KR20240081178A - 양방향 스위칭 컨버터를 포함하는 전자 장치 - Google Patents

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이성우
조대웅
허운형
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Abstract

본 개시의 기술적 사상에 따른 전자 장치는, 입력 전압 노드와 스위칭 노드를 연결하는 제1 트랜지스터, 스위칭 노드와 접지 노드를 연결하는 제2 트랜지스터, 부하 전류의 크기에 비례하여 증가하는 제1 주파수를 갖는 제1 신호를 생성하는 래치 회로, 제1 주파수의 1/N배(N은 자연수)의 제2 주파수를 갖는 제2 신호를 생성하는 스위칭 모듈레이터 및 제2 신호를 기초로 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터의 턴-온 시간을 제어하는 컨트롤러를 포함한다.

Description

양방향 스위칭 컨버터를 포함하는 전자 장치{ELECTRICAL DEVICE INCLDUING BIDIRECTIONAL SWITCHING CONVERTER}
본 개시의 기술적 사상은 컨버터에 관한 것으로, 구체적으로는 양방향 스위칭 컨버터를 포함하는 전자 장치에 관한 것이다.
전자 기술이 발달하면서 다양한 종류의 전자 장치들이 이용되고 있다. 모바일 전자 장치는 그 내부에 포함된 배터리 장치를 통해 구동될 수 있다. 전자 장치의 전력 소모량이 상승함에 따라 배터리 용량이 상승하였고, 그에 따라 고속 충전 방식 또는 일반 충전 방식 등 충전기가 공급하는 전압의 크기에 따라 다양한 속도로 배터리를 충전할 수 있게 되었다.
본 개시의 기술적 사상은 가청 주파수 범위의 스위칭 주파수를 가청 주파수 범위 외의 스위칭 주파수로 변경하는 전자 장치를 제공한다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 개시의 일 측면에 따른 전자 장치는, 입력 전압 노드와 스위칭 노드를 연결하는 제1 트랜지스터, 스위칭 노드와 접지 노드를 연결하는 제2 트랜지스터, 부하 전류의 크기에 비례하여 증가하는 제1 주파수를 갖는 제1 신호를 생성하는 래치 회로, 제1 주파수의 1/N배(N은 자연수)의 제2 주파수를 갖는 제2 신호를 생성하는 스위칭 모듈레이터 및 제2 신호를 기초로 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터의 턴-온 시간을 제어하는 컨트롤러를 포함한다.
본 개시의 다른 측면에 따른 전자 장치는, 입력 노드와 스위칭 노드를 연결하는 제1 트랜지스터, 스위칭 노드와 접지 노드를 연결하는 제2 트랜지스터, 스위칭 노드에 연결되고, 제1 트랜지스터의 턴-온에 따라 증가하고 제2 트랜지스터의 턴-온에 따라 감소하는 인덕터 전류가 흐르는 인덕터, 입력 노드에 인가되는 입력 신호의 레벨과, 기준 레벨 간의 차이를 나타내는 에러 신호를 기초로 제1 신호를 생성하는 오실레이터, 제1 트랜지스터의 턴-온을 제어하는 제1 제어 신호와, 제2 트랜지스터의 턴-온을 제어하는 제2 제어 신호를 기초로 램프 신호를 생성하는 램프 생성기, 에러 신호 및 램프 신호를 기초로 제2 신호를 생성하는 비교기, 제1 신호와 제2 신호를 기초로 제1 주파수를 갖는 제3 신호를 생성하는 래치 회로, 제1 주파수보다 낮은 제2 주파수를 갖는 제4 신호를 생성하는 스위칭 모듈레이터 및 제4 신호를 기초로 제1 제어 신호 및 제2 제어 신호를 생성하는 컨트롤러를 포함한다.
본 개시의 다른 측면에 따른 양방향 스위칭 컨버터를 제어하는 방법은, 부하 전류의 크기에 비례하여 증가하는 제1 주파수를 갖는 제1 신호를 생성하는 단계, 제1 주파수가 기준 주파수 범위 내인 경우, 제1 주파수의 1/N배(N은 2 이상의 자연수)의 제2 주파수를 갖는 제2 신호를 생성하는 단계, 제1 주파수가 기준 주파수 범위 외인 경우, 제1 주파수의 1배의 제2 주파수를 갖는 제2 신호를 생성하는 단계 및 제2 신호를 기초로 스위칭 노드를 프리차지하는 제1 트랜지스터 또는 스위칭 노드를 디스차지하는 제2 트랜지스터를 턴-온시키는 단계를 포함한다.
본 개시의 예시적 실시 예에 따라, 주파수 모듈레이션 동작을 수행함으로써 스위칭 주파수를 가청 주파수 범위 밖으로 조절하는 전자 장치가 제공될 수 있다.
도 1은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 충전 집적 회로를 포함하는 전자 장치를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
도 2는 비교 예에 따른 전자 장치를 설명하는 도면이다.
도 3은 부하 전류에 따른 스위칭 주파수를 설명하는 도면이다.
도 4는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 전자 장치(10)를 설명하는 도면이다.
도 5는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 주파수 모듈레이션을 설명하는 도면이다.
도 6은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 오실레이터(125)를 설명하는 도면이다.
도 7은 본 개시의 예시적 실시 예에 따른 램프 신호 생성기(127)를 설명하는 도면이다.
도 8은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 전자 장치의 동작 방법을 설명하는 타이밍도이다.
도 9는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 스위칭 주파수를 설명하기 위한 도면이다.
도 10 은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 스위칭 모듈레이터를 설명하는 도면이다.
도 11a 및 도 11b는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 모듈레이션 동작의 타이밍도이다.
도 12는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 주파수 모듈레이션 동작의 타이밍도이다.
도 13은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 모듈레이션 동작 시 타이밍도를 설명하는 도면이다.
도 14는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터의 제어 방법을 설명하는 도면이다.
이하, 본 발명의 다양한 실시 예가 첨부된 도면을 참조하여 기재된다.
도 1은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 충전 집적 회로를 포함하는 전자 장치를 개략적으로 나타내는 블록도이다.
도 1을 참조하면, 전자 장치(10)는 충전 집적 회로(Integrated Circuit, IC)(100), 및 배터리(200)를 포함할 수 있다. 이 외에도 전자 장치(10)는 메인 프로세서 및 주변 장치들을 더 포함할 수 있다. 예를 들어, 전자 장치(10)는 스마트 폰, 태블릿(tablet) PC(Personal Computer), 휴대폰, PDA(Personal Digital Assistant), 랩톱, 웨어러블(wearable) 장치, GPS(Global Positional system) 장치, 전자책 단말기, 디지털방송용 단말기, MP3 플레이어, 디지털 카메라 등과 같은 모바일 장치일 수 있다. 예를 들어, 전자 장치(10)는 전기 자동차일 수도 있다.
배터리(200)는 전자 장치(10)에 내장될 수 있다. 일 실시예에서, 배터리(200)는 전자 장치(10)에 착탈 가능할 수 있다. 배터리(200) 하나 또는 복수의 배터리 셀을 포함할 수 있다. 복수의 배터리 셀은 직렬 또는 병렬로 연결될 수 있다. 전자 장치(10)에 외부 충전 장치가 연결되지 않은 경우, 배터리(200)가 전자 장치(10)에 전력을 공급할 수 있다.
충전 집적 회로(100)는 배터리(200)를 충전할 수 있으며, "배터리 충전기"라고 지칭할 수 있다. 또한, 충전 집적 회로(100)는 배터리(200)에 충전된 전압을 기초로 충전 집적 회로(100)에 연결되는 외부 장치(예컨대 유선 인터페이스 또는 무선 인터페이스)에 전력을 공급할 수 있다. 예를 들어, 충전 집적 회로(100)는 집적 회로 칩으로 구현될 수 있고, 인쇄회로기판 상에 장착될 수 있다.
충전 집적 회로(100)는 양방향 스위칭 컨버터(110) 및 컨트롤러(120)를 포함할 수 있다. 양방향 스위칭 컨버터(110)는 DC-DC 컨버터로 구현될 수 있으며, 입력 전압을 강압(step down)하거나 또는 승압(step up)하여 출력 전압을 생성할 수 있다.
양방향 스위칭 컨버터(110)는 벅 모드(또는 벅 단일 모드라고 함), 부스트 모드(또는 부스트 단일 모드라고 함) 또는 벅-부스트 모드(또는 벅-부스트 복합 모드라고 함)로 동작할 수 있다.
벅 모드에서 양방향 스위칭 컨버터(110)는 제1 스위칭 동작을 통해 벅 컨버팅 동작을 수행함으로써, 입력되는 전압을 강압하고, 강압된 전압을 기초로 배터리(200)를 충전할 수 있다.
부스트 모드에서, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 제2 스위칭 동작을 통해 부스트 컨버팅 동작을 수행함으로써, 배터리(200)로부터 입력되는 전압을 승압하고, 승압된 전압을 기초로 외부 장치에 전력을 공급할 수 있다.
벅-부스트 모드에서, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 부하 전류에 따라, 제3 스위칭 동작을 통해 벅 컨버팅 동작 또는 부스트 컨버팅 동작을 수행할 수 있다. 벅-부스트 모드에서, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 배터리(200)를 충전하거나 또는 외부 장치에 전력을 공급할 수 있다.
컨트롤러(120)는 양방향 스위칭 컨버터(110)의 복수의 충전 모드, 예컨대 벅 모드, 부스트 모드 및 벅-부스트 모드 간의 모드 전환을 제어하고, 복수의 충전 모드에서 출력 전압의 전압 레벨이 타겟 전압 레벨과 동일 또는 유사해지도록 양방향 스위칭 컨버터(110)의 스위칭 동작을 제어할 수 있다.
일부 실시예들에서, 충전 집적 회로(100)는 전력 절감 조건 하에서도 적절하게 동작하도록 저전압 차단(under-voltage lockout, UVLO) 기능, 과전류 방지(over-current protection, OCP) 기능, 과전압 방지(over-voltage protection, OVP) 기능, 돌입 전류를 경감시키는 소프트-스타트(soft-start) 기능, 폴드백 전류 제한(foldback current limit) 기능, 단락 회로 보호를 위한 히컵 모드(Hiccup Mode) 기능, 과열 차단(over-temperature protection, OTP) 기능 등의 다양한 기능들 중 적어도 하나의 기능을 지원할 수 있다.
실시예에 있어서, 전자 장치(10)는 유선 충전 및 무선 충전을 지원할 수 있으며, 유선 충전 및 무선 충전을 위한 제1 전력 인터페이스(310) 및 제2 전력 인터페이스(320)를 포함할 수 있다. 실시예에 있어서, 제1 전력 인터페이스(310)는 유선 전력 인터페이스로 구현되고, 유선 충전 회로를 포함할 수 있다. 제2 전력 인터페이스(320)는 무선 전력 인터페이스로 구현되고, 무선 충전 회로를 포함할 수 있다.
충전 집적 회로(100)는 벅 모드에서, 제1 전력 인터페이스(310)로부터의 제1 입력 전압(CHGIN) 및/또는 제2 전력 인터페이스(320)로부터 제2 입력 전압(WCIN)을 수신하고, 제1 입력 전압(CHGIN) 및/또는 제2 입력 전압(WCIN)을 기초로, 배터리(200)를 충전할 수 있다.
충전 집적 회로(100)는 부스트 모드에서, 배터리(200)의 전압을 기초로 제1 전력 인터페이스(310) 및/또는 제2 전력 인터페이스(320)로 전력을 제공할 수 있다.
충전 집적 회로(100)는 벅-부스트 모드에서, 제1 전력 인터페이스(310)로부터의 제1 입력 전압(CHGIN) 또는 제2 전력 인터페이스(320)로부터 제2 입력 전압(WCIN)을 수신하고, 제1 입력 전압(CHGIN) 또는 제2 입력 전압(WCIN)을 기초로 배터리(200)를 충전하고, 제1 입력 전압(CHGIN) 또는 제2 입력 전압(WCIN)을 기초로 제2전력 인터페이스(320) 또는 제1 인터페이스(310)로 전력을 제공할 수 있다. 또는 충전 집적 회로(100)는 제1 입력 전압(CHGIN) 및 배터리(200)의 전압을 기초로 제2 전력 인터페이스(320)로 전력을 제공하거나 또는 제2 입력 전압(CHGIN) 및 배터리(200)의 전압을 기초로 제1 전력 인터페이스(310)로 전력을 제공할 수 있다.
예를 들어, 제1 전력 인터페이스(310)에 TA(Travel Adapter) 또는 보조 배터리가 전기적으로 연결될 수 있다. TA는 가정용 전원인 AC 110 ~ 220 V 또는 다른 전원 공급 수단(예를 들어, 컴퓨터)으로부터 공급되는 전원을 배터리(200)의 충전에 필요한 DC 전원으로 변환하여 전자 장치(10)에 제공할 수 있다. 충전 집적 회로(100)는 벅 모드 또는 벅-부스트 모드에서, TA 또는 보조 배터리 등으로부터 수신한 제1 입력 전압(CHGIN)을 이용하여 배터리(200)를 충전하거나, 또는 제2 전력 인터페이스(320)로 전력을 제공할 수 있다.
예를 들어, 제1 전력 인터페이스(310)에 OTG(On The Go) 디바이스(예컨대 OTG USB 장치 등)가 연결될 수 있으며, 충전 집적 회로(100)는 제1 전력 인터페이스(310)를 통해 OTG 디바이스에 전력을 제공할 수 있다. 이때, 양방향 스위칭 컨버터(110)는 부스트 모드에서, 배터리(200)의 전압을 기초로 OTG 디바이스에 전력을 제공하거나, 또는 벅 모드에서, 제2 전력 인터페이스(320)로부터의 제2 입력 전압(WCIN)을 기초로 배터리(200)를 충전하면서 동시에 OTG 디바이스에 전력을 제공할 수 있다.
도 2는 비교 예에 따른 전자 장치를 설명하는 도면이다. 도 3은 부하 전류에 따른 스위칭 주파수를 설명하는 도면이다.
도 2를 참조하면, 전자 장치(10')는 양방향 스위칭 컨버터(110'), 컨트롤러(120') 및 배터리(200)를 포함할 수 있다. 벅 모드에서, 양방향 스위칭 컨버터(110')는 TA로부터 공급되는 전압(VCHG)을 강압함으로써 전압(VSYS)를 생성할 수 있다. 본 명세서에서, 전압을 지칭하는 명칭(예를 들어, VCHG, VSYS)은, 해당 전압이 측정되는 노드를 의미할 수도 있다. 전류(ISYS)는 벅 모드에서, 부하가 소모하는 전류에 대응하는 모델로서, 부하 전류로 지칭될 수도 있다. 부하는 노드(VSYS)로부터 전원을 제공받을 수 있다. 부스트 모드에서, 양방향 스위칭 컨버터(110')는 배터리(200)의 전압(VBAT)을 승압함으로써 전압(VCHG)을 생성할 수 있다. OTG 디바이스는 노드(VCHG)부터 전원을 제공받을 수 있으며, OTG 디바이스가 소모하는 전류는 부하 전류로 지칭될 수 있다.
양방향 스위칭 컨버터(110')는 제1 트랜지스터(111), 제2 트랜지스터(112), 제3 트랜지스터(113), 인덕터(114), 제4 트랜지스터(115), 제1 활성 부하(116), 제2 활성 부하(117)를 포함할 수 있다. 제3 트랜지스터(113)는 벅 모드 또는 부스트 모드에서 턴-온될 수 있다. 도 2를 참조하면, 벅 모드에서, 제3 트랜지스터(113)를 통해 TA로부터 양방향 스위칭 컨버터(110)로 전압이 제공될 수 있다. 제3 트랜지스터(113)의 일 단은 노드(VCHG)와 연결될 수 있고, 타 단은 노드(VBYP)와 연결될 수 있다.
제1 트랜지스터(111)는 제어 신호(VGD_HS)에 따라 턴-온됨으로써 전압(VBYP)의 레벨을 기초로 스위칭 노드(LX)를 프리차지할 수 있다. 제2 트랜지스터(112)는 제어 신호(VGD_LS)에 따라 턴-온됨으로써 스위칭 노드(LX)를 디스차지할 수 있다. 스위칭 노드(LX)의 레벨이 변화함에 따라 인덕터(114)에 흐르는 전류(IIND)가 변화하며, 이에 따라 노드(VSYS)의 레벨이 결정될 수 있다.
노드(VSYS)와 배터리(200)를 연결하거나, 전류(IBAT)를 배터리(200)에 제공하기 위하여, 제4 트랜지스터(115)는 턴-온될 수 있다.
컨트롤러(120')는 듀티 컨트롤러(121), 제로 커런트 검출기(122), 스위칭 신호 생성기(123), 전류 센서(124), 오실레이터(125), 비교기(126), 램프 신호 생성기(127), 선택기(128), 벅 보상기(129) 및 부스트 보상기(130)를 포함할 수 있다.
벅 보상기(129)는 신호(VCHG, VSYS, VBAT, ICHG, IBAT)들 중, 각 신호에 대응하는 기준 레벨을 가장 많이 초과하는 신호를 검출하고, 검출된 신호와, 대응하는 기준 레벨 간의 차이를 나타내는 전압을 출력할 수 있다. 신호는 전압 또는 전류를 의미할 수 있다. 즉, 벅 보상기(129)는 기준 레벨에 도달하지 못한 신호와 기준 레벨 간의 차이를 출력할 수 있다.
부스트 보상기(130)는 전압(VCHG)과 기준 레벨 간의 차이를 나타내는 전압을 출력할 수 있다.
선택기(128)는 모드 신호(MS)에 따라 벅 보상기(129) 또는 부스트 보상기(130)의 출력을 선택할 수 있다. 모드 신호(MS)가 벅 모드를 나타내는 경우, 선택기(128)는 벅 보상기(129)의 출력을 선택할 수 있고, 모드 신호(MS)가 부스트 모드를 나타내는 경우, 선택기(128)는 부스트 보상기(130)의 출력을 선택할 수 있다. 선택기(128)의 출력은 전압(VERR)일 수 있다. 즉, 전압(VERR)은, 신호들(VCHG, VSYS, VBAT, ICHG, IBT) 중 선택된 하나의 신호와, 선택된 신호에 대응하는 기준 레벨 간의 차이에 해당하는 레벨을 가질 수 있다.
오실레이터(125)는 전압(VERR)을 기초로 전압(VOSC)을 생성할 수 있다. 전압(VOSC)는 제어 신호(VGD_HS)를 활성화 상태(예를 들어, 로직 하이 레벨 또는 '1')로 천이시키는 타이밍을 결정하는 신호일 수 있다. 즉, 오실레이터(125)는 전압(VERR)의 레벨을 기초로 전압(VOSC)을 생성함으로써 제어 신호(VGD_HS)의 활성화 타이밍을 조절할 수 있다. 오실레이터(125)는 도 6을 참조하여 상세히 후술될 수 있다.
비교기(126)는 전압(VERR) 및 전압(VRMP)을 기초로 전압(VRST)을 생성할 수 있다. 전압(VRMP)은 램프 신호로 지칭될 수도 있다. 전압(VRST)은 제어 신호(VGD_LS)를 활성화 상태로 천이시키는 타이밍을 결정하는 신호일 수 있다. 즉, 비교기(126)는 전압(VERR) 및 전압(VRMP)을 기초로 전압(VRST)을 생성함으로써 제어 신호(VGD_LS)의 활성화 타이밍을 제어할 수 있다.
램프 신호 생성기(127)는 전류(ILSEN)의 레벨을 기초로 전압(VRMP)을 생성할 수 있다. 전압(VRMP)은 반복적인 램프 파형을 가질 수 있으며, 각 램프 파형의 크기는 전류(ILSEN)에 따라 결정될 수 있다. 램프 신호 생성기(127)는 도 7 및 도 8을 참조하여 상세히 후술될 수 있다.
스위칭 신호 생성기(123)는 전압들(VOSC, VRST)을 기초로 전압(VDUT)을 생성할 수 있다. 구체적으로, 전압(VOSC)이 활성화 상태로 천이함으로써 셋 단자(S)에 '1'이 인가되면, 출력 단자(Q)의 전압(VDUT)은 활성화 상태로 천이할 수 있고, 전압(VRST)이 활성화 상태로 천이함으로써 리셋 단자(R)에 '1'이 인가되면, 출력 단자(Q)의 전압(VDUT)은 비활성화 상태로 천이할 수 있다. 전압(VDUT)은 스위칭 신호로 지칭될 수 있다.
듀티 컨트롤러(121)는 전압(VDUT) 및 전압(VZCD)을 기초로 제어 신호들(VGD_HS, VGD_LS)을 생성할 수 있다. 구체적으로, 듀티 컨트롤러(121)는 스위칭 신호(VDUT)가 활성화 상태로 천이하면 제어 신호(VGD_HS)를 활성화 상태로 천이시킬 수 있고, 스위칭 신호(VDUT)가 비활성화 상태로 천이하면, 제어 신호(VGD_LS)를 활성화 상태로 천이시킬 수 있다. 또한, 듀티 컨트롤러(121)는 전압(VZCD)의 활성화 타이밍에 따라 제어 신호들(VGD_HS, VGD_LS)을 모두 비활성화 상태로 천이시킬 수 있다.
제로 커런트 검출기(122)는 전류(IIND)의 레벨이 0이 되는 시점에 전압(VZCD)을 활성화시킬 수 있다. 즉, 제로 커런트 검출기(122)는 스위칭 노드(LX)로부터 전류(IIND)를 모니터링함으로써 전류(IIND)의 레벨이 0이 되는 시점을 검출할 수 있다.
센서(124)는 전류(IIND)의 평균적인 레벨을 나타내는 전류(ILSEN)을 생성할 수 있다. 램프 신호 생성기(127)는 전류(ILSEN)에 따라 전압(VRMP)의 크기를 조절할 수 있다.
벅 모드에서, 부하가 소모하는 전류(ISYS)의 레벨이 작아질수록 전압(VSYS)의 레벨은 증가하며, 벅 보상기(129)에 의해 전압(VSYS)과, 기준 레벨 간의 차이에 해당하는 전압(VERR)이 커질 수 있다. 전압(VERR)이 커짐에 따라 전압(VRST)이 전압(VERR)에 도달하는 시점이 늦어지므로 전압(VDUT)의 주파수가 하강할 수 있다. 전압(VDUT)의 주파수가 하강함에 따라 노드(VSYS)에 전달되는 전압(VCHG)의 비율은 낮게 조절될 수 있다. 따라서, 전압(VSYS)의 레벨이 하강할 수 있다.
스위칭 주파수가 특정 대역에 포함되는 경우, 전자 장치(10')의 입력 신호 또는 출력 신호의 노이즈가 될 수 있으므로, 전자 장치(10')는 스위칭 주파수가 특정 대역에 포함되지 않도록 제어하기 위하여 제1 활성 부하(116) 및 제2 활성 부하(117)를 포함할 수 있다.
제1 활성 부하(116)는, 노드(VSYS)에 연결되며, 벅 모드에서 동작할 수 있다. 구체적으로, 제1 활성 부하(116)는 전류(IAL1)를 소모하며, 제어 신호(VAL1)에 따라 노드(VSYS)에 선택적으로 연결됨으로써 활성화될 수 있다. 벅 모드에서, 부하가 소모하는 전류(ISYS)가 감소하는 경우, 스위칭 주파수(fsw)가 특정 대역에 포함되지 않도록 제1 활성 부하(116)가 활성화될 수 있다.
제2 활성 부하(117)는, 노드(VCHG)에 연결되며, 부스트 모드에서 동작할 수 있다. 구체적으로, 제2 활성 부하(117)는 전류(IAL2)를 소모하며 제어 신호(VAL2)에 따라 노드(VCHG)에 선택적으로 연결될 수 있다. 부스트 모드에서, OTG 디바이스가 소모하는 전류가 감소하는 경우 스위칭 주파수(fsw)가 특정 대역에 포함되지 않도록 제2 활성 부하(117)가 활성화될 수 있다.
도 3을 참조하면, 부하 전류(ILOAD)의 레벨이 제2 구간(period2)에 포함되는 경우, 부하 전류(ILOAD)가 감소함에 따라 스위칭 주파수(fsw)는 감소할 수 있다. 부하 전류(ILOAD)는, 벅 모드에서 부하가 소모하는 전류(ISYS)일 수 있고, 부스트 모드에서 OTG 디바이스가 소모하는 전류일 수 있다.
부하 전류(ILOAD)의 레벨이 제1 구간(period1)에 포함되는 경우, 부하 전류(ILOAD)가 감소함에 따라 스위칭 주파수(fsw)의 레벨은 유지될 수 있다. 구체적으로, 부하 전류(ILOAD)의 레벨이 제1 구간(period1) 내에서 감소하는 경우, 제1 활성 부하(116) 또는 제2 활성 부하(117)가 활성화됨에 따라 노드(VCHG) 또는 노드(VSYS)에서 소모되는 전류는 일정하게 유지될 수 있고, 이에 따라 스위칭 주파수(fsw)는 제1 레벨(Lv1)로 유지될 수 있다. 제1 레벨(Lv1)과 제2 레벨(Lv2) 사이의 주파수는 가청 주파수일 수 있다. 스위칭 주파수(fsw)가 가청 주파수 범위인 경우, 전자 장치(10')의 입력 신호 또는 출력 신호에 사용자가 들을 수 있는 노이즈가 발생할 수 있다. 따라서, 비교예에 따르면, 전자 장치(10')는 스위칭 주파수(fsw)가 가청 주파수 범위 내에 포함되지 않도록 제1 활성 부하(116) 및 제2 활성 부하(117)를 제어할 수 있다.
다만, 비교예에 따르면, 제1 활성 부하(116) 및 제2 활성 부하(117)가, OTG 디바이스 또는 부하와 개별적으로 전력을 소모하므로, 스위칭 주파수(fsw)의 범위를 조절하기 위하여 전력 소모가 커질 수 있다.
도 4는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 전자 장치(10)를 설명하는 도면이다.
도 4를 참조하면, 전자 장치(10)는 도 2의 전자 장치(10')와 달리, 스위칭 모듈레이터(131)를 포함할 수 있다. 도 4에서, 양방향 스위치 컨버터(110)가 도 2의 제1 및 2 활성 부하(116, 117)를 포함하지 않는 것으로 도시되었으나, 실시예는 이에 제한되지 않는다.
스위칭 모듈레이터(131)는 전압(VDUT)의 주파수를 검출하고, 검출된 주파수에 따라 전압(VMOD)의 주파수를 조절할 수 있다. 전압(VDUT)의 주파수에 따라 전압(VMOD)의 주파수를 조절하는 동작은 주파수 모듈레이션 동작으로 지칭될 수 있다. 주파수 모듈레이션 동작 시, 전압(VMOD)의 주파수는 전압(VDUT)의 주파수보다 낮을 수 있다. 예를 들어, 전압(VDUT)의 주파수는, 전압(VMOD)의 주파수의 2의 거듭제곱 배(2배, 4배, 8배 등)일 수 있다. 전압(VDUT)의 주파수가 가청 주파수 범위 내인 경우, 스위칭 모듈레이터(131)는 주파수 모듈레이션 동작을 수행함으로써, 전압(VDUT)의 주파수보다 낮은 주파수를 갖는 전압(VMOD)을 생성할 수 있다. 전압(VMOD)의 주파수는 가청 주파수 범위 밖에 포함될 수 있다.
스위칭 모듈레이터(131)는 주파수 검출기(132) 및 주파수 조절기(133)를 포함할 수 있다. 스위칭 모듈레이터(131)는 도 10을 참조하여 상세히 후술될 수 있다.
주파수 검출기(132)는 전압(VDUT)의 주파수를 검출할 수 있다. 구체적으로, 주파수 검출기(132)는 전압(VDUT)의 활성화 시간에 따라 전압(VDUT)의 주파수를 판단할 수 있다. 주파수 검출기(132)는 전압(VDUT)의 주파수에 따라 전압(VMOD)의 주파수를 상승시킬지, 하강시킬지를 나타내는 주파수 조절 신호(예를 들어, 도 10의 VUP, VDN)를 주파수 조절기(133)에 제공할 수 있다.
주파수 조절기(133)는 주파수 조절 신호를 기초로 전압(VMOD)을 생성할 수 있다. 주파수 조절기(133)는 전압(VMOD)의 주파수를 전압(VDUT)의 주파수의 몇 배로 설정할 것인지 제어할 수 있다.
도 5는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 주파수 모듈레이션을 설명하는 도면이다. 도 5는 도 4를 참조하여 후술될 수 있다.
도 5를 참조하면, 전압(VDUT)의 주파수는 부하 전류(ILOAD)에 비례하여 상승할 수 있다. 전압(VMOD)의 주파수는 주파수 모듈레이션 동작을 통해 전압(VDUT)의 주파수보다 작아질 수 있다. 주파수 모듈레이션 동작은 N배(N은 자연수) 모듈레이션 동작들을 의미하며, N배 모듈레이션 동작 시, 전압(VMOD)의 주파수는 전압(VDUT)의 주파수의 1/N에 해당할 수 있다.
구체적으로, 부하 전류(ILOAD)가 0에서부터 증가하는 제1 구간(p1)에서, 주파수 모듈레이션 동작은 수행되지 않을 수 있다. 제1 구간(p1)에서, 스위칭 모듈레이터(131)는 전압(VDUT)의 주파수와 동일한 주파수를 갖는 전압(VMOD)을 생성할 수 있다.
전압(VDUT)의 스위칭 주파수가 제2 레벨(Lv2)에 도달하는 제2 구간(p2)에서, 2배 모듈레이션 동작(1MOD)이 수행될 수 있다. 제1 레벨(Lv1)과 제2 레벨(Lv2) 사이의 주파수 범위는, 가청 주파수 범위일 수 있다. 구체적으로, 스위칭 모듈레이터(131)는 제3 레벨(Lv3)의 주파수를 갖는 전압(VMOD)을 생성할 수 있다. 제3 레벨(Lv3)은 제2 레벨(Lv2)의 1/2에 해당할 수 있다. 즉, 전압(VDUT)의 주파수의 1/2에 해당하는 주파수를 갖도록 전압(VMOD)을 생성할 수 있다. 제2 구간(p2)에서, 부하 전류(ILOAD)가 증가함에 따라 전압(VMOD)의 주파수는 제3 레벨(Lv3)에서부터 상승할 수 있다.
전압(VMOD)의 스위칭 주파수가 재차 제2 레벨(Lv2)에 도달하는 제3 구간(p3)에서, 4배 모듈레이션 동작(2MOD)이 수행될 수 있다. 스위칭 모듈레이터(131)는 전압(VDUT)의 스위칭 주파수의 1/4에 해당하는 스위칭 주파수를 갖도록 전압(VMOD)을 생성할 수 있다. 즉, 스위칭 모듈레이터(131)는 제3 레벨(Lv3)의 스위칭 주파수를 갖는 전압(VMOD)을 생성할 수 있다.
마찬가지로, 부하 전류(ILOAD)가 증가함에 따라 전압(VMOD)의 스위칭 주파수가 제2 레벨(Lv2)에 도달할 때마다, 전압(VMOD)에 대한 8배 모듈레이션 동작(3MOD), 16배 모듈레이션 동작(4MOD)이 수행될 수 있다. 8배 모듈레이션 동작(3MOD)이 수행되는 제4 구간(p4)에서, 전압(VMOD)의 주파수는 전압(VDUT)의 주파수의 1/8에 해당할 수 있다.
16배 모듈레이션 동작(4MOD)이 수행되는 제5 구간(p5)에서, 전압(VMOD)의 주파수는 전압(VDUT)의 주파수의 1/16에 해당할 수 있다.
전압(VDUT)의 주파수가 제1 레벨(Lv1)을 초과하는 제6 구간(p6)에서, 스위칭 모듈레이터(131)는 주파수 모듈레이션 동작을 수행하지 않을 수 있다. 즉, 주파수가 가청 주파수 범위 밖이므로, 주파수 모듈레이션 동작이 수행되지 않을 수 있다.
도 5에서, 부하 전류(ILOAD)가 점진적으로 상승함에 따른 전압(VDUT) 및 전압(VMOD)의 주파수 변화를 설명하였으나, 부하 전류(ILOAD)가 점진적으로 하강할 때에도 위 설명이 적용될 수 있다. 예를 들어, 부하 전류(ILOAD)가 점진적으로 하강하는 경우, 전압(VDUT)의 주파수가 제1 레벨(Lv1)을 초과하면 주파수 모듈레이션 동작이 수행되지 않을 수 있고, 제1 레벨(Lv1)에 도달하면 16배, 8배, 4배, 2배 모듈레이션 동작(4MOD, 3MOD, 2MOD, 1MOD)가 순차적으로 수행될 수도 있다.
도 6은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 오실레이터(125)를 설명하는 도면이다.
도 6을 참조하면, 오실레이터(125)는 래치 회로(610), 지연 회로(620), 비교기(630), 스위치(640), 커패시터(650), 종속 전류원(660) 및 독립 전류원(670)을 포함할 수 있다.
독립 전류원(670)은 전류(IOSC)를 기초로 노드(VSAW)를 프리차지할 수 있다. 종속 전류원(660)은 전압(VPFM)과 전압(VERR) 간의 차이에 따른 전류(IERROSC)을 생성할 수 있다. 커패시터(650)의 일단은 노드(VSAW)에 연결될 수 있다. 커패시터(650)의 커패시턴스는 COSC로 지칭될 수 있다.
비교기(630)는 전압(VSAW)와 비교 전압(VOSC.REF)을 비교하고, 비교 결과를 전압(VOSC)로서 출력할 수 있다. 예를 들어, 전압(VSAW)가 비교 전압(VOSC.REF)보다 크면 '1'을 출력할 수 있고, 전압(VSAW)가 비교 전압(VOSC.REF) 이하이면 '0'을 출력할 수 있다.
래치 회로(610)는 리셋 단자(R)를 통해 전압(VOSC)을 수신하고, 반전 출력 단자()를 통해 스위칭 제어 신호(SC)를 출력할 수 있다. 지연 회로(620)는 스위칭 제어 신호(SC)를 지연시켜 셋 단자(S)에 제공할 수 있다. 예를 들어, 리셋 단자(R)를 통해 '1'이 수신되면 반전 출력 단자()에서 '1'이 출력될 수 있고, 셋 단자(S)를 통해 '1'이 수신되면 반전 출력 단자()에서 '0'이 출력될 수 있다.
스위치(640)는 스위치 제어 신호(SC)를 기초로 노드(VSAW)와 접지 노드를 선택적으로 연결시킬 수 있다. 예를 들어, 스위치 제어 신호(SC)가 '1'인 경우, 스위치(640)는 노드(VSAW)와 접지 노드를 연결시킴으로써 노드(VSAW)를 디스차지하고, 스위치 제어 신호(SC)가 '0'인 경우, 스위치(640)는 노드(VSAW)와 접지 노드의 연결을 해제할 수 있다.
전류(IOSC)에서 전류(IERROSC)를 뺀 전류에 의해 노드(VSAW)가 프리차지될 수 있다. 전압(VERR)의 레벨에 따라 전류(IERROSC)의 레벨이 조절되며, 전류(IERROSC)의 레벨에 따라 전압(VSAW)이 프리차지되는 속도가 조절될 수 있다. 따라서, 전류(IERRSOC)에 의해 전압(VOSC)가 '1'이 되는 시점이 조절될 수 있다.
도 7은 본 개시의 예시적 실시 예에 따른 램프 신호 생성기(127)를 설명하는 도면이다.
도 7을 참조하면, 램프 신호 생성기(127)는 독립 전류원(710), 커패시터(720), 저항(730), 스위치(740), 인버터(750), 선택 회로(760)를 포함할 수 있다.
독립 전류원(710)은 전류(IRMP)를 기초로 노드(VRMP)를 프리차지함으로써 커패시턴스(CRMP)를 갖는 커패시터(720)가 충전될 수 있다.
저항 값 R을 갖는 저항(730)의 전압(Vr)은 전류(ILSEN)에 의해 결정될 수 있다. 예를 들어, 도 8을 참조하면, 전압(VRMP)의 램프 시작 레벨의 크기는 전압(Vr)일 수 있다. 전압(Vr)에, 커패시터(720)의 충전 전압이 더해짐으로써 램프 파형을 갖는 전압(VRMP)이 생성될 수 있다. 예를 들어, 도 8을 참조하면, 램프 파형의 기울기는 전류(IRMP)의 레벨 및 커패시턴스(CRMP)에 따라 결정될 수 있다.
스위치(740)는 스위치 제어 신호(SC)에 따라 노드(VRMP)와 노드(Vr)(또는, 접지 노드)를 선택적으로 연결할 수 있다. 예를 들어, 스위치 제어 신호(SC)가 '1'이면 스위치(740)는 노드(VRMP)와 노드(Vr)을 연결함으로써 노드(VRMP)를 디스차지하고, 스위치 제어 신호(SC)가 '0'이면 스위치(740)는 노드(VRMP)와 노드(Vr)을 분리할 수 있다.
선택 회로(760)는 모드 신호(MS)에 따라 제어 신호들(VGD_HS, VGD_LS) 중 하나의 제어 신호를 출력하고, 인버터(750)는 반전된 제어 신호를 스위치 제어 신호(SC)로서 출력할 수 있다. 예를 들어, 벅 모드에서, 선택 회로(760)는 제어 신호(VGD_HS)를 출력하고, 인버터(750)는 제어 신호(VGD_HS)를 반전시킬 수 있다.
제어 신호(VGD_HS)에 따라 노드(VRMP)와 노드(Vr)가 선택적으로 연결되므로, 제어 신호(VGD_HS)의 활성화 시간과, 노드(VRMP)의 활성화 시간은 일치할 수 있다.
도 8은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 전자 장치의 동작 방법을 설명하는 타이밍도이다. 도 8은 도 1 내지 7을 참조하여 설명될 수 있다. 도 8은 도 5의 제6 구간(p6)에서 스위칭 주파수가 변화되는 실시예를 설명하는 도면일 수 있다.
도 8을 참조하면, 전류(ISYS)의 레벨은 제5 시점(t15)에 하강할 수 있고, 이에 따라 스위칭 주기는, 제1 스위칭 주기(Tsw1)에서 제2 스위칭 주기(Tsw2)로 증가할 수 있다. 즉, 스위칭 주파수는 감소할 수 있다.
도 8을 참조하면, 주파수 모듈레이션 동작이 수행되지 않으므로, 전압(VDUT)과 전압(VMOD)의 스위칭 주파수는 동일할 수 있다.
제1 시점(t11)에, 전압(VOSC)가 '1'로 활성화됨에 따라 스위칭 신호 생성기(123)에 의해, 전압(VDUT)는 '1'로 활성화될 수 있다. 전압(VOSC)은 래치 회로(610) 및 지연 회로(620)에 의해, 지연 시간만큼 '1'로 활성화되고, 지연 시간이 지난 후에 '0'으로 비활성화될 수 있다. 스위칭 모듈레이터(131)는 전압(VDUT)와 동일한 전압(VMOD)를 출력할 수 있다. 전압(VDUT)은 '1'이므로, 듀티 컨트롤러(121)에 의해 제어 신호(VGD_HS)는 '1'로 활성화될 수 있고, 제어 신호(VGD_LS)는 '0'으로 비활성화될 수 있다. 제1 트랜지스터(111)가 턴-온되므로, 인덕터(114)에 흐르는 전류(IIND)가 커질 수 있다.
한편, 제1 시점(t11)부터 제4 시점(t14)까지, 오실레이터(125)에 의해 전압(VSAW)는 프리차지될 수 있다.
제2 시점(t12)에, 전압(VRMP)가 전압(VERR)에 도달함에 따라, 전압(VRST)이 '1'로 활성화되고, 스위칭 신호 생성기(123)에 의해, 전압(VDUT)는 '0'으로 비활성화될 수 있다. 스위칭 모듈레이터(131)에 의해, 전압(VMOD)는 전압(VDUT)와 동일할 수 있다. 전압(VMOD)이 '0'이므로, 듀티 컨트롤러(121)에 의해 제어 신호(VGD_LS)는, '1'로 활성화되고, 제어 신호(VGD_HS)는, '0'으로 비활성화될 수 있다.
제2 트랜지스터(112)가 턴-온되므로, 인덕터(114)에 흐르는 전류(IIND)가 작아질 수 있다.
제3 시점(t13)에 인덕터(114)에 흐르는 전류(IIND)가 0이 될 수 있고, 전압(VZCD)은 제로 커런트 검출기(122)에 의해 '1'로 활성화될 수 있다. 듀티 컨트롤러(121)는 활성화된 전압(VZCD)을 기초로 제어 신호들(VGD_HS, VGD_LS)을 '0'으로 비활성화할 수 있다.
제4 시점(t14)에 전압(VSAW)이 전압(VOSC.REF)에 도달함에 따라, 오실레이터(125)에 의해, 전압(VOSC)은 '1'로 활성화될 수 있다.
전압(VOSC)에 의해 전압(VDUT)가 활성화되고, 전압(VDUT)와 전압(VMOD)는 동일한 주파수를 가지므로, 전압(VMOD)의 스위칭 주기(Tsw1)는 제1 시점(t11)과 제4 시점(t14) 사이의 시구간으로 이해될 수 있다.
도 8을 참조하면, 전류(ISYS)의 레벨이 하강함으로써, 전압(VSYS)의 레벨이 커지게 되고, 기준 전압과 전압(VSYS) 간의 차이를 나타내는 전압(VERR)의 레벨이 하강할 수 있다.
전압(VERR)의 레벨이 하강함으로 인해, 도 2의 비교기(126)가 전압(VRST)을 활성화하는 타이밍이 빨라질 수 있다. 또한, 스위칭 신호 생성기(123)가 전압(VRST)의 활성화에 따라 전압(VDUT)를 리셋하여, 전압(VDUT)를 '0'으로 천이시키는 타이밍이 빨라지므로, 전압(VDUT)의 활성화 구간이 짧아질 수 있다. 한편, 전압(VERR)의 레벨이 하강함으로 인해, 도 6의 종속 전류원(660)에 의한 전류(IERROSC)가 커질 수 있다. 따라서, 노드(VSAW)가 프리차지되어 전압(VOSC.REF)에 도달하는 시간이 길어지므로, 전압(VOSC)의 활성화 시간이 지연될 수 있다. 즉, 전압(VMOD)의 스위칭 주기(Tsw2)는 제5 시점(t15)과 제6 시점(t16) 사이의 시구간으로 이해될 수 있으며, 스위칭 주기(Tsw1)보다 길 수 있다.
즉, 도 8에 따르면, 전압(VOSC)의 상승 기울기(slope)가 작아짐에 따라 전압(VDUT)의 스위칭 주파수가 낮아지며, 전압(VDUT)의 활성화 시구간이 짧아짐에 따라 노드(VSYS)에 제공되는 전압(VCHG)의 비율이 낮아질 수 있다.
도 9는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 스위칭 주파수를 설명하기 위한 도면이다. 도 9의 전류(IIND)는 도 8의 제1 내지 5 시간(t11 내지 t15)에서 인덕터(114)에 흐르는 전류(IIND)일 수 있다.
도 9를 참조하면, 전류(IIND)는 시구간 D에서 증가할 수 있고, 시구간 d'에서 감소할 수 있다. 전류(IIND)의 최대 레벨은 H일 수 있고, 전류(IIND)의 스위칭 주기는 Tsw이고, 스위칭 주파수는 fsw일 수 있다. 스위칭 주기 Tsw 내에서 전류(IIND)의 평균 레벨은 IAVG일 수 있다.
최대 레벨 H은 [수학식 1]에 따라 산출될 수 있다.
여기서, VCHG는 벅 모드에서 노드(VCHG)에 인가되는 전압을 의미하고, VSYS은 부하에 제공되는 전압을 의미하고, LIND는 인덕터(114)의 인덕턴스를 의미할 수 있다.
또한, [수학식 1]에 의해, D와 D'은 [수학식 2]와 같은 관계를 가질 수 있다.
인덕터(114)에 흐르는 전류(IIND)에 의해 인덕터(114)에 축적되고 방출된 전하 Q는 [수학식 3]에 따라 산출될 수 있다.
평균 전류(IAVG)는 [수학식 4]에 따라 산출될 수 있다.
평균 전류(IAVG)는 부하에 흐르는 전류(Iout)으로 이해될 수 있으므로, 스위칭 주파수(fsw)는 [수학식 5]에 따라 산출될 수 있다.
도 9는 벅 모드에서 스위칭 주파수(fsw)를 산출하는 과정을 설명하였으나, 부스트 모드에서 스위칭 주파수(fsw)를 산출하는 과정도 이와 유사할 수 있다. 즉, 부스트 모드에서는, 전압이 노드(VCHG)를 통해 공급되는 대신, 배터리(200)의 노드(VBAT)에 의해 공급되며, 부하가 노드(VSYS)가 아닌 노드(VCHG)에 연결된다는 차이를 이해함으로써 부스트 모드에서 스위칭 주파수(fsw)가 산출될 수 있다.
도 10은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 스위칭 모듈레이터(131)를 설명하는 도면이다. 도 11a 및 도 11b는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 모듈레이션 동작의 타이밍도이다.
도 10을 참조하면, 주파수 검출기(132)는 클럭 신호(VCLK) 및 전압(VDUT)을 기초로 전압(VDUT)의 스위칭 주파수를 검출할 수 있다. 구체적으로, 클럭 신호(VCLK)의 활성화 시구간 동안, 전압(VDUT)의 엣지를 카운트함으로써, 전압(VDUT)의 스위칭 주파수를 검출할 수 있다.
주파수 검출기(132)는 전압(VDUT)의 스위칭 주파수에 따라, 모드 업 신호(VUP) 또는 모드 다운 신호(VDN)를 활성화할 수 있다. 모드 업 신호(VUP)가 활성화되는 경우, 전압(VMOD)의 주파수는 1/2배로 감소할 수 있고, 모드 다운 신호(VDN)가 활성화되는 경우, 전압(VMOD)의 주파수는 2배로 증가할 수 있다. 구체적으로, 주파수 검출기(132)는 전압(VDUT)의 스위칭 주파수가 가청 주파수 내인 경우, 모드 업 신호(VDUP) 또는 모드 다운 신호(VDN)을 활성화할 수 있다. 모드 업 신호(VUP) 및 모드 다운 신호(VDN)는 주파수 조절 신호로 지칭될 수도 있다.
주파수 조절기(133)는 모듈레이션 카운터(1010), AND 회로(1021~1026), 래치 회로(1031~1036), NOR 회로(1040), OR 회로(1051, 1052), 인버터(1060), 지연 회로(1070)를 포함할 수 있다.
모듈레이션 카운터(1010)는 주파수 조절 신호를 기초로, 모듈레이션 동작 미수행을 지시하는 신호(VMOD0), 2배 모듈레이션 동작을 지시하는 신호(VMOD1), 4배 모듈레이션 동작을 지시하는 신호(VMOD2), 8배 모듈레이션 동작을 지시하는 신호(VMOD3), 16배 모듈레이션 동작을 지시하는 신호(VMOD4) 중 하나를 활성화할 수 있다. 예를 들어, 현재 2배 모듈레이션 동작이 수행되는 상태, 즉, 신호(VMOD1)이 활성화된 상태이고, 활성화된 모드 업 신호(VUP)가 수신되는 경우, 모듈레이션 카운터(1010)는 4배 모듈레이션 동작을 지시하는 신호(VMOD2)를 활성화할 수 있다.
도 10을 참조하면, OR 회로(1052)는 전압(VDUT)이 '1'로 유지되는 활성화 구간 동안 전압(VMOD)를 활성화시킬 수 있다. 전압(VRSTB)가 '0'으로 유지되는 동안, 인버터(1060) 및 AND 회로(1026)에 의해, 래치 회로(1036)의 클럭 신호(CK)는 전압(VZCD)일 수 있다. 즉, 전압(VRSTB)가 '0'으로 유지되는 동안, 전압(VZCD)가 '1'로 천이되는 타이밍에, 출력 값(VQ6)는 '1'로 천이될 수 있다. 지연 회로(1070)에 의한 지연 시간 후 래치 회로(1036)는 리셋되므로, 출력 값(VQ6)은 지연 시간 동안 '1'로 유지될 수 있다. 즉, 전압(VMOD)는 전압(VDUT)의 활성화 구간 및 전압(VZCD)의 활성화 구간에 모두 활성화될 수 있다.
도 11a를 참조하면, 모듈레이션 동작 미수행 시, 신호(VMOD0)이 활성화되고, 신호(VMOD1~4)는 비활성화될 수 있다. OR 회로(1051)는 제1 시점(t1)부터 제2 시점(t2)까지 전압(VDUT)을 출력하므로 전압(VMOD)은 전압(VDUT)와 동일할 수 있다.
전압(VDUT)이 활성화되는 동안, NOR 회로(1040)에 의해 전압(VRSTB)가 '0'으로 천이됨으로써 래치 회로(1031~1035)의 리셋 동작이 중단되고, OR 회로(1051)에 의해 래치 회로들(1031~1035)의 래칭 동작이 수행될 수 있다. 따라서, 전압(VQ1~VQ5)은 '1'로 천이될 수 있다. AND 회로(1021) 및 NOR 회로(1040)에 의해 전압(VRSTB)은 '0'으로 유지될 수 있다.
제2 시점(t2)에 전압(VZCD)가 '1'로 활성화되면 래치 회로(1031)의 출력 값(VQ1)은 '0'으로 천이되므로, AND 회로(1021)는 '0'을 출력할 수 있다. 따라서, NOR 회로(1040)의 출력 값인 전압(VRSTB)는 '1'로 천이되며, 출력 값(VQ1~VQ5)은 '0'으로 리셋될 수 있다. 전압(VRSTB)가 '1'이므로, 전압(VZCD)가 천이되더라도 인버터(1060) 및 AND 회로(1026)에 의해 래치 회로(1036)의 클럭 값은 변하지 않을 수 있다. 따라서, 전압(VMOD)는 전압(VDUT)와 동일할 수 있다.
도 6을 참조하여 전술된 바와 같이, 전압(VSAW)은 제3 시점(t3)에 기준 전압(VOSC.REF)에 도달할 수 있다. 따라서, 제1 시점(t1)과 제3 시점(t3) 사이의 타이밍도가 반복될 수 있다. 도 11a에서 스위칭 주기는 Tsw1일 수 있다.
도 11b를 참조하면, 2배 모듈레이션 동작 수행 시, 신호(VMOD1)이 활성화되고, 신호(VMOD0, 2~4)는 비활성화될 수 있다. OR 회로(1051)는 제1 시점(t1)부터 제2 시점(t2)까지 전압(VDUT)을 출력하므로 전압(VMOD)은 전압(VDUT)와 동일할 수 있다.
전압(VDUT)이 활성화되는 동안, NOR 회로(1040)에 의해 전압(VRSTB)가 '0'으로 천이됨으로써 래치 회로(1031~1035)의 리셋 동작이 중단되고, OR 회로(1051)에 의해 래치 회로들(1031~1035)의 래칭 동작이 수행될 수 있다. 따라서, 전압(VQ1~VQ5)은 '1'로 천이될 수 있다. AND 회로(1022) 및 NOR 회로(1040)에 의해 전압(VRSTB)은 '0'으로 유지될 수 있다.
제2 시점(t2)에 전압(VZCD)가 '1'로 활성화되면 래치 회로(1031)의 출력 값(VQ1)은 '0'으로 천이되나, 래치 회로(1032~1035)는 클럭의 상승 엣지에 래칭 동작을 수행하므로 출력 값(VQ2~VQ5)은 '1'로 유지될 수 있다. 따라서, NOR 회로(1040)의 출력 값인 전압(VRSTB)는 '0'을 유지할 수 있다. 전압(VRSTB)가 '0'으로 유지되므로, 제2 시점(t2)에 전압(VZCD)가 활성화되면, 인버터(1060) 및 AND 회로(1026)에 의해, 래치 회로(1036)에 인가되는 클럭 신호가 활성화될 수 있다. 따라서, 제2 시점(t2)부터 지연 시간 동안, 전압(VMOD)는 활성화될 수 있다. 한편, 전압(VMOD)가 활성화되면 제1 및 2 제어 신호(VGD_HS, VGD_LS)가 제어되므로, 제2 시점(t2) 및 제2 시점(t3) 사이의 전류(IIND) 변화는, 제1 시점(t1)과 제2 시점(t2) 사이 전류(IIND) 변화와 동일할 수 있다.
제3 시점(t3)에 전압(VZCD)가 '1'로 활성화되면 래치 회로(1031)의 출력 값(VQ1)은 '1'로 순간적으로 변화하며, 이에 따라 출력 값(VQ2)는 '0'으로 천이하고, AND 회로(1022)는 '0'을 출력할 수 있다. 따라서, NOR 회로(1040)의 출력 값인 전압(VRSTB)는 '1'로 천이되며, 출력 값(VQ1~VQ5)은 '0'으로 리셋될 수 있다. 전압(VRSTB)가 '1'이므로, 전압(VZCD)가 천이되더라도 인버터(1060) 및 AND 회로(1026)에 의해 래치 회로(1036)의 클럭 값은 변하지 않을 수 있다.
도 6을 참조하여 전술된 바와 같이, 전압(VSAW)은 제4 시점(t4)에 기준 전압(VOSC.REF)에 도달할 수 있다. 따라서, 제1 시점(t1)과 제4 시점(t4) 사이의 타이밍도가 반복될 수 있다. 도 11b에서 스위칭 주기는 Tsw2일 수 있다.
도 11a에서 한 주기 내에 전류(IIND)가 1번 발생하였고, 도 11b에서, 한 주기 내에 전류(IIND)가 2번 발생하였고, 인덕터(114)에 축적되고 방출되는 전하는 도 11a의 타이밍도와 비교할 때 2배일 수 있다. 즉, N배 모듈레이션 동작 시, 인덕터(114)에 흐르는 전류(IIND)에 의해 인덕터(114)에 축적되고 방출된 전하 Q'은 [수학식 6]에 따라 산출될 수 있다. [수학식 6]은 도 9 및 [수학식 3]을 참조하여 이해될 수 있다.
N배 모듈레이션 동작 시, 평균 전류(IAVG')는 [수학식 7]에 따라 산출될 수 있다.
평균 전류(IAVG')는 부하에 흐르는 전류(Iout')으로 이해될 수 있으므로, N배 모듈레이션 동작 시의 스위칭 주파수(fswN)는 [수학식 8]에 따라 산출될 수 있다.
즉, N배 모듈레이션 동작 시 스위칭 주파수(fswN)는, 모듈레이션 미수행 시의 스위칭 주파수(fsw)의 1/N배일 수 있다. 따라서, 도 11a의 스위칭 주기(Tsw1)는 도 11b의 스위칭 주기(Tsw2)의 1/2배일 수 있다.
4배, 8배, 16배 모듈레이션 동작은 설명하지 않았으나, 도 11a 및 도 11b를 참조하여 설명된 내용이 적용될 수 있으며, 4배, 8배 및 16배 모듈레이션 동작 시 전압(VMOD)의 주파수는 전압(DUT) 주파수의 1/4배, 1/8배 및 1/16배가 될 수 있다.
도 12는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 주파수 모듈레이션 동작의 타이밍도이다.
도 12를 참조하면, 모듈레이션 미수행 시(MOD0), 전압(VMOD)의 스위칭 주기는 Tsw1일 수 있고, 2배 모듈레이션 수행 시(MOD1), 전압(VMOD)의 스위칭 주기는 Tsw2일 수 있다.
도 11a 및 도 11b를 참조하여 전술된 바와 같이, 모듈레이션 동작 미수행 시 스위칭 주기(Tsw1)는, 2배 모듈레이션 동작 수행 시 스위칭 주기(Tsw2)의 1/2배일 수 있다.
도 12를 참조하면, 제1 및 제2 제어 신호(VGD_HS, VGD_LS)는 전압(VMOD) 및 전압(VZCD)에 따라 제어될 수 있다. 제1 및 제2 제어 신호(VGD_HS, VGD_LS)에 의해 전류(IIND)가 유도될 수 있다. 유도된 전류(IIND)에 의해 인덕터(114)에 축적되고 방출되는 전하량이 변화하며, 이 전화량 변화로 인해 스위칭 주기, 즉, 스위칭 주파수가 변경될 수 있다.
도 13은 본 개시의 예시적 실시예에 따른 모듈레이션 동작 시 타이밍도를 설명하는 도면이다.
도 13을 참조하면, 모듈레이션 동작 미수행(No Mod)시, 전압(VMOD0)은 '1', 즉 high 상태이며, 나머지 전압(VMOD1~VMOD4)은 '0', 즉 low 상태일 수 있다. 전류(IIND)는 1회 유도(즉, 버스트 횟수는 1)되며, 전압(VDUT)와 전압(VMOD)는 동일한 파형을 가질 수 있다.
2배 모듈레이션 동작 시(1 MOD), 전압(VMOD1)은 high 상태이며, 나머지 전압(VMOD0, VMOD2~4)는 low 상태일 수 있다. 전류(IIND)는 2회 유도(즉, 버스트 횟수는 2)되며, 전압(VMOD)는 2회 토글할 수 있다. 2배 모듈레이션 동작 시 전압(VMOD)의 주파수는 모듈레이션 동작 시 전압(VMOD)의 주파수의 1/2배일 수 있다.
도 13에서, 16배 모듈레이션 동작까지 도시되었으나, 실시예는 이에 제한되지 않으며, 32배 모듈레이션 동작, 64배 모듈레이션 동작 등 다양한 배수의 모듈레이션 동작이 수행될 수도 있다.
도 14는 본 개시의 예시적 실시예에 따른 양방향 스위칭 컨버터를 제어하는 방법을 설명하는 흐름도이다.
스위칭 신호 생성기(123)는 부하 전류의 크기에 비례하여 증가하는 제1 주파수를 갖는 전압(VDUT)을 생성할 수 있다(S1410). 스위칭 신호 생성기(123)가 전압(VDUT)을 생성하는 방법에 대한 설명은 도 1 내지 12을 참조하여 전술하였으므로 생략한다.
제1 주파수가 기준 주파수 범위 내인 경우(S1420, Y), 스위칭 모듈레이터(131)는 제1 주파수의 1/N(N은 2 이상의 자연수)인 제2 주파수를 갖는 전압(VMOD)를 생성할 수 있다(S1430). 즉, 스위칭 모듈레이터(131)는 제1 주파수보다 낮은 제2 주파수를 갖는 전압(VMOD)을 생성할 수 있다. 본 명세서에서, 기준 주파수 범위는 가청 주파수 범위를 의미할 수 있다. 스위칭 모듈레이터(131)가 전압(VMOD)를 생성하는 방법에 대한 설명은 도 5, 8, 10, 11a, 11b를 참조하여 전술하였으므로 생략한다.
제1 주파수가 기준 주파수 범위 외인 경우(S1420, N), 스위칭 모듈레이터(131)는 제1 주파수와 동일한 값의 제2 주파수를 갖는 전압(VMOD)을 생성할 수 있다(S1440).
듀티 컨트롤러(121)는 전압(VMOS)을 기초로 제1 제어 신호(VGD_HS) 및 제2 제어 신호(VGD_LS)을 생성함으로써 제1 트랜지스터(111) 및 제2 트랜지스터(112)를 턴-온 또는 턴-오프시킬 수 있다(S1450).
이상에서와 같이 도면과 명세서에서 예시적인 실시 예들이 개시되었다. 본 명세서에서 특정한 용어를 사용하여 실시 예들을 설명되었으나, 이는 단지 본 개시의 기술적 사상을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미 한정이나 특허청구범위에 기재된 본 개시의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시 예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 개시의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.

Claims (20)

  1. 입력 전압 노드와 스위칭 노드를 연결하는 제1 트랜지스터;
    스위칭 노드와 접지 노드를 연결하는 제2 트랜지스터;
    부하 전류의 크기에 비례하여 증가하는 제1 주파수를 갖는 제1 신호를 생성하는 래치 회로;
    상기 제1 주파수의 1/N배(N은 자연수)의 제2 주파수를 갖는 제2 신호를 생성하는 스위칭 모듈레이터; 및
    상기 제2 신호를 기초로 상기 제1 트랜지스터 및 상기 제2 트랜지스터의 턴-온 시간을 제어하는 컨트롤러를 포함하는 전자 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 주파수는, 기준 주파수 범위 내이고,
    상기 제2 주파수는, 기준 주파수 범위 외인 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제1 주파수가 상기 기준 주파수 범위 외인 경우, 상기 N은 1인 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 모듈레이터는,
    상기 제1 주파수가 기준 주파수 범위의 하단 레벨의 N-1배에 도달하면, 상기 제2 주파수를 상기 제1 주파수의 1/N배로 조절하는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 모듈레이터는,
    상기 제1 주파수가 기준 주파수 범위의 상단 레벨에 도달하면, 상기 제2 주파수를 상기 제1 주파수의 1배로 조절하는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 노드에 연결되고, 상기 제1 트랜지스터의 턴-온에 따라 증가하고 상기 제2 트랜지스터의 턴-온에 따라 감소하는 인덕터 전류가 흐르는 인덕터; 및
    상기 인덕터 전류의 제로 레벨을 검출하는 제로 커런트 검출기를 더 포함하고,
    상기 제로 커런트 검출기는,
    상기 제2 주파수에 대응하는 주기 동안, 상기 인덕터 전류의 제로 레벨을 N번 검출하는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제1 트랜지스터는,
    제1 제어 신호에 따라 턴-온 또는 턴-오프되며,
    상기 제1 제어 신호는,
    상기 제2 주파수에 대응하는 주기 동안, N번 턴-온 레벨로 천이되며,
    턴-온 레벨로 천이되는 시점 간의 간격은, 상기 제1 주파수에 대응하는 주기보다 짧은 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 제2 트랜지스터는,
    제2 제어 신호에 따라 턴-온 또는 턴-오프되며,
    상기 제2 제어 신호는,
    상기 제2 주파수에 대응하는 주기 동안, N번 턴-오프 레벨로 천이되며,
    턴-오프 레벨로 천이되는 시점 간의 간격은, 상기 제1 주파수에 대응하는 주기보다 짧은 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  9. 입력 노드와 스위칭 노드를 연결하는 제1 트랜지스터;
    상기 스위칭 노드와 접지 노드를 연결하는 제2 트랜지스터;
    상기 스위칭 노드에 연결되고, 상기 제1 트랜지스터의 턴-온에 따라 증가하고 상기 제2 트랜지스터의 턴-온에 따라 감소하는 인덕터 전류가 흐르는 인덕터;
    입력 노드에 인가되는 입력 신호의 레벨과, 기준 레벨 간의 차이를 나타내는 에러 신호를 기초로 제1 신호를 생성하는 오실레이터;
    상기 제1 트랜지스터의 턴-온을 제어하는 제1 제어 신호와, 상기 제2 트랜지스터의 턴-온을 제어하는 제2 제어 신호를 기초로 램프 신호를 생성하는 램프 생성기;
    상기 에러 신호 및 상기 램프 신호를 기초로 제2 신호를 생성하는 비교기;
    상기 제1 신호와 상기 제2 신호를 기초로 제1 주파수를 갖는 제3 신호를 생성하는 래치 회로;
    상기 제1 주파수보다 낮은 제2 주파수를 갖는 제4 신호를 생성하는 스위칭 모듈레이터; 및
    상기 제4 신호를 기초로 상기 제1 제어 신호 및 상기 제2 제어 신호를 생성하는 컨트롤러를 포함하는 전자 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제1 제어 신호는,
    상기 제1 신호의 활성화 타이밍을 기초로 활성화되고,
    상기 제2 신호의 활성화 타이밍을 기초로 비활성화되는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 제2 제어 신호는,
    상기 제2 신호의 활성화 타이밍을 기초로 활성화되고,
    상기 인덕터 전류의 레벨이 0인 타이밍을 기초로 비활성화되는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 제1 주파수는, 기준 주파수 범위 내이고,
    상기 제2 주파수는, 기준 주파수 범위 외인 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  13. 제9항에 있어서,
    상기 스위칭 모듈레이터는,
    상기 제1 주파수가 기준 주파수 범위에 포함되면, 상기 제2 주파수를 상기 기준 주파수 범위의 하단 레벨보다 낮도록 조절하는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  14. 제9항에 있어서,
    상기 스위칭 모듈레이터는,
    상기 제1 주파수가 기준 주파수 범위 밖이면, 상기 제2 주파수를 상기 제1 주파수와 동일하도록 조절하는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  15. 제9항에 있어서,
    상기 인덕터 전류의 제로 레벨을 검출하는 제로 커런트 검출기를 더 포함하고,
    상기 제로 커런트 검출기는,
    상기 제2 주파수에 대응하는 주기 동안, 상기 인덕터 전류의 제로 레벨을 적어도 2번 검출하는 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  16. 제9항에 있어서,
    상기 제1 제어 신호 및 상기 제2 제어 신호 각각은,
    상기 제2 주파수에 대응하는 주기 동안, 적어도 2번 턴-온 레벨로 천이되며,
    턴-온 레벨로 천이되는 시점 간의 간격은, 상기 제1 주파수에 대응하는 주기보다 짧은 것을 특징으로 하는 전자 장치.
  17. 스위칭 노드를 포함하는 양방향 스위칭 컨버터를 제어하는 방법에 있어서,
    부하 전류의 크기에 비례하여 증가하는 제1 주파수를 갖는 제1 신호를 생성하는 단계;
    상기 제1 주파수가 기준 주파수 범위 내인 경우, 상기 제1 주파수의 1/N배(N은 2 이상의 자연수)의 제2 주파수를 갖는 제2 신호를 생성하는 단계;
    상기 제1 주파수가 상기 기준 주파수 범위 외인 경우, 상기 제1 주파수의 1배의 상기 제2 주파수를 갖는 상기 제2 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 제2 신호를 기초로 상기 스위칭 노드를 프리차지하는 제1 트랜지스터 또는 상기 스위칭 노드를 디스차지하는 제2 트랜지스터를 턴-온시키는 단계를 포함하는 양방향 스위칭 컨버터를 제어하는 방법.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 제2 신호를 생성하는 단계는,
    상기 제1 주파수가 기준 주파수 범위의 하단 레벨의 N-1배에 도달하면, 상기 제2 주파수를 상기 제1 주파수의 1/N배로 조절하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 스위칭 컨버터를 제어하는 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 제2 신호를 생성하는 단계는,
    상기 제1 주파수가 기준 주파수 범위의 상단 레벨에 도달하면, 상기 제2 주파수를 상기 제1 주파수의 1배로 조절하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 스위칭 컨버터를 제어하는 방법.
  20. 제17항에 있어서,
    상기 제2 주파수에 대응하는 주기 동안, 상기 스위칭 노드와 연결된 인덕터에 흐르는 전류의 제로 레벨을 적어도 2번 검출하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 스위칭 컨버터를 제어하는 방법.
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