KR930011813B1 - Control circuit of inverter microwave oven - Google Patents
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- H05B6/66—Circuits
- H05B6/68—Circuits for monitoring or control
Abstract
Description
제1도 내지 제2도는 종래의 회로도.1 to 2 are conventional circuit diagrams.
제3도는 본 발명의 회로도.3 is a circuit diagram of the present invention.
제4도 내지 제5도는 마그네트론의 동작파형도.4 to 5 are operation waveform diagrams of the magnetron.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for main parts of the drawings
1 : 상용교류전원부 2 : 브릿지 다이오드1: Commercial AC power supply 2: Bridge diode
3 : 평활부 4 : 인버터3: smoothing part 4: inverter
5 : 반파배전압부 6 : 마그네트론5: half-wave voltage division 6: magnetron
7 : 스위칭소자 구동부 8 : 펄스발생부7: switching element driver 8: pulse generator
9 : 스위칭소자 보호회로 10 : 정전력 출력제어회로9: switching element protection circuit 10: constant power output control circuit
11 : 톱니파 발생기 R1-R17: 저항11: sawtooth wave generator R 1 -R 17 : resistance
C1-C6: 커패시터 D1-D10: 다이오드C 1 -C 6 : Capacitor D 1 -D 10 : Diode
OP1-OP3: 연산증폭기OP 1 -OP 3 : Operational Amplifier
본 발명은 인버터 전자레인지에 관한것으로, 특히 마그네트론의 초기 구동시 고임피던스로 인해 인버터의 스위칭소자에 고전압이 인가되어 스위칭소자가 파손되는 것을 방지하는데 적당하도록 한 인버터 전자레인지의 제어회로에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inverter microwave oven, and more particularly, to a control circuit of an inverter microwave oven that is suitable for preventing a high voltage from being applied to a switching element of an inverter due to high impedance during initial driving of a magnetron.
종래의 인버터 전자레인지 회로의 구성을 첨부된 제1도 내지 제2도를 참조하여 설명하면 다음과 같다.A configuration of a conventional inverter microwave circuit is described with reference to FIGS. 1 to 2 as follows.
먼저, 제1도는 상용교류전원부(1)와, 상용교류전압을 전파정류하는 브릿지 다이오드(2)와, 코일(L1)과 콘덴서(C1)로 이루어지고 전파정류된 전압을 평활화시키는 평활부(3)와, 공진용콘덴서(C2)와 댐핑(Damping)용 다이오드(D1)와 스위칭 소자(Q1) 및 승압트랜스(T1)로 이루어지고 평활된 전압을 입력하여 고전압으로 변환시키는 인버터(Inverter)(4)와, 상기 승압트랜스(T1)의 2차측 코일에 접속되고 인버터(4)의 출력고전압을 반파배압시켜 마그네트론의 구동전압으로제공하는 반파배전압부(5), 상기 승압트랜스(T1)와 반파배전압부(5)로부터 필라멘트 가열전압 및 구동전압을 제공받아 고주파를 발생하는 마그네트론(6)과, 상기 인버터(4)의 스위칭소자(Q1)를 구동하는 스위칭소자 구동부(7), 톱니파발생기(11)와 연산증폭기(OP1)로 이루어지고, 상기 스위칭 소자 구동부(7)의 구동신호인 펄스신호를 발생하는 펄스발생부(8), 상용교류전원의 전류를 검출하는 입력전류검출부(15)와, 인버터(4)의 출력 고전압을 검출하는 출력전압 검출부(16)와, 연산증폭기(OP20)와 저항(R21-R22)과 다이오드(D20)와 커패시터(C20) 및 기준전압원(12a)으로 이루어지고 상기 입력전류 검출부(15)의 출력신호를 일정치가 되도록 조절하는 입력전류 제어부(12)와, 연산증폭기(OP21)와 저항(R23)(R24)과 다이오드(D21)와 커패시터(C22)(C23) 및 기준전압원(13a)로 이루어지고 상기 출력전압 검출부(16)의 출력전압을 일정치가 되도록 조절하는 출력전압 제어부(13)와, 트랜지스터(Q20)(Q21)로 이루어진 차동증폭기로서 구성되고 상기 입력전류제어부(12)와 출력전압제어부(13)의 출력 신호중 상용전원부(1)의 소요 전류가 적은것을 선택하여 상기 펄스발생부(8)에 펄스폭(Width) 제어신호로서 출력하는 선택회로(14)로 구성된 것이다.First, FIG. 1 is a smoothing part consisting of a commercial AC power supply unit 1, a bridge diode 2 for full-wave rectifying a commercial AC voltage, a coil L 1 , and a capacitor C 1 , and smoothing the full-wave rectified voltage. (3) and a resonant capacitor (C 2 ), a damping (Damping) diode (D 1 ), a switching element (Q 1 ) and a boosting transformer (T 1 ) to input a smoothed voltage to convert to a high voltage A half-wave voltage unit 5 connected to an inverter 4 and a secondary coil of the boosting transformer T 1 to half-double the output high voltage of the inverter 4 to provide the driving voltage of the magnetron; Switching for driving the magnetron 6 generating the high frequency and receiving the filament heating voltage and the driving voltage from the boosting transformer T 1 and the half-wave voltage unit 5 and the switching element Q 1 of the inverter 4. It comprise a drive element (7), a sawtooth wave generator 11 and an operational amplifier (OP 1), the switching A pulse generator 8 for generating a pulse signal which is a drive signal of the self drive unit 7, an input current detector 15 for detecting current of a commercial AC power supply, and an output voltage detector for detecting an output high voltage of the inverter 4 16, an operational amplifier OP 20 , a resistor R 21 -R 22 , a diode D 20 , a capacitor C 20 , and a reference voltage source 12a and an output of the input current detector 15. Input current control unit 12 to adjust the signal to a constant value, the operational amplifier (OP 21 ), resistor (R 23 ) (R 24 ), diode (D 21 ), capacitor (C 22 ) (C 23 ) and reference An output voltage control unit 13 comprising a voltage source 13a and configured to adjust the output voltage of the output voltage detection unit 16 to a constant value, and a differential amplifier consisting of transistors Q 20 and Q 21 . Among the output signals of the current control unit 12 and the output voltage control unit 13, a small current required by the commercial power supply unit 1 is selected. Is composed of a selection circuit 14 for outputting a pulse width (Width) control signal to the pulse generator (8).
제2도는 제1도의 구성을 변형한 것으로 제1도에 있어서, 입력전류 제어부(12)와 출력전압제어부(13) 및 선택회로(14) 대신 각각 다이오드(D20)와 커패시터(C21), 다이오드(D21)와 커패시터(C23)로 이루어지고 입력전류검출부(15)를 구성하는 전류검출트랜스(CT)의 전압과 출력전압검출부(16)의 전압을 각각 평활화시키는 제1 및 제2전압 평활부(17)(18)와, 다이오드(D22)(D23)로 이루어지고 상기 제1 및 제2전압 평활부(17)(18)의 출력신호 중 큰 값을 선택하여 출력하는 선택회로(19)와, 연산증폭기(OP22)와 저항(R25-R26)과 기준전압원(20a) 및 커패시터(C24)로 이루어지고 상기 선택회로(19)의 출력신호를 소정치가 되도록 제어하는 펄스발생부(8)에 제공하는 펄스폭 제어신호발생부(20)로 구성한 것이다.FIG. 2 is a variation of the configuration of FIG. 1. In FIG. 1, instead of the input current control unit 12, the output voltage control unit 13, and the selection circuit 14, diodes D 20 and capacitors C 21 , First and second voltages comprising a diode D 21 and a capacitor C 23 and smoothing the voltage of the current detecting transformer CT and the output voltage detecting unit 16 constituting the input current detecting unit 15, respectively. A selection circuit comprising a smoothing unit (17) (18) and a diode (D 22 ) (D 23 ) for selecting and outputting a larger value among the output signals of the first and second voltage smoothing units (17) (18). 19, the operational amplifier OP 22 , the resistors R 25- R 26 , the reference voltage source 20a, and the capacitor C 24 , and control the output signal of the selection circuit 19 to a predetermined value. The pulse width control signal generator 20 is provided to the pulse generator 8.
상기 종래구성의 동작을 상술하면 다음과 같다. 먼저 제1도의 경우에 있어서의 입력전류제어부(12)는 상용교류전원부(1)의 입력전류를 검출하여 이것에 의해 전자레인지의 출력을 제어하기 위한 수단으로써 전류검출 트랜스(CT)에 의해 감지된 입력전류를 다이오드(D20)와 커패시터(C21)를 거쳐 평활화시킨 다음 연산증폭기(OP20)의 반전(-)단자에 입력하고 이 연산증폭기(OP20)는 이를 비반전(+) 단자에 입력된 기준전압과의 비교하여 2차를 증폭하므로써 소정치가 되도록 제어한 다음 이를 차동증폭기인 선택회로(14)의 트랜지스터(Q20)의 베이스에 입력시킨다.The operation of the conventional configuration will be described in detail as follows. First, in the case of FIG. 1, the input current control unit 12 detects the input current of the commercial AC power supply unit 1 and thereby controls the output of the microwave oven, which is detected by the current detection transformer CT. the input to the terminal, and the operational amplifier (OP 20) has it non-inverting (+) terminal and the input current to the diode (D 20) and in which the smoothing via a capacitor (C 21), and then the operational amplifier (OP 20) inversion of the () The control is performed to a predetermined value by amplifying the secondary compared with the input reference voltage, and then input it to the base of the transistor Q 20 of the selection circuit 14 which is a differential amplifier.
또한, 출력전압제어부(13)는 승압트랜스(T1)의 1차측코일 양단전압의 파형을 축소한 신호 즉 2차측 보조코일의 양단전압 파형(스위칭소자의 양단전압 파형을 간접적으로 측정할 수 있다.)을 다이오드(D21) 커패시터(C23)를 거쳐 평활시킨 다음 이를 연산증폭기(OP21)의 반전단자에 입력시킨다.In addition, the output voltage controller 13 may indirectly measure a signal obtained by reducing the waveform of the voltage across the primary coil of the boosting transformer T 1, that is, the voltage waveform across the secondary coil (both voltage waveforms of the switching element). .) Is smoothed through the diode (D 21 ) capacitor (C 23 ) and then input to the inverting terminal of the operational amplifier (OP 21 ).
이 연산증폭기(OP21)는 이를 비반전단자에 입력된 기준전압원과 비교하여 2차를 증폭하므로써 소정치가 되도록 제어한 다음 이를 차동증폭기인 선택회로(14)의 트랜지스터(Q21)의 베이스에 입력시킨다. 이어 입력전류 제어부(12)와 출력전압제어부(13)의 출력신호는 선택회로(14)의 트랜지스터(Q20)(Q21)를 각각 온/오프(ON/OFF)시키므로써 펄스발생부(8)의 연산증폭기(OP1)의 비반전단자에 입력되는 펄스폭 제어신호 전압을 조정하여 스위칭소자(Q1)의 양단에 설정된 일정치 이상의 전압이 인가되는 것을 방지한다.The operational amplifier OP 21 compares it with a reference voltage source input to the non-inverting terminal and controls the resultant amplifier to a predetermined value by amplifying the secondary. The operational amplifier OP 21 is then applied to the base of the transistor Q 21 of the selection circuit 14 which is a differential amplifier. Enter it. The output signals of the input current control unit 12 and the output voltage control unit 13 turn on / off the transistors Q 20 and Q 21 of the selection circuit 14, respectively. By adjusting the pulse width control signal voltage input to the non-inverting terminal of the operational amplifier (OP 1 ) of)) to prevent the application of a voltage higher than a predetermined value at both ends of the switching element (Q1).
그리고 제2도의 경우에 있어서, 제1전압 평활부(17)와 선택회로(19) 및 펄스폭 제어신호 발생부(20)는 제1도의 입력전류제어부(12)와 동일하게 동작을 행하며 결국 검출된 입력전류에 의해 스위칭소자(Q1)의 구동신호인 펄스발생부(8)의 펄스폭 제어신호를 출력한다.In the case of FIG. 2, the first voltage smoothing unit 17, the selection circuit 19, and the pulse width control signal generator 20 operate in the same manner as the input current control unit 12 of FIG. The pulse width control signal of the pulse generator 8 which is the drive signal of the switching element Q 1 is output by the input current.
또한 제2전압평활부(18)와 선택회로(19) 및 펄스폭 제어신호발생부(20)는 제1도의 출력전압 제어부(13)와 동일하게 동작을 행하며 검출된 출력전압에 따라 스위칭소자(Q1)의 양단에 설정된 일정전압 이상의 것이 인가되지 않도록 한다. 그러나, 상기 종래기술은 다음과 같은 단점이 있었다. 즉, 검출된 입력전류와 승압트랜스의 2차측 보조코일에 의해 검출된 스위칭소자의 양단전압을 혼합하여 인버터의 정전력출력을 얻기란 힘들다. 왜냐하면 출력측의 마그네트론은 제품마다 각기 다른 특성을 갖고 있기 때문이다. 또한 마그네트론의 초기 구동시의 높은 임피던스로인해 스위칭소자의 양단에 고전압이 인가되어 스위칭 소자가 파손될 수 있는 문제점도 있다.In addition, the second voltage smoothing unit 18, the selection circuit 19, and the pulse width control signal generator 20 operate in the same manner as the output voltage control unit 13 of FIG. 1 and according to the detected output voltage. Do not apply more than the constant voltage set at both ends of Q 1 ). However, the prior art had the following disadvantages. That is, it is difficult to obtain the constant power output of the inverter by mixing the detected input current and the voltage of both ends of the switching element detected by the secondary coil of the boost transformer. This is because the magnetron on the output side has different characteristics. In addition, due to the high impedance during the initial driving of the magnetron, a high voltage may be applied to both ends of the switching device, thereby causing the switching device to be damaged.
본 발명은 상기 단점을 제거키 위한 것으로, 인버터의 승압트랜스 2차측 보조코일과 마그네트론에 흐르는 전류를 각각 이용하여 마그네트론의 초기 동작시에도 스위칭소자를 안전하게 구동할 수 있을 뿐만아니라 입력전압의 변동과 무관하게 일정한 전력을 출력할 수 있는 인버터 전자레인지를 제공하는데 그 목적이 있다.The present invention is to eliminate the above disadvantages, by using the current flowing through the boost transformer secondary side coil and the magnetron, respectively, it is possible to safely drive the switching element during the initial operation of the magnetron as well as independent of the change in input voltage It is an object of the present invention to provide an inverter microwave oven capable of outputting a constant power.
상기 목적을 달성하기 위하여 본 명은 인버터 구동형 전자레인지 회로에 있어서, 인버터의 스위칭소자를 구동하는 스위칭소자 구동부와, 상기 스위칭소자 구동부에 구동용 소정간격의 펄스신호를 발생하여 제공하는 펄스발생부와, 인버터내 승압트랜스의 2차측 보조코일의 출력전압이 일정치 이상으로 검출되면 상기 펄스발생부의 출력펄스의 폭이 감소되도록 하는 펄스폭 제어신호를 일정시간동안 유지시켜 상기 펄스발생부에 출력하는 스위칭 소자 보호회로와, 마그네트론의 애노드에 흐르는 전류에 의해 유기된 전압이 일정치 이상으로 검출되면 상기 펄스발생부의 출력펄스의 폭이 감소되도록 하는 펄스폭 제어신호를 일정시간동안 유지시켜 상기 펄스발생부에 출력하는 정전력 출력 제어회로를 포함한다.In order to achieve the above object, the present invention provides an inverter-driven microwave oven circuit, comprising: a switching element driver for driving a switching element of an inverter, a pulse generator for generating and providing a pulse signal at a predetermined interval for driving the switching element driver; When the output voltage of the secondary side auxiliary coil of the boost transformer in the inverter is detected to be higher than a predetermined value, the switching maintains a pulse width control signal for reducing the width of the output pulse of the pulse generator for a predetermined time and outputs it to the pulse generator. When the voltage induced by the element protection circuit and the current flowing through the anode of the magnetron is detected to be greater than or equal to a predetermined value, a pulse width control signal for reducing the width of the output pulse of the pulse generator is maintained for a predetermined time. And a constant power output control circuit for outputting.
이를 첨부된 제3도를 참조하여 상술하면 다음과 같다.This will be described below with reference to the accompanying FIG. 3.
제3도는 상용교류전원부(1)와, 상용교류전압을 전파 정류하는 브릿지 다이오드(2)와, 코일(L1) 및 커패시터(C1)로 이루어지고 전파정류된 맥동직류전압을 평활화시키는 평활부(3)와, 공진용콘덴서(C2)와 댐핑용 다이오드(D1)와 스위칭소자(Q1) 및 승압트랜스(T1)로 이루어지고 평활부(3)의 출력신호를 입력하여 고전압으로 변환시키는 인버터(4)와, 상기 승압트랜스(T1)의 2차측에 접속되고 인버터(4)의 출력전압을 반파 배압시키는 반파배전압부(5)와, 상기 승압트랜스(T1)의 2차측과 반파배전압부(5)에 접속되어 필라멘트 가열전력 및 구동전력을 공급받으므로써 고주파를 발생하는 마그네트론(6)과, 상기 인버터(4)내의 스위칭소자(Q1)를 구동하는 스위칭소자 구동부(7)와, 톱니파 발생기(11)와 연산증폭기(OP1)와 저항(R2-R4) 및 커패시터(C4)로 이루어지고 상기 스위칭소자 구동부(7)에 구동용 소정폭의 펄스신호를 출력하는 펄스발생부(8)와, 비교부(9a)와 궤환부(9b)를 포함하고 연산증폭기(OP2)와 저항(R5-R11)과 다이오드(D4-D6)와 커패시터(C5)로 이루어지며 승압트랜스(T1)의 2차측 보조코일과 펄스발생부(8)사이에 접속되어 스위칭소자의 양단전압을 나타내는 상기 2차측 보조코일의 전압이 일정치 이상으로 검출되면 펄스발생부(8)에 출력펄스폭이 감소되도록 펄스폭 제어신호를 출력하는 스위칭소자 보호회로(9)와, 비교부(10a)와 궤환부(10b)를 포함하고 연산증폭기(OP3)와 저항(R12-R16)과 다이오드(D8-D10)와 커패시터(C6)로 이루어지고 마그네트론(6)의 애노드에 흐르는 전류에 의해 유기된 전압이 일정치 이상으로 검출되면 펄스발생부(8)에 출력펄스폭이 감소되도록 펄스폭 제어신호를 출력하는 정전력출력 제어회로(10)로 구성된 것이다. 이것의 동작은 다음과 같다.3 is a smoothing part comprising a commercial AC power supply 1, a bridge diode 2 for full-wave rectifying a commercial AC voltage, and a coil L 1 and a capacitor C 1 and smoothing the full-wave rectified pulsating DC voltage. (3) and a resonant capacitor (C 2 ), a damping diode (D 1 ), a switching element (Q 1 ) and a boost transformer (T 1 ), and inputs the output signal of the smoothing part (3) to a high voltage. An inverter 4 to be converted, a half-wave double voltage unit 5 connected to the secondary side of the boost transformer T 1 to half-back double the output voltage of the inverter 4, and two of the boost transformer T 1 . A magnetron 6 that generates high frequency by being connected to the vehicle side and the half-wave voltage unit 5 and supplied with filament heating power and driving power, and a switching element driver for driving the switching element Q 1 in the inverter 4. 7, the sawtooth wave generator 11, the operational amplifier (OP 1 ), the resistor (R 2- R 4 ) and the capacitor (C 4 ) And a pulse generator 8 for outputting a pulse signal of a predetermined width to the switching element driver 7, a comparator 9a and a feedback unit 9b, and an operational amplifier OP 2 and a resistor ( R 5 -R 11 ), a diode (D 4 -D 6 ), and a capacitor (C 5 ), which are connected between the secondary coil of the boost transformer (T 1 ) and the pulse generator (8), both ends of the switching element. A switching element protection circuit 9 for outputting a pulse width control signal so that the output pulse width is reduced to the pulse generator 8 when the voltage of the secondary auxiliary coil indicating the voltage is higher than or equal to a predetermined value; ) And feedback (10 b ) and consists of operational amplifier (OP 3 ), resistor (R 12 -R 16 ), diode (D 8 -D 10 ) and capacitor (C 6 ) and anode of magnetron (6) When the induced voltage is detected by the current flowing in the predetermined value or more, the pulse width control signal is output to the pulse generator 8 so that the output pulse width is reduced. It is configured to output constant power control circuit 10 for. Its operation is as follows.
먼저, 고주파를 발생하는 마그네트론(6)의 전기적 특성은 제5도와 같이 문턱전압 이하에서는 흐르는 전류가 거의 없으며 문턱전압을 넘어서면 흐르는 전류가 급격히 많아져서 소비전력이 비선형적으로 크게 증가하게 된다.First, the electrical characteristics of the magnetron 6 generating high frequency have almost no current flowing below the threshold voltage as shown in FIG. 5, and when the threshold voltage is exceeded, the current flowing rapidly increases and the power consumption increases nonlinearly.
즉, 마그네트론(6)의 구동초기 상태인 필라멘트가 가열되지 않은 상태에서는 마그네트론(6)의 애노드와 캐소드간에 큰 전압이 걸려도 흐르는 전류는 거의 없다.That is, in the state where the filament which is the initial driving state of the magnetron 6 is not heated, there is almost no current flowing even when a large voltage is applied between the anode and the cathode of the magnetron 6.
제4a도 내지 제4c도는 시간축(t)에 대해 필라멘트가 가열된 사간(실시예에서는 약2초) 이전과 이후로 구분하여 마그네트론(6)의 애노드와 캐소드간 전압파형과 마그네트론(6)의 애노드전류파형 및 마그네트론(6)의 소비전력 파형을 각각 나타낸것이다.4a to 4c show the voltage waveform between the anode and the cathode of the magnetron 6 and the anode of the magnetron 6, divided into before and after the filament heating time (about 2 seconds in the embodiment) about the time axis t. Current waveforms and power consumption waveforms of the magnetron 6 are shown, respectively.
따라서, 구동초기의 필라멘트 가열시간 이전에는 마그네트론(6)의 애노드에는 전류가 흐르지 않지만 승압트랜스(T1)의 2차측 보조코일에는 스위칭소자(Q1)의 양단 공진전압 파형과 같은 파형이 나타난다. 이때 보조코일의 전압이 일정치 이상으로 상승하면 스위칭소자 보호회로(9)의 비교기인 연산증폭기(OP2)의 출력 즉 펄스폭 제어신호가 로우상태로 나타나서 펄스발생부(8)의 비교기인 연산증폭기(OP1)의 비반전입력단자에는 이전보다 약간 낮은 레벨의 신호전압이 인가된다.Therefore, the current does not flow to the anode of the magnetron 6 before the filament heating time of the initial driving time, but the secondary auxiliary coil of the boost transformer T 1 has the same waveform as the resonance voltage waveform at both ends of the switching element Q 1 . At this time, when the voltage of the auxiliary coil rises above a certain value, the output of the operational amplifier OP 2 , that is, the comparator of the switching element protection circuit 9, that is, the pulse width control signal appears in a low state, so that the operation of the comparator of the pulse generator 8 is performed. The non-inverting input terminal of the amplifier OP 1 is applied with a signal voltage of a level slightly lower than before.
이에따라 스위칭소자(Q1)의 온되는 시간은 감소되어 공진전압파형의 피크-피크 값은 작아지고 스위칭소자(Q1)의 양단전압은 줄어들지만 비반전단자는 다이오드(D6)와 저항(R10) 및 커패시터(C5)에 의해 정궤환(Positive Feedback)되어 있으므로 커패시터(C5)에 충전된 전하가 저항(R10)을 통해 방전될때 까지의 일정시간(실시예에서는 약 10sec)동안 계속 비교기인 연산증폭기(OP2)의 출력을 로우상태로 유지시킨다. 방전이 끝나면 연산증폭기(OP2)의 출력은 오픈(open) 상태가 되고 이어 펄스폭 제어신호로서 기준전압원 저항(R7)(R8)에 의한 분배전압이 비반전단자를 통해 펄스발생부(8)의 연산증폭기(OP1)의 비반전단자에 출력하여 스위칭소자(Q1)가 큰 온시간을 갖도록 펄스발생부(8)는 큰 폭을 갖는 구형파를 스위칭소자 구동부(7)에 출력한다.Accordingly, the on time of the switching element Q 1 is reduced, so that the peak-peak value of the resonant voltage waveform decreases and the voltage between both ends of the switching element Q 1 decreases, but the non-inverting terminal has a diode D 6 and a resistor R. 10), and continued for a capacitor (C 5) positive feedback (positive feedback) it is because a capacitor (C 5) a predetermined time (carried about 10sec) in the example of until discharged through the charge is a resistance (R 10 charge) by the The output of the operational amplifier OP 2 , which is a comparator, is kept low. After the discharge is completed, the output of the operational amplifier OP 2 is in an open state, and as a pulse width control signal, the divided voltage by the reference voltage source resistor R 7 (R 8 ) is transmitted through the non-inverting terminal. The pulse generator 8 outputs a square wave having a large width to the switching element driver 7 so that the switching element Q 1 has a large on time by outputting the non-inverting terminal of the operational amplifier OP 1 of FIG. .
또다시 스위칭소자(Q1)의 양단전압, 즉 승압트랜스(T1)의 2차측 보조코일에 일정전압 이상이 걸리면 상기 경우처럼 동작을 되풀이하여 고임피던스가 걸리는 초기 필라멘트 가열시간(약 2초간)동안 스위칭소자(Q1) 양단에 인가되는 전압의 크기를 제한하므로써 스위칭소자(Q1)를 보호하게 된다. 마그네트론(6)의 필라멘트가 가열된 이후엔 마그네트론(6)의 애노드전류크기에 따라 정전력 출력제어회로(10)가 스위칭소자 보호회로(9)와 같은 동작을 하여 마그네트론(6)의 애노드에 일정량의 전류가 흐르도록 제어하게 된다.When the voltage between both ends of the switching element Q 1 , that is, the secondary coil of the boosting transformer T 1 is over a certain voltage, the initial filament heating time in which the high impedance is applied by repeating the operation as in the above case (for about 2 seconds) By limiting the size of the voltage across the switching device (Q 1) for thereby protecting the switching element (Q 1). After the filament of the magnetron 6 is heated, according to the anode current size of the magnetron 6, the constant power output control circuit 10 operates like the switching element protection circuit 9 so that a certain amount of the anode of the magnetron 6 is heated. It controls the flow of current.
따라서, 종래기술과 같이 입력측인 상용교류전원부(1)의 입력전류에 의한 출력제어보다 안정되게 일정정전력을 출력하게 된다. 여기서, 스위칭소자 보호회로(9)내의 다이오드(D6)와 저항(R10) 및 커패시터(C5)로 이루어진 충방전동작을 하는 정궤환부(9a)의 역할은 다음과 같다.Therefore, as in the prior art, the constant constant power is output more stably than the output control by the input current of the commercial AC power supply unit 1 on the input side. Here, the role of the positive feedback portion 9a for charging and discharging operations including the diode D 6 , the resistor R 10 , and the capacitor C 5 in the switching device protection circuit 9 is as follows.
즉, 스위칭소자(Q1)의 양단전압을 감지하는 승압트랜스(T2)의 2차측 보조코일의 전압크기는 발진주파수(약 25KHZ-50KHZ) 만큼의 변동이 있으며 이에따른 스위칭소자(Q1)의 온동작시간의 변동은 스위칭소자(Q1)를 불완전영역에서의 소정시간동안 동작하게 하여 해소하므로써 음향 노이즈(Sound Noise)의 발생을 방지하게 된다.That is, the voltage size of the secondary coil of the boost side transformer T 2 that senses the voltage across the switching element Q 1 varies by the oscillation frequency (about 25KHZ-50KHZ), and thus the switching element Q 1 . The fluctuation in the on-operation time can be avoided by operating the switching element Q 1 for a predetermined time in an incomplete region, thereby preventing the occurrence of sound noise.
이상과 같이 본 발명에 의하면 다음과 같은 효과가 있다.As described above, the present invention has the following effects.
첫째, 상용교류전원부로 부터 입력되는 전압의 변동에도 불구하고 마그네트론의 출력전류에 따른 정전력 출력제어회로의 동작으로 일정한 전력을 출력할 수 있다.First, despite the variation of the voltage input from the commercial AC power supply unit, it is possible to output a constant power by the operation of the constant power output control circuit according to the output current of the magnetron.
둘째, 초기의 작동시에는 스위칭 소자의 양단전압과 같은 승압트랜스의 2차측 보조코일의 전압의 검출에 따른 스위칭소자 보호회로의 동작으로 스위칭소자의 양단전압을 제한하므로써 스위칭소자의 파손을 방지한다.Second, in the initial operation, the switching element protection circuit is operated by the operation of the switching element protection circuit according to the detection of the voltage of the secondary coil of the boosting transformer, such as the voltage of both ends of the switching element, thereby preventing damage to the switching element.
세째, 스위칭소자 보호회로와 정전력 출력제어 회로의 비교기인 연산증폭기들의 출력과 입력측에 마련된 궤환회로에 의해 음향 노이즈를 방지할 수 있게 된다.Third, acoustic noise can be prevented by the feedback circuits provided on the output and the input sides of the operational amplifiers, which are comparators of the switching element protection circuit and the constant power output control circuit.
Claims (2)
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|---|---|---|---|
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Family Applications (1)
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1990
- 1990-12-31 KR KR1019900022588A patent/KR930011813B1/en not_active IP Right Cessation
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| KR920014359A (en) | 1992-07-30 |
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