NL8900132A - RADAR RECEIVER, PARTICULARLY FOR RADAR WITH AN ANTENNA WITH DIRECTIONAL SENSITIVITY THROUGH CALCULATION. - Google Patents

Description

Radarontvangeri_in het bijzonder_vopr_radar_met een antenne met een door berekening gevormde richtinggevoeligheid.Radar receiver, in particular, for radar with an antenna with directivity formed by calculation.

De uitvinding heeft betrekking op een radarontvanger, in het bijzonder voor radar met een antenne met een door berekening gevormde richtinggevoeligheid.The invention relates to a radar receiver, in particular for radar with an antenna with a direction sensitivity formed by calculation.

Bekend is dat een antenne met een door berekening gevormde richtinggevoeligheid bestaat uit een aantal elementaire opnemers die elk zijn verbonden met een elementaire ontvanger; een gemeenschappelijke verwerkingsinrichting maakt het mogelijk de digitale signalen die afkomstig zijn van de verschillende elementaire ontvangers, te combineren teneinde de gewenste richtinggevoeligheid bij ontvangst te vormen.It is known that an antenna with a calculated directivity consists of a number of elementary sensors each connected to an elementary receiver; a common processor makes it possible to combine the digital signals coming from the different elementary receivers to form the desired directivity upon reception.

Een probleem doet zich voor door de omstandigheid van het hoge aantal aansluitingen tussen de verschillende elementaire ontvangers en deze gemeenschappelijke verwerkingsinrichting. Om het aantal aansluitingen te beperken zou het van belang zijn als drager van de overdracht een optische vezel te benutten. Het benutten van een optische vezel stelt het probleem van de technologische homogeniteit tussen de radarontvangers en de elektro-optische omzetters waarbij deze laatste componenten gebruiken op basis van galliumarsenide (GaAs) en de eerst-genoemden slechts gedeeltelijk deze soort componenten benut.A problem arises because of the high number of connections between the different elementary receivers and this common processor. In order to limit the number of connections, it would be important to use an optical fiber as the carrier of the transmission. The use of an optical fiber poses the problem of the technological homogeneity between the radar receivers and the electro-optical converters, the latter using components based on gallium arsenide (GaAs) and the former only partially using these types of components.

De uitvinding heeft als doel een radarontvanger die geheel uitvoerbaar is met behulp van componenten op basis van galliumarsenide.The object of the invention is a radar receiver which is fully feasible with the aid of components based on gallium arsenide.

Aan de andere kant stelt zich in het geval van een "actieve" antenne waarin de ontvangers zijn opgenomen in de eigenlijke constructie van de antenne, het probleem van het miniaturiseren van deze ontvangers dat niet kan worden tot stand gebracht door terug te vallen op het bekende schema van een radarontvanger waarin de amplitude-fase demodulatiefunctie in het algemeen analoge functie is en dus niet integreerbaar is.On the other hand, in the case of an "active" antenna in which the receivers are incorporated into the actual construction of the antenna, the problem of miniaturizing these receivers which cannot be achieved by relying on the known diagram of a radar receiver in which the amplitude-phase demodulation function is generally an analog function and is therefore not integrable.

De uitvinding maakt het tevens mogelijk dit doel te bereiken .The invention also makes it possible to achieve this object.

De uitvinding heeft ten doel een radarontvanger zoals omschreven in de conclusies.The object of the invention is a radar receiver as defined in the claims.

De doelen en eigenschappen van de uitvinding zullen duidelijker naar voren komen bij het lezen van de volgende beschrijving van een uitvoeringsvoorbeeld welke beschrijving is opgesteld in samenhang met de bijgevoegde tekeningen waarin: - fig. 1 een schema is van een ontvanger volgens de uitvinding, - fig. 2 een grafische voorstelling is die de vorm toont van de referentiesignalen die worden benut voor het verwezenlijken van de amplitude-fase demodulatieoperatie; - fig. 3 een schema is van het digitale filter dat wordt gebruikt aan de uitgang van de amplitude-fase demodulator.The objects and features of the invention will become more apparent when reading the following description of an exemplary embodiment, which description has been drawn up in conjunction with the accompanying drawings, in which: - fig. 1 is a diagram of a receiver according to the invention, - fig. 2 is a graphic representation showing the form of the reference signals used to implement the amplitude phase demodulation operation; Figure 3 is a schematic of the digital filter used at the output of the amplitude phase demodulator.

De in fig. 1 voorgestelde ontvanger omvat , geplaatst achter eenstralend element 1, verschillende elementen die het verwezenlijken van de volgende functies mogelijk maken: hoogfrequent versterking, omzetting naar de tussenfrequentie, filtering en versterking bij de tussenfrequentie, analoog/digitaal-omzetting, amplitude-fasedemodulatie en vervolgens aangepaste laag-doorlaatfiltering (deze filtering zorgt tevens voor het onderdrukken van ongewenste componenten die zijn verkregen aan de uitgang van de amplitude-fasedemodulatie).The receiver shown in Fig. 1, placed behind a radiating element 1, comprises various elements which enable the realization of the following functions: high-frequency amplification, conversion to the intermediate frequency, filtering and amplification at the intermediate frequency, analog / digital conversion, amplitude phase demodulation and subsequently adjusted low-pass filtering (this filtering also suppresses unwanted components obtained at the output of the amplitude phase demodulation).

De hoog—frequentversterking wordt tot stand gebracht door middel van een hoog-frequentversterker 2. De omzetting naar de tussenfrequentie wordt tot stand gebracht in twee opeenvolgende stappen door middel van twee mengtrappen 3 en 4 die samenwerken met twee lokale oscillatoren 5, respectievelijk 6.The high-frequency amplification is accomplished by means of a high-frequency amplifier 2. The conversion to the intermediate frequency is accomplished in two successive steps by two mixing stages 3 and 4 which cooperate with two local oscillators 5 and 6, respectively.

De versterking en de filtering bij de tussenfrequentie en de aangepaste filtering worden verkregen met behulp van een versterker 7.The gain and filtering at the intermediate frequency and the matched filtering are obtained using an amplifier 7.

Laat fi de tussenfrequentie zijn, en B de doorlaat-band van de signalen bij de tussenfrequentie en B de nuttige doorlaatband (bijvoorbeeld fi =60 MHz, B = 10 MHz en nB = 100 MHz).Let fi be the intermediate frequency, and B the pass band of the signals at the intermediate frequency and B the useful pass band (e.g. fi = 60 MHz, B = 10 MHz and nB = 100 MHz).

De zo beschreven elementen kunnen makkelijk worden verwezenlijkt met behulp van componenten op basis van gallium-arsenide.The elements described in this way can be easily realized with the aid of components based on gallium arsenide.

De analoog-digitale omzetting wordt overigens rechtstreeks op de signalen met de tussenfrequentie fi uitgevoerd; bovendien wordt de bemonsteringsfrequentie fe veel hoger dan fi gekozen opdat de analoog/digitaal-omzetter 8 eveneens in de galliumarsenide-techniek kan zijn uitgevoerd. In het geval van de hierboven genoemde numerieke waarden zal fe bijvoorbeeld gelijk zijn aan 1,2 GHz. Lagere frequenties, zoals 840 MHz of 600 MHz zouden eveneens kunnen worden toegepast.The analog-to-digital conversion is otherwise performed directly on the signals with the intermediate frequency fi; moreover, the sampling frequency fe is chosen to be much higher than fi, so that the analog / digital converter 8 can also be implemented in the gallium arsenide technique. For example, in the case of the above numerical values, fe will be equal to 1.2 GHz. Lower frequencies, such as 840 MHz or 600 MHz, could also be used.

Zoals hierna zal worden gezien maakt het uitvoeren van de omzetting op de signalen met de tussenfrequentie het ook mogelijk de door de omzetter toegelaten cty'namiek van de radar te verhogen.As will be seen hereinafter, performing the conversion to the intermediate frequency signals also makes it possible to increase the radar technology allowed by the converter.

Aan de ingang van de omzetter 8 wordt bovendien met behulp van een opteller 10 ruis geïnjecteerd die wordt opgewekt door een ruisgenerator 9 in een band (n -1)B opdat de ruis die aan de ingang van de omzetter 8 aanwezig is, ligt in de band nB en wit is. Het toevoegen van deze ruisgenerator heeft tevens als effect het vergroten van de door de omzetter toegelaten dynamiek van de radar, of anders gezegd het mogelijk maken van het gebruik van een omzetter met een beperkte dynamiek (of een beperkt aantal bits) .In addition, noise is injected at the input of converter 8 by means of an adder 10, which is generated by a noise generator 9 in a band (n -1) B so that the noise present at the input of converter 8 is in the band nB and is white. The addition of this noise generator also has the effect of increasing the radar dynamics permitted by the converter, or in other words making it possible to use a converter with a limited dynamics (or a limited number of bits).

In het geval van omzetters met N bits die werken op de videosignalen die gewoonlijk· de signalen I en Q worden genoemd (respectievelijk in fase en 90° uit fase) zou de dynamiek van de radar, toegelaten door deze omzetters, inderdaad gelijk zijn aan 6N-15dB. Deze 15dB kunnen worden verdeeld in 6dB als gevolg van de omstandigheid dat de om te zetten signalen bipolaire signalen zijn, dat wil zeggen met een positieve of negatieve amplitude, 3dB als gevolg van de overgang van de tussenfrequentie naar vidèofrequentie, en 6dB als gevolg van de omstandigheid dat opdat de kwantificeringsruis verwaarloosbaar is ten opzichte van de ruis van de radar (die het referentie-element is voor de beslissingsoperatie die in de totale radar-verwerking wordt uitgevoerd), de kwantificeringsstap q zo moet worden gekozen dat «S' = 2q, waarin σ- de kenmerkende spreiding van de radarruis voorstelt.In the case of N bit converters operating on the video signals commonly referred to as signals I and Q (in phase and 90 ° out of phase, respectively), the radar dynamics allowed by these converters would indeed be 6N -15dB. These 15dB can be divided into 6dB due to the fact that the signals to be converted are bipolar signals, i.e. with a positive or negative amplitude, 3dB due to the transition from the intermediate frequency to video frequency, and 6dB due to the circumstance that in order for the quantization noise to be negligible with respect to the noise of the radar (which is the reference element for the decision operation performed in the total radar processing), the quantification step q must be chosen such that «S '= 2q, where σ- represents the characteristic spread of the radar noise.

In het geval van de ontvanger uit fig. 1 en in het geval van de numerieke waarden die zijn genoemd, wordt de door een omzetter met hetzelfde aantal N bits en het dezelfde kwantificeringsstap q toegelaten radar-dynamiek daarentegen gelijk aan 6N -2dB.On the other hand, in the case of the receiver of Fig. 1 and in the case of the numerical values mentioned, the radar dynamics allowed by a converter with the same number of N bits and the same quantization step q becomes 6N -2dB.

De omzetting wordt dan immers uitgevoerd in de tussenfrequentie (vandaar een toename van 3dB); bovendien maakt het bestaan van de verhouding "n" tussen de band nB waarin de ruis aan de ingang van de omzetter aanwezig is, en de nuttige band B die door het integrerende filter 11 is gefilterd die op de amplitude-fasedemodulator 12 volgt, een extra versterking in deze verhouding n" mogelijk, dus in het beschouwde voorbeeld 10 dB.After all, the conversion is then performed in the intermediate frequency (hence an increase of 3dB); moreover, the existence of the ratio "n" between the band nB in which the noise is present at the input of the converter and the useful band B filtered through the integrating filter 11 following the amplitude phase demodulator 12 makes an additional amplification in this ratio n "is possible, so in the example considered 10 dB.

De versterking van de voorafgaand aan de omzetter geplaatste ontvangstketen moet evenwel zo zijn ingesteld dat de betrekking €=2q blijft gelden met de nieuwe waarde van THowever, the reinforcement of the receiving chain placed in front of the converter must be set up in such a way that the relationship € = 2q remains valid with the new value of

die overeenkomt met de radarruis in de band vB.corresponding to the radar noise in the band vB.

Het zou ook mogelijk zijn te overwegen dat hét toevoegen van de ruisgenerator 9 als effect heeft bij een zelfde door de omzetter toegelaten radardynamiek dat omzettere kunnen worden gebruikt met een geringere dynamiek (of met een geringer aantal bits).It would also be possible to consider that the addition of the noise generator 9 has the effect of the same radar dynamics permitted by the converter that the converter can be used with a lower dynamic (or with a smaller number of bits).

Het aan de uitgang van de omzetter 8 verkregen digitale signaal wordt verdeeld over twee kanalen I en Q. Omdat de in deze twee kanalen I en Q verkregen signalen digitale signalen zijn en deze bovendien met een hogere frequentie dan de tussen-frequentie fi die ook de frequentie van de "referentie" signalen cos 2^it en sin 2TTfit die worden gebruikt voor het uitvoeren van de amplitude-fasedemodulatie-operatie, is , zijn bemonsterd, kan deze operatie op bijzonder eenvoudige wijze worden uitgevoerd.The digital signal obtained at the output of the converter 8 is divided between two channels I and Q. Because the signals obtained in these two channels I and Q are digital signals and, moreover, these have a higher frequency than the intermediate frequency fi which is also the If the frequency of the "reference" signals cos 2 ^ it and sin 2TTfit used to perform the amplitude phase demodulation operation has been sampled, this operation can be performed in a very simple manner.

De referentiesignalen kunnen immers worden benaderd door blokvormige signalen die met de hogere frequentie fe zijn bemonsterd, zoals voorgesteld in fig. 2.Indeed, the reference signals can be approximated by square-shaped signals sampled at the higher frequency fe, as shown in Fig. 2.

Het is dan voldoende in twee registers 13 en 14 een stel waarden (+1, -1,0) op te slaan die deze met hogere frequentie bemonsterde referentiesignalen in een periode voorstellen, en de verkregen monsters in de kanalen I en Q te vermenigvuldigen met deze waarden.It is then sufficient to store in two registers 13 and 14 a set of values (+1, -1.0) representing these higher frequency sampled reference signals in a period, and multiply the obtained samples in channels I and Q by these values.

Aangezien deze vermenigvuldigingsoperatie m feite neerkomt op een eenvoudige operatie van het veranderen van teken of van een tot nul terugbrengen alnaar de waarde van de coëfficiënt, wordt het dan zeer gemakkelijk de amplitude-fase-demodulator uit te voeren in de galliumarsenide techniek.Since this multiplication operation m actually boils down to a simple operation of changing sign or returning to zero according to the value of the coefficient, it then becomes very easy to perform the amplitude phase demodulator in the gallium arsenide technique.

Omdat de referentiesignalen oneven zijn, zijn er geen paren harmonischen met de frequentie fi (in het beschouwde voorbeeld 60 MHz). Bovendien kan de tijdsduurverhouding van de niveau's bij + 1 en bij 0 worden ingesteld om de derde harmonische van de frequentie ri nul te maken (of het totale vermogen van de harmonischen minimaal te maken).Since the reference signals are odd, there are no pairs of harmonics with the frequency fi (60 MHz in the example considered). In addition, the duration ratio of the levels at + 1 and at 0 can be set to make the third harmonic of the frequency ri zero (or to minimize the total power of the harmonics).

Aldus wordt zonder vervorming dezelfde functie als van een amplitude-fasedemodulator tot stand gebracht met een zeer verre verschuiving van een eerste storende spectrale component ( in het beschouwde voorbeeld 540 MHz), waardoor een eenvoudige filtering 11 mogelijk is om terug te keren naar de nuttige band B (in het beschouwde voorbeeld 10 MHz).Thus, without distortion, the same function as an amplitude phase demodulator is accomplished with a very far shift of a first interfering spectral component (540 MHz in the example considered), allowing simple filtering 11 to return to the useful band B (in the example considered 10 MHz).

Eén van de twee digitale filters 11^ of l^r geplaatst in één van de kanalen I of Q, wordt nu beschreven in verband met fig. 3. Het filter is voorzien van een opteller 15 waarvan een eerste ingang enerzijds de gegevens ontvangt die afkomstig zijn van het beschouwde kanaal I of Q, en waarvan een tweede ingang is teruggekoppeld op de uitgang van de opteller via een gegevensregister 16 en een vermenigvuldiger 17 die vermenigvuldigt met de coëfficiënten (+1, -1, 0) die zijn opgeslagen in een coëfficiëntenregister 18.One of the two digital filters 11 ^ or 1 ^ r placed in one of the channels I or Q is now described in connection with Fig. 3. The filter is provided with an adder 15, of which a first input on the one hand receives the data coming from of the considered channel I or Q, and of which a second input is fed back to the output of the adder via a data register 16 and a multiplier 17 which multiplies by the coefficients (+1, -1, 0) stored in a coefficient register 18.

Het aanwenden van deze coëfficiënten op de ingevoerde monsters wordt zo bepaald dat de voor dit filter gewenste transferfunctie wordt verkregen.The application of these coefficients to the input samples is determined so that the transfer function desired for this filter is obtained.

Als gevolg van de bemonstering met een hoge frequentie aan de ingang van dit filter kan de aanwending van de coëfficiënten op progressieve wijze plaatsvinden door het aanwenden van coëfficiënten, +1, -1 of 0 of een groep gekorreleerde opeenvolgende monsters in plaats van het aanwenden van een enkele coëfficiënt op één enkel monster hetgeen het geval zou zijn indien het signaal aan de ingang van het filter niet met hoge frequentie was bemonsterd.Due to the high frequency sampling at the input of this filter, the coefficients can be applied progressively by applying coefficients, +1, -1 or 0 or a group of correlated successive samples instead of using a single coefficient on a single sample which would be the case if the signal at the input of the filter had not been sampled at high frequency.

Zo kan dus een filter 11 worden verkregen dat een transferfunctie heeft die veel dichter bij de gewenste ligt, en bijgevolg een betere eliminatie van de storende zwevingssignalen die worden verkregen aan de uitgang van de amplitude-fasedemodu-latie-operatie.Thus, a filter 11 can be obtained which has a transfer function much closer to the desired one, and thus a better elimination of the interfering beat signals obtained at the output of the amplitude phase demodulation operation.

Omdat bovendien de frequentie van de uitgangsgegevens van het filter 11 lager is dan de frequentie van de ingangsgegevens van het filter is het mogelijk in een eerste stap de λ λ twea kanalen I en Q in multiplex te brengen, en in een tweede stap de kanalen I en Q die in verband staan met de verschillende elementaire opnemers van een antenne met een door berekening gevormde richtinggevoeligheid,op een gemeenschappelijke uitgang.Moreover, because the frequency of the output data of the filter 11 is lower than the frequency of the input data of the filter, it is possible to multiplex the λ λ twea channels I and Q in a first step, and in a second step the channels I and Q associated with the different elementary sensors of an antenna having a calculated directivity, on a common output.

De multiplexers zijn in fig. 1 aangeduid met 19r respectievelijk 20.The multiplexers are indicated in Fig. 1 by 19r and 20 respectively.

De gemeenschappelijke uitgang kan vervolgens worden aangesloten aan een optische vezel 21 door middel van een interface 22.The common output can then be connected to an optical fiber 21 by means of an interface 22.

Claims (10)

1. Radarontvanger, in het bijzonder radar met een antenne met een door berekening gevormde richtinggevoeligheid welke ontvanger is voorzien van organen (7,11) voor aangepaste filtering met een doorlaatband B, organen (12) voor detectie van amplitude en van fase, en organen (8) voor analoog/digitaal-omzetting, met het kenmerk, dat de organen (8) voor analoog/ digitaal-omzetting werken op de signalen met tussenfrequentie bij een frequentie die veel hoger is dan de tussenfrequentie.Radar receiver, in particular radar with an antenna of calculated directivity, which receiver is provided with means (7, 11) for adapted filtering with a passband B, means (12) for detection of amplitude and of phase, and means (8) for analog-to-digital conversion, characterized in that the analog-to-digital conversion means (8) act on the intermediate frequency signals at a frequency much higher than the intermediate frequency. 2. Ontvanger volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de organen voor het detecteren van amplitude en fase voor beide van de twee kanalen voor amplitude en fase zijn voorzien van organen voor het vermenigvuldigen van de radarsignalen met tussenfrequentie, digitaal gecodeerd, met een reeks coëfficiënten + 1 die de positieve en negatieve halve periodes van een blokvormig signaal met een frequentie gelijk aan de tussenfrequentie voorstellen.Receiver according to claim 1, characterized in that the amplitude and phase detecting means for both of the two amplitude and phase channels are provided with means for multiplying the intermediate frequency radar signals, digitally coded, with a sequence coefficients + 1 representing the positive and negative half periods of a square-shaped signal with a frequency equal to the intermediate frequency. 3. Ontvanger volgens conclusie 2, met het kenmerk, dat ook de coëfficiënt 0 wordt gebruikt teneinde een betere benadering van een sinusvormig signaal bij de tussenfrequentie door het blokvormige signaal te verkrijgen.Receiver according to claim 2, characterized in that the coefficient 0 is also used in order to obtain a better approximation of a sinusoidal signal at the intermediate frequency by the block-shaped signal. 4. Ontvanger volgens één van de conclusies 1 t/m 3, met het kenmerk,dat hij is voorzien van organen (9,10) om aan de radarsignalen voor de omzetting ruis in een band (n-1) B toe te voegen, en van organen (11) voor het tot stand brengen van een filtering in de band B aan de uitgang van de analoog/digi-taal-omzetter (8).Receiver according to any one of claims 1 to 3, characterized in that it comprises means (9, 10) for adding noise to a band (n-1) B to the radar signals for conversion, and means (11) for effecting filtering in the band B at the output of the analog / digital converter (8). 5. Ontvanger volgens conclusie 4, met het kenmerk, dat de organen voor het tot stand brengen van een filtering in de band B aan de uitgang van de omzetter bestaan uit een digitaal filter (11) dat werkt op groepen van gekorreleerde opeenvolgende monsters aan de ingang.Receiver according to claim 4, characterized in that the means for effecting filtering in the band B at the output of the converter consist of a digital filter (11) acting on groups of correlated successive samples on the Entrance. • 6. Ontvanger volgens conclusie 5, met het kenmerk, dat het digitale filter (11) als coëfficiënten waarde heeft die zijn gekozen uit de waarden +1, -1 en 0.6. Receiver according to claim 5, characterized in that the digital filter (11) has as coefficients value selected from the values +1, -1 and 0. 7. Ontvanger volgens één van de conclusies 1 t/m Qr met het kenmerk, dat de uitgangen (I,Q) van de kanalen voor amplitude en fase van de organen (12} voor detectie van amplitude en fase in één enkel kanaal in multiplex worden gebracht (19).Receiver according to any one of claims 1 to Qr, characterized in that the outputs (I, Q) of the amplitude and phase channels of the amplitude and phase detection means (12} in a single channel in multiplex be brought (19). 8. Ontvanger volgens één van de conclusies 1 t/m 7, met het kenmerk, dat de uitgangen (I, Q) van de organen (12} voor detectie van amplitude en fase van de verschillende elementaire ontvangers van een radar met een antenne met een door berekening gevormde richtinggevoeligheid in multiplex worden gebracht (20) in één enkel kanaal.Receiver according to any one of claims 1 to 7, characterized in that the outputs (I, Q) of the amplitude and phase detection means (12} of the different elementary receivers of a radar with an antenna having multiplex a directivity formed by calculation (20) into a single channel. 9. Ontvanger volgens één van de conclusies 7 en 8, met het kenmerk,dat het enkele kanaal is aangesloten aan een optische vezel (21).Receiver according to one of claims 7 and 8, characterized in that the single channel is connected to an optical fiber (21). 10. Ontvanger volgens één van de conclusies 1 t/m 9, met het kenmerk, dat deze is uitgevoerd in de galliumarsenide-techniek. o-o-o-o-o-oReceiver according to any one of claims 1 to 9, characterized in that it is carried out in the gallium arsenide technique. o-o-o-o-o-o