KR20210009139A - Method for improving the dc input voltage utilization of an inverter for the enhanced output torque of ac motors and three-phase inverter voltage compensation circuit - Google Patents

Method for improving the dc input voltage utilization of an inverter for the enhanced output torque of ac motors and three-phase inverter voltage compensation circuit Download PDF

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KR20210009139A
KR20210009139A KR1020190085740A KR20190085740A KR20210009139A KR 20210009139 A KR20210009139 A KR 20210009139A KR 1020190085740 A KR1020190085740 A KR 1020190085740A KR 20190085740 A KR20190085740 A KR 20190085740A KR 20210009139 A KR20210009139 A KR 20210009139A
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Abstract

According to an embodiment of the present invention, provided is a method for improving a direct current (DC) input voltage utilization rate for improving output torque of an alternating current (AC) motor which comprises the steps of: receiving a three-phase command voltage given from a current controller; calculating a compensation voltage for compensating for feedback with a limited voltage during over-modulation operation of an inverter; and determining a signal of the three-phase command voltage, reflecting the determined sign in the compensation voltage, and feedback-compensating the three-phase command voltage. According to the present invention, when the over-modulation operation of the inverter is performed using the method for improving a DC input voltage utilization rate for enhanced output torque of an AC motor, the inverter can operate in a six-step mode, thereby effectively improving output torque performance compared to the case of using only the conventional dynamic over-modulation technique, and obtaining a quick torque response characteristic.

Description

교류 전동기의 출력 토크 향상을 위한 인버터의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법 및 이를 수행하는 3상 인버터 전압 보상 회로{METHOD FOR IMPROVING THE DC INPUT VOLTAGE UTILIZATION OF AN INVERTER FOR THE ENHANCED OUTPUT TORQUE OF AC MOTORS AND THREE-PHASE INVERTER VOLTAGE COMPENSATION CIRCUIT}A method of improving the DC input voltage utilization rate of an inverter to improve the output torque of an AC motor, and a three-phase inverter voltage compensation circuit that performs the same. INVERTER VOLTAGE COMPENSATION CIRCUIT}

본 발명은 인버터의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법 및 이를 수행하는 3상 인버터 전압 보상 회로에 관한 것으로, 보다 자세하게는 교류 전동기 구동 시 동적 과변조 방식을 적용한 경우의 제한된 전압을 보상하여, 인버터의 DC 입력 전압 이용률을 향상시킬 수 있는 전압 보상 회로에 관한 것이다.The present invention relates to a method for improving the DC input voltage utilization rate of an inverter and a three-phase inverter voltage compensation circuit for performing the same.In more detail, the DC input of the inverter is compensated for a limited voltage when a dynamic overmodulation method is applied when driving an AC motor. It relates to a voltage compensation circuit capable of improving the voltage utilization rate.

교류 전동기 구동 시에는 인버터의 DC 입력 전압 이용률을 향상시켜 가능한 한 높은 출력 토크를 얻는 것이 효율적이며, 전기 자동차 및 철도 차량과 같은 견인 전동기 구동 시스템에서는, 출력 토크 성능의 향상을 위해 인버터를 6 스텝 모드까지 운전함으로써 DC 입력 전압을 최대한으로 활용한다. 특히, 교류 전동기의 전류 제어를 위한 전압 여유가 불충분한 약자속 동작 시에 DC 입력 전압 이용률을 증가시킴으로써 출력 토크 성능을 효과적으로 향상시킬 수 있다.When driving an AC motor, it is efficient to improve the DC input voltage utilization rate of the inverter to obtain the output torque as high as possible.In traction motor driving systems such as electric vehicles and rail vehicles, the inverter is in 6-step mode to improve the output torque performance. DC input voltage is utilized to the maximum by operating up to. In particular, the output torque performance can be effectively improved by increasing the DC input voltage utilization rate during the weak magnetic flux operation in which the voltage margin for current control of the AC motor is insufficient.

이와 같이, DC 입력 전압 이용률을 증가시키고 그에 따른 출력 토크 성능을 향상시키기 위해서는 인버터의 전압 변조 범위가 과변조 영역에 걸쳐 확장되어야 하며, 인버터의 과변조 동작은 정적 과변조 기법 또는 동적 과변조 기법을 이용하여 수행될 수 있다.In this way, in order to increase the DC input voltage utilization rate and improve the output torque performance accordingly, the voltage modulation range of the inverter must be extended over the over-modulation area, and the over-modulation operation of the inverter is performed using a static over-modulation technique or a dynamic over-modulation technique. It can be done using.

정적 과변조 기법은 인버터의 단위 전압 이득을 제공할 수 있으므로 인버터를 6 스텝 모드까지 동작시킬 수 있지만, 구현이 쉽지 않고 과도 상태에서의 동작이 고려되지 않아 빠른 토크 응답 특성을 얻을 수 없다. Since the static overmodulation technique can provide the unit voltage gain of the inverter, it can operate the inverter up to 6-step mode, but it is not easy to implement and the operation in a transient state is not considered, so a fast torque response characteristic cannot be obtained.

그에 반해, 동일 위상 과변조 기법, 최소 거리 과변조 기법 및 스위칭 상태 유지 과변조 기법과 같은 동적 과변조 기법은 구현이 쉽고 빠른 토크 응답 특성을 얻을 수 있지만, 지령 전압과 인버터 출력 전압의 비선형성으로 인해 전압 이득이 1보다 상당히 작아져 인버터를 6 스텝 모드까지 동작시키는 것이 어렵다. On the other hand, dynamic over-modulation techniques such as the same-phase over-modulation technique, minimum distance over-modulation technique, and switching state maintenance over-modulation technique are easy to implement and can obtain fast torque response characteristics, but due to the nonlinearity of the command voltage and the inverter output voltage. Because of this, the voltage gain is considerably less than 1, making it difficult to operate the inverter up to 6 step mode.

이에 따라, 동적 과변조 기법을 적용한 경우의 과변조 성능을 향상시키기 위해 많은 과변조 기법들이 연구되었지만, 인버터의 전압 이득 향상보다는 토크 응답 특성을 개선하는 데 초점을 두고 있으며, 구현을 위해 복잡한 알고리즘이 요구되어 전체 시스템을 복잡하게 만든다.Accordingly, many over-modulation techniques have been studied to improve the over-modulation performance when the dynamic over-modulation technique is applied. However, the focus is on improving the torque response characteristics rather than improving the voltage gain of the inverter. Required to complicate the whole system.

따라서 동적 과변조 방식에서 간단한 알고리즘을 이용하여 인버터의 6 스텝 동작이 가능하면서도 빠른 토크 응답 특성을 얻기 위한 새로운 방법이 요구되며, 본 발명은 이를 위해 제안된 것이다.Accordingly, a new method is required for obtaining a fast torque response characteristic while enabling a six-step operation of the inverter using a simple algorithm in the dynamic overmodulation method, and the present invention is proposed for this.

대한민국 등록특허공보 제10-1658944호(2016.09.13.)Republic of Korea Patent Publication No. 10-1658944 (2016.09.13.)

본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는 교류 전동기의 출력 토크 향상을 위한 인버터의 과변조 동작 시, 동적 과변조 방법을 사용한 경우의 제한된 지령 전압을 전류 제어기로부터 주어진 초기 3상 지령 전압에 보상하여, 인버터를 6 스텝 모드까지 동작시키고, 빠른 토크 응답 특성을 얻을 수 있는 3상 인버터의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.The technical problem to be solved by the present invention is to compensate for the limited command voltage in the case of using the dynamic over-modulation method in the case of over-modulation operation of the inverter for improving the output torque of the AC motor with the initial 3-phase command voltage given from the current controller, and the inverter It is an object of the present invention to provide a method of improving the DC input voltage utilization rate of a three-phase inverter capable of operating up to 6 step mode and obtaining fast torque response characteristics.

본 발명의 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 통상의 기술자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.The technical problems of the present invention are not limited to the technical problems mentioned above, and other technical problems that are not mentioned will be clearly understood by those skilled in the art from the following description.

전술한 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 일 실시 예에 따른 3상 인버터 전압 보상 회로가 수행하는 DC 입력 전압 이용률 향상 방법은, 전류 제어기로부터 주어진 3상 지령 전압을 입력 받는 단계, 과변조 동작 시에 제한된 전압을 피드백 보상하기 위한 보상 전압을 산출하는 단계 및 상기 3상 지령 전압의 부호를 판별하고, 상기 보상 전압에 판별된 부호를 반영하여, 상기 3상 지령 전압에 피드백 보상하는 단계를 포함한다.The method for improving the DC input voltage utilization rate performed by the three-phase inverter voltage compensation circuit according to an embodiment of the present invention for achieving the above-described technical problem is the step of receiving a given three-phase command voltage from a current controller, during over-modulation operation. Calculating a compensation voltage for feedback-compensating the voltage limited to and determining a sign of the three-phase command voltage, reflecting the determined sign in the compensation voltage, and performing feedback compensation on the three-phase command voltage. .

일 실시 예에 따르면, 상기 보상 전압을 산출하는 단계는, 상기 전류 제어기로부터 주어진 지령 전압과 이러한 지령 전압에 대해 과변조 동작 후 제한된 지령 전압 간의 오차를 산출하는 단계, 산출된 오차를 저역 통과 필터(Low Pass Filter)에 통과시켜 고조파 성분을 제거하는 단계 및 상기 저역 통과 필터의 출력 값에 보상 이득(

Figure pat00001
)을 곱하여 보상 전압을 산출하는 단계를 더 포함할 수 있다.According to an embodiment, the calculating of the compensation voltage includes calculating an error between a command voltage given from the current controller and a command voltage limited after an over-modulation operation for the command voltage, and calculating the calculated error with a low-pass filter ( Passing through a low pass filter to remove a harmonic component, and a compensation gain in the output value of the low pass filter (
Figure pat00001
It may further include calculating a compensation voltage by multiplying by ).

일 실시 예에 따르면, 상기 보상 전압은, 하기 [수학식 1]에 따라 산출될 수 있다.According to an embodiment, the compensation voltage may be calculated according to the following [Equation 1].

[수학식 1][Equation 1]

Figure pat00002
Figure pat00002

여기서,

Figure pat00003
은 산출된 보상 전압의 크기,
Figure pat00004
는 전류 제어기로부터 주어진 3상 지령 전압의 복소수 공간 벡터의 크기,
Figure pat00005
은 동적 과변조 기법에 의해 제한된 지령 전압의 복소수 공간 벡터의 크기,
Figure pat00006
는 보상 이득,
Figure pat00007
은 LPF(Low Pass Filter)의 차단 주파수를 의미한다.here,
Figure pat00003
Is the magnitude of the calculated compensation voltage,
Figure pat00004
Is the magnitude of the complex space vector of the three-phase command voltage given from the current controller,
Figure pat00005
Is the size of the complex space vector of the command voltage limited by the dynamic overmodulation technique,
Figure pat00006
Is the reward gain,
Figure pat00007
Denotes the cutoff frequency of the LPF (Low Pass Filter).

일 실시 예에 따르면, 상기 보상 전압을 산출하는 단계는, 하기 [수학식 2]에 따라 상기 3상 지령 전압의 부호를 판별하고, 상기 보상 전압을 산출하는 단계일 수 있다.According to an embodiment, the calculating of the compensation voltage may be a step of determining a sign of the three-phase command voltage according to Equation 2 below and calculating the compensation voltage.

[수학식 2] [Equation 2]

Figure pat00008
Figure pat00008

Figure pat00009
Figure pat00009

Figure pat00010
Figure pat00010

Figure pat00011
Figure pat00011

일 실시 예에 따르면, 상기 피드백 보상하는 단계 이후에, 보상된 3상 지령 전압을 이용하여 과변조 동작을 수행한 뒤, 3상 지령 전압을 출력하는 단계 및 상기 과변조 동작 후 출력된3상 지령 전압을 기초로 인버터의 스위칭 신호를 생성하고, 3상 인버터를 제어하는 단계를 더 포함할 수 있다.According to an embodiment, after the feedback compensation step, after performing an over-modulation operation using the compensated 3-phase command voltage, outputting a 3-phase command voltage, and a 3-phase command output after the over-modulation operation It may further include generating a switching signal of the inverter based on the voltage and controlling the three-phase inverter.

일 실시 예에 따르면, 상기 과변조 동작을 수행하여 3상 지령 전압을 출력하는 단계는, 동일 위상 과변조 기법, 최소 거리 과변조 기법 및 스위칭 상태 유지 과변조 기법 중 어느 하나의 과변조 방식을 이용하여 과변조 동작을 수행할 수 있다.According to an embodiment, the step of outputting the three-phase command voltage by performing the over-modulation operation uses any one of the same-phase over-modulation technique, the minimum distance over-modulation technique, and the switching state maintenance over-modulation technique. Thus, an overmodulation operation can be performed.

본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 3상 인버터 전압 보상 회로는, 전류 제어기로부터 주어진 3상 지령 전압의 크기와 인버터의 과변조 동작 시 제한된 지령 전압의 크기 간의 오차를 기초로 보상 전압을 산출하고, 상기 3상 지령 전압의 부호를 판별하고, 상기 보상 전압에 판별된 부호를 반영하여, 상기 3상 지령 전압에 피드백 보상하는 피드백 보상부, 상기 피드백 보상부의 전압 보상에 따라 얻어진 새로운 3상 지령 전압을 이용하여 인버터의 과변조 동작을 수행하는 과변조부 및 상기 과변조부의 출력을 이용하여 상기 인버터의 스위칭 신호를 생성하는 스위칭 신호 생성부를 포함한다.A three-phase inverter voltage compensation circuit according to another embodiment of the present invention calculates a compensation voltage based on an error between the size of the three-phase command voltage given from the current controller and the size of the limit command voltage during over-modulation operation of the inverter, A feedback compensation unit for determining the sign of the three-phase command voltage, reflecting the determined sign on the compensation voltage, and performing feedback compensation on the three-phase command voltage, and a new three-phase command voltage obtained according to voltage compensation of the feedback compensation unit And an over-modulation unit that performs an over-modulation operation of the inverter by using and a switching signal generation unit that generates a switching signal of the inverter by using an output of the over-modulation unit.

일 실시 예에 따르면, 상기 피드백 보상부는, 하기 [수학식 3]에 따라 상기 보상 전압을 산출하고, 하기 [수학식 4]에 따라 상기 3상 지령 전압의 부호를 판별하고, 상기 보상 전압을 피드백 보상할 수 있다.According to an embodiment, the feedback compensation unit calculates the compensation voltage according to the following [Equation 3], determines the sign of the three-phase command voltage according to the following [Equation 4], and feeds back the compensation voltage. You can compensate.

[수학식 3][Equation 3]

Figure pat00012
Figure pat00012

[수학식 4][Equation 4]

Figure pat00013
Figure pat00013

Figure pat00014
Figure pat00014

Figure pat00015
Figure pat00015

Figure pat00016
Figure pat00016

여기서,

Figure pat00017
은 산출된 보상 전압의 크기,
Figure pat00018
는 전류 제어기로부터 주어진 3상 지령 전압의 복소수 공간 벡터의 크기,
Figure pat00019
은 동적 과변조 기법에 의해 제한된 지령 전압의 복소수 공간 벡터의 크기,
Figure pat00020
는 보상 이득,
Figure pat00021
은 LPF(Low Pass Filter)의 차단 주파수를 의미한다.here,
Figure pat00017
Is the magnitude of the calculated compensation voltage,
Figure pat00018
Is the magnitude of the complex space vector of the three-phase command voltage given from the current controller,
Figure pat00019
Is the size of the complex space vector of the command voltage limited by the dynamic overmodulation technique,
Figure pat00020
Is the reward gain,
Figure pat00021
Denotes the cutoff frequency of the LPF (Low Pass Filter).

본 발명에 의하면, 교류 전동기의 출력 토크 향상을 위한 인버터의 과변조 동작 시에 인버터가 6 스텝 모드까지 운전될 수 있으며, 종래의 동적 과변조 기법만 사용한 경우보다 빠른 토크 응답 특성을 제공할 수 있으며, 특히 교류 전동기의 고속 운전 시에 출력 토크 능력을 보다 효과적으로 향상시킬 수 있다.According to the present invention, the inverter can be operated up to 6-step mode during over-modulation operation of the inverter for improving the output torque of an AC motor, and can provide faster torque response characteristics than when only the conventional dynamic over-modulation technique is used. In particular, it is possible to more effectively improve the output torque capability during high-speed operation of the AC motor.

또한, 연속 변조 방식(Continuous Pulse Width Modulation, CPWM) 뿐만 아니라 불연속 변조 방식(Discontinuous Pulse Width Modulation, DPWM)에서도 인버터의 지령 전압 보상 방식을 이용하여 인버터의 DC 입력 전압을 최대로 활용할 수 있다.In addition, not only continuous pulse width modulation (CPWM) but also discontinuous pulse width modulation (DPWM) can utilize the DC input voltage of the inverter to the maximum by using the command voltage compensation method of the inverter.

본 발명의 효과들은 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 통상의 기술자에게 명확하게 이해 될 수 있을 것이다.The effects of the present invention are not limited to the above-mentioned effects, and other effects that are not mentioned will be clearly understood by those skilled in the art from the following description.

도 1은 인버터의 과변조 동작 시 종래의 동적 과변조 기법을 적용한 경우에 대한 벡터도이다.
도 2는 도 1에 도시된 동적 과변조 기법을 적용한 경우 인버터의 전압 변조 성능을 설명하기 위한 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 인버터의 DC 입력 전압 이용률을 향상시키기 위한 3상 인버터 전압 보상 회로를 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 3상 인버터의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법의 흐름도이다.
도 5는 도 4에 도시된 피드백 보상을 위한 보상 전압 산출 단계(S120) 를 구체화한 흐름도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 DC 입력 전압 이용률 향상 방법을 사용하여 최소 거리 과변조 기법과 스위칭 상태 유지 과변조 기법을 적용한 경우의 향상된 인버터의 전압 변조 성능을 나타낸 도면이다.
도 7a, 7b 및 도 8a, 8b는PMSM(Permanent Magnet Synchronous Motor)의 약자속 제어 시 종래의 동적 과변조 기법만 적용한 경우와 본 발명을 사용하여 동적 과변조 기법을 적용한 경우의 출력 토크 (

Figure pat00022
), d, q축 전류 (
Figure pat00023
,
Figure pat00024
), 과변조 동작에 의해 수정된 a상 지령 전압 (
Figure pat00025
), 인버터의 출력 전압 변조 지수 (
Figure pat00026
)의 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.
도 9는 종래와 본 발명의 가속 성능을 비교한 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.
도 10 및 도 11은 각각 최소 거리 과변조 기법과 스위칭 상태 유지 과변조 기법을 적용한 경우, 종래와 본 발명의 전류 및 토크 응답 특성을 비교한 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.
도 12는 본 발명의 3상 인버터의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법을 적용하기 위한 교류 전동기 구동 시스템의 실험 설정을 예시적으로 나타낸 도면이다.
도 13a, 13b 및 도 14a, 14b는 PMSM(Permanent Magnet Synchronous Motor)의 약자속 제어 시 종래의 동적 과변조 기법만 적용한 경우와 본 발명을 사용하여 동적 과변조 기법을 적용한 경우의 출력 토크 (
Figure pat00027
), d, q축 전류 (
Figure pat00028
,
Figure pat00029
), 과변조 동작에 의해 수정된 a상 지령 전압 (
Figure pat00030
), 인버터의 출력 전압 변조 지수 (
Figure pat00031
)의 실험 결과를 나타낸 도면이다.
도 15는 종래와 본 발명의 가속 성능을 비교한 실험 결과 나타낸 도면이다.
도 16은 본 발명을 동적 과변조 기법 중 스위칭 상태 유지 과변조 기법에 불연속 변조 방식(Discontinuous Pulse Width Modulation, DPWM)을 적용하였을 경우의 실험 결과를 나타낸 도면이다.
도 17은 본 발명을 사용한 스위칭 상태 유지 과변조 기법에 연속 변조 방식과 불연속 변조 방식을 적용한 경우의 가속 성능을 비교한 실험 결과를 나타낸 도면이다.1 is a vector diagram for a case in which a conventional dynamic over-modulation technique is applied during over-modulation operation of an inverter.
FIG. 2 is a diagram for explaining a voltage modulation performance of an inverter when the dynamic overmodulation technique shown in FIG. 1 is applied.
3 is a diagram illustrating a three-phase inverter voltage compensation circuit for improving a DC input voltage utilization rate of an inverter according to an embodiment of the present invention.
4 is a flowchart of a method for improving a utilization rate of a DC input voltage of a three-phase inverter according to an embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a flowchart illustrating a step S120 of calculating a compensation voltage for feedback compensation shown in FIG. 4.
6 is a diagram illustrating an improved voltage modulation performance of an inverter when a minimum distance overmodulation technique and a switching state maintenance overmodulation technique are applied using a method for improving a utilization rate of a DC input voltage according to an embodiment of the present invention.
Figures 7a, 7b and 8a, 8b show the output torque when only the conventional dynamic overmodulation technique is applied when controlling the weak magnetic flux of the PMSM (Permanent Magnet Synchronous Motor) and when the dynamic overmodulation technique is applied using the present invention (
Figure pat00022
), d, q-axis current (
Figure pat00023
,
Figure pat00024
), the a-phase command voltage modified by over-modulation operation (
Figure pat00025
), the inverter's output voltage modulation index (
Figure pat00026
) Is a diagram showing the simulation result.
9 is a view showing a simulation result comparing the acceleration performance of the prior art and the present invention.
10 and 11 are diagrams showing simulation results comparing current and torque response characteristics of the present invention with the conventional case when the minimum distance overmodulation technique and the switching state maintenance overmodulation technique are applied, respectively.
12 is a diagram illustrating an experimental setup of an AC motor driving system for applying the method of improving the DC input voltage utilization rate of the three-phase inverter of the present invention.
13A, 13B and 14A, 14B show the output torque when only the conventional dynamic over-modulation technique is applied and the dynamic over-modulation technique is applied using the present invention when controlling the weak magnetic flux of a PMSM (Permanent Magnet Synchronous Motor) (
Figure pat00027
), d, q-axis current (
Figure pat00028
,
Figure pat00029
), the a-phase command voltage modified by over-modulation operation (
Figure pat00030
), the inverter's output voltage modulation index (
Figure pat00031
) Is a diagram showing the experimental results.
15 is a diagram showing experimental results comparing acceleration performance of the prior art and the present invention.
FIG. 16 is a diagram showing an experiment result when a discontinuous modulation method (Discontinuous Pulse Width Modulation (DPWM)) is applied to the switching state maintenance overmodulation method among dynamic overmodulation techniques.
17 is a diagram showing experimental results comparing acceleration performance when a continuous modulation method and a discontinuous modulation method are applied to the switching state maintenance overmodulation method using the present invention.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예를 상세히 설명한다. 본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 게시되는 실시 예에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 게시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. Advantages and features of the present invention, and a method of achieving them will become apparent with reference to the embodiments described below in detail together with the accompanying drawings. However, the present invention is not limited to the embodiments to be posted below, but may be implemented in various different forms, and only these embodiments make the posting of the present invention complete, and common knowledge in the technical field to which the present invention pertains. It is provided to completely inform the scope of the invention to those who have it, and the invention is only defined by the scope of the claims. The same reference numerals refer to the same components throughout the specification.

다른 정의가 없다면, 본 명세서에서 사용되는 모든 용어(기술 및 과학적 용어를 포함)는 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 공통적으로 이해될 수 있는 의미로 사용될 수 있을 것이다. 또 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 용어들은 명백하게 특별히 정의되어 있지 않는 한 이상적으로 또는 과도하게 해석되지 않는다. 본 명세서에서 사용된 용어는 실시 예들을 설명하기 위한 것이며 본 발명을 제한하고자 하는 것은 아니다. 본 명세서에서, 단수형은 문구에서 특별히 언급하지 않는 한 복수형도 포함한다.Unless otherwise defined, all terms (including technical and scientific terms) used in the present specification may be used as meanings that can be commonly understood by those of ordinary skill in the art to which the present invention belongs. In addition, terms defined in a commonly used dictionary are not interpreted ideally or excessively unless explicitly defined specifically. The terms used in the present specification are for describing exemplary embodiments and are not intended to limit the present invention. In this specification, the singular form also includes the plural form unless specifically stated in the phrase.

본 명세서에서 사용되는 "포함한다 (comprises)" 및/또는 "포함하는 (comprising)"은 언급된 구성 요소, 단계, 동작 및/또는 소자는 하나 이상의 다른 구성 요소, 단계, 동작 및/또는 소자의 존재 또는 추가를 배제하지 않는다.As used herein, "comprises" and/or "comprising" refers to the recited component, step, operation, and/or element, of one or more other elements, steps, operations and/or elements. It does not exclude presence or addition.

도 1은 인버터의 과변조 동작 시 종래의 동적 과변조 기법을 적용한 경우에 대한 벡터도를 나타낸다.1 shows a vector diagram of a case where a conventional dynamic over-modulation technique is applied during over-modulation operation of an inverter.

도 1을 참조하면, 지령 전압 벡터 (

Figure pat00032
), (
Figure pat00033
), (
Figure pat00034
)은 각각 3상 인버터의 6개의 유효 전압 벡터들로 이루어진 육각형을 벗어난 지령 전압 벡터 (
Figure pat00035
)에 대하여 인버터의 과변조 동작 시, 종래의 과변조 기법을 적용하여 수정된 지령 전압 벡터를 나타낸다. 구체적으로, (
Figure pat00036
)는 주어진 지령 전압 (
Figure pat00037
)의 위상은 그대로 유지하면서 그 크기만 육각형 내로 제한하는 동일 위상 과변조 기법 (Minimum-phase-error OVM)을 적용한 경우의 지령 전압 벡터이고, (
Figure pat00038
)는 주어진 지령 전압 벡터 (
Figure pat00039
)와 크기 오차가 가장 작도록 지령 전압 벡터를 육각형 내로 제한하는 최소 거리 과변조 기법 (Minimum-distance-error OVM)을 적용한 경우의 지령 전압 벡터이며, (
Figure pat00040
)은 3상 인버터의 스위칭 상태를 최대한으로 유지하기 위해 주어진 지령 전압 벡터(
Figure pat00041
)에 근접한 유효 전압 벡터가 우선적으로 인가되도록 지령 전압 벡터(
Figure pat00042
)를 육각형 내로 제한하는 스위칭 상태 유지 과변조 기법 (Switching-state OVM)을 적용한 경우의 지령 전압 벡터이다.Referring to Figure 1, the command voltage vector (
Figure pat00032
), (
Figure pat00033
), (
Figure pat00034
) Is the out-of-hexagon command voltage vector (
Figure pat00035
), when the inverter is over-modulated, it shows the command voltage vector modified by applying the conventional over-modulation technique. Specifically, (
Figure pat00036
) Is the given command voltage (
Figure pat00037
) Is a command voltage vector in the case of applying the same-phase overmodulation technique (Minimum-phase-error OVM), which keeps the phase of) and restricts its size to within the hexagon, and (
Figure pat00038
) Is the given command voltage vector (
Figure pat00039
) And the command voltage vector in the case of applying the minimum-distance-error OVM (minimum-distance-error OVM) limiting the command voltage vector within the hexagon so that the size error is the smallest, (
Figure pat00040
) Is the given command voltage vector (
Figure pat00041
The command voltage vector (
Figure pat00042
It is the command voltage vector when the switching-state OVM (Switching-state OVM) is applied, which limits) to within a hexagon.

도 2는 도 1에 도시된 동적 과변조 기법들이 적용된 경우에 인버터의 전압 변조 성능을 설명하기 위한 도면이다.FIG. 2 is a diagram illustrating a voltage modulation performance of an inverter when the dynamic overmodulation techniques shown in FIG. 1 are applied.

여기서, 지령 전압 변조 지수(

Figure pat00043
)는 인버터의 6 스텝 동작 시 출력 상전압의 기본파 성분 (
Figure pat00044
)과 인버터의 출력 상전압에 포함된 기본파 성분(
Figure pat00045
)의 비로서, [수학식 1]에 따라 산출될 수 있다. Here, the command voltage modulation index (
Figure pat00043
) Is the fundamental wave component of the output phase voltage (
Figure pat00044
) And the fundamental wave component included in the output phase voltage of the inverter (
Figure pat00045
), it can be calculated according to [Equation 1].

[수학식 1][Equation 1]

Figure pat00046
Figure pat00046

한편, 출력 전압 변조 지수(

Figure pat00047
)가 0.907을 초과하는 영역(
Figure pat00048
>0.907,
Figure pat00049
)은 SVPWM을 사용한 3상 인버터의 과변조 영역에 해당한다.Meanwhile, the output voltage modulation index (
Figure pat00047
) Exceeding 0.907 (
Figure pat00048
>0.907,
Figure pat00049
) Corresponds to the overmodulation area of the 3-phase inverter using SVPWM.

도 2를 참조하면, 상술한 종래의 동적 과변조 기법을 적용한 경우의 지령 전압 변조 지수(

Figure pat00050
)와 인버터의 출력 전압 변조 지수(
Figure pat00051
) 간의 관계는 비선형적임을 알 수 있으며, 이로 인해 인버터의 전압 이득이 1보다 상당히 작아져 인버터의 6 스텝 모드에서의 동작이 어렵다. 따라서 기존의 과변조 기법으로는 인버터의 DC 입력 전압을 충분히 활용하지 못하여 교류 전동기 구동 시 출력 토크 능력을 최대한으로 활용하는 것이 불가능해진다.Referring to FIG. 2, a command voltage modulation index when the above-described conventional dynamic overmodulation technique is applied (
Figure pat00050
) And the output voltage modulation index of the inverter (
Figure pat00051
It can be seen that the relationship between) is nonlinear, and because of this, the voltage gain of the inverter is significantly smaller than 1, making it difficult to operate the inverter in 6-step mode. Therefore, the existing overmodulation technique does not sufficiently utilize the DC input voltage of the inverter, making it impossible to maximize the output torque capability when driving an AC motor.

이에 따라 기존의 동적 과변조 방식에서의 감소된 전압 이득을 보상하기 위한 방법이 필요하며, 이하 본 발명에서 감소된 전압 이득을 보상하는 방법에 대하여 구체적으로 설명하도록 한다.Accordingly, a method for compensating for the reduced voltage gain in the existing dynamic overmodulation method is required, and a method for compensating for the reduced voltage gain in the present invention will be described in detail below.

도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 인버터의 DC 입력 전압 이용률 향상을 위한 3상 인버터 전압 보상 회로(100)를 나타낸 도면이고, 도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 3상 인버터의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법의 흐름도이며, 도 5는 도 4에 도시된 피드백 보상을 위한 보상 전압 산출 단계(S120)를 구체화한 흐름도이다.3 is a diagram showing a three-phase inverter voltage compensation circuit 100 for improving the DC input voltage utilization rate of the inverter according to an embodiment of the present invention, and FIG. 4 is a DC of a three-phase inverter according to an embodiment of the present invention. It is a flowchart of a method for improving the utilization rate of the input voltage, and FIG. 5 is a flowchart illustrating a step S120 of calculating a compensation voltage for feedback compensation shown in FIG. 4.

도 3 및 4를 참조하면, 3상 인버터 전압 보상 회로(100)는 전류 제어기로부터 주어지는 3상 지령 전압을 입력 받는다(S110). 3 and 4, the three-phase inverter voltage compensation circuit 100 receives a three-phase command voltage from a current controller (S110).

S110 단계 이후, 3상 인버터 전압 보상 회로(100)는 교류 전동기의 출력 토크 성능을 향상시키기 위한 동적 과변조 동작 시, 인버터의 전압 이득을 향상시키기 위해 제한된 전압을 피드백 보상하기 위한 보상 전압을 산출한다(S120).After step S110, the three-phase inverter voltage compensation circuit 100 calculates a compensation voltage for feedback compensation of the limited voltage to improve the voltage gain of the inverter during a dynamic overmodulation operation to improve the output torque performance of the AC motor. (S120).

보다 구체적으로 도 5를 참조하면, 3상 인버터 전압 보상 회로(100)는 전류 제어기로부터 주어진 3상 지령 전압 (

Figure pat00052
)의 복소수 공간 벡터의 크기(|
Figure pat00053
|)와 과변조 동작에 의해 수정된 3상 지령 전압 (
Figure pat00054
)의 복소수 공간 벡터의 크기(|
Figure pat00055
|) 차이, 즉 오차(|
Figure pat00056
|-|
Figure pat00057
|)를 산출할 수 있다(S120-1). 여기서, 과변조 동작 후 수정된 지령 전압은 상술한 기존의 동적 과변조 방식 중 어느 하나의 방식으로 수행되어 변경된 지령 전압을 의미하며, 각각 [수학식 2]와 같이 산출될 수 있다.More specifically, referring to Figure 5, the three-phase inverter voltage compensation circuit 100 is a three-phase command voltage (
Figure pat00052
) Of the complex spatial vector of (|
Figure pat00053
|) and the three-phase command voltage (
Figure pat00054
) Of the complex spatial vector of (|
Figure pat00055
|) difference, or error (|
Figure pat00056
|-|
Figure pat00057
|) can be calculated (S120-1). Here, the modified command voltage after the over-modulation operation refers to a command voltage that has been changed by performing any one of the above-described existing dynamic over-modulation methods, and can be calculated as in [Equation 2].

[수학식 2][Equation 2]

Figure pat00058
Figure pat00058

Figure pat00059
Figure pat00059

Figure pat00060
Figure pat00060

S120-1 단계를 통해 인버터의 과변조 동작 시 제한된 지령 전압 간의 오차가 산출된 이후, 3상 인버터 전압 보상 회로(100)는 산출된 오차를 저역 통과 필터(Low Pass Filter, LPF)에 통과시켜, 고조파 성분을 제거할 수 있다(S120-2). 구체적으로, 교류 전동기의 출력 토크 능력 향상을 위한 인버터의 과변조 동작 시에는 지령 전압의 기본파 성분의 크기와 함께 고조파 성분의 크기도 함께 증가하게 된다. 그에 따라, 지령 전압 크기 성분 간의 오차를 전압 보상에 이용하는 경우, 지령 전압에 포함된 고조파 성분을 제거해야 한다. After the error between the limited command voltage is calculated during the overmodulation operation of the inverter through step S120-1, the three-phase inverter voltage compensation circuit 100 passes the calculated error through a low pass filter (LPF), The harmonic component can be removed (S120-2). Specifically, during overmodulation operation of the inverter to improve the output torque capability of the AC motor, the magnitude of the fundamental wave component of the command voltage and the magnitude of the harmonic component also increase. Accordingly, when an error between the command voltage magnitude components is used for voltage compensation, a harmonic component included in the command voltage must be removed.

S120-2 단계를 통해 고조파 성분을 제거한 이후, 3상 인버터 전압 보상 회로(100)는 저역 통과 필터의 출력 값에 보상 이득(

Figure pat00061
)을 곱하여 보상 전압(|
Figure pat00062
|)을 산출할 수 있다(S120-3). 여기서, 보상 이득(
Figure pat00063
)은 과변조 성능에 영향을 미치는 요소로서, 보상 이득(
Figure pat00064
) 값이 클수록 인버터의 전압 이득이 증가하지만, 출력 토크의 리플이 커지게 된다. 그에 따라, 보상 전압(|
Figure pat00065
|)을 산출하기 위한 보상 이득(
Figure pat00066
) 값은 이를 고려하여 적절한 값으로 선정될 수 있다 (
Figure pat00067
).After removing the harmonic component through step S120-2, the three-phase inverter voltage compensation circuit 100 is compensated for the output value of the low-pass filter (
Figure pat00061
) By multiplying the compensation voltage (|
Figure pat00062
|) can be calculated (S120-3). Here, the compensation gain (
Figure pat00063
) Is a factor that affects the overmodulation performance, and the compensation gain (
Figure pat00064
) As the value increases, the voltage gain of the inverter increases, but the ripple of the output torque increases. Accordingly, the compensation voltage (|
Figure pat00065
Compensation gain (
Figure pat00066
) The value can be selected as an appropriate value taking this into account (
Figure pat00067
).

아울러, 상술한 단계들을 통해 산출한 각 요소들을 조합하여 보상 전압(|

Figure pat00068
|)은 [수학식 3]과 같이 산출될 수 있다.In addition, by combining the elements calculated through the above steps, the compensation voltage (|
Figure pat00068
|) can be calculated as in [Equation 3].

[수학식 3][Equation 3]

Figure pat00069
Figure pat00069

다시, 도 3 및 도 4에 대한 설명으로 돌아가, S120 단계 이후, 3상 인버터 전압 보상 회로(100)는 전류 제어기로부터 주어진 초기 3상 지령 전압의 부호를 각각 판별한 뒤, 산출한 보상 전압(|

Figure pat00070
|)에 판별한 부호를 반영하여 3상 지령 전압에 피드백 보상한다(S130). 아울러, 초기 3상 지령 전압에 보상 전압(|
Figure pat00071
|)을 피드백 하는 방식은 [수학식 4]와 같다.Again, returning to the description of FIGS. 3 and 4, after step S120, the three-phase inverter voltage compensation circuit 100 determines the sign of the initial three-phase command voltage given from the current controller, and then the calculated compensation voltage (|
Figure pat00070
By reflecting the discriminated sign in |), the three-phase command voltage is subjected to feedback compensation (S130). In addition, the compensation voltage (|
Figure pat00071
The method of feeding |) is the same as in [Equation 4].

[수학식 4][Equation 4]

Figure pat00072
Figure pat00072

Figure pat00073
Figure pat00073

Figure pat00074
Figure pat00074

Figure pat00075
Figure pat00075

여기서,

Figure pat00076
는 지령 전압 (
Figure pat00077
)의 부호를 결정하는 함수이다.here,
Figure pat00076
Is the command voltage (
Figure pat00077
This function determines the sign of ).

S130 단계 이후, 3상 인버터 전압 보상 회로(100)는 보상된 3상 지령 전압 (

Figure pat00078
Figure pat00079
,
Figure pat00080
)을 이용하여 과변조 동작을 수행하고(S140), 과변조 동작 후 출력된 지령 전압을 기초로 인버터의 스위칭 신호를 생성하여(S150), 3상 인버터를 제어한다.After step S130, the three-phase inverter voltage compensation circuit 100 is compensated for the three-phase command voltage (
Figure pat00078
Figure pat00079
,
Figure pat00080
) To perform an over-modulation operation (S140), generate a switching signal of the inverter based on the command voltage output after the over-modulation operation (S150), and control the three-phase inverter.

한편, 본 발명의 3상 인버터 전압 보상 회로(100)는 도 3에 도시된 S120, S130 단계를 수행하는 피드백 보상부, S140 단계를 수행하는 과변조부 및 S150 단계를 수행하는 스위치 생성부로 나누어질 수 있다. 구체적으로, 산출된 보상 전압을 이용한 피드백 보상부는 전류 제어기로부터 주어진 지령 전압의 크기(|

Figure pat00081
|)와 과변조 동작에 의해 수정된 지령 전압의 크기(|
Figure pat00082
|) 간의 오차(|
Figure pat00083
|-|
Figure pat00084
|)를 기초로 보상 전압(|
Figure pat00085
|)을 산출하고, 전류 제어기로부터 주어진 3상 지령 전압의 부호를 판별한 뒤, 보상 전압(|
Figure pat00086
|)을 3상 지령 전압에 피드백 보상할 수 있다.Meanwhile, the three-phase inverter voltage compensation circuit 100 of the present invention is divided into a feedback compensation unit performing steps S120 and S130 shown in FIG. 3, an overmodulation unit performing step S140, and a switch generating unit performing step S150. I can. Specifically, the feedback compensation unit using the calculated compensation voltage is the magnitude of the command voltage given from the current controller (|
Figure pat00081
|) and the magnitude of the command voltage corrected by the over-modulation operation (|
Figure pat00082
Error between (|
Figure pat00083
|-|
Figure pat00084
Based on |), the compensation voltage (|
Figure pat00085
Calculate |), determine the sign of the given 3-phase command voltage from the current controller, and then calculate the compensation voltage (|
Figure pat00086
|) can be feedback-compensated to the 3-phase command voltage.

과변조부는 피드백 보상부에 의해 보상된 3상 지령 전압을 이용하여 인버터의 과변조 동작을 수행할 수 있으며, 스위칭 신호 생성부는 과변조부의 출력을 이용하여 인버터의 스위칭 신호를 생성하고, 제어부가 이를 기초로 인버터를 제어할 수 있다.The over-modulation unit can perform an over-modulation operation of the inverter by using the three-phase command voltage compensated by the feedback compensation unit, and the switching signal generator generates a switching signal of the inverter by using the output of the over-modulation unit, and You can control the inverter on the basis.

이와 같이, 3상 인버터 전압 보상 회로(100)는 동적 과변조 기법을 적용한 경우의 DC 입력 전압 이용률을 향상시키기 위하여 과변조 동작 시 제한된 지령 전압의 오차를 이용하여 보상 전압을 산출할 수 있으며, 이를 이용하여 인버터의 전압 이득을 향상시킴으로써, 교류 전동기 구동 시 출력 토크 능력이 종래의 동적 과변조 기법만 적용한 경우에 비해 효과적으로 향상될 수 있으며, 빠른 토크 응답 특성 또한 얻을 수 있다.In this way, the three-phase inverter voltage compensation circuit 100 can calculate the compensation voltage by using the error of the limited command voltage during over-modulation operation in order to improve the DC input voltage utilization rate when the dynamic over-modulation technique is applied. By improving the voltage gain of the inverter by using it, the output torque capability when driving the AC motor can be effectively improved compared to the case where only the conventional dynamic overmodulation technique is applied, and fast torque response characteristics can also be obtained.

이하에서는 본 발명의 교류 전동기의 출력 토크 향상을 위한 3상 인버터의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법을 이용하였을 때 종래 기술과의 차이점을 도면을 참조하여 비교하면서 상세히 설명하도록 한다.Hereinafter, when the method of improving the DC input voltage utilization rate of a three-phase inverter for improving the output torque of an AC motor of the present invention is used, differences from the prior art will be described in detail with reference to the drawings.

본 발명의 유효성을 검증하기 위해, 800W, 2000r/min 로 동작하는 PSMS(Permanent Magnet Synchronous Motor)를 이용하여 시뮬레이션을 수행하였으며, 출력 토크 성능이 향상됨을 보다 효과적으로 확인할 수 있는 약자속 제어 방법을 적용하도록 한다.To verify the effectiveness of the present invention, simulation was performed using a PSMS (Permanent Magnet Synchronous Motor) operating at 800W and 2000r/min, and to apply a weak magnetic flux control method that can more effectively confirm that the output torque performance is improved. do.

도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 DC 입력 전압 이용률 향상 방법을 사용하여 최소 거리 과변조 기법과 스위칭 상태 유지 과변조 기법을 적용한 경우의 향상된 인버터의 전압 변조 성능을 나타낸 도면이다.6 is a diagram illustrating an improved voltage modulation performance of an inverter when a minimum distance overmodulation technique and a switching state maintenance overmodulation technique are applied using a method for improving a utilization rate of a DC input voltage according to an embodiment of the present invention.

도 6을 참조하면, 인버터의 과변조 동작 시 기존의 최소 거리 과변조 기법(Minimum-distance-error OVM)만 사용하는 경우 (1번) 인버터가 6 스텝 모드까지 동작될 수 없는 반면, 본 발명의 인버터의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법을 사용하여 최소 거리 과변조 동작을 수행하는 경우 (3번) 전압 이득이 향상되어 인버터가 6 스텝 모드까지 운전될 수 있다. Referring to FIG. 6, when only the existing minimum-distance-error OVM is used during over-modulation operation of the inverter (No. 1), the inverter cannot be operated up to 6-step mode. When the minimum distance overmodulation operation is performed using the method of improving the DC input voltage utilization rate of the inverter (No. 3), the voltage gain is improved and the inverter can be operated up to 6 step mode.

또한 본 발명을 사용한 스위칭 상태 유지 과변조 기법(Switching-state OVM)을 사용하는 경우 (4번) 종래의 스위칭 상태 유지 과변조 기법만 사용하는 경우 (2번)보다 6 스텝 모드로의 빠른 전환이 가능해진다. 특히, 스위칭 상태 유지 과변조 기법에 본 발명을 적용하는 경우 인버터의 DC 전압 이용률이 더 향상될 수 있어 출력 토크 능력을 좀 더 효과적으로 향상시킬 수 있다. In addition, in the case of using the switching-state OVM method using the present invention (No. 4), it is faster to switch to the 6-step mode than in the case of using only the conventional switching state maintenance over-modulation method (No. 2). It becomes possible. In particular, when the present invention is applied to the switching state maintenance overmodulation technique, the DC voltage utilization rate of the inverter can be further improved, and the output torque capability can be more effectively improved.

아울러, 시뮬레이션에 사용된 PMSM의 파라미터는 [표 1]과 같을 수 있으며, 스위칭 주파수는 10kHz, 전류 제어의 샘플링 주기는 100㎲일 수 있다.In addition, the parameters of the PMSM used in the simulation may be as shown in [Table 1], the switching frequency may be 10 kHz, and the sampling period of the current control may be 100 μs.

ParametersParameters ValueValue

Figure pat00087
Figure pat00087
800 W800 W
Figure pat00088
Figure pat00088
 2.7 N
Figure pat00089
m2.7 N
Figure pat00089
m
Figure pat00090
Figure pat00090
 4 A4 A
Figure pat00091
Figure pat00091
 2000 r/min2000 r/min
Figure pat00092
Figure pat00092
 220 V220 V PP 8 poles8 poles
Figure pat00093
Figure pat00093
 1.8 Ω1.8 Ω
Figure pat00094
Figure pat00094
 7.8 mH7.8 mH
Figure pat00095
Figure pat00095
 12.5 mH12.5 mH
Figure pat00096
Figure pat00096
 0.114 Wb0.114 Wb

도 7a, 7b 및 도 8a, 8b는PMSM(Permanent Magnet Synchronous Motor)의 약자속 제어 시 종래의 동적 과변조 기법만 적용한 경우와 본 발명을 사용하여 동적 과변조 기법을 적용한 경우의 출력 토크 (

Figure pat00097
), d, q축 전류 (
Figure pat00098
,
Figure pat00099
), 과변조 동작에 의해 수정된 a상 지령 전압 (
Figure pat00100
), 인버터의 출력 전압 변조 지수 (
Figure pat00101
)의 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.Figures 7a, 7b and 8a, 8b show the output torque when only the conventional dynamic overmodulation technique is applied when controlling the weak magnetic flux of the PMSM (Permanent Magnet Synchronous Motor) and when the dynamic overmodulation technique is applied using the present invention (
Figure pat00097
), d, q-axis current (
Figure pat00098
,
Figure pat00099
), the a-phase command voltage modified by over-modulation operation (
Figure pat00100
), the inverter's output voltage modulation index (
Figure pat00101
) Is a diagram showing the simulation result.

도 7a 및 7b를 참조하면, 도 7a는 종래의 최소 거리 과변조 기법만 적용한 경우이며, 도 7b는 본 발명을 사용한 최소 거리 과변조 기법을 적용한 경우이다. 7A and 7B, FIG. 7A is a case in which only the conventional minimum distance overmodulation technique is applied, and FIG. 7B is a case in which the minimum distance overmodulation technique using the present invention is applied.

구체적으로, 도 7a를 참조하면, 종래의 과변조 방식을 이용하면 전압 변조 지수(

Figure pat00102
= 1.2)의 지령 전압에 대하여 인버터의 실제 출력 전압 변조 지수(
Figure pat00103
)가 0.969까지로 제한되지만, 도 7b를 참조하면, 본 발명의 과변조 방식을 이용하였을 때, 실제 출력 전압 변조 지수(
Figure pat00104
)가 0.996까지 향상된 것을 알 수 있다. Specifically, referring to FIG. 7A, when a conventional overmodulation method is used, the voltage modulation index (
Figure pat00102
= 1.2), the actual output voltage modulation index of the inverter (
Figure pat00103
) Is limited to 0.969, but referring to FIG. 7B, when the overmodulation method of the present invention is used, the actual output voltage modulation index (
Figure pat00104
) Is improved to 0.996.

또한, 도 8a 및 도 8b는 스위칭 상태 유지 과변조 기법에 대한 시뮬레이션 결과로서, 도 8a와 같이 종래의 과변조 방식을 이용하면 전압 변조 지수(

Figure pat00105
= 1.2)의 지령 전압에 대하여 인버터의 실제 출력 전압 변조 지수(
Figure pat00106
)가 0.988까지로 제한되지만, 도 8b와 같이 본 발명의 과변조 방식을 이용하였을 때, 실제 출력 전압 변조 지수(
Figure pat00107
)가 1로 향상된 것을 알 수 있다.In addition, FIGS. 8A and 8B are simulation results of the switching state maintenance overmodulation technique. As shown in FIG. 8A, when the conventional overmodulation method is used, the voltage modulation index (
Figure pat00105
= 1.2), the actual output voltage modulation index of the inverter (
Figure pat00106
) Is limited to 0.988, but when the overmodulation method of the present invention is used as shown in FIG. 8B, the actual output voltage modulation index (
Figure pat00107
) Is improved to 1.

이와 같이, 본 발명을 사용한 스위칭 상태 유지 과변조 기법에 대해서 인버터는 6 스텝 모드(

Figure pat00108
=1)까지 동작 될 수 있음을 확인할 수 있으며, 본 발명에 도시되지는 않았지만 최소 거리 과변조 기법에 대해서도 6 스텝 동작이 가능할 수 있다. As described above, for the switching state maintenance overmodulation technique using the present invention, the inverter is in 6 step mode (
Figure pat00108
It can be seen that it can operate up to =1), and although not shown in the present invention, a 6-step operation may be possible even for the minimum distance overmodulation technique.

즉, 본 발명의 3상 인버터의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법을 이용하면 종래의 과변조 기법을 적용한 경우의 감소된 전압 이득을 보상함으로써, 인버터의 DC 입력 전압 이용률을 향상시킬 수 있다.That is, if the method of improving the DC input voltage utilization rate of the three-phase inverter of the present invention is used, the DC input voltage utilization rate of the inverter may be improved by compensating for a reduced voltage gain when a conventional over-modulation technique is applied.

도 9는 종래와 본 발명의 가속 성능을 비교한 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면으로서, 도 9를 참조하면, 본 발명(c, d)을 이용하면 종래(a, b)의 동적 과변조 방식보다 동일한 속도에 도달하는 시간이 더 짧음을 알 수 있다. 즉, 본 발명의 3상 인버터의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법을 이용하면 출력 토크의 능력을 효과적으로 향상시킬 수 있다.9 is a view showing a simulation result comparing the acceleration performance of the prior art and the present invention. Referring to FIG. 9, when the present invention (c, d) is used, the same speed than the conventional dynamic overmodulation method (a, b) It can be seen that the time to reach is shorter. That is, if the method of improving the DC input voltage utilization rate of the three-phase inverter of the present invention is used, the capability of the output torque can be effectively improved.

도 10 및 도 11은 각각 최소 거리 과변조 기법과 스위칭 상태 유지 과변조 기법을 적용한 경우, 종래와 본 발명의 전류 및 토크 응답 특성을 비교한 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.10 and 11 are diagrams showing simulation results comparing current and torque response characteristics of the present invention with the conventional case when the minimum distance overmodulation technique and the switching state maintenance overmodulation technique are applied, respectively.

도 10 및 도 11을 참조하면, (a)는 종래의 동적 과변조 기법만 적용한 경우이고, (b)는 본 발명을 사용한 동적 과변조 기법을 적용한 경우로서, 본 발명에 따른 DC 입력 전압 이용률 향상 방법을 사용하여 종래 방법보다 출력 토크 응답 특성을 향상시킬 수 있음을 확인할 수 있다.10 and 11, (a) is a case where only the conventional dynamic over-modulation technique is applied, and (b) is a case in which the dynamic over-modulation technique using the present invention is applied, and the DC input voltage utilization rate according to the present invention is improved. It can be seen that the output torque response characteristics can be improved compared to the conventional method by using the method.

지금까지 도 7 내지 도 11을 참조하여, 본 발명의 3상 인버터의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법을 시뮬레이션 결과를 이용하여 종래와 비교하였으며, 이하에서는 실제로 본 발명의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법을 적용한 실험 결과를 통해 본 발명의 유효성을 입증한다.Up to now, with reference to FIGS. 7 to 11, the method for improving the DC input voltage utilization rate of the three-phase inverter of the present invention was compared with the conventional one by using the simulation result. Hereinafter, an experiment in which the method for improving the DC input voltage utilization rate of the present invention was applied. The results demonstrate the effectiveness of the present invention.

도 12는 본 발명의 3상 인버터의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법을 적용하기 위한 교류 전동기 구동 시스템의 실험 설정을 예시적으로 나타낸 도면이고, 도 13a, 13b 및 도 14a, 14b는 각각 PMSM(Permanent Magnet Synchronous Motor)의 약자속 제어 시 종래의 과변조 기법만 적용한 경우와 본 발명을 사용하여 동적 과변조 기법을 적용한 경우의 실험 결과를 나타낸 도면이다. 여기서, 도13, 14는 각각 최소 거리 과변조 기법, 스위칭 상태 유지 과변조 기법에 대한 결과를 나타내며, a, b는 각각 종래 방법, 본 발명을 사용한 방법의 특성을 나타낸다. 또한 도 15는 종래와 본 발명의 가속 성능을 비교한 실험 결과를 나타낸 도면이다.12 is a diagram illustrating an experimental setup of an AC motor driving system for applying the method of improving the DC input voltage utilization rate of the three-phase inverter of the present invention, and FIGS. 13A, 13B and 14A, 14B are respectively PMSM (Permanent Magnet A diagram showing the experimental results when only the conventional over-modulation technique is applied and the dynamic over-modulation technique is applied using the present invention when controlling the weak magnetic flux of a synchronous motor). Here, Figs. 13 and 14 show the results of the minimum distance overmodulation technique and the switching state maintenance overmodulation technique, respectively, and a and b show characteristics of the conventional method and the method using the present invention, respectively. In addition, FIG. 15 is a diagram showing experimental results comparing acceleration performance of the prior art and the present invention.

도 13, 14의 전동기의 특성을 비교한 결과는 도 7, 8에 도시된 시뮬레이션 결과와 유사함을 알 수 있다. 또한, 도 15의 가속 성능에 대한 실험 결과 역시 도 9에 도시된 시뮬레이션 결과와 유사함을 알 수 있다. 따라서 본 발명의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법을 이용하면 종래 방법보다 향상된 출력 토크 성능을 얻을 수 있음을 확인할 수 있다.It can be seen that the result of comparing the characteristics of the electric motors of FIGS. 13 and 14 is similar to the simulation results shown in FIGS. 7 and 8. In addition, it can be seen that the experimental results for the acceleration performance of FIG. 15 are also similar to the simulation results shown in FIG. 9. Therefore, it can be seen that the improved output torque performance than the conventional method can be obtained by using the method of improving the utilization rate of DC input voltage of the present invention.

도 16은 본 발명을 동적 과변조 기법 중 스위칭 상태 유지 과변조 기법에 불연속 변조 방식(Discontinuous Pulse Width Modulation, DPWM)을 적용하였을 경우의 실험 결과를 나타낸 도면이다.FIG. 16 is a diagram showing an experiment result when a discontinuous modulation method (Discontinuous Pulse Width Modulation, DPWM) is applied to the switching state maintenance overmodulation method among dynamic overmodulation techniques.

도 16을 참조하면, a~d는 각각 PMSM의 약자속 제어 시 30 ° DPWM, 60 °(+ 30 °) DPWM, 60 °(-30 °) DPWM 및 60 ° DPWM에 대한 결과를 나타내며, 3상 인버터는 모든 불연속 변조 방식에서 6스텝 모드(M = 1)까지 동작할 수 있으며, 우수한 전류 제어 응답 특성을 얻을 수 있음을 확인할 수 있다. 즉, 본 발명의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법을 이용하면, 연속 변조 방식과 불연속 변조 방식 모두에 대해서 교류 전동기의 출력 토크 성능을 효과적으로 향상시킬 수 있다.Referring to FIG. 16, a to d represent the results for 30 ° DPWM, 60 ° (+ 30 °) DPWM, 60 ° (-30 °) DPWM and 60 ° DPWM when controlling the weak magnetic flux of PMSM, respectively, It can be seen that the inverter can operate up to 6-step mode ( M = 1) in all discontinuous modulation schemes and obtain excellent current control response characteristics. That is, if the DC input voltage utilization improvement method of the present invention is used, the output torque performance of the AC motor can be effectively improved for both the continuous modulation method and the discontinuous modulation method.

도 17은 본 발명을 사용한 스위칭 상태 유지 과변조 기법에 연속 변조 방식과 불연속 변조 방식을 적용한 경우의 가속 성능을 비교한 실험 결과를 나타낸 도면이다.17 is a diagram showing experimental results comparing acceleration performance when a continuous modulation method and a discontinuous modulation method are applied to the switching state maintenance overmodulation method using the present invention.

도 17을 참조하면, PWM 방식들의 가속 성능은 속도가 증가함에 따라 거의 유사한 것을 알 수 있으며, 결과적으로, 교류 전동기의 약자속 제어 시 본 발명의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법을 사용하여 인버터의 전압 이득을 향상시킴으로써 출력 토크 성능을 효과적으로 향상시킬 수 있음을 확인할 수 있다.Referring to FIG. 17, it can be seen that the acceleration performance of the PWM methods is almost similar as the speed increases, and as a result, the voltage gain of the inverter using the method of improving the DC input voltage utilization rate of the present invention when controlling the weak magnetic flux of the AC motor. It can be seen that by improving the output torque performance can be effectively improved.

아울러, 최소 거리 과변조 기법 과변조 방식의 경우에는 60 ° DPWM 방식과 연속 PWM 방식만이 인버터를 6 스텝 모드까지 동작시킬 수 있어, 해당 방식에 대해서 효과적인 출력 토크 향상을 기대할 수 있다.In addition, in the case of the minimum distance over-modulation method and the over-modulation method, only the 60° DPWM method and the continuous PWM method can operate the inverter up to 6-step mode, so that effective output torque improvement can be expected for the corresponding method.

지금까지 본 발명의 일 실시 예에 따른 3상 인버터의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법을 이용한 시뮬레이션과 실험 결과에 대하여 설명하였다. 본 발명에 따르면, 인버터의 과변조 동작 시 제한된 지령 전압의 오차를 이용하여 보상 전압을 산출한 뒤, 이를 전류 제어기로부터 주어진 초기 3상 지령 전압에 보상함으로써 인버터를 6 스텝 모드까지 동작시킬 수 있으며, 이로 인해DC 입력 전압을 최대한으로 활용할 수 있다. 따라서 교류 전동기 구동 시 출력 토크 능력을 효과적으로 향상시킬 수 있으며, 빠른 토크 응답 특성을 얻을 수 있다. 특히 전류 제어를 위한 전압 여유가 부족한 약자속 제어 시에 본 발명에 따른 방법을 사용하는 경우 출력 토크 향상 효과를 뚜렷하게 확인할 수 있다.Up to now, simulation and experimental results using a method of improving the DC input voltage utilization rate of a three-phase inverter according to an embodiment of the present invention have been described. According to the present invention, the inverter can be operated up to a 6-step mode by calculating a compensation voltage using an error of a limited command voltage during overmodulation operation of the inverter and compensating for the initial 3-phase command voltage given from the current controller. This allows the maximum use of the DC input voltage. Therefore, when the AC motor is driven, the output torque capability can be effectively improved, and a fast torque response characteristic can be obtained. In particular, when the method according to the present invention is used for controlling the weak magnetic flux in which the voltage margin for current control is insufficient, the effect of improving the output torque can be clearly confirmed.

이상 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시 예들을 설명하였지만, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시 예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다.Embodiments of the present invention have been described above with reference to the accompanying drawings, but those of ordinary skill in the art to which the present invention pertains can be implemented in other specific forms without changing the technical spirit or essential features. You can understand. Therefore, it should be understood that the embodiments described above are illustrative and non-limiting in all respects.

100: 3상 인버터 전압 보상 회로100: 3-phase inverter voltage compensation circuit

Claims (8)

교류 전동기의 출력 토크 향상을 위해3상 인버터 전압 보상 회로가 수행하는 DC 입력 전압 이용률 향상 방법으로서,
전류 제어기로부터 주어진 3상 지령 전압을 입력 받는 단계;
인버터의 과변조 동작 시 제한된 전압을 피드백 보상하기 위한 보상 전압을 산출하는 단계; 및
상기 3상 지령 전압의 부호를 판별하고, 상기 보상 전압에 판별된 부호를 반영하여, 상기 3상 지령 전압에 피드백 보상하는 단계;
를 포함하는 3상 인버터의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법.As a method of improving the DC input voltage utilization rate performed by a three-phase inverter voltage compensation circuit to improve the output torque of an AC motor,
Receiving a given three-phase command voltage from a current controller;
Calculating a compensation voltage for feedback-compensating the limited voltage during overmodulation operation of the inverter; And
Determining a sign of the three-phase command voltage, reflecting the determined sign on the compensation voltage, and performing feedback compensation on the three-phase command voltage;
Method for improving the DC input voltage utilization of the three-phase inverter comprising a. 제1항에 있어서,
상기 보상 전압을 산출하는 단계는,
상기 전류 제어기로부터 주어진 지령 전압의 크기와 과변조 동작 후 제한된 지령 전압의 크기 간의 오차를 산출하는 단계;
산출된 전압 오차를 저역 통과 필터(Low Pass Filter)에 통과시켜 고조파 성분을 제거하는 단계; 및
상기 저역 통과 필터의 출력 값에 보상 이득(
Figure pat00109
)을 곱하여 보상 전압을 산출하는 단계;
를 더 포함하는 3상 인버터의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법.The method of claim 1,
The step of calculating the compensation voltage,
Calculating an error between a magnitude of a command voltage given from the current controller and a magnitude of a limited command voltage after an overmodulation operation;
Removing the harmonic component by passing the calculated voltage error through a low pass filter; And
The compensation gain (
Figure pat00109
Calculating a compensation voltage by multiplying by );
Method for improving the DC input voltage utilization of the three-phase inverter further comprising. 제2항에 있어서,
상기 보상 전압은,
하기 [수학식 1]에 따라 산출되는, 3상 인버터의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법.
[수학식 1]
Figure pat00110

여기서,
Figure pat00111
은 보상 전압의 크기,
Figure pat00112
는 전류 제어기로부터 주어진 3상 지령 전압의 복소수 공간 벡터의 크기,
Figure pat00113
은 동적 과변조 방식에 의해 제한된 지령 전압의 복소수 공간에서의 크기,
Figure pat00114
는 보상 이득,
Figure pat00115
은 LPF(Low Pass Filter)의 차단 주파수를 의미한다.The method of claim 2,
The compensation voltage is,
A method of improving the DC input voltage utilization rate of a three-phase inverter, calculated according to the following [Equation 1].
[Equation 1]
Figure pat00110

here,
Figure pat00111
Is the magnitude of the compensation voltage,
Figure pat00112
Is the magnitude of the complex space vector of the three-phase command voltage given from the current controller,
Figure pat00113
Is the magnitude of the command voltage in the complex space limited by the dynamic overmodulation method,
Figure pat00114
Is the reward gain,
Figure pat00115
Denotes the cutoff frequency of the LPF (Low Pass Filter). 제3항에 있어서,
상기 보상 전압을 산출하는 단계는,
하기 [수학식 2]에 따라 상기 3상 지령 전압의 부호를 판별하고, 상기 보상 전압을 산출하는 단계인, 3상 인버터의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법.
[수학식 2]
Figure pat00116

Figure pat00117

Figure pat00118


Figure pat00119
The method of claim 3,
The step of calculating the compensation voltage,
In the step of determining the sign of the three-phase command voltage and calculating the compensation voltage according to the following [Equation 2], a method of improving the DC input voltage utilization rate of a three-phase inverter.
[Equation 2]
Figure pat00116

Figure pat00117

Figure pat00118


Figure pat00119
 제1항에 있어서,
상기 피드백 보상하는 단계 이후에,
보상된 3상 지령 전압에 과변조 동작을 수행하여 3상 지령 전압을 출력하는 단계; 및
상기 보상된3상 지령 전압에 대한 출력 값을 기초로 인버터의 스위칭 신호를 생성하고, 3상 인버터를 제어하는 단계;
를 더 포함하는 3상 인버터의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법.The method of claim 1,
After the step of compensating for the feedback,
Outputting a three-phase command voltage by performing an overmodulation operation on the compensated three-phase command voltage; And
Generating a switching signal of the inverter based on the output value for the compensated three-phase command voltage and controlling the three-phase inverter;
Method for improving the DC input voltage utilization of the three-phase inverter further comprising. 제5항에 있어서,
상기 과변조 동작을 수행하여 3상 지령 전압을 출력하는 단계는,
동일 위상 과변조 기법, 최소 거리 과변조 기법 및 스위칭 상태 유지 과변조 기법중 어느 하나의 과변조 방식을 이용하여 과변조를 수행하는, 3상 인버터의 DC 입력 전압 이용률 향상 방법.The method of claim 5,
The step of outputting a three-phase command voltage by performing the over-modulation operation,
A method of improving the DC input voltage utilization rate of a three-phase inverter in which over-modulation is performed by using any one of the same-phase over-modulation technique, the minimum distance over-modulation technique, and the switching state maintenance over-modulation technique. 전류 제어기로부터 주어진 3상 지령 전압의 크기와 인버터의 과변조 동작 시 제한된 지령 전압의 크기 간의 오차를 기초로 보상 전압을 산출하고, 상기 3상 지령 전압의 부호를 판별하고, 상기 보상 전압에 판별된 부호를 반영하여, 상기 3상 지령 전압에 피드백 보상하는 피드백 보상부; 상기 피드백 보상부의 전압 보상에 따라 얻어진 새로운 3상 지령 전압을 이용하여 인버터의 과변조 동작을 수행하는 과변조부; 및
상기 과변조부의 출력을 이용하여 상기 인버터의 스위칭 신호를 생성하는 스위칭 신호 생성부;
를 포함하는 3상 인버터 전압 보상 회로.Compensation voltage is calculated based on the error between the magnitude of the 3-phase command voltage given from the current controller and the magnitude of the limit command voltage during overmodulation operation of the inverter, determines the sign of the 3-phase command voltage, and is determined by the compensation voltage. A feedback compensation unit for feedback compensation to the three-phase command voltage by reflecting a sign; An over-modulation unit for performing an over-modulation operation of the inverter by using a new three-phase command voltage obtained through voltage compensation of the feedback compensation unit; And
A switching signal generator for generating a switching signal of the inverter by using the output of the overmodulator;
A three-phase inverter voltage compensation circuit comprising a. 제7항에 있어서,
상기 피드백 보상부는, 하기 [수학식 3]에 따라 상기 보상 전압을 산출하고,
하기 [수학식 4]에 따라 상기 3상 지령 전압의 부호를 판별하고, 상기 보상 전압을 피드백 보상하는, 3상 인버터 전압 보상 회로.
[수학식 3]
Figure pat00120

여기서,
Figure pat00121
은 보상 전압의 크기,
Figure pat00122
는 전류 제어기로부터 주어진 3상 지령 전압의 크기,
Figure pat00123
은 동적 과변조 방식에 의해 제한된 지령 전압의 복소 공간에서의 크기,
Figure pat00124
는 보상 이득,
Figure pat00125
은 LPF(Low Pass Filter)의 차단 주파수를 의미한다.
[수학식 4]
Figure pat00126

Figure pat00127

Figure pat00128


Figure pat00129

The method of claim 7,
The feedback compensation unit calculates the compensation voltage according to the following [Equation 3],
A three-phase inverter voltage compensation circuit for determining the sign of the three-phase command voltage according to the following [Equation 4], and feedback-compensating the compensation voltage.
[Equation 3]
Figure pat00120

here,
Figure pat00121
Is the magnitude of the compensation voltage,
Figure pat00122
Is the magnitude of the 3-phase command voltage given from the current controller,
Figure pat00123
Is the magnitude in the complex space of the command voltage limited by the dynamic overmodulation method,
Figure pat00124
Is the reward gain,
Figure pat00125
Denotes the cutoff frequency of the LPF (Low Pass Filter).
[Equation 4]
Figure pat00126

Figure pat00127

Figure pat00128


Figure pat00129
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