KR20220081110A - 브릿지리스 pfc 컨버터와 위상 천이 풀브릿지 dc-dc 컨버터가 통합된 ac-dc 컨버터 - Google Patents

브릿지리스 pfc 컨버터와 위상 천이 풀브릿지 dc-dc 컨버터가 통합된 ac-dc 컨버터 Download PDF

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Abstract

본 발명은 브릿지리스 PFC 컨버터와 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터가 단일 스테이지로 구성되어 있다. 이러한 본 발명에 의하면, 종래의 AC-DC 컨버터 대비 소자의 개수를 줄일 수 있으며, AC-DC 컨버터의 가격을 절감할 수 있고, 부피를 감소시킬 수 있다. 또한, 본 발명에 따른 AC-DC 컨버터는 브릿지 다이오드로 인해 발생하는 도통 손실이 없어 전력 변환 효율을 크게 향상시킬 수 있다.

Description

브릿지리스 PFC 컨버터와 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터가 통합된 AC-DC 컨버터{AC-DC CONVERTER WITH INTEGRATED BRIDGELESS PFC CONVERTER AND PHASE-SHIFTED FULL-BRIDGE RESONANT DC-DC CONVERTER}
본 발명은 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터의 스위치들이 역률 보상 및 위상 천이 방식에 따른 전력 전달에 모두 활용될 수 있도록 함으로써, 브릿지리스 PFC 컨버터와 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터를 단일 스테이지(single-stage)로 통합시킨 AC-DC 컨버터에 관한 것이다.
전기 자동차는 친환경 자동차의 한 종류로서, 화석 연료 대신 전기 에너지를 이용하여 구동된다. 전기 자동차는 지구 온난화, 국제 유가, 주요국의 연비 규제 강화 등 여러 요인으로 인해 수요가 증가하는 추세에 있다. 이러한 추세에 맞춰, 최근에는 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여 전기 자동차에 탑재된 배터리를 충전시키는 OBC(On Board Charger)의 연구 및 개발이 활발히 이루어지고 있다. 전기 자동차의 원가를 절감하고, 전기 자동차에 탑재된 배터리의 충전 시간을 단축시키기 위해서는, OBC의 고전력 밀도화, OBC를 구성하는 소자의 개수 감소, 교류 전력을 직류 전력으로 변환시키는 효율의 향상 등이 필요하다.
도 1은 종래 OBC의 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 1에 도시된 바와 같이, OBC는 PFC(power factor correction) 컨버터(21), 링크 커패시터(CLink) 및 DC-DC 컨버터(22)를 포함한다.
PFC 컨버터(21)는 교류 전원부(10)에서 공급되는 교류 전력의 역률을 보상한다. 즉, PFC 컨버터(21)는 교류 전원부(10)에서 공급되는 교류 전력의 전압과 전류의 위상을 동기화시키고, 전력 품질을 가공하여 교류 전원부(10)에서 공급되는 교류 전력에서 무효전력 성분을 최소화시킨다. 여기서, 교류 전원부(10)는 전력 공급사(예를 들어, 한국 전력 공사)의 교류 전력을 공급하는 그리드가 이에 해당될 수 있다.
또한, PFC 컨버터(21)는 교류 전원부(10)에서 공급되는 교류 전력의 전압(예를 들어, Vac = 240V)을 380V의 전압(즉, VLink = 380V)을 갖는 직류 전력으로 변환하여 링크 커패시터(CLink)에 제공할 수 있다. 링크 커패시터(CLink)는 상기 직류 전력을 임시로 저장하는 역할을 한다.
DC-DC 컨버터(22)는 링크 커패시터(CLink)에 저장된 직류 전력의 전압을 변환하여 부하(30)에 제공한다. 예를 들어, 부하(30)가 배터리일 경우, DC-DC 컨버터(22)는 380V의 전압을 갖는 직류 전력을, 배터리를 충전시키기 위한 전압(예를 들어, VO = 400V)으로 변환하여 배터리에 제공할 수 있다.
이와 같이, 종래의 OBC는 PFC 컨버터(21)와 DC-DC 컨버터(22)가 링크 커패시터(CLink)를 사이에 두고 2-스테이지(two-stage)로 구성되어 있다.
도 2는 2-스테이지로 구성되어 있는 종래의 AC-DC 컨버터를 도시한 도면이다.
도 1과 마찬가지로, 도 2에 도시된 AC-DC 컨버터는 PFC 컨버터(21), 링크 커패시터(CLink) 및 DC-DC 컨버터(22)를 포함한다. 또한, 도 2에 도시된 AC-DC 컨버터는 제어부(23)를 포함하며, 상기 제어부(23)는 PFC 컨버터(21)를 구성하고 있는 스위치(Qb)와 DC-DC 컨버터(22)를 구성하고 있는 스위치(Q1, Q2)의 스위칭 동작을 제어한다.
PFC 컨버터(21)는 교류 전력을 공급하는 교류 전원부(10)에 브릿지 구조로 연결되는 4개의 브릿지 다이오드(Drec1, Drec2, Drec3, Drec4)를 포함하며, 인덕터(Lb), 스위치(Qb) 및 다이오드(Db)로 이루어지는 부스트 컨버터 역시 포함한다.
교류 전원부(10)에서 출력되는 교류 전압은 브릿지 다이오드(Drec1, Drec2, Drec3, Drec4)에 의해 정류된다. 이후 브릿지 다이오드(Drec1, Drec2, Drec3, Drec4)에 의해 정류된 전압은 인덕터(Lb), 스위치(Qb) 및 다이오드(Db)로 이루어지는 부스트 컨버터에 의해 역률이 보상됨과 함께 승압된다. 역률이란 교류 회로에서 유효 전력과 무효 전력의 비를 의미한다. 교류 회로에서 역률이 낮다는 것은 유효 전력 대비 무효 전력의 크기가 크다는 것을 의미하며, 이 경우에는 교류의 고주파 성분 때문에 EMI(Electro Magnetic Interference) 문제가 발생하고, 실효 전류가 켜져 스위치의 도통 손실 및 턴-오프 손실이 크게 발생하게 된다. 이에 따라 교류 회로에서는 역률을 보상하기 위하여, 도 2에 도시된 바와 같은 부스트 컨버터가 필요하다.
제어부(23)는 스위치(Qb)의 스위칭 동작을 제어한다. 이때 스위치(Qb)는 대략 수십~수백 kHz의 스위칭 주파수로 제어된다. 스위치(Qb)의 스위칭 주파수는 제어부(23)의 듀티 제어 방식(즉, 고정 듀티 방식 또는 가변 듀티 방식)에 따라, 그리고 인덕터(Lb)를 통해 흐르는 전류의 형태에 따라 DCM(Discontinuous Conduction Mode), CCM(continuous conduction mode) 또는 BCM(Boundary Conduction Mode)으로 제어될 수 있다.
제어부(23)가 스위치(Qb)를 온으로 동작시킬 경우, 브리지 다이오드(DB1, DB2, DB3, DB4)에 의해 정류된 전압에 기반한 입력 전류가 도 2의 ①번 경로를 통해 흐르면서 인덕터(Lb)에 전기 에너지가 저장된다(build-up 모드). 이후 제어부(23)가 스위치(Qb)를 오프로 동작시킬 경우, 인덕터(Lb)에 저장된 전기 에너지와 상기 입력 전류에 기반한 전기 에너지가 도 2의 ②번 경로를 통해 링크 커패시터(CLink)에 저장된다(powering 모드). 이때 링크 커패시터(CLink)에는 예를 들어 380V의 전압을 갖는 직류 전력이 저장될 수 있다.
도 2에 도시된 DC-DC 컨버터(22)는 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터이다. 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터는 고전류 및 고용량 사양에서 전력 변환의 효율 특성이 우수하다. 도 2에서 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터를 구성하고 있는 스위치(Q1, Q2, Q3, Q4)의 스위칭 주파수는 제어부(23)에 의해 제어된다. 특히, 제어부(23)는 스위치(Q3, Q4)의 스위칭 듀티가 스위치(Q1, Q2)의 스위칭 듀티 대비 특정 각도 만큼 위상이 지연되도록 제어한다. 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터는 링크 커패시터(CLink)에 저장된 직류 전력의 전압을 변환하여 부하(30)에 제공한다. 예를 들어, 부하(30)가 배터리일 경우, DC-DC 컨버터(22)는 380V의 전압을 갖는 직류 전력을, 배터리를 충전시키기 위한 전압(예를 들어, VO = 400V)으로 변환하여 배터리에 제공할 수 있다.
도 3은 2-스테이지로 구성되어 있는 종래의 인터리빙(interleaving) 방식의 AC-DC 컨버터를 도시한 도면이다.
도 3에 도시된 종래의 인터리빙 방식의 AC-DC 컨버터는 도 2에 도시된 종래의 AC-DC 컨버터와 비교해서, 인덕터(Lb2), 스위치(Qb2) 및 다이오드(Db2)로 이루어지는 부스트 컨버터를 추가로 포함한다는 점에서 차이가 있다.
도 3에 도시된 바와 같이 AC-DC 컨버터에 인터리빙 방식을 도입할 경우, 입출력 전류 및 입출력 전압의 리플이 감소되어 입출력 필터 사이즈 저감에 효과적이며, 설계 사양에 따라 스위칭 손실이 저감될 수 있다. 다만, 도 3에 도시된 AC-DC 컨버터는 PFC 컨버터(21)가 4개의 브릿지 다이오드(Drec1, Drec2, Drec3, Drec4)를 포함하고 있기 때문에 비교적 큰 도통 손실이 발생하게 되고, 이로 인해 AC-DC 컨버터의 전력 변환 효율이 낮다는 문제점이 있다.
등록특허공보 제2122651호
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 마련된 것으로서, 종래 교류 전원부에 브릿지 구조로 연결되는 브릿지 다이오드(즉, 정류기)를 제거하고, 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터의 스위치들이 위상 천이 방식에 따른 전력 전달뿐 아니라 역률 보상에도 활용될 수 있도록 함에 따라, 종래 기술 대비 소자의 개수를 줄이고, AC-DC 전력 변환 효율을 향상시킬 수 있는 AC-DC 컨버터를 제공하는 것에 그 목적이 있다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 따른 브릿지리스 PFC 컨버터와 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터가 통합된 AC-DC 컨버터는, 일단이 교류 전원부에 연결되는 제1 인덕터; 일단이 상기 제1 인덕터의 타단에 연결되는 제1-1 스위치; 일단이 상기 제1 인덕터의 타단 및 상기 제1-1 스위치의 일단에 연결되고, 타단이 접지에 연결되는 제2-1 스위치; 일단이 상기 교류 전원부 및 상기 제1 인덕터의 일단에 연결되는 제2 인덕터; 일단이 상기 제2 인덕터의 타단에 연결되고, 타단이 상기 제1-1 스위치의 타단에 연결되는 제1-2 스위치; 일단이 상기 제2 인덕터의 타단 및 상기 제1-2 스위치의 일단에 연결되고, 타단이 상기 접지에 연결되는 제2-2 스위치; 일단이 상기 제1-1 스위치의 타단 및 상기 제1-2 스위치의 타단에 연결되고, 타단이 상기 접지에 연결되는 링크 커패시터; 일단이 상기 교류 전원부에 연결되고, 타단이 상기 제1-1 스위치의 타단, 상기 제1-2 스위치의 타단 및 상기 링크 커패시터의 일단에 연결되는 제3-1 스위치; 일단이 상기 교류 전원부 및 상기 제3-1 스위치의 일단에 연결되고, 타단이 상기 접지에 연결되는 제3-2 스위치; 일단이 상기 교류 전원부, 상기 제3-1 스위치의 일단 및 상기 제3-2 스위치의 일단에 1차측 권선; 일단이 상기 1차측 권선의 타단에 연결되고, 타단이 상기 제1-1 스위치의 타단, 상기 제1-2 스위치의 타단, 상기 제3-1 스위치의 타단 및 상기 링크 커패시터의 일단에 연결되고, 타단이 상기 1차측 권선의 타단에 연결되는 제3-3 스위치; 일단이 상기 1차측 권선의 타단 및 상기 제3-3 스위치의 일단에 연결되고, 타단이 상기 접지에 연결되는 제3-4 스위치; 상기 1차측 권선과 자기적으로 결합되는 2차측 권선; 상기 2차측 권선에 연결되며, 상기 2차측 권선에 유도된 전압을 정류하여, 상기 정류된 전압을 부하에 제공하는 정류부; 및 상기 교류 전원부에서 공급되는 전력의 역률이 보상되고, 상기 링크 커패시터에 상기 역률이 보상된 전력이 직류 형태로 저장되도록, 상기 제1-1 스위치, 상기 제2-1 스위치, 상기 제1-2 스위치, 상기 제2-2 스위치, 상기 제3-1 스위치, 상기 제3-2 스위치 상기 제3-3 스위치 및 상기 제3-4 스위치의 스위칭 동작을 제어하되, 상기 링크 커패시터의 전압이 위상 천이 방식에 의해 상기 1차측 권선을 거쳐 상기 2차측 권선으로 유도되도록, 상기 제3-1 스위치, 상기 제3-2 스위치 상기 제3-3 스위치 및 상기 제3-4 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 제어부를 포함한다.
상기 제어부는, 한 스위칭 주기 동안, 상기 제1-1 스위치 및 상기 제2-1 스위치를 상보적으로 온오프시키고, 상기 제1-2 스위치 및 상기 제2-2 스위치를 상보적으로 온오프시킬 수 있다.
또한, 상기 제어부는, 상기 제1-1 스위치의 스위칭 동작과 상기 제1-2 스위치의 스위칭 동작 간에 서로 180도의 위상 차이가 생기도록 상기 제1-1 스위치 및 상기 제1-2 스위치의 스위칭 동작을 제어하고, 상기 제2-1 스위치의 스위칭 동작과 상기 제2-2 스위치의 스위칭 동작 간에 서로 180도의 위상 차이가 생기도록 상기 제2-1 스위치 및 상기 제2-2 스위치의 스위칭 동작을 제어할 수 있다.
또한, 상기 제어부는, 상기 한 스위칭 주기 동안, 상기 제3-1 스위치와 상기 제3-4 스위치가 중첩되는 온 동작 구간을 갖도록 제어하고, 상기 제3-2 스위치와 상기 제3-3 스위치가 중첩되는 온 동작 구간을 갖도록 제어할 수 있다.
상기 정류부는, 애노드 전극이 상기 2차측 권선의 일단에 연결되고, 캐소드 전극이 상기 부하의 일단에 연결되는 제1 브릿지 다이오드; 애노드 전극이 상기 부하의 타단에 연결되고, 캐소드 전극이 상기 2차측 권선의 일단 및 상기 제1 브릿지 다이오드의 애노드에 연결되는 제2 브릿지 다이오드; 애노드 전극이 상기 부하의 타단 및 상기 제2 브릿지 다이오드의 애노드 전극에 연결되고, 캐소드 전극이 상기 2차측 권선의 타단에 연결되는 제3 브릿지 다이오드; 및 애노드 전극이 상기 2차측 권선의 타단 및 상기 제3 브릿지 다이오드의 캐소드 전극에 연결되고, 캐소드 전극이 상기 부하의 일단 및 상기 제1 브릿지 다이오드의 캐소드 전극에 연결되는 제4 브릿지 다이오드;를 포함할 수 있다.
또는, 상기 정류부는, 일단이 상기 2차측 권선의 일단에 연결되고, 타단이 상기 부하의 일단에 연결되는 제1 브릿지 스위치; 일단이 상기 부하의 타단에 연결되고, 타단이 상기 2차측 권선의 일단 및 상기 제1 브릿지 스위치의 일단에 연결되는 제2 브릿지 스위치; 일단이 상기 부하의 타단 및 상기 제2 브릿지 스위치의 일단에 연결되고, 타단이 상기 2차측 권선의 타단에 연결되는 제3 브릿지 스위치; 및 일단이 상기 2차측 권선의 타단 및 상기 제3 브릿지 스위치의 타단에 연결되고, 타단이 상기 부하의 일단 및 상기 제1 브릿지 스위치의 타단에 연결되는 제4 브릿지 스위치;를 포함할 수 있으며, 상기 제어부는 상기 2차측 권선에 유도된 전압이 정류되도록, 상기 제1 브릿지 스위치, 상기 제2 브릿지 스위치, 상기 제3 브릿지 스위치 및 상기 제4 브릿지 스위치를 제어할 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 AC-DC 컨버터는 링크 커패시터가 전단에 배치되어 있으며, 종래 교류 전원부에 연결되어 있던 브릿지 다이오드가 제거되어 있고, 그 대신 인덕터(즉, 제1 인덕터 및 제2 인덕터)와 스위치(즉, 제1-1 스위치, 제2-1 스위치, 제1-2 스위치 및 제2-2 스위치)를 통해 교류 전원부에서 공급되는 전력의 역률 보상이 이루어지도록 구성되어 있다. 또한, 본 발명에 따른 AC-DC 컨버터는 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터의 스위치들(즉, 제3-1 스위치, 제3-2 스위치, 제3-3 스위치 및 제3-4 스위치)이 위상 천이 방식에 따른 전력 전달에 활용될 뿐만 아니라, 교류 전원부에서 공급되는 전력의 역률 보상에도 활용되도록 구성되어 있다.
이와 같이 본 발명에 따른 AC-DC 컨버터는 브릿지 다이오드가 제거되어 있으며, 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터의 스위치들이 위상 천이 방식에 따른 전력 전달뿐 아니라 역률 보상에도 활용되기 때문에, 역률 보상에 활용되는 스위치와 위상 천이 방식에 따른 전력 전달에 활용되는 스위치를 별도로 구비할 필요가 없다. 이에 따라, 본 발명에 따른 AC-DC 컨버터는 종래 기술 대비 소자의 개수를 줄일 수 있어, 가격 절감 및 부피 감소가 가능하고, 브릿지 다이오드로 인해 발생하는 도통 손실 및 전력 전달에 활용되는 스위치를 별도로 구비함에 따라 발생하는 스위칭 손실이 없어 전력 변환 효율을 크게 향상시킬 수 있다.
도 1은 종래 OBC의 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 2는 2-스테이지로 구성되어 있는 종래의 AC-DC 컨버터를 도시한 도면이다.
도 3은 2-스테이지로 구성되어 있는 종래의 인터리빙 방식의 AC-DC 컨버터를 도시한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 브릿지리스 PFC 컨버터와 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터가 통합된 AC-DC 컨버터를 도시한 도면이다.
도 5a는 교류 전원부에서 플러스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부가 제3-1 스위치와 제3-4 스위치를 온으로 동작시키고, 제3-2 스위치와 제3-3 스위치를 오프로 동작시킨 상태에서, 제1-1 스위치(또는, 제1-2 스위치)와 제2-1 스위치(또는, 제2-2 스위치)를 상보적으로 온오프시키는 경우에 형성되는 전류 경로를 나타낸 도면이다.
도 5b는 교류 전원부에서 플러스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부가 제3-1 스위치와 제3-4 스위치를 오프로 동작시키고, 제3-2 스위치와 제3-3 스위치를 온으로 동작시킨 상태에서, 제1-1 스위치(또는, 제1-2 스위치)와 제2-1 스위치(또는, 제2-2 스위치)를 상보적으로 온오프시키는 경우에 형성되는 전류 경로를 나타낸 도면이다.
도 6a는 교류 전원부에서 마이너스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부가 제3-1 스위치와 제3-4 스위치를 온으로 동작시키고, 제3-2 스위치와 제3-3 스위치를 오프로 동작시킨 상태에서, 제1-1 스위치(또는, 제1-2 스위치)와 제2-1 스위치(또는, 제2-2 스위치)를 상보적으로 온오프시키는 경우에 형성되는 전류 경로를 나타낸 도면이다.
도 6b는 교류 전원부에서 마이너스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부가 제3-1 스위치와 제3-4 스위치를 오프로 동작시키고, 제3-2 스위치와 제3-3 스위치를 온으로 동작시킨 상태에서, 제1-1 스위치(또는, 제1-2 스위치)와 제2-1 스위치(또는, 제2-2 스위치)를 상보적으로 온오프시키는 경우에 형성되는 전류 경로를 나타낸 도면이다.
도 7은 도 4에 도시된 AC-DC 컨버터를 구성하는 스위치들의 스위칭 동작에 관한 예시적인 타이밍도이다.
도 8a는 도 4에 도시된 AC-DC 컨버터의 입력 전압(즉, 교류 전원부에서 출력되는 교류 전압)의 시뮬레이션 파형이다.
도 8b는 도 4에 도시된 AC-DC 컨버터의 입력 전류(즉, 교류 전원부에서 출력되는 교류 전류)의 시뮬레이션 파형이다.
도 9a는 도 4에 도시된 AC-DC 컨버터의 교류 전원부에서 출력되는 전압이 220V의 상한 피크값을 가질 때의 시뮬레이션 파형이다.
도 9b는 도 9a의 경우에 제1-1 스위치와 제2-1 스위치의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이다.
도 9c는 도 9a의 경우에 제1-2 스위치와 제2-2 스위치의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이다.
도 9d는 도 9a의 경우에 제3-1 스위치와 제3-2 스위치의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이다.
도 9e는 도 9a의 경우에 제3-3 스위치와 제3-4 스위치의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이다.
도 10a는 도 4에 도시된 AC-DC 컨버터의 교류 전원부에서 출력되는 전압이 0V일 때의 시뮬레이션 파형이다.
도 10b는 도 10a의 경우에 제1-1 스위치와 제2-1 스위치의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이다.
도 10c는 도 10a의 경우에 제1-2 스위치와 제2-2 스위치의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이다.
도 10d는 도 10a의 경우에 제3-1 스위치와 제3-2 스위치의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이다.
도 10e는 도 10a의 경우에 제3-3 스위치와 제3-4 스위치의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이다.
도 11a는 도 4에 도시된 AC-DC 컨버터의 교류 전원부에서 출력되는 전압이 -220V의 하한 피크값을 가질 때의 시뮬레이션 파형이다.
도 11b는 도 11a의 경우에 제1-1 스위치와 제2-1 스위치의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이다.
도 11c는 도 11a의 경우에 제1-2 스위치와 제2-2 스위치의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이다.
도 11d는 도 11a의 경우에 제3-1 스위치와 제3-2 스위치의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이다.
도 11e는 도 11a의 경우에 제3-3 스위치와 제3-4 스위치의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이다.
도 12는 표 1 및 도 8a 내지 도 11e에 의할 때, 도 4에 도시된 AC-DC 컨버터의 출력 전압의 시뮬레이션 파형이다.
도 13은 도 4에 도시된 AC-DC 컨버터의 변형예이다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여 본 발명에 따른 브릿지리스 PFC 컨버터와 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터가 통합된 AC-DC 컨버터에 대해 상세하게 설명한다. 첨부한 도면들은 통상의 기술자에게 본 발명의 기술적 사상이 충분히 전달될 수 있도록 하기 위하여 어디까지나 예시적으로 제공되는 것으로서, 본 발명은 이하 제시되는 도면들로 한정되지 않고 다른 형태로 얼마든지 구체화될 수 있다. 또한, 명세서에 기재된 용어 '…부'는 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어, 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 브릿지리스 PFC 컨버터와 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터가 통합된 AC-DC 컨버터를 도시한 도면이다.
도 4에 도시된 바와 같이, 본 발명의 제1 실시예에 따른 AC-DC 컨버터(1000a)는 교류 전원부(100)에서 공급되는 전력의 역률을 보상하기 위해 제1 인덕터(Lb_1), 제1-1 스위치(Q1_1), 제2-1 스위치(Q2-1), 제2 인덕터(Lb_2), 제1-2 스위치(Q1_2), 제2-2 스위치(Q2_2), 제3-1 스위치(Q3_1), 제3-2 스위치(Q4), 제3-3 스위치(Q3_3) 및 제3-4 스위치(Q3_4)를 포함하고, 상기 역률 보상된 전력이 직류 형태로 임시 저장되도록 하기 위해 링크 커패시터(CLink)를 포함한다.
또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 AC-DC 컨버터(1000a)는 위상 천이 방식을 통해 상기 링크 커패시터(CLink)에 임시 저장된 전력의 전압이 교류 전압으로 변환되도록 하기 위해, 제3-1 스위치(Q3_1), 제3-2 스위치(Q4), 1차측 권선(L1), 제3-3 스위치(Q3_3), 제3-4 스위치(Q3_4), 2차측 권선(L2), 정류부(220) 및 출력측 커패시터(Co)를 포함한다.
제1 인덕터(Lb_1)의 일단은 교류 전원부(100)에 연결된다. 여기서, 교류 전원부(100)는 전력 공급사(예를 들어, 한국 전력 공사)의 교류 전력을 공급하는 그리드가 이에 해당될 수 있다.
제1-1 스위치(Q1_1)의 일단은 제1 인덕터(Lb_1)의 타단에 연결된다. 제2-1 스위치(Q2-1)의 일단은 제1 인덕터(Lb_1)의 타단 및 제1-1 스위치(Q1_1)의 일단에 연결되고, 제2-1 스위치(Q2-1)의 타단은 접지에 연결된다.
제2 인덕터(Lb_2)의 일단은 교류 전원부(100) 및 제1 인덕터(Lb_1)의 일단에 연결된다.
제1-2 스위치(Q1_2)의 일단은 제2 인덕터(Lb_2)의 타단에 연결되고, 제1-2 스위치(Q1_2)의 타단은 제1-1 스위치(Q1_1)의 타단에 연결된다. 제2-2 스위치(Q2_2)의 일단은 제2 인덕터(Lb_2)의 타단 및 제1-2 스위치(Q1_2)의 일단에 연결되고, 제2-2 스위치(Q2_2)의 타단은 접지에 연결된다.
제1-1 스위치(Q1_1), 제2-1 스위치(Q2-1), 제1-2 스위치(Q1_2) 및 제2-2 스위치(Q2_2)로는 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)이 사용될 수 있으며, 이 경우 제어부(230)는 제1-1 스위치(Q1_1), 제2-1 스위치(Q2-1), 제1-2 스위치(Q1_2) 및 제2-2 스위치(Q2_2)의 게이트 단자에 제어 신호를 인가하여, 각 스위치를 온으로 동작시키거나 오프로 동작시킬 수 있다.
링크 커패시터(CLink)는 AC-DC 컨버터(1000a)의 전단에 배치된다. 즉, 링크 커패시터(CLink)의 일단은 제1-1 스위치(Q1_1)의 타단 및 제1-2 스위치(Q1_2)의 타단에 연결되고, 링크 커패시터(CLink)의 타단은 접지에 연결된다.
제3-1 스위치(Q3_1)의 일단은 교류 전원부(100)에 연결되고, 제3-1 스위치(Q3_1)의 타단은 제1-1 스위치(Q1_1)의 타단, 제1-2 스위치(Q1_2)의 타단 및 링크 커패시터(CLink)의 일단에 연결된다. 제3-2 스위치(Q3_2)의 일단은 교류 전원부(100) 및 제3-1 스위치(Q3_1)의 일단에 연결되고, 제3-2 스위치(Q3_2)의 타단은 접지에 연결된다.
1차측 권선(L1)의 일단은 교류 전원부(100), 제3-1 스위치(Q3_1)의 일단 및 제3-2 스위치(Q3_2)의 일단에 연결된다.
제3-3 스위치(Q3_3)의 일단은 1차측 권선(L1)의 타단에 연결되고, 제3-3 스위치(Q3_3)의 타단은 제1-1 스위치(Q1_1)의 타단, 제1-2 스위치(Q1_2)의 타단, 제3-1 스위치(Q3_1)의 타단 및 링크 커패시터(CLink)의 일단에 연결되고, 제3-3 스위치(Q3_3)의 타단은 1차측 권선(L1)의 타단에 연결된다. 제3-4 스위치(Q3_4)의 일단은 1차측 권선(L1)의 타단 및 제3-3 스위치(Q3_3)의 일단에 연결되고, 제3-4 스위치(Q3_4)의 타단은 접지에 연결된다.
2차측 권선(L2)은 1차측 권선(L1)과 자기적으로 결합되어 있으며, 이에 따라 1차측 권선(L1)과 2차측 권선(L2)은 트랜스포머를 형성한다. 여기서, 1차측 권선(L1)과 2차측 권선(L2)이 자기적으로 결합되어 있다는 것은, 1차측 권선(L1)과 2차측 권선(L2)이 서로 동일한 코어를 공유하면서, 상기 코어에 감긴 코일의 횟수에 의해 상호 유도적으로 결합된다는 것을 의미한다. 도 4에서는 1차측 권선(L1)과 2차측 권선(L2)의 권선비를 n:1로 나타냈으며, 여기서 n은 실수로서, 상기 권선비는 설계 사양에 따라 달라질 수 있다.
1차측 권선(L1)과 2차측 권선(L2)이 자기적으로 결합됨에 따라 형성되는 트랜스포머는 자화 인덕턴스(Lm)와 누설 인덕턴스(Llkg)를 포함한다. 자화 인덕턴스(Lm)는 1차측 권선(L1)에 병렬 연결된 것으로 모델링될 수 있고, 누설 인덕턴스(Llkg)는 1차측 권선(L1)에 직렬 연결된 것으로 모델링될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 AC-DC 컨버터(1000a)는 1차측 권선(L1)에 직렬 연결되는 커패시터(CB)를 포함할 수 있으며, 이때 커패시터(CB)는 공진 커패시터로 작용할 수 있고, 누설 인덕턴스(Llkg)는 공진 인덕터로 작용할 수 있다. 이와 같이 1차측 권선(L1)에 직렬 연결되는 커패시터(CB)를 구비할 경우에는, 제3-1 스위치(Q3_1), 제3-2 스위치(Q3_2), 제3-3 스위치(Q3_3) 및 제3-4 스위치(Q3_4)의 영전압 스위칭(ZVS: Zero Voltage Switching)을 달성할 수 있고, 순환 전류를 감소시킬 수 있게 된다.
정류부(220)는 2차측 권선(L2)에 연결되며, 2차측 권선(L2)에 유도된 전압을 정류하여, 상기 정류된 전압을 부하(300)에 제공하는 역할을 한다.
출력측 커패시터(Co)는 정류부(220)에서 정류된 전압을 매끄러운 직류 전압으로 변환(즉, 평활화)한 뒤 부하(300)에 제공하는 역할을 한다.
제어부(230)는 교류 전원부(100)에서 공급되는 전력의 역률이 보상되고, 링크 커패시터(CLink)에 상기 역률이 보상된 전력이 직류 형태로 저장되도록, 제1-1 스위치(Q1_1), 제2-1 스위치(Q2-1), 제1-2 스위치(Q1_2), 제2-2 스위치(Q2_2), 제3-1 스위치(Q3_1), 제3-2 스위치(Q3_2), 제3-3 스위치(Q3_3) 및 제3-4 스위치(Q3_4)의 스위칭 동작을 제어할 수 있다. 제어부(230)가 제1-1 스위치(Q1_1), 제2-1 스위치(Q2-1), 제1-2 스위치(Q1_2), 제2-2 스위치(Q2_2), 제3-1 스위치(Q3_1), 제3-2 스위치(Q3_2), 제3-3 스위치(Q3_3) 및 제3-4 스위치(Q3_4)의 스위칭 동작을 제어한다는 것은, 각 스위치를 온으로 동작시키거나 오프로 동작시킨다는 것을 의미한다.
또한, 제어부(230)는 링크 커패시터(CLink)에 저장된 전력의 전압이 위상 천이 방식에 의해 1차측 권선(L1)을 거쳐 2차측 권선(L2)으로 유도되도록, 제3-1 스위치(Q3_1), 제3-2 스위치(Q3_2), 제3-3 스위치(Q3_3) 및 제3-4 스위치(Q3_4)의 스위칭 동작을 제어한다.
우선, 제어부(230)의 스위칭 동작 제어에 의해, 교류 전원부(100)에서 공급되는 전력의 역률이 보상되고, 링크 커패시터(CLink)에 상기 역률이 보상된 전력이 직류 형태로 저장되는 경우에 대해 설명하기로 한다. 이하 도 5a 내지 도 6b에 관해 설명하는 바와 같이, 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터의 스위치들(즉, 제3-1 스위치(Q3_1), 제3-2 스위치(Q3_2), 제3-3 스위치(Q3_3) 및 제3-4 스위치(Q3_4))은 교류 전원부(100)에서 공급되는 전력의 역률 보상에 활용된다.
도 5a는 교류 전원부에서 플러스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부가 제3-1 스위치와 제3-4 스위치를 온으로 동작시키고, 제3-2 스위치와 제3-3 스위치를 오프로 동작시킨 상태에서, 제1-1 스위치(또는, 제1-2 스위치)와 제2-1 스위치(또는, 제2-2 스위치)를 상보적으로 온오프시키는 경우에 형성되는 전류 경로를 나타낸 도면이다. 본 발명에서 2개의 스위치가 상보적으로 온오프된다는 것은, 2개의 스위치 중 어느 하나의 스위치가 온으로 동작할 경우 다른 하나의 스위치는 오프로 동작하고, 어느 하나의 스위치가 오프로 동작할 경우 다른 하나의 스위치는 온으로 동작한다는 것을 의미한다.
도 5a에 점선으로 도시한 경로와 같이, 교류 전원부(100)에서 플러스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 온으로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 오프로 동작시킨 상태에서, 제1-1 스위치(Q1_1)를 온으로 동작시키고, 제2-1 스위치(Q2-1)를 오프로 동작시킬 경우에는 build-up 모드의 전류 경로가 형성되면서, 제1 인덕터(Lb_1)에 전기 에너지가 저장되게 된다.
이와 마찬가지의 양상으로, 교류 전원부(100)에서 플러스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 온으로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 오프로 동작시킨 상태에서, 제1-2 스위치(Q1_2)를 온으로 동작시키고, 제2-2 스위치(Q2-2)를 오프로 동작시킬 경우에는 build-up 모드의 전류 경로가 형성되면서, 제2 인덕터(Lb_1)에 전기 에너지가 저장되게 된다.
또한, 도 5a에 실선으로 도시한 경로와 같이, 교류 전원부(100)에서 플러스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 온으로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 오프로 동작시킨 상태에서, 제1-1 스위치(Q1_1)를 오프로 동작시키고, 제2-1 스위치(Q2-1)를 온으로 동작시킬 경우에는 powering 모드의 전류 경로가 형성되면서, 제1 인덕터(Lb_1)에 저장된 전기 에너지와 교류 전원부(100)에서 출력되는 전류에 따른 전기 에너지가 링크 커패시터(CLink)에 제공된다.
이와 마찬가지의 양상으로, 교류 전원부(100)에서 플러스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 온으로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 오프로 동작시킨 상태에서, 제1-2 스위치(Q1_2)를 오프로 동작시키고, 제2-2 스위치(Q2-2)를 온으로 동작시킬 경우에는 powering 모드의 전류 경로가 형성되면서, 제2 인덕터(Lb_2)에 저장된 전기 에너지와 교류 전원부(100)에서 출력되는 전류에 따른 전기 에너지가 링크 커패시터(CLink)에 제공된다.
이와 같이 교류 전원부(100)에서 플러스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 온으로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 오프로 동작시킨 상태에서, 제1-1 스위치(Q1_1)와 제2-1 스위치(Q2-1)를 상보적으로 온오프시킴에 따라, 교류 전원부(100)에서 공급되는 전력의 역률이 보상되고, 링크 커패시터(CLink)에는 상기 역률이 보상된 전력이 직류 형태로 저장되게 된다.
또한, 교류 전원부(100)에서 플러스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 온으로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 오프로 동작시킨 상태에서, 제1-2 스위치(Q1_2)와 제2-2 스위치(Q2-2)를 상보적으로 온오프시킴에 따라, 교류 전원부(100)에서 공급되는 전력의 역률이 보상되고, 링크 커패시터(CLink)에는 상기 역률이 보상된 전력이 직류 형태로 저장되게 된다.
도 5b는 교류 전원부에서 플러스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부가 제3-1 스위치와 제3-4 스위치를 오프로 동작시키고, 제3-2 스위치와 제3-3 스위치를 온으로 동작시킨 상태에서, 제1-1 스위치(또는, 제1-2 스위치)와 제2-1 스위치(또는, 제2-2 스위치)를 상보적으로 온오프시키는 경우에 형성되는 전류 경로를 나타낸 도면이다.
도 5b에 점선으로 도시한 경로와 같이, 교류 전원부(100)에서 플러스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 오프로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 온으로 동작시킨 상태에서, 제1-1 스위치(Q1_1)를 오프로 동작시키고, 제2-1 스위치(Q2-1)를 온으로 동작시킬 경우에는 build-up 모드의 전류 경로가 형성되면서, 제1 인덕터(Lb_1)에 전기 에너지가 저장되게 된다.
이와 마찬가지의 양상으로, 교류 전원부(100)에서 플러스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 오프로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 온으로 동작시킨 상태에서, 제1-2 스위치(Q1_2)를 오프로 동작시키고, 제2-2 스위치(Q2-2)를 온으로 동작시킬 경우에는 build-up 모드의 전류 경로가 형성되면서, 제2 인덕터(Lb_1)에 전기 에너지가 저장되게 된다.
또한, 도 5b에 실선으로 도시한 경로와 같이, 교류 전원부(100)에서 플러스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 오프로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 온으로 동작시킨 상태에서, 제1-1 스위치(Q1_1)를 온으로 동작시키고, 제2-1 스위치(Q2-1)를 오프로 동작시킬 경우에는 powering 모드의 전류 경로가 형성되면서, 제1 인덕터(Lb_1)에 저장된 전기 에너지와 교류 전원부(100)에서 출력되는 전류에 따른 전기 에너지가 링크 커패시터(CLink)에 제공된다.
이와 마찬가지의 양상으로, 교류 전원부(100)에서 플러스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 오프로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 온으로 동작시킨 상태에서, 제1-2 스위치(Q1_2)를 온으로 동작시키고, 제2-2 스위치(Q2-2)를 오프로 동작시킬 경우에는 powering 모드의 전류 경로가 형성되면서, 제2 인덕터(Lb_2)에 저장된 전기 에너지와 교류 전원부(100)에서 출력되는 전류에 따른 전기 에너지가 링크 커패시터(CLink)에 제공된다.
이와 같이 교류 전원부(100)에서 플러스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 오프로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 온으로 동작시킨 상태에서, 제1-1 스위치(Q1_1)와 제2-1 스위치(Q2-1)를 상보적으로 온오프시킴에 따라, 교류 전원부(100)에서 공급되는 전력의 역률이 보상되고, 링크 커패시터(CLink)에는 상기 역률이 보상된 전력이 직류 형태로 저장되게 된다.
또한, 교류 전원부(100)에서 플러스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 오프로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 온으로 동작시킨 상태에서, 제1-2 스위치(Q1_2)와 제2-2 스위치(Q2-2)를 상보적으로 온오프시킴에 따라, 교류 전원부(100)에서 공급되는 전력의 역률이 보상되고, 링크 커패시터(CLink)에는 상기 역률이 보상된 전력이 직류 형태로 저장되게 된다.
한편, 교류 전원부(100)에서 마이너스 전압이 출력되는 시간 구간에서는, 플러스 전압이 출력되는 시간 구간에서와는 반대 방향의 전류 경로가 형성된다.
도 6a는 교류 전원부에서 마이너스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부가 제3-1 스위치와 제3-4 스위치를 온으로 동작시키고, 제3-2 스위치와 제3-3 스위치를 오프로 동작시킨 상태에서, 제1-1 스위치(또는, 제1-2 스위치)와 제2-1 스위치(또는, 제2-2 스위치)를 상보적으로 온오프시키는 경우에 형성되는 전류 경로를 나타낸 도면이다.
도 6a에 점선으로 도시한 경로와 같이, 교류 전원부(100)에서 마이너스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 온으로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 오프로 동작시킨 상태에서, 제1-1 스위치(Q1_1)를 온으로 동작시키고, 제2-1 스위치(Q2-1)를 오프로 동작시킬 경우에는 build-up 모드의 전류 경로가 형성되면서, 제1 인덕터(Lb_1)에 전기 에너지가 저장되게 된다.
이와 마찬가지의 양상으로, 교류 전원부(100)에서 마이너스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 온으로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 오프로 동작시킨 상태에서, 제1-2 스위치(Q1_2)를 온으로 동작시키고, 제2-2 스위치(Q2-2)를 오프로 동작시킬 경우에는 build-up 모드의 전류 경로가 형성되면서, 제2 인덕터(Lb_1)에 전기 에너지가 저장되게 된다.
또한, 도 6a에 실선으로 도시한 경로와 같이, 교류 전원부(100)에서 마이너스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 온으로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 오프로 동작시킨 상태에서, 제1-1 스위치(Q1_1)를 오프로 동작시키고, 제2-1 스위치(Q2-1)를 온으로 동작시킬 경우에는 powering 모드의 전류 경로가 형성되면서, 제1 인덕터(Lb_1)에 저장된 전기 에너지와 교류 전원부(100)에서 출력되는 전류에 따른 전기 에너지가 링크 커패시터(CLink)에 제공된다.
이와 마찬가지의 양상으로, 교류 전원부(100)에서 마이너스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 온으로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 오프로 동작시킨 상태에서, 제2-2 스위치(Q2-2)를 온으로 동작시킬 경우에는 powering 모드의 전류 경로가 형성되면서, 제2 인덕터(Lb_2)에 저장된 전기 에너지와 교류 전원부(100)에서 출력되는 전류에 따른 전기 에너지가 링크 커패시터(CLink)에 제공된다.
이와 같이 교류 전원부(100)에서 마이너스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 온으로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 오프로 동작시킨 상태에서, 제1-1 스위치(Q1_1)와 제2-1 스위치(Q2-1)를 상보적으로 온오프시킴에 따라, 교류 전원부(100)에서 공급되는 전력의 역률이 보상되고, 링크 커패시터(CLink)에는 상기 역률이 보상된 전력이 직류 형태로 저장되게 된다.
또한, 교류 전원부(100)에서 마이너스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 온으로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 오프로 동작시킨 상태에서, 제1-2 스위치(Q1_2)와 제2-2 스위치(Q2-2)를 상보적으로 온오프시킴에 따라, 교류 전원부(100)에서 공급되는 전력의 역률이 보상되고, 링크 커패시터(CLink)에는 상기 역률이 보상된 전력이 직류 형태로 저장되게 된다.
도 6b는 교류 전원부에서 마이너스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부가 제3-1 스위치와 제3-4 스위치를 오프로 동작시키고, 제3-2 스위치와 제3-3 스위치를 온으로 동작시킨 상태에서, 제1-1 스위치(또는, 제1-2 스위치)와 제2-1 스위치(또는, 제2-2 스위치)를 상보적으로 온오프시키는 경우에 형성되는 전류 경로를 나타낸 도면이다.
도 6b에 점선으로 도시한 경로와 같이, 교류 전원부(100)에서 마이너스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 오프로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 온으로 동작시킨 상태에서, 제1-1 스위치(Q1_1)를 오프로 동작시키고, 제2-1 스위치(Q2-1)를 온으로 동작시킬 경우에는 build-up 모드의 전류 경로가 형성되면서, 제1 인덕터(Lb_1)에 전기 에너지가 저장되게 된다.
이와 마찬가지의 양상으로, 교류 전원부(100)에서 마이너스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 오프로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 온으로 동작시킨 상태에서, 제1-2 스위치(Q1_2)를 오프로 동작시키고, 제2-2 스위치(Q2-2)를 온으로 동작시킬 경우에는 build-up 모드의 전류 경로가 형성되면서, 제2 인덕터(Lb_1)에 전기 에너지가 저장되게 된다.
또한, 도 6b에 실선으로 도시한 경로와 같이, 교류 전원부(100)에서 마이너스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 오프로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 온으로 동작시킨 상태에서, 제1-1 스위치(Q1_1)를 온으로 동작시키고, 제2-1 스위치(Q2-1)를 오프로 동작시킬 경우에는 powering 모드의 전류 경로가 형성되면서, 제1 인덕터(Lb_1)에 저장된 전기 에너지와 교류 전원부(100)에서 출력되는 전류에 따른 전기 에너지가 링크 커패시터(CLink)에 제공된다.
이와 마찬가지의 양상으로, 교류 전원부(100)에서 마이너스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 오프로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 온으로 동작시킨 상태에서, 제1-2 스위치(Q1_2)를 온으로 동작시키고, 제2-2 스위치(Q2-2)를 오프로 동작시킬 경우에는 powering 모드의 전류 경로가 형성되면서, 제2 인덕터(Lb_2)에 저장된 전기 에너지와 교류 전원부(100)에서 출력되는 전류에 따른 전기 에너지가 링크 커패시터(CLink)에 제공된다.
이와 같이 교류 전원부(100)에서 마이너스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 오프로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 온으로 동작시킨 상태에서, 제1-1 스위치(Q1_1)와 제2-1 스위치(Q2-1)를 상보적으로 온오프시킴에 따라, 교류 전원부(100)에서 공급되는 전력의 역률이 보상되고, 링크 커패시터(CLink)에는 상기 역률이 보상된 전력이 직류 형태로 저장되게 된다.
또한, 교류 전원부(100)에서 마이너스 전압이 출력되는 시간 구간에, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 오프로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 온으로 동작시킨 상태에서, 제1-2 스위치(Q1_2)와 제2-2 스위치(Q2-2)를 상보적으로 온오프시킴에 따라, 교류 전원부(100)에서 공급되는 전력의 역률이 보상되고, 링크 커패시터(CLink)에는 상기 역률이 보상된 전력이 직류 형태로 저장되게 된다.
다음으로, 제어부(230)의 스위칭 동작 제어에 의해, 링크 커패시터(CLink)에 저장된 전력의 전압이 위상 천이 방식에 의해 1차측 권선(L1)을 거쳐 2차측 권선(L2)으로 유도되는 경우에 대해 개략적으로 설명하기로 한다. 이때 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터의 스위치들(즉, 제3-1 스위치(Q3_1), 제3-2 스위치(Q3_2), 제3-3 스위치(Q3_3) 및 제3-4 스위치(Q3_4))은 위상 천이 동작에 따른 전력 전달에 활용된다. 여기서, 전력 전달의 대상은 2차측 권선(L2) 또는 부하(300)이다.
도 5a 및 도 6a에서와 같이, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 온으로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 오프로 동작시키면, 제3-1 스위치(Q3_3)에서 1차측 권선(L1)을 거쳐 제3-4 스위치(Q3_4)로 이어지는 전류 흐름이 생기면서, 링크 커패시터(CLink)에 저장된 전력의 전압이 1차측 권선(L1)에 인가된다. 이후 상기 1차측 권선(L1)에 인가된 전압은 1차측 권선(L1)과 2차측 권선(L2)의 권선비에 따라 2차측 권선(L2)으로 유도된다.
한편, 도 5b 및 도 6b에서와 같이, 제어부(230)가 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)를 오프로 동작시키고, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)를 온으로 동작시키면, 제3-3 스위치(Q3_3)에서 1차측 권선(L1)을 거쳐 제3-2 스위치(Q3_2)로 이어지는 전류 흐름이 생기면서, 링크 커패시터(CLink)에 저장된 전력의 전압이 1차측 권선(L1)에 인가된다. 상기 1차측 권선(L1)에 인가된 전압은 1차측 권선(L1)과 2차측 권선(L2)의 권선비에 따라 2차측 권선(L2)으로 유도된다.
여기서, 2차측 권선(L2)으로 유도되는 전압은 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)가 중첩되는 온 동작 구간(후술하는, Δtoverlap1), 및 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)가 중첩되는 온 동작 구간(후술하는, Δtoverlap2)에 따라 결정된다.
도 7은 도 4에 도시된 AC-DC 컨버터를 구성하는 스위치들의 스위칭 동작에 관한 예시적인 타이밍도이다.
도 7에서 TS는 스위칭 주기이며, 한 스위칭 주기의 위상은 360도이다.
도 7에서 DQ1_1은 제1-1 스위치(Q1_1)의 듀티, DQ2_1은 제2-1 스위치(Q2_1)의 듀티, DQ1_2는 제1-2 스위치(Q1_2)의 듀티, DQ2_2는 제2-2 스위치(Q2_2)의 듀티이다. 제어부(230)는 상기 스위치(Q1_1, Q2_1, Q1_2, Q2_2)의 듀티를 교류 전원부(100)에서 출력되는 전압의 피크값 또는 극성에 따라 가변하여 제어할 수 있다. 또한, 제어부(230)는 상기 스위치(Q1_1, Q2_1, Q1_2, Q2_2)의 스위칭 주파수를 교류 전원부(100)에서 출력되는 전압의 피크값 또는 극성에 따라 DCM, CCM 또는 BCM으로 제어할 수 있다.
도 7에서 DQ3_1은 제3-1 스위치(Q3_1)의 듀티, DQ3-2는 제3-2 스위치(Q3_2)의 듀티, DQ3_3은 제3-3 스위치(Q3_3)의 듀티, DQ3-4는 제3-4 스위치(Q3_4)의 듀티이다.
상술한 바와 같이, 교류 전원부(100)에서 공급되는 전력의 역률이 보상되고, 링크 커패시터(CLink)에 상기 역률이 보상된 전력이 직류 형태로 저장되기 위해서는, 한 스위칭 주기 TS 동안, 제어부(230)는 제1-1 스위치(Q1_1) 및 제2-1 스위치(Q2_1)를 상보적으로 온오프시켜야 하고, 제1-2 스위치(Q1_2) 및 제2-2 스위치(Q2_2)를 상보적으로 온오프시켜야 한다.
즉, 제1-1 스위치(Q1_1)가 온으로 동작하는 구간에서는 제2-1 스위치(Q2_1)는 오프로 동작하여야 하고, 제2-1 스위치(Q2_1)가 온으로 동작하는 구간에서는 제1-1 스위치(Q1_1)는 오프로 동작하여야 한다. 또한, 제1-2 스위치(Q1_2)가 온으로 동작하는 구간에서는 제2-1 스위치(Q2_1)는 오프로 동작하여야 하고, 제2-1 스위치(Q2_1)가 온으로 동작하는 구간에서는 제1-2 스위치(Q1_2)는 오프로 동작하여야 한다. 이때 도 4에 도시된 AC-DC 컨버터(1000a)가 안정적으로 구동하기 위해서는, 제1-1 스위치(Q1_1)가 온으로 동작하는 구간과 제2-1 스위치(Q2_1)가 온으로 동작하는 구간 사이에는 데드 타임(dead time)이 존재하는 것이 바람직하고, 제1-2 스위치(Q1_2)가 온으로 동작하는 구간과 제2-2 스위치(Q2_2)가 온으로 동작하는 구간 사이에도 데드 타임이 존재하는 것이 바람직하다.
도 4에 도시된 AC-DC 컨버터(1000a)는 제1 인덕터(Lb_1), 제1-1 스위치(Q1_1) 및 제2-1 스위치(Q2_1)로 이루어진 PFC 컨버터와, 제2 인덕터(Lb_2), 제1-2 스위치(Q1_2) 및 제2-2 스위치(Q2_2)로 이루어진 PFC 컨버터가 서로 병렬로 연결된 인터리빙 방식으로 구성되어 있다. 인터리빙 방식으로 구성된 n개의 PFC 컨버터가 역률 보상 동작을 하기 위해서는, 각 PFC 컨버터를 구성하는 스위치의 스위칭 동작 간에 360/n도 만큼의 위상 차이를 가질 것이 요구된다.
도 4에 도시된 AC-DC 컨버터(1000a)는 2개의 PFC 컨버터가 인터리빙 방식으로 구성되어 있기 때문에, 각 PFC 컨버터를 구성하는 스위치의 스위칭 동작 간에는 180도 만큼의 위상 차이를 가져야 한다. 이에 따라, 제어부(230)는 제1-1 스위치(Q1_1)의 스위칭 동작과 제1-2 스위치(Q1_2)의 스위칭 동작 간에 서로 180도의 위상 차이가 생기도록 제1-1 스위치(Q1_1)와 제1-2 스위치(Q1_2)의 스위칭 동작을 제어하고, 제2-1 스위치(Q2_1)의 스위칭 동작과 제2-2 스위치(Q2_2)의 스위칭 동작 간에 서로 180도의 위상 차이가 생기도록 제2-1 스위치(Q2_1)와 제2-2 스위치(Q2_2)의 스위칭 동작을 제어할 수 있다.
예를 들어, 도 7을 참고하면, 오프 상태이던 제1-1 스위치(Q1_1)가 온으로 제어되는 시점과 오프 상태이던 제1-2 스위치(Q1_2)가 온으로 제어되는 시점 간에는 180도의 위상 차이가 존재한다는 것을 알 수 있으며, 온 상태이던 제1-1 스위치(Q1_1)가 오프로 제어되는 시점과 온 상태이던 제1-2 스위치(Q1_2)가 오프로 제어되는 시점 간에도 180도의 위상 차이가 존재한다는 것을 알 수 있다.
또한, 도 7을 참고하면, 오프 상태이던 제2-1 스위치(Q2_1)가 온으로 제어되는 시점과 오프 상태이던 제2-2 스위치(Q2_2)가 온으로 제어되는 시점 간에는 180도의 위상 차이가 존재한다는 것을 알 수 있으며, 온 상태이던 제2-1 스위치(Q2_1)가 오프로 제어되는 시점과 온 상태이던 제2-2 스위치(Q2_2)가 오프로 제어되는 시점 간에도 180도의 위상 차이가 존재한다는 것을 알 수 있다.
한편, 본 발명에서 제어부(230)는 링크 커패시터(CLink)의 전압이 위상 천이 방식에 의해 1차측 권선(L1)을 거쳐 2차측 권선(L2)으로 유도되도록 제3-1 스위치(Q3_1), 제3-2 스위치(Q3_2), 제3-3 스위치(Q3_3) 및 제3-4 스위치(Q3_4)의 스위칭 동작을 제어할 수 있다.
보다 구체적으로, 제어부(230)는 도 7에 도시된 바와 같이, 한 스위칭 주기 TS 동안, 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)가 중첩되는 온 동작 구간(Δtoverlap1)을 갖도록 제3-1 스위치(Q3_1)와 제3-4 스위치(Q3_4)의 스위칭 동작을 제어할 수 있다. 상기 온 동작 구간(Δtoverlap1)이 클수록 1차측 권선(L1)에 인가되는 전압이 커지기 때문에 부하(300)에 제공되는 전압은 커지게 되고, 상기 온 동작 구간(Δtoverlap1)이 작을수록 1차측 권선(L1)에 인가되는 전압은 작아지기 때문에 부하(300)에 제공되는 전압은 작아지게 된다.
이와 마찬가지로, 제어부(230)는 한 스위칭 주기 TS 동안, 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)가 중첩되는 온 동작 구간(Δtoverlap2)을 갖도록 제3-2 스위치(Q3_2)와 제3-3 스위치(Q3_3)의 스위칭 동작을 제어할 수 있다. 상기 온 동작 구간(Δtoverlap2)이 클수록 1차측 권선(L1)에 인가되는 전압이 커지기 때문에 부하(300)에 제공되는 전압은 커지게 되고, 상기 온 동작 구간(Δtoverlap2)이 작을수록 1차측 권선(L1)에 인가되는 전압은 작아지기 때문에 부하(300)에 제공되는 전압은 작아지게 된다.
정류부(220)는 제1 브릿지 다이오드(Drec1), 제2 브릿지 다이오드(Drec2), 제3 브릿지 다이오드(Drec3) 및 제4 브릿지 다이오드(Drec4)를 포함할 수 있다. 여기서, 제1 브릿지 다이오드(Drec1), 제2 브릿지 다이오드(Drec2), 제3 브릿지 다이오드(Drec3) 및 제4 브릿지 다이오드(Drec4)는 2차측 권선(L2)에 브릿지 구조로 연결된다.
구체적으로, 제1 브릿지 다이오드(Drec1)의 애노드 전극은 2차측 권선(L2)의 일단에 연결되고, 제1 브릿지 다이오드(Drec1)의 캐소드 전극은 부하(300)의 일단에 연결된다.
제2 브릿지 다이오드(Drec2)의 애노드 전극은 부하(300)의 타단에 연결되고, 제2 브릿지 다이오드(Drec2)의 캐소드 전극은 2차측 권선(L2)의 일단 및 제1 브릿지 다이오드(Drec1)의 애노드에 연결된다. 여기서, 부하(300)의 타단은 접지에 연결될 수 있다.
제3 브릿지 다이오드(Drec3)의 애노드 전극은 부하(300)의 타단 및 제2 브릿지 다이오드(Drec2)의 애노드 전극에 연결되고, 제3 브릿지 다이오드(Drec3)의 캐소드 전극은 2차측 권선(L2)의 타단에 연결된다.
제4 브릿지 다이오드(Drec4)의 애노드 전극은 2차측 권선(L2)의 타단 및 제3 브릿지 다이오드(Drec3)의 캐소드 전극에 연결되고, 제4 브릿지 다이오드(Drec4)의 캐소드 전극은 부하(300)의 일단 및 제1 브릿지 다이오드(Drec1)의 캐소드 전극에 연결된다.
이와 같이 정류부(220)는 2차측 권선(L2)에 유도된 전압을 정류하여, 상기 정류된 전압을 부하(300)에 제공한다. 한편, 출력측 커패시터(Co)의 일단은 부하(300)의 일단에 연결되고, 출력측 커패시터(Co)의 타단은 부하(300)의 타단에 연결될 수 있으며, 출력측 커패시터(Co)는 정류부(220)에서 정류된 전압을 매끄러운 직류 전압으로 변환(즉, 평활화)한 뒤, 상기 변환된 직류 전압을 부하(300)에 제공한다.
도 8a 내지 도 12는 도 4에 도시된 AC-DC 컨버터를 다음의 표 1과 같은 조건에서 시뮬레이션한 결과이다.
입력 전압 220Vac
출력 전력 1000W
스위칭 주파수 50kHz
PFC 컨버터의 동작 모드 CCM
표 1에서 입력 전압은 교류 전원부(100)에서 출력하는 교류 전압을 의미하고, 출력 전력은 부하(300)에 공급되는 직류 전력을 의미한다. 표 1에서 스위칭 주파수는 제1-1 스위치(Q1_1), 제2-1 스위치(Q2-1), 제1-2 스위치(Q1_2), 제2-2 스위치(Q2_2), 제3-1 스위치(Q3_1), 제3-2 스위치(Q3_2), 제3-3 스위치(Q3_3) 및 제3-4 스위치(Q3_4)의 스위칭 주파수를 의미한다. 또한, 표 1에 의하면, 제1 인덕터(Lb_1), 제1-1 스위치(Q1_1) 및 제2-1 스위치(Q2_1)로 이루어진 PFC 컨버터의 동작 모드와, 제2 인덕터(Lb_2), 제1-2 스위치(Q1_2) 및 제2-2 스위치(Q2_2)로 이루어진 PFC 컨버터의 동작 모드는 모두 CCM이다.
도 8a는 도 4에 도시된 AC-DC 컨버터의 입력 전압(즉, 교류 전원부에서 출력되는 교류 전압)의 시뮬레이션 파형이고, 도 8b는 도 4에 도시된 AC-DC 컨버터의 입력 전류(즉, 교류 전원부에서 출력되는 교류 전류)의 시뮬레이션 파형이다. 도 8a 및 도 8b에서 알 수 있듯이, 도 4에 도시된 AC-DC 컨버터는 인터리빙 방식으로 구성된 2개의 PFC 컨버터로 인해, 입력 전압(Vac)과 입력 전류(Iin)가 동상으로 제어되고 있음을 알 수 있다.
도 9a는 도 4에 도시된 AC-DC 컨버터의 교류 전원부에서 출력되는 전압이 220V의 상한 피크값을 가질 때의 시뮬레이션 파형이다. 도 9b는 도 9a의 경우에 제1-1 스위치("Vgate_mos1")와 제2-1 스위치("Vgate_mos2")의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이고, 도 9c는 도 9a의 경우에 제1-2 스위치("Vgate_mos1_int")와 제2-2 스위치("Vgate_mos2_int")의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이다. 도 9d는 도 9a의 경우에 제3-1 스위치("Vgate_mos3_1")와 제3-2 스위치("Vgate_mos3_2")의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이고, 도 9e는 도 9a의 경우에 제3-3 스위치("Vgate_mos3_3")와 제3-4 스위치("Vgate_mos3_4")의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이다.
도 9a에 도시된 바와 같이 교류 전원부(100)에서 출력되는 전압이 220V의 상한 피크값을 가질 때, 나아가 교류 전원부(100)에서 출력되는 전압이 플러스일 때, 제어부(230)는 한 스위칭 주기 동안, 제1-1 스위치(Q1_1)의 듀티를 제2-1 스위치(Q2_1)의 듀티에 비해 크게 설정할 수 있고, 제1-2 스위치(Q1_2)의 듀티를 제2-2 스위치(Q2_2)의 듀티에 비해 크게 설정할 수 있다. 제어부(230)는 교류 전원부(100)에서 출력되는 전압이 220V에서 0V에 가까워질수록 제1-1 스위치(Q1_1)의 듀티 및 제1-2 스위치(Q1_2)의 듀티를 점점 감소시킬 수 있다. 또한, 제어부(230)는 한 스위칭 주기 동안 제3-1 스위치(Q3_1)의 듀티, 제3-2 스위치(Q3_2)의 듀티, 제3-3 스위치(Q3_3)의 듀티 및 제3-4 스위치(Q3_4)의 듀티를 동일하게 설정할 수 있다.
도 10a는 도 4에 도시된 AC-DC 컨버터의 교류 전원부에서 출력되는 전압이 0V일 때의 시뮬레이션 파형이다. 도 10b는 도 10a의 경우에 제1-1 스위치("Vgate_mos1")와 제2-1 스위치("Vgate_mos2")의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이고, 도 10c는 도 10a의 경우에 제1-2 스위치("Vgate_mos1_int")와 제2-2 스위치("Vgate_mos2_int")의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이다. 도 10d는 도 10a의 경우에 제3-1 스위치("Vgate_mos3_1")와 제3-2 스위치("Vgate_mos3_2")의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이고, 도 10e는 도 10a의 경우에 제3-3 스위치("Vgate_mos3_3")와 제3-4 스위치("Vgate_mos3_4")의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이다.
교류 전원부(100)에서 출력되는 전압이 0V일 때, 제어부(230)는 한 스위칭 주기 동안, 제1-1 스위치(Q1_1)의 듀티와 제2-1 스위치(Q2_1)의 듀티를 동일하게 설정할 수 있고, 제1-2 스위치(Q1_2)의 듀티와 제2-2 스위치(Q2_2)의 듀티를 동일하게 설정할 수 있다. 또한, 제어부(230)는 한 스위칭 주기 동안 제3-1 스위치(Q3_1)의 듀티, 제3-2 스위치(Q3_2)의 듀티, 제3-3 스위치(Q3_3)의 듀티 및 제3-4 스위치(Q3_4)의 듀티를 동일하게 설정할 수 있다.
도 11a는 도 4에 도시된 AC-DC 컨버터의 교류 전원부에서 출력되는 전압이 -220V의 하한 피크값을 가질 때의 시뮬레이션 파형이다. 도 11b는 도 11a의 경우에 제1-1 스위치("Vgate_mos1")와 제2-1 스위치("Vgate_mos2")의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이고, 도 11c는 도 11a의 경우에 제1-2 스위치("Vgate_mos1_int")와 제2-2 스위치("Vgate_mos2_int")의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이다. 도 11d는 도 11a의 경우에 제3-1 스위치("Vgate_mos3_1")와 제3-2 스위치("Vgate_mos3_2")의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이고, 도 11e는 도 11a의 경우에 제3-3 스위치("Vgate_mos3_3")와 제3-4 스위치("Vgate_mos3_4")의 스위칭 동작의 시뮬레이션 파형이다.
도 11a에 도시한 바와 같이 교류 전원부(100)에서 출력되는 전압이 -220V의 하한 피크값을 가질 때, 나아가 교류 전원부(100)에서 출력되는 전압이 마이너스일 때, 제어부(230)는 한 스위칭 주기 동안, 제1-1 스위치(Q1_1)의 듀티에 비해 제2-1 스위치(Q2_1)의 듀티를 크게 설정할 수 있고, 제1-2 스위치(Q1_2)의 듀티에 비해 제2-2 스위치(Q2_2)의 듀티를 크게 설정할 수 있다. 교류 전원부(100)에서 출력되는 전압이 0V에서 -220V에 가까워질수록 제2-1 스위치(Q2_1)의 듀티 및 제2-2 스위치(Q2_2)의 듀티를 점점 증가시킬 수 있다. 또한, 제어부(230)는 한 스위칭 주기 동안 제3-1 스위치(Q3_1)의 듀티, 제3-2 스위치(Q3_2)의 듀티, 제3-3 스위치(Q3_3)의 듀티 및 제3-4 스위치(Q3_4)의 듀티를 동일하게 설정할 수 있다.
도 12는 표 1 및 도 8a 내지 도 12e에 의할 때, 도 4에 도시된 AC-DC 컨버터의 출력 전압(즉, 부하(300)의 양단에 인가되는 직류 전압)의 시뮬레이션 파형이다. 도 12에 의하면, 교류 전원부(100)에서 출력되는 220Vac의 교류 전압이 변환되어, 부하(300)의 양단에 400V의 직류 전압이 인가된다는 것을 알 수 있다.
도 13은 도 4에 도시된 AC-DC 컨버터의 변형예이다.
도 13에 도시된 AC-DC 컨버터(1000b)는 도 4에 도시된 AC-DC 컨버터(1000a)와 비교해서, 정류부(220)를 구성하는 소자로서 다이오드 대신 스위치가 이용된다는 점에서만 차이가 있다. 따라서, 이하에서는 그 차이가 있는 부분에 대해서만 설명하기로 한다.
도 13에 도시된 AC-DC 컨버터(1000b)에서 정류부(220)는 제1 브릿지 스위치(Qrec1), 제2 브릿지 스위치(Qrec2), 제3 브릿지 스위치(Qrec3) 및 제4 브릿지 스위치(Qrec4)를 포함할 수 있다. 여기서, 제1 브릿지 스위치(Qrec1), 제2 브릿지 스위치(Qrec2), 제3 브릿지 스위치(Qrec3) 및 제4 브릿지 스위치(Qrec4)는 2차측 권선(L2)에 브릿지 구조로 연결된다.
구체적으로, 제1 브릿지 스위치(Qrec1)의 일단은 2차측 권선(L2)의 일단에 연결되고, 제1 브릿지 스위치(Qrec1)의 타단은 부하(300)의 일단에 연결된다.
제2 브릿지 스위치(Qrec2)의 일단은 부하(300)의 타단에 연결되고, 제2 브릿지 스위치(Qrec2)의 타단은 2차측 권선(L2)의 일단 및 제1 브릿지 스위치(Qrec1)의 일단에 연결된다. 여기서, 부하(300)의 타단은 접지에 연결될 수 있다.
제3 브릿지 스위치(Qrec3)의 일단은 부하(300)의 타단 및 제2 브릿지 스위치(Qrec2)의 일단에 연결되고, 제3 브릿지 스위치(Qrec3)의 타단은 2차측 권선(L2)의 타단에 연결된다.
제4 브릿지 스위치(Qrec4)의 일단은 2차측 권선(L2)의 타단 및 제3 브릿지 스위치(Qrec3)의 타단에 연결되고, 제4 브릿지 스위치(Qrec4)의 타단은 부하(300)의 일단 및 제1 브릿지 스위치(Qrec1)의 타단에 연결된다.
제1 브릿지 스위치(Qrec1), 제2 브릿지 스위치(Qrec2), 제3 브릿지 스위치(Qrec3) 및 제4 브릿지 스위치(Qrec4)로는 MOSFET이 사용될 수 있으며, 이 경우 제어부(230)는 각 스위치의 게이트 단자에 제어 신호를 인가하여, 각 스위치를 온으로 동작시키거나 오프로 동작시킬 수 있다.
제어부(230)는 2차측 권선(L2)에 유도된 전압이 정류되도록, 제1 브릿지 스위치(Qrec1), 제2 브릿지 스위치(Qrec2), 제3 브릿지 스위치(Qrec3) 및 제4 브릿지 스위치(Qrec4)를 제어할 수 있다. 보다 구체적으로, 2차측 권선(L2)에서 도 13의 좌측 방향으로 전류의 흐름이 생길 때, 제어부(230)는 제1 브릿지 스위치(Qrec1) 및 제3 브릿지 스위치(Qrec3)를 온으로 동작시키고, 제2 브릿지 스위치(Qrec2) 및 제4 브릿지 스위치(Qrec4)를 오프로 동작시킬 수 있다. 이에 반해, 2차측 권선(L2)에서 도 13의 우측 방향으로 전류의 흐름이 생길 때, 제어부(230)는 제2 브릿지 스위치(Qrec2) 및 제4 브릿지 스위치(Qrec4)를 온으로 동작시키고, 제1 브릿지 스위치(Qrec1) 및 제3 브릿지 스위치(Qrec3)를 오프로 동작시킬 수 있다.
이상과 같이 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 이는 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다. 따라서, 본 발명의 기술적 사상은 청구범위에 의해서만 파악되어야 하고, 이의 균등 또는 등가적 변형 모두는 본 발명의 기술적 사상의 범주 안에 속한다고 할 것이다.
100: 교류 전원부
220: 정류부
230: 제어부
300: 부하
1000a, 1000b, 1000c, 1000d: AC-DC 컨버터

Claims (6)

  1. 일단이 교류 전원부에 연결되는 제1 인덕터;
    일단이 상기 제1 인덕터의 타단에 연결되는 제1-1 스위치;
    일단이 상기 제1 인덕터의 타단 및 상기 제1-1 스위치의 일단에 연결되고, 타단이 접지에 연결되는 제2-1 스위치;
    일단이 상기 교류 전원부 및 상기 제1 인덕터의 일단에 연결되는 제2 인덕터;
    일단이 상기 제2 인덕터의 타단에 연결되고, 타단이 상기 제1-1 스위치의 타단에 연결되는 제1-2 스위치;
    일단이 상기 제2 인덕터의 타단 및 상기 제1-2 스위치의 일단에 연결되고, 타단이 상기 접지에 연결되는 제2-2 스위치;
    일단이 상기 제1-1 스위치의 타단 및 상기 제1-2 스위치의 타단에 연결되고, 타단이 상기 접지에 연결되는 링크 커패시터;
    일단이 상기 교류 전원부에 연결되고, 타단이 상기 제1-1 스위치의 타단, 상기 제1-2 스위치의 타단 및 상기 링크 커패시터의 일단에 연결되는 제3-1 스위치;
    일단이 상기 교류 전원부 및 상기 제3-1 스위치의 일단에 연결되고, 타단이 상기 접지에 연결되는 제3-2 스위치;
    일단이 상기 교류 전원부, 상기 제3-1 스위치의 일단 및 상기 제3-2 스위치의 일단에 연결되는 1차측 권선;
    일단이 상기 1차측 권선의 타단에 연결되고, 타단이 상기 제1-1 스위치의 타단, 상기 제1-2 스위치의 타단, 상기 제3-1 스위치의 타단 및 상기 링크 커패시터의 일단에 연결되고, 타단이 상기 1차측 권선의 타단에 연결되는 제3-3 스위치;
    일단이 상기 1차측 권선의 타단 및 상기 제3-3 스위치의 일단에 연결되고, 타단이 상기 접지에 연결되는 제3-4 스위치;
    상기 1차측 권선과 자기적으로 결합되는 2차측 권선;
    상기 2차측 권선에 연결되며, 상기 2차측 권선에 유도된 전압을 정류하여, 상기 정류된 전압을 부하에 제공하는 정류부; 및
    상기 교류 전원부에서 공급되는 전력의 역률이 보상되고, 상기 링크 커패시터에 상기 역률이 보상된 전력이 직류 형태로 저장되도록, 상기 제1-1 스위치, 상기 제2-1 스위치, 상기 제1-2 스위치, 상기 제2-2 스위치, 상기 제3-1 스위치, 상기 제3-2 스위치 상기 제3-3 스위치 및 상기 제3-4 스위치의 스위칭 동작을 제어하되, 상기 링크 커패시터의 전압이 위상 천이 방식에 의해 상기 1차측 권선을 거쳐 상기 2차측 권선으로 유도되도록, 상기 제3-1 스위치, 상기 제3-2 스위치 상기 제3-3 스위치 및 상기 제3-4 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 제어부;를 포함하는, 브릿지리스 PFC 컨버터와 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터가 통합된 AC-DC 컨버터
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    한 스위칭 주기 동안, 상기 제1-1 스위치 및 상기 제2-1 스위치를 상보적으로 온오프시키고, 상기 제1-2 스위치 및 상기 제2-2 스위치를 상보적으로 온오프시키는 것을 특징으로 하는, 브릿지리스 PFC 컨버터와 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터가 통합된 AC-DC 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 제1-1 스위치의 스위칭 동작과 상기 제1-2 스위치의 스위칭 동작 간에 서로 180도의 위상 차이가 생기도록 상기 제1-1 스위치 및 상기 제1-2 스위치의 스위칭 동작을 제어하고,
    상기 제2-1 스위치의 스위칭 동작과 상기 제2-2 스위치의 스위칭 동작 간에 서로 180도의 위상 차이가 생기도록 상기 제2-1 스위치 및 상기 제2-2 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 것을 특징으로 하는, 브릿지리스 PFC 컨버터와 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터가 통합된 AC-DC 컨버터.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 한 스위칭 주기 동안, 상기 제3-1 스위치와 상기 제3-4 스위치가 중첩되는 온 동작 구간을 갖도록 제어하고, 상기 제3-2 스위치와 상기 제3-3 스위치가 중첩되는 온 동작 구간을 갖도록 제어하는 것을 특징으로 하는, 브릿지리스 PFC 컨버터와 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터가 통합된 AC-DC 컨버터.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 정류부는,
    애노드 전극이 상기 2차측 권선의 일단에 연결되고, 캐소드 전극이 상기 부하의 일단에 연결되는 제1 브릿지 다이오드;
    애노드 전극이 상기 부하의 타단에 연결되고, 캐소드 전극이 상기 2차측 권선의 일단 및 상기 제1 브릿지 다이오드의 애노드에 연결되는 제2 브릿지 다이오드;
    애노드 전극이 상기 부하의 타단 및 상기 제2 브릿지 다이오드의 애노드 전극에 연결되고, 캐소드 전극이 상기 2차측 권선의 타단에 연결되는 제3 브릿지 다이오드; 및
    애노드 전극이 상기 2차측 권선의 타단 및 상기 제3 브릿지 다이오드의 캐소드 전극에 연결되고, 캐소드 전극이 상기 부하의 일단 및 상기 제1 브릿지 다이오드의 캐소드 전극에 연결되는 제4 브릿지 다이오드;를 포함하는, 브릿지리스 PFC 컨버터와 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터가 통합된 AC-DC 컨버터.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 정류부는,
    일단이 상기 2차측 권선의 일단에 연결되고, 타단이 상기 부하의 일단에 연결되는 제1 브릿지 스위치;
    일단이 상기 부하의 타단에 연결되고, 타단이 상기 2차측 권선의 일단 및 상기 제1 브릿지 스위치의 일단에 연결되는 제2 브릿지 스위치;
    일단이 상기 부하의 타단 및 상기 제2 브릿지 스위치의 일단에 연결되고, 타단이 상기 2차측 권선의 타단에 연결되는 제3 브릿지 스위치; 및
    일단이 상기 2차측 권선의 타단 및 상기 제3 브릿지 스위치의 타단에 연결되고, 타단이 상기 부하의 일단 및 상기 제1 브릿지 스위치의 타단에 연결되는 제4 브릿지 스위치;를 포함하며,
    상기 제어부는 상기 2차측 권선에 유도된 전압이 정류되도록, 상기 제1 브릿지 스위치, 상기 제2 브릿지 스위치, 상기 제3 브릿지 스위치 및 상기 제4 브릿지 스위치를 제어하는 것을 특징으로 하는, 브릿지리스 PFC 컨버터와 위상 천이 풀브릿지 DC-DC 컨버터가 통합된 AC-DC 컨버터.
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