KR20220016159A - 양방향 전기 축전 배터리 충전기용 ｄｃ­ｄｃ 변환기를 제어하는 방법 - Google Patents

양방향 전기 축전 배터리 충전기용 ｄｃ­ｄｃ 변환기를 제어하는 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 방전 모드에서 동작하는, 양방향 전기 충전기의 DC-DC 변환기의 입력 전압의 주파수를 제어하는 제어 방법(4)에 관한 것이며, 상기 방법은, - 설정점 입력 전압 값(VDC req)을 정의하는 사전 단계; - 출력 배터리 전압(Vbat), 입력 전력 설정점(Preq) 및 설정점 입력 전압(VDC req)의 함수로서 상기 DC-DC 변환기(12)의 이득을 반전함으로써 획득되는, 상기 DC-DC 변환기(12)의 제어 주파수 값(f sw (ω))을 계산하는 단계(단계 40); - 상기 주파수의 증분/감분에 의해 DC 버스를 미세 조정하는 단계; 및 - 상기 계산된 제어 주파수를 상기 변환기에 적용하는 단계; 를 포함한다.

Description

양방향 전기 축전 배터리 충전기용 ＤＣ­ＤＣ 변환기를 제어하는 방법
본 발명은 전기 축전기들로 이루어진 배터리를 충전하기 위한 양방향 충전기용 DC-DC 변환기 및 그 제어 방법에 관한 것이다.
전기 축전기들로 이루어진 배터리를 충전하기 위한 기존의 충전기는 상기 전기 축전기들이 단지 외부 전원 네트워크로부터 충전되는 것을 허용한다는 점에서 단방향이며, 이러한 단방향은 일반적으로 충전 방향 또는 그러하지 않으면 순방향이라고 불린다.
전기 축전기들로 이루어진 배터리를 충전하기 위한 이러한 단방향 충전기는, 약어 PFC로도 알려진 역률 보정(power factor correction) 단계, 및 일반적으로 DC-DC 단계라고 불리는 DC-DC 변환 단계를 포함하는 것이 일반적이다.
그러나 축전기들을 충전하는 충전기들은 저장된 전기를 전류원으로서 외부 전기 네트워크에 전달할 수도 있고 네트워크를 교체하고 부하들이 접속된 전압원으로서 동작할 수도 있다는 점에서 유용하며, 이러한 충전기들은 양방향 충전기들로서 알려져 있다. 전기 축전기들로 이루어진 배터리에 의해 전류가 외부 네트워크로 전달되는 것은 방전 방향 또는 그러하지 않으면 역방향으로서 언급된다.
특히, 직렬 LC 회로 타입의 공진 DC-DC 변환기가 구비된 충전기를 기재하고 있는 문헌 FR3014260 A1의 양방향 충전기와 같은 양방향 충전기들이 알려져 있다. 그러나 상기 양방향 충전기의 회로는 이득이 항상 1보다 작기 때문에 전력 변환 타입이 변경되는 것을 허용하지 않는다.
풀-브리지(full-bridge) LLC 공진 타입의 DC-DC 변환기를 구현하는, 도 1에 도시된 바와 같은 선행기술의 고출력 밀도 애플리케이션들을 위한 양방향(또는 가역(reversible)) 충전기도 알려져 있다.
도 1에 따른 풀-브리지 LLC 공진 변환기(10)는 LLC 회로(12)를 여자(勵磁)시키는 구형파(矩形波) 전류 또는 신호를 생성하는 풀 스위칭 브리지(11)를 포함하며, 상기 LLC 회로(12)는 직렬 커패시터(Cr) 및 2개의 인덕터, 직렬 인덕터(Lr) 및 변압기(13)의 1차 권선과 병렬로 이루어진 인덕터(Lm)로 구성된다. 그 후에, 상기 LLC 회로(12)는 변압기(13) 내에 공진 정현파 전류를 생성하고, 이러한 공진 정현파 전류는 브리지 정류기(14)에 의해 정류된 다음에 배터리(Batt; 16)로 전송되며, 이러한 배터리(16)는 또한 전압원(15)으로서 도면들에 도시되어 있다.
상기 LLC 회로(12)에 의해 형성된 조립체는 상기 변환기의 1차 회로 또는 1차 부분으로서 언급되고, 상기 브리지 정류기(14)는 상기 변환기의 2차 회로 또는 2차 부분으로서 언급된다. 충전기의 순방향 또는 충전 방향 동작에서는, 전류가 상기 1차 회로 또는 1차 부분으로부터 상기 2차 회로 또는 2차 부분으로 보내진다.
일반적으로, 선행기술로부터 알려진 가역 충전기들에서는, 충전 모드 및 방전 모드에서의 DC-DC 변환기의 조정 주파수는 실질적으로 60kHz 내지 200kHz로 제한된다.
현재, 방전 모드에서는, 높은 배터리 전압(Vbat) 및 낮은 전력에서 일반적으로 0.9 미만인 원하는 이득(Vdc/Vbat)으로 조정하면 DC-DC 변환기의 조정 주파수는 200kHz보다 높은 스위칭 주파수들로 발산한다. 이로 인해 방전 모드에서는 충전기의 수율이 크게 감소하게 된다.
따라서, 높은 배터리 전압 및 낮은 전력에서 DC-DC 변환기가 방전 모드에서 양호하게 조정되는 것을 허용하기에 적합한 제어가 필요하다.
이를 위해, 듀티 사이클이 50%인 배터리 방전 모드에서 동작하는 배터리에 접속되는 양방향 전기 충전기의 DC-DC 변환기의 입력 전압의 주파수를 제어하는 방법을 제안되며, 상기 방법은,
- 상기 변환기의 입력에서 설정점 입력 전압 값을 정의하는 사전(事前) 단계 - 상기 변환기의 입력들 및 출력들은 배터리 충전 모드에 대해 정의됨 -;
- 상기 DC-DC 변환기의 제어 주파수 값을 계산하는 단계 - 상기 값은 출력 배터리 전압, 입력 전력 설정점 및 설정점 입력 전압에 따라 상기 DC-DC 변환기의 이득을 반전함으로써 획득됨 -; 및
- 상기 계산된 제어 주파수를 상기 변환기에 적용하는 단계;
를 포함한다.
따라서, 높은 배터리 전압 및 낮은 전력에서 비교적 효과적인 조정을 보장하기에 적합한 방전 또는 반전 모드에서 동작하는 충전기의 DC-DC 변환기를 제어하는 것이 가능하다. 상기 제어 주파수는 상기 이득을 반전함으로써, 다시 말하면 상기 이득을 이러한 제어 주파수의 함수로 표현함으로써 얻어진 3차 방정식을 풂으로써 유리하게 얻어진다. 이를 통해 상기 변환기의 수율이 최적화될 수 있다.
유리하게 그리고 비-제한적으로, 상기 DC-DC 변환기는, 입력에서 풀 스위칭 브리지를 포함하는 직렬 LLC 타입이고 상기 풀 스위칭 브리지는 LLC 공진 회로에 접속되어 있으며, 상기 LLC 공진 회로는 변압기에 자체적으로 접속되어 있고, 상기 변압기는 H-브리지를 통해 상기 배터리에 접속되어 있으며, 상기 공진 회로는 직렬 인덕터, 방전 모드에서만 상기 풀 스위칭 브리지의 출력 단자들에 접속된 스위치드 인덕터(switched inductor), 및 직렬 커패시터를 포함하고, 상기 제어 주파수 값은 상기 2개의 인덕터 및 상기 직렬 커패시터에 의존하여 이루어진다. 따라서, 상기 제어 주파수는 상기 DC-DC 변환기의 동작을 근사화함으로써 계산되므로, 계산이 단순화될 수 있고 상기 방법이 더 신속하게 수행될 수 있다.
유리하게 그리고 비-제한적으로, 상기 제어 주파수를 적용하는 단계는,
- 주파수 증분 스텝을 정의하는 단계;
- 상기 계산된 제어 주파수에 상응하는 초기제어 값으로 상기 제어 주파수를 초기화하는 단계;
- 제1 임계값 및 제2 임계값 그리고 상기 제1 임계값에 대한 반대값 및 상기 제2 임계값에 대한 반대값을 정의하는 단계 - 상기 제1 임계값은 상기 제2 임계값보다 엄밀히 크고 상기 임계값들은 엄밀히 양수임 -;
- 측정된 입력 전압 값과 상기 설정점 입력 전압 간의 오차 값을 계산하는 단계; 및
- 상기 오차 값과 상기 임계값들을 비교하는 단계;
를 포함하며,
상기 방법은 조정 단계를 포함하고, 상기 조정 단계에서는,
- 상기 오차 값이 상기 제1 임계값과 상기 제1 임계값에 대한 반대값 사이에 있을 때 그리고 상기 오차 값이 상기 제2 임계값보다 크거나 상기 제2 임계값에 대한 반대값보다 작을 때, 상기 제어 주파수는 상기 주파수 증분 스텝에 의해 증분 또는 감분되고,
- 상기 오차 값이 상기 제2 임계값과 상기 제2 임계값에 대한 반대값 사이에 있을 때, 상기 제어 주파수는 상기 제어 주파수의 이전(以前) 값으로 유지되며,
- 상기 오차 값이 상기 제1 임계값보다 클 때 또는 상기 오차 값이 상기 제1 임계값에 대한 반대값보다 작을 때, 초기제어 값이 상기 제어 주파수로서 적용된다.
따라서, 상기 방법은 매개변수 분산(parameter dispersion)들과 관련이 있는 부정확성을 보상하는, 비교적 간단하고 신속하며 강력한 주파수 제어 수법을 포함한다.
유리하게 그리고 비-제한적으로, 상기 방법은 상기 제어 주파수의 피드백(feedback) 조정 수법을 더 포함한다. 이를 통해 더 효과적이고 정확한 조정이 획득될 수 있다.
유리하게, 상기 제어 주파수가 200kHz에 근접하는 값에 이르게 되고 상기 측정된 입력 전압이 상기 설정값 입력 전압에서 벗어나는 즉시, 최대 주파수를 적용하는 동시에 일정 간격으로 초핑(chopping)을 중지하여 상기 입력 전압이 상기 입력 전압의 설정점으로 복귀하게 하는 것으로 이루어진 패킷 조정 모드가 활성화된다. 이를 통해 가역 모드에서의 LLC DC-DC 변환기의 동작 한계들이 극복될 수 있다.
본 발명은 또한 역률 보정 스테이지, 적어도 하나의 DC-DC 변환기 및 앞서 설명한 바와 같은 방법을 구현하기 위한 장치를 포함하는, 전기 축전기들을 충전하기 위한 양방향 충전기에 관한 것이다.
본 발명은 또한 앞서 설명한 바와 같은 전기 축전기들을 충전하기 위한 양방향 충전기를 포함하는 자동차에 관한 것이다.
다른 특징들 및 이점들은 이하의 첨부도면들을 참조하여 예시적이지만 비-제한적인 예로 제공된 설명을 이해하면 명백해질 것이다.
도 1은 선행기술로부터 공지된 전기 축전기들을 충전하기 위한 충전기의 개략도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따른, 공칭 조정 모드와 버스트 모드 사이를 교번(交番)하는 제어 방법의 개략도이다.
도 3a는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전기 축전기들을 충전하기 위한 양방향 충전기의 개략도이다.
도 3b는 도 3a의 충전기를 간략하게 보여주는 개략도이다.
도 4는 도 2의 실시 예에 따른 조정 방법의 흐름도이다.
도 3a를 참조하면, 본 발명의 일 실시 예에 의하면, 완전한 형태로 도시되지 않은 충전기는 PFC로서 언급되며 도시되지 않은 단상 또는 다상 역률 보정 정류 입력 스테이지, 및 양방향 풀-브리지 LLC 공진 변환기(20)를 포함하는 DC-DC 변환 장치(1)를 포함한다. 여기서 유념하여야 할 점은 상기 충전기의 요소들이 충전 모드를 참조하여 설명된다는 것이다. 따라서, 상기 DC-DC 변환기의 입력은 배터리(Batt)의 접속들과는 반대편에 있는 변환기의 연결들에 상응한다. 마찬가지로, 상기 변환기의 변압기의 2차 회로는 배터리(Batt)를 구성하는 출력 스테이지에 속한다.
풀-브리지 LLC 공진 변환기(20)는 커패시터와 2개의 인덕터로 구성된 LLC 회로(22)를 여자시키는 구형파 전압 또는 신호를 생성하는 풀 스위칭 브리지(21)를 포함한다. 그 후에, 상기 LLC 회로(22)는 변압기(23)에 의해 전송되고 브리지 정류기(24)에 의해 정류되는 공진 정현파 전류를 생성한다. 정류되고 증폭된 전류/신호는 배터리(26)에 의해 수집되고, 상기 배터리(26)는 또한 전압원(25)으로서 도시되어 있다.
풀 스위칭 브리지(21)와 LLC 회로(22)에 의해 형성되는 조립체는 상기 변환기의 1차 회로 또는 1차 부분으로서 언급되고, 상기 정류기(24)에 의해 형성되는 조립체는 상기 변환기의 2차 회로 또는 2차 부분으로서 언급된다.
반전 모드에서는, 상기 충전기의 입력에 접속되어 있는 부하들, 네트워크 또는 역률 보정 스테이지의 임피던스가 부하 저항(Rload)으로서 함께 묶여지게 된다.
상기 충전기의 양방향 동작에서는, 전류가 상기 변환기(20)의 1차 회로로부터 2차 회로로 보내질 때, 이는 상기 변환기(20)의 순방향 동작 방향으로서 언급되며, 이를 통해 상기 배터리(26)가 상기 1차 회로에 접속되는 외부 전기 네트워크로부터 충전될 수 있다. 상기 충전기는 또한 역방향으로 동작하도록 더 구성되며, 상기 역방향에서는 상기 배터리(26)에 의해 저장되어 있는 전력이 전류원으로서 동작함으로써 외부 전기 네트워크에 전력을 공급하기 위해서나, 또는 전압원으로서 동작함으로써 네트워크를 대체하기 위해 상기 변환기(20)의 2차 회로로부터 상기 변환기(20)의 1차 회로로 전달된다.
상기 스위칭 브리지(21)는 4개의 스위칭 아암(switching arm)을 포함하며, 각각의 스위칭 아암은 병렬 구조(210, 210', 210'', 210''')로부터 형성되는데, 그 이유는 상기 구조가 서로 병렬로 접속되어 있는 전자 부품들을 포함하기 때문이다.
각각의 병렬 구조(210, 210', 210'', 210''')는 다이오드 및 트랜지스터를 포함한다.
병렬 구조들(210, 210', 210'', 210''')은 당 업계에 숙련된 자에게 잘 알려진 구성으로 된 풀 브리지로서 접속된다.
상기 LLC 회로(22) 및 상기 변압기(23)는 도 1을 참조하여 앞서 인용된 선행기술로부터 알려진 LLC 회로 및 변압기에 따른 것이다.
상기 2차 회로의 정류기(24)는 4개의 스위칭 아암으로 형성된 풀 브리지를 포함한다.
각각의 스위칭 아암은 병렬 구조(240, 240', 240'', 240''')로부터 형성되는데, 그 이유는 상기 구조가 서로 병렬로 접속된 전자 부품들을 포함하기 때문이다.
각각의 병렬 구조(240, 240', 240'', 240''')는 도 3a를 참조하면 풀 브리지 정류기 회로 내 다이오드(302) 및 트랜지스터(301)를 포함한다.
상기 LLC 회로(22)와 병렬로 접속된 병렬 분기(28)는 풀 스위칭 브리지(21)와 상기 LLC 회로(22) 사이에 추가된다. 이러한 분기(28)는 상기 LLC 회로(22)의 업스트림(여기에서 "업스트림(upstream)"이라는 용어는 순방향 충전 방향으로서 언급됨)에 있는 스위칭 브리지(21)의 2개의 출력에 접속된다.
다시 말하면, 이러한 병렬 분기(28)는 상기 스위칭 브리지(21)의 출력과 상기 LLC 회로의 커패시터(Cr) 사이의 제1 접합으로 연장되는 반면, 다른 접합은 상기 스위칭 브리지(21)의 제2 출력과 상기 LLC 회로의 2개의 인덕터(Lr, Lm) 중 제2 인덕터(Lm) 사이에 접속된다.
상기 병렬 분기(28)는 방전 모드에서는 상기 LLC 회로(22)에 연결되고 충전 모드에서 상기 LLC 회로(22)에 연결해제되는 스위치드 인덕터(Lm_switched)로서 언급되는 인덕터를 포함한다.
따라서, 방전 동동 모드의 DC-DC 변환기는 LLC 회로와 동일하다.
상기 DC-DC 변환 장치(1)는 상기 병렬 분기(28)의 스위치(k)를 개방 및 폐쇄하도록 제어하기 위해 제어 수단(도시되지 않음), 예를 들어 마이크로프로세서 및/또는 FPGA를 포함한다.
본 발명에 따른 제어 방법(4)은 입력 커패시터의 전압(Vdc)의 주파수를 제어하는 것을 목적으로 한다.
상기 방법의 목적은 예상되는 DC 버스 및 주파수에 따른 히스테리시스(hysteresis)에 의한 "버스트(burst)" 모드라는 이름으로 알려진 DC 버스에 대한 조정 모드를 구현하는 것이다. 이러한 버스트 모드는 패킷들의 최대 주파수를 적용하고 한계 지점에서 상기 DC 버스를 조정할 수 있도록 상기 주파수를 200kHz와 0Hz 사이로 이동하게 하는 것이다.
이는 일정 간격으로 초핑(chopping)을 중지하여 상기 DC 버스(도 3a에서 전압(Vdc)을 지님)가 설정점으로 복귀하게 하는 것을 의미한다.
그 후에, 상기 설정점을 가능한 한 유지하기 위해 초핑이 재개한다. 상기 DC 버스가 교정(calibration)에 의해 정의된 특정 최대 임계값을 초과하는 즉시, 그리고 주파수가 포화되는 즉시, 상기 제어 주파수는 0으로 이동되어 초핑이 중지된다. 이러한 단계들은 반복적으로 구현된다.
따라서, 도 2를 참조하면, 상기 버스트 모드는 방전에 대해 설명되어 있지만 충전 동작에서 동일한 원리로 이루어지며, 예들로 주어지는 동작 지점들에 대해, Vdc req에서의 전압(Vdc)의 설정점이 450V와 동일할 경우 Vbat = 400V이거나 또는 Vbat = 430V이다.
도 2에서 주파수(F_nom)가 190kHz보다 크거나 같은 값 또는 대체 예에 의하면 200kHz에 접근하는 임의의 값에 이르는 즉시(단계 50), 그리고 상기 DC 버스가 상기 설정점으로부터 벗어나는 즉시(단계 51), 상기 버스트 모드는 활성화되어(단계 52), DC 버스가 DC 버스의 설정점, 실질적으로는 450V로 복귀되게 한다.
전력이 다시 상승하여 주파수(F_nom)가 물론 더는 포화되지 않게 하고(단계 53) DC 버스가 다시 한 번 설정점 값을 향해 수렴(단계 54)하면, 버스트 모드가 중지되고(단계 55) 공칭 조정(단계 56)이 제어 주파수를 계속 적용한다.
이를 위해, 본 발명에 따른 방법은 DC-DC 변환기의 초핑 주파수를 계산하는 단계를 포함한다.
도 3b를 참조하면, 본 발명에 따른 방전 모드에서의 LLC DC-DC 변환기의 전달 함수는 다음과 같은 형태인 것이 알려져 있다.
Figure pct00001
(1)
G는 상기 DC-DC 변환기(또는 상기 DC-DC 변환기의 인버터 부분에서부터 상기 변압기의 1차 회로에 이르기까지)의 전달 함수의 이득이고,
η는 상기 DC-DC 변환기의 변압기의 권선비이며,
Vbat는 배터리 단자들 양단 간의 전압 또는 DC-DC 변환기의 출력 전압이고,
Vdc는 DC-DC 변환기 입력의 DC 전압이다.
일반적인 용어에 의하면, 방전 동작 모드에서는 Vout가 방전 모드에서의 DC-DC 변환기의 출력 전압이고 Vin은 방전 모드에서의 DC-DC 변환기 입력 전압이다.
DC-DC 변환기를 간략하게 보여주는 도면인 도 3b를 참조하면, 저항(Rload)은 가역(방전) 모드에서 상기 충전기에 접속된 다양한 부하 또는 네트워크의 임피던스 및 PFC의 임피던스에 상응한다. 따라서 Rload는 다음 방정식에 따라 계산된다.
Figure pct00002
(2)
P는 변압기의 1차 회로 전력이다.
따라서, 상기 DC-DC 변환기의 전달 함수의 이득을 계산하기 위해,
Figure pct00003
(3)
이 계산된다.
이 방정식 (3)은 각 주파수(ω = 2πfsw)의 함수로 다시 표기되어 s = jω로 설정한다.
결과적으로, 이득 방정식은 이하의 방정식들에 따라 표기될 수 있다.
Figure pct00004
Figure pct00005
또는
Figure pct00006
Figure pct00007
이하의 방정식
f sw (ω) = fct(Vbat, Preq, Vdc(설정값) ) (5)
에 따라 제어 주파수(f sw )에 대한 식을 얻기 위해 전달의 이득(G)을 계산한다.
Vbat가 배터리 전압일 경우, Vdc는 DC-DC 변환기 입력 전압이며 preq는 DC-DC 변환기 입력의 전력 설정점이다.
구체적으로, G(s)에 대한 식에서 Vdc를 설정점 Vdc 값으로 대체함으로써, DC 버스가 주어진 전압, 예를 들어 450V로 수렴하는 주파수가 계산될 수 있다.
이득(G)은 Vdc/ηVbat의 비율인 것으로 계산되거나, 또는 이 실시 예에서 G = 450V/ηVbat이다.
여기서 유념할 점은 이득(G)에 대한 일반적인 식이 방전에 대해 동일하지만 매개변수들 자체가 다르기 때문에 이득 값들이 다르다는 것이다.
(ω = 2πfsw)에 의존하는 3차 방정식은
ω3 + Aω2 + Bω + C = 0 (6)
으로부터 도출된다.
매개변수들(A, B, C)이 Vbat 및 PREQ의 함수일 경우, Lm_switched 및 Lr은 도 3b에 도시된 DC-DC 변환기의 등가 회로의 인덕터들의 인덕턴스 값들이며, Cr은 도 3b에 도시된 DC-DC 변환기의 등가 회로의 커패시턴스 값이다. 다시 말하면, Cr 및 Lr은 도 3a의 LLC 회로(22)의 직렬 커패시터 및 직렬 인덕터에 상응한다.
ω에 대한 방정식 (6)을 풀면 상기 DC-DC 변환기에 대한 제어 주파수(f sw (ω))가 피드포워드(feedforward) 제어에 의해 계산될 수 있다.
매개변수 분산들, 계산 정확도 수준들 및 상기 DC-DC 변환기의 전달 함수를 표기하기 위한 단순화된 가정들 때문에, 이 방정식의 적용은 설정점과 측정된 DC 전압 간의 정상-상태(steady-state) 오차를 제거하는 데 충분하지 않다. 그러나 상기 오차가 무의미하게 되고 최대 30V이다.
이러한 문제를 극복하기 위해, 도 4를 참조하면 이전 피드포워드에 컨트롤러가 추가되었다. 상기 컨트롤러는 상기 정상-상태 오차가 제거될 때까지 주파수를 증분하거나 감분함으로써 동작하고, 결과적으로는 정확도를 높기 위해 이전 계산에서 생성된 초기 주파수를 조금 더 조정한다.
제1 실시 예에 따른 컨트롤러는 개별 컨트롤러이며, 상기 개별 컨트롤러에서는,
eps1이 주파수 증분/감분이 시작되는 임계값이며,
eps2가 상기 제어 주파수가 고정된 임계값이다.
따라서, 도 4를 참조한 대표적인 실시 예에 의하면, 제1 단계에서, 스위칭 주파수(f sw (ω))라고도 불리는 제어 주파수(f zw (ω))가 앞서 설명한 바와 같이 설정점 전압(VDC req), 배터리 전압 및 전력에 따라 계산된다(단계 40).
상기 제어 주파수 값(f sw (k))은 앞서 계산된 초기 주파수 값(f sw _ feedforward )에서 초기화된다(단계 41).
그 후에, 상기 설정값 전압(VDC req)과 상기 DC-DC 변환기의 입력에서 측정된(measured) 전압(Vdc measured) 간의 오차 값(ε)이 계산된다(단계 44).
이 오차 값(ε)은 2개의 오차 임계값(eps1, eps2)과 비교되며, 상기 2개의 오차 임계값(eps1, eps2)은 eps1 > eps2인 관계를 갖도록 양(+)의 실수이다.
단계 42에서 오차(ε)가 eps1과 -eps1의 조정 가능한 한계 사이에, 예컨대, 200V와 -200V 사이에 있는 경우, 그리고 또한 오차(ε)가 eps2보다 크거나 -eps2보다 작은 경우 - 이러한 임계값이 예를 들어, 5V 및 -5V임 -, 초기 주파수 값(f sw_feedforward )은 주파수 증분 스텝(ΔF)만큼 증가함으로써 상기 설정값에 대한 DC 버스의 위치에 따라 증분 또는 감분하고(단계 43), 다시 말하면
f sw (k) = f sw _ feedforward +/- ΔF (7)
인 관계가 성립되며, k는 시간 정수이다.
이 단계 43 다음에는 상기 방법이 단계 44로 루프백된다.
단계 47에서는 단계 44 다음에 오차(ε)가 eps2와 -eps2의 한계들 사이에 있으면, 주파수(f sw (k))의 값이 고정 및 유지되고(단계 45) 이는 이전의 설정점 값에 가까운 5V의 DC 버스를 보장하며, 다시 말하면
fsw(k) = fsw(k - 1)
인 관계가 성립한다.
값 fsw(k - 1) 는 조건 1이 이전에 확인되지 않은 경우 f sw _ feedforward 와 같고, 다시 말하면 k 개의 이전 단계 43 이후에 단계 45가 수행되는 경우 f sw _ feedforward + k * ΔF와 같다.
마지막으로 단계 48에서 오차(ε)가 eps1보다 크거나 -eps1보다 작으면 단계 40에서 피드포워드에 의해 계산된 주파수 값(fsw(k))이 사용된다(단계 46). 이 값은 주기적으로 업데이트된다. 제어는 오류에 대한 조건이 충족되지 않는 한 피드포워드에 의해 계산된 주파수를 계속 적용하고 단계들 43, 45 및 46은 단계 44로 루프백된다.
본 발명은 주어진 대표적인 오차 임계값들(eps1, eps2)의 값들로 국한되지 않는다. 특히, 동작점의 실행 가능성에 따라 eps2는 1V 또는 0V로 조정될 수 있다.
본 방법은 피드포워드 작용에 의해 보장되고 정상-상태 오류의 제거를 완료하고 DC 버스를 설정점 값으로 정밀하게 수렴하게 하는 컨트롤러의 작용에 의해 효과적인 안정된 주파수에서 수렴을 보장한다.
본 발명은 제1 대표적인 실시 예에서 설명된 컨트롤러의 타입으로 국한되지 않는다. 비례-적분 또는 비례-적분-미분 타입의 제어기가 또한 제공될 수 있으며, 비록 당 업계에 숙련된 자가 구현 방법을 알고는 있지만, 이를 조정하는 것은 본 발명의 제1 실시 예의 컨트롤러보다 더 복잡하다.

Claims (7)

  1. 듀티 사이클이 50%인 배터리 방전 모드에서 동작하는 배터리에 접속되는 양방향 전기 충전기의 DC-DC 변환기(12)의 입력 전압의 주파수를 제어하는 방법으로서, 상기 방법은,
    - 상기 변환기의 입력에서 설정점 입력 전압 값(VDC req)을 정의하는 사전 단계 - 상기 변환기의 입력들 및 출력들은 배터리 충전 모드에 대해 정의됨 -;
    - 상기 DC-DC 변환기(12)의 제어 주파수 값(f sw (ω))을 계산하는 단계(단계 40) - 상기 값은 출력 배터리 전압(Vbat), 입력 전력 설정점(Preq) 및 설정점 입력 전압(VDC req)에 따라 상기 DC-DC 변환기(12)의 이득을 반전함으로써 획득됨 -; 및
    - 상기 계산된 제어 주파수를 상기 변환기에 적용하는 단계;
    를 포함하는, 양방향 전기 충전기의 DC-DC 변환기의 입력 전압의 주파수를 제어하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 DC-DC 변환기는, 입력에서 풀 스위칭 브리지를 포함하는 직렬 LLC 타입이고 상기 풀 스위칭 브리지는 LLC 공진 회로에 접속되어 있으며, 상기 LLC 공진 회로는 변압기에 자체적으로 접속되어 있고, 상기 변압기는 H-브리지를 통해 상기 배터리에 접속되어 있으며, 상기 공진 회로는 직렬 인덕터(Lr), 방전 모드에서만 상기 풀 스위칭 브리지의 출력 단자들에 접속된 스위치드 인덕터(switched inductor; Lm_switched), 및 직렬 커패시터(Cr)를 포함하고, 상기 제어 주파수 값(f sw (ω))은 상기 2개의 인덕터(Lm_switched, Lr) 및 상기 직렬 커패시터(Cr)에 의존하여 이루어지는 것을 특징으로 하는, 양방향 전기 충전기의 DC-DC 변환기의 입력 전압의 주파수를 제어하는 방법.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 제어 주파수를 적용하는 단계는,
    - 주파수 증분 스텝(ΔF)을 정의하는 단계;
    - 상기 계산된 제어 주파수에 상응하는 초기제어 값(f sw _ feedforward )으로 상기 제어 주파수(f sw (k))를 초기화하는 단계;
    - 제1 임계값(eps1) 및 제2 임계값(eps2) 그리고 상기 제1 임계값에 대한 반대값(-eps1) 및 상기 제2 임계값에 대한 반대값(-eps2)을 정의하는 단계 - 상기 제1 임계값은 상기 제2 임계값(eps2)보다 엄밀히 크고 상기 임계값들은 엄밀히 양수임 -;
    - 측정된 입력 전압 값(VDC measured))과 상기 설정점 입력 전압(VDC req)) 간의 오차 값(ε)을 계산하는 단계(단계 44); 및
    - 상기 오차 값과 상기 임계값들(eps1, eps2, -eps1, -eps2)을 비교하는 단계(단계 42);
    를 포함하며,
    상기 양방향 전기 충전기의 DC-DC 변환기의 입력 전압의 주파수를 제어하는 방법은 조정 단계를 포함하고, 상기 조정 단계에서는,
    - 상기 오차 값(ε)이 상기 제1 임계값(eps1)과 상기 제1 임계값에 대한 반대값(-eps1) 사이에 있을 때 그리고 상기 오차 값이 상기 제2 임계값(eps2)보다 크거나 상기 제2 임계값에 대한 반대값(-eps2)보다 작을 때, 상기 제어 주파수(f sw (k))는 상기 주파수 증분 스텝(ΔF)에 의해 증분 또는 감분되고,
    - 상기 오차 값이 상기 제2 임계값(eps2)과 상기 제2 임계값에 대한 반대값(-eps2) 사이에 있을 때, 상기 제어 주파수(f sw (k))는 상기 제어 주파수(f sw (k))의 이전 값으로 유지되며(단계 45),
    - 상기 오차 값이 상기 제1 임계값(eps1)보다 클 때 또는 상기 오차 값이 상기 제1 임계값에 대한 반대값(-eps1)보다 작을 때, 초기제어 값(f sw _ feedforward )이 상기 제어 주파수로서 적용되는 것을 특징으로 하는, 양방향 전기 충전기의 DC-DC 변환기의 입력 전압의 주파수를 제어하는 방법.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 양방향 전기 충전기의 DC-DC 변환기의 입력 전압의 주파수를 제어하는 방법은 상기 제어 주파수의 피드백 조정 수법을 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 양방향 전기 충전기의 DC-DC 변환기의 입력 전압의 주파수를 제어하는 방법.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제어 주파수가 200kHz에 근접하는 값에 이르게 되고 상기 측정된 입력 전압이 상기 설정값 입력 전압에서 벗어나는 즉시, 최대 주파수를 적용하는 동시에 일정 간격으로 초핑(chopping)을 중지하여 상기 입력 전압이 상기 입력 전압의 설정점으로 복귀하게 하는 것으로 이루어진 패킷 조정 모드가 활성화되는 것을 특징으로 하는, 양방향 전기 충전기의 DC-DC 변환기의 입력 전압의 주파수를 제어하는 방법.
  6. 전기 축전기들(13)을 충전하기 위한 양방향 충전기(1)에 있어서,
    상기 양방향 충전기(1)는,
    역률 보정 스테이지;
    적어도 하나의 DC-DC 변환기; 및
    제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 기재된 방법을 구현하기 위한 장치;
    를 포함하는, 양방향 충전기.
  7. 제6항에 기재된 전기 축전기들(13)을 충전하기 위한 양방향 충전기(1)를 포함하는 자동차.
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