the component representing I and Q relative erroneous scaling to the main decoded codeword can be made after decoding each of the overlapping signals. The values can then be averaged over all the codewords decoded from one block of 128 signal samples, as well as averaged over many signal blocks in order to average out the above interference sources that would otherwise mask the small component representing I and Q relative error scaling.

De component van het gemiddelde dat in-fase is met het verzonden codewoord dat gedetecteerd wordt representeert de foutieve schaalfactor A, terwijl de component in kwadratuur om codewoorden te detecteren de correctiefactor T representeert voor fouten in het 90°-fase splitsende netwerk 103 in de kwadratuurmodulator. Dus, door het intelligent gebruiken van informatie geleverd door de Walsh transformatiesignaaldecodeerder, kunnen alle fouten in de kwadratuurmodulator bepaald worden en kunnen geschikte correctiefactoren naar de modulerende eerste digitaal signaal-verwerker 110 verzonden worden teneinde dat de eerste digitaal signaal-verwerker de correctieve acties die boven beschreven zijn onderneemt. Op deze manier, is het mogelijk om te garanderen dat de composietmodulatie geproduceerd door het basisstation nauwkeurig overeenkomt met de gewenste theoretische vorm.The component of the mean in-phase with the transmitted codeword being detected represents the erroneous scale factor A, while the quadrature component to detect codewords represents the correction factor T for errors in the 90 ° phase splitting network 103 in the quadrature modulator . Thus, by intelligently using information provided by the Walsh transform signal decoder, all errors in the quadrature modulator can be determined and appropriate correction factors can be sent to the modulating first digital signal processor 110 in order for the first digital signal processor to perform the corrective actions above. described. In this way, it is possible to ensure that the composite modulation produced by the base station accurately matches the desired theoretical shape.

Hoewel bepaalde uitvoeringen van de onderhavige uitvinding beschreven en weergegeven zijn, dient begrepen te worden dat de uitvinding uitsluitend beperkt wordt door de bijgevoegde conclusies. Daar wijzigingen door vakmannen aangebracht kunnen worden, houdt de onderhavige aanvrage rekening met alle en welke wijzigingen dan ook die in de geest en omvang van de hierin beschreven en geclaimde uitvinding vallen.While certain embodiments of the present invention have been described and illustrated, it is to be understood that the invention is limited only by the appended claims. Since modifications can be made by those skilled in the art, the present application takes into account all and any changes that fall within the spirit and scope of the invention described and claimed herein.

Claims (23)

1. Zelfinstellende modulator voor het verzenden van een nauwkeurig gemoduleerd signaal, bevattende eerste digitaal signaal-verwerkende middelen voor het numeriek opwekken van in-fase en kwadratuurmodulatie-golfvormmon-sters en voor het toepassen van correctiefactoren op numeriek opgewekte in-fase en kwadratuurmodulatie-golf-vormmonsters, een kwadratuur-modulator voor het aanleggen van een in-fase modulatie-golfvorm, overeenkomend met de numeriek opgewekte in-fase modulatie-golfvormmonsters, op een in hoofdzaak cosinusoïdale draaggolf en voor het aanleggen van een kwadratuurmodulatiegolfvorm, overeenkomend met de numeriek opgewekte kwadratuurmodulatie-golf-vormmonsters, op één in hoofdzaak sinusoïdale draaggolf, zendmiddelen voor het omhoog omzetten en versterken van een uitvoer van de kwadratuurmodulator tot een voorafbepaalde transmissiefrequentie en vermogensniveau, modulatiebeoor-delingontvangmiddelen, gekoppeld aan de zendmiddelen, voor het verzamelen en digitaliseren van monsters van de omhoog omgezette en versterkte uitvoer van de kwadratuurmodulator, en tweede digitaal signaal-verwerkende middelen, in verbinding met de eerste digitaal signaal-verwerkende middelen en met de modulatiebeoordeling - ontvangmiddelen, voor het bepalen van de correctiefactoren gebaseerd op de gedigitaliseerde monsters van de modulatiebeoordelingontvangmidde-len en op ongecorrigeerde in-fase en kwadratuurmodulatie-golfvormmonsters van de eerste digitaal-signaalverwerkende middelen, en voor het overbrengen van de correctiefactoren naar de eerste digitaal signaal-verwerkende middelen.Self-adjusting modulator for transmitting a precisely modulated signal, comprising first digital signal processing means for numerically generating in-phase and quadrature modulation waveform samples and applying correction factors to numerically generated in-phase and quadrature modulation wave shape samples, a quadrature modulator for applying an in-phase modulation waveform, corresponding to the numerically generated in-phase modulation waveform samples, on a substantially cosinusoidal carrier, and for applying a quadrature modulation waveform, corresponding to the numerically generated quadrature modulation waveform samples, on one substantially sinusoidal carrier, transmit means for upconverting and amplifying an output of the quadrature modulator to a predetermined transmission frequency and power level, modulation judgment receiving means coupled to the transmit means, for sample collection and digitization ers of the up-converted and amplified output of the quadrature modulator, and second digital signal processing means, in connection with the first digital signal processing means and with the modulation evaluation - receiving means, for determining the correction factors based on the digitized samples of the modulation judgment receiving means and on uncorrected in-phase and quadrature modulation waveform samples from the first digital signal processing means, and for transferring the correction factors to the first digital signal processing means. 2. Zelfinstellende modulator volgens conclusie 1, verder bevattende tenminste één digitaal-in-analoogomzetter voor het omzetten van de numeriek opgewekte in-fase en kwadratuur golfvormmonsters in de in-fase en kwadratuurmo-dulatiegolfvormen aangelegd door de kwadratuur-modulator op de draaggolven.The self-adjusting modulator of claim 1, further comprising at least one digital-to-analog converter for converting the numerically generated in-phase and quadrature waveform samples into the in-phase and quadrature modulation waveforms applied by the quadrature modulator on the carriers. 3. Zelfinstellende modulator volgens conclusie 2, waarin de digitaal-in-analoogomzetter in hoofdzaak in hoge mate overbemonsterde delta-sigma modulatie gebruikt.The self-adjusting modulator according to claim 2, wherein the digital-to-analog converter uses substantially highly oversampled delta-sigma modulation. 4. Zelfinstellende modulator volgens conclusie 1, waarin de gedigitaliseerde monsters geleverd door de modulatiebeoordelingontvangmiddelen monsters in, alternatief, polaire en log-polaire formaten bevatten.The self-adjusting modulator according to claim 1, wherein the digitized samples provided by the modulation assessment receiving means comprise samples in, alternatively, polar and log polar formats. 5. Zelfinstellende modulator volgens conclusie 4, waarin de tweede digitaal signaal-verwerkende middelen de gedigitaliseerde monsters omzet in cartesisch formaat.The self-adjusting modulator according to claim 4, wherein the second digital signal processing means converts the digitized samples into Cartesian format. 6. Zelfinstellende modulator volgens conclusie 1, waarin de in-faee en kwadratuurmodulatie-golfvormen een gespreid-spectrum gecodeerd signaal bevatten.The self-adjusting modulator according to claim 1, wherein the in-phase and quadrature modulation waveforms contain a spread-spectrum encoded signal. 7. Zelfinstellende modulator volgens conclusie 6, waarin het gespreide-spectrum gecodeerde signaal een som van een groot aantal van gespreid -spectrum gecodeerde signalen bevat.The self-adjusting modulator according to claim 6, wherein the spread spectrum encoded signal comprises a sum of a plurality of spread spectrum encoded signals. 8. Zelfinstellende modulator volgens conclusie 7, waarin de tweede digitaal signaal-verwerkende middelen middelen bevatten voor het uitvoeren van een Walsh transformatie bij het bepalen van de correctiefactoren.The self-adjusting modulator according to claim 7, wherein the second digital signal processing means includes means for performing a Walsh transformation in determining the correction factors. 9. Zelfinstellende modulator volgens conclusie 7, waarin de gespreide-spectrum gecodeerde signalen een groot aantal van fl28,7] Walsh-Hadamard codewoorden bevatten.The self-adjusting modulator according to claim 7, wherein the spread spectrum encoded signals contain a plurality of fl28.7] Walsh-Hadamard codewords. 10. Zelfinstellende modulator volgens conclusie 7, waarin de gespreid-spectrum gecodeerde signalen een groot aantal van D.28,8] Walsh-Hadamard codewoorden bevatten.The self-adjusting modulator according to claim 7, wherein the spread-spectrum encoded signals contain a large number of D.28,8] Walsh-Hadamard codewords. 11. Zelfinstellende modulator volgens conclusie 1, waarin de tweede digitaal signaal-verwerkende middelen middelen bevatten voor het uitvoeren van een Walsh transformatie bij het bepalen van de correctiefactoren.The self-adjusting modulator according to claim 1, wherein the second digital signal processing means includes means for performing a Walsh transformation in determining the correction factors. 12. Zelfinstellende modulator volgens conclusie 1, waarin het nauwkeurig gemoduleerde signaal van een kwadratuur faseverschuivingsversleutelingssignaal, een offset kwadratuur faseverschuivingsversleutelingssignaal, een gevormd offset kwadratuur faseverschuivingsversleutelings-signaal, een kwadratuur amplitudemodulatiesignaal, een offset kwadratuur amplitudemodulatiesignaal, en een gevormd offset kwadratuur amplitudemodulatiesignaal één bevat.The self-adjusting modulator according to claim 1, wherein the accurately modulated signal of a quadrature phase shifting scrambling signal, an offset quadrature phase shifting scrambling signal, a formed offset quadrature phase shifting scrambling signal, a quadrature amplitude modulation signal, an offset quadrature amplitude, and an offset quadrature amplitude. 13. Zelfinstellende modulatiewerkwijze voor het verzenden van een nauwkeurig gemoduleerd signaal, bevattende de stappen van: (a) het numeriek opwekken van ongecorrigeerde in-fase en kwadratuurmodulatie-golfvormmonsters; (b) het toepassen van een verzameling van vooraf-bepaalde correctiefactoren op de ongecorrigeerde in-fase en kwadratuurmodulatie-golfvormmonsters om gecorrigeerde in-fase en kwadratuurmodulatiemonsters te produceren; (c) het vormen van een gecorrigeerde in-fase modulatiegolfvorm overeenkomend met de gecorrigeerde in-fase modulatiemonsters en het moduleren van een in hoofdzaak cosinusoïdale draaggolf met de gecorrigeerde in-fase modulatiegolfvorm, het vormen van een gecorrigeerde kwadra-tuurmodulatiegolfvorm overeenkomend met de gecorrigeerde kwadratuurmodulatiemonsters en het moduleren van een in hoofdzaak sinusoïdale draaggolf met de gecorrigeerde kwadratuurmodulatiegolfvorm, en het vormen van een gemoduleerd uitvoersignaal door het optellen van de gemoduleerde cosinusoïdale en sinusoïdale draaggolven. (d) het omhoog omzetten en het versterken van het gemoduleerde uitvoersignaal tot een geselecteerde gewenste transmissiefrequentie en vermogensniveau; (e) het verzamelen van digitale monsters van het omhoog omgezette, versterkte gemoduleerde uitvoersignaal; (f) het verwerken van de digitale monsters met de ongecorrigeerde in-fase en kwadratuurgolfvormmonsters om een bijgewerkte verzameling correctiefactoren te produceren ; en (g) het opeenvolgend herhalen van de voorgaande stappen (a), (b), (c) en (d) .A self-adjusting modulation method for transmitting an accurately modulated signal, comprising the steps of: (a) numerically generating uncorrected in-phase and quadrature modulation waveform samples; (b) applying a set of predetermined correction factors to the uncorrected in-phase and quadrature modulation waveform samples to produce corrected in-phase and quadrature modulation samples; (c) forming a corrected in-phase modulation waveform corresponding to the corrected in-phase modulation samples and modulating a substantially cosinusoidal carrier with the corrected in-phase modulation waveform, forming a corrected quadrature modulation waveform corresponding to the corrected quadrants and modulating a substantially sinusoidal carrier with the corrected quadrature modulation waveform, and forming a modulated output signal by adding the modulated cosinusoidal and sinusoidal carriers. (d) upconverting and amplifying the modulated output signal to a selected desired transmission frequency and power level; (e) collecting digital samples of the upconverted amplified modulated output signal; (f) processing the digital samples with the uncorrected in-phase and quadrature waveform samples to produce an updated set of correction factors; and (g) successively repeating the previous steps (a), (b), (c) and (d). 14. Werkwijze volgens conclusie 13, verder bevattende de stap van het omzetten van de numeriek opgewekte in-fase en kwadratuurgolfvormmonsters in een analoge vorm voorafgaand aan stap (b).The method of claim 13, further comprising the step of converting the numerically generated in-phase and quadrature waveform samples to an analogous form prior to step (b). 15. Werkwijze volgens conclusie 14, waarin de omzetstap in hoofdzaak in hoge mate overbemonsterde delta-sigma modulatie bevat.The method of claim 14, wherein the converting step contains substantially highly oversampled delta sigma modulation. 16. Werkwijze volgens conclusie 13, waarin de gedigitaliseerde monsters alternatief polaire en log-polaire representaties bevatten.The method of claim 13, wherein the digitized samples alternatively contain polar and log polar representations. 17. Werkwijze volgens conclusie 16, waarin stap (d) de stap bevat van het omzetten van de alternatief polaire en log-polaire representaties in cartesische representatie.The method of claim 16, wherein step (d) includes the step of converting the alternatively polar and log polar representations into Cartesian representation. 18. Werkwijze volgens conclusie 13, waarin het nauwkeurig gemoduleerde signaal een gespreid-spectrum gecodeerd signaal bevat.The method of claim 13, wherein the precisely modulated signal contains a spread spectrum encoded signal. 19. Werkwijze volgens conclusie 18, waarin stap (e) de stap bevat van het uitvoeren van een Walsh transformatie op de gedigitaliseerde monsters om de correctiefacto-ren te bepalen.The method of claim 18, wherein step (e) includes the step of performing a Walsh transformation on the digitized samples to determine the correction factors. 20. Werkwijze volgens conclusie 18, waarin het gespreid-spectrum gecodeerde signaal een groot aantal van [128 ,7] Walsh-Hadamard codewoorden bevat.The method of claim 18, wherein the spread spectrum encoded signal contains a plurality of [128.7] Walsh-Hadamard codewords. 21. Werkwijze volgens conclusie 20, waarin het gespreid-spectrumsignaal een groot aantal van [128,8] Walsh-Hadamard codewoorden bevat.The method of claim 20, wherein the spread spectrum signal contains a plurality of [128.8] Walsh-Hadamard codewords. 22. Werkwijze volgens conclusie 13, waarin het nauwkeurig gemoduleerde signaal van een kwadratuur fasever-schuivingsversleutelingssignaal, een offset kwadratuur faseverschuivingsversleutelingssignaal, een gevormd offset kwadratuur faseverschuivingsversleutelingssignaal, een kwadratuur amplitudemodulatiesignaal, een offset kwadratuur amplitudemodulatiesignaal, en een gevormd offset kwadratuur amplitudemodulatiesignaal één bevat.The method of claim 13, wherein the accurately modulated signal of a quadrature phase shift scrambling signal, an offset quadrature phase shift scrambling signal, a shaped offset quadrature phase shift scrambling signal, a quadrature amplitude modulation signal, an offset quadrature amplitude modulation signal, amplitude modulation signal, and amplitude modulation signal. 23. Werkwijze volgens conclusie 13, waarin stap (e) de stap bevat van het uitvoeren van een Walsh transformatie op de gedigitaliseerde monsters om de correctiefacto-ren te bepalen.The method of claim 13, wherein step (e) includes the step of performing a Walsh transformation on the digitized samples to determine the correction factors.