KR960012795B1 - 트랜지스터 믹서 - Google Patents

트랜지스터 믹서 Download PDF

Info

Publication number
KR960012795B1
KR960012795B1 KR1019870006609A KR870006609A KR960012795B1 KR 960012795 B1 KR960012795 B1 KR 960012795B1 KR 1019870006609 A KR1019870006609 A KR 1019870006609A KR 870006609 A KR870006609 A KR 870006609A KR 960012795 B1 KR960012795 B1 KR 960012795B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
diode
mixer
signal
coupled
electrode
Prior art date
Application number
KR1019870006609A
Other languages
English (en)
Other versions
KR880001106A (ko
Inventor
워드 뮤터스파우 막스
Original Assignee
알 씨 에이 코포레이션
글렌 에이취. 브르스틀
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 알 씨 에이 코포레이션, 글렌 에이취. 브르스틀 filed Critical 알 씨 에이 코포레이션
Publication of KR880001106A publication Critical patent/KR880001106A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR960012795B1 publication Critical patent/KR960012795B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Steering Control In Accordance With Driving Conditions (AREA)
  • Electrical Discharge Machining, Electrochemical Machining, And Combined Machining (AREA)
  • Spinning Or Twisting Of Yarns (AREA)
  • Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
  • Metal-Oxide And Bipolar Metal-Oxide Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
  • Confectionery (AREA)

Abstract

요약없음

Description

트랜지스터 믹서
제1도는 본 발명에 따른 텔레비젼 수신기의 블록 다이어그램 도면.
제2도는 본 발명에 따른 믹서 장치를 개략적 회로 형태로 도시한 도면.
제3도는 본 발명을 이해하는데 유용한 다이오드 특성 곡선을 도시.
제4도는 본 발명에 따른 믹서 장치를 개략적 회로 형태로 도시한 도면.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
102 : RF 증폭기 및 필터106 : RF 신호원
108 : 확장된 제곱 법칙 믹서
본 발명은 트랜지스터 믹서에 관한 것으로, 특히 텔레비젼(TV) 수신기내 튜너(tuner)에 사용되는 트랜지스터 믹서에 관한 것이다.
미합중국과 여러 다른 나라에서 사용되는 표준 방송 TV 전송은 각 TV 방송 채널에 대응하는 표준 방송파 주파수를 사용되도록 할당된다. 실제로 현재의 모든 TV 수신기는, 미합중국 IF 영상 반송파에 대해서는 45.75MHz로 그리고 음성 반송파에 대해서는 41.25MHz로 표준화된 중간 주파수(IF)신호 발생 믹서를 사용하는 슈퍼헤테로다인(고감도 수신 장치)이다. 실제로, 상기 IF 신호를 공급하기 위해서 수신된 라디오 주파수(RF) 신호에 헤테로다이닝 또는 믹싱을 위한 신호를 제공하는 국부 발진기는, 거의 언제나 RF 신호보다 높은 주파수에서 동작된다. 결국, 여러 채널을 정확히 동조하기 위한 각 국부 발진기 주파수는, 상기 발진기 주파수가 수신된 표준 RF 주파수보다 효율적으로 표준화된 IF 주파수와 같은 양만큼 높기 때문에 효율적으로 표준화된다.
슈퍼헤테로다인 수신기에서, RF 입력 신호의 고조파와 상기 국부발진기 신호 사이에 존재하는 수신기 믹서내 헤테로다인 비트(beat) 혹은 RF 신호의 의사 믹싱으로부터 발생하는 의사 IF 신호(spurious IF signal)에 의해 간섭이 발생된다. 예를 들어, 뉴욕의 맥그로우힐 출판에서 간행한 케이. 블래어 벤슨(Benson)저 텔레비젼 엔지니어링 핸드북 1986년판 제13.92 내지 13.93면을 참조해보라. 미합중국의 특별한 TV 표준 방송 주파수 할당의 결과로, TV 채널 6에서 발생되는 특별히 하나의 곤란한 간섭이 알려져 있다. TV 수신기가 정확히 채널 6로 동조될때, 상기 국부 발진기(LO) 신호는 129.0MHz 즉 채널 6에 대한 영상 반송파(PC) 주파수 83.25MHz 보다 45.75MHz가 높다. 채널 6에 대한 음성 반송파(SC)는 87.75MHz이다(따라서 175.5MHz에서 제2고조파 성분을 발생한다). 채널 6에 대한 칼라 부반송파는 86.84MHz이다. 따라서, 다음과 같은 주파수 조합이 상기 믹서내에서 발생한다.
(A) 129.0MHz-83.25MHz=45.75MHz (B) 129.0MHz-86.83MHz=42.17MHz (C) 129.0MHz-87.75MHz=41.25MHz (D) (83.25MHz-87.75MHz)-129.0MHz=42.0MHz (E) (2×87.75)MHz-129.0MHz=46.5MHz
(A), (B) 및 (C)는 각각 IF 영상 반송파, 칼라 부반송파 및 음성 반송파이다. (D) 및 (E)는 상기 IF 통과대역 내에서 발생하는 바람직하지 않은 간섭 성분이다. 성분(D)은 TV 영상 스크린상에 착색된 패턴을 발생하기 위해 칼라 부반송파를 간섭한다. 성분(E)은 휘도 비트를 발생하기 위해 영상 반송파를 간섭한다.
간섭 성분의 레벨은 제곱 법칙(square law) 유형의 장치가 믹서에 대해 사용될때 더 낮아진다. 예를 들어, 1972년 2월 방송 및 텔레비젼 수신기에 관한 IEEE Transaction BTR-18 제1권의 제11 내지 17면에 보인 헥토로 엘. 가스퀴트(Gasquet)의 채널 6칼라 비트-이에 대해 무엇을 할 수 있는가?를 참조하라. 그러한 제곱 법칙 장치를 사용하면, 상기 RF 신호에는 상기 국부 발진기 신호가 곱해져서 IF 통과대역 내에는 사실상 원하는 IF 반송파만을 발생시킨다. 그러나, 반송파 신호간의 곱셈으로부터 발생하는 간섭 성분을 감소시키기 위해서는 상기 국부 발진기의 신호 진폭이 상기 RF 신호 진폭보다 상당히 크게 유지되어야 한다. 2중 게이트(dual gate) MOSFET는 간섭 성분에 대해 믹서로서 양호한 성능을 제공한다. 그러나, 그 성능을 얻기 위해서는 개별적인 바이어스 조정이 요구되면 따라서 생산비가 비싸진다. 단일 및 더블 평형 다이오드 믹서(balanced diode mixer) 역시 양호한 성능을 제공하지만 그 비용이 비교적 비싸며 물리적인 크기가 더 커진다. 현재의 TV 수신기에 대한 튜너는 소형화가 중요한 고려사항 중 하나이다. 바이폴러 트랜지스터는 비교적 저렴하지만, 상술된 간섭 형태에 대해서는 TV 튜너내 믹서로서 가장 빈약하게 동작한다.
본 발명의 한 일면에 따라, 주파수 차동 신호를 포함하는 출력을 제공하기 위해 제1 및 제2신호를 믹싱하는 믹서는 에미터, 베이스 및 콜렉터 전극을 갖는 믹싱 트랜지스터를 포함한다. 상기 제1 및 제2신호는 베이스 및 에미터 전극 사이에 인가된다. 비선형 임피던스 장치는 상기 에미터 전극 및 기준 전위점 사이에 결합된다.
본 발명의 제2일면에 따라, 비선형 임피던스 장치는 다이오드를 포함한다.
본 발명의 제3일면에 따라, 상기 다이오드는, 주파수 차동신호의 크기에 대하여 출력 신호내에 존재하는 의사 신호 성분의 크기를 감소시키기 위해 바이어스된다.
본 발명의 제4일면에 따라, 튜너내 믹서는 라디오 주파수 신호를 중간 주파수로 헤테로다이닝하기 위해 국부 발진기에 결합된다. 상기 믹서는 에미터, 베이스 및 콜렉터 전극을 갖는 트랜지스터 장치를 포함한다. 상기 콜렉터 전극은 상기 튜너 출력에 결합된다. 비선형 임피던스 장치는 에미터 전극 및 기준 전위점 사이에 결합된다.
본 발명의 제5일면에 따라, 상기 비선형 임피던스 장치는 다이오드 장치를 포함한다.
제1도의 텔레비전(TV) 수신기에서, 튜너(100)는 RF 신호원(106)으로부터 튜너 입력 단자(104)로 인가된 신호를 처리하기 위해 라디오 주파수 증폭기 및 필터(102)를 포함한다. RF 증폭기 및 필터(102)의 RF 출력은 확장된 제곱 법칙 믹서(extended sqare law mixer)(108)에 공급되며, 이 믹서는 국부 발진기(110)에 의해 제공되는 국부 발진기 신호와 RF 증폭기(102)의 출력을 헤테로다이닝함으로써 중간주파수(IF) 신호를 제공한다. 확장된 제곱 법칙 믹서(108)의 동작은 뒤에서 상세히 설명된다. 상기 IF 신호는 IF 필터(112)에 의해 여파되며 튜너 출력 단자(114)를 통해 신호 처리 유니트(116)로 공급된다. 신호 처리 유니트(116)는 또한 보통의 편향 장치를 포함하는 종래의 TV 음성 및 화면 재생 유니트(118)를 구동하기 위해, 음성, 화면 및 동기의 분리 작업을 포함하여 통상적인 방식으로 IF 신호를 처리한다.
제2도는 제1도의 TV 수신기내 믹서(100)에 적합한 본 발명에 따른 확장된 제곱 법칙 믹서를 도시한다. NPN 트랜지스터(200)는 저항기(204)를 통해 접지(202)로 결합되는 에미터를 갖는다. 상기 에미터는 캐패시터(206) 및 저항기(208)의 직렬 연결을 통해 바이어스 입력 단자(210)로 결합된다. 캐패시터(206) 및 저항기(208)의 접합은 다이오드(212)를 통해 접지된다. 트랜지스터(200)는 커플링 캐패시터(216)를 통해 입력 단자(214)로 결합된 베이스를 가지며 저항기(218)를 통해 접지된다. 접지에 대해 양의 동작 전압 공급을 받는 공급 단자(220)는, 저항기(222), 인덕터(224) 및 저항기(226)의 직렬 연결을 통해 트랜지스터(200)의 콜렉터로 결합된다. 저항기(222) 및 인덕터(224)의 접합은 커플링 캐피시터(230)를 통해 믹서 출력 단자(228)로 결합되며, 두개의 저항기(232 및 234)의 직렬 접속을 통해 트랜지스터(200)의 베이스에 결합된다. 저항기(232 및 234)의 접합은 캐패시터(236)를 통해 접지된다. 인덕터(224) 및 저항기(226)의 접합은 캐피시터(238)를 통해 접지된다.
동작에 있어서, 공급 단자(200)상의 양의 동작 전압은 저항기(222, 232, 234 및 218)를 포함하는 분압기 스트링(volatge divider string)을 통해 트랜지스터(200)의 베이스에 양의 전압을 설정한다. 그와 같이 저항기(204) 양단에 설정된 전압 강하는 에미터 및 콜렉터 전류가 트랜지스터(200)에서 흐르도록 한다. 상기 DC 콜렉터 전류는 낮은 DC 저항을 갖는 인덕터(224) 양단에 그리고 매우 낮은 값(예를들면, 10 오옴)을 갖는 저항(226) 양단에 무시할 수 있을 정도의 작은 전압 강하만을 야기하며, 기생 고주파 진동(parasitic high frequency oscillation)을 방지하기 위한 스토퍼(stopper)로서 포함된다〔페라이트 비드(ferrite bead)도 이 목적을 위해 사용될 수 있다〕. 저항기(232 및 234)의 결합은, 트랜지스터(200)의 콜렉터 전류를 소정의 값에서 안정화하기 위해 DC 부궤환을 제공한다. 캐패시터(236)는, 접지로 낮은 임피던스의 바이패스(by-pass)를 제공하여 AC에 대해 궤환이 동작하지 않게 한다. 양의 바이어스 전압은, 저항기(208)를 경유하여 다이오드(212)로 순방향 바이어스 전류를 제공하기 위해 바이어스 입력단자(210)로 인가된다. 캐패시터(206)는 동작 주파수 범위에서 낮은 임피던스를 나타내어, 다이오드(212)의 비선형 순방향 바이어스 임피던스는 저항기(204)와 분로된다. 다이오드(212)의 임피던스는 바이어스 입력 단자(210)상의 바이어스 전압을 변화시킴으로써 조정 가능하다. RF 신호 및 국부 발진기 신호는, 예를 들어 RF 증폭기 및 필터(102)와 국부 발진기(110)로부터 입력 단자(214)로 인가된다. 믹싱은 그 비선형 전달 특성 때문에 트랜지스터(200)내에서 발생한다.
결과적인(IF)차 신호는 인덕터(224) 및 캐패시터(238)를 포함하는 동조 회로에 의해 선택되며, 캐패시터(230)를 통해 출력 단자(228)로 공급된다.
이미 설명된 바와 같이, 채널 6에서 발생하는 칼라 및 휘도 비트와 같은 바람직하지 않은 간섭 성분이 IF 출력에서 발생한다. 다이오드(212)가 없는 종래 기술의 트랜지스터 믹서에서는 그러한 비트가 상당히 높은 정도로 발생한다. 본원의 발명자는, 다이오드(212)가 순방향 전도 특성을 갖는 유형의 다이오드일때 간섭 성분이 상당히 감소되어 (예를 들면, 13dB), 트랜지스터(200) 및 다이오드(212)의 결합 특성이 다이오드(212)가 없는 트랜지스터(200)의 고유 특성을 사용할때 이용 가능한 것을 넘어서 확장된 제곱 법칙 형태의 특성을 나타내는 것을 발견하였다. 다이오드(212)는 순방향 전류(IF)가 순방향 전압(VF)의 제곱에 거의 비례하는 특성을 나타낸다. 적당한 다이오드의 특성이 제3도에 도시된다.
간섭 성분을 감소시키는데 있어서 또 다른 장점은, 제곱 법칙 특성을 나타내는 영역의 거의 중심에 있는 바이어스 지점에서 다이오드(212)를 바이어싱함으로써 얻을 수 있다. 캐패시터(206)는 DC를 차단하기 때문에, 다이오드(212)내 DC 전류는 트랜지스터(200)내 DC 전류와 독립적으로 조정될 수 있으며, 한편 AC 신호에 대해서는, 다이오드(212)의 임피던스가 여전히 트랜지스터(200)의 에미터와 접지 사이에서 나타난다. 다이오드(212)의 임피던스에 의해 약간의 이득 감소가 발생되며, 실제로 절충되는 바이어스 지점(compromise bias point)은 작은 이득 감소로도 만족스러운 만큼의 간섭 성분 감소를 얻는 곳에서 선택될 수 있다. 즉, 바람직하지 않은 의사성분의 진폭이 원하는 IF차 신호와 비교하여 감소된다.
제4도는 본 발명의 또 다른 실시예를 도시한다. 제2도 및 제4도와 일치하는 부분은 마지막 두자리 숫자가 같은 번호로 지정된다. 다이오드(412)는 별도의 바이어스 소스를 필요로 하지 않는 자기바이어스(self-biased) 장치에 의해 바이어스가 제공된다. 트랜지스터(400)의 DC에미터 전류의 일부분은 저항기(405)에 의해 다이오드(412)로부터 바이패스된다. 저항기(403)는 다이오드(412)내 전류를 결정하며 동작 주파수 영역에 걸쳐 캐패시터(407)에 의해 바이패스되며, 다이오드(412)의 임피던스는 트랜지스터(400)의 에미터와 접지 사이에서 나타난다. 상기 IF 출력은, 인덕터(423, 425 및 427)와 캐패시터(430, 431 및 438)를 포함하는 결합 회로망에 의해 출력 단자(428)로 결합된다.
다음의 성분 명세가 제4도의 회로를 만족한다.
트랜지스터 400NEC형 2SC2759
다이오드 412RCA형 1471922-1 또는 NEC형 1SS97
저항기 403330 오옴
저항기 405550 오옴
저항기 4182200 오옴
저항기 42622 오옴
저항기 4272700 오옴
저항기 4342700 오옴
캐패시터 4070.01 마이크로패럿
캐패시터 4162200 피코패럿
캐패시터 4290.01 마이크로패럿
캐패시터 43015 피코패럿
캐패시터 43182 피코패럿
캐패시터 43815 피코패럿
인덕터 42370 밀리헨리
인덕터 4250.65 내지 1.1 마이크로헨리
인덕터 4270.65 내지 1.1 마이크로헨리
설명된 실시예가 여러가지로 수정될 수 있음을 알 수 있다. 예를 들어, 변압기 결합이 IF 출력 결합 회로망에 사용될 수 있다. 그러한 수정은 본 발명의 범위에서 가능하며, 이것은 다음 특허청구 범위에 의해 제한된다.

Claims (14)

  1. 제1 및 제2신호의 차동 신호(difference signal)를 제공하기 위해 제1 및 제2신호를 믹싱하는 믹서로서, 에미터 전극, 베이스 전극 및 콜렉터 전극을 갖는 믹싱트랜지스터(200)와, 상기 에미터 전극과 기준 전위점(a point of reference potential) 사이에 결합되어 제곱 법칙 특성을 나타내는 비선형 임피던스 수단(212, 412)을 포함하며, 상기 제1 및 제2신호는 상기 베이스 전극과 상기 기준 전위점 사이에 인가되는 것을 특징으로 하는 믹서.
  2. 국부 발진기(110)를 포함하며 무선 주파수(RF) 신호(214)를 위한 입력과 중간 주파수(IF) 신호를 위한 출력(228)을 갖는 튜너에서 사용하는 믹서에 있어서, 상기 믹서는 사용시 상기 RF 신호를 상기 중간 주파수로 헤테로 다이닝(heterodyning)하기 위해 상기 국부 발진기에 결합되며, 상기 믹서는 기준 전위점(202)과, 에미터 전극, 상기 입력 및 상기 국부 발진기에 결합되는 베이스 전극, 상기 출력에 결합되는 클렉터 전극을 포함하는 트랜지스터수단(200)과, 상기 에미터 전극과 상기 기준 전위점 사이에 결합되어 제곱 법칙 특성을 나타내는 비선형 임피던스 수단(212, 412)을 포함하며, 상기 RF 신호 및 상기 국부 발진기로부터의 신호는 상기 베이스 전극과 상기 기준 전위점 사이에 인가되는 것을 특징으로 하는 믹서.
  3. TV 무선 주파수(RF) 신호와 국부 발진기(LO) 신호를 믹싱하여 상기 RF 및 LO 신호의 차동 신호를 포함하는 중간 주파수(IF) 출력을 제공하기 위해 텔레비젼(TV) 신호 수신기에서 사용되는 믹서로서, 에미터 전극, 베이스 전극 및 콜렉터 전극을 갖는 믹서 트랜지스터와, 상기 에미터 전극과 기준 전위점 사이에 결합되어 제곱 법칙 특성을 나타내기 위한 비선형 임피던스 수단(212, 412)을 포함하며, 상기 RF 및 LO 신호는 상기 베이스 전극 및 상기 기준 전위점 사이에 인가 되는 것을 특징으로 하는 믹서.
  4. 제3항에 있어서, 상기 IF 신호를 커플링(coupling) 시키기 위해 상기 콜렉터 전극에 결합된 IF 필터 수단(423, 425, 427, 430, 438, 431)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 믹서.
  5. 제1항에 있어서, 상기 비선형 임피던스 수단(212, 412)이 다이오드 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 믹서.
  6. 제5항에 있어서, 상기 다이오드 수단(212, 412)이 순방향 바이어스된 다이오드(forward biased diode)를 포함하는 것을 특징으로 하는 믹서.
  7. 제5항에 있어서, 상기 다이오드 수단(212, 412)은 다이오드를 포함하고, 바이어스 수단(208, 210, 405)이 그 안에 바이어스 전류를 설정하기 위해 상기 다이오드에 결합되는 것을 특징으로 하는 믹서.
  8. 제5항에 있어서, 상기 에미터 전극을 통해 전류가 흐르며 상기 전류의 일부는 순방향 바이어스 흐름 방향으로 상기 다이오드 수단의 상기 다이오드(412)를 통해 흐르는 것을 특징으로 하는 믹서.
  9. 제5항에 있어서, 실질적으로 다른 크기를 가진 직류 전류가 각각 상기 에미터 전극과 상기 다이오드 수단의 다이오드를 통해 흐르는 것을 특징으로 하는 믹서.
  10. 제7항에 있어서, 실질적으로 같은 크기를 가진 교류 전류가 상기 에미터 전극과 상기 다이오드를 통해서 각각 흐르도록 하기 위해 상기 바이어스 수단에 결합된 커플링 수단(206, 407)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 믹서.
  11. 제7항에 있어서, 상기 바이어스 전류가 상기 다이오드를 순방향 바이어스시키는 것을 특징으로 하는 믹서.
  12. 제11항에 있어서, 상기 트랜지스터 수단은 고유의 전달 특성(intrinsic transfer characteristic)을 나타내며, 상기 다이오드는 상기 트랜지스터로 하여금 상기 고유의 전달 특성이, 상기 제곱 법칙 형태의 전달 특성에 근사하는 것보다 더 넓은 범위의 동작 전류 상에서 제곱 법칙 형태의 전달 특성에 근사하는 효율적인 전달 특성을 나타내도록 하는 것을 특징으로 하는 믹서.
  13. 제2항에 있어서, 상기 비선형 임피던스 수단(212, 412)은 다이오드 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 믹서.
  14. 제4항에 있어서, 상기 비선형 임피던스 수단(212, 412)은 다이오드 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 믹서.
KR1019870006609A 1986-06-30 1987-06-29 트랜지스터 믹서 KR960012795B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US06/879,936 US4850039A (en) 1986-06-30 1986-06-30 Transistor mixer
US879936 1986-06-30
US879,936 1992-05-08

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR880001106A KR880001106A (ko) 1988-03-31
KR960012795B1 true KR960012795B1 (ko) 1996-09-24

Family

ID=25375188

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019870006609A KR960012795B1 (ko) 1986-06-30 1987-06-29 트랜지스터 믹서

Country Status (13)

Country Link
US (1) US4850039A (ko)
EP (1) EP0251702B1 (ko)
JP (1) JPH0640603B2 (ko)
KR (1) KR960012795B1 (ko)
AT (1) ATE59744T1 (ko)
AU (1) AU599112B2 (ko)
CA (1) CA1269454A (ko)
DE (1) DE3766892D1 (ko)
DK (1) DK167468B1 (ko)
ES (1) ES2019941B3 (ko)
FI (1) FI92117C (ko)
HK (1) HK10296A (ko)
PT (1) PT85196B (ko)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02179011A (ja) * 1988-12-28 1990-07-12 Murata Mfg Co Ltd 周波数変換器
JPH0385006A (ja) * 1989-08-28 1991-04-10 Murata Mfg Co Ltd Ｕｈｆ帯トランジスタミキサ回路
US5984814A (en) 1997-09-04 1999-11-16 Davenport; Bruce Variable ratio chain drive transmission
US6901249B1 (en) * 1999-06-02 2005-05-31 Northrop Grumman Corporation Complementary bipolar harmonic mixer

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3348154A (en) * 1965-12-14 1967-10-17 Scott Inc H H Signal mixing and conversion apparatus employing field effect transistor with squarelaw operation
US3348155A (en) * 1966-02-10 1967-10-17 Scott Inc H H Oscillator-converter apparatus employing field effect transistor with neutralizationand square law operation
US3694756A (en) * 1970-05-11 1972-09-26 Rca Corp Mixer circuit
US3886458A (en) * 1972-12-12 1975-05-27 Sony Corp Frequency converter circuit with integrated injection capacitor
US3976944A (en) * 1975-02-13 1976-08-24 General Electric Company Bias optimized FET mixer for varactor tuner
JPS5224427A (en) * 1975-08-20 1977-02-23 Hitachi Ltd Frequency converter circuit
CA1111500A (en) * 1977-03-11 1981-10-27 Shigeo Matsuura Self-oscillation mixer circuits
US4162451A (en) * 1977-07-05 1979-07-24 Texas Instruments Incorporated MESFET-device surface-wave-device channel selector
AT375505B (de) * 1982-07-08 1984-08-10 Philips Nv Tuner
JPS61125211A (ja) * 1984-11-21 1986-06-12 Alps Electric Co Ltd 混合増幅回路
JPS63251702A (ja) * 1987-04-08 1988-10-19 株式会社日立製作所 ボイラ自動制御装置

Also Published As

Publication number Publication date
AU7471187A (en) 1988-01-07
DK329187D0 (da) 1987-06-26
PT85196B (pt) 1993-07-30
US4850039A (en) 1989-07-18
FI872790A0 (fi) 1987-06-23
CA1269454A (en) 1990-05-22
JPH0640603B2 (ja) 1994-05-25
EP0251702A2 (en) 1988-01-07
HK10296A (en) 1996-01-26
FI92117B (fi) 1994-06-15
JPS6313507A (ja) 1988-01-20
DK329187A (da) 1987-12-31
EP0251702B1 (en) 1991-01-02
AU599112B2 (en) 1990-07-12
DE3766892D1 (en) 1991-02-07
ES2019941B3 (es) 1991-07-16
EP0251702A3 (en) 1989-01-04
KR880001106A (ko) 1988-03-31
FI92117C (fi) 1994-09-26
ATE59744T1 (de) 1991-01-15
PT85196A (pt) 1988-07-01
FI872790A (fi) 1987-12-31
DK167468B1 (da) 1993-11-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US4520507A (en) Low noise CATV converter
US3639840A (en) Multicarrier transmission system
CA1064114A (en) Frequency converter
US20100149431A1 (en) Active Inductor Circuits for Filtering in a Cable Tuner Circuit
JP3038460B2 (ja) テレビジョン受像機用同調装置
US5521545A (en) Collector-injection mixer with radio frequency signal applied to collectors of lower transistor pair
US7151919B2 (en) Method for forming an intermediate frequency signal in a mixer, and a mixer
JP2687059B2 (ja) ミクサー
US4160213A (en) Mixer injection voltage compensation circuit
US4442548A (en) Television receiver tuning circuit tunable over a wide frequency range
KR100274324B1 (ko) 텔레비젼 수신기 동조 회로
KR960012795B1 (ko) 트랜지스터 믹서
CA1295757C (en) Fet tuner
US3694756A (en) Mixer circuit
US3742130A (en) Television receiver incorporating synchronous detection
US3769604A (en) Switched and summed filter arrangement
US4620226A (en) Apparatus for producing audio and visual signals for modulating a television system carrier signal
CA1233559A (en) Quasi-parallel television if suitable for stereo sound reception
JPS5927143B2 (ja) テレビジヨン受像機
US4631502A (en) Transistor modulator for converting video game signals into antenna input signals for a television receiver
FI63645B (fi) Blandarfoerspaenningskrets foer varaktortelevisionsmottagare
KR0119005Y1 (ko) 팔방식 고주파변조기의 스위칭 회로
KR900002659Y1 (ko) 텔레비젼 튜너
US20040053593A1 (en) Signal mixers
JPH0257379B2 (ko)

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
G160 Decision to publish patent application
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20010814

Year of fee payment: 6

LAPS Lapse due to unpaid annual fee