NL9300860A - Stuurschakeling voor fasegemoduleerde brug omzetter. - Google Patents

Description

Stuurschakeling voor fasegemoduleerde brug omzetter.

G. van Eerden

De uitvinding betreft een stuurschakeling voor een gelijkspanning naar gelijkspanningsomzetter, bestaande uit een volle brug, ook wel H-brug genoemd, en een gelijkrichter met smoorspoel en afvlakcondensator, met in fase verschoven aansturing van de beide brugtakken.

De volle brug, met in fase verschoven aansturing van de brugtakken, is onder andere beschreven in "High voltage, high frequency switching using a cascode connection of bipolar transistor and power MOSFET, S. Clemente, B. Pelly, R. Ruttinsha, B. Taylor, IEEE Proceedings of the Industry Applications Society Conference, 1982, pp. 1395-1405".

De gehele, hiervoor genoemde, gelijkspanning naar gelijkspanningsomzetter is onder andere beschreven in "Pseudo-resonant full bridge dc/dc converter, O.D. Patterson, D.M. Divan, Power Electronics Specialists Conference Records, june 1987, pp. 424-430" en in "United States Patent no.

4864479, R.L. Steigerwald et al, sep. 5 1989".

De trend in schakelende voedingen is het verkleinen van de afmetingen door het verhogen van de schakelfrekwentie. Tevens moet dan een zo hoog mogelijk rendement nagestreefd worden om het voor koeling benodigde volume en/of oppervlak zo klein mogelijk te houden. Bij het verhogen van de schakelfrekwentie van standaard pulsbreedte gemoduleerde omzetters gaan al snel de schakelverliezen overheersen, doordat de schakeltijden niet gemakkelijk verkleind kunnen worden.

Per schakelcyclus wordt een bepaalde hoeveelheid energie gedissipeerd; de schakelverliezen nemen dus evenredig met de schakelfrekwentie toe. Deze schakelverliezen ontstaan doordat op het moment van inschakelen van de stuurbare halfgeleiderschakelaar (transistor of MOSFET) er nog spanning over de stuurbare halfgeleiderschakelaar staat, terwijl er al stroom door de schakelaar begint te lopen. Deze stroom is de som van de belastingsstroom en de ontlaadstroom van de parasitaire capaciteiten in de circuitelementen. In het uitschakelinterval treedt eveneeens gelijktijdig spanning over en stroom door de stuurbare halfgeleiderschakelaar op.

Bij een MOSFET ontstaan deze uitschakelverliezen doordat de spanning tussen de externe gate en source aansluitingen wel nul gemaakt kan worden, maar door de serieweerstand van de gate-aansluiting, bestaande uit polysilicium, blijft er gedurende het uitschakelen spanning op de interne gate staan. Deze spanningsval wordt veroorzaakt door de ontlaadstroom van de gate-source capaciteit en door de stroom door deze weerstand ten gevolge van de spanningsverandering over de drain-gate capaciteit gedurende het uitschakelen.

Het gevolg is dat het rendement afneemt naarmate de schakelfrekwentie hoger wordt gekozen.

Met behulp van resonante concepten kan de spanning over de schakelaar nul gemaakt worden voordat deze inschakelt of de stroom door de schakelaar nul gemaakt worden voordat deze uitschakelt. Dit wordt bereikt door de in de circuitelementen opgeslagen energie en het op de juiste tijdstippen in- en uitschakelen van de schakelaar(s). Hierdoor kunnen de schakelverliezen geminimaliseerd worden, echter ten koste van, in vergelijking met standaard pulsbreedte gemoduleerde omzetters, grote stromen in de circuitelementen, minder goede regelbaarheid en een complexe besturing van de schakelaar(s). De fasegemoduleerde spanningsloos schakelende volle brug omzetter, zoals beschreven in de genoemde publicaties, heeft de voordelen van de standaard pulsbreedte gemoduleerde omzetter en resonante omzetters.

Met spanningsloos schakelen wordt bedoeld dat op het moment van schakelen de spanning over de stuurbare halfgeleiderschakelaar nul of nagenoeg nul is.

Eén van de nadelen van de bekende stuurcircuits is de complexe besturing van de schakelaars.

In deze uitvinding wordt een eenvoudige, betrouwbare en flexibele stuurschakeling voor de fasegemoduleerde spanningsloos schakelende volle brug omzetter beschreven.

In deze omzetter wordt spanningsloos schakelen bereikt doordat de in de lekzelfinductie en magnetiseringszelfinductie van de scheidingstransformator en de in de secundaire spoel opgeslagen energie de parasitaire capaciteiten van de circuitelementen ontlaadt, nadat één van de schakelaars in de brug is uitgeschakeld.

De spanning over de andere schakelaar in dezelfde tak wordt daardoor nul, waarna deze verliesvrij ingeschakeld kan worden. De uitgangsspanning kan geregeld worden door de twee symmetrische blokgolven, waarmee beide brugtakken worden aangestuurd, ten opzichte van elkaar in fase te verschuiven.

De primaire wikkeling van de scheidingstransformator is tussen beide brugtakken geschakeld en hierover staat het verschil van beide brugtakspanningen.

Na gelijkrichting aan de secundaire kant ontstaat een pulsbreedte gemoduleerd signaal waarvan de dutycycle evenredig is met het faseverschil tussen beide stuursignalen.

Na afvlakking door een LC-filter ontstaat een gelijkspanning die evenredig is met het genoemde faseverschil.

Bij bekende stuurschakelingen, zoals in het regel-IC van het type ML 4818 van de firma Micro Linear, San Jose, California, USA, en in het regel-IC van het type UC 3875 van de firma Unitrode, Merrimack, NH, USA, wordt dit regelbare faseverschil gerealiseerd door een zaagtandvormige spanning te vergelijken met een regelsignaal, dat op zijn beurt wordt verkregen uit het (geïntegreerde) verschil tussen gewenste en werkelijke uitgangsspanning. Deze methode wordt voltage mode control genoemd.

Een andere regelmethode met behulp van deze IC's is current mode control. Hierbij wordt het regelsignaal vergeleken met de spoelstroom of een daaraan gerelateerde stroom.

Met het regelsignaal wordt nu de piekwaarde van de spoelstroom geregeld. Het voordeel van deze methode is dat de lusversterking een eerste orde karakter heeft, in plaats van het tweede orde karakter van voltage mode control. Hierdoor is een hogere regelsnelheid van de teruggekoppelde omzetter mogelijk.

Het nadeel is de inherente instabiliteit die optreedt als de dutycycle groter dan 50% wordt. Deze instabiliteit kan met slope compensation voorkomen worden, met als ongewenst neveneffect dat de lusversterking niet meer zuiver eerste orde is. Een ander voordeel van current mode control is dat, als de primaire transformatorstroom gemeten wordt, ongewenste gelijkstromen in de brug, ten gevolge van onbalans in doorlaatspanningen en schakeltijden van de vermogensschakelaars, en van onbalans in schakel- en vertragingstijden in de stuurschakeling, door de regeling worden onderdrukt.

Beide methodes hebben als nadeel dat ze nogal gevoelig zijn voor stoorsignalen. Dit kunnen zowel schakeltransiënten zijn, die in de omzetter zelf ontstaan, als ook externe stoorsignalen.

Een ander nadeel van de eerstgenoemde regelmethode treedt naar voren bij kleine faseverschillen, bijvoorbeeld bij overbelasting of kortsluiting van de uitgang, of bij een omzetter met regelbare uitgangsspanning.

Doordat het regelsignaal in dit gebied van het regelbereik nagenoeg gelijk is aan de minimumwaarde van de zaagtandspanning is het moeilijk de regeling in dit gebied stabiel en de overdracht monotoon stijgend te houden. De regeling kan gaan jitteren en er kunnen periodes overgeslagen worden. Voordat namelijk het regelsignaal de minimumwaarde van het zaagtandsignaal onderschrijdt moet via een hulpschakeling het faseverschil op nul (of een zeer kleine waarde) ingesteld worden, om te voorkomen dat de stuurschakeling de controle over de omzetter verliest, waardoor de omzetter defect kan raken.

Door het ingrijpen van deze hulpschakeling ontstaat een sprong in de overdrachtsfunctie van regelsignaal naar faseverschil als het regelsignaal vanaf nul verhoogd wordt.

Het minimum faseverschil dat bereikt kan worden voordat de hulpschakeling ingrijpt, wordt bepaald door de reactietijden van de komparatoren (100-300 ns voor standaard komparatoren). Het doel van de uitvinding is de constructie mogelijk te maken van een gelijkspanning naar gelijkspanningsomzetter, met een zo hoog mogelijk rendement en met de voordelen van de als tweede genoemde methode, namelijk de hoge regelsnelheid en de i automatische balancering, maar zonder de genoemde nadelen van de beide methodes.

Dit doel wordt bereikt door de spoelstroom of een daaraan gerelateerde stroom in een spanning om te zetten, hiervan het regelsignaal af te trekken en het verschil te integreren.

Op het moment dat de uitgangsspanning van de integrator een referentiespanning overschrijdt wordt de brug omgeschakeld van de aktieve fase naar de vrijloopfase. Vlak voor het begin van de volgende aktieve fase wordt de integrator gereset.

Het schakelmoment wordt nu niet bepaald door het moment waarop een zaagtandspanning (voltage mode control) of de gemeten stroom (current mode control) gelijk is geworden aan het variabele regelsignaal, maar door het moment waarop een zaagtandspanning, met een helling die door het verschil tussen de gemeten stroom en het regelsignaal wordt bepaald, een bepaalde, constante, waarde heeft bereikt.

Door de integrerende werking is de stuurschakeling nagenoeg ongevoelig voor stoorsignalen.

De voordelen van de als tweede genoemde methode (current mode control) blijven behouden, doordat steeds per actieve periode de spoelstroom geregeld wordt. Het genoemde nadeel van instabiliteit treedt niet op doordat het schakelmoment niet alleen stroom- maar ook tijdafhankelijk is, maar de lusoverdracht is ook niet meer zuiver eerste orde.

Een bijkomend voordeel is dat toepassing van trailing edge pulsbreedte gemoduleerde naregelaars mogelijk wordt. Hierbij wordt niet, zoals gebruikelijk bij schakelende of magnetische naregelaars, het inschakelmoment van de secundaire schakelaar geregeld, maar het uitschakelmoment. Het voordeel hiervan is dat voor de sturing van deze schakelaar een standaard current mode control IC gebruikt kan worden, met als voordelen de snelle regeling en de automatische stroombegrenzing.

Als de omzetter met standaard current mode control geregeld wordt, dan kan deze manier van naregelen niet toegepast worden, omdat de regeling instabiel wordt als de stroom in het interval waarin de secundaire schakelaar gesloten is, groter is dan in het resterende deel van de periode.

Voor het vergelijken van de integratorspanning met een referentiespanning en voor het detekteren van een te hoge piekstroom wordt gebruik gemaakt van standaard logica-poorten met schmitt-trigger ingangen, waarbij de referentiespanning wordt gevormd door de drempelspanning van de poorten.

Deze poorten zijn, vergeleken met standaard komparatoren, zeer snel en goedkoop. Een nadeel kan de onnauwkeurigheid van de drempelspanning zijn. Is een hoge nauwkeurigheid vereist, dan moet er afgeregeld worden.

De pulsen afkomstig van de regelschakeling of van de piekstroombegrenzing worden met behulp van twee D-flipflops omgezet in stuursignalen voor de stuurbare halfgeleiderschakelaars. De D-flipflop voor de ene brugtak staat als tweedeler geschakeld en wordt geklokt door de oscillator. De D-flipflop die de andere brugtak bestuurt, neemt de toestand van de eerste D-flipflop over, zodra hiertoe het kommando van de regelschakeling of van de piekstroombegrenzing ontvangen wordt.

Door de D-flipflops op deze manier aan te sluiten en van kloksignalen te voorzien, kan een zeer eenvoudige, goedkope en betrouwbare aansturing van de stuurbare halfgeleiderschakelaars gerealiseerd worden.

Het feit dat de parasitaire capaciteiten parallel aan de stuurbare halfgeleiderschakelaars passief ontladen worden voordat de betreffende stuurbare halfgeleiderschakelaar ingeschakeld wordt, biedt de mogelijkheid parallel aan de stuurbare halfgeleiderschakelaars condensatoren te plaatsen, waardoor het rendement verhoogd kan worden.

Gedurende het uitschakelen beperken deze condensatoren de spanningstoename per tijdseenheid, oftewel de flanksteilheid, waardoor de stroom door de parasitaire drain-gate capaciteit en de parasitaire gate serieweerstand afneemt, en dus ook de spanningsval over deze serieweerstand afneemt.

In het uitschakelinterval staat er dus een lagere spanning tussen de interne gate en source hetgeen resulteert in kleinere drain stromen en dus kleinere uitschakelverliezen.

Een bijkomend voordeel is dat, door de verminderde flanksteilheden, het stoornivo van de omzetter afneemt.

Wel moet er rekening mee gehouden worden dat deze condensatoren het ingangsspannings- en/of het belastingbereik, waarin spanningsloos schakelen optreedt, kunnen beperken.

De schakeling zal hierna nader worden toegelicht aan de hand van een uitvoeringsvoorbeeld, onder verwijzing naar de tekeningen, waarin achtereenvolgens worden getoond: fig. 1 Een blokschema van de stuurschakeling en de omzetter waarin de stuurschakeling wordt toegepast, fig. 2 Spanning- en stroomvormen van de belangrijkste elementen van de stuurschakeling en de omzetter, voor achtereenvolgens: a. minimum belasting van de uitgang b. maximum belasting van de uitgang c. overbelasting van de uitgang fig. 3 a. Een uitvoeringsvoorbeeld van de stuurschakeling.

b. en c. Alternatieven voor de schakelingen die de stuurtrafo's met de stuuringangen van de stuurbare halfgeleiderschakelaars verbinden.

In fig. 1 wordt de ingangsgelijkspanning aangesloten op de klemmen 1 en 2 en een hulpspanning voor het voeden van de stuurschakeling op de klemmen 1 en 3. Klem 63 wordt met één van de stroommeetschakelingen 16, 17, 18 of 19 en 20 verbonden.

De wisselspanning op de secundaire wikkeling van transformator 12 wordt gelijkgericht door diodes 8, 9, 10 en 11 en afgevlakt door een LC-filter, bestaande uit smoorspoel 13 en afvlakcon-densator 14. Over belasting 15 is dan een gelijkspanning beschikbaar met een relatief kleine wisselspanningskomponent daarop gesuperponeerd. Het vermogen dat de omzetter afgeeft wordt gedissipeerd door belasting 15.

In de toestand van de brug, bestaande uit de vier stuurbare halfgeleiderschakelaars SI, S2, S3 en S4 kunnen, zoals aangegeven in figuur 2, vier verschillende fasen onderscheiden worden:

Fl, de aktieve fase, van tl tot t2 en van t6 tot t7, waarin vermogen overgedragen wordt. Hierbij zijn steeds twee kruislings geplaatste stuurbare halfgeleiderschakelaars gesloten, dus SI en S4 of S2 en S3.

F2, de vrijloopfase, van t2 tot t4 en van t7 tot t9, waarbij de bovenste twee stuurbare halfgeleiderschakelaars SI en S3, of de beide onderste, S2 en S4, gesloten zijn. In deze fase wordt de primaire wikkeling van de transformator dus kortgesloten door de brug.

F3, de omslingerfase, van t2 tot t3 en van t7 tot t8 voor de tak, bestaande uit S3 en S4, en van t4 tot t5 en van t9 tot tlO voor de tak, bestaande uit SI en S2. Hierin slingert de spanning op punt D of E passief om van nul naar de klemspanning 2 of omgekeerd. Hierbij is steeds één stuurbare halfgeleiderschakelaar gesloten.

F4, de commutatiefase. In deze fase wordt de stroom die door de diodes 8 en 11 vloeide overgenomen door de diodes 9 en 10, of omgekeerd. In deze fase zijn twee kruislings geplaatste stuurbare halfgeleiderschakelaars gesloten, dit zijn dezelfde als in de hierop volgende aktieve fase.

Een deel van de commutatie vindt, afhankelijk van de dimensionering en de belasting, al plaats in de omslingerfase van de tak, bestaande uit SI en S2. De actieve fase wordt steeds gevolgd door de omslingerfase van tak bestaande uit S3 en S4, terwijl gedurende deze omslingerfase de vrijloopfase al start. De volgorde gedurende één volledige periode, van tl tot til, is dus FI, F3, F2, F3, F4, Fl, F3, F2, F3, F4. Aangezien in fig. 2a nagenoeg geen vermogen overgedragen wordt, duurt de commutatiefase zeer kort en valt t6 nagenoeg samen met t4 en til met t9.

De stuurbare halfgeleiderschakelaars worden bediend door de stuurschakelingen 32 en 33, waarbij tenminste de stuursignalen voor SI en S3 galvanische scheiding tussen in- en uitgang hebben. De stuurschakelingen geven het uitschakelcommando direct door, terwijl het inschakelcommando vertraagd wordt tot het moment waarop de spanning over het betreffende stuurbare halfgeleiderschakelaar nagenoeg nul is geworden. Hierdoor worden de inschakelverliezen verwaarloosbaar klein. Uitschakelverliezen kunnen geminimaliseerd worden door het uitschakelinterval zo kort mogelijk te maken.

De stuurschakelingen ontvangen hun commando's van twee D-flip-flops 30 en 31. Doordat de beide schakelaars van een brugtak door respectievelijk de O en o uitgang van één en dezelfde D-flipflop worden bestuurd, is het onmogelijk dat beide schakelaars tegelijkertijd ingeschakeld zijn, hetgeen kortsluiting van de ingangsgelijkspanningsbron tot gevolg zou hebben.

D-flipflop 30, die de tak bestaande uit SI en S2 bedient, schakelt om van toestand op vaste tijdstippen die door oscillator 25 bepaald worden.

D-flipflop 31 neemt de toestand van D-flipflop 30 over na een vertragingstijd die bepaald wordt door regeldetektor 26 of piekstroomdetektor 27.

Regeldetektor 26 vergelijkt de zaagtandvormige spanning op condensator 22, golfvorm B in fig. 2 met een referentiespanning en triggert via poort 29 D-flipflop 31 zodra de spanning op condensator 22 de referentiespanning overschrijdt. Golfvorm C geeft in fig. 2 de uitgangsspanning van poort 29 weer. Poort 29 kan een OR-poort zijn, zoals aangegeven in fig. 1, of een NAND-poort, waarbij de ingangssignalen dan geïnverteerd moeten zijn, zoals in fig.

3a. Net voor het begin van elke F4 fase wordt condensator 22, in een relatief zeer korte tijd, ontladen door resetschakeling 24, waarna de condensator weer opgeladen wordt door de spanningsgestuurde stroombron 21. De tijd die verstrijkt tussen het ontladen van de condensator en het bereiken van de referentiespanning, en daarmee dus de duur van de aktieve fase, is omgekeerd evenredig met de stroom die geleverd wordt door stroombron 21.

Clipschakeling 23 zorgt er voor dat stroombron 21 niet vastloopt en dat de ontlaadtijd van condensator 22 nagenoeg onafhankelijk wordt van de duur van de aktieve fase.

De stroombron wordt gestuurd door de som of het verschil van een spanning die evenredig is met de gelijkgerichte primaire transformatorstroom en de stuurspanning.

Met deze stuurspanning kan dus de uitgangsstroom geregeld i worden. Hierdoor komt de spoel 13 niet in de overdracht van stuurspanning naar uitgangsspanning voor en kan de gesloten regellus dus zeer snel zijn zonder instabiel te worden.

Het meten van de primaire transformatorstroom in plaats van de secundaire spoelstroom heeft als voordeel dat een eventuele gelijkstroomkomponent in de transformatorstroom, ten gevolge van de reeds genoemde onbalans, door de regeling geminimaliseerd wordt.

Als namelijk in een bepaalde aktieve fase de primaire stroom groter zou worden, bij gelijkblijvende stuurspanning, dan wordt meteen de duur van de betreffende aktieve fase verkort. Als regeldetektor 26 D-flipflop 31 niet klokt en de piekstroombegrenzing spreekt nog niet aan, bijvoorbeeld bij een plotselinge belastingtoename van de voeding, dan wordt aan het eind van de periode, vlak voordat D-flipflop 30 wordt geklokt, D-flipflop 31 geklokt door een van de oscillator afgeleid signaal, waardoor deze de toestand van D-flipflop 30 overneemt. De brug wordt dan met een faseverschil van bijna 180“ aangestuurd. De klokoscillator wekt hiertoe een blokgolf met een dutycycle van bijna 100% op, zie golfvorm A in fig.

2. Dit kloksignaal wordt toegevoerd aan de klokingang van D-flipflop 30 en via inverter 28 aan de klokingang van D-flipflop 31.

Aangezien de D-flipflops reageren op de opgaande flank op hun klokingang, zal D-flipflop 31 geklokt worden op de neergaande flank van het kloksignaal en D-flipflop 30 op de opgaande flank. Hierdoor wordt het optreden van ongedefinieerde toestanden van de D-flipflops te allen tijde voorkomen. Gedurende de tijd dat het kloksignaal laag is, wordt condensator 22 ontladen door resetschakeling 24.

Doordat de stuursignalen afkomstig van de D-flipflops een duty-cycle van exact 50% hebben en de stuursignalen op de uitgangen van de D-flipflops in fase en in tegenfase beschikbaar zijn, kunnen de stuurtrappen zeer eenvoudig uitgevoerd worden, zie fig. 3. De vier uitgangen van de beide D-flipflops 30 en 31 zijn elk verbonden met de gate van een klein-signaal MOSFET, 42 t/m 45. De sources van deze MOSFETs zijn verbonden met klem 1 van de hulpspanningsverzorging en de drains zijn verbonden met de primaire wikkeling van beide stuurtrafo's 46 en 47, waarvan de middenaftakking via onderspanningsbeveiliging 37 met klem 3 van de hulpspanningsverzorging wordt verbonden.

De secundaire wikkelingen van deze stuurtrafo's zijn zodanig aangesloten dat de vermogensschakelaars van een brugtak om de beurt ingeschakeld worden.

Als voor de vermogensschakelaars MOSFETs toegepast worden, dan kan een eenvoudige, adaptieve inschakelvertraging, om met minimale verliezen te kunnen inschakelen, worden verkregen met één enkele serieweerstand.

Eén aansluiting van elk van de secundaire wikkelingen van stuurtrafo's 46 en 47 wordt daartoe verbonden met de source van de MOSFETs en de andere aansluiting van elk van de secundaire wikkelingen wordt via een parallelschakeling van een weerstand ( 48 t/m 51 ) en een diode ( 52 t/m 55 ) verbonden met de gate van de MOSFET. Zolang namelijk de drain-source spanning van de MOSFET nog daalt, loopt er een stroom door de parasitaire drain-gate capaciteit, en dus ook door de genoemde serieweerstand. De resulterende spanningsval over deze weerstand houdt de MOSFET in de uit-toestand totdat de spanningsverandering per tijdseenheid over de MOSFET beneden een bepaalde waarde gekomen is.

Uitschakelen van de MOSFET kan geschieden via diodes 52 t/m 55 parallel aan de serieweerstanden 48 t/m 51, zie fig. 3a, of, zoals getoond in respectievelijk fig. 3b en 3c, via een extra MOSFET 56 of een bipolaire transistor 59.

De serieweerstanden 57 respectievelijk 60 zorgen weer voor de inschakelvertraging terwijl op het uitschakelmoment MOSFET 56 ingeschakeld wordt door weerstand 57 respectievelijk transistor 59 ingeschakeld wordt door weerstand 60, waardoor de gate-source spanning van de MOSFETs in de brug snel nul gemaakt kan worden.

Door de aanwezigheid van diode 58 respctievelijk diode 61 kan MOSFET 56 respectievelijk transistor 59 ingeschakeld worden, zonder dat eerst de gate-source capaciteit van de aangesloten MOSFET via serieweerstand 57 respectievelijk 60 ontladen moet worden. Schottky-diode 62 voorkomt te sterke verzadiging van transistor 59.

De in fig. 1 aan de stuurbare halfgeleiderschakelaars parallel geschakelde condensatoren 38, 39, 40 en 41 zijn de parasitaire capaciteiten van de stuurbare halfgeleiderschakelaars, met eventueel daaraan parallel geschakeld extra condensatoren om de uitschakelverliezen en het stoornivo te verlagen.

De in figuur 1 aan de stuurbare halfgeleiders parallel geschakelde diodes 4, 5, 6 en 7 zijn parasitair in de stuurbare halfgeleiderschakelaars aanwezig, als voor de stuurbare halfgeleiderschakelaars MOSFET's worden toegepast. Deze diodes beperken de piekspanning over elk van de stuurbare halfgeleiderschakelaars tot de ingangsgelijkspanning tussen de klemmen 2 en 1.

Piekstroomdetektor 27 beveiligt onder andere de stuurbare halfgeleiderschakelaars SI t/m S4 en diodes 8 t/m 11 tegen te hoge stromen bij opstarten, overbelasting en kortsluiting, en voorkomt verzadiging van de secundaire spoel 13.

De stroommeting kan op verschillende posities in de brug geschieden: in serie met de primaire wikkeling van transformator 12 door stroommeetschakeling 16, door twee stroomneetschakelingen 19 en 20, elk in serie met één van de schakelaars in een brugtak, of in serie met de verbinding van ingangsklemmen 1 of 2 naar de brug, door stroommeetschakeling 17 of 18. De stroommeetschakelingen 16, 17, 19 en 20 dienen een galvanische scheiding tussen in- en uitgang te hebben.

Voor stroommeetschakeling 18 is dit niet het geval, en dit kan dus bijvoorbeeld een stroommeetweerstand zijn. Voor elk van de vier manieren van stroom meten is het wenselijk dat ook de gelijkstroomkomponent gemeten wordt. Onderspanningsbeveiliging 37 schakelt de stuurtrappen alleen in als de hulpspanning op klem 3 voldoende hoog is om de stuurbare halfgeleiderschakelaars SI t/m S4 betrouwbaar te schakelen.

Een vergelijkschakeling 34 vergelijkt de gewenste waarde van de uitgangsgrootheid met de werkelijke waarde en levert via galvanische scheiding 35 een terugkoppelsignaal dat evenredig is met het verschil tussen werkelijke waarde en gewenste waarde aan optelschakeling 36. De uitgangsspanning hiervan stuurt stroombron 21, die condensator 22 oplaadt.

De laadstroom voor condensator 22 is nu evenredig met de som van het terugkoppelsignaal en de primaire stroom. Word nu de werkelijke uitgangsgrootheid kleiner dan de gewenste waarde, dan wordt het terugkoppelsignaal kleiner en via spanningsgestuurde stroombron 21 wordt de laadstroom voor condensator 22 verkleind, waardoor het faseverschil tussen de beide brugtakspanningen groter wordt en de primaire stroom toeneemt, en omgekeerd.

In fig. 3 wordt het terugkoppelsignaal eerst geïnverteerd door de in de galvanische scheiding aanwezige transistor en daarna van het stroommeetsignaal, golfvorm G, afgetrokken. Dit geeft hetzelfde resultaat als niet inverteren en optellen bij het stroommeetsignaal.

In fig. 2a is een zodanige belasting aanwezig dat de stroom in de secundaire spoel 13 nog niet discontinu wordt en dat de naar de primaire zijde getransformeerde spoelstroom klein is ten opzichte van de magnetiseringsstroom van transformator 12. De in fig. 2a als I(D-E) aangegeven stroom bestaat dus nagenoeg alleen uit magnetiseringsstroom. Door een juiste keuze van de magnetiseringsstroom kan ook bij minimum belasting of zelfs onbelast nog spanningsloos schakelen bereikt worden, ten koste van iets grotere geleidingsverliezen in de stuurbare halfgeleiderschakelaars en in de primaire wikkeling van transformator 12.

In fig. 2b en 2c is de naar de primaire zijde getransformeerde spoelstroom groot ten opzichte van de magnetiseringsstroom, en wel zodanig dat de som van deze beide stromen, I(D-E), in fig. 2b net niet, en in fig. 2c wel de piekstroomdetektor 27 aktiveert, die op zijn beurt via poort 29 D-flipflop 31 klokt, waardoor de aktieve fase beëindigd wordt.

De in fig. 2 getekende golfvorm G heeft betrekking op stroommeting in serie met de primaire wikkeling van transformator 12 door stroommeetschakeling 16.

In de hiervoor beschreven manier van fasemodulatie is er een hyperbolisch verband tussen de uitgangsspanning van optelschakeling 36 en het resulterende faseverschil.

Voor toepassingen waarin dit ongewenst is kan op het uitgangssignaal van optelschakeling 25 een rekenkundige bewerking uitgevoerd worden, waarmee dit verband gelineairiseerd kan worden.

Voor toepassingen waarin de minimum uitgangsstroom klein is ten opzichte van het maximum kan het wenselijk zijn voor uitgangsspoel 13 een zogenaamde niet-lineaire spoel, waarvan de zelfinductie afneemt naarmate de uitgangsstroom toeneemt, te gebruiken. Hiermee wordt voorkomen dat de stroom in uitgangsspoel 13 discontinu wordt. Het effect hiervan op de lusversterking van de teruggekoppelde omzetter kan onder andere gekompenseerd worden door de overdrachtsfunctie van de spanningsgestuurde stroombron 21 afhankelijk te maken van de uitgangsstroom of van de primaire transformatorstroom.

Voor de functie van optelschakeling en spanningsgestuurde stroombron kan met voordeel een geïntegreerde transconductantie versterker toegepast worden. Deze levert een uitgangsstroom die evenredig is met het produkt van de ingangsverschilspanning en de stuurstroom, met welke de overdrachtsfunctie, oftewel transconductantie, van de spanningsgestuurde stroombron ingesteld kan worden. Met deze stuurstroom kan de hiervoor genoemde correctie van de lusversterking uitgevoerd worden.

Claims (13)

1. Gelijkspanning naar gelijkspanningomzetter, bevattende een transformator, met primaire en secundaire wikkelingen, twee paar stuurbare halfgeleiderschakelaars, elk paar bestaande uit twee in serie geschakelde stuurbare halfgeleiderschakelaars, welke paren parallel geschakeld zijn aan een ingangsgelijkspanningsbron, waarbij de primaire wikkeling is geschakeld tussen de knooppunten van de genoemde, in serie geschakelde, stuurbare halfgeleiderschakelaars; en de secundaire wikkeling, die inductief met de primaire wikkeling is gekoppeld, die na gelijkrichting en afvlakking met tenminste één LC-filter een regelbare spanning aan een belasting afgeeft; vier diodes die antiparallel geschakeld zijn aan de genoemde stuurbare halfgeleiderschakelaars; een stuurcircuit dat de genoemde stuurbare halfgeleiderschakelaars zodanig aanstuurt dat de beide stuurbare halfgeleiderschakelaars van het eerste paar alternerend en niet overlappend ingeschakeld worden; dat het genoemde tweede paar stuurbare halfgeleiderschakelaars overeenkomstig wordt in- en uitgeschakeld, echter op tijdstippen die in tijd vertraagd zijn ten opzichte van genoemde eerste paar, met een vertragingstijd die ligt tussen nul en de helft van de periodeduur van de aanstuurfrekwentie, met welke vertragingstijd de spanning over de genoemde belasting geregeld kan worden, met het kenmerk dat de genoemde vertragingstijd wordt bepaald door de tijd die nodig is om een condensator op te laden tot een bepaalde waarde, met een stroom die afhankelijk is van de primaire stroom, of een daarvan afgeleid signaal, en van het terugkoppelsignaal, waarbij, zodra de spanning over de genoemde condensator de genoemde bepaalde waarde overschrijdt, een tweede D-flipflop, die via stuurtrappen het genoemde tweede paar stuurbare halfgeleiderschakelaars aanstuurt, wordt geklokt en daarbij de toestand van de eerste D-flipflop overneemt, terwijl de genoemde eerste D-flipflop, die als tweedeler is geschakeld en met een vaste frekwentie wordt geklokt, via stuurtrappen het genoemde eerste paar stuurbare halfgeleiderschakelaars aanstuurt, waardoor dit faseverschil betrouwbaar, goedkoop, stoorongevoelig, met automatische slope compensation en met automatische onderdrukking van ongewenste gelijkstroom in de transformator ten gevolge van onbalans of overspraak, gerealiseerd kan worden.

2. Omzetter volgens conclusie 1, met het kenmerk dat spanningsloos inschakelen kan worden bereikt door energie-uitwisseling tussen, aan de stuurbare halfgeleiderschakelaars parallel geschakelde, condensatoren en een, met de genoemde primaire wikkeling in serie staande, spoel en door het inschakelmoment van elk van de stuurbare halfgeleiderschakelaars in de juiste mate te vertragen ten opzichte van het uitschakelmoment van de andere stuurbare halfgeleiderschakelaar in het zelfde paar, waardoor, door het verminderen van de flanksteilheden op de knooppunten van beide paren stuurbare halfgeleiderschakelaars, de uitschakelverliezen en het stoornivo afnemen.

3. Omzetter volgens conclusie 1 of 2 met het kenmerk dat de genoemde antiparallel geschakelde diodes parasitair in de genoemde stuurbare halfgeleiderschakelaars aanwezig zijn.

4. Omzetter volgens conclusie 2 of 3, met het kenmerk dat de genoemde, aan de stuurbare halfgeleiderschakelaars parallel geschakelde condensatoren parasitair in de genoemde stuurbare halfgeleiderschakelaars aanwezig zijn.

5. Omzetter volgens conclusie 2, 3 of 4 met het kenmerk dat de genoemde, met de primaire wikkeling in serie staande spoel parasitair in de genoemde transformator aanwezig is, als een lekzelfinductie tussen de primaire en de secundaire wikkelingen.

6. Omzetter volgens conclusie 5, met het kenmerk dat de genoemde lekzelfinductie bewust vergroot wordt om over een groter belastinggebied spanningsloos inschakelen te bereiken, terwijl tevens, door de verminderde koppelcapaciteit tussen de primaire en de secundaire wikkelingen, het stoornivo afneemt.

7. Omzetter volgens één der voorgaande conclusies, met het kenmerk dat de beide stuurtrappen voor beide paren stuurbare halfgeleiderschakelaars elk bestaan uit twee MOSFETs en een stuurtransformator, waarbij de gates van de MOSFETs zijn verbonden met de uitgang en de geïnverteerde uitgang van de D-flipflops, de sources verbonden zijn met de eerste klem van de hulpspanningsverzorging en de drains verbonden zijn met de primaire wikkeling van de stuurtransformator, waarvan de middenaftakking via de onderspanningsbeveiliging met de tweede klem van de hulpspanningsverzorging wordt verbonden, en de secundaire wikkelingen zodanig met de stuurbare halfgeleiderschakelaars zijn verbonden, dat deze alternerend en in de juiste fase worden ingeschakeld.

8. Omzetter volgens conclusie 7, met het kenmerk dat voor de stuurbare halfgeleiderschakelaars MOSFETs worden toegepast, waarbij de inschakelvertraging, om spanningsloos te kunnen inschakelen, wordt verkregen door de spanningsval over een serieweerstand tussen de secundaire wikkelingen van de stuurtransformator en de gate van de MOSFET, ten gevolge van de stroom door de parasitaire drain-gate capaciteit, gedurende de tijd dat de spanning over de MOSFET afneemt, terwijl de MOSFET snel uitgeschakeld kan worden via een aan de genoemde weerstand parallel geschakelde diode of door een tussen de gate en source van de genoemde MOSFET geschakelde bipolaire transistor of MOSFET, waarvan de stuuringang, al dan niet via serie- of parallelelementen, op de secundaire wikkelingen van de stuurtrafo's is aangesloten.

9. Omzetter volgens één der voorgaande conclusies, met het kenmerk dat voor het vergelijken van de spanning op de genoemde condensator en/of voor de piekstroomdetektie gebruik wordt gemaakt van standaard logica poorten met schmitt trigger ingangen waarbij de referentiespanning wordt gevormd door de drempelspanningen van de betreffende ingangen.

10. Omzetter volgens één der voorgaande conclusies, met het kenmerk dat de functie van som- of verschilversterker en spanningsgestuurde stroombron wordt gekombineerd in een geïntegreerde operationele transconductantie versterker.

11. Omzetter volgens conclusie 10 met het kenmerk dat het niet-lineaire verband tussen stuurspanning en vertragingstijd wordt gekorrigeerd door de versterking van de operationele transconductantie versterker afhankelijk van het stuursignaal te maken.

12. Omzetter volgens conclusie 10 of 11 met het kenmerk dat het effect van een niet-lineaire uitgangsspoel op de lusversterking van de teruggekoppelde omzetter wordt gekompenseerd door de versterking van de operationele transconductantie versterker afhankelijk te maken van de uitgangsstroom of de primaire stroom

13. Omzetter volgens één der voorgaande conclusies, met het kenmerk dat de spanning op de in conclusie 1 genoemde condensator wordt begrensd door een zenerdiode of een schakeling met een vergelijkbare werking, op een nivo dat boven de drempelspanning van de op deze condensator aangesloten komparator ligt, maar zodanig laag ligt dat verzadiging van de spanningsgestuurde stroombron en overmatige dissipatie in de resetschakeling en te lange ontlaadtijd van de genoemde condensator voorkomen wordt.