KR950015080B1 - 엠파시스 및 디엠파시스회로 - Google Patents

엠파시스 및 디엠파시스회로 Download PDF

Info

Publication number
KR950015080B1
KR950015080B1 KR1019840006014A KR840006014A KR950015080B1 KR 950015080 B1 KR950015080 B1 KR 950015080B1 KR 1019840006014 A KR1019840006014 A KR 1019840006014A KR 840006014 A KR840006014 A KR 840006014A KR 950015080 B1 KR950015080 B1 KR 950015080B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
frequency
circuit
dominant
emphasis
Prior art date
Application number
KR1019840006014A
Other languages
English (en)
Other versions
KR850003086A (ko
Inventor
씨. 토드 크레이그
제임스 건드리 캐니드
Original Assignee
돌비 래브러토리즈 라이센싱 코포레이션
카렌 제미슨
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from US06/642,044 external-priority patent/US4700361A/en
Application filed by 돌비 래브러토리즈 라이센싱 코포레이션, 카렌 제미슨 filed Critical 돌비 래브러토리즈 라이센싱 코포레이션
Publication of KR850003086A publication Critical patent/KR850003086A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR950015080B1 publication Critical patent/KR950015080B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G7/00—Volume compression or expansion in amplifiers
    • H03G7/06—Volume compression or expansion in amplifiers having semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/62—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for providing a predistortion of the signal in the transmitter and corresponding correction in the receiver, e.g. for improving the signal/noise ratio
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G5/00—Tone control or bandwidth control in amplifiers
    • H03G5/16—Automatic control
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G9/00—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control
    • H03G9/02—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers
    • H03G9/025—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers frequency-dependent volume compression or expansion, e.g. multiple-band systems
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/02—Delta modulation, i.e. one-bit differential modulation
    • H03M3/022—Delta modulation, i.e. one-bit differential modulation with adaptable step size, e.g. adaptive delta modulation [ADM]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
    • H04B14/06—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using differential modulation, e.g. delta modulation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
  • Spectrometry And Color Measurement (AREA)
  • Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
  • Analysing Materials By The Use Of Radiation (AREA)
  • Television Signal Processing For Recording (AREA)

Abstract

내용 없음.

Description

엠파시스 및 디엠파시스회로
제1도는 코더-디코더에 의해 인가된 계단크기(step size)의 함수로 ADM코더-디코더로부터 나오는 잡음과 왜곡을 도시한 그래프.
제2a도는 본 발명의 양호한 실시예를 도시한 인코더의 블럭선도.
제2b도는 본 발명의 양호한 실시예를 도시하는 디코더의 블럭선도.
제3a도와 제3b도는 제2도의 전처리회로(pre-processing circuit)의 프리엠파시스(pre-emphasis) 특성과 제2도의 후처리(post-processing) 회로의 디엠파시스(de-emphasis) 특성을 각각 도시하는 그래프.
제4도는 제2a도와 인코더의 부분에 대한 양호한 실시예를 도시한 블럭선도.
제5도는 본 발명의 양호한 실시예를 도시하기 위해 디코더의 시스템윤곽을 포함하는 디코더의 블럭선도.
제6도는 본 발명을 도시하는 제5도의 회로에 대한 개략적인 블럭선도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
14 : 저역통과필터 16 : 전처리회로
18 : 계단크기 유도회로 20 : 지연회로
22 : 적응델타변조기 24 : 대역폭 제한회로
26 : A-D 변환기 40 : 디코더
42 : 적응델타복조기 44 : D-A 변환기
46 : 대역폭 제한회로 52 : 스펙트럼 분석회로
56 : 적응프리엠파시스회로 58 : 지연회로
72 : A-D 변환기 76 : D-A 변환기
202 : 파고 변조기(pulse height modulator)
204 :누출적분기 205 : 슬로프디코더(slope decoder)
208 : 지수기 (exponentiator) 212 : 스펙트럼디코더
214 : 3극 필터
본 발명은 일반적으로 엠파시스 및 디엠파시스회로에 관한 것이며 특히 신호의 스펙트럼 내용을 변화하여 잡음을 감소시키는 회로에 관한 것이다.
많은 적응 아날로그-디지탈(A-D) 및 (D-A) 코드화 시스템에서, 사용된 계단크기는 입력신호의 레벨과 함께 증가한다. 양자화 잡음은 계단크기와 함께 증가하기 때문에 상기 적응 시스템의 양자화 잡음은 입력신호 레벨과 함께 증가한다. 이런 효과는 잡음변조 효과로 알려져 있다. 특히 고품위의 오디오 기기와 같은 장치에서는 잡음변조효과가 큰 장애가 된다.
허위 스펙트럼 정보는 소정의 오디오 신호와 주파수가 근접한다 하더라도 들을 수 없는 것이 사람의 가청특성이다. 만약 허위 에너지가 소정의 오디오 신호와 동떨어진 상태라면 오히려 들기 쉽다. 그래서 잡음 레벨이 입력신호 레벨의 함수인 곳에서 소정의 오디오 신호와 주파수가 상당히 다른 잡음 주파수를 감소시키는 것이 특히 중요하다.
종래의 잡음 감소 시스템은 가청잡음을 감소시키기 위해 적응 엠파시스 및 디엠파시스를 사용하고 있다. 한가지 종래 시스템은 고주파 신호를 증강(Boosting) 시키기 위해 고정된 엠파시스를 이용하며 상기 신호를 감쇠(Bucking) 시키기 위해 상보성 디엠파시스를 사용한다. 상기 엠파시스 및 디엠파시스가 신호 레벨과 함께 증가하는 가청 잡음을 감소시키기 위해 사용되었을 때 그리고 우세 신호가 고주파일 때, 저주파 잡음은 증가될 것이다. 고정된 고주파 엠파시스 및 디엠파시스는 상기 잡음을 감소시키기 위해서 부적당하다.
"슬라이딩 밴드"로 불러지는 잘 알려진 형태의 회로는 가변코너 주파수(variable corner frequency)를 가진 필터를 사용하여 가청 고주파 잡음을 감소시킨다. 고주파 신호의 레벨이 증가함에 따라, 필터의 절점 주파수는 상부로 올라가 증강되고 차단(bossted and cut)되는 대역을 좁힌다. 상기 회로의 예는 US-PSRe28,426, US-PS 4,072,91 4 및 US-PS 3,934,190에서 볼 수 있다.
필터 코너 주파수의 슬라이딩은 입력신호의 진폭과 주파수에 의존한다. 만일 상기 "슬라이딩 밴드" 형태의 회로가 입력신호 레벨의 함수인 가청 잡음을 감소시키기 위해 사용되었다면 저주파 잡음은 입력신호의 우세 스펙트럼 성분의 고주파에 있을 때 역시 증가할 것이다. 그러한 문제는 고주파 고정 엠파시스 및 디엠파시스의 경우에는 그렇게 심각하지는 않지만 "슬라이딩 밴드" 형태 회로는 신호 레벨과 같이 증가하는 잡음을 감소시키고저 할 때는 아주 만족스럽지 못하다.
본 발명은 잡음을 감소시키기 위해서 잡음레벨이 입력신호 레벨의 함수라는 점에 근거를 두고 있으며, 입력신호의 각 스펙트럼 성분은 입력신호 스펙트럼구성에 따라 입력신호를 엠파시스하여 변하게 할 수 있으며 다음 상보성 디엠파시스의 방법으로 입력신호와 유사한 출력을 재생한다.
본 발명의 스펙트럼엠파시스 및 디엠파시스회로는 특히 많은 적응 A-D 및 D-A 코딩 시스템에서 가청 양자화잡음을 감소시키는 장점이 있다.
본 발명의 장치는 입력신호의 스렉트럼구성을 변하게 하는 회로와 상기 신호의 스펙트럼구성을 재생하는 회로를 구비한다. 스펙트럼구성을 변하게 하는 회로는 입력신호와 상대스펙트럼구성을 분석하는 수단과 주파수 스펙트럼에서 만일 입력신호의 우세 성분이 집중되어 있다면 이를 식별하는 수단을 구비한다. 분석수단은 스펙트럼구성과 상기 영역을 표시하는 대역폭이 제한된 엠파시스 제어신호를 발생한다. 상기 회로는 입력신호의 스펙트럼구성을 변환하기 위해 엠파시스제어신호에 응답하는 수단을 구비하여 엠파시스 제어신호의 함수인 엠파시스 변화량을 스펙트럼 성분에 인가하여 출력신호를 발생한다.
입력신호의 스펙트럼구성을 재생하는 회로는 상기 신호의 스펙트럼구성을 재생하기 위해 스펙트럼구성변환회로로부터 전송매체를 통해 상기 신호의 변환된 신호와 스펙트럼정보를 수신한다. 재생수단은 스펙트럼정보로부더 디엠파시스제어신호를 발생하는 수단을 구비하여 디엠파시스를 디엠파시스제어신호의 함수인 변환된 신호에 인가하여 신호의 스펙트럼구성을 재생한다. 재생수단에 의해 인가된 디엠파시스는 스펙트럼구성 변환회로에 의해 인가된 엠파시스에 대해 실제적으로 상보적이다.
재생회로의 한가지 실시예에서 전송에러에 의해 발생된 잡음을 감소시키기 위해 인가된 제어디엠파시스가 사용되기 전에, 디엠파시스 제어신호는 대역폭이 제한된다. 두번째 실시예에서 스펙트럼 정보는 실제로 정해진 소정의 시간간격만큼 변환된 신호보다 빨리 재생회로에 의해 수신된다. 상기 시간간격은 대역폭제한에 의해 발생된 지연시간을 보상하여 재생회로내에서 디엠파시스제어신호의 대역폭제한을 허용한다. 따라서 대역폭이 제한된 디엠파시스제어신호는 변환된 신호와 동시에 디엠파시스 인가수단에 도달된다.
본 발명의 또다른 견지는 특별한 엠파시스와 상보성디엠파시스에 관한 것이며, 상기 엠파시스는 전송매체내에서 잡음 레벨이 신호 레벨의 함수인 전송매체에 인가되었을 때, 전송 매체에 의해 유입된 잡음을 감소시킨다. 그러한 면에 있어서, 엠파시스 제어 신호는 만일 입력신호의 우세성분이 집중되어 있을때 주파수 스펙트럼에서 입력신호의 스펙트럼과 지역을 나타낸다. 변환 회로는 엠파시스 제어신호의 응답하는 수단을 구비하여 가변 주사 이상의 주파수를 가진 성분은 부스팅하며 반면 상기 가변 주파 이하의 주파수를 가진 성분은 감쇠시키거나 그대로 둔채 엠파시스를 주파수 성분에 인가한다. 상기 가변 주파수는 엠파시스 인가수단의 특성이다. 즉, 입력신호의 우세 신호 성분의 주파수가 상승할 때 가변 주파수가 우세 신호 성분의 주파수보다 위에 있도록 하기 위해 계속하여 상부로 상승한다.
재생회로는 변환회로에 대해서 실제로 상보성인 특성을 가지고 있다. 변환회로와 재생회로의 특성은 신호주파수와 마찬가지로 신호 레벨과 같이 증가하는 잡음을 감소시키는 장점이 있다.
본 발명의 스펙트럼구성 변환 및 회복 회로는 특히 신호레벨이 함수인 잠음을 감소시키는데 적합하다. 아래는 신호레벨과 함께 상승하는 잡음레벨을 가진 A-D 및 D-A 변환 시스템에 대한 기술이다. 하기 기술은 본 발명을 이해하는데 바람직한 배경 역할을 할 것이다. 제2a도 및 제2b도는 적응 A-D 인코더 및 D-A 디코더의 블럭 선도로 신호의 스펙트럼구성을 변환하고 재생하는 전처리회로 및 후처리회로를 포함한다. 본 발명은 이와같은 전처리 및 후처리회로와 관련된다. 인코더-디코더 시스템에서의 계단크기 정보의 유도, 전송 및 처리에 대한 사항은 출원인의 다른 특허출원(특허출원 제84-6015)에 상세히 기재되어 있다. 다음에 연관된 계단크기의 측정에 대한 사항도 상기 다른 특허출원에서 상세히 기재되어 있다.
ADM 인코더-디코더 시스템(코덱, Codec)으로부터 발생하는 잡음과 왜곡은 오디오 입력신호와 계단크기에 의존하며, 둘다 변화한다. 사인파를 다루는 코덱에 대해서 생각해 보자. 계단크기의 함수이므로 출력잡음과 왜곡은 제1도에 정성적으로 도시된 것과 같이 변할 것이다. A로 표시된 지역에서 계단 크기는 너무 커서, 과도한 양자화 잡음을 발생시킨다.
B지역에서는 계단크기는 너무 작아서 시스템이 고잡음과 왜곡을 발생하는 과부하 상태로 된다.
C로 표시된 특별한 입력조건에 대해서는 계단크기의 최적치가 존재한다. 실제 오디오에서 짧은 시간 간격에서는 제1도와 같은 곡선이 있으며 아주 적당한 계단크기도 있다. 종래의 출력이 제어된 ADM 시스템에서, 계단크기는 최적치로 만들기 힘들고, 대부분의 시간동안 A지역에서 존재하며, 순간적으로 B지역으로 이동하기도 한다. 상기 다른 특허출원의 목적은 가능한한 C지역에서 동작하며, 또한, 델타변조기가 충분하게 부하가 걸리도록 동작하는 ADM 시스템을 고안하는데 있다. 이것은 계단크기 측정이 인코더에서 행하여지며 하기에 설명하는 바와같이 제어된 입력이기 때문이다.
제2a도는 본 발명의 실시예를 도시하는 인코더의 블럭선도이다. 제2a도에서와 같이 아날로그 오디오 입력신호(12)는 아날로그 입력신호의 전체 오디오 대역폭을 측정하기 위해 저역통과필터(14)를 통과한다. 전형적으로 대역폭은 15KHz이다. 다음 아날로그 입력신호는 전처리회로(16)를 통과한다. 전처리회로(16)의 기능에 대해서는 다음에서 언급하기로 한다.
아날로그 오디오 입력신호는 전처리회로를 통과한 후 계단크기 유도회로(18)에 공급되며, 지연회로(20)에 공급된다. 특별히 응용된 계단크기 유도회로(18)에는 오디오 입력신호의 슬로프 또는 시간도함수를 검출하기 위한 슬로프 검출기를 구비한다.
다음 슬로프 검출기는 적응델타변조기(22)에 사용될 계단크기를 표시하는 제어신호를 발생한다. 제어신호는 대역폭 제한회로(24)에 의해 제한되며, 다음 적응델타변조기(23)에 인가된다. A-D 변환기(26)는 계단크기 정보를 전달하기 위해 계단크기 제어신호를 디지탈 신호의 비트스트림으로 변환한다. 지연회로(20)에 의해 시간이 지연된 후 오디오 입력신호는 밴드가 제한된 계단크기 제어신호(45)에 의해 표시된 계단크기에 따라 적응델타변조기(22)에 의해 디지탈 오디오 신호의 비트스트림으로 변환된다. 오디오 비트스트림과 계단크기정보 비트스트림은 전달매체를 통해 제2b도에 도시된 디코더에 전송된다. 특수목적의 응용에 있어서, 인코더(10)는 오디오신호와 계단크기 정보 비트스트림을 시청자가 가진 시스템에 있는 디코더에 전송하는 방송국의 한 부분이다. 지연회로(20) 기능 및 대역폭 제한회로(24)의 기능은 제2b도의 디코더를 간단히 설명한 후에 기술하기로 한다.
제2b도는 본 발명의 양호한 실시예를 도시하는 디코더의 블럭선도이다. 제2b도에서와 같이 디코더는 전달매체를 통해 전송되는 디지탈 오디로 비트스트림을 수신하는 적응델타변조기(42)와 디지탈 계단크기 정보비트스트림(28)은 수신하는 D-A 변환기를 구비한다. D-A 변환기(44)는 디지탈 비트스트림을 아날로그계단크기 제어신호로 바꾸어 대역폭 제한회로(46)에 공급한다. 대역폭이 제한된 후 계단크기 제한신호는 적응델타복조기(42)에 인가된다. 적응델타복조기(42)는 대역폭 제한회로(46)에서 나온 대역폭이 제한된 계단크기 제어신호에 따라 오디오 비트스트림으로부터 아날로그 오디오 출력신호를 발생한다. 제2a도의 대역폭제한회로(24)는 적응델타변조기(22)에 인가되는 계단크기 제어신호의 대역폭을 제한하여 계단크기가 하나의 샘플에서 다음의 샘플까지를 임의로 바꿀 수 없게 한다. 그래서 만약 전송매체가 계단크기정보 비트스트림에서 비트에러를 유입시키면, 상기 에러는 D-A 변환기(44)에 의해 아날로그형태로 변환된 후 적응델타변조기에서 주된 에러로 유입될 수 없게 한다. 그래서 전송에러의 효과는 감소된다. 그래서 또한 저렴하고 비교적 정밀하지 않은 부품을 변환기(26,44)를 사용할 수 있으며 계단크기정보비트스트림의 전송은 비트에러를 아주 높게까지 허용할 수 있다.
대역폭이 제한된 계단크기 제어신호의 발생은 한정된 시간동안 필요하다. 상기 시간을 보상하기 위해서,지연회로(20)가 시간지연을 하여 먼저 처리된 아날로그 오디오입력신호는 상기 입력신호를 위한 계단크기 제어신호를 대역폭 제한회로(24)로부터 이용할 수 있을 때 적응델타변조기(22)에 도달되게 한다. 이것이 오디오 입력신호의 슬로프에서 갑작스런 변화가 있을때 장점이 된다.
제2a도와 제2b도에서 계단크기 정보비트스트림(28)과 오디오비트스트림(30)이 분리되어 전송되는 것으로 도시되어 있지만 두개의 비트스트림은 서로 구별되도록 제공된 하나의 단일채널에 같이 전송될 수 있다는 사실을 고지하여야 할 것이다. 모든 3비트스트림(28,30,82)는 만일 상기 스트림이 서로 구별될 수만 있다면 별개의 채널대신에 동일 채널내에서 전송될 수도 있다.
디코더에서 대역폭 제한회로(46)에 의해 발생된 시간지연을 보상하는 지연회로(20)를 통해 시간을 지연시켜서, 특별한 아날로그 신호를 나타내는 디지털 신호인 오디오 비트스트림은 대역폭이 제한된 계단크기 제어신호를 회로(46)로부터 사용할 수 있을때, 델타복조기에 도달한다. 상기와 같은 방식으로 디코더에서 계단크기 제어신호의 대역폭 제한에 의해 발생된 시간지연을 보상하기 위해 디코더내에서 지연회로의 필요성을 없애고, 디코더 회로를 보다 단순화시킨다. 이것이 바로 수요자의 디코더 장치 비용을 절감하는 장점이다.
A-D 및 D-A 변환에서의 계단크기는 가변되기 때문에 출력 잡음레벨도 역시 가변된다. 이와같은 잡음 변조는 고품위 오디오 기기 등에서 바람직하지 못하다. 잡음 변조는 성분 A-D 변환기(72)와 제2a도의 디지털지연부(74)가 결합되어 있을 때 전처리회로(16)와 후처리회로(96)에 의해 감소된다. 전처리회로(16)는 제2도의 스펙트럼 분석회로(52), 대역폭 제한회로(54), 적응 프리엠파시스회로(56) 및 지연회로(58) 모두를 구비하고 있다. 후처리회로(96) 제2b도의 D-A 변환기(76), 적응 디엠파시스회로(78) 및 대역폭 제한회로(80) 등 모든 것을 구비한다.
스펙트럼 분석회로(52)는 엠파시스제어신호를 발생하기 위해 오디오 입력신호를 분석한다. 발생된 엠파시스제어신호는 입력오디오신호의 스펙트럼역활을 하며 입력오디오신호의 진폭과는 별개의 것이다.
다음 엠파시스제어신호는 대역폭 제한회로(54)에 의해 제한되며, 적응프리엠파시스회로(56)에 인가된다. 적응프리엠파시스회로(56)는 엠파시스제어신호의 역할을 하는 크기로 입력오디오신호의 각 주파수성분을 크게 하거나 높인다. 엠파시스제어신호는 대역폭이 제한되어, 적응엠파시스회로(56)의 주파수응답이 샘플에서 샘플까지사이에서 갑작스럽게 변하지 않게 한다. 대역폭제한회로(80)는 상기 기술된 것과 같이 대역폭 제한회로(46)와 비슷한 방식으로 전송매체에 의해 유입되는 비트에러효과를 감소시킨다.
제2a 및 b도에서, 지연회로(58)는 오디오 입력신호가 프리엠파시스회로(56)에 공급되기 전에 프리엠파시스회로가 어뎁테이션을 마칠 수 있도록 하는 시간지연을 만든다. 먼저 처리된 오디오입력신호는 지연회로(20)에 공급되며, 상기 기술된 것과 같이 적응델타변조기(22)에 공급된다. 스펙트럼 분석회로(52)로부터 나온 엠파시스 제어신호는 A-D 변환기(72)에 의해, 스펙트럼정보를 전달하는 디지털 비트스트림으로 변환한다. 그리고 지연회로(20)의 지연시간과 같은 시간 간격으로 디지털 지연회로(74)에 의해 지연된다.
오디오 신호와 스펙트럼 정보 비트 스트림의 시간관계를 비교하는 것은 오디오 비트 스트림에서 오디오 신호는 지연회로(58,20)에 의해 지연되었고 그리고, 상기 오디오 신호를 위한 대응 스펙트럼 정보신호는 단지 디지털 지연회로(74)에 의해서만 지연되었기 때문이다. 그래서 순수한 효과는 오디오 신호가 지연회로(58)에 의해 생기는 지연시간만큼 대응하는 스펙트럼 정보에 비해 지연된다. 제2a도의 적응프리엠파시스회로(56)로 들어가는 오디오 및 스펙트럼 정보 사이의 시간 관계는 제2b도의 적응 디엠파시스회로(78)로 들어가는 오디오 및 스펙트럼 정보 사이의 시간관계와 동일하며, 이에 따라 엠파시스에 의해 유도된 변화에 상보적인 방법으로 디엠파시스가 오디오 신호의 가변 주파수 성분들을 변화시키게 된다. 스펙트럼 정보는 오디오 정보와 함께 제2b도의 디코더와 후처리회로(96)에 도달된다. 상보성을 위해 필요한 사항은 아래서 기술하기로 한다. 회로(58)에 의해 인코더에 유입된 시간지연은 인코더의 대역폭 제한회로(80)에서 스펙트럼 대역폭제한에 의해 발생된 시간지연을 보상한다.
만약 오디오정보와 대응스펙트럼정보가 동시에 디코더와 후처리회로에 도달하도록 동기화되어 있다면, 대역폭 제한회로(80)에 의해 발생된 시간지연은 대역폭이 제한된 디엠파시스 제어신호가 디엠파시스를 제어하기 위해 사용되기 전에, 오디오 신호가 적응 디엠파시스(78)에 도달하게 할 것이다. 그래서 지연회로는 오디오 신호가 적절한 시간에 디엠파시스(78)에 도달하도록 디코더에서 오디오신호를 지연시키는 것이 필요할 것이다. 상기 기술한 방식대로 인코더에서 오디오신호와 대응스펙트럼정보사이에 시간불일치를 만들어 디코더 장치에서 필요한 지연회로를 제거하고 디코더의 비용을 절감시킨다.
제2a 및 b도의 인코더-디코더시스템의 목적중 한가지는 아날로그 오디오신호를 전달매체를 통해 전송하여, 전송후에 재생된 아날로그 오디오출력신호가 입력오디오신호와 동일하게 하는 것이다. 상기 목적을 달성하기 위해서, 제2도의 인코더에 있는 적응델타변조기(22)와 적응델타 복조기(42)는 실질적으로 서로 상보적이다. 또한 변조기(22)와 복조기(42)에 인가된 계단크기 제어신호는 실제로 동일하며, 대응오디오 신호에 대해 같은 시간적관계로 인가되며 변조기와 복조기는 서로 상보적으로 된다. 바꾸어 말하자면, 만약 오디오 신호를 위한 계단크기 제어신호가 오디오 신호의 변조기에 도달전 또는 후에 인가되면 계단크기 제어신호는 복조기에 역시 오디오신호의 복조기 도달전 또는 후에 도달하게 될 것이다. 이것은 바로 변조기나 복조기에 인가된 신호는 서로 상보적이라는 것을 말한다. 유사하게 전처리회로와 후처리회로도 역시 서로 상보적이다. 엠파시스와 디엠파시스 제어신호 또한 마찬가지며 프리엠파시스와 디엠파시스의 응용에서 오디오신호에 대해서도 동일한 시차관계를 가지며 따라서 프리엠파시스와 디엠파시스에 인가된 신호도 실제로 상보적이다.
상기 상보성을 위해 필요한 사항이 만족된 후에도, 인코더-디코더시스템은 상당히 시차에러를 허용한다. 계단크기, 프리엠파시스와 디엠파시스 제어신호는 인코더 및 디코더에서 천천히 변화할수 있기 때문에 인코더와 디코더에 의해 인가된 프리엠파시스 및 디엠파시스와 함께 적응변조 및 복조는 서서히 변화될 수 있다. 따라서 상기 기술된 시차관계에서 부정합과 대역폭제한 작동시간에서 적은 비율의 부정합은 인가된 프리 엠파시스나 디엠파시스가 상보적 관계로 부터 벗어나게 하지는 않을 것이다.
적응 프리엠파시스와 디엠파시스 회로(56.78)의 특성은 제3a, 및 제3b도에 도시되어 있다. 하기에서 기술되는 제3a도 및 제3b도의 특별한 주파수 및 이득은 도식목적으로 되어 있으나 회로 (56,78)의 특성은 그 기에만 국한 되는 것은 아니다. 어떤 면에 있어서 프리엠파시스와디엠파시스 특성은 공지된 "단일대역"회로와 유사하며, 가변코너 주파수를 가진 필터를 사용하여 고주파 잡음을 감소시킨다. 신호레벨이 증가하면 "슬라이딩 밴드"회로의 필터 코너 주파수 연속적으로 그리고 상부로 좁혀지기 위해 대역이 증강(Boost)되고 차단된다. 상기 회로의 미합중국 특허출원 제 628,426호 및 제 4,072,914호와 제 3,934,190호에서 볼 수 있다.
회로(56)의 프리엠파시스 특성은 제3b도의 프리엠파시스의 특성 곡선 86,88,90,92,94 및 96의 86a,88a,90a,92a,94a,96a에 표시된 가변 주파수를 가지고 있다. 제3b도의 디엠파시스 고선 84'-96은 곡선 84-96에 각각 상보적이며 역시 가변 주파수 86a'-96a'를 가지고 있다. 상기 가변 주파수 역시 연속적으로 입력오디오 신호의 함수로서 변위한다. 그러나 "슬라이딩 밴드"회로와 달리 연속적인 변위는 고주파 신호의 레벨에 의해서가 아니라 하기에 기술하는 바와 같이 입력오디오 신호의 스펙트럼 성분에 의해 결정된다. 상기에 참조된 "슬라이딩 밴드"회로에서 가변 코너 주파수 보다 더 높은 주파수를 가진 성분은 증강되거나 상기 절점 주파수보다 낮은 주파수를 가진 신호 성분은 변하지 않은 채로 유지된다. 반면 가변 주파수보다 높은 주파수를 가진 신호는 역시 제3a도에 도시된 것과 같이 곡선 90-96의 각각에 대해 회로(56)에 의해 증강되며 신호가 감쇠(Buck)되는 지역에서 스펙트럼 지역이 있다. 유사하게 신호가 증강되는 곳에서 디엠파시스 곡선 90'-96'에 대해 스펙트럼 지역이 있다.
우선 검토를 위해서 입력 오디오 신호의 우세 신호 성분이 주파수 스펙트럼의 한 지역에 집중되어 있다고 가정한다. 오디오 입력 신호가 주로 저주파 에너지 및 중간 주파수 에너지 즉 500Hz 이하 지역의 주파수에 집중된 것을 구비할 때 적응 프리엠파시스 회로(56)는 84호 표시된 응답을 받아들이며 약 500Hz 이하 주파수를 가진 신호만 증강시키며, 500Hz 이하의 주파수를 가진 우세신호는 실제로 변하지 않고 유지된다. 적응 델타 보조기(42)로 부터 나온 오디오 신호가 적응 디엠파시스회로(78)에 도달할 때, 양자화된 잡음의 고주파성분은 제3a 및 b도에서와 같이 곡선 84에 상보적 특성 84'를 가지는 적응 디엠파시스회로(78)에 의해 감소된다. 500Hz 이상의 고주파잡음은 충분히 감소되어 가청잡음변조는 상당히 줄어든다. 500Hz 이하의 저주파 및 중간주파잡음은 신호에 의해 마스크된다.
입력오디오신호의 주파수는 약 500Hz와 2KHz 사이에 우세 신호성분이 집중되도록 올라가기 때문에, 스펙트럼 분석회로(52)로부터 나온 엠파시스 제어신호는 84에서 86 또는 88까지 내려가는 적응 프리엠파시스회로(56)의 주파수 응답을 발생시킨다. 상기 적응 프리엠파시스회로의 강력한 작용은 적응델타변조기의 계단크기가 불필요하게 증가하는 것을 방지한다.
그러나 순차적 상보성 디엠파시스가 입력신호의 주파수 이상의 주파수에서 잡음을 감소시킨다. 저주파 잡음은 이미 가청할 수 없다.
84,86,88 형태의 주파수 응답(고주파 증강으로 이동하는 것) 입력 오디오 신호의 우세 스펙트럼 성분이 2내지 3KHz 이하 일때 잡음감소를 위해 적당한 것이다. 상기 우세 스펙트럼 성분 이상에서 잡음은 상기 기술한 것과 같이 하여 감소될 수 있으며 저주파 잡음은 신호에 의해 마스크 된다. 입력 오디오 신호의 우세 스펙트럼 성분이 고주파에 있을때(예3KHz), 상기 슬라이딩 증강 응답은 잡음 감소를 위해 적당치 못하다. 왜냐면 저주파 및 중간 주파 잡음은 신호에 의해 더이상 마스크 되지 못한다. 상기의 신호 조건하에서 고주파 증강 효과는 적응 델타변조기(22)와 복조기(42)에 적용된 계단 크기를 증가시킬 것이며 따라서 광대역 양자화 잡음을 증가시킨다. 순차적 상보성 고주파 차단(cut)은 상기 증가된 잡음의 저주파 부분을 감소 시킬수 없을 것이다. 그래서 저주파 잡음은 입력 오디오 신호의 고주파 성분으로 변화시켜서 변조된다. 상기와 같은 조건에서 적응 프리엠파시스회로(56)의 고주파 증강을 제3a도에 있는 각 곡선 90,92,94,96의 90b,92b,94b,96b 부분으로 도시된 상승 부분인 차당부분 내로 입력오디오 신호의 우세 신호 성분이 집중하는 스펙트럼 지역으로 변환시키는 것이 바람직하다. 그래서 입력 오디오 신호의 우세 스펙트럼 성분 주파수가 상승 함에 따라 , 적응엠파시스 회로(56)의 주파수 응답은 곡선 84,86 및 90,92,94 및 96으로 진행할 것이다.
우세 신호 성분이 5KHz 정도의 고주파에 집중될 때 5KHz 부근의 고주파 잡음은 마스크 된다. 더높은 고주파상태의 잡음은 아직 마스크 되지 않을 것이며, 저주파 잡음을 감소시키는 동안 상기 기술된 방식으로 잡음을 감소시키는 것이 바람직하다.
그래서 가변주파수 이상의 주파수인 곡선 90,92,94 및 96은 고주파턱(high frequency shelf) 형태를 유지한다. 제3a도에서와 같이 곡선 84,86,88은 고주파에서 동일하게 고정된 이득(예, 20dB)쪽으로 향하려고 한다. 제3a도에서 명백하게 도시되진 않았지만 곡선 90-96도 역시 고주파에서 동일하게 고정된 이득쪽으로 향하려고 한다. 각 프리엠파시스 곡선 94-96에 대응하는 상모성 디엠파시스 곡선 84'-96'은 제3b도에 도시되어 있으며 프리엠파시스 곡선의 주파수와 실제로 동일한 주파수인 가변 주파수 86a'-96'를 가지고 있다. 디엠파시스 곡선 90'-96'은 제3a도의 프리엠파시스 곡선의 상승부 90b-96b에 대응하는 피크 90b'-90b'를 가지고 있다.
곡선 90-96의 종합효과를 다음에서 기술하기로 한다. 우세 신호성분 이스펙트럼지역에서 상승부를 가진 프리엠파시스곡선은 게단크기를 감소시킬 것이며, 따라서 인코더-디커더시스템으로 발생하는 광대역 잡음을 감소시킬 것이다. 순차적인 디엠파시스 피크 90b',92b',94b', 및 96b'는 원하는 우세 신호 성분을 골라낼 것이며 그리고 그것을 원래 진폭으로 재생할 것이다. 디엠파시스는 또한 고주파 잡음을 감소시키기 위해서 가변주파수 이상의 주파수에서 신호는 상승한다. 따라서 감소된 저주파잡음 레벨은유지되며, 고주파 잡음은 마스크되고, 초고주파 잡음은 감소된다.
상기 설명에서 입력오디오신호의 우세신호 성분은 주파수스펙트럼의 어떤지역에서 집중한다는 것을 가정하였다. 그런 입력신호는 실제로 극단적인 경우다. 신호 스펙트럼 성분이 널리 분포되어 있을때, 마스킹 특성은더 많은 잡음을 감소시킬 수 있으며, 프리엠파시스 곡선은 보다 완만하다. 만약 신호 스펙트럼 성분이 주파수 스펙트럼의 두곳에 분포되어 있다면, 프리엠파시스 곡선은 상기 두지역 사이의 지역에 스펙트럼 성분이 집중되어 있는 경우에 대한 곡선과 유사할 것이다.
대역폭 제한 회로(24,46,54,80)는 계단크기와 스펙트럼 제어 신호를 몇십 Hz 또는 몇백 Hz의 대역폭 내에 있도록 제한하며 따라서 제어 신호는 몇밀리초의 상승시간을 가질 수 있다. 지연 회로(20,58)에 의해 만들어진 지연은 대역폭 제한에 의해 정해진 것과 같이 제어신호의 상승시간과 실제로 동일하게 택해진다. 상승시간과 지연의 적정치는 약 5 내지 20밀리초 범위이다. 제어 A-D 및 D-A 변환기(26,44,72,76)은 초당 몇킬로비트에서 작동하는 간단한 델타 또는 델타-시그마 변조기와 복조기로 될 수 있다. 텔레비젼 음향에서 적정치는 수평주파수의 1/2인 약 7.8KHz이다.
장치사용과 인코더와 디코더 사이의 보다 좋은 추적을 하는데 편리하도록 하기 위해, 인코더(10)에서 대역폭제한부(24)에 신호유입은 계단크기 유도부(18)의 출력 대신에 정보비트스트림으로부터 유도될 수 있을 것이다. 그러한 형태는 제4도에 도시되어 있다. 적응델타변조기922)와 함께 제한회로(24)와 A-D 변환기(26)는 도시된 바와 같이 재배치된다. 국부 D-A 변환기(100)는 디지탈 계단크기 정보비트스트림(28)을 아날로그 계단크기 제어신호로 변환한다. 제4도를 참조로 하면 A-D변환기(26)는 델타시그마 변조를 사용하며, 국부 D-A변환기(100)는 A-D 변환기속에 이미 포함되어 있으며 여분의 국부 D-A변환기는 필요치 않을 것이다. 유사하게 적응프리엠파시스회로(56)에 공급된 주파수분석정보는 지연회로(74)에 의해 지연되기 전에 스펙트럼정보 비트스트림(82)으로부터 유도될 수 있을 것이다. 이것은 만약 A-D 변환기가 델타시그마변조를 이용한다면 또한 장점이 된다.
적응델타복조기에 인가된 계단크기제어신호의 대역폭을 제한하는 대역폭제한 회로(46)를 사용하는 대신에 D-A 변환기(44)는 대역폭제한부를 포함할 수 도 있다. 유사하게 대역폭제한회로(80)는 만약 D-A 변환기가 대역폭을 제한한다면 없앨 수도 있다.
비트에러의 효과는 큰 계단크기와 작은 계단크기에 대해 비슷한 대수적 크기의 이득에러로 되는 것이 바람직하기 때문에 A-D 변환기(26)와 D-A 변환기(44)는 디지탈 비트스트림(28)이 계단크기의 대수를 운반하도록 고안되는 것이 바람직하다. 비슷하게 스펙트럼 비트스트림은 스펙트럼정보의 대수를 양호하게 전달한다. 실시예에서, 대수 및 지수회로는 불편하기 때문에 제곱근 또는 4승근과 같은 다른 비선형 함수가 전달하는 것이 더욱 실용적일 것이다. 상기 함수는 시스템의 다이내믹 범위에서 완전히 균일한 이득에러를 제공하지는 않을 것이다. 그러나 변화의 확장은 선형함수에서 유발되는 것보다 훨씬 적을 것이다.
오디오 정보의 전송에 대해 상기 기술된 이유 때문에 낮은 비트전송비율로 계단크기 정보와 스펙트럼 정보를 전달하는 인코더-디코도 시스템을 고안하는 것이 바람직하며 비용도 저렴하게 될 것이다. 변환기(26,44,72,76)용 A-D 및 D-A 변환을 위한 장치를 선택하는 데 있어서 계단크기 정보의 전송에서 낮은 비트 비율을 허용하는 것을 선택하는 것이 바람직하다. 양호하게 그런 비트 비율은 오디오 데이타의 전송을 위한 비트 비율에 비해 작다. 변환기(36,72,44,76)에서 수행된 A-D 또는 D-A 변환은 PCM, 델타변조 또는 델타시그마 변조를 포함하는 많은 장치중의 하나로 될 수 있을 것이다. PCM 시스템은 낮은 비트 비율을 필요로 하는 반면, 값비싼 변환기를 사용하여야 하기 때문에 변환기에 PCM을 사용하는 것은 바람직하지 못하다. 델타 시그마 변조는 PCM보다는 다소 높은 비율(5 내지 10킬로비트/초 정도)을 필요로 한다. 그러나 저렴하다. 또한 델타 시그마 변조를 위해 필요한 비트 비율은 오디오 데이타의 전송(200 내지 300킬로비트/초 정도)을 위한 비트비율과 비교하면 아직 낮다. 그래서 델타시그마변조는 하기에 기술될 양호한 실시예에서 사용된다. 델타시그마변조에 대한 기술은 1975년 런던에서 레이몬드 스틸에 의해 발표된 펜테크 프레스 리미티드의 델타변조시스템에서 찾아볼수 있다.
제5도는 본 발명의 양호한 실시예를 도시하는 디코더 시스템이 블럭선도이다. 회로블럭의 특성이 제5도에서 시스템을 위해 규정되어 있다. 시스템은 특히 수요자용으로 적당하다. 적응델타 변조기 또는 오디오디코더(42)는 파고변조기(202)와 누출변조기(204)를 구비한다. 파고변조기(202)는 오디오 데이타 비트스트림에 따라 계단크기 제어신호 Vss를 +1 또는 -1로 증배시키며 그 결과를 누출적분기(204)에 공급한다. 누출시정수는 약 0.5 밀리초이며 약 300Hz의 차단주파수에 대응한다. 적분기는 아날로그오디오신호를 발생하기 위해 결과신호를 적분한다. 누출시정수에 대응하는 주파수 이하의 주파수에서 시스템은 엄밀히 말해서 델타변조가 아니고 델타시그마 변조이다.
제2a도에 있어서 적응델타변조기(22)는 역시 디코더에서와 같은 차단주파수를 가진 누출적분기(도시하지 않았음)를 포함한다. 계단크기 유도수단은 차단주파수 이상의 주파수를 가진 오디오 입력신호성분의 진폭을 나타내는 제어신호 유도에 의해 전 처리 입력오디오신호에 응답하는 슬로프검출기 일 수도 있다.
양호한 실시예에서 계단크기 또는 슬로프데이타는 델타시그마 변조에 의해 전송되며 필요한 계단크기 또는 슬로프의 대수형태로 전송된다. 슬로프 데이타는 슬로프 코더(205)에서 저역통과필터(206)(제2도의 대역폭 제한회로(46)와 D-A 변환기에 대응하는)를 통과하여 디코드되고 대역폭(이하 상승시간)을 결정하고 슬로프전압의 리플(ripple)을 결정한다. 양호한 실시예에서 3극 저역통과필터는 계단크기제어신호 Vss가 약 50Hz의 대역폭에 대응하는 약 10밀리초의 상승시간을 갖도록 하기 위해 이용되어 있다. 슬로프전압은 다음 예를 들어 쌍극형 트랜지스 일 수도 있는 지수기(208) 또 역대수회로에 인가된다. 비트스트림의 규격화된 평균레벨(또는 저역통과필터의 상승시간에 대해 측정된 충격계수) y라고 표시하면
Vss = Vo exp Ky
여기서 Vo와 K는 특별히 사용하는 적정상수이다. 만약 K의 실제값이 101m2라고 하면 상기 공식은 y값이 0.1씩 증가함에 따라 계단크기는 60dB씩 증가한다. y값은 0 내지 1 범위로 제한되기 때문에, Vss의 최대가능치 범위는 60dB이다. 대수 형태로 슬로프 정보를 전송하면 슬로프 데이타비트스트림에서 전달되는 다이내믹범위를 약 50㏈에서 약 19㏈까지 감소시킬수 있으며 비트에러의 효과를 다이내믹 범위에 걸쳐 균일하게 분산시킬 수 있다.
Vss는 저역통과필터(206)에 의해 대역폭을 약 50Hz로 한정되기 때문에, 네트에러는 출력오디오신호의 느린 무작위 위상변조를 유도한다. 슬로프데이타 비트스트림에서 에러에 의해 발생된 가청방해는 무시할 수 있다. 100에서 1정도의 보정되지 않은 비트 에러비율은 음성이나 음악에서 거의 인식할 수 없는 정도로라는 것이 알려졌다.
저역통과필터는 디지탈 슬로프데이타를 아날로그 데이타로 변환시키며, 대역폭을 제한한다. 그래서 저역통과필터는 제2b도의 D-A변환기(44)와 대역폭, 제한기(46)의 2가지 기능을 수행한다. 제2a 및 b도와 제5도에서 지연수단(20)은 대응 오디오 데이타가 파고변조기(202)에 의해 수신되기 전에 슬로프데이타가 필터(206)에 의해 수신되도록 지연시킨다. 상기 시차는 Vss의 약 10밀리초 상승시간으로 보상한다. 그래서 지연회로의 필요성은 없어진다.
제3b도는 제3a도의 프리엠파시스곡선에 대해 상보적인 디에파시스곡선쌍을 도시한다. 상기 응답특성을 합성하는 여러가지 방법이 있다. 제5도에 규정된 슬라이딩밴드 디엠파시스(78)는 디엠파시스 특성의 한가지 실제적인 예를 나타낸다. 만족한 결과를 제공하는 한 쌍의 상수값과 함께 제5도의 모든 회로블럭에 대한 시스템 정의는 아래에 열거되어 있다.
Figure kpo00001
S는 복합주파수
T0= 0.5밀초
T1= 슬라이딩 밴드 디엠파시스의 가변주파수 f1이 f1=1/(2πT1)=f0exp Kx로 주어지도록 변한다.
T2=5 마이크로초
T3=50마이크로초
T4=2밀리초
t5= 25마이크로초
f0=4KHz
V0=오디오디코더의 장치에 알맞는 환산계수
X와 Y= 각 비트스트림의 규격화된 평균 레벨 즉 3극 저역 통과필터의 평활시간에 대해 측정된 1의 비율 K=10lm2=6.93
3극 필터(214)와 지수기(216)을 구비하는 스펙트럼디코더(212)는 실제로 슬로프디코더와 동일하다. 그리고 제3a 및 b도의 가변주파수 86a-96a, 86a'-96a'와 다르고 상기 정의 된 소정의 슬라이딩 밴드 디엠파시스 가변주파수 f1의 대수를 전달하는 스펙트럼데이타입력의 규격화된 평균레벨 X를 감지한다. 스펙트럼디코더는 평균 레벨의 치수 또는 역대수를 발생시키며 그 결과의 전압 또는 전류를 슬라이딩 밴드 디엠파시스(78)에 인가한다. 엠파시스제어신호는 전송에서 슬로프데이타제어신호 보다 비트에러에 의해 적게 영향을 받는다.
델타변조시스템에서 샘플링주파수는 정보이론에서 필요한 최소주파수보다 훨씬크다. 출력에서 비디오스펙트럼신호성분은 오디오 대역 훨씬위의 주파수에 있으며 그래서 아주 필터(118)과 같이 기본적인 저역통과필터가 필요하다.
제6도는 제5도 시스템의 가능한 다른 형태를 도시한 개략도이다. 제6도에서와 같이 슬라딩 밴드 디엠파시스회로(78)는 가변특성을 가진 추가된 통로(78b)와 병렬인 고정된 특성을 가진 주통로(78a)를 구비하고 있다. 추가된 통로의 가변특성은 가변저항(252)의 저항에 의해 제어되며, 교대로 스펙트럼디코더(212)로 부터 발생된 엠파시스제어신호에 의해 제어된다. 다이내믹 범위의 고의적인 압축이나 평창이 없다. 추가된 통로는 최종적으로 입력오디오신호의 스펙트럼에 의해 제어된다.
제2b도에서 계단크기와 엠파시스제어신호의 대역폭을 제한하여, 델타복조기(42)의 특성과 디엠파시스(78)의 특성을 천천히 바꿀수 있다. 상기복조기와 디엠파시스는 천천히 변하는 특성을 가지고 있기 때문에 델타복조기와 디엠파시스는 선형 또는 준선형이 된다. 복조기가 디엠파시스보다 먼저 수행되거나 또는 그와 반대라도 별차이는 없다. 디코더시스템의 선형 또는 준선형 특성은 제5도의 양호한 실시예에서 보다 분명하게 나타나있다. 4가지 과정은 오디오 비트스트림상에서 수행되는 것 즉, 파고변조, 누출적분, 슬라딩밴드 디엠파시스 및 고정된 디엠파시스이다. 상기 4가지 모두는 선형 또는 준선형이기 때문에 순서없이 수행될 수 있다.
제5도에서 파고변조기(202) 비교적 회로가 간단하다. 왜냐면 오디오비트스트림의 상태에 따라 단지 전압 Vss의 부호를 변환시키는 것만 필요하기 때문이다. 그래서 변조기(202)는 수요자의 디코도용으로 저렴하게 만들어질 수 있다. 그러나 오디오데이타를 다른 지점, 즉 슬라이 밴드 디엠파시스 뒤에서 그러나 고정디엠파시스 앞에서 계단 크기로 증배시키는 것은 오디오 출력의 특성이 개선되는 장점을 가질 수 있다. 이러한 점은 방송국과 같은 응용에서 바람직하며 다른 전문적인 응용에서 바람직하다. 증배는 보다 복잡한 회로에 의해 수행되져야 하며, 제5도의 장치용으로 적합한 파고변조기의 형태보다 비용이 많이 들겠지만, 전문적인 응용에서 특성을 개선하기 때문에 부가적인 비용을 들일만한 가치가 있다. 다른점에서 오디오데이타를 증배시키는 것은 가능하다. 왜냐면 4가지 과정은 상기 기술한 것과 같이 선형이기 때문이다. 4가지 과정의 모든 가능한 장치는 본 발명의 범위내에 있다.
슬로프 및 스펙트럼디코더(205,212)에서 단일 3극 필터를 사용하는 대신에, 만약 부가적인 단일극필터가 지수기(208,216) 출력을 필터하기 위해 사용된다면 2극필터를 사용하는것도 가능하다. 그래서 여과는 2가지 단계로 분리될 수 있으며 하나는 지수발생전과 하나는 지수발생후이다. 지수발생이 필터 출력에서 평균치의 몇 퍼센트 정도 리플을 제한하기 전에 슬로프 또는 스펙트럼데이타를 필터가 여파를 하기만 하면 어떤 장치의 필터로 사용할 수 있다.
상기에서 참조된 발명과 함께 본 발명은 오디오 비트스트림의 전송비트 비율을 비교수행을 하는 컴팬트된 PCM 시스템에서 필요로 하는 비트비율보다 다소 적거나 또는 비슷한 정도로 감소시킨다. 인코더-디코더 시스템을 위한 전송비트비율은 200 내지 300킬로비트/초 이내에 있을 것이다. 스펙트럼 및 계단크기정보의 전송은 약 10 내지 20킬로비트/초를 필요로 하며 인코더-디코도 시스템을 위해 필요한 총전송 비트비율에 첨가되지 않는다. 그러나 제2a 및 b도의 인코더-디코도 시스템은 델타변조시스템의 장점을 유지한다. 본 발명은 많은 응용에서 비트에러 교란효과를 감소시키거나 제거한다. 상기 시스템이나 부품은 에러의 높은 허용치를 가지고 있다. 수신장치(디코더)는 가격이 저렴하다. 상기 시스템은 채녈용량을 사용하는데 효과적이다. 따라서 부가적인 채널을 첨가할 수 있는 여분의 용량이 존재하거나 또는 비데오신호와 같은 다른 신호들이 이용할 수 있는 많은 대역폭이 존재한다. 전송장치(인코더)는 특별한 주위를 필요로 하거나 비상보적 신호처리를 사용하는 것을 필요로 하지 않는다.
상기 기술된 원리인 본 기술에 숙련된 사람에게는 적응델타변조 뿐만아니라 델타시그마변조, 이중적분 델타변조 및 가변기준전압을 가진 PCM 시스템을 적용하여 사용할 수 있다는 것이 명백할 것이다.
본 발명은 오디오 신호의 처리와 전송에 관해 기술되어 있는 반면, 마찬가지로 다른 신호의 처리와 전송용으로 사용될 수 있다는 것으로 알 수 있을 것이다. 본 회로장치와 방법에 대한 서술은 단지 설명하는 것에 지나지 않으며, 장치의 다양한 변형과 상세한 방법, 및 수행과정의 변형은 본 발명의 범위내에 있어야 한다.

Claims (36)

  1. 입력정보신호의 우세 주파수 영역을 나타내는 제어신호를 제공하는 스펙트럼 분석회로(52)와, 상기 입력정보 신호에 가변 엠파시스 특성을 부여하기 위하여 상기 제어신호에 의해 제어되는 적응회로(56)로 구성되며, 상기 제어신호가 상기 입력 신호에 대하여 상대적으로 느리게 변화되도록 대역폭 제한되고, 상기 제어신호에 대한 느린 응답을 보상하기 위하여 상기 적응회로(56)의 입력신호를 지연시키는 제1지연회로(58)를 구비한 것을 특징으로 하는 스펙트럼 엠파시스회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제어신호의 상기 대역폭 제한이 상기 스펙트럼 분석회로(52)에서 이루어지는 것을 특징으로 하는 스펙트럼 엠파시스회로.
  3. 제1항에 있어서, 엠파시스시킬 상기 정보신호를 전송하기 위한 수단(22)과, 상기 제어신호를 전송하기 위한 수단(72)을 추가로 구비하여, 상기 정보신호가 상기 제1제어신호(58)에 의해 제공되는 지연에 대응하여 상기 제어신호에 대하여 상대적으로 지연 전송되는 것을 특징으로 하는 스펙트럼 엠파시스회로.
  4. 제3항에 있어서, 상기 정보신호 전송수단(22)이 아날로그-디지탈 변환기 시스템(18,20,22,24)으로 구성된 것을 특징으로 하는 스펙트럼 엠파시스회로.
  5. 제 4항에 있어서, 상기 아날로그-디지탈 변환기 시스템(18,20,22,24)이 상기 정보신호에 추가적인 지연을 부여하며, 상기 아날로그-디지탈 변환기 시스템(18,20,22,24)에 의해 제공되는 지연에 대응하는 양만큼 상기 전송된 제어신호를 지연시키는 추가적인 지연회로(74)를 추가로 구비한 것을 특징으로 하는 스펙트럼 엠파시스회로.
  6. 제5항에 있어서, 상기 제어신호 전송수단(72)이 아날로그-디지탈 변환기로 구성되며, 상기 추가적인 지연회로(74)가 디지탈 지연회로인 것을 특징으로 하는 스펙트럼 엠파시스회로.
  7. 엠파시스회로와 함께 사용되며 이 엠파시스회로로 부터 전송되는 정보신호와 제어신호를 수신하는 스펙트럼 디엠파시스회로에 있어서, 상기 엠파시스회로에서 부여된 가변 엠파시스 특성에 상보적인 가변 디엠파시스특성을 상기 수신된 정보신호에 부여하는 적응회로(78)를 구비하며, 이 적응회로(78)가 상기 수신된 제어신호에 의해 제어되는 것을 특징으로 하는 스펙트럼 디엠파시스회로.
  8. 제7항에 있어서, 상기 수신된 제어신호가 전송시 부여된 오차 효과를 감소시키기 위하여 상기 디엠파시스회로에서 대역폭이 제한되고, 상기 대역폭 제한이 상기 수신된 제어신호에 대한 상기 수신된 정보신호의 지연에 의해 보상되는 지연시간을 부여하는 것을 특징으로 하는 스펙트럼 디엠파시스회로.
  9. 매체를 통해 엠파시스회로로 부터 정보신호와 제어신호를 수신하여 상기 정보신호의 수신이 상기 제어신호의 수신에 대하여 상대적으로 지연되는 스펙트럼 디엠파시스회로에 있어서, 상기 수신에 대하여 상대적으로 지연되는 스펙트럼 디엠파시스회로에 있어서, 상기 수신된 정보신호에 가변 디엠파시스 특성을 부여하며 상기 수신된 제어신호에 의해 제어되는 적응회로(78)를 구비하여, 상기 수신된 제어신호가 상기 매체에 의해 부여된 오차 효과를 감소시키기 위하여 상기 디엠파시스회로에서 대역폭이 제한되고, 상기 대역폭제한이 상기 수신된 제어신호에 대한 상기 수신된 정보신호의 지연에 의해 보상되는 지연시간을 부여하는 것을 특징으로 하는 스펙트럼 디엠파시스회로.
  10. 제9항에 있어서, 상기 수신된 제어신호가 상기 디엠파시스회로 내의 저역통과 필터(80,214)에 의해 대역폭이 제한되는 것을 특징으로 하는 스펙트럼 디엠파시스회로.
  11. 제10항에 있어서, 상기 저역통과 필터(214)가 또한 상기 수신된 제어신호를 복조하기 위한 델타-시그마 복조기(76)로 동작하는 것을 특징으로 하는 스펙트럼 디엠파시스회로.
  12. 제10항에 있어서, 상기 저역통과 필터(80,214)가 약 2ms의 시정수를 갖는 3개의 단주필터로 구성된 것을 특징으로 하는 스펙트럼 디엠파시스회로.
  13. 제11항에 있어서, 대수형태로 전송되는 제어신호를 지수화하기 위한 지수기(216)를 추가로 구비한 것을 특징으로 하는 스펙트럼 디엠파시스회로.
  14. 제12항 또는 제13항에 있어서, 상기 3개의 단극필터중 2개가 상기 지수기(216)의 전단에, 그리고 나머지 1개가 상기 지수기(216)의 후단에 각각 구성된 것을 특징으로 하는 스펙트럼 디엠파시스회로.
  15. 제13항에 있어서, 상기 지수기(216)의 입력단에서의 리플이 평균레벨의 몇 퍼센트 정도로 제한되는 것을 특징으로 하는 스펙트럼 엠파시스회로.
  16. 제8항 또는 제9항에 있어서, 상기 대역폭 제한에 의해 부여되는 상기 지연시간이 약 5∼20밀리 초의 범위에 있는 것을 특징으로 하는 스펙트럼 디엠파시스회로.
  17. 유도된 제어신호에 응답하여 전송 이전에 정보신호의 스펙트럼 성분이 적응조절되며, 상기 수신된 정보신호의 스펙트럼 성분이 상보적 적응조절 되도록 된 상보적 엠파시스/디엠파시스 방법에 있어서, 상기 제어신호를 상기 정보신호의 스펙트럼성분의 상보적 적응조절을 제어하기 위한 상기 정보신호와 함께 전송하고, 상기 수신된 제어신호를 전송에 의해 부여되는 오차를 감소시키기 위하여 대역폭제한하여, 상기 전송된 정보신호를 상기 수신된 제어신호의 대역폭제한에 의해 부여되는 지연을 보상하기 위하여 상기 전송된 제어신호에 대하여 상대적으로 지연시키도록 된 것을 특징으로 하는 상보적 엠파시스/디엠파시스 방법.
  18. 입력정보신호의 우세성분들이 집중되어있는 주파수 스펙트럼안의 영역들을 나타내는 제어신호를 제공하는 스펙트럼분석회로(52)와, 상기 입력정보 신호에 가변 엠파시스 특성을 부여하기 위하여 상기 제어신호에 의해 제어되는 적응회로(56)로 구성되어, 상기 우세신호성분들이 제1주파수영역안에 집중될 때 상기 제어신호에 응답하여 코노 주파수가 윗쪽으로 슬라이딩되는 슬라이딩 고주파신호의 증강이 이루어져서 이 고주파신호가 상기 우세 신호성분들이 대체적으로 변하지 않은 상태에서 상기 우세신호성분들의 주파수의 윗쪽에 머물게되는 가변 엠파시스특성을 갖는 반면에, 상기 우세 신호성분들이 상기 제1주파수영역보다 윗쪽에 있는 제2주파수영역 안에 집중될 때 그 코너주파수가 상기 우세신호성분들보다 윗쪽에 있는 슬라이딩 고주파신호의 증강이 이루어지나 상기 우세신호성분들 자체의 주파수영역은 차단되는 가변엠파시스 특성을 갖도록 상기 적응회로가 구성된 것을 특징으로 하는 스펙트럼 엠파시스회로.
  19. 제18항에 있어서, 상기 우세신호성분들이 상기 제1주파수 영역내의 소정의 제1주파수 아래쪽에 집중된 것으로 검출될때 상기 소정의 제1주파수윗쪽의 신호성분들이 증강되며, 상기 우세신호성분들이 상기 소정의 제1주파수보다 높고 소정의 제2주파수보다 낮은 주파수영역에 집중된 것으로 검출될때 상기 우세신호성분들의 주파수영역 윗쪽에 있는 신호성분들이 증강되고, 상기 소정의 제2주파수가 대체로 상기 제2주파수영역의 하단부에 있게되며, 또한 상기 우세신호성분들이 상기 소정의 제2주파수 윗쪽에 집중된 것으로 검출될 때 상기 우세신호성분들의 주파수 윗쪽의 주파수를 갖는신호성분들이 증강되고, 상기 우세신호성분들이 차단되도록 상기 적응회로가 구성된 것을 특징으로 하는 스펙트럼 엠파시스회로.
  20. 입력정보신호와 이 입력정보신호의 우세성분들이 집중되어 있는 주파수 스펙트럼안의 영역들을 나타내는 제어신호를 수신하는 스펙트럼 디엠파시스회로에 있어서, 상기 입력정보신호에 가변 디엠파시스특성을 부여하기 위하여 상기 제어신호에 의해 제어되며, 상기 우세신호성분들이 제1주파수영역안에 집중될 때 상기 제어신호에 응답하여 그 코너주파수가 윗쪽으로 슬라이딩되는 슬라이딩 고주파신호의 차단이 이루어져 이 고주파신호가 상기 우세신호성분들이 대체적으로 변하지 않는 상태에서 상기 우세신호성분들의 주파수영역의 윗쪽에 머물게 되는 반면에, 상기 우세신호성분들의 상기 제1주파수 영역보다 윗쪽에 있는 제2주파수 영역안에 집중될 때 그 코너주파수가 상기 우세신호 성분들보다 윗쪽에 있는 슬라이딩 고주파신호의 차단이 이루어지나 상기 우세신호성분들 자체의 주파수 영역은 증강되도록 구성된 적응회로(78)를 구비한 것을 특징으로 하는 스펙트럼 디엠파시스회로.
  21. 제20항에 있어서, 상기 우세신호성분들이 상기 제1주파수영역내의 소정의 제1주파수의 아래쪽에 집중된 것으로 검출될 때 상기 소정의 제1주파수 윗쪽의 신호성분들이 차단되며, 상기 우세신호성분들이 상기 소정의 제1주파수보다 높으나 소정의 제2주파수 보다낮은 주파수 영역에 집중된 것으로 검출될 때 상기 우세신호성분들의 주파수 영역의 윗쪽에 있는 신호성분들이 차단되고, 상기 소정의 제2주파수가 대체로 상기 제2주파수영역의 하단부에 있게 되며, 또한 상기 우세신호성분들이 상기 소정의 제2주파수의 윗쪽에 집중된 것으로 검출될 때 상기 우세신호성분들의 주파수보다 낮은 주파수를 갖는 신호성분들이 차단되고 상기 우세신호성분들이 증강되도록 상기 적응회로가 구성된 것을 특징으로 하는 스펙트럼 디엠파시스회로.
  22. 제18,19,20 또는 21항에 있어서, 상기 우세신호성분들이 상기 소정의 제1주파수의 아랫쪽에 집중된 것으로 검출될 때 상기 소정의 제1주파수 아랫쪽의 신호성분들이 대체적으로 변하지 않은 상태로 유지되며, 또한 상기 우세신호성분들이 상기 소정의 제2주파수보다 낮으나 상기 소정의 제1주파수보다는 높은 주파수영역에 집중된 것으로 검출될때 상기 우세신호성분들과, 상기 우세신호성분들 보다 낮은 주파수를 갖는 신호성분들은 대체적으로 변하지 않은 상태로 유지되도록 상기 적응회로가 구성된 것을 특징으로 하는 스펙트럼 엠파시스 또는 디엠파시스회로.
  23. 제18,19,20 또는 21항에 있어서, 상기 우세신호성분들 보다 낮은 주파수를 갖는 상기 입력신호의 스펙트럼성분들이 대체적으로 변하지 않는 상태로 남아 있는 것을 특징으로 하는 스펙트럼 엠파시스 또는 디엠파시스회로.
  24. 제18,19,20 또는 21항에 있어서, 상기 슬라이딩 코너 주파수가 상기 입력신호의 상기 우세주파수 영역이 얼마나 좁은가에 무관하게 소정의 최소값을 갖는 것을 특징으로 하는 스펙트럼 엠파시스 또는 디엠파시스회로.
  25. 제24항에 있어서, 상기 코너주파수의 최소값이 약 500Hz인 것을 특징으로 하는 스펙트럼 엠파시스 또는 디엠파시스 회로.
  26. 제24항에 있어서, 상기 코너주파수의 최소값이 약 1000Hz인 것을 특징으로 하는 스펙트럼 엠파시스 또는 디엠파시스회로.
  27. 제18 내지 26항중 어느 한 항에 있어서, 상기 소정의 제2주파수가 약 2KHz인 것을 특징으로 하는 스펙트럼 엠파시스 또는 디엠파시스회로.
  28. 제18내지 26항중 어느 한 항에 있어서, 상기 입력신호의 상기 우세 주파수 영역이 상기 제2주파수영역내에 있을때, 상기 입력신호의 상기 우세주파수영역 윗쪽의 고주파영역이 증강(차단)되고, 상기 우세주파수영역내의 상기 입력신호성분들이 차단(증강)되는 엠파시스(디엠파시스)특성을 갖는 것을 특징으로 하는 스펙트럼 엠파시스 또는 디엠파시스회로.
  29. 제18 내지 28항중 어느 한 항에 있어서, 상기 제어신호가 상기 정보신호에 대하여 상대적으로 느리게 변하도록 대역폭제한하는 것을 특징으로 하는 스펙트럼 엠파시스 또는 디엠파시스 회로.
  30. 제29항에 있어서, 상기 제어신호의 느린 응답을 보상하기 위하여 상기 적응회로(56)로 입력되는 입력신호를 지연시키는 지연회로(58)가 추가로 구비된 것을 특징으로 하는 스펙트럼 엠파시스회로.
  31. 제20항에 있어서,상기 디엠파시스 제어신호가 상기 스펙트럼정보의 정규화된 평균값을 나타내며, 상기 적용된 디엠파시스가,
    Figure kpo00002
    로 정의 되며,
    윗식에, S는 복합 주파수, T1= f0/(2πexp kx), T2= 약 5 마이크로 초, T3= 약 50 마이크로 초, k = 기설정된 상수값, 그리고 f0= 약 4KHz인 것을 특징으로 하는 스펙트럼 디엠파시스회로.
  32. 제31항에 있어서 k가 약 6.93인 것을 특징으로 하는 스펙트럼 디엠파시스회로.
  33. 제18,19,22, 내지 32항중 어느 한 항에 있어서, 상기 스펙트럼 엠파시스회로의 출력단에 인가되는 신호레벨과 함께 증가하는 양자화 잡음을 받아들이는 아날로그-디지탈변화기 (18,20,22,24)가 추가로 구비된 것을 특징으로 하는 스펙트럼 엠파시스회로.
  34. 제20 내지 32항중 어느 한 항에 있어서, 상기 스펙트럼 디엠파시스의 입력단에인가되는 신호레벨과 함께 증가하는 양자화 잡음을 받아 들이는 디지탈-아날로그 변환기(42,44,46)가 추가로 구비된 것을 특징으로 하는 스펙트럼 디엠파시스회로.
  35. 정보신호, 바람직하게는 오디오신호에 스펙트럼 엠파시스를 제공하는 방법에 있어서, 입력정보 신호의 우세성분들이 집중되어 있는 주파수 스펙트럼의 영역들을 나타내는 제어신호를 제공하기 위하여 상기 입력 정보신호의 스펙트럼분석을 하며, 그리고 상기 입력정보신호에 가변 엠파시스특성을 적정하게 부여하는 상기 제어신호의 제어하에, 상기 우세신호성분들이 제1주파수영역안에 집중될 때 그 코너 주파수가 상기 제어신호에 응답하여 윗쪽으로 슬라이딩되는 슬라이딩 고주파신호의 증강이 이루어져 이 고주파신호가 상기 우세신호성분들이 대체적으로 변하지 않은 상태에서 상기 우세 신호성분들의 주파수의 윗쪽에 머무르게 되는 가변 엠파시스특성을 갖는 반면에, 상기 우세신호성분들이 상기 제1주파수 영역보다 윗쪽에 있는 제2주파수영역안에 집중될 때 그 코너 주파수가 상기 우세신호성분들 보다 윗쪽에 있는 슬라이딩 고주파신호의 증강이 이루어지나 상기 우세신호성분들 자체의 주파수 영역은 차단되는 가변 엠파시스 특성을 갖도록 한 것을 특징으로 하는 스펙트럼 엠파시스 방법.
  36. 수신된 입력정보신호, 바람직하게는 오디오신호에 스펙트럼 디엠파시스를 제공하는 방법에 있어서, 상기 입력정보신호와, 상기 입력정보신호의 상기 우세성분들이 집중되어 있는 주파수 스펙트럼 안의 영역들을 나타내는 제어신호를 수신하는 단계들을 포함하여, 상기 입력정보신호에 가변 디엠파시스특성을 적정하게 부여하는 상기 제어신호의 제어하에, 상기 우세신호성분들이 제1주파수영역안에 집중될 때 그 코너주파수가 상기 제어신호에 응답하여 윗쪽으로 슬라이딩되는 슬라이딩 고주파신호의 증강이 이루어져 이 고주파 신호가 상기 우세신호성분들이 대체적으로 변하지 않은 상태에서 상기 우세신호성분들의 주파수의 윗쪽에 머물게 되는 가변 디엠파시스특성을 갖는 반면에 상기 우세신호성분들이 상기 제1주파수영역보다 윗쪽에 있는 제2주파수영역 안에 집중될 때 그 코너주파수가 상기 우세신호성분들 보다 윗쪽에 있는 슬라이딩 고주파신호는 차단되나 상기 우세신호성분들 자체의 주파수영역은 증가되는 가변 디엠파시스 특성을 갖도록 된 것을 특징으로 하는 스펙트럼 디엠파시스 방법.
KR1019840006014A 1983-10-07 1984-09-28 엠파시스 및 디엠파시스회로 KR950015080B1 (ko)

Applications Claiming Priority (9)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US54042183A 1983-10-07 1983-10-07
US54019583A 1983-10-07 1983-10-07
US540421 1983-10-07
US540195 1983-10-07
US540,195 1983-10-07
US540,421 1983-10-07
US642044 1984-08-21
US06/642,044 US4700361A (en) 1983-10-07 1984-08-21 Spectral emphasis and de-emphasis
US642,044 1991-01-16

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR850003086A KR850003086A (ko) 1985-05-28
KR950015080B1 true KR950015080B1 (ko) 1995-12-21

Family

ID=27415316

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019840006014A KR950015080B1 (ko) 1983-10-07 1984-09-28 엠파시스 및 디엠파시스회로

Country Status (8)

Country Link
EP (1) EP0138547B1 (ko)
KR (1) KR950015080B1 (ko)
BR (1) BR8405048A (ko)
CA (1) CA1236405A (ko)
DE (1) DE3485473D1 (ko)
DK (1) DK169693B1 (ko)
ES (3) ES8607646A1 (ko)
NO (1) NO172669C (ko)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4907087A (en) * 1987-06-10 1990-03-06 Massachusetts Institute Of Technology Transmission of signals through analog channels using adaptive frequency modulation
JPH0575366A (ja) * 1991-09-10 1993-03-26 Pioneer Electron Corp オーデイオ装置における信号処理回路
US5659581A (en) * 1994-12-13 1997-08-19 Paradyne Corporation Modem receiver pre-emphasis

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3678416A (en) * 1971-07-26 1972-07-18 Richard S Burwen Dynamic noise filter having means for varying cutoff point
US4101849A (en) * 1976-11-08 1978-07-18 Dbx, Inc. Adaptive filter

Also Published As

Publication number Publication date
ES548973A0 (es) 1987-04-01
NO172669C (no) 1993-08-18
NO844015L (no) 1985-04-09
NO172669B (no) 1993-05-10
DK169693B1 (da) 1995-01-09
KR850003086A (ko) 1985-05-28
ES8704681A1 (es) 1987-04-01
ES8607646A1 (es) 1986-05-16
ES536553A0 (es) 1986-05-16
EP0138547A2 (en) 1985-04-24
EP0138547B1 (en) 1992-01-22
ES8704682A1 (es) 1987-04-01
CA1236405A (en) 1988-05-10
BR8405048A (pt) 1985-08-20
DK478984A (da) 1985-04-08
ES548972A0 (es) 1987-04-01
DK478984D0 (da) 1984-10-05
DE3485473D1 (de) 1992-03-05
EP0138547A3 (en) 1988-02-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US4700362A (en) A-D encoder and D-A decoder system
US4700361A (en) Spectral emphasis and de-emphasis
KR0185593B1 (ko) 디지탈 신호 부호화 장치
KR100293855B1 (ko) 고능률디지털데이터부호화및복호화장치
US4493091A (en) Analog and digital signal apparatus
EP0466190B1 (en) Quantizing error reducer for audio signal
US5774842A (en) Noise reduction method and apparatus utilizing filtering of a dithered signal
US4700360A (en) Extrema coding digitizing signal processing method and apparatus
CA1212776A (en) Analog and digital signal apparatus
CA2735830A1 (en) Audio coding system using spectral hole filling
JP2792853B2 (ja) オーディオ信号の伝送方法及び装置
US4319082A (en) Adaptive prediction differential-PCM transmission method and circuit using filtering by sub-bands and spectral analysis
US4151469A (en) Apparatus equipped with a transmitting and receiving station for generating, converting and transmitting signals
KR950015080B1 (ko) 엠파시스 및 디엠파시스회로
KR930005647B1 (ko) 인코더-디코더시스템 및 그 회로
KR970002686B1 (ko) 오디오 신호의 전송방법
JP3336619B2 (ja) 信号処理装置
JPH0520006B2 (ko)
JP3827720B2 (ja) 差分コーディング原理を用いる送信システム
JP3089692B2 (ja) ディジタルデータの高能率符号化方法
Atal et al. Split-band APC system for low bit-rate encoding of speech
JPS5921144A (ja) 信号伝送方式およびその装置
KR100513543B1 (ko) Btsc인코더
Gupta et al. Performance Analysis of different Discrete Time and Discrete Amplitude Representation Techniques used for Encoding the Speech Waveform Digitally
JPH04104618A (ja) ディジタル信号符号化装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E601 Decision to refuse application
J2X1 Appeal (before the patent court)

Free format text: APPEAL AGAINST DECISION TO DECLINE REFUSAL

G160 Decision to publish patent application
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20031204

Year of fee payment: 9

EXPY Expiration of term