KR890004648B1 - Voltage control oscillator - Google Patents
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Abstract
Description
제 1 도는 에미터 결합형 무안정 멀티바이브레이터를 사용한 종래의 전압제어 발진기를 도시하는 회로도.1 is a circuit diagram showing a conventional voltage controlled oscillator using an emitter coupled unstable multivibrator.
제 2 도는 제 1 도의 회로의 각부의 이상파형을 설명하기 위한 신호 파형도.2 is a signal waveform diagram for explaining an abnormal waveform of each part of the circuit of FIG.
제 3 도는 제 1의 각부의 실제 파형을 설명하기 위한 신호 파형도.3 is a signal waveform diagram for explaining an actual waveform of each first part.
제 4 도는 제 1 도에 도시하는 회로에 있어서의 제어전압에 대한 발진주파수를 도시하는 특성도.4 is a characteristic diagram showing an oscillation frequency with respect to a control voltage in the circuit shown in FIG.
제 5 도는 본 발명에 관한 전압 제어 발진회로의 한 실시예를 도시하는 회로도.Fig. 5 is a circuit diagram showing one embodiment of the voltage controlled oscillation circuit according to the present invention.
제 6 도는 에미터 결합용의 콘덴서의 양단 전압을 제 1 도의 회로와 제 2 도의 회로에서 비교해서 도시하는 신호 파형도.FIG. 6 is a signal waveform diagram showing the voltages at both ends of the capacitor for emitter coupling in comparison with the circuit of FIG. 1 and the circuit of FIG. 2. FIG.
제 7 도는 제 5 도의 회로에 있어서의 제어전압에 대한 발진 주파수의 관계를 도시하는 회로도.FIG. 7 is a circuit diagram showing a relationship of oscillation frequency to control voltage in the circuit of FIG.
제 8 도는 본 발명의 다른 실시예를 도시하는 회로도.8 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for main parts of the drawings
C : 콘덴서 V1, V2: 전압원C: condenser V 1 , V 2 : voltage source
I1, I2: 전류원 R1, R2, R3, R4: 저항I 1 , I 2 : current source R 1 , R 2 , R 3 , R 4 : resistance
Q1∼ Q9: 트랜지스터Q 1 to Q 9 : transistor
본 발명은 에미터 결합형 무안정 멀티바이브레이터를 사용한 전압제어 발진기에 관한 것이다.The present invention relates to a voltage controlled oscillator using an emitter coupled unstable multivibrator.
전압의 변화를 주파수의 변화로 변환하여 처리하는 전자기기, 예를 들면 FM 변조기, PLL회로, 전압/주파수 컨버어터등에 있어서는 일반적으로 전압제어발진기가 자주 사용된다.BACKGROUND OF THE INVENTION In general, a voltage controlled oscillator is frequently used in an electronic device that converts a change in voltage into a change in frequency and processes it, for example, an FM modulator, a PLL circuit, and a voltage / frequency converter.
제 1 도는 종래의 에미터 결합형 무안정 멀티바이브레이터를 사용한 전압제어 발진기를 도시한다. 이하에 이 발진기의 구성 및 동작을 설명하여 아울러 문제점을 설명한다.1 shows a voltage controlled oscillator using a conventional emitter coupled unstable multivibrator. Hereinafter, the configuration and operation of the oscillator will be described, and the problem will be described.
제 1 도에 있어서 트랜지스터 Q1-Q7, 저항 R1, R2전압원 V1, 전류원 I1, I2및 콘덴서 C는 에미터 결합형 무안정 멀티바이브레이터를 구성하고, 트랜지스터 Q8, Q9및 저항 R3, R4는 전압원 V2로 부터의 제어전압 V1를 전류로 변환하여 상기 멀티바이브레이터의 동작전류를 제작하도록 구성된다.In FIG. 1, transistors Q 1 -Q 7 , resistors R 1 , R 2 voltage source V 1 , current sources I 1 , I 2, and capacitor C constitute an emitter coupled unstable multivibrator, and transistors Q 8 , Q 9 And resistors R 3 and R 4 are configured to convert the control voltage V 1 from voltage source V 2 into a current to produce an operating current of the multivibrator.
제 2 도에 동작시의 각부 A, B, C, D의 파형 및 스위칭 동작하는 트랜지스터 Q1, Q3, Q6및 Q7의 상태를 온(하이 레벨), 오프(로우레벨)로 표시한다. 기간 T1에 있어서는 트랜지스터 Q3, Q7이 온되고, 정귀환루우프에 의하여 트랜지스터 Q1, Q7은 오프된다. 이때의 콘덴서 C의 전류로는 트랜지스터 Q7의 에미터 → 콘덴서 C → 트랜지스터 Q8의 콜렉터이고, 트랜지스터 Q8의 콜렉터전류로 결정되는 전류가 콘덴서 C에 흐른다. 이 상태에서는 트랜지스터 Q7이 온되고 있으므로 그 에미터 전위는 고정되고 있으므로 콘덴서 C의 충전이 진행됨에 따라 트랜지스터 Q6의 에미터 전위가 저하되고, 결국에는 트랜지스터 Q6이 온된다. 트랜지스터 Q6이 온된 직후에 트랜지스터 Q1도 온되고, 정귀환루우프에 의하여 트랜지스터 Q3, Q7은 오프가 되어 기간 T2의 상태가 된다. 이와같이 기간 T1, T2의 상태를 반복하여 발진이 유지된다.2 shows the waveforms of the parts A, B, C and D during operation and the states of the transistors Q 1 , Q 3 , Q 6 and Q 7 which operate in switching (high level) and off (low level). . In the period T 1 , the transistors Q 3 and Q 7 are turned on, and the transistors Q 1 and Q 7 are turned off by the positive feedback loop. At this time, as the current of the capacitor C is the emitter of the transistor Q 7 → capacitor C → the collector of the transistor Q 8, a current determined by the collector current of the transistor Q 8 flows through the capacitor C. In this state, since the transistor Q 7 is turned on, its emitter potential is fixed. As the charge of the capacitor C proceeds, the emitter potential of the transistor Q 6 decreases, and eventually the transistor Q 6 is turned on. Immediately after the transistor Q 6 is turned on, the transistor Q 1 is also turned on, and the transistors Q 3 and Q 7 are turned off by the positive feedback loop, thereby bringing the state of the period T 2 . In this way, the oscillation is maintained by repeating the states of the periods T 1 and T 2 .
여기에 있어서 이 회로의 이상적인 발진주파수 F1를 구한다. 기간 T2의 상태에 있어서의 트랜지스터 Q6, Q7의 베이스 전위 VB6(2), VB7(1)은Here, the ideal oscillation frequency F 1 of this circuit is obtained. The base potentials V B6 (2) and V B7 (1) of the transistors Q 6 and Q 7 in the state of the period T 2 are
VB6(2)= VCC- VBE2- VBE5……………………………………………… (1)V B6 (2) = V CC -V BE2 -V BE5 . … … … … … … … … … … … … … … … … … (One)
VB7(2)= VCC- Vr 1 f- VBE1VBE1………………………………………… (2)V B7 (2) = V CC -V r 1 f -V BE1 V BE1 ... … … … … … … … … … … … … … … … (2)
단 VCC: 전원 (+ B)의 전압Single V CC : Voltage of Power (+ B)
Vref: 전압원 V1의 전압V ref : Voltage of voltage source V 1
VBEn: 트랜지스터 Qn(n =1 - 9)의 베이스. 에미터간 순방향 강하전압(이하의 식에서도 동일함)이 된다.V BEn is the base of transistor Q n (n = 1-9). The forward drop voltage between the emitters is also the same.
이때 트랜지스터 Q6이 온되고 있으므로 트랜지스터 Q6의 에미터 전위 VE6(2)는 식(1)에서,At this time, since the transistor Q 6 is turned on, the emitter potential V E6 (2) of the transistor Q 6 is represented by Equation (1).
VE6(2)= VCC- VBE2- VBE5- VBE6………………………………………… (3)V E6 (2) = V CC -V BE2 -V BE5 -V BE6 . … … … … … … … … … … … … … … … (3)
가 되어 고정된다. 한편 트랜지스터 Q7은 오프되고 있으므로 트랜지스터 Q7의 에미터전위 VE7(2)는 콘덴서 C의 충전과 동시에 하강된다. 따라서 기간 T2의 종말에 있어서의 트랜지스터 Q7의 에미터전위 VE7(2)E가 식(2)에 표시하는 트랜지스터 Q7의 베이스 전위 VB7(2)보다 그 베이스 ·에미터간 순방향 강하 전압 VBE7만큼 적어졌을 때, 즉Is fixed. On the other hand, since the transistor Q 7 is turned off, the emitter potential V E7 (2) of the transistor Q 7 drops simultaneously with the charging of the capacitor C. Therefore, the forward drop voltage between the base and the emitter of the emitter potential V E7 (2) E of the transistor Q 7 at the end of the period T 2 is higher than the base potential V B7 (2) of the transistor Q 7 shown in Equation (2). When it's as low as V BE7
VE7(2)= VCC- Vref- VBE1- VBE4- VBE7………………………………… (4)V E7 (2) = V CC -V ref -V BE1 -V BE4 -V BE7 . … … … … … … … … … … … … (4)
가 된 순간 회로상태는 반전하고 기간 T1의 상태가 된다.At the moment, the circuit state is reversed and the state becomes the period T 1 .
이때 트랜지스터 Q7의 에미터전위 VBE7(1)은 이 트랜지스터 Q7의 에미터전위 VBE7(1)은 이 트랜지스터 Q7이 오프로부터 온으로절환되므로 순시에,At this time, the emitter ground of the transistor Q 7 above V BE7 (1) is above the emitter grounds V BE7 (1) of the transistor Q 7 is instantaneously because the transistor Q 7 is switched from an off state to an on state,
VBE7(1)= VCC- VBE2- VBE4- VBE7………………………………………… (5)V BE7 (1) = V CC -V BE2 -V BE4 -V BE7 ... … … … … … … … … … … … … … … … (5)
로 변화된다. 트랜지스터 Q7의 에미터전위가 에서 VE7(2)로 순시에 변화하고 그 전위차는 식(4), (5)에서Is changed. The emitter potential of transistor Q 7 changes instantaneously from to V E7 (2) and the potential difference is given by equations (4) and (5)
VE7(1)- VE7(2)E= Vref……………………………………………………… (6)V E7 (1) -V E7 (2) E = V ref . … … … … … … … … … … … … … … … … … … … … (6)
이 된다. 단 모든 트랜지스터 베이스· 에미터간 순방향 강하전압 VBE7은 동일한 것으로 한다. 이 전위차 Vref는 그대로 콘덴서 C의 타단인 트랜지스터 Q6의 에미터에 전송되고, 기간 T1의 초기에 있어서의 트랜지스터 Q6의 에미터전위 VE6(1)S는 식(3)에서,Becomes However, the forward drop voltage V BE7 between all transistor bases and emitters is assumed to be the same. This potential difference V ref is transmitted as it is to the emitter of the transistor Q 6 which is the other end of the capacitor C, and the emitter potential V E6 (1) S of the transistor Q 6 at the beginning of the period T 1 is expressed by Equation (3),
VE(1)= Vmm- VBES= Vmm- VBE- VBE5- VBE6+ Vref………………… (7)V E (1) = V mm -V BES = V mm -V BE -V BE5 -V BE6 + V ref . … … … … … … (7)
이 된다. 이 상태에서 콘덴서 C는 전의 기간 T2의 경우아는 반대방향을 충전을 개시학, 트랜지스터 Q6의 에미터 전위가 강하하기 시작하고, 이것이Becomes In this state, the capacitor C starts charging in the opposite direction in the case of the previous period T 2 , and the emitter potential of the transistor Q 6 starts to drop.
VE6(1)E= VCC- Vref- VBE3- VBE5- VBE6……………………………… (8)V E6 (1) E = V CC -V ref -V BE3 -V BE5 -V BE6 . … … … … … … … … … … … (8)
이되는 순단에 회로 상태는 기간 T1에서 재차 기간T2가 된다.At the next step, the circuit state becomes a period T2 again in the period T1.
한편, 기간 T1의 사이, 트랜지스터 Q7의 에미터 전위 VBE7(1)은 트랜지스터 Q7이 온 되고 있으므로 VE7(1)= VCC- VBE2- VBE- VBE7…………………………… (9)On the other hand, between the period T 1, so the emitter voltage V BE7 (1) of the transistor Q 7 is turned on and the transistor Q 7 is V E7 (1) = V CC - V BE2 - V BE - V BE7 ... … … … … … … … … … … (9)
로서 일정하다.As constant.
따라서, 1개의 기간내의 콘덴서 C의 양단의 전위차 △VC의 변화량은 식(7), (8)에서Thus, variation in the potential difference △ V C at both ends of one period of the capacitor C has the formula (7), (8)
△ = VE6(1)S- VE6(1)I= 2VRref…………………………………………… (10)Δ = V E6 (1) S -V E6 (1) I = 2 VR ref ... … … … … … … … … … … … … … … … … 10
이 된다. 단, 모든 트랜지스터의 베이스 · 에미터간 순방향 강하 전압 VBEn은 동일한 것으로 한다.Becomes However, the forward drop voltage V BEn between the base and emitter of all transistors is to be the same.
또 콘덴서 C에 흐르는 전류는 기간 T1에서는 트랜지스터 Q8의 콜렉터전류로 결정되고, 기간 T2에서는 트랜지서터 Q9의 콜렉터전류로 결정된다. 여기에서 트랜지스터 Q8과 Q9가 동일 특성의트랜지스터이고 또 저항 R3, R4의 저항치가 동일하면 트랜지스터 Q8, Q9의 콜렉터전류는 동일해 진다. 이 전류를 ic로 하면 제 1 도와 같이 전류 ic는 제어전압 V1에 의하여 그 값이 제어되도록 구성된다. 이상 제 2 도에 도시하는 기간 T1, T2의 시간 t를 구하면In addition the current flowing through the capacitor C is determined by the collector current of a period T 1 the transistor Q 8, the period T 2 is determined by the collector current of the transient substation emitter Q 9. Here, when the transistors Q 8 and Q 9 are transistors of the same characteristics and the resistances of the resistors R 3 and R 4 are the same, the collector currents of the transistors Q 8 and Q 9 become the same. If the current ic to the current ic as a first assist is configured such that its value is controlled by a control voltage V 1. The time t of the periods T 1 and T 2 shown in FIG.
…………………………………… (11) … … … … … … … … … … … … … … (11)
단, Ca: 콘덴서 C의 용량치가 된다. 따라서 이상적인 발진주파수 Fi는 주기가 2t이므로,However, C a : becomes the capacitance of the capacitor C. Therefore, the ideal oscillation frequency Fi has a period of 2t,
…………………………………………… (12) … … … … … … … … … … … … … … … … … (12)
가 된다. 즉 제어전압 V1에 의하여 전류 ic를 제어하므로써 전류ic에 대하여 직선적으로 발진주파수 Fi를 제어할 수 있다. 그러나, 실제의 회로에 있어서는 소자의 기생용량이나 배선의 부유(floating)용량에 의하여 동작에 지연이 발생한다. 이 지연은 기간 T1과 T2와의 반전시에 발생하고, 제 3 도의 도시와 같이 각부 A, B, C, D의 파형 및 △ V0의 상승시 및 하강시에 각각 Td1및 Td2의 지연시간을 갖게된다. 이 지연시간 Td1및 Td2를 고려한 실제의 발진 주파수 Fr는Becomes In other words it is possible to linearly control the oscillation frequency Fi with respect to the current ic ic By the current controlled by a control voltage V 1. However, in an actual circuit, a delay occurs in operation due to the parasitic capacitance of the element or the floating capacitance of the wiring. This delay occurs at the inversion of the periods T 1 and T 2 , and as shown in FIG. 3, the waveforms of the parts A, B, C, and D, and the rising and falling of ΔV 0 , respectively, are used for Td 1 and Td 2 . There will be a delay. Considering these delay times Td 1 and Td 2 , the actual oscillation frequency F r is
…………… (13) … … … … … (13)
가 된다. 식(13)과 같이 실제의 발진주파수 Fr도 전류 ic에 의하여 제어할 수 있으나 전류 ic에 대한 발진주파수 Fr의 직선성은(Td1+Td2)의 항 때문에 상실된다. 또(Td1+Td2)는 항시 일정하므로 발진주파수 Fr가 커지도록 (시간 t가 작아지도록)제어할 수록 비직선성이 크게 나타나는 결점이 있다. 이러한 회로의 제어전압 V1에 대한 발진주파수의 관계를 제 4 도에 도시한다. 도면에서 발진주파수가 커질수록 비직선성이 크게 나타나는 것을 알 수 있다.Becomes As shown in equation (13), the actual oscillation frequency F r can also be controlled by the current ic, but the linearity of the oscillation frequency F r with respect to the current ic is lost due to the term (Td 1 + Td 2 ). In addition, since (Td 1 + Td 2 ) is always constant, as the oscillation frequency F r is controlled to be large (time t becomes small), there is a drawback that the nonlinearity becomes larger. 4 shows the relationship of the oscillation frequency to the control voltage V 1 of such a circuit. In the figure, it can be seen that as the oscillation frequency increases, the nonlinearity increases.
본 발명은 상기의 사정에 대처하기 위하여 연구된 것으로 제어전압에 대한 발진주파수의 직선성을 양호하게 할 수 있는 전압제어 발진기를 제공하는 것을 목적으로 한다.An object of the present invention is to provide a voltage controlled oscillator capable of improving linearity of an oscillation frequency with respect to a control voltage.
본 발명에 의하면, 제 1 의 트랜지스터와 : 제 2 의 트랜지스터와 : 이 제1, 제 2 의 트랜지스터의 에미터간에 접속되고 적어도 1개의 캐퍼시터 및 임피던스소자(이 임피던스 소자는 전압제어 발진기의 동작 주파수 범위에 있어서 허수부가 실수부에 대하여 무시할 수 있는 정도의 값을 나타낸다)를 포함하는 직렬회로와 : 이 제1, 제 2 의 트랜지스터의 콜렉터에 각각 접속된 제1, 제2 의 부하와 : 상기 제 1 의 트랜지스터의 콜렉터와 상기 제 2 의 트랜지스터의 베이스간 및 제 (汕)지스터의 콜렉터와 제 1 의 트랜지스터의 베이스간에 접속되는 피이드 백 수단과 : 상기 제1, 제 2 의 트랜지스터의 에미터에 각각 접속된 제1, 제 2 의 전류원과 : 상기 제1, 제 2 의 전류원에 공통으로 접속된 제어 전압원 : 을 구비한 에미터 결합 무안정 멀티바이브레이터형 전압제어 발진기가 제공된다.According to the present invention, a first transistor and a second transistor are connected between emitters of the first and second transistors, and each of at least one capacitor and an impedance element (the impedance element is an operating frequency range of a voltage controlled oscillator). In which the imaginary part represents a negligible value for the real part, and a first and a second load connected to the collectors of the first and second transistors, respectively. Feed-back means connected between the collector of the transistor of the transistor and the base of the second transistor and between the collector of the first transistor and the base of the first transistor: connected to emitters of the first and second transistors, respectively Emitter coupled unstable multivibrator type voltage control comprising: first and second current sources and a control voltage source commonly connected to said first and second current sources An oscillator is provided.
이하에 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다. 제 5 도는 한 실시예의 회로도이다. 제 5 도에 있어서 앞의 제 1 도와 상이한 점은 콘덴서 C에 직렬로 저항 R가 접속되는 점이다. 즉 저항 R와 콘덴서 C와의 직렬회로가 트랜지스터 Q6, Q7의 에미터간에 삽입된다. 그밖의 구성은 모두 제 1 도와 동일하므로 여기에서는 그 상세한 설명을 생략한다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. 5 is a circuit diagram of one embodiment. In FIG. 5, the difference from the first first embodiment is that the resistor R is connected in series with the capacitor C. In FIG. In other words, a series circuit between the resistor R and the capacitor C is inserted between the emitters of the transistors Q 6 and Q 7 . Since all other configurations are the same as those of the first drawing, detailed description thereof will be omitted here.
상기 구성에 있어서 동작을 설명한다. 저항 R에는 콘덴서 C의 충전전류 ic가 흐르고 있으므로 그 양단의 전위차 △VR는 항시The operation in the above configuration will be described. Since the charging current ic of the capacitor C flows through the resistor R, the potential difference ΔV R at both ends is always
△VR= i·Ra…………………………………………………………………… (15)ΔV R = i.R a . … … … … … … … … … … … … … … … … … … … … … … … … … (15)
단, Ra: 저항 R의 저항치가 된다. 저항 R가 없는 경우의 콘덴서 C의 양단전위차 △Vc는 식(10)에서 2ref가 되어 있으므로 제 5 도의 경우의 콘덴서 C의 양단전위차 △c(R)는R a is the resistance of the resistor R. Since the potential difference ΔV c of the capacitor C when there is no resistance R is 2 ref in Equation (10), the potential difference Δ c (R) of the capacitor C in FIG. 5 is
△c(R)·2Vref- ic·Ra
가 된다. 따라서 소자의 지연시간 Td1, Td2를 고려했을때의 발진 주파수 Fr(a)는 앞의 식(13)과 같고,Becomes Therefore, when the delay times Td 1 and Td 2 of the device are considered, the oscillation frequency F r (a) is the same as in Equation (13) above.
가 된다. 여기에서Becomes From here
………………………………………………………… (17) … … … … … … … … … … … … … … … … … … … … … … (17)
가 되도록 저항 R의 저항치 Ra를 선택하면 식(16)은 어떠한 전류ic의 값에 대해서도If the resistance value Ra of the resistor R is selected so that Eq.
…………………………………………………… (18) … … … … … … … … … … … … … … … … … … … … (18)
가 되고, 식(12)에서 표시한 이상적인 경우와 동일한 식이 되고, 발진주파수 Fr(R)는 전류 ic에 의하여 직선적으로 변화한다.Is the same as the ideal case shown in equation (12), and the oscillation frequency F r (R) changes linearly with the current ic.
이것을 콘덴서 C의 양단전압으로 표시하면 제 6 도와 같다.If this is expressed as the voltage across the capacitor C, it is equal to the sixth degree.
제 6 도는 R=0의 경우(종래의 경우)와 Ra=(Td1+Td2)/2Ca의 경우(본 실시예의 경우)를 표시한다. 후자의 경우 어떠한 전류 ic의 값에 대해서도 주기가 2t가 되고, 이상적인 경우와 동일해진다. 또 제 6 도에 있어서 시간 t'는6 shows the case of R = 0 (conventional case) and the case of Ra = (Td 1 + Td 2 ) / 2C a (in case of the present embodiment). In the latter case, the period becomes 2t for any value of the current ic, which is the same as the ideal case. In FIG. 6, the time t 'is
………………………………………………………… (19) … … … … … … … … … … … … … … … … … … … … … … (19)
로서 표시된다.Is indicated as.
제 7 도는 저항치 Ra를 파라미터로서 제어전압 V1에 대한 발진주파수 Fr의 관계를 표시한다. 도면에서 Ra=(Td1+Td2)/2인 경우는 특성곡선이 직선성을 표시하고 이것 이외의 경우는 비직선성을 표시하는 것을 알 수있다. 여기에서 사용된 저항으로 발진주파수 Fr에 대하여 저항으로서 동작하는 것이면 된다. 다시말하면 동작주파수 범위에 있어서 이미지너리 파아트가 리얼파아트에 대하여 무시할 수 있는 정도의 임피던스소자(Ic 회로도 포함)를 사용할 수 있다.7 shows the relationship of the oscillation frequency F r to the control voltage V 1 using the resistance value Ra as a parameter. In the figure, it can be seen that when Ra = (Td 1 + Td 2 ) / 2, the characteristic curve shows linearity, and in other cases, nonlinearity is indicated. The resistor used here may be any one that operates as a resistor with respect to the oscillation frequency F r . In other words, it is possible to use an impedance element (including an IC circuit) in an operating frequency range in which the imagery farat is negligible with the real farat.
제 8 도는 본 발명의 다른 실시예를 도시하는 회로도이다. 이 실시예는 저항 R를 2개의 저항 RA, RB로 분할하여 이들 저항 RA, RB를 각각 콘덴서 C의 일단, 타단에 직렬로 접속한 것이다. 이러한 구성에 있어서도 앞의 실시예와 동일한 효과가 있다.8 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention. In this embodiment, the resistor R is divided into two resistors R A and R B , and these resistors R A and R B are connected in series to one end and the other end of the capacitor C, respectively. Also in such a structure, there exists the same effect as the previous embodiment.
또, 이와같은 구성의 다른 이점으로는 이 회로를 반도체 집적회로로서 콘덴서 C를 외부에 부착했을 경우 이 콘덴서 C를 외부부착접속하기 위한 단자핀 P1, P2가 팔요하나, 저항R1,Rv각각 단P1, P2지에 접속된 트랜지스터 Q6, Q7의 과대전류방지용의 프로텍트저항으로서 이용할 수 있는 점이다. 이 효과를 트랜지스터 Q6, Q7에 대하여 가장 효과적으로 얻기 위해서는 저항 R1, R2의 저항치를로 하면 좋다. 외부부착핀 P1, P2를 설치하면 이들 핀 P1, P2가 전원의 단자에 접속되는 경우가 있으나, 이 저항 R1, R2가 트랜지스터 Q6, Q7의 에미터에 접속되어 있으면 충분한 프로텍트 효과를 기대할 수 있다.In addition, this as another advantage of such configuration is the circuit either when mounting the capacitor C to the outside as a semiconductor integrated circuit of the terminals for external connection of the capacitor C pins P 1, P 2 is palyo, resistors R 1, R v It can be used as a protection resistor for preventing excessive current of transistors Q 6 and Q 7 connected to the terminals P 1 and P 2 , respectively. In order to obtain this effect transistors Q 6, Q 7 with respect to the effective resistance R 1, the resistance value of R 2 It is good to do. External pin P 1, by installing the P 2 these pins P 1, P 2 a, but the case which is connected to the power supply terminal, a resistor R 1, R 2 and the transistor Q 6, if it is connected to the emitter of Q 7 Sufficient protection effect can be expected.
이와같이 본 발명에 의하면 에미터 결합형 무안정 멀티바이브레이터를 사용한 전압제어 발진기에 있어서, 에미터 결합용의 콘덴서에 저항을 직렬로 부가하므로써 제어전압에 대하여 발진주파수의 직선성이 극히 양호하고, 또 반도체 집적회로 화에 호적한 전압제어 발진기를 제공할 수 있다.As described above, according to the present invention, in a voltage controlled oscillator using an emitter coupled type unstable multivibrator, the linearity of the oscillation frequency with respect to the control voltage is extremely good by adding a resistor in series to the capacitor for emitter coupling. A voltage controlled oscillator suitable for integrated circuits can be provided.
Claims (5)
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP58165908A JPS6058714A (en) | 1983-09-09 | 1983-09-09 | Voltage controlled oscillator |
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Family Applications (1)
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