KR20230026230A

KR20230026230A - 추가적인 접지된 저항을 갖는 감쇄된 모드 전력 분배기

Info

Publication number: KR20230026230A
Application number: KR1020210108381A
Authority: KR
Inventors: 이종철; 유복흥
Original assignee: 광운대학교 산학협력단
Priority date: 2021-08-17
Filing date: 2021-08-17
Publication date: 2023-02-24
Also published as: KR102570677B1

Abstract

추가적인 접지된 저항을 갖는 감쇄된 모드 전력 분배기가 개시된다. 실시예2에 따른 추가적인 접지된 저항을 갖는 감쇄된 모드 전력 분배기는, 기판과; 상기 기판 상에 구비되며, 입력 port 1; 출력 port 2와 출력 port 3; 상기 입력 port 1로부터 우측 전송라인(RH-TL)을 통해 전력이 분배되어 상기 출력 port2로 연결되는 제1 전력 전송부; 상기 입력 port 1로부터 좌측 전송라인(LH-TL)을 통해 전력이 분배되어 상기 출력 port3으로 연결되는 제2 전력 전송부; 상기 제1 전력 전송부의 우측 전송라인(RH-TL)과 상기 제2 전력 전송부의 좌측 전송라인(LH-TL)과 연결되며 분리하는 격리 저항

; 상기 제1 전력 전송부의 우측 전송라인(RH-TL)과 상기 제2 전력 전송부의 좌측 전송라인(LH-TL)과 각각 연결되는 추가적인 접지된 저항

,

를 구비하고 입력 port1의 전력을 감쇄시키는 전력 감쇄 회로를 구비하는 감쇄된 모드 전력 분배기(attenuated PD)를 포함한다.

Description

추가적인 접지된 저항을 갖는 감쇄된 모드 전력 분배기{Attenuated mode Power Divider with additional grounded resistor}

본 발명은 감쇄된 모드 전력 분배기(attenuated mode Power Divider)에 관한것으로, 보다 구체적으로는 테프론 기판 상에 입력 port 1; 출력 port 2와 출력 port 3; 제1 전력 전송부; 제2 전력 전송부; 격리 저항(Isolation Resistor)

,

를 구비하는 감쇄 회로를 구비하며, 감쇄 회로에 의해 전력이 감쇄되고, 입력 port1의 전력에서 감쇄된 전력을 차감하고, 나머지 전력을 출력 port 2에 대한 출력 port 3의 전력 비율(power ratio) P3/P2 =

에 따라 출력 port 2와 port 3로 분배하는, 감쇄 회로의 추가적인 접지된 저항을 갖는 감쇄된 모드 전력 분배기(attenuated PD)에 관한 것이다.

또한, 비손실 모드 전력 분배기(lossless mode PD)와 함께 감쇄된 모드 전력 분배기(attenuated mode PD)를 시뮬레이션과 측정 결과와의 성능을 비교하고 실험 제작하였다.

1. 배경 기술

현대 RF 시스템의 요구 사항을 충족하기 위해, 지난 몇 년 동안 필터링 응답(filtering response) [1]-[3], 폭넓은 아이솔레이션(wide isolation) [4]-[6], 와이드 작업 대역폭(wide working bandwidth) [7]-[9], 소형 크기 [10]-[12], 임의의 전력 분배(arbitrary power divisions), 및 복잡한 종단(complex terminations) [18]과 같은 향상된 특성을 가진 많은 전력 분배기(PD)가 제시되었다.

그러나 대부분의 이전 연구는 성능의 특정 측면 중 하나 또는 두 가지 개선에만 중점을 두었으며 크기(size), 대역 손실(in-band loss) 및 대역폭(bandwidth)과 같은 다른 중요한 특성은 기존 예와 동일하거나 열등했다. 예를 들면, [7]의 대역폭은 많은 결합 라인과 개방형 스터브(many coupled lines and open-end stubs)의 사용을 기반으로 개선되어 상당한 길이와 부피가 큰 결과를 가져왔다.

[12]에서는 2개의 직렬 내장형 인덕터(two series-embedded inductors)를 사용하여 크기를 크게 줄였다. 그러나, 그 대역폭도 설계에 사용된 임피던스 변환기(mpedance transformer)의 빠른 위상 변화(rapid phase variation)에 의해 기존 Wilkinson PD의 절반으로 감소했다.

기존의 전송 재료 외에도 기존의 전송 라인(TL)과 다른 전송 특성을 가진 메타 물질(meta-materials)도 전력 분배기(PD) 연구에 도입되었다[19]-[25]. 가장 잘 알려진 메타 물질 중 하나인 CRLH(composite right-and-left-handed) 전송 라인(TL)은 다중 통과 대역(multiple passband) [22], [23], 소형 크기[24] 및 위상 바이어싱(phase biasing) [25] 애플리케이션에서 널리 사용되었다.

[23]에 자세히 설명된 것처럼, CRLH-TL은 이중 통과대역(dual passbands)을 구현하기 위해 기존의 1/4 파장 임피던스 변압기(quarter-wavelength impedance transformers)를 대체하는데 사용된다. 반면 [25]에서는 두 출력 포트 사이의 1/4 위상차(quarter phase difference)를 실현하기 위해 급전선(feed lines)으로 사용되었다. 그러나, 이전 설계에서 사용되었던 CRLH-TL 특성은, 거의 대부분의 연구자들은 1/4 파장 위상 응답(quarter-wavelength phase response)에만 집중했기 때문에 한계가 있었다. 최선의 연구를 위해 연구 [26]-[28]에서 제시된 PD만이 0도 위상 응답 구조(zero-degree phase response structure)를 채택했다. 자세한 메커니즘은 [26]에서 설명했듯이 3 대역 애플리케이션(tri-band application)을 위한 개방형-종단 스터브(open-end stub)로 사용되었다. [27]과 [28]에서는, 배선 복잡성을 줄이고 소형 회로의 크기를 구현하기 위해 각각 출력 포트를 수정하는데 사용되었다.

이와 관련된 선행기술1로써, 특허등록번호 10-22899440000에서는 "2 대역 전력 분배기(PD)에서 거짓 대역을 억압하는 복합 L-타입 전송라인(L-type TL)"이 등록되어 있다.

2대역 동등-분리 Wilkinson 전력 분배기(Wilkinson PD)는 거짓 대역을 억압하기 위해 임피던스 매칭 라인과 개방단 스터브(open-end stub)가 탑재된 럼프드-인덕터(lumped inductor)로 구성된 복합 L-타입 전송라인(L-type TL)을 제공하였다. 복합 L-type 전송라인(L-type TL)은 높은 설계 유연성, 대역차단 필터링 응답(bandstop filtering response), 전송 라인(TL)의 차단 대역폭(stopband bandwidth)은 사용된 개방단 스터브(open-end stub)의 특성 임피던스(characteristic impedance)에 의해 영향을 받는 소형화된 크기를 갖는다. 반면, L-type 전송라인(L-type TL)의 개방단 스터브(open-end stub)의 더 작아진 길이는 L-type TL의 더 작아진 크기를 갖는 것을 의미하며, 개방단 스터브(open-end stub)의 더 작아진 길이는 더 큰 럼프드-인덕터(lumped inductor)의 값을 가지며, 크기는 더 큰 사용된 럼프드-인덕터의 값에 의해 영향을 받는다. 실시예에서는, 1.0 GHz 및 2.45 Ghz에서 중심주파수를 갖는 2 대역 전력분배기에 의해 입증되었다. 시뮬레이션 결과 및 측정 결과는 우수한 거짓 대역 억제(suppression)는 2 대역 사이의 측정된 반사 손실 및 최대 삽입 손실 은 각각 1.4 dB 및 14.6dB 였다.

이전 전력 분배기(PD) 연구 및 기술 사용과 달리, 관련 성능 및 작동 모드를 고려하여 도 1에 도시된 바와 같이 이중-모드 PD(dual-mode PD)가 제안되며, 이는 대부분의 이전 연구보다 간단하다.

기존 Wilkinson PD와 비교하여 2개의 저항을 통해 접지된 2개의 전송라인(TL)만 사용된다. 임베디드 meta-TL에 의해 전력분배기(PD)는 RH 및 LH 단위 셀(RH and LH unit cells)의 각 임피던스(impedances)와 전기적 길이(electrical length)를 선택할 때 상당한 설계 자유를 제공한다. 상세한 분석을 바탕으로, 이는 제안된 전력분배기(PD)의 임피던스 변동 곡선(impedance variation curves)을 변경할 수 있으며, 결과적으로 넓은 격리(wide isolation)와 제어 가능한 대역폭(controllable bandwidth)을 얻을 수 있다.

특허 등록번호 10-22899440000 (등록일자 2021년 08월 09일), "2 대역 전력 분배기에서 거짓 대역을 억압하는 복합 L 타입 전송라인", 광운대학교 산학협력단, 이종철

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상기 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 테프론 기판 상에 입력 port 1; 출력 port 2와 출력 port 3; 제1 전력 전송부; 제2 전력 전송부; 격리 저항(Isolation Resistor)

,

를 구비하는 전력 감쇄 회로를 구비하며, 감쇄된 전력을 차감된 나머지 전력을 출력 port 2에 대한 출력 port 3의 전력 비율(power ratio) P3/P2 =

에 따라 출력 port 2와 port 3로 분배하는, 추가적인 접지된 저항을 갖는 감쇄된 모드 전력 분배기(Attenuated mode Power Divider)를 제공한다.

본 발명의 목적을 달성하기 위해, 실시예2에 따른 추가적인 접지된 저항을 갖는 감쇄된 모드 전력 분배기는, 기판과; 상기 기판 상에 구비되며, 입력 port 1; 출력 port 2와 출력 port 3; 상기 입력 port 1로부터 우측 전송라인(RH-TL)을 통해 전력이 분배되어 상기 출력 port2로 연결되는 제1 전력 전송부; 상기 입력 port 1로부터 좌측 전송라인(LH-TL)을 통해 전력이 분배되어 상기 출력 port3으로 연결되는 제2 전력 전송부; 상기 제1 전력 전송부의 우측 전송라인(RH-TL)과 상기 제2 전력 전송부의 좌측 전송라인(LH-TL)과 연결되며 전류가 흐리지 않도록 분리하는 격리 저항

,

본 발명의 추가적인 접지된 저항을 갖는 감쇄된 모드 전력 분배기(attenuated mode Power Divider)는 입력 port 1; 출력 port 2와 출력 port 3; 제1 전력 전송부; 제2 전력 전송부; 격리 저항(Isolation Resistor)

,

를 구비하고 전력 감쇄를 제공하는 전력 감쇄 회로를 구비하며, 전력 감쇄 회로는 나머지 전력을 출력 port 2에 대한 출력 port 3의 전력 비율(power ratio) P3/P2 =

에 따라 출력 port 2와 port 3로 분배하는 효과가 있다.

제안된 PD는 우리가 아는 한 감쇄된 모드(attenuated mode)에서 작동할 수 있는 최초의 전력분배기(PD)라는 새로운 구조와 작동 메커니즘을 제공한다. 기본적인 전력분배기(PD)의 특성 관점에서, 제작된 두 PD는 이전의 대부분의 연구보다 더 작은 크기, 더 넓은 대역폭, 더 낮은 손실 및 더 나은 거짓 대역 억제를 갖는 균형 잡힌 성능을 가지고 있다.

새로운 토폴로지와 작동의 불평등한 이중 모드 전력 분배기(unequal dual-mode PD) 메커니즘을 제안한다. 짝수-모드(even-mode) 및 홀수-모드 여기(odd-mode excitations)에서 두 개의 등가 회로를 사용하여 간단하고 컴팩트한 소형 구조를 자세히 분석하였다. 0도 CRLH-TL을 사용하기 때문에 제안된 전력 분배기(PD)는 설계 자유도가 높고 대역폭을 제어할 수 있으며 매우 넓은 격리가 가능하다. 특히, 접지된 저항의 관점에서, 무손실 모드(lossless mode)와 감쇄 모드(attenuated mode)를 포함한 전력분배기(PD)는 두 가지 다른 작동 모드는 다른 값을 사용하여 활성화될 수 있다. 실험에 따르면 두 PD는 특히 미래의 RF 응용 시에 더 적합한 감쇄 모드에서 예상 성능과 잘 일치한다.

제안된 이론은 커플러(coupler), 필터(filter), 위상 천이기(phase shifter)와 같은 다른 RF 장치의 설계에도 확장될 수 있다. 본 발명의 무손실 전력분배기 또는 감쇄된 전력분배기(PD)는 무선통신 시스템, 파워 앰프의 전력 증폭기에 사용될 수 있다.

도 1은 제안된 이중 모드 전력 분배기(dual-mode PD)의 구조.
도 2는 제안된 PD 분석 회로 (a) Even-mode circuit, (b) Odd-mode circuit.
도 3은 0도 전송라인(zero-degree TLs)의 구조: (a) 본 발명에서 사용된 구조, (b) 전체-럼프드 구조(Full-lumped structure)
도 4는 제안된 이중 모드 전력분배기(PD)의 동작 순서도
도 5는 6개 설계된 전력분배기들(PDs)(Ref, Case 1,2,3,4,5)의 시뮬레이션 결과; (a) 반사 손실(Return loss)

, (b) 격리도(Isolation)

.
도 6은 Ref, Case 1, 3, 5의 입력 임피던스 변동 곡선(Input impedance variation curves)
도 7은 제작된 무손실 PD(lossless PD)의 시뮬레이션 및 측정 결과와 사진: (a) 사진, (b)

,

및

, (c)

,

및

. (d) 위상(phase) 및 크기 차이.
도 8은 제작된 감쇄된 PD(attenuated PD)의 시뮬레이션 및 측정 결과와 사진: (a) 사진, (b)

및

, (c)

및

.
도 9는 제작된 무손실 PD(lossless PD)와 감쇄된 PD(attenuated PD)의 시뮬레이션 및 측정된 효율,
도 10은 본 발명의 무손실 PD(lossless PD)[실시예1]와 감쇄된 PD(attenuated PD)[실시예2]의 구성도.

이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 발명의 구성 및 동작을 상세하게 설명한다. 본 발명의 설명에 있어서 관련된 공지의 기능 또는 공지의 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 자세한 설명을 생략한다. 또한, 도면 번호는 동일한 구성을 표기할 때에 다른 도면에서 동일한 도면번호를 부여한다.

본 발명은 듀얼-모드 전력 분배기(dual-mode power divider, PD)를 제공한다. 새로운 작업 메커니즘, 소형 크기, 상당한 설계 자유도, 넓은 작업 대역폭, 임의의 전력 분할 및 두 출력 포트 간의 매우 넓은 격리를 제공하며, 기존 제품에 비해 구조가 간단한다.

Wilkinson PD는 2개의 저항을 통해 접지된 2개의 복합 오른쪽- 및 왼쪽 전송 라인(two composite right- and left-handed(CRLH) transmission lines(TLs))만 사용한다. 거의 모든 CRLH-TL이 1/4 파장 위상 응답(quarter-wavelength phase responses)에서 작동하는 점에서 이전 CRLH-TL 임베디드 연구와 달리 현재 작업에서는 0도 속성(zero-degree property)을 기록하고 임피던스 변동 곡선을 수정하는데 사용한다. 또한, 접지된 저항을 사용하기 때문에 제안하는 PD는 두 가지 모드로 동작할 수 있는데, 높은 값의 저항을 사용하면 전력 분배기(PD)는 무손실 모드(lossless mode)로 동작하고, 낮은 값의 저항이 사용되면 PD는 감쇄 모드(attenuated mode)에서 작동한다. 현대 RF 시스템 개발의 진보에 따라 작동 전력이 크게 향상되었으므로 더 많은 감쇄 요소들(attenuation elements)이 필요하다. 이는 감쇄된 전력 분배기(attenuated PDs)가 미래에 매우 유용하게 될 것임을 의미한다. 검증을 위해 서로 다른 작동 모드와 전력 분할에서 작동하는 두 개의 전력분배기(PD)가 설계 및 제작되었다.

실험 결과에 따르면, 두 PD 모두 15dB S11, 초광대역 격리(ultra-wide isolation), 전체 포트 정합(full port matching) 및 소형 크기(compact size)와 관련하여 대역폭의 60% 이상에서 우수한 성능을 보여줬다.

본 발명의 추가적인 접지된 저항을 갖는 비손실 모드 전력 분배기(lossless Power Divider)는 입력 port 1; 출력 port 2와 출력 port 3; 제1 전력 전송부; 제2 전력 전송부; 격리 저항(Isolation Resistor)

,

를 구비하는 임피던스 매칭 회로를 구비한다.

또한, (1) 실시예1 - 비손실 모드 전력 분배기(lossless mode PD)와 함께

(2) 실시예2 - 감쇄된 모드 전력 분배기(attenuated mode PD)를 각각 제작하고, 시뮬레이션과 측정 결과와의 성능을 비교하고 실험 제작하였다.

도 10은 본 발명의 무손실 PD(lossless PD)[실시예1]와 감쇄된 PD(attenuated PD)[실시예2]의 구성도이다.

(실시예1)

본 발명의 실시예1에 따른 추가적인 접지된 저항을 갖는 비손실 모드 전력 분배기(lossless PD)는,

기판과;

상기 기판 상에 구비되며, 입력 port 1; 출력 port 2와 출력 port 3; 상기 입력 port 1로부터 우측 전송라인(RH-TL)을 통해 전력이 분배되어 전력 손실 없이 상기 출력 port2로 연결되는 제1 전력 전송부; 상기 입력 port 1로부터 좌측 전송라인(LH-TL)을 통해 전력이 분배되어 전력 손실 없이 상기 출력 port3으로 연결되는 제2 전력 전송부; 상기 제1 전력 전송부의 우측 전송라인(RH-TL)과 상기 제2 전력 전송부의 좌측 전송라인(LH-TL)과 연결되며 전류가 흐리지 않도록 확실하게 분리해주는 격리 저항(Isolation Resistor)

,

를 구비하는 임피던스 매칭 회로를 구비하는 비손실 모드 전력 분배기(lossless PD)를 포함하며,

상기 기판 상에 상기 비손실 모드 전력 분배기(lossless PD)가 구비되며, 상기 무손실 모드 전력 분배기(lossless PD)는 상기 입력 port 1이 인가되면, 격리 저항

을 통해 흐르는 전류가 없고, 상기 입력 port 1로 인가된 전력은 출력 port 2에 대한 출력 port 3의 전력 비율(power ratio of output port 3 to port 2) P3/P2 =

에 따라 전력 손실 없이 전력이 상기 출력 port 2와 상기 출력 port 3로 분배된다.

실시예1에서는, 상기 기판은 도체 높이는 T = 0.018mm, 비유전율(relative dielectric constant)은 εr = 2.54, 두께는 h = 0.54mm 인 테프론 기판을 사용한다. 상기 비손실 모드 전력 분배기(lossless PD)의 중심주파수(

)가 2.5 GHz를 사용하였다.

예를들면, 실시예1에 따른 추가적인 접지된 저항을 갖는 비손실 모드 전력 분배기(lossless PD)는 입력 port 1로 1W 전력이 인가되면 출력 port 2에 대한 출력 port 3의 전력 비율(power ratio of output port 3 to port 2) P3/P2 =

에 따라 출력 port2로 0.7W 전력을 분배하며, 출력 port 3으로 0.3W 전력을 분배한다(P1= P2+P3). P1은 입력 port 1의 전력, P2는 출력 port 2의 전력, P3는 출력 port 3의 전력이다.

(실시예2)

또한, 본 발명의 실시예2에 따른 추가적인 접지된 저항을 갖는 감쇄된 모드 전력 분배기(attenuated PD)는,

기판과;

상기 기판 상에 구비되며, 입력 port 1; 출력 port 2와 출력 port 3; 상기 입력 port 1로부터 우측 전송라인(RH-TL)을 통해 전력이 분배되어 상기 출력 port2로 연결되는 제1 전력 전송부; 상기 입력 port 1로부터 좌측 전송라인(LH-TL)을 통해 전력이 분배되어 상기 출력 port3으로 연결되는 제2 전력 전송부; 상기 제1 전력 전송부의 우측 전송라인(RH-TL)과 상기 제2 전력 전송부의 좌측 전송라인(LH-TL)과 연결되며 전류가 흐르지 않도록 확실하게 분리하는 격리 저항(Isolation Resistor)

,

를 구비하고 입력 port1의 전력을 감쇄시키는 전력 감쇄 회로를 구비하는 감쇄된 모드 전력 분배기(attenuated PD)를 포함하며,

상기 기판 상에 상기 감쇄된 모드 전력 분배기(attenuated PD)가 구비되며,

상기 전력 감쇄 회로에 의해 전력이 감쇄되고, 감쇄된 모드 전력 분배기(attenuated PD)는 입력 port1의 전력에서 감쇄된 전력을 차감하고, 나머지 전력을 출력 port 2에 대한 출력 port 3의 전력 비율(power ratio of output port 3 to port 2) P3/P2 =

에 따라 상기 출력 port 2와 상기 출력 port 3로 전력을 분배한다.

상기 감쇄된 모드 전력 분배기(attenuated PD)는 입력 port 1이 인가되면, 격리 저항

을 통해 흐르는 전류가 없고, 상기 입력 port 1로 인가된 전력은 감쇄 회로(우측 점선 회로 부분)에서 전력이 감쇄되고(attenuated) 입력 port1의 전력에서 감쇄된 전력을 차감하고 나머지 전력을 분배하며, 나머지 전력을 출력 port 2에 대한 출력 port 3의 전력 비율(power ratio of output port 3 to port 2) P3/P2 =

에 따라 상기 출력 port 2와 상기 출력 port 3로 전력을 분배한다(P1 = P2+P3+P4). P1은 입력 port 1의 전력, P2는 출력 port 2의 전력, P3는 출력 port 3의 전력, P4는 감쇄 회로의 감쇄된 전력이다.

실시예2에서는, 상기 기판은 도체 높이는 T = 0.018mm, 비유전율(relative dielectric constant)은 εr = 2.54, 두께는 h = 0.54mm 인 테프론 기판을 사용한다. 상기 감쇄된 모드 전력 분배기(attenuated PD)의 중심주파수(

)가 2.5 GHz를 사용하였다.

예를들면, 실시예2에 따른 추가적인 접지된 저항을 갖는 감쇄된 모드 전력 분배기(attenuated PD)는 예를들면, 입력 port 1로 1W 전력이 인가되면 0.3W의 전력 감쇄가 발생하고(P4 = 0.3W 전력감쇄), 감쇄된 전력을 차감하고 나머지 전력을 분배하도록 출력 port 2에 대한 출력 port 3의 전력 비율(power ratio of output port 3 to port 2) P3/P2 =

에 따라 출력 port 2로 0.4W 전력을 분배하며, 출력 port 3으로 0.3W 전력을 분배한다.

II. 제안하는 이론

앞서 언급한 바와 같이 제안된 구조는 도 1에 도시하였으며, 2개의 기존 임피던스 변압기(impedance transformers)

및

, 격리 저항(isolation resistor)

, 2개의 럼프드 저항(lumped resistors)

및

를 통해 각각 접지된 두 개의 0도 CRLH-TL,

및

를 포함한다. 임의의 전력 분배의 경우, 출력 port 2에 대한 출력 port 3의 전력 비율(power ratio of output port 3 to port 2)은 P3/P2 =

로 가정하고, 포트 임피던스(port impedances)는 입력 port 1, 출력 port 2, port 3에 대해 각각

,

및

으로 표시한다.

도 1은 제안된 이중 모드 전력 분배기(dual-mode PD)의 구조. 도 2는 제안된 PD 분석 회로 (a) Even-mode circuit, (b) Odd-mode circuit를 나타낸다.

A. 무손실 모드(Lossless Mode)

무손실 모드(lossless Mode)는 현재 전력분배기(PD)의 작동 모드이다. 이전의 비대칭 연구[13]-[17]에 따르면, 포트 2와 포트 3의 전압은 동일하다. 따라서 무손실 모드에 대해 다음 관계를 정의할 수 있다.

여기서,

,

는 포트 임피던스(port impedance), k는 출력 port 2에 대한 출력 port 3의 전력 비율(power ratio)이다.

무손실 모드에서 제안된 전력 분배기(PD)의 이상적인 경우, 입력 port 1이 여기되면, 격리 저항

을 통해 흐르는 전류가 없고, 입력 포트 전력은 전력 비율

에 따라 두 출력 port 2,3 사이에 분배된다. 전체 프로세스가 무손실(lossless)이므로, 입력 port 1 매칭에 대해 다음 포트 임피던스

, 전력 비율 k, 입력 임피던스

및

간의 관계를 만족해야 한다.

여기서,

는 포트 임피던스, k는 출력 port 2에 대한 출력 port 3의 전력 비율,

과

는 입력 임피던스(input impedance)이다.

이 식에서

과

는 입력 port1에서 2개의 출력 port2,3을 향하는 각각의 등가 임피던스(respective equivalent impedances)이다. 일부 대수 연산(algebraic operations) 후에 입력 임피던스

및

는 다음과 같이 얻을 수 있다.

이러한 관계를 기초하여, 도 2에 도시된 바와 같이 짝수-모드(even-mode) 및 홀수-모드 여기(odd-mode excitation)에서 두 개의 등가 회로를 사용한 방법이 사용된다. 도 2(a)의 짝수-모드 등가 회로 정합(even-mode equivalent circuit matching)의 경우, 격리 저항

을 통해 전류가 흐르지 않는 점에서 상기 언급한 입력 port 1 여기 케이스(input port1 excited case)와 속성이 동일하며, 입력 port 1은 값에 따라 각각

과

값을 갖는 2개의 포트들로 나눌 수 있다.

따라서, 짝수-모드 회로(even-mode circuit)를 위한 임피던스 정합 조건은 다음과 같이 산출한다.

여기서,

,

는 포트 임피던스(port impedance),

,

, 및

는 등가 임피던스(equivalent impedance)이다.

,

, 및

는 등가 임피던스는 식(9-12)에 의해 계산된다.

여기서,

,

는 포트 임피던스,

과

는 입력 임피던스, R2, R3는 격리 저항(isolation resistor), 그리고

및

는 전송 라인 임피던스(transmission line impedance)이다.

= 90° 및

= 0°이므로, 위의 식은 다음과 같이 감소된다.

유사하게, 홀수-모드 회로(odd-mode circuit)의 임피던스 매칭을 위해 도 2(b)에서는 입력 포트가 단락된 반면, 격리 저항

은 다음과 같이

,

두 부분으로 나뉜다.

또한, 홀수-모드 회로 매칭 조건에 따르면, 다음 식을 얻을 수 있다.

(16),(17)은 포트 임피던스(port impedance)

,

, 등가 임피던스(equivalent impedance)

,

, 그리고 격리 저항(isolation resistor)

,

의 관계를 계산하는 식이다,

(18),(19)는 등가 임피던스(equivalent impedance)

와

를 계산하는 식이다.

= 90° 및

= 0°를 (16)-(19)에 대입한 후, 포트 임피던스

와

는 다음과 같이 계산할 수 있다.

일부 대수 연산(algebraic operations)을 통해 설계 식은 다음과 같이 얻을 수 있다. 전송 라인 임피던스(transmission line impedance)

,

및 격리 저항

을 계산하는 식은 다음과 같이 계산된다.

이러한 설계 식에 따르면, 0도 전송라인(zero-degree TL)의 설계 외에도 고유한 구조는 또한 그 점에서 상당한 설계 자유를 제공한다. 포트 임피던스

및 전력 비율(power ratio)

에 관계없이, 5개의 변수를 정의하는데 사용되는 3개의 방정식이 있다. 본 연구에서는 설계식 (22)~(24)가 무손실 가정에서 도출되었기 때문에

와

의 선택에 적용되는 규칙은 접지된 두 저항의 임피던스가 최대한 높아야 한다. 무손실 동작의 조건이 1% 미만의 전력 손실을 기준으로 하는 경우, 전력분배기의 부하 저항(load resistor)으로써 일측이 접지된 저항

와

은 4.95kΩ보다 커야 한다. 감쇄된 전력 분배기(attenuated mode PD) 설계에서, 무손실 전력 분배기(lossless PD) 보다 상대적으로 작은

와

임피던스를 사용할 수 있다.

B. 감쇄된 모드(Attenuated Mode)

감쇄된 모드 전력분배기(PD)(attenuated mode PD)는 도 1의 입력 port1의 모든 전력이 일부 감쇄되어 출력 port2,3으로 전부 전송되지 않음을 나타낸다. 입력 port1의 전력(power)의 일부는 2개의 일측이 접지된 저항

,

에 의해 소비된다. 이는 출력 port 2 또는 출력 port 3과 저항을 통해 접지된 인접한 0도 전송라인(TL)의 조합으로 변경되는 것으로 간단히 설명할 수 있다. 이는 (1)과 (2)를 다음과 같이 감쇄된 모드에서 다시 쓸 수 있음을 의미한다.

(25),(26)은 포트 임피던스

,

, 출력 port 2에 대한 출력 port 3의 전력비율 k, 및 등가 임피던스

,

및

의 관계를 나타낸 식이다.

또한, 동일한 이론에 따라 전력분배기(PD)에 대한 임피던스 매칭 조건은 다음과 같이 (7), (8), (16) 및 (17)에서 (27)-(30)으로 변경된다.

(29) 및 (30)이 (16) 및 (17)과 동일한 점에 관심을 갖는다. 이는 우수한 아이솔레이션(good isolation) 및 출력 포트 정합(output port matching)을 갖는 홀수-모드 회로 정합(odd-mode circuit matching)의 목표가 실현되기 때문이다. 이는 일치하지 않는 포트가 무손실 모드와 동일하다는 것을 의미한다. 위의 짝수-모드 및 홀수-모드 분석과 유사한 프로세스에서 θ1 = 90° 및 θ2 = 0°의 일부 대수 연산 후에 감쇄된 모드에 대한 설계 식은 다음과 같이 유도된다.

에 대한 설계 식이 무손실 모드에서 동일하더라도,

및

선택은 설계 자유가 없으며, 필요한 값은 출력 port2 및 출력 port 3의 감쇄비(attenuation ratio)는 각각

및

에 의해 정의된다. 감쇄비(attenuation ratio)

은 다음 식(34)로 나타낼 수 있다.

위 식(34)에서

와

은 무손실 모드(lossless mode)의 출력 전력과 동일하고,

와

는 감쇄 모드(attenuated mode)의 출력 전력이다. 출력 포트와 0도 TL(zero-degree TL)이 교차하는 노드 전압이 동일하기 때문에 전력과 임피던스 사이의 고유한 관계는 다음과 같이 설명된다.

여기서,

와

는 감쇄 모드(attenuated mode)의 출력 전력이다.

또한, 해당 값을 대입한 후, 2개의 출력 port2,3와 해당 부하 저항 인 접지된 저항

,

을 정의하는 식은 다음과 같이 유도된다.

이러한 관계를 기반으로 격리 저항

은 다음과 같이 더욱 단순화될 수 있다.

지금까지 이중 모드 전력분배기(dual-mode PD)의 주요 이론은 자세하게 분석했다. 설계식 (22)-(24)를 해석하여, (31)-(32), (37)-(41)에서, 0도 TL(zero-degree TL)은 제안된 구조의 임피던스 매칭에 영향을 주지 않는 것으로 보인다. 이는 상기 식이 전력분배기(PD)의 중심 주파수를 기반으로 유도되는 반면, 통과대역(passband)의 다른 주파수의 경우 0도 TL(zero-degree TL)이 새로운 임피던스 변동 관계를 생성하기 때문이다.

C. 0도 TL(zero-degree TL)

도 3은 0도 전송라인(zero-degree TLs)의 구조: (a) 본 발명에서 사용된 구조, (b) 전체-럼프드 구조(Full-lumped structure)를 나타낸다.

가장 중요한 0도 전송라인(zero-degree TLs)의 개념도는 대역폭 제어 및 고품질 성능 구현 측면에서 기능 부분은 도 3에 도시하였다. 여기에는 2개의 기존 마이크로 스트립라인과 점선 직사각형의 럼프드-타입 LH-TL(lumped-type RH-TL)이 포함된다. 구조의 크기는 도 3(b)와 같이 전체 덩어리 구조에 비해 크다. 그러나, 럼프드-타입 RH-TL(lumped-type RH-TL)을 마이크로스트립 전송라인(microstrip TL)으로의 대체는 복잡도(complexity) 계산의 감소와 기생 효과(parasitic effects)를 줄일 뿐만아니라 제조 용이성을 증가시킨다. 사용된 좌측-전송라인(LH-TL)과 우측-전송라인(RH-TL)의 역전파 특성 때문에 임의의 주파수에서 0도 전기적 길이(zero-degree electrical length)를 설계할 수 있다. 설계 식은 다음과 같이 얻을 수 있다.

0도 전송라인(zero-degree TLs)은 2개의 LH-TL, RH-TL 2개의 기존 마이크로 스트립라인과 점선 직사각형의 럼프드-타입 LH-TL(lumped-type RH-TL)이 포함하며,

여기서,

는 우측-전송라인(right-hand transmission line, RH-TL)의 위상 응답(phase response),

는 좌측-전송라인(left-hand transmission line, LH-TL)의 위상 응답이다.

식 (29)에 따르면

여기서,

는 우측-전송라인(RH-TL)의 전송 임피던스 라인의 전기적인 길이(electrical length),

는 좌측-전송라인(LH-TL)의 전송 임피던스 라인의 전기적인 길이,

는 우측-전송라인(RH-TL)의 임피던스,

는 좌측-전송라인(LH-TL)의 임피던스, w = 2πf이다.

상기 식에서

,

및 n은 각각 LH-TL의 인덕터, LH-TL의 커패시터, 및 LH-TL 단위-셀 번호 셀(LH-TL unit-cell number cell)을 나타낸다. RH-TL과 LH-TL의 임피던스를 선택한 후, 설계된 0도 CRLH-TL의 등가 임피던스는 식(45)를 사용하여 계산할 수 있는 반면, 본 연구에 사용된 RH-TL의 매개변수는 HFSS EM tool를 사용하여 계산할 수 있다. 또한, 위에서 언급한 분석에 따르면 활용되는 0도 TL의 임피던스는 자유롭게 선택할 수 있다. RH-TL(

) 및 LH-TL(

) 각각의 전기적 길이(respective electrical length)의 무한한 조합을 사용하여 특정 주파수에서 0도 위상 응답(zero-degree phase response)을 구현할 수 있다. 도 3(b)와 같은 full-lumped 구조는 요구되는 0도 전송라인(zero-degree TL)을 구현하는데 사용될 수 있다.

도 3(a)의 구조와 비교하여 RH-TL이 커패시터(

)와 인덕터(

)의 조합으로 구현되는 차이점이 있으며, 이는 다음 식을 사용하여 계산할 수 있다.

여기서,

는 우측-전송라인(RH-TL)의 임피던스,

는 좌측-전송라인(LH-TL)의 임피던스, w = 2πf이다.

은 RH-TL의 인덕터,

은 RH-TL의 커패시터를 나타낸다.

우측-전송라인(RH-TL)의 위상 응답(phase response of the right-hand transmission line)은 (46)에 의해 계산된다.

우측-전송라인(RH-TL)의 임피던스(impedance of the right-hand transmission line)은 (47)에 의해 계산된다.

III. 이중 모드 전력분배기(PD)

도 4는 제안된 이중 모드 전력분배기(PD)의 동작 순서도이다.

이중 모드 전력분배기(dual-mode PD)는 중심주파수(

)와 포트 임피던스

및 출력 port 2에 대한 출력 port 3의 전력 비율(power ratio) k를 정의하고, 모드 선택에 따라 무손실 모드(lossless mode) 전력 분배기 또는 감쇄된 모드(attenuated mode) 전력 분배기로 동작되도록 설계되며, 동일한 하나의 0도 전송라인(TL)을 사용한다

는 우측-전송라인(RH-TL)의 임피던스,

는 좌측-전송라인(LH-TL)의 임피던스, n 값[LH-TL 단위-셀 번호 셀(LH-TL unit-cell number cell)]이 각각 다른 설계 파라미터 값을 갖는 기존의 Wilkinson PD (ref), Case 1,2,3,4,5의 전력분배기를 설계하였다.

위의 분석을 기반으로 설계 순서도는 도 4와 같이 구성될 수 있다. 무손실 모드(lossless mode)에서 접지된 저항

와

의 값은 0도 전송라인(zero-degree TL)의 위상 응답(phase response) 및 요구된 RH-TL 및 LH-TL의 임피던스를 정의하여 연관된 설계 의도에 따라 자유롭게 선택할 수 있다.

와

의 값은 전력분배기(PD) 성능에 약간의 영향을 주기 때문입니다. 그러므로, 본 연구에서는 0도 전송라인(zero-degree TL)이 전력분배기(PD)에 주는 영향만을 성능을 조사하였다.

도 5는 6개 설계된 전력분배기들(PDs)(Ref, Case 1,2,3,4,5)의 시뮬레이션 결과; (a) 반사 손실(Return loss)

, (b) 격리도(Isolation)

이다.

도 6은 Ref, Case 1, 3, 5의 입력 임피던스 변동 곡선(Input impedance variation curves)이다.

0도 전송라인(zero-degree TL)의 기능을 조사하기 위해 다른 0도 TL을 갖는 6개의 전력분배기(PD)는 표 1에 나열된 대로 설계되었다. 전력분배기(PD)에 대한 자세한 결과는 도 5에 도시하였으며, 'ref.'는 기존 Wilkinson PD를 나타낸다. 기존의 Wilkinson PD와 비교하여 제안된 PD 구조가 인접 통과대역(adjacent passbands)에서 기존의 Wilkinson PD (ref)는 항상 9.8dB보다 높은 반면 제안된 PD 구조는 거의 0 dB(approximately 0 dB), 최소

이 존재하는 점에서 우수한 거짓 대역 억제(spurious band suppression)를 가짐을 알 수 있다. 실제 응용 프로그램에서 추가 노이즈를 도입하였다. 또한, 15dB S32를 참조하여 매우 넓은 절연을 달성할 수 있다. 상기 언급한 이점은 0도 전송라인(TL)이 임피던스 변화 곡선을 크게 변경할 수 있으며, 이는 네트워크 매칭에 직접적인 영향을 줄 수 있기 때문이다. 예를 들면, 도 6은 기존 Wilkinson PD (ref), Case 3 및 Case 5에 대한 입력 임피던스

의 변화 곡선을 보여준다. 3 곡선에 따르면 3 전력분배기(PD)의 임피던스 범위는 각각 50-100Ω, 0-340Ω 및 0-129Ω이다. 80~100Ω의 임피던스 범위를 기준으로 하면, 3 전력분배기(PD)의 주파수 범위는 각각 1.66~3.33 GHz, 2.11~2.69 GHz 및 1.78~4.08 GHz이다. 이러한 관계는 Case 5 > ref. > Case 3 인 15dB S11 대역폭 리스트에 따른다. 입력 포트 반사 손실(input port return loss,

)은 다음 식(48)을 사용하여 설명할 수 있다.

또한, 도 5에 표시된 결과에 따르면 15-dB S11 대역폭(15-dB S11 bandwidth)은 다음과 같이 향상될 수 있다: 1) 사용된 RH-TL 및 LH-TL의 전기적인 길이(electrical length of used RH-TL and LH-TL)의 감소, 2) 더 많은 구성 cell을 사용한다, 그리고 3) RH-TL 임피던스 및 LH-TL 임피던스를 증가시키는 것. 이러한 규칙을 사용하여 특정 요구사항에 대한 대역폭(bandwidth)을 제어할 수 있다.

IV. 실험

이 섹션에서는 작동 모드가 다른 두 전력분배기(PD)와 전력비율은 테프론 기판에 제작되며, 테프론 기판의 도체 높이는 T = 0.018mm, 비유전율(relative dielectric constant)은 εr = 2.54, 두께는 h = 0.54mm이다. 50Ω 임피던스의 포트는 과학 연구와 실제 응용 프로그램 모두에서 널리 사용되기 때문에 추가 1/4 파장 TL(quarter wavelength TL)은 출력 포트를 50Ω 포트로 변환하는데 사용된다.

A. 무손실 PD (Lossless PD)

검증을 위해 전력분배기(PD)의 중심 주파수가

= 2.5GHz이고, 전력 비율이

=2인 이분할 무손실 PD(unequal-split lossless PD)를 설계하였다. 도 4의 설계 순서도에 따라 접지 저항(grounded resistors)

=

= 10kΩ을 선택한 후, 두 개의 전송라인(TL)의 임피던스,

과

의 임피던스, 격리 저항

의 임피던스는 61.2Ω, 122.5Ω, 및 105Ω를 사용하였다.

0도 전송라인(TL)의 설계 측면에서 크기 및 제조와 관련된 어려움을 줄이기 위해 하나의 셀(n = 1)만 사용하였다. LH-TL의 임피던스 및 위상 응답은 각각 30Ω 및 +30°로 선택하였다. 설계 식 (41) 및 (42)에 따라 필요한 인덕터와 커패시터는 각각

= 3.87nH 및

= 4.30pF로 계산된다. (40)에 따르면 요구된 CRLH-TL에서 RH-TL의 전기적 길이는

= -30°로 계산될 수 있는 반면, 임피던스는 임의로 50Ω으로 선택하였다.

HFSS EM tool을 사용한 레이아웃 설계 및 최적화 후 전력분배기(PD)는 도 7(a)와 같이 제작된다. 여기서

및

는 출력 포트

및

을 각각 50Ω 포트로 변환하는데 사용되는 1/4 파장 변환기(quarter-wavelength transformer)를 나타낸다.

또한, 입력 포트 반사 손실(

) 및 삽입 손실(

및

)은 도 7(b)에 표시되고, 출력 포트 반사 손실(

및

) 및 격리도(

)는 도 7(b)에 표시된다. 씨). 15dB

을 참조하면 1.54GHz ~ 3.42GHz의 넓은 작동 대역을 관찰할 수 있어 가장 높은

,

및

은 각각 26.9dB, 33.2dB 및 27.6dB인 것과 일치하는 우수한 아이솔레이션(isolation) 및 출력 포트를 보여줬다.

또한, 2개의 인접한 저지대역(adjacent stopbands)에서 최소

이 거의 0이라는 점에서 우수한 거짓 대역 억제(good spurious band suppression)가 관찰되었다. 또한, 위상 및 크기 차이는 도 7(d)에 표시하였으며, 대역 내 차이가 각각 2.93~4.43dB 및 0~5도 범위에 있음을 나타낸다.

도 7은 제작된 무손실 PD(lossless PD)의 시뮬레이션 및 측정 결과와 사진: (a) 사진, (b)

,

및

, (c)

,

및

. (d) 위상(phase) 및 크기 차이를 나타낸다.

도 8은 제작된 감쇄된 PD(attenuated PD)의 시뮬레이션 및 측정 결과와 사진: (a) 사진, (b)

및

, (c)

및

를 나타낸다.

은 입력 port 1의 반사 손실(return loss),

은 출력 port 2에서 입력 port 1에 대한 삽입 손실(insertion loss),

는 출력 port2의 포트 삽립 손실,

은 출력 port 3에서 입력 port 1에 대한 삽입 손실,

는 출력 port 2와 출력 port 3의 격리도(isolation),

은 출력 port 3의 반사 손실이다.

도 9는 제작된 무손실 PD(lossless PD)와 감쇄된 PD(attenuated PD)의 시뮬레이션 및 측정된 효율을 도시하였다

λg는 무손실 모드(lossless PD)와 감쇄된 모드(attenuated PD)를 갖는 이중-모드 전력분배기(dual-mode PD)의 중심주파수(

)에 해당되는 파장(wavelength)이다. 실시예에서는 이중-모드 전력분배기(dual-mode PD)의 중심주파수(

)는 2.5 GHz를 사용하였다.

B. 감쇄된 PD (Attenuated PD)

다음 섹션에서는 25% 감쇄(25% attenuation)를 갖는 등분할 PD(equal-split PD)를 조사하였다.

= 1 및 r2 = r3 = 0.25 in (29), (30) 및 (35)-(38)을 대입한 후 TL 파라미터

및

, 포트 임피던스

및

, 접지된 저항

및

는 각각 70.7Ω, 70.7Ω, 200Ω, 200Ω, 66.7Ω, 및 66.7Ω으로 계산되었다. 이 단계에서 전력분배기(PD)가

=

,

=

,

=

이라는 점에서 대칭적인 구조를 갖는다. 그런 다음 (41)을 사용하여 격리 저항

의 값은 200Ω으로 계산된다. 0도 TL은 상기 무손실 PD에서

= 50Ω,

= 30Ω,

= 30°인 것과 동일하다.

그 후, 감쇄된 PD(attenuated PD)를 제작하였으며, 도 8(a)에 사진을 도시하였다. 여기서,

는

및

을 50Ω 포트로 변환하는데 사용되는 전송라인(TL)이다. 또한, 도 8(b)와 도 8(c)는 입력 포트 반사 손실(input port return loss,

), 삽입 손실(insertion loss,

), 출력 반사 손실(output return loss,

) 및 격리도(isolation,

)에 대한 관련 결과를 보여준다. 감쇄된 PD(attenuated PD)가 좋은 결과를 나타내는 것이 분명하다. 15-dB

대역폭(15-dB

bandwidth)이라는 점에서 예상한 성능 1.75GHz에서 3.35GHz로 확장되고 인접한 저지대역(adjacent stopband)에서 최소

은 거의 0.1dB이고, 통과대역(passband)에서 최대

및

는 각각 17.4dB 및 18.5dB 이었다. 가장 구체적인 특성으로

은 -3.0dB에서 -4.3dB까지 정확하게 감쇄되어 설계 기대치와 잘 일치함을 보여주었다. 제작된 무손실 PD(lossless PD)와 감쇄된 PD(attenuated PD)의 시뮬레이션 및 측정된 효율은 도 9에 도시하였으며, 여기서 통과대역에서 무손실 PD의 효율은 97.5%이고, 감쇄된 PD의 경우 73.5%이며, 또한 감쇄된 PD가 무손실 PD와 비교할 때 25% 전력 감쇄를 실현할 수 있음을 입증하였다.

또한, 적용기술, 점유규모, 15-dB

을 참조한 부분 대역폭, 대역 내 최대 반사 손실(in-band maximum return loss,

및

), 대역 내 최소 삽입 손실(in-band minimum insertion loss,

및

), 최소 인접 정지 대역(minimum adjacent stopband,

) 및 작업 모드를 기준으로 표2와 같이 실행하였다. 이러한 매개변수와 관련하여 최소 인접 저지대역

은 설계된 전력분배기(PD)의 성능의 거짓 대역 억제(spurious band suppression)를 표시하는데 사용되는 통과대역(passband)의 왼쪽/오른쪽 저지대역에서 최소 입력 포트 반사 손실(minimum input port return loss in the left/right stopband of the passband)이 나타난다.

제안된 전력분배기(PD)의 경우, 인접한 저지대역(adjacent stopband) S11은 0.1dB/0.1dB인 반면, 기존 Wilkinson PD의 경우 9.8dB/9.8dB 이었다. 이는 제안된 PD의 경우 입력 포트의 전력 중 2.3%만 네트워크로 전송되는 반면, 기존 Wilkinson PD의 경우 89.6%로 증가함을 의미한다. 표2에 따르면 제안된 PD는 우리가 아는 한 감쇄된 모드(attenuated mode)에서 작동할 수 있는 최초의 전력분배기(PD)라는 새로운 구조와 작동 메커니즘을 특징으로 한다. 기본적인 전력분배기(PD)의 특성 관점에서, 제작된 두 PD는 이전의 대부분의 연구보다 더 작은 크기, 더 넓은 대역폭, 더 낮은 손실 및 더 나은 거짓 대역 억제를 갖는 균형 잡힌 성능을 가지고 있다. 또한, PD 구조에도 트레이드오프가 존재한다. 실험 경험을 바탕으로 우리 저자는 단점이 제조 단계에 있다고 생각한다. 덩어리진 요소와 비아-홀에 의해 납땜 패드는 조심스럽게 처리하지 않으면 추가 기생 효과가 발생한다.

V. 결론

새로운 토폴로지와 작동의 불평등한 이중 모드 전력 분배기(unequal dual-mode PD) 메커니즘을 제안한다. 짝수-모드(even-mode) 및 홀수-모드 여기(odd-mode excitations)에서 두 개의 등가 회로를 사용하여 간단하고 컴팩트한 소형 구조를 자세히 분석하였다. 0도 CRLH-TL을 사용하기 때문에 제안된 전력 분배기(PD)는 설계 자유도가 높고 대역폭을 제어할 수 있으며 매우 넓은 격리가 가능하다. 특히, 접지된 저항의 관점에서, 무손실 모드(lossless mode)와 감쇄 모드(attenuated mode)를 포함한 전력분배기(PD)는 두 가지 다른 작동 모드는 다른 값을 사용하여 활성화될 수 있다. 실험에 따르면 두 PD는 특히 미래의 RF 응용 시에 더 적합한 감쇄 모드에서 예상 성능과 잘 일치한다. 또한, 조정 가능한 저항을 사용하여 제안된 구조에 재구성 가능한 기능을 부여할 수 있으므로 실제 사용에 매우 편리하다. 제안된 이론은 커플러(coupler), 필터(filter), 위상 천이기(phase shifter)와 같은 다른 RF 장치의 설계에도 확장될 수 있다. 본 발명의 무손실 전력분배기 또는 감쇄된 전력분배기(PD)는 무선통신 시스템, 파워 앰프의 전력 증폭기에 사용될 수 있다.

본 발명의 구체적인 실시예를 참조하여 설명하였지만, 본 발명은 상기와 같이 기술적 사상을 예시하기 위해 구체적인 실시 예와 동일한 구성 및 작용에만 한정되지 않고, 본 발명의 기술적 사상과 범위를 벗어나지 않는 한도 내에서 다양하게 변형하여 실시될 수 있으며, 본 발명의 범위는 후술하는 특허청구범위에 의해 결정되어야 한다.

TL: 전송 라인(transmission line)
RH-TL: 우측-전송라인(right-handed transmission line)
LH-TL: 좌측-전송라인(left-handed transmission line)
CRLH-TL: 복합 우측- 및 좌측- 전송라인
composite right- and left-handed(CRLH) transmission lines(TL)

Claims

기판과;
상기 기판 상에 구비되며, 입력 port 1; 출력 port 2와 출력 port 3; 상기 입력 port 1로부터 우측 전송라인(RH-TL)을 통해 전력이 분배되어 상기 출력 port2로 연결되는 제1 전력 전송부; 상기 입력 port 1로부터 좌측 전송라인(LH-TL)을 통해 전력이 분배되어 상기 출력 port3으로 연결되는 제2 전력 전송부; 상기 제1 전력 전송부의 우측 전송라인(RH-TL)과 상기 제2 전력 전송부의 좌측 전송라인(LH-TL)과 연결되며 전류가 흐르지 않도록 분리하는 격리 저항
; 상기 제1 전력 전송부의 우측 전송라인(RH-TL)과 상기 제2 전력 전송부의 좌측 전송라인(LH-TL)과 각각 연결되는 추가적인 접지된 저항
,
를 구비하고 입력 port1의 전력을 감쇄시키는 전력 감쇄 회로를 구비하는 감쇄된 모드 전력 분배기(attenuated PD)를 포함하는, 추가적인 접지된 저항을 갖는 감쇄된 모드 전력 분배기.
제1항에 있어서,
상기 기판은 도체 높이는 T = 0.018mm, 비유전율(relative dielectric constant)은 εr = 2.54, 두께는 h = 0.54mm 인 테프론 기판을 사용하는, 추가적인 접지된 저항을 갖는 감쇄된 모드 전력 분배기.
제1항에 있어서,
상기 감쇄된 모드 전력 분배기(attenuated PD)는 상기 전력 감쇄 회로에 의해 전력이 감쇄되고, 입력 port1의 전력에서 감쇄된 전력을 차감하고, 나머지 전력을 출력 port 2에 대한 출력 port 3의 전력 비율(power ratio) P3/P2 =
에 따라 상기 출력 port 2와 상기 출력 port 3로 전력을 분배하는, 추가적인 접지된 저항을 갖는 감쇄된 모드 전력 분배기.
제1항에 있어서,
상기 감쇄된 모드 전력분배기(attenuated mode PD)는 입력 port1의 모든 전력이 일부는 상기 전력 감쇄 회로의 2개의 일측이 접지된 저항
,
에 의해 소비되고 전력이 감쇄되는, 추가적인 접지된 저항을 갖는 감쇄된 모드 전력 분배기.
제1항에 있어서,
상기 감쇄된 모드 전력분배기(attenuated mode PD)는
포트 임피던스
,
,
, 출력 port 2에 대한 출력 port 3의 전력비율 k, 및 등가 임피던스
,
,
및
는

상기 전력분배기(PD)에 대한 임피던스 매칭 조건은 다음과 같이 표시되며,

짝수-모드 및 홀수-모드 분석과 유사한 프로세스에서 θ1 = 90° 및 θ2 = 0°의 일부 대수 연산 후에 감쇄된 모드에 대한 설계 식은 다음과 같이 유도되며,

에 대한 설계 식이 무손실 모드에서 동일하더라도, 출력 port2 및 출력 port 3의 감쇄비(attenuation ratio)는 각각
및
에 의해 정의되며, 감쇄비(attenuation ratio)
은 다음 식(34)로 표현되고,

식(34)에서
와
은 무손실 모드(lossless mode)의 출력 전력과 동일하고,
와
는 감쇄 모드(attenuated mode)의 전력분배기의 출력 전력이며, 출력 포트와 0도 전송라인(zero-degree TL)이 교차하는 노드 전압이 동일하기 때문에 전력과 임피던스 사이의 관계는 다음과 같이 표시되고,

출력 port2,3와 해당 부하 저항 인 접지된 저항
,
을 정의하는 식은 다음과 같이 유도되며,

격리 저항
은 식(41)에 의해 표시되는, 추가적인 접지된 저항을 갖는 감쇄된 모드 전력 분배기.
제5항에 있어서,
상기 0도 전송라인(zero-degree TLs)은 2개의 LH-TL, RH-TL 2개의 기존 마이크로 스트립라인과 점선 직사각형의 럼프드-타입 LH-TL(lumped-type RH-TL)이 포함하며,

여기서,
는 우측-전송라인(RH-TL)의 위상 응답,
는 좌측-전송라인(LH-TL)의 위상 응답은 상기와 같은 관계가 형성되며,

여기서,
는 우측-전송라인(RH-TL)의 전송 임피던스 라인의 전기적인 길이,
는 좌측-전송라인(LH-TL)의 전송 임피던스 라인의 전기적인 길이,
는 우측-전송라인(RH-TL)의 임피던스,
는 좌측-전송라인(LH-TL)의 임피던스, w = 2πf이며

,
및 n은 각각 LH-TL의 인덕터, LH-TL의 커패시터, 및 LH-TL 단위-셀 번호 셀(LH-TL unit-cell number cell)을 나타내며, RH-TL과 LH-TL의 임피던스를 선택한 후, 설계된 0도 CRLH-TL의 등가 임피던스는 식(45)를 사용하여 계산할 수 있으나, RH-TL의 매개변수는 HFSS EM tool를 사용하여 계산되며, RH-TL(
) 및 LH-TL(
) 각각의 전기적 길이의 조합을 사용하여 특정 주파수에서 0도 위상 응답이 구현되는, 추가적인 접지된 저항을 갖는 감쇄된 모드 전력 분배기.
제1항에 있어서,
상기 감쇄된 모드 전력분배기(attenuated mode PD)는 25% 감쇄(attenuation)를 갖는 등분할 PD(equal-split PD)를 제작하였으며,
= 1 및 r2 = r3 = 0.25. TL 파라미터
및
, 포트 임피던스
및
, 접지된 저항
및
는 각각 70.7Ω, 70.7Ω, 200Ω, 200Ω, 66.7Ω, 및 66.7Ω으로 계산되었으며, 전력분배기(PD)는
=
,
=
,
=
이라는 점에서 대칭적인 구조를 가지며, 식 (41)을 사용하여 격리 저항
의 값은 200Ω으로 계산되며, 0도 TL은
= 50Ω,
= 30Ω,
= 30°인 것을 사용하는, 추가적인 접지된 저항을 갖는 감쇄된 모드 전력 분배기.
제1항에 있어서,
상기 감쇄된 모드 전력분배기(PD)는 커플러, 필터, 위상 천이기(phase shifter)를 포함하는 다른 RF 장치의 설계에도 적용가능하며, 상기 전력분배기(PD)는 무선통신 시스템, 파워 앰프의 전력 증폭기에 사용되는, 추가적인 접지된 저항을 갖는 감쇄된 모드 전력 분배기.
제1항에 있어서,
추가적으로, 이중 모드 전력분배기(dual-mode PD)는 중심주파수(
)와 포트 임피던스
및 출력 port 2에 대한 출력 port 3의 전력 비율(power ratio) k를 정의하고, 모드 선택에 따라 무손실 모드(lossless mode) 전력 분배기 또는 감쇄된 모드(attenuated mode) 전력 분배기로 동작되도록 하며, 동일한 하나의 0도 전송라인(TL)을 사용하는, 추가적인 접지된 저항을 갖는 감쇄된 모드 전력 분배기.