KR900002385B1 - Ccd floating element output stages providing low reset noise with signal sampling - Google Patents
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Abstract
Description
제 1 도는 필드전송 형식의 CCD이미지어와 함께 사용되는 본 발명의 신호 재생 시스템의 개략회로도.1 is a schematic circuit diagram of a signal reproducing system of the present invention used with a CCD imager in a field transfer format.
제 2 도는 부동확산영역을 리세트드레인 전위로 리세트 하는 상태를 도시한 전윤곽의 도면.Fig. 2 is a diagram of the entire contour showing a state of resetting the floating diffusion region to the reset drain potential.
제 3 도는 제 4 도 및 제 5 도는 본 발명의 소자로서 완성된 부동확산영역을 리세트드레인 전위와 다른 채널 내 전위로 리세트 하는 개개의 대표적인 방법을 도시한 전위형태의 도면.Figures 3 and 4 and 5 are potential form diagrams illustrating individual representative methods for resetting the completed floating diffusion region to a potential in a channel different from the reset drain potential as the device of the present invention.
제 6 도는 제 2 도에 대하여, 부동확산영역을 리세트드레인 전위로 리세트하는 바람직한 타이밍을 도시한 도면FIG. 6 shows a preferred timing for resetting the floating diffusion region to the reset drain potential with respect to FIG.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for main parts of the drawings
10 : CCD이미지어 14 : 부동확산영역 (부동소자)10: CCD imager 14: Floating diffusion area (floating device)
18, 20 : 리세트게이트 21 : dc게이트(14, 18, 20, 21 :출력단)18, 20: reset gate 21: dc gate (14, 18, 20, 21: output stage)
30 : 미분회로(필터링 수단) 31 : 직렬 아암 캐패시터30: differential circuit (filtering means) 31: series arm capacitor
32 : 병렬 레그 저항기 40 : 샘플 홀드 회로(동기 검파기)32: parallel leg resistor 40: sample hold circuit (synchronous detector)
본 발명은 CCD카메라의 영상 응답에 수반되는 노이즈를 감소시킴과 아울러 2회 샘플링을 방지하는 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a device for reducing noise accompanying an image response of a CCD camera and preventing double sampling.
본 명세서에 있어서, 전하전송장치에 관한 설명은 통상적으로 다음과 같은 국제협정에 따르고 있다. 즉 장치의 게이트 전극이 배치되는 반도체 기판의 표면은 그 게이트 전극이 기체 표면에 관하여 상이하게 배향될 수 있다고 하더라도, 장치의 "상면"이라고 규정된다. 또한, 본 명세서에서는 "하" 및 "상"의 용어가 사용되고 있다.In the present specification, the description of the charge transfer device is generally in accordance with the following international agreement. That is, the surface of the semiconductor substrate on which the gate electrode of the device is disposed is defined as the "top surface" of the device, even though the gate electrode may be oriented differently with respect to the substrate surface. In this specification, the terms "bottom" and "top" are used.
통상, CCD의 부동확산 출력단은 이 부동확산 출력단에 접속된 게이트 전극을 가진 금속절연물 반도체 전계효과 트렌지스터(MISFET)와 통합하여 구성되어 있다. 부동확산영역의 전위를 측정하기 위하여, 트랜지스터는 전위계로서 공통드레인(또는 공통 소스)구성으로 동작된다. 이런 전위는 부동확산영역하의 전위웰(Potential Well)중에 있는 전하를 나타낸다. 이런 전위의 측정은 리세트 기간에 마련한 신호 샘플링 기간중에 불연속적으로 행하여진다.Usually, the floating diffusion output stage of a CCD is comprised integrally with the metal insulator semiconductor field effect transistor (MISFET) which has the gate electrode connected to this floating diffusion output stage. In order to measure the potential of the floating diffusion region, the transistor is operated in a common drain (or common source) configuration as an electrometer. This potential represents the charge in the potential well under the floating diffusion region. This potential measurement is performed discontinuously during the signal sampling period provided in the reset period.
이와 같은 리세트 기간중에, 부동확산영역은 MISFET에 의하여 리세트 드레인에서 기준전위에 클램프된다. 더욱 구체적으로 말하자면, 부동확산영역도 이런MISFET 동작에서 실질상의 소스가 되고, 이런 MISFET 동작은 부동확산영역과 리세트, 드레인과의 사이에 배치된 리세트게이트 전극에 공급되는 전위에 응답하여 생긴다. 리세트펄스에 대한 전위의 응답이 부동확산영역상에서 유도되는 것을 방지하기 위하여, 부동확산영역과 리세트 전극의 사이에 별도의 게이트 전극을 삽입하고, 이 별도의 게이트 전극에 직접 전위를 인가하는 방법이 일반적으로 행하여지고 있다.During this reset period, the floating diffusion region is clamped to the reference potential at the reset drain by the MISFET. More specifically, the floating diffusion region is also a practical source in such MISFET operation, and this MISFET operation occurs in response to the potential supplied to the reset gate electrode disposed between the floating diffusion region and the reset and drain. In order to prevent the response of the potential to the reset pulse from being induced on the floating diffusion region, a method of inserting a separate gate electrode between the floating diffusion region and the reset electrode and applying a potential directly to the separate gate electrode This is generally done.
부동확산영역을 리세트드레인의 전위에 주기적으로 클램프하는 리세트 동작은 "리세트"노이즈로 불리우는 형식의 노이즈가 발생하는 점에서 바람직하지 않다. 이런 리세트노이즈는 일 리세트 기간으로부터 타의 리세트 기간까지 부동확산영역상에 잔존하는 전위의 변동으로서 나타난다. 리세트노이즈는 부동확산 출력단을 갖는 전하전송장치와 마찬가지로, 부동 게이트 출력단을 갖는 전하전동장치에 있어서도 문제가 된다. 리세트노이즈는 CCD이미지어와 같은 전하전송장치의 출력신호의 높은 비디오 주파수에 있어서 강하게 나타나는 노이즈이다. 리세트노이즈는 일반적으로 부동확산영역에 연속되는 MISFET 전위계단에 있어서의 노이즈 보다도 약 8db크다. 낮은 비디오 주파수로서는 플리커(혹은 "1/f")노이즈가 강하에 된다. 플리커 노이즈는 MISFET 전위계단에서 나타난다.The reset operation of periodically clamping the floating diffusion region to the potential of the reset drain is undesirable in that noise of a type called "reset" noise occurs. This reset noise appears as a change in the potential remaining on the floating diffusion region from one reset period to another reset period. The reset noise is a problem in the charge transfer apparatus having the floating gate output stage as well as the charge transfer apparatus having the floating diffusion output stage. Reset noise is noise that appears strongly at high video frequencies of output signals of charge transfer devices such as CCD imagers. The reset noise is generally about 8 db larger than the noise in the MISFET potential step that is continuous in the floating diffusion region. As a low video frequency, flicker (or "1 / f") noise drops. Flicker noise appears in the MISFET potentiometer.
영상 출력신호를 샘플홀드회로에 공급하는 것은 알려져 있다. 이와같은 회로는 영상출력신호의 샘플기간 중에 샘플하고, 샘플과 샘플과의 기간에 걸쳐서 그 샘플을 홀드한다. 샘플홀드회로의 응답성은 그것이 수신하는 영상출력신호에 비교하여 베이스 밴드(1차 고조파 스펙트럼)의 내용이 증대하고, 고차 고조파 스펙트럼의 내용이 감소하는 특성을 가지고 있다. 영상출력신호의 듀티.사이클과 후속하는 증폭처리 기간중에 혼합되는 노이즈 듀티.사이클은 샘플링과 홀딩의 기간 중에 서로 같아지게 한다. 그 때문에, 신호대 노이즈는 이와 같은 증폭기간 중, 그다지 큰 해는 받지 않는다. 이 처리를 본 발명에 있어서, "단일 샘플링"이라고 칭한다.It is known to supply an image output signal to a sample hold circuit. Such a circuit samples during the sample period of the image output signal and holds the sample over the sample-to-sample period. The responsiveness of the sample hold circuit is characterized in that the content of the base band (first harmonic spectrum) is increased and the content of the higher harmonic spectrum is reduced compared to the image output signal it receives. The duty duty cycle of the video output signal and the noise duty cycle mixed during the subsequent amplification processing period become equal to each other during the sampling and holding period. Therefore, signal-to-noise is not so much harmed among such amplifiers. This process is referred to as "single sampling" in the present invention.
플리커 및 리세트 쌍방의 노이즈를 감소시킬 경우 서로 관련된 2회 샘플링이 실행되도록 되었다. 이 처리에서는 CCD이미지어 출력 레지스터의 각 클록.사이클에 있어서, 리세트노이즈에 의존하나 신호에는 의존하지 않은 전하가 부동확산영역의 하에 유도되는 전위 웰중에 존재하는 초기에, 상기 부동확산영역의 신호가 샘플된다. 이어서 리세트노이즈 및 신호의 양측에 의존하고 전하가 부동확산영역상에 있는 제 2 의 시점에서 신호가 샘플되고 이어서 한쌍의 각 샘플은 합성되어, 리세트노이즈가 억제되어서 실질적으로 신호에만 의존하는 샘플이 발생된다.Reducing the noise of both flicker and reset allows two times of sampling to be performed. In this process, in each clock and cycle of the CCD imager output register, a signal of the floating diffusion region initially exists in a potential well induced in the potential diffusion induced under the floating diffusion region depending on the reset noise but not on the signal. Is sampled. The signal is then sampled at a second time point that depends on both sides of the reset noise and the signal and the charge is on the floating diffusion region, and then each pair of samples is synthesized so that the reset noise is suppressed so as to depend substantially on the signal. Is generated.
상호 관련된 2회 샘플링은 전하전송장치의 출력단의 샘플링 율이 커지면 실용적이 못된다. 펄스폭은 좁아지고, 또 펄스간격은 부동확산영역 혹은 부동 게이트 출력의 하의 전하평형을 위하여 필요로 하는 시간에 따라서 제한되는 한계로 향하여 짧게 된다. 출력 레지스터의 클록율이 수메가헬쯔 이상으로 상승하면, 서로 관련하는 2회 샘플링의 실시는 곤란해진다. 본 발명자는 상관 이중 샘플링에 의하여, 이미지어 장치로 100KHz의 클록율로서 노이즈가 20db 이상 감소하나, 1MHz의 클록율로서는 3내지 6db이상 노이즈를 감소시키는 것은 곤란한 것을 발견하였다.Correlated double sampling becomes impractical as the sampling rate of the output stage of the charge transfer device becomes large. The pulse width is narrowed, and the pulse interval is shortened to a limit which is limited according to the time required for charge balancing under the floating diffusion region or the floating gate output. If the clock rate of the output register rises above a few megahertz, it becomes difficult to perform two times of sampling. The present inventor has found that, by correlated double sampling, noise is reduced by 20 dB or more at a clock rate of 100 KHz with an imager device, but it is difficult to reduce noise by 3 to 6 db or more at a clock rate of 1 MHz.
1982년 5월 18일로 L.N.Devy의 미합중국 특허 제4,330,753호, 발명의 명칭 "전하전송장치로부터 신호를 재생하기 위한 방법 및 장치"의 명세서중에는 전하전송장치의 출력단으로부터 비교적 노이즈가 업는 정보신호를 얻기 위한 방법이 제시되어 있다. 이 방법에서는 규칙적으로 샘플링하는 전위계단으로부터의 출력신호는 대역통과 필터로 여파되어서 전위계단의 클록 주파수의 고조파의 양측에 자리하는 양측대파 진폭변조의 측대파를 분리한다. 개개의 측대파는 그 클록 주파수의 고조파로 동작하는 전환복조기를 사용하여 동기 검파된다. 동기 검파된 AM 측대파의 베이스 밴드.스팩트럼은 관련된 고조파 스펙트럼부터 분리된다. 이런 베이스 밴드스팩트럼은 영상 출력신호의 베이스 밴드 스펙트럼보다도 오히려 동기 검파전에 대역통과여파에 의하여 억제된 전하전송장치로 부터의 출력신호로서 사용된다. Davy씨의 특허명세서에 제시되고 있는 방법은 노이즈를 억압하는데 유효하였다.US Patent No. 4,330,753 to LNDevy, entitled, "Method and Apparatus for Reproducing Signals from Charge Transfer Devices," issued May 18, 1982, for obtaining a relatively noisy information signal from the output of the charge transfer device. The method is presented. In this method, the output signal from the potential step that is regularly sampled is filtered by a band pass filter to separate the side bands of both side wave amplitude modulations located on both sides of the harmonics of the clock frequency of the potential step. Individual sidebands are synchronously detected using a switching demodulator operating at the harmonics of that clock frequency. Baseband of synchronously detected AM sidebands. The spectrum is separated from the associated harmonic spectrum. This baseband spectrum is used as the output signal from the charge transfer device suppressed by the bandpass filter before the synchronous detection rather than the baseband spectrum of the image output signal. The method presented in Davy's patent specification was effective in suppressing noise.
또 그 명세서에서는, 리세트노이즈가 무시되고 있으나, 전술한 바와 같이, 부동 게이트 혹은 부동확산 출력단을 가진 반도체 이미지어에 있는 노이즈의 주된 원천이 되고 있다. 리세트노이즈는 광대역이고 반도체 이미지어 출력에 공급되는 비디오.샘플의 고조 주파수 스팩트럼에 걸쳐서 퍼지고 있다. 그 결과, 이미지어 출력 샘플로부터 비디오신호를 재생하기 위하여 클록 주파수의 고조파를 둘러싸는 측대파의 동기검파가 사용되어 있어도, 리세트노이즈가 노이즈의 주된 원인이 된다. 상기 Davy씨의 특허 명세서에서는 리세트펄스의 관통 결합의 감소만을 취급하고 있으나, 본 발명에서는, 리세트노이즈가 리세트펄스의 단순한 관통 결합을 대상으로 하고 있는 것은 아니다.In the specification, reset noise is ignored, but as described above, it is a main source of noise in a semiconductor imager having a floating gate or a floating diffusion output stage. The reset noise is wideband and spreads over the harmonic frequency spectrum of the video and samples supplied to the semiconductor imager output. As a result, the reset noise is a major cause of noise even when the sideband synchronous detection that surrounds the harmonics of the clock frequency is used to reproduce the video signal from the imager output samples. In Davy's patent specification, only the reduction of the through-pulse coupling of the reset pulse is dealt with, but in the present invention, the reset noise is not intended to be the simple through-bonding of the reset pulse.
본원 발명자는 CCD이미지어 출력신호가 샘플링 홀드전에 고역 통과 필터로 여파되는지, 혹은 미분되면, 샘플 및 홀드회로는 영상출력신호의 고조파 스팩트럼을 동기 검파의 주파수 영역에 있는 베이스 밴드, 스팩트럼 성분으로 변환하는 것을 발견하였다. 그 결과, 영상출력신호를 고역 통과필터로 여파함에도 불구하고, 영상의 저주파성분은 회복된다. 또한 홀드 동작은 영상출력신호의 고조파 스팩트럼 성분의 피크에 응답하고 평균 절대치에는 응답하지 않는다. 그 때문에, 기대되는 처리의 변환 효율은 Davy씨의 특허명세서에 기술되고 있는 동기검파에 있어서보다 현저하게 행상한다. 이런 처리에서는 홀드를 행함이 없이 직접샘플링이 후속하여 행해지고, 저역통과 필터에 의하여 검파의 응답성이 평활화 된다.When the CCD imager output signal is filtered or differentiated by the high pass filter before sampling and hold, the sample and hold circuit converts the harmonic spectrum of the image output signal into baseband and spectrum components in the frequency domain of synchronous detection. I found that. As a result, even though the image output signal is filtered by the high pass filter, the low frequency component of the image is recovered. The hold operation also responds to the peak of the harmonic spectrum component of the image output signal and does not respond to the average absolute value. For this reason, the conversion efficiency of the expected processing is significantly higher than in the synchronization detection described in Davy's patent specification. In this processing, direct sampling is subsequently performed without holding, and the response of detection is smoothed by a low pass filter.
본원 출원인 인 알씨에 코포오레이숀의 David Sarnoff은 WF,kosonocky씨 및 J.E.Carnes씨는 1975년 9월 발행의 RCA Review Vol 36.pp 566 - 593 페이지의 "전하 결합장치의 기초 개념"(Basic Concepts of Chorge-Coapled Devices)의 논문에는, 부동확산영역을 게이트에 의하여 주어지는 장벽전위에 리세트하는 것이 제시되고 있다. 이 게이트는 직류전위에 의하여 바이어스되어, 부동확산영역과 리세트게이트로서 동작하는 게이트의 사이에 삽입되어 있다. 즉, 부동확산영역은 전하전송 채널의 종단에 있는 드레인 전위가 아니고, 그 부동확산영역이 배치되는 전하전송 채널내의 채널 전위에 리세트된다. 부동확산영역을 리세트하는 이런 방법은 변조전달함수(MTE)에 저주파 왜곡을 도입함으로, 통상 실용적이 못된다하여 채용되고 있지 않다. 출력단이 통상적으로 처리된 출력샘플을 갖고, 클록의 관통결합을 억제하기 위하여 샘플 홀드회로가 사용되고 있을 때에는, 드레인 전압보다 오히려 채널내의 전압에 리세트된 부동확산출력을 갖는 CCD이미지어로부터의 비디오 샘플에 의하여 얻어지는 TV표시중에서는 어두운 영상영역에 들어가는 밝은 영역의 꼬리끝부분의 번짐이 눈에 띄게 된다.Applicant David Sarnoff of R. Copoorsion, WF, kosonocky and JECarnes, published the September 1975 issue of RCA Review Vol 36.pp 566-593, "Basic Concepts of Charge Couplers." In the paper by Chorge-Coapled Devices, a reset of the floating diffusion region to the barrier potential given by the gate is presented. The gate is biased by the direct current potential and is inserted between the floating diffusion region and the gate operating as the reset gate. That is, the floating diffusion region is not reset to the drain potential at the end of the charge transfer channel, but is reset to the channel potential in the charge transfer channel in which the floating diffusion region is disposed. This method of resetting the floating diffusion region is not adopted because it introduces low frequency distortion into the modulation transfer function (MTE), which is usually not practical. When the output stage has a processed output sample and a sample hold circuit is used to suppress clock coupling, the video sample from the CCD imager has a floating diffusion output reset to the voltage in the channel rather than the drain voltage. In the TV display obtained by, the blurring of the tail end of the bright area that enters the dark image area becomes noticeable.
본원 발명자는 상기 Kosonocky씨 및 Carnes씨의 논문에 제시된 리세트처리에 있어서 저주파 왜곡은 CCD이미지어 출력신호의 주파수 스팩트럼의 베이스밴드부분만에 악영향을 미치는 것을 발견하였다. 베이스 밴드(혹은 적어도 왜곡부분이 나타나는 것보다 낮은 주파수)는 샘플 및 홀드에 앞서 억제되어서 상호간격이 없는 신호가 발생된다면, Kosonocky씨 및 Carnes씨의 처리에 대한 왜곡은 샘플 및 홀드출력응답중에 나타나지 않는다.The inventors found that the low frequency distortion in the reset process presented in the papers of Kosonocky and Carnes adversely affects only the baseband portion of the frequency spectrum of the CCD imager output signal. If the baseband (or at least a lower frequency than the distortion appears) is suppressed before the sample and hold, so that a signal with no gaps is generated, the distortion of Kosonocky's and Carnes' processing does not appear during the sample and hold output response. .
분원 발명자는 리세트펄스가 적당히 조절되어 있으면, 각 화소(Pictureelement)샘플이 클록되어서 전윈계측정용의 확산영역의 하(下)에 보내어진 다음, 부동확산영역이 리세트된 드레인 전위에 리세트 되어도, 리세트노이즈는 억제된다는 것을 발견하였다. 또한 이 리세트는 각 그림요소(Pixel)의 주사 기간중 1회 이상 샘플할 필요없이 행하여진다.If the reset pulse is properly adjusted, each of the picture element samples can be clocked and sent under the diffusion region for measuring the electric field, and then the floating diffusion region can be reset to the reset drain potential. It has been found that reset noise is suppressed. This reset is also performed without having to sample at least once during the scanning period of each picture element Pixel.
리세트에 이어서, 전위계 CCD 추력단의 부동소자의 하에 다음의 전하패킷(Packet)을 도입전에 있는 기간이 있는 것이 인정되었다. 이 선행기간중의 리세트노이즈의 레벨은 전하의 도입후에 그후 리세트전의 후속기간중의 리세트노이즈의 레벨과 같다. 이 현상은 상관된 2회 샘플링으로 이용된다.Following the reset, it was recognized that there was a period before the introduction of the next charge packet under the floating element of the electrometer CCD thrust stage. The level of the reset noise during this preceding period is equal to the level of the reset noise during the subsequent period after the introduction of the charge and before the reset thereafter. This phenomenon is used for two correlated samplings.
이 현상을 다른 점에서 생각해보면, 발명자는 부동소자의 하에 전하 패킷이 도입됨으로서 생기는 신호의 변위는 리세트노이즈의 페데스털상에 중첩되고, 이런 노이즈 페데스털은 그림요소마다 변화하는 것을 알게 되었다. 또 본 발명자는 본 발명에 따라, CCD이미지어 출력신호의 시간에 관한 미분은 저하 패킷이 부동소자의 하에 도입됨으로서 생기는 상기의 변위에 관련하는 리세트노이즈.패데스털에 대해서 응답을 억제한다고 하는 것을 알게 되었다. 이어서, 이들의 변위에 대한 감쇄응답의 각 일정부분에 걸쳐서 연장하는 샘플링 기간에 걸쳐서 미분 출력신호의 동기검파가 행하여진다. 그 결과, 얻어진 출력신호는 양호한 신호대 리세트노이즈 비를 얻을 수가 있다.Considering this phenomenon in other respects, the inventors found that the displacement of a signal caused by the introduction of charge packets under a floating element is superimposed on the reset noise pedestal, and this noise pedestal changes from picture element to picture element. . The present inventors also note that, according to the present invention, the derivative with respect to the time of the CCD imager output signal suppresses the response to the reset noise and pedestal associated with the above displacement caused by the introduction of the deteriorated packet under the floating element. I found out. Subsequently, synchronous detection of the differential output signal is performed over a sampling period extending over each constant portion of the attenuation response to these displacements. As a result, the obtained output signal can obtain a good signal-to-reset noise ratio.
본 발명은 되풀이 리세트되는 부동소자(예컨대 부동확산영역 혹은 부동 게이트)출력 전위계단, 그에 이어지는 미분회로 및 샘플 및 홀드회로를 구비한 CCD이미지어 혹은 그에 비슷한 장치를 가진 노이즈 감소 카메라로 실시된다.The present invention is practiced with a noise reduction camera having a CCD imager or similar device having a floating element (e.g., a floating diffusion region or a floating gate) output potentiometer that is repeatedly reset, followed by a differential circuit and a sample and hold circuit.
이하, 도면을 참조하면서 본 발명을 상세히 설명한다.Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
제 1 도에 있어서, 본 발명의 신호 재생장치는 반도체 이미지어와 함께 사용하는 것이 도시되어 있다. 예컨대, 이미지어는 필드 전송형식의 CCD이미지어(10)이다. CCD이미저어는 (10)는 이미지(또는 A) 레지스터(11), 필드 기억(또는 B) 레지스터(12), 및 병열입력-직열출력(또는 C) 레지스터(13)를 갖고 있다. 출력 신호 샘플은 예컨대 부동확산형식의 전하-전압 변환 단을 사용하여 C레지스터(13)의 출력으로부터 부동확산영역(14)의 하에 배치된 전위 웰에까지 규칙적으로 클록해서 진행케된다. 이에 따라, 전위 웰중의 각 패킷의 전하의 크기는 전위계에 의하여 결정된다. 전위계는 직렬접속된 소스.플로어 금속-절연물-반도체전계효과 트랜지스터(15, 16)을 포함하고 있다. 별도의 MISFET(17)는 MISFET(15)에 대한 정전류 발생소스부하로서 접속되고 있다. 칩외의 저항기(28)는 MISFET(16)에 대한 소스부하로 되어 있다. CCD이미지어(10)의 출력신호 샘플은 저항기(28)의 양단간에 나타난다. MISFET(15, 16)의 드레인에는 직류전위(OD)가 공급되어서, MISFET(15, 16)를 소스, 플로어로서 동작시킨다. MISFET(16)의 소스는 CCD이미지어(10)의 출력신호단자(27)에 접속되어 있고, 따라서 부하 저항기(28)를 거쳐서 접지부에 접속되고 있다.In FIG. 1, the signal reproducing apparatus of the present invention is shown used with a semiconductor imager. For example, the image word is a CCD image word 10 in a field transfer format. The CCD image 10 has an image (or A) register 11, a field memory (or B) register 12, and a parallel input-serial output (or C) register 13. The output signal sample proceeds by regularly clocking from the output of the C register 13 to the potential well disposed under the floating diffusion region 14 using, for example, a floating-diffusion charge-voltage conversion stage. Accordingly, the magnitude of the charge of each packet in the potential well is determined by the electrometer. The electrometer includes a series-connected source-floor metal-insulator-semiconductor field effect transistor (15, 16). The other MISFET 17 is connected as a constant current generating source load for the MISFET 15. The non-chip resistor 28 is the source load for the MISFET 16. The output signal sample of CCD imager 10 appears between the both ends of resistor 28. The DC potential OD is supplied to the drain of the MISFETs 15 and 16 to operate the MISFETs 15 and 16 as a source and a floor. The source of the MISFET 16 is connected to the output signal terminal 27 of the CCD imager 10, and is therefore connected to the ground portion via the load resistor 28.
CCD이미지어(10)의 출력단자(27)에 공급되는 출력신호 샘플은 저노이즈 전압 증폭기(29)의 입력접속부에 공급된다. 증폭기(29)의 출력접속부는 미분회로(30)에 입력신호 샘플을 공급한다. 증폭기(29)는 비분회로(30)의 입력접속부를MISFET(16)로부터 분리하는 비퍼로서 작용한다. 증폭기(29는)는 다소 높은 롤, 오브, 비디오 주파수에 제한되는 충분한 대역폭을 가지고 있는 것이 바람직하다. 이와 같은 롤, 오프 주파수로 정하여져 있으면, 미분회로(30)는 (a)낮은 슬루레이트(Slew rate)(출력전압의 최대 출력변화율)을 가진 신호변이에 응답하여 보다큰 에너지의 내용을 가진 펄스를 발생하고, (b)최종 비디오 응답중에 클록신호의 통과에 의하여 존재하는 가능성이 있는 과대한 진폭 스파이크를 도입하는 일은 없다. 미분회로(30)의 신간에 관하여 미분된 비디오 응답신호는 입력신호로서 광대한 저노이즈 증폭기(35)에 공급된다.The output signal sample supplied to the output terminal 27 of the CCD imager 10 is supplied to the input connection portion of the low noise voltage amplifier 29. The output connection of the amplifier 29 supplies an input signal sample to the differential circuit 30. The amplifier 29 acts as a beeper separating the input connection of the dividing circuit 30 from the MISFET 16. Amplifier 29 preferably has sufficient bandwidth limited to somewhat higher roll, orb, and video frequencies. Given this roll and off frequency, the derivative circuit 30 (a) generates a pulse with a higher energy content in response to a signal transition with a lower slew rate (maximum output change rate of the output voltage). And (b) do not introduce excessive amplitude spikes that may be present by passage of the clock signal during the final video response. The video response signal differentiated with respect to the new circuit of the differential circuit 30 is supplied to the vast low noise amplifier 35 as an input signal.
각 전화 패킷이 측정된후, 부동확산영역(14)상의 전위는 r펄스에 응답하여 리세트 된다. r펄스는 리세트게이트(18)에 공급되어, 통상적으로 C레지(13)의 클록.게이트(도면 생략)에 공급되는 콜록.펄스보다도 다소 좁다. r펄스는 클록.펄스가 나타나는 시간내에서 발생한다. 리세트게이트(18)는 C레지스터(13) 부동확산영역(14) 및 리세트드레인(20)을 포함하여 신장하는 전하전송채널(20)상에 배치되고 있다. 더욱 상세히 말하면, 리세트게이트는(18)는 부동확산영역과(14)과 리세트드레인(20)과의 사이의 전하전송채널(19)상에 비치되어 있으며, 그 전방에는 dc게이트(21)가 마련되어 있다. 직접 전위 RG가 게이트(21)에 공급된다. 게이트(21)는 그 밑에 축적되는 게이트의 양을 적게 하기 위하여 짧은 게이트인 것이 바람직하다. 게이트(21)는 리세트게이트(18)에 공급된 r펄스가 부동확산영역(14) 정전적으로 결합되는 것을 방지한다.After each telephone packet is measured, the potential on the floating diffusion region 14 is reset in response to the r pulse. The r pulse is supplied to the reset gate 18, and is usually somewhat narrower than the cork pulse that is supplied to the clock and gate of the C register 13 (not shown). The r pulse occurs within the time that the clock pulse appears. The reset gate 18 is disposed on the charge transfer channel 20 extending including the C register 13 floating diffusion region 14 and the reset drain 20. More specifically, the reset gate 18 is provided on the charge transfer channel 19 between the floating diffusion region 14 and the reset drain 20, in front of the dc gate 21. Is provided. Direct potential RG is supplied to the gate 21. The gate 21 is preferably a short gate in order to reduce the amount of gate accumulated thereunder. The gate 21 prevents the r pulse supplied to the reset gate 18 from being electrostatically coupled to the floating diffusion region 14.
제 1 도에 도시되고 있는 클록발생기(25)는 필드전송형식의 CCD이미지어 용에 일반적으로 관용되고 있는 바와같이 3상 클록신호의 각세트를 A레지스터(11), B레지스터(12) 및 C레지스터(13)에 공급한다. 2상, 4상, 1상, 혹은 유효한 상을 사용한 다른 주지의 클록법을 사용할 수도 있다. 클록발생기(25)는 상술한 바와 같은 r펄스를 발생하고, 부동확산 출력단의 게이트 전극(18)에 공급한다.The clock generator 25 shown in FIG. 1 uses the A register 11, the B register 12, and the C as each set of three-phase clock signals as is commonly used for field transfer type CCD image words. It is supplied to the register 13. Other well-known clock methods using two phases, four phases, one phase, or an effective phase may be used. The clock generator 25 generates r pulses as described above and supplies them to the gate electrode 18 of the floating diffusion output terminal.
콜록 발생기(25)는 또 직열선 독출 기간중에 C레지스터(13)의 클록 주파수와 같은 반복율에서 r펄스는 광대역 저노이즈 증폭기(35)의 출력 접속부로부터 동기 검파기(40)에 공급되는 신호가 동기 검파처리로 샘플되는 시간을 제어하기 위한 케리어로서 사용된다. 증폭기(35)는 신호에 수반하는 노이즈가 다음의 동기 검파처리에 의하여 도입되는 노이즈 보다도 크게 되도록 상기 신호레벨을 증대하는 전압이득을 갖고 있다. 이 경우 증폭기(35)에 기인하는 노이즈는 CCD이미지어(10)내에서 발생하는 1/f 노이즈에 비하여 무시된다.The colock generator 25 also synchronizes the signal supplied to the synchronous detector 40 from the output connection of the wideband low noise amplifier 35 at a repetition rate equal to the clock frequency of the C register 13 during the linear readout period. It is used as a carrier to control the time to be sampled with. The amplifier 35 has a voltage gain that increases the signal level so that the noise accompanying the signal is larger than the noise introduced by the next synchronous detection process. In this case, the noise due to the amplifier 35 is ignored as compared to the 1 / f noise generated in the CCD imager 10.
미분회로(30)는 직열아암 케퍼시터(31)와 병열레그 저항기(32)로 이루어 단일의 고역통과필터로서 제 1 도에 도시되고 있다. RC시정수 τ은 CCD이미지어(10)의 출력샘플의 베이스 밴드주파수 스펙트럼 중에서, 적어도 배경의 열 노이즈에 비하여 상당히 큰 플러커 또는 1/f 노이즈를 수반하는 스펙트럼 부분과 같은 정도를 억제하도록 선택되고 있다. 이 베이스밴드 주파수 스펙트럼의 억제는 동기 검파기(40)에 공급되는 미분회로(30)의 출력 응답이 명백해진다. 시정수 τ은 매초단 라디안으로 나타내는 코너주파수fc의 역수로, 그 주파수 fc의 진폭성분은 RC필더에 의하여 3db 눌려진다. 주파스 fc는 미분회로(30)의 입력신호중에 존재하나, 그 출력신호중에는 선택적으로만 존재하는 주파수의 실질적으로 억제 안되는 주파수와의 사이의 경계주파수로 생각할 수 있다.The differential circuit 30 is shown in FIG. 1 as a single high pass filter consisting of a series arm capacitor 31 and a parallel leg resistor 32. The RC time constant τ is selected to suppress the extent of the base band frequency spectrum of the output sample of the CCD imager 10, at least as much as the portion of the spectrum with significantly larger flicker or 1 / f noise compared to the background thermal noise. have. This suppression of the baseband frequency spectrum makes the output response of the differential circuit 30 supplied to the sync detector 40 clear. The time constant τ is an inverse of the corner frequency fc expressed in radians per second, and the amplitude component of the frequency fc is pressed by 3 dB by the RC filter. The frequency fc is present in the input signal of the differential circuit 30, but can be thought of as the boundary frequency between the frequency that is only selectively present in the output signal.
C레지스터(13)의 7.5MHz의 클록 주파수를 가지는 신호재생장치 중에는430PF의 캐퍼시터(331)와 75옴의 저항기(32)가 사용된다. RC고역통과필터는 r=35 나노초의 시정수를 가지며, 5MHz의 코너 주파수를 제공한다. 미분회로(30)로부터의 CCD이미지어(10) 출력 샘플에 대한 베이스 밴드, 스펙트럼의 상측 주파수는 동기 검파기(40)의 출력신호중의 복조된 제 1 고조파 스펙트럼과 합성되어서, 높은 주파수의 비디오, 피킹을 제공한다. (베이스벤드 신호의 잔여 부분과 복조된 제 1 고조파 스펙트럼의 신호는 상호 관련하며 산술적으로 가산되고, 한편 각 대역(밴드)으로 부터의 노이즈성분은 상관하지 않으며, 벡터적으로 가산된다. 그 결과, 이 형식의 비디오 고주파 피킹에 의하여 신호 대 노이즈비가 좋아진다.)In the signal reproducing apparatus having a clock frequency of 7.5 MHz of the C register 13, a capacitor 331 of 430 PF and a resistor 32 of 75 ohms are used. The RC high pass filter has a time constant of r = 35 nanoseconds and provides a corner frequency of 5 MHz. The baseband and upper frequencies of the spectrum for the CCD imager 10 output sample from the differential circuit 30 are combined with the demodulated first harmonic spectrum in the output signal of the synchronous detector 40, thereby providing high frequency video, peaking. To provide. (The remainder of the basebend signal and the signals of the demodulated first harmonic spectrum are correlated and arithmetically added, while the noise components from each band (band) do not correlate, but are added vectorically. This type of video high frequency peaking improves the signal-to-noise ratio.)
동기 검파기(40)대신에, 절환 복조기와 이에 후속하는 저역통과필터를 사용할 수가 있다. 그러나, 이와 같은 절환 복조기는 평균 검파기로서 작용하고, 강한 고조파 스펙트럼이 수반하는 재생된 베이스 밴드의 복조기의 출력신호를 발생한다. 재생된 베이스 밴드, 스펙트럼에 대한 검파처리로부터 고주파 스펙트럼 잔류성분의 강도를 줄이기 위하여 원래 피크 검파인 동기 검파를 사용하는 것이 바람직하다. 샘플 및 홀드회로는 본 발명에서 이와 같은 동기 검파로서 작용한다.Instead of the synchronous detector 40, a switching demodulator and a subsequent low pass filter can be used. However, such a switching demodulator acts as an average detector and generates an output signal of a reproduced baseband demodulator accompanied by a strong harmonic spectrum. It is preferable to use synchronous detection, which is the original peak detection, in order to reduce the intensity of the high frequency spectral residual components from the detected baseband and spectrum detection. The sample and hold circuit acts as such synchronous detection in the present invention.
제 1 도는 MISFET(41)와 캐퍼시터(42)로 구성되는 단일의 샘플 홀드회로를 보이고 있다. MISFET(41)의 채널이 도통하면, 각 샘플을 캐퍼시터(42)에 입력하고, 캐퍼시터(42)는 입력된 샘플을 홀드한다.1 shows a single sample hold circuit composed of a MISFET 41 and a capacitor 42. When the channel of the MISFET 41 is conducting, each sample is input to the capacitor 42, and the capacitor 42 holds the input sample.
MISFET(41)의 게이트에는 선로(26)에서 s펄스가 공급된다. 이 s펄스는 C레지스터.클록주파수와 같은 주파수로 공급된다. 각 s펄스에 응답하여 MISFET(41)의 채널은 도통상태로 된다. MISFET(41)는 제어신호(선로(26)으로부터의 s펄스)가 도전 채널에 감지할수 있는 정도에는 유입되지 않는 형식의 전송게이트로서 동작한다. 동기 검파기의 이런 형식의 출력회로는 도전 채널에 공급되는 입력신호에 관하여 평행이 되어 있지 않다. 이동기 검파기의 입력에 공급되는 베이스 밴드.스펙트럼의 나머지는 베이스 밴드.스펙트럼의 보다 높은 주파수 성분을 통과시키는 그 출력에 나타난다. 이것은 어느정도의 비디오, 고주파 피킹을 준다.The s pulse is supplied from the line 26 to the gate of the MISFET 41. This s pulse is supplied at the same frequency as the C register and clock frequency. In response to each s pulse, the channel of the MISFET 41 is brought into a conductive state. The MISFET 41 operates as a transfer gate of a type that does not flow in to the extent that the control signal (s pulse from the line 26) can be sensed in the conductive channel. This type of output circuit of the synchronous detector is not parallel to the input signal supplied to the conductive channel. The remainder of the baseband.spectrum supplied to the input of the mobile detector appears at its output passing the higher frequency components of the baseband.spectrum. This gives some video, high frequency peaking.
샘플 홀드회로(40)로부터 공급되는 검파된 출력신호는 전환 복조기로부터 직접 공급되는 신호와는 달리 사용 가능한 비디오 신호이며, 비디오 증폭기의 컷.오브에 의하여 주어지는 여파 이외의 다른 여파를 필요로 하지 않는다. 검파기(40)로부터의 검파출력신호는 비퍼 증폭기(50)에, 이어서 평활 필터(51)에 공급되는 것으로서 도시되어 있다. 필터(51)는 잔류 클록 주파수는 제거하는 저역통과필터인 것이 바람직하고, 영상세부의 고주파 성분의 계산치에 대한 오차가 없는 낮은 저노이즈.비디오 신호를 공급한다. 통상, 이런 저노이즈, 비디오신호는 클록발생기(25)의 타이밍과 동등의 시점에서 동기 및 등화펄스가 삽입되는 비디오 처리 증폭기(도시생략)에 유도된다.The detected output signal supplied from the sample hold circuit 40 is a video signal which can be used unlike the signal supplied directly from the switching demodulator, and does not need any other filter other than the filter given by the cut-off of the video amplifier. The detection output signal from detector 40 is shown as being supplied to beeper amplifier 50 and then to smoothing filter 51. The filter 51 is preferably a low pass filter that removes the residual clock frequency, and supplies a low noise, video signal having no error with respect to the calculated value of the high frequency component of the image detail. Typically, such low noise, video signals are directed to a video processing amplifier (not shown) into which synchronization and equalization pulses are inserted at a time point equivalent to the timing of the clock generator 25.
클록발생기(25)에서 선로(26)를 거쳐 MISFET(41)의 게이트에 공급되는 펄스의 위상은 그로랜지스터의 채널이, CCD이미지어(10)의 출력신호 레벨 중의 어느 변이에 응답하는 미분회로(30)의 스파이크의 감쇠부분의 기간중에 도통하도록 조정되어 있다. 이 어느변이도 부동확산영역(14)의 하의 전하 패킷의 도입에 의한 것이다. 이 변이는 파세트.노이즈에 의해 수반하지 않는다. 그러나, r리세트펄스의 파두단 및 파미단에 있어서 CCD이미지어(10) 출력신호내의 변이에 대한 미분회로(30)의 스파이크 응답신호의 감쇠 부분으로부터의 잔류 리세트노이즈가 존재한다. 그결과, 후자의 변이는 리세트노이즈 성분을 갖는다. 이와같은 노이즈 성분은 더욱 상세히 설명하듯이, 선행하는 그림요소 및 그때의 전류그림요소로부터 각각 생긴다. r펄스의 파두단에 대한 스파이크 응답신호의 감쇠부분이 동기 검파는 미분회로(30)중의 RC시정수 τ을 짧게 함으로서 감소된다. 그러나, 이와같은 구성은 통과하는 잔류 베이스밴드.스팩트럼으로부터 얻어지는 수평 피킹의 크기를 감소 시킨다.The phase of the pulse supplied from the clock generator 25 to the gate of the MISFET 41 via the line 26 is a differential circuit in which the channel of the gross transistor responds to any variation in the output signal level of the CCD imager 10. The spike 30 is adjusted to conduct during the period of attenuation of the spike. All of these variations are due to the introduction of charge packets under the floating diffusion region 14. This variation is not accompanied by facet. However, there is residual reset noise from the attenuation portion of the spike response signal of the differential circuit 30 to the variation in the CCD imager 10 output signal at the head end and the end end of the r reset pulse. As a result, the latter variation has a reset noise component. Such noise components are each derived from the preceding picture element and the current picture element at that time, as explained in more detail. The attenuation portion of the spike response signal at the ripple end of the r pulse is reduced by shortening the RC time constant? in the differential circuit 30. However, this configuration reduces the amount of horizontal picking obtained from the passing baseband.spectrum.
r리세트펄스가 부동확산 CCD이미지어 출력단의 리세트게이트 전극(18)에 공급되는 타이밍에 특별한 주의를 기움임으로서, 상기 r펄스의 파두단 및 파미단에 있어서 변이의 동기 검파를 보다 간단하게 피할수가 있다. 이 리세트 처리의 복잡도를 제 2 도의 전위 형태를 도시한 도면 및 제 6 도의 타이팅도를 참조하에 설명한다.Particular attention is paid to the timing at which the r reset pulse is supplied to the reset gate electrode 18 of the floating diffusion CCD imager output stage, thereby making it easier to detect the synchronous detection of the transition at the head end and the end end of the r pulse. It can be avoided. The complexity of this reset process will be described with reference to the drawings showing the potential form of FIG. 2 and the tightness diagram of FIG.
제 2 도, 제 3 도, 제 4 도 및 제 5 도의 각 전위형태를 도시한 도면의 정상부에는, 전하전송 채널중의 좌측에서 우측으로 이동하는 전하 패킷과 대항하는 구성이 일정의 형식으로 나타내고 있다. 이 전위형태보다 정 전위는 도면 4보다 하에 있다. 도면에서, 부동확산영역(14)의 하의 전위 웰은 공으로 가정되고 있다. 설명을 간단히 하기 위하여 끝가장자리부의 전계는 무시하고 있다. 본 발명의 동작을 이해하는데 있어서 끝가장 자리부의 전계를 고려하는 것은 필수적인 것은 아니다.At the top of the figure showing the potential types shown in Figs. 2, 3, 4, and 5, a configuration in which the charge packets move from the left to the right in the charge transfer channel to the right is shown in a constant format. . The positive potential is lower than that of FIG. In the figure, the potential well under the floating diffusion region 14 is assumed to be empty. For simplicity, the electric field at the end is ignored. In understanding the operation of the present invention, it is not necessary to consider the electric field of the edge portion.
제 2 도의 전위형태를 보이는 도면은 부동확산영역(14)을 리세트드레인(20)에 공급되는 리세트드레인전위(RD)에 리세트하는 상태를 보이고 있다. c는 C레지스터(13)의 최후의 클록, 게이트(61)에 독출되는 선 기간중에 공급되는 C레지스터.클록의 위상이다. C레지스터(13)는 클록.게이트(61)에 후속하는 최종게이트(62)를 가지며, 이 최종 게이트(62)에 직류전위 BP가 공급된다. 1c펄스가 게이트(61)를 보다 낮은 정전위로 끌어내리는 기간을 제외하고, 전위 RP는 클록.게이트(61)의 하의 전위웰로 부터 부동확산영역(14)의 하의 전위 웰에 전하가 흐르는 것을 저지하는 높은 장벽을 만든다. 게이트(21)하의 전하 채널이 드레인 전위BD와 같은 또는 그 이상의 정(+)이 되도록 그 게이트하에 공급되는 전위 BG를 갖고 있다. 끝가장자리 전제효과는 부동확산영역(14)과 공유하는 전하를 감소하기 위하여 통상 매우 짧게 만들어져 있는, 게이트(21)하의 채널내의 전위에 상당히 큰 영향을 준다. r은 (a)전하측정시간중에 부동확산영역(14)으로부터 리세트드레인(20)의 확산영역에까지 전하가 흐르는 것을 WL지하는, 장벽을 형성하는데 충분한 부(-)전위와, (b) 리세트 기간중에, 도시된바와 같이 부동확산영역(14)의 하의 전하 레벨을 RD전위로 흘리는데 충분한 정(+)전위와의 사이의 범위에 있다. 그 결과, 부동확산영역(14)은 리세트드레인 전위 RD에 리세트된다.2 shows the state in which the floating diffusion region 14 is reset to the reset drain potential RD supplied to the reset drain 20. As shown in FIG. c is the phase of the C register and clock supplied during the last clock of the C register 13 and the line period read out to the gate 61. The C register 13 has a final gate 62 subsequent to the clock gate 61, and the DC potential BP is supplied to the final gate 62. The potential RP prevents charge from flowing from the potential well under the clock. Gate 61 to the potential well under the floating diffusion region 14, except during a period in which the 1c pulse pulls the gate 61 down to a lower potential potential. Creates a high barrier. It has a potential BG supplied under the gate such that the charge channel under the gate 21 becomes positive (+) equal to or greater than the drain potential BD. The edge preconditioning has a significant effect on the potential in the channel under the gate 21, which is usually made very short to reduce the charge shared with the floating diffusion region 14. r is a negative potential sufficient to form a barrier that (a) prevents the flow of charge from the floating diffusion region 14 to the diffusion region of the reset drain 20 during the charge measurement time, and (b) During the set period, as shown, it is in a range between the positive potential sufficient to flow the charge level under the floating diffusion region 14 to the RD potential. As a result, the floating diffusion region 14 is reset to the reset drain potential RD.
부동확산영역(14)이 배치되고 있는 전하 전송부분의 RC시정수는 이 리세트의 방법에서는 짧다. 이에따라 시정수의 C(용량)은 부동확산영역(14)의 기체의 용량이 작고, 또 R(저항)은 종속 전계효과 트란지스터 동작의 채널(정방향 펄스 r이 리세트 게이트(18)에 공급될 때, 부동확산영역(14)과 리세트드레인(20)과의 사이에 뻗는다)에 의하여 주어지는 저 저항인 것에 의한다. 이 시정수는 노이즈의 변동을 적분하여 소실시켜버리기에는 지나치게 빠르므로, 리세트드레인 전위 RD에 중첩되는 열노이즈 변동의 최종치에 리세트가 생긴다. 이것은 샘플 홀드 처리이며, 다음의 리세트 기간까지 열노이즈 변동의 최후의 값의 기간을 연장하고, 그에 따라서 리세트노이즈가 생긴다.The RC time constant of the charge transfer portion in which the floating diffusion region 14 is disposed is short in this reset method. Accordingly, C (capacity) of the time constant is small in the capacity of the gas in the floating diffusion region 14, and R (resistance) is the channel of the dependent field effect transistor operation (forward pulse r is supplied to the reset gate 18). At this time, it is due to the low resistance given by the floating diffusion region 14 and the reset drain 20). Since this time constant is too fast to integrate and eliminate the fluctuation of noise, a reset occurs at the final value of the thermal noise fluctuation superimposed on the reset drain potential RD. This is a sample hold process, which extends the period of the last value of the thermal noise fluctuation until the next reset period, resulting in reset noise.
본원 발명자는 RCA코오포레이숀의 403―코람형 CCD이미지어를 동작시킬 때에 생기는 리세트노이즈를 100전자 볼트 또는 그 정도의 레벨로부터 35전자 볼트 또는 그 정도 레벨 이하의 레벨에 감소시킬수 있는 방법을 발견하였다. 이후자의 레벨의 노이즈는 MISFET(15, 16, 17)에 의한 것이다. 이 방법을 제 6 도는 참조하여 설명한다.The present inventors have found a method for reducing the reset noise generated when operating the 403-Coram CCD imager of RCA Coporation from a level of 100 electron volts or the like to a level of 35 electron volts or less. Found. The latter level of noise is due to the MISFETs 15, 16, 17. This method is described with reference to FIG.
제 6 도에 있어서, 타이밍 도의 파형(a)는, C레지스터(13)의 최후의 클록되는 게이트 전극(61)에 공급되는 클록신호이다. 통상적으로 최후에 클록되는 적극뒤에 게이트 전극(62)이 후속되어 있다. 게이트(62)는 직류전위로 바이어스되고 부동확산영역(14)에 후속되어 있다.In FIG. 6, the waveform (a) of the timing diagram is a clock signal supplied to the gate electrode 61 to be clocked last of the C register 13. As shown in FIG. The gate electrode 62 is typically followed by the last clocked positive pole. Gate 62 is biased to direct current potential and follows floating diffusion region 14.
설명의 편의상, 3상 클록으로 가정한다. 이 클록 사이클은 NTSC방송용 TV신호의 성분을 공급하도록 동작하는 전계 전송 형식의 403코람영상 레지스터 CCD이미지어에 있어서 133ns의 기간이다. C레지스터(13)의 최후에 클록된 게이트전극(61)에 공급되는 클록 전압이 부(-)에 향할 경우, 영상의 화소를 샘플하는 전하 패킷은 부동확산영역(14)의 하에 전송된다. 이런 전송은 제 6 도(a)의 파형중에 전압 변화시의 화살표에 의하여 표시된다.For convenience of explanation, assume a three-phase clock. This clock cycle is a period of 133 ns in a 403-column image register CCD imager in the field transfer format that operates to supply the components of an NTSC broadcast TV signal. When the clock voltage supplied to the gate electrode 61 clocked last of the C register 13 is negative, the charge packet that samples the pixel of the image is transferred under the floating diffusion region 14. This transmission is indicated by the arrow at the voltage change in the waveform of FIG. 6 (a).
제 6 도의 파형(b)은 리세트게이트 전극(18)에 공급되는 정방향 리세트펄스 r의 타이밍을 나타내고 있다. 초기 r펄스인 r-1이 파형(b)에 표시되어 있고, 그것에 r펄스의 r-2, r-3이 계속되고 있다. 이들의 펄스는 일련의 r에 있다.The waveform (b) of FIG. 6 shows the timing of the forward reset pulse r supplied to the reset gate electrode 18. R-1, which is the initial r pulse, is displayed in the waveform (b), and r-2 and r-3 of the r pulse are continued. Their pulses are in a series of r's.
r리세트펄스의 각각은 통상, 상관된 2회 샘플링이 사용되지 않을 경우 파형의 부(-)방향변이의 전에공급된다. 그러나, 파형(b)에 나타내듯이, 여기서 사용되는 r리세트,펄스는 각 클록.펄스의 부(-)방향 변이의 상당한 앞에 공급된다. 각 클록.펄스는 시간(t)의 길이를 가지며, 이것은 RC시정수 τ보다도 적어도 명백히 짧다고는 할수 없다. 이 타이밍의 설정에 의하여, r펄스의 파두단 및 파미단에 있어서 발생하는 변이 에대한 미분회로(30)의 스파이크 응답 신호가, 1s펄스가 생기는 시간에 의하여 실질적으로 완결되도록 되고, 부동확산영역(14)하의 전하 패킷의 도입에 관련하는 변이에 대한 미분회로(30)의 스파이크 응답신호를 샘플링하는 과정에서 MISFET(41)의 패널을 도통시킨다. 이와같은 r리세트펄스의 조기 발생은 본발명의 목적과 상이한 목적이기는 하나, 상관된 2회 샘플링을 수반하는 동작에서 사용된다.Each of the r reset pulses is typically supplied before the negative shift of the waveform when two correlated samplings are not used. However, as shown by the waveform (b), the r reset and pulse used here are supplied at a considerable amount before the negative shift of each clock pulse. Each clock pulse has a length of time t, which is not at least obviously shorter than the RC time constant τ. By setting this timing, the spike response signal of the differential circuit 30 with respect to the transition occurring at the r pulse head end and the rami end is substantially completed by the time when 1 s pulse is generated. The panel of the MISFET 41 is conducted in the process of sampling the spike response signal of the differential circuit 30 for the variation related to the introduction of the charge packet under 14). This early generation of r reset pulse is used in operations involving two correlated samplings, although it is a different purpose than the purpose of the present invention.
제 6도의 파형(c)는 부동확산영역(14)상의 전위변화를 도시한다. 상이한 직류 바이어스.레벨이기는 하나, 같은 전위변화가 MISFET(16)의 소스전극 및 CCD이미지어(10)의 부하저항기(28)의 양단에 나타난다. 리세트노이즈에 기인하는 변화 범위(R)가 파형(b)에 도시하는 리세트펄스 r-1와 r-2와의 사이의 파형(C)의 비 클램프부분에서 나타난다.Waveform c of FIG. 6 shows the potential change on the floating diffusion region 14. Although different DC bias.levels, the same potential change appears across the source electrode of MISFET 16 and load resistor 28 of CCD imager 10. The change range R due to the reset noise appears in the non-clamp portion of the waveform C between the reset pulses r-1 and r-2 shown in the waveform b.
마찬가지로 리세트노이즈에 기인하는 변화 R'의 범위는 파형(b)에 표시된 리세트펄스 r-2와 r-3과의 사이의 시간 중에 발생하는 파형(C)의 부분에서 나타난다. 변화 R과 R'의 범위는 같은 진폭이나, 범위 R과 R'의 진폭변화에 대해서 산관성은 없다. 리세트펄스 r-2에 연속되는 부동확산영역(14)하의 전하패킷의 도입은, R'범위의 리세트노이즈가 중첩되는 샘플 높이 △를 생성한다.Similarly, the range of the change R 'due to the reset noise appears in the portion of the waveform C generated during the time between the reset pulses r-2 and r-3 indicated in the waveform b. The ranges of change R and R 'are the same amplitude, but there is no inertia about the amplitude change of the range R and R'. The introduction of the charge packet under the floating diffusion region 14 subsequent to the reset pulse r-2 generates a sample height Δ in which reset noise in the R 'range overlaps.
제 6 도의 파형(d)은 미분회로(30)에 연속하는 증폭기(25)의 출력에 나타나는 전압 샘플을 아상화하여 도시된 것이다. 여기서 클록.노이즈에 대하여는 고려하고 있지 않는다. 미분회로(30)는 그 응답신호중의 저주파성분을 억제한다. 이 응답신호는 변화의 끝가장자리부에 대한 응답신호의 중첩에 의하여 분석된다. 증폭기(35)의 전압이득(G)에 의하여 증폭된 범위(R)의 리세트노이즈를 수반하는 리세트펄스 r-2의 파두단에 있어서 파형(C)의 변화에 대한 진폭의 범위를 미분함으로서, r-2의 펄스 기간중에 파형(d)에 나타나는 리세트노이즈의 범위 내에서 GR의 초기치를 생기게 한다. 이 초기치 GR은 r-2펄스의 지속기간(d)으 l사이에 GR.exp-1(dτ-1)로 지수 함수적으로 감쇠한다. 범위 R'의 리세트노이즈를 수반하여, 증폭기(35)의 전압이득(G)에 의하여 증폭된 r-2펄스의 파미단에 있어서 파형(C)의 변화의 미분치는 비상관리세트노이즈 GR'에 의해서 GR.exp-1(dτ-1)로 증대한다. 이 증가에 의하여 r-2와 r-3펄스간의 기간에서 전리세트노이즈의 지수함수적인 감쇠범위에 대한 초기치 N을 준다. 이들 비상관리세트노이즈 성분의 합계는 r-2펄스의 파미단에 있어서 G[R'2+R2.exp-2(d--1)]1/2에 실직적으로 같은 평균치 N이다.The waveform (d) of FIG. 6 is shown by subnormalizing the voltage sample appearing at the output of the amplifier 25 continuous to the differential circuit 30. Clock and noise are not considered here. The differential circuit 30 suppresses low frequency components in the response signal. This response signal is analyzed by superimposition of the response signal on the edge of the change. By differentiating the range of amplitude with respect to the change in the waveform C at the head end of the reset pulse r-2 accompanied by the reset noise of the range R amplified by the voltage gain G of the amplifier 35. In the r-2 pulse period, the initial value of GR is generated within the range of the reset noise shown in the waveform (d). This initial value GR is exponentially attenuated to GR.exp -1 (dτ -1 ) between the durations of r-2 pulses (d). With the reset noise in the range R ', the derivative of the change in the waveform C at the ramidal stage of the r-2 pulses amplified by the voltage gain G of the amplifier 35 is applied to the emergency management set noise GR'. To GR.exp -1 (dτ -1 ). This increase gives the initial value, N, for the exponential decay range of ionizing noise in the period between r-2 and r-3 pulses. The sum of these emergency management set noise components is the average value N which is substantially equal to G [R ' 2 + R 2 .exp- 2 (d- 1 )] 1/2 in the ramidan of r-2 pulses.
t의 지속시간의 후의 시점에서. 전하 패킷이 부동확산영역(14)의 하에 도입될때, 리세트노이즈는 값 n(exp-1(tτ-1))로 감소한다. 이때, 전압 증폭기(35)의 미분된 $의 샘플높이에 대한 응답신호는 G△ 값을 가지고 있다.at a point after the duration of t. When the charge packet is introduced under the floating diffusion region 14, the reset noise decreases to the value n (exp -1 (tτ -1 )). At this time, the response signal to the sample height of the differential $ of the voltage amplifier 35 has a value of GΔ.
이때 신호 대 노이즈비는
제 6 도의 파형(e)는 일련의 s의 샘플링.펄스의 대표적인 2개의 위상(s-1과 s-2)을 나타낸다.Waveform e in FIG. 6 shows two representative phases s-1 and s-2 of a series of sampling and pulses.
이들의 샘플링.펄스는 선로(26)을 거쳐서 n채널 MISFET(41)의 게이트 전극에 공급되고, 동기 검파기에 있어서 샘플, 스위치로서 사용된다.These sampling and pulses are supplied to the gate electrode of the n-channel MISFET 41 via the line 26 and used as samples and switches in the synchronous detector.
회로(40)는 그 성질상, 샘플 및 홀드 회로이나, 보다 정확히는 각 샘플의 최후의 값이, 이에 연속되는 홀드 기간 중 유지됨으로, 트럭 및 홀드회로라고 불리여지고 있다.The circuit 40 is called a truck and hold circuit because, by its nature, a sample and hold circuit, but more precisely, the last value of each sample is maintained during subsequent hold periods.
이 최후의 관계에 있어서, 샘플 및 홀드회로(40)의 출력응답신호의 진폭은 샘플링이 G△의 부(-)방향의 변 이후에 더욱 좁은 펄스에 의하여 행하여지면 증가하게 된다.In this last relationship, the amplitude of the output response signal of the sample and hold circuit 40 increases if sampling is performed by a narrower pulse after the negative side of GΔ.
선행하는 그림요소에 의한 리세트노이즈 성분과 그때의 그림요소에 의한 리세트노이즈 성분은 상관하지 않으며, 또 평균되어 같은 진폭으로 될 경향이 있으므로, d+t의 소정의 값에 대하여 가능한 d를 짧게 하는 것은 리세트노이즈를 감소시키는 것이 된다. 필터(30)의 35나노초(nanosecond)의 시정수 τ와 비교하였을 때, d를 33나노초 t를 40나노초로 할 경우 부동확산영역(14)의 하에서 전하의 도입직전의 리세트에 비하여 리세트노이즈를 1/3로 감소시키는 것이 된다. RCA코오포레이숀 403칼럼 CCD이미지어를 써서 특히 설명한 회로의 동작에 관하여, 이것은 리세트, 노이즈를 35전자볼트의 증폭기의 노이즈 이하로 감소시킬 수가 있다.Since the reset noise component due to the preceding picture element and the reset noise component due to the picture element at that time are irrelevant and tend to be averaged and have the same amplitude, shorten d as much as possible for a predetermined value of d + t. Doing so reduces the reset noise. Compared with the time constant τ of 35 nanoseconds of the filter 30, when d is 33 nanoseconds t 40 nanoseconds, the reset noise is lower than the reset just before the charge is introduced under the floating diffusion region 14. Is reduced to 1/3. Regarding the operation of the circuit described specifically using the RCA co-occurrence 403 column CCD imager, this can reduce the reset and noise below the noise of an amplifier of 35 electron volts.
상술한 바와 같이, 회로에 부대하는 시정수는 부동확산영역(14)에 나타나는 전압을 열노이즈로 리세트 할 수 있을 정도로 짧음으로, 상기 부동확산영역(14)의 과도의 클램프에 의하여 리세트드레인에 리세트되면, 리세트노이즈가 생긴다. 부동확산영역(14)의 RC시정수를 같게 하도록 치수를 정함으로서 리세트노이즈를 선택적으로 저하시킬수 가 있다. 이것은 부동확산영역(14)을 리세트드레인 전위가 아니고 n채널 중의 전위로 리세트 함으로서 실현된다. 이와 같은 리세트는 축적처리를 도입한다. 이 축적처리는 부동확산영역(14)하의 전하를 시간에 관하여 적분한다. 이와 같은 적분은 부동확산영역(14)에 관련하는 실효 RC시정수를 길게 하게 된다. 이와 같은 원리를 이용한 다른 리세트모드를 뒤에 설명한다.As described above, the time constant added to the circuit is short enough to reset the voltage appearing in the floating diffusion region 14 to thermal noise, and is reset by an excessive clamp of the floating diffusion region 14. When reset to, reset noise occurs. The reset noise can be selectively reduced by dimensioning the RC time constant of the floating diffusion region 14 to be the same. This is realized by resetting the floating diffusion region 14 to the potential in the n-channel rather than the reset drain potential. This reset introduces the accumulation process. This accumulation process integrates the charge under the floating diffusion region 14 with respect to time. This integration lengthens the effective RC time constant associated with the floating diffusion region 14. Another reset mode using this principle will be described later.
저항기(31)와 캐패시터(32)의 고역통과 RC회로망 이외의 미분회로가 본 발명을 실시함에 있어서 사용될 수 있다.Differential circuits other than the high pass RC network of the resistor 31 and the capacitor 32 can be used in practicing the present invention.
리세트펄스의 파두단에 응답하는 감쇠를 연장하여 후속하는 그림요소 샘플의 측정에 대한 응답신호에 중첩시킴으로서, 동기 검파된 CCD이미지어 출력신호의 비디오 피킹(선 주사 방향)에 현저한 효과를 가지게 할수가 있다. 이것을 제 6 도(d)에 설명한다.By prolonging the attenuation in response to the head end of the reset pulse, it is superimposed on the response signal for the subsequent measurement of the picture element sample, which has a significant effect on the video peaking (prescan direction) of the synchronously detected CCD imager output signal. There is. This is illustrated in FIG. 6 (d).
CCD이미지어(10)의 출력신호의 미분회로(30)를 통과할 동안 dc기준선의 소실은 선 리트레이스 기간을 제외하고 직류분 재생의 결여와 협동하에 다음의 효과를 발생한다. 각 리세트펄스의 파두단에 대하여 지수함수적으로 감쇠하는 응답신호는 리세트 펄스에 선행하여 부동확산영역(14)하에 보내지는 영상 샘플의 값에 의존하는 진폭성분을 수반한 파미를 가지고 있다. 그 선행영상 샘플의 저주파 성분은 그 리세트펄스후에 부동확산영역(14)의 하에 도입되는 다음의 영상 샘플의 저주파 성분과 동일하다. 그 결과, 리세트펄스의 파두단에 대한 정(+)의 감쇠지수 함수적 응답신호는 그 다음의 영상 샘플에 대한 부(-)의 감쇠 지수 함수적 응답신호와 반대가 되고 있다. 이런 대립하는 관계에 의하여 이미지어(10)의 출력신호중의 C레지스터, 클록 주파수의 각 고주파의 저주파 변조를 감쇠시킬 수가 있다. 이 대립하는 관계에 대하여, 2개의 영상 샘플의 높은 주파수 성분은 서로 유사하지 않고, 상쇄효과는 현저하지 못하게 된다. 이에따라 C레지스터, 클록 주파수의 고주파의 낮은 변조주파수 측대파의 진폭에 대한 그것들의 높은 변조주파수 측대파의 진폭을 증대한다.The loss of the dc reference line while passing through the differential circuit 30 of the output signal of the CCD imager 10 produces the following effects in cooperation with the lack of direct current regeneration except the line retrace period. The response signal which attenuates exponentially with respect to the head end of each reset pulse has a wave with an amplitude component that depends on the value of the image sample sent under the floating diffusion region 14 prior to the reset pulse. The low frequency component of the preceding video sample is the same as the low frequency component of the next video sample introduced under the floating diffusion region 14 after the reset pulse. As a result, the positive attenuation index functional response signal for the reset pulse head end is opposite to the negative attenuation index functional response signal for the next image sample. Due to this opposing relationship, the low frequency modulation of each high frequency of the C register and the clock frequency in the output signal of the imager 10 can be attenuated. For this opposing relationship, the high frequency components of the two image samples are not similar to each other, and the canceling effect is not remarkable. This increases the amplitude of their high modulated sidebands relative to the C register, the amplitude of the high modulated low sideband of the clock frequency.
동기 검파기(40)의 출력신호가 각 주파수로 피킹되는 계수는 리세트펄스의 진폭이나 연속하는 그림요소 샘플의 진폭간의 차의 변동에 불구하고 실질적으로 일정하다. 피킹의 크기는 주로 연속하는 그림요소 샘플의 차에 대한 지수함수적으로 감쇠하는 정응답신호의 파미가 후의 그림요소 샘플에 대한 지수함수적으로 감쇠하는 부(-)응답신호와 중첩하여 감소하는 정도에 의존하고 있다. 파미 신호의 감소의 크기는 리세트펄스의 파두단과 부동확산영역(14)의 하에 도입되는 다음 샘플의 전하의 도입시와의 사이의 경과 시간에 의존하고 있다. 한편, 파미 진폭의 감소량은 리세트 펄스의 기간 d와. 리세트펄스의 파미단과 전하의 도입시와의 시간 t의 합계(d+t)에 의존하고 있다.The coefficient at which the output signal of the synchronous detector 40 is picked at each frequency is substantially constant despite the variation in the amplitude of the reset pulse or the amplitude of successive picture element samples. The magnitude of the peaking is mainly such that the wave of the positively decaying positive response signal with respect to the difference of successive pictorial samples decreases in superimposition with the negatively decaying negative response signal for the subsequent pictorial samples. Depends. The magnitude of the reduction of the FAMI signal depends on the elapsed time between the head end of the reset pulse and the introduction of the charge of the next sample introduced under the floating diffusion region 14. On the other hand, the amount of decrease in the wave amplitude is the period d of the reset pulse. It depends on the sum (d + t) of the time t between the phadan of the reset pulse and the introduction of the charge.
리세트펄스의 지속시간 d는 동기 검파기(40)의 출력접속부에서 비디오 응답특성을 평탄하게 하도록 소망한다면 롤.오프 응답특성 혹은 피크의 주어진 비디오 응답특성을 부여하도록 선정되고 있다. 기간 t의 길이는 그 위에 피킹에 영향을 주는 정도로 조성할 수가 있다. 상술한 바와 같이, 이런 조정은 리세트노이즈를 제거하기 위하여 필요한 조정에 의하여 제한된다. d, t, r의 크기는 과도한 피크 및 비디오 응답 특성을 제공하도록 선택되어 롤 오브의 변화정도를 도입하기 위하여 MISFET(41)의 채널과 직열로 삽인된 가변 저항기를 사용하여 선정되고, 비디오 응답특성은 소망한대로 응하여 조절된다.The duration d of the reset pulse is selected to give the rolled-off response characteristic or the given video response characteristic of the peak if desired to smooth the video response characteristic at the output connection of the synchronous detector 40. The length of the period t can be set to such an extent that it affects the picking. As mentioned above, this adjustment is limited by the adjustment necessary to remove the reset noise. The magnitudes of d, t, and r are chosen to provide excessive peak and video response characteristics, and are selected using a variable resistor inserted in series with the channel of MISFET 41 to introduce the degree of change in roll of, and the video response characteristics. Is adjusted as desired.
동기 검파기(40)에 선행하는 미분회로(30)를 설정함으로서 CCD이미지어에서 생기는 다른 문제를 해소시킬 수 있다. B레지스터(12)로부터 C레지스터(13)까지 전화 패킷을 병열 전송하는 동안에 기체의 바이어서에 과도적인 변화가 생긴다. 이 변화에 응답하여 CCD이미지어에 레벨 시프트를 생기게 한다. 이 레벨 시프트는 비디오 신호의 각선 중에서, 클록 C레지스터로부터 송출되는 최초의 2, 3의 비디오.By setting the differential circuit 30 preceding the synchronous detector 40, other problems arising in the CCD imager can be solved. Transient changes occur in the via of the gas during the parallel transfer of telephone packets from the B register 12 to the C register 13. This change causes a level shift in the CCD imager. This level shift is the first two or three videos transmitted from the clock C register among the lines of the video signal.
샘플 중에 초기에 눈에 띄고 감쇠하는 과대 휘도로서 나타난다. 화상은 끝부분에 있어서 이 과대 휘도의 "훅"(hook)은 미분회로(30)의 응답신호 중에서 실질적으로 완전히 억제되는데 충분한 느린 그림요소대 그림 요소간의 율로서 감쇠한다. 수직 리트레이스 기간중에 A레지스터로부터 B레지스터의 전하의 전송에 의하여, 표시된 영상의 정상부에서 나타나는 것과 동일한 효과가 생긴다. 이 효과도 또 미준회로(30)에 의하여 실질적으로 완전히 감소된다.Appears as excessive brightness initially noticeable and attenuated during the sample. At the end of the image, this " hook " of this excessive brightness decays as a ratio between the slow picture element to the picture element sufficient to be substantially completely suppressed in the response signal of the differential circuit 30. The transfer of the charge from the A register to the B register during the vertical retrace period produces the same effect as appears at the top of the displayed image. This effect is also substantially completely reduced by the collimator circuit 30.
다음에 앞서 말한 별도의 리세트모드에 대하여 설명한다. 부동확산영역(14)을 리세트드레인 전위에 리세트 하는 경우와 채널 내의 전위에 리세트 하는 경우의 차이점이 제 3 도, 제 4 도 및 제 5 도에 도시한 전위 형태를 참조하여 설명된다.Next, the other reset mode described above will be described. The difference between the case in which the floating diffusion region 14 is reset to the reset drain potential and the case in which it is reset to the potential in the channel will be described with reference to the potential types shown in FIGS. 3, 4, and 5.
제 3 도에는 부동확산영역(14)을 채널내의 전위에 리세트하고 경우에 전위 형태가 도시되어 있다. 채널내의 전위는 RD정도로 정(+)이 아닌 r의 최대 정방향으로의 흔들림에 의하여 설정된다. 최대정(+)방향의 흔들림으로 장벽보다도 다소 정의 전위 레벨이 부동확산영역(14)위에 설정 될때까지, 부동확산영역(14)의 영역내와 게이트(21)의 하의 전하 케리어에 의하여 둘러싸이는 높이의 낮은 장벽이 형성된다. 이 전위는 RD보다도 낮은 정이다. 전하 케리어의 열여자에 응답하여 흐르는 암(暗)전류에 의한 작은 오프세트를 가진 장벽높이에 리세트 된다.(이 열여자에 의한 오프세트의 변화는 채널내 전위에 리세트 될 때에 변조 전송 함수의 베이스 밴드의 저조파 피크의 주된 원인이 된다.)In FIG. 3, the floating diffusion region 14 is reset to the potential in the channel and the potential form is shown. The potential in the channel is set by shaking in the maximum positive direction of r rather than positive in the order of RD. The height surrounded by the charge carrier under the gate 21 and in the region of the floating diffusion region 14 until the positive potential level is set above the floating diffusion region 14 due to the maximum positive (+) direction shaking. A low barrier of is formed. This potential is lower than that of RD. It is reset to the barrier height with a small offset by the dark current flowing in response to the heat excitation of the charge carrier. (The change in the offset by this heat excitation is a modulation transfer function when reset to the potential in the channel. Is the main cause of low-harmonic peaks in the baseband.)
제 4 도에는 부동확산영역(14)을 채널내 전위로 리세트 하는 바람직한 방법의 전위형태가 도시되어 있다. 리세트게이트(18)는 리세트드레인전위 RD를 포함하는 범위에 걸쳐서 동작한다. r의 정의 움직임은 부동확산영역(14)이 리세트되는 채널내 전위가 아니다. dc게이트(21)에 공급되는 직류전위 RG는 거기서 생기는 노이즈를 제거하기 위하여 용이하게 여파되고, 리세트드레인 전압 RD보다도 보다 작은 정으로 한다. 전위장벽(63)은 dc게이트(21)의 하에 형성되고, 부동확산영역(14)은 약간 정으로 오프세트하여 전위장벽(63)에 리세트 한다. 이런 오프세트는 장벽의 전위가 이미 상에 위치할 수가 없어질 때까지 전하의 흐름이 계속하므로 생긴다.4 shows the potential form of the preferred method of resetting the floating diffusion region 14 to an in-channel potential. The reset gate 18 operates over a range including the reset drain potential RD. The positive movement of r is not a potential in the channel in which the floating diffusion region 14 is reset. The DC potential RG supplied to the dc gate 21 is easily filtered in order to remove noise generated therefrom and is set to a smaller value than the reset drain voltage RD. The potential barrier 63 is formed under the dc gate 21, and the floating diffusion region 14 is slightly offset to reset to the potential barrier 63. This offset occurs because the flow of charge continues until the potential of the barrier cannot already be located on the phase.
제 5 도에는 리세트게이트(18)외 리세트드레인(20)과의 사이에 별도의 dc게이트(64)가 삽입되었을 때에, 부동확산영역(14)을 dc게이트(21)하의 장벽전위에 리세트하는 전위 형태가 도시되어 있다. 이와 같은 별도의 dc게이트(64)는 RCA코오포레이숀 제의 CCD이미지어 에서 볼 수 있다. 이런 별도의 dc게이트(64)는 이 장치내에서 dc게이트(21)에 접속되고 있다. 게이트(18)가 정 펄스로서 구동되지 않을 때에는 리세트게이트(18)의 하로부터 전하의 바람직한 흐름 방향은 리세트 드레인(20)에 행하는 방향이다. 이것은 리세트드레인(20)으로부터의 끝가장자리의 전계에 의하여 dc게이트(64)의 장벽을 끌어내리고, dc게이트(21)하의 장벽전위는 dc게이트(64)하의 장벽 전위보다도 용이하게 저하하지 않는 경향이 있기 때문이다.5, when a separate dc gate 64 is inserted between the reset gate 18 and the reset drain 20, the floating diffusion region 14 is reset to the barrier potential under the dc gate 21. In FIG. The potential form to set is shown. Such a separate dc gate 64 can be seen in the CCD imager made by RCA Corporation. This separate dc gate 64 is connected to the dc gate 21 in this device. When the gate 18 is not driven as a positive pulse, a preferable flow direction of charge from under the reset gate 18 is a direction to the reset drain 20. This causes the barrier of the dc gate 64 to be pulled down by the electric field at the edge of the reset drain 20, and the barrier potential under the dc gate 21 does not tend to be lowered more easily than the barrier potential under the dc gate 64. Because of this.
본 발명은 전하 전송형식의 CCD이미지어(10)에 대하여 설명하였으나, 인터 라인 전송형식 혹은 라인 전송 형식과 같은 다른형식의 CCD이미지어에도 동일하게 적용하여 같은 효과가 얻어진다.Although the present invention has been described with respect to the charge transfer type CCD imager 10, the same effect can be obtained by applying the same to other type CCD imagers such as the inter line transfer type or the line transfer type.
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