KR20190038217A

KR20190038217A - 무선 셀룰라 통신 시스템에서 데이터 전송 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20190038217A
Application number: KR1020170153262A
Authority: KR
Inventors: 여정호; 이효진; 김윤선; 박성진; 오진영
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2017-09-29
Filing date: 2017-11-16
Publication date: 2019-04-08
Also published as: KR102517960B1; US11751148B2; US20210345259A1; EP3648381A1; EP3648381A4

Abstract

본 개시는 4G 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G 통신 시스템을 IoT 기술과 융합하는 통신 기법 및 그 시스템에 관한 것이다. 본 개시는 5G 통신 기술 및 IoT 관련 기술을 기반으로 지능형 서비스 (예를 들어, 스마트 홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 헬스 케어, 디지털 교육, 소매업, 보안 및 안전 관련 서비스 등)에 적용될 수 있다.

Description

무선 셀룰라 통신 시스템에서 데이터 전송 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR DATA TRANSMISSION IN WIRELSS CELLULAR COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 무선 셀룰라 통신 시스템에서 데이터 전송을 수행하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 보다 구체적으로는, 데이터 전송에 있어서 레이트 매칭을 수행하고, 단말의 소프트 버퍼를 구성하는 방법 및 장치를 제공한다.

4G 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후 (Post LTE) 이후의 시스템이라 불리어지고 있다.

높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.

또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 기기 간 통신 (Device to Device communication: D2D), 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다.

이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM (Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC (Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(non orthogonal multiple access), 및 SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.

한편, 인터넷은 인간이 정보를 생성하고 소비하는 인간 중심의 연결 망에서, 사물 등 분산된 구성 요소들 간에 정보를 주고 받아 처리하는 IoT(Internet of Things, 사물인터넷) 망으로 진화하고 있다. 클라우드 서버 등과의 연결을 통한 빅데이터(Big data) 처리 기술 등이 IoT 기술에 결합된 IoE (Internet of Everything) 기술도 대두되고 있다. IoT를 구현하기 위해서, 센싱 기술, 유무선 통신 및 네트워크 인프라, 서비스 인터페이스 기술, 및 보안 기술과 같은 기술 요소 들이 요구되어, 최근에는 사물간의 연결을 위한 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(Machine to Machine, M2M), MTC(Machine Type Communication)등의 기술이 연구되고 있다. IoT 환경에서는 연결된 사물들에서 생성된 데이터를 수집, 분석하여 인간의 삶에 새로운 가치를 창출하는 지능형 IT(Internet Technology) 서비스가 제공될 수 있다. IoT는 기존의 IT(information technology)기술과 다양한 산업 간의 융합 및 복합을 통하여 스마트홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 스마트 그리드, 헬스 케어, 스마트 가전, 첨단의료서비스 등의 분야에 응용될 수 있다.

이에, 5G 통신 시스템을 IoT 망에 적용하기 위한 다양한 시도들이 이루어지고 있다. 예를 들어, 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(Machine to Machine, M2M), MTC(Machine Type Communication)등의 기술이 5G 통신 기술이 빔 포밍, MIMO, 및 어레이 안테나 등의 기법에 의해 구현되고 있는 것이다. 앞서 설명한 빅데이터 처리 기술로써 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud RAN)가 적용되는 것도 5G 기술과 IoT 기술 융합의 일 예라고 할 수 있을 것이다.

무선 셀룰라 및 통신 및 방송 시스템에서, 링크(link) 성능은 채널의 여러 가지 잡음(noise), 페이딩(fading) 현상 및 심벌 간 간섭(inter-symbol interference, ISI)에 의해 현저히 저하될 수 있다. 따라서 차세대 이동 통신, 디지털 방송 및 휴대 인터넷과 같이 높은 데이터 처리량과 신뢰도를 요구하는 고속 디지털 통신/방송 시스템들을 구현하기 위해서 잡음, 페이딩 및 심벌 간 간섭을 극복하기 위한 기술을 개발하는 것이 요구된다. 잡음 등을 극복하기 위한 연구의 일환으로 최근에는 정보의 왜곡을 효율적으로 복원하여 통신의 신뢰도를 높이기 위한 방법으로서 오류정정부호 (error correcting code)에 대한 연구가 활발히 이루어지고 있다.

본 발명은 하향링크 및 상향링크 데이터 전송에 있어서, 레이트 매칭을 수행하고, 단말의 소프트 버퍼를 사이즈를 결정하고 관리하는 방법 및 장치를 제공한다.

상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명은 무선 통신 시스템에서 제어 신호 처리 방법에 있어서, 기지국으로부터 전송되는 제1 제어 신호를 수신하는 단계; 상기 수신된 제1 제어 신호를 처리하는 단계; 및 상기 처리에 기반하여 생성된 제2 제어 신호를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명은 데이터 전송에 있어서 단말의 소프트 버퍼 및 디코딩 성능을 고려한 레이트 매칭 방법 및 장치를 제공한다.

도 1은 LTE 또는 LTE-A 시스템의 하향링크 시간-주파수영역 전송 구조를 나타낸 도면.
도 2는 LTE 또는 LTE-A 시스템의 상향링크 시간-주파수영역 전송 구조를 나타낸 도면.
도 3은 LDPC 코드의 모행렬(혹은 기저 그래프)의 기본 구조를 도시하는 도면이다.
도 4는 단말의 수신 과정을 나타낸 블록도이다.
도 5는 전송 블록(Transport Block; TB)을 코드 블록(Code Block)으로 분할(Segmentation)하는 방법을 도시한 도면이다.
도 6은 채널 코딩 이후의 레이트 매칭 방법 및 레이트 매칭의 제약 상황을 도시한 도면이다.
도 7은 본 발명에 제1실시예에 따른 기지국 및 단말의 동작을 도시한 순서도이다.
도 8은 LTE 시스템에서 2심볼 혹은 3심볼의 short TTI를 사용하는 하향링크 서브프레임에서의 short TTI 구조를 도시한 도면이다.
도 9는 LTE 시스템에서 2심볼 혹은 3심볼의 short TTI를 사용하는 하향링크 서브프레임에서의 short TTI 다른 구조를 도시한 도면이다.
도 10은 LTE 시스템에서 2심볼 혹은 3심볼의 short TTI를 사용하는 상향링크 서브프레임에서의 short TTI 구조를 도시한 도면이다.
도 11은 LTE 시스템에서 7심볼의 short TTI를 사용하는 하향링크 혹은 상향링크 서브프레임에서의 short TTI 구조를 도시한 도면이다
도 12는 본 발명의 제3실시예에 따른 기지국 및 단말의 동작을 도시한 순서도이다.
도 13은 본 발명의 제3실시예에 따른 기지국 및 단말의 또 다른 동작을 도시한 순서도이다.
도 14는 실시 예들에 따른 단말의 구조를 도시하는 블록도이다.
도 15는 실시 예들에 따른 기지국의 구조를 도시하는 블록도이다.
도 16은 본 발명의 제4실시예에 따른 DCI 구조를 도시하는 블록도이다.
도 17은 본 발명의 제4실시예에 따른 단말의 동작을 도시하는 블록도이다.
도 18은 본 발명의 제4실시예에 따른 기지국의 동작을 도시하는 블록도이다.
도 19는 본 발명의 제5실시예에 따른 단말의 하향링크 데이터 수신 동작을 도시하는 블록도이다.
도 20은 본 발명의 제5실시예에 따른 단말의 상향링크 데이터 송신 동작을 도시하는 블록도이다.

이하, 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.

실시 예를 설명함에 있어서 본 발명이 속하는 기술 분야에 익히 알려져 있고 본 발명과 직접적으로 관련이 없는 기술 내용에 대해서는 설명을 생략한다. 이는 불필요한 설명을 생략함으로써 본 발명의 요지를 흐리지 않고 더욱 명확히 전달하기 위함이다.

마찬가지 이유로 첨부 도면에 있어서 일부 구성요소는 과장되거나 생략되거나 개략적으로 도시되었다. 또한, 각 구성요소의 크기는 실제 크기를 전적으로 반영하는 것이 아니다. 각 도면에서 동일한 또는 대응하는 구성요소에는 동일한 참조 번호를 부여하였다.

본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.

이 때, 처리 흐름도 도면들의 각 블록과 흐름도 도면들의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.

또한, 각 블록은 특정된 논리적 기능(들)을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있다. 또, 몇 가지 대체 실행 예들에서는 블록들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하고 또는 그 블록들이 때때로 해당하는 기능에 따라 역순으로 수행되는 것도 가능하다.

이 때, 본 실시 예에서 사용되는 '~부'라는 용어는 소프트웨어 또는 FPGA또는 ASIC과 같은 하드웨어 구성요소를 의미하며, '~부'는 어떤 역할들을 수행한다. 그렇지만 '~부'는 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '~부'는 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다. 따라서, 일 예로서 '~부'는 소프트웨어 구성요소들, 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과, 프로세스들, 함수들, 속성들, 프로시저들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로코드, 회로, 데이터, 데이터베이스, 데이터 구조들, 테이블들, 어레이들, 및 변수들을 포함한다. 구성요소들과 '~부'들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '~부'들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 '~부'들로 더 분리될 수 있다. 뿐만 아니라, 구성요소들 및 '~부'들은 디바이스 또는 보안 멀티미디어카드 내의 하나 또는 그 이상의 CPU들을 재생시키도록 구현될 수도 있다. 또한 실시 예에서 '~부'는 하나 이상의 프로세서를 포함할 수 있다.

무선 통신 시스템은 초기의 음성 위주의 서비스를 제공하던 것에서 벗어나 예를 들어, 3GPP의 HSPA(High Speed Packet Access), LTE(Long Term Evolution 혹은 E-UTRA (Evolved Universal Terrestrial Radio Access)), LTE-Advanced (LTE-A), 3GPP2의 HRPD(High Rate Packet Data), UMB(Ultra Mobile Broadband), 및 IEEE의 802.16e 등의 통신 표준과 같이 고속, 고품질의 패킷 데이터 서비스를 제공하는 광대역 무선 통신 시스템으로 발전하고 있다. 또한, 5세대 무선통신 시스템으로 5G 혹은 NR (new radio)의 통신표준이 만들어지고 있다.

이하 본 발명의 실시 예를 첨부한 도면과 함께 상세히 설명한다. 또한 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다. 이하, 기지국은 단말의 자원할당을 수행하는 주체로서, gNode B, eNode B, Node B, BS (Base Station), 무선 접속 유닛, 기지국 제어기, 또는 네트워크 상의 노드 중 적어도 하나일 수 있다. 단말은 UE (User Equipment), MS (Mobile Station), 셀룰러폰, 스마트폰, 컴퓨터, 또는 통신기능을 수행할 수 있는 멀티미디어시스템을 포함할 수 있다. 본 발명에서 하향링크(Downlink; DL)는 기지국이 단말에게 전송하는 신호의 무선 전송경로이고, 상향링크는(Uplink; UL)는 단말이 기국에게 전송하는 신호의 무선 전송경로를 의미한다. 또한, 이하에서 LTE 혹은 LTE-A 시스템을 일례로서 본 발명의 실시 예를 설명하지만, 유사한 기술적 배경 또는 채널형태를 갖는 여타의 통신시스템에도 본 발명의 실시 예가 적용될 수 있다. 예를 들어 LTE-A 이후에 개발되는 5세대 이동통신 기술(5G, new radio, NR)이 이에 포함될 수 있을 것이다. 또한, 본 발명의 실시 예는 숙련된 기술적 지식을 가진 자의 판단으로써 본 발명의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 일부 변형을 통해 다른 통신시스템에도 적용될 수 있다.

상기 광대역 무선 통신 시스템의 대표적인 예로, LTE 시스템에서는 하향링크(Downlink; DL)에서는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 채용하고 있고, 상향링크(Uplink; UL)에서는 SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 방식을 채용하고 있다. 상향링크는 단말(UE(User Equipment) 혹은 MS(Mobile Station))이 기지국(eNode B, 혹은 base station(BS))으로 데이터 혹은 제어신호를 전송하는 무선링크를 뜻하고, 하향링크는 기지국이 단말로 데이터 혹은 제어신호를 전송하는 무선링크를 뜻한다. 상기와 같은 다중 접속 방식은, 통상 각 사용자 별로 데이터 혹은 제어정보를 실어 보낼 시간-주파수 자원을 서로 겹치지 않도록, 즉 직교성 (Orthogonality)이 성립하도록, 할당 및 운용함으로써 각 사용자의 데이터 혹은 제어정보를 구분한다.

LTE 시스템은 초기 전송에서 복호 실패가 발생된 경우, 물리 계층에서 해당 데이터를 재전송하는 HARQ (Hybrid Automatic Repeat reQuest) 방식을 채용하고 있다. HARQ 방식이란 수신기가 데이터를 정확하게 복호화(디코딩)하지 못한 경우, 수신기가 송신기에게 디코딩 실패를 알리는 정보(NACK; Negative Acknowledgement)를 전송하여 송신기가 물리 계층에서 해당 데이터를 재전송할 수 있게 한다. 수신기는 송신기가 재전송한 데이터를 이전에 디코딩 실패한 데이터와 결합하여 데이터 수신성능을 높이게 된다. 또한, 수신기가 데이터를 정확하게 복호한 경우 송신기에게 디코딩 성공을 알리는 정보(ACK; Acknowledgement)를 전송하여 송신기가 새로운 데이터를 전송할 수 있도록 할 수 있다.

도1은 LTE 시스템에서 하향링크에서 상기 데이터 혹은 제어채널이 전송되는 무선자원영역인 시간-주파수영역의 기본 구조를 나타낸 도면이다.

도1에서 가로축은 시간영역을, 세로축은 주파수영역을 나타낸다. 시간영역에서의 최소 전송단위는 OFDM 심벌로서, N_symb (102)개의 OFDM 심벌이 모여 하나의 슬롯(106)을 구성하고, 2개의 슬롯이 모여 하나의 서브프레임(105)을 구성한다. 상기 슬롯의 길이는 0.5ms 이고, 서브프레임의 길이는 1.0ms 이다. 그리고 라디오 프레임(114)은 10개의 서브프레임으로 구성되는 시간영역구간이다. 주파수영역에서의 최소 전송단위는 서브캐리어(subcarrier)로서, 전체 시스템 전송 대역 (Transmission bandwidth)의 대역폭은 총 N_BW (104)개의 서브캐리어로 구성된다.

시간-주파수영역에서 자원의 기본 단위는 리소스 엘리먼트(112, Resource Element; RE)로서 OFDM 심벌 인덱스 및 서브캐리어 인덱스로 나타낼 수 있다. 리소스 블록(108, Resource Block; RB 혹은 Physical Resource Block; PRB)은 시간영역에서 N_symb (102)개의 연속된 OFDM 심벌과 주파수 영역에서 N_RB (110)개의 연속된 서브캐리어로 정의된다. 따라서, 하나의 RB(108)는 N_symb x N_RB 개의 RE(112)로 구성된다. 일반적으로 데이터의 최소 전송단위는 상기 RB 단위이다. LTE 시스템에서 일반적으로 상기 N_symb = 7, N_RB=12 이고, N_BW 및 N_RB 는 시스템 전송 대역의 대역폭에 비례한다. 단말에게 스케쥴링되는 RB 개수에 비례하여 데이터 레이트가 증가하게된다. LTE 시스템은 6개의 전송 대역폭을 정의하여 운영한다. 하향링크와 상향링크를 주파수로 구분하여 운영하는 FDD 시스템의 경우, 하향링크 전송 대역폭과 상향링크 전송 대역폭이 서로 다를 수 있다. 채널 대역폭은 시스템 전송 대역폭에 대응되는 RF 대역폭을 나타낸다. [표 1]은 LTE 시스템에 정의된 시스템 전송 대역폭과 채널 대역폭 (Channel bandwidth)의 대응관계를 나타낸다. 예를 들어, 10MHz 채널 대역폭을 갖는 LTE 시스템은 전송 대역폭이 50개의 RB로 구성된다.

[표 1]

하향링크 제어정보의 경우 상기 서브프레임 내의 최초 N 개의 OFDM 심벌 이내에 전송된다. 일반적으로 N = {1, 2, 3} 이다. 따라서 현재 서브프레임에 전송해야 할 제어정보의 양에 따라 상기 N 값이 서브프레임마다 가변하게 된다. 상기 제어정보로는 제어정보가 OFDM 심벌 몇 개에 걸쳐 전송되는지를 나타내는 제어채널 전송구간 지시자, 하향링크 데이터 혹은 상향링크 데이터에 대한 스케쥴링 정보, HARQ ACK/NACK 신호 등을 포함한다.

LTE 시스템에서 하향링크 데이터 혹은 상향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보는 하향링크 제어정보(Downlink Control Information; DCI)를 통해 기지국으로부터 단말에게 전달된다. DCI 는 여러 가지 포맷을 정의하여, 상향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보 (UL grant) 인지 하향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보 (DL grant) 인지 여부, 제어정보의 크기가 작은 컴팩트 DCI 인지 여부, 다중안테나를 사용한 공간 다중화 (spatial multiplexing)을 적용하는지 여부, 전력제어 용 DCI 인지 여부 등에 따라 정해진 DCI 포맷을 적용하여 운용한다. 예컨대, 하향링크 데이터에 대한 스케줄링 제어정보(DL grant)인 DCI format 1 은 적어도 다음과 같은 제어정보들을 포함하도록 구성된다.

- 자원 할당 유형 0/1 플래그(Resource allocation type 0/1 flag): 리소스 할당 방식이 유형 0 인지 유형 1 인지 통지한다. 유형 0 은 비트맵 방식을 적용하여 RBG (resource block group) 단위로 리소스를 할당한다. LTE 시스템에서 스케줄링의 기본 단위는 시간 및 주파수 영역 리소스로 표현되는 RB이고, RBG 는 복수개의 RB로 구성되어 유형 0 방식에서의 스케줄링의 기본 단위가 된다. 유형 1 은 RBG 내에서 특정 RB를 할당하도록 한다.

- 자원 블록 할당(Resource block assignment): 데이터 전송에 할당된 RB를 통지한다. 시스템 대역폭 및 리소스 할당 방식에 따라 표현하는 리소스가 결정된다.

- 변조 및 코딩 방식(Modulation and coding scheme; MCS): 데이터 전송에 사용된 변조방식과 전송하고자 하는 데이터인 transport block 의 크기를 통지한다.

- HARQ 프로세스 번호(HARQ process number): HARQ 의 프로세스 번호를 통지한다.

- 새로운 데이터 지시자(New data indicator): HARQ 초기전송인지 재전송인지를 통지한다.

- 중복 버전(Redundancy version): HARQ 의 중복 버전(redundancy version) 을 통지한다.

- PUCCH를 위한 전송 전력 제어 명령(TPC(Transmit Power Control) command for PUCCH(Physical Uplink Control CHannel): 상향링크 제어 채널인 PUCCH 에 대한 전송 전력 제어 명령을 통지한다.

상기 DCI는 채널코딩 및 변조과정을 거쳐 하향링크 물리제어채널인 PDCCH (Physical downlink control channel)(또는, 제어 정보, 이하 혼용하여 사용하도록 한다) 혹은 EPDCCH (Enhanced PDCCH)(또는, 향상된 제어 정보, 이하 혼용하여 사용하도록 한다)를 통해 전송된다.

일반적으로 상기 DCI는 각 단말에 대해 독립적으로 특정 RNTI (Radio Network Temporary Identifier)(또는, 단말 식별자)로 스크램블 되어 CRC(cyclic redundancy check)가 추가되고 채널코딩된 후, 각각 독립적인 PDCCH로 구성되어 전송된다. 시간영역에서 PDCCH는 상기 제어채널 전송구간 동안 매핑되어 전송된다. PDCCH 의 주파수영역 매핑 위치는 각 단말의 식별자(ID) 에 의해 결정되고, 전체 시스템 전송 대역에 퍼뜨려진다.

하향링크 데이터는 하향링크 데이터 전송용 물리채널인 PDSCH (Physical Downlink Shared Channel) 를 통해 전송된다. PDSCH는 상기 제어채널 전송구간 이후부터 전송되는데, 주파수 영역에서의 구체적인 매핑 위치, 변조 방식 등의 스케줄링 정보는 상기 PDCCH 를 통해 전송되는 DCI가 알려준다.

상기 DCI 를 구성하는 제어정보 중에서 5 비트로 구성되는 MCS 를 통해서, 기지국은 단말에게 전송하고자 하는 PDSCH에 적용된 변조방식과 전송하고자 하는 데이터의 크기 (transport block size; TBS)를 통지한다. 상기 TBS 는 기지국이 전송하고자 하는 데이터 (transport block, TB)에 오류정정을 위한 채널코딩이 적용되기 이전의 크기에 해당한다.

LTE 시스템에서 지원하는 변조방식은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM 으로서, 각각의 변조오더(Modulation order)는 2, 4, 6 에 해당한다. 즉, QPSK 변조의 경우 심벌 당 2 비트, 16QAM 변조의 경우 심볼 당 4 비트, 64QAM 변조의 경우 심벌 당 6 비트를 전송할 수 있다.

도 2는 종래 기술에 따른 LTE-A 시스템에서 상향링크에서 데이터 혹은 제어채널이 전송되는 무선자원영역인 시간-주파수영역의 기본 구조를 나타낸 도면이다.

도 2를 참조하면, 가로축은 시간영역을, 세로축은 주파수영역을 나타낸다. 시간영역에서의 최소 전송단위는 SC-FDMA 심벌(202)로서, N_symb ^UL 개의 SC-FDMA 심벌이 모여 하나의 슬롯(206)을 구성한다. 그리고 2개의 슬롯이 모여 하나의 서브프레임(205)을 구성한다. 주파수영역에서의 최소 전송단위는 서브캐리어로서, 전체 시스템 전송 대역(transmission bandwidth; 204)은 총 N_BW개의 서브캐리어로 구성된다. N_BW는 시스템 전송 대역에 비례하여 값을 갖는다.

시간-주파수영역에서 자원의 기본 단위는 리소스 엘리먼트(Resource Element; RE, 212)로서 SC-FDMA 심벌 인덱스 및 서브캐리어 인덱스로 정의할 수 있다. 리소스 블록 페어(208, Resource Block pair; RB pair)은 시간영역에서 N_symb ^UL 개의 연속된 SC-FDMA 심벌과 주파수 영역에서 N_sc ^RB 개의 연속된 서브캐리어로 정의된다. 따라서, 하나의 RB는 N_symb ^UL x N_sc ^RB 개의 RE로 구성된다. 일반적으로 데이터 혹은 제어정보의 최소 전송단위는 RB 단위이다. PUCCH 의 경우 1 RB에 해당하는 주파수 영역에 매핑되어 1 서브프레임 동안 전송된다.

LTE 시스템에서는 하향링크 데이터 전송용 물리채널인 PDSCH 혹은 반영구적 스케줄링 해제(semi-persistent scheduling release; SPS release)를 포함하는 PDCCH/EPDDCH에 대응하는 HARQ ACK/NACK이 전송되는 상향링크 물리채널인 PUCCH 혹은 PUSCH의 타이밍 관계가 정의되어 있다. 일례로 FDD(frequency division duplex)로 동작하는 LTE 시스템에서는 n-4번째 서브프레임에서 전송된 PDSCH 혹은 SPS release를 포함하는 PDCCH/EPDCCH에 대응하는 HARQ ACK/NACK가 n번째 서브프레임에서 PUCCH 혹은 PUSCH로 전송된다.

LTE 시스템에서 하향링크 HARQ는 데이터 재전송시점이 고정되지 않은 비동기(asynchronous) HARQ 방식을 채택하고 있다. 즉, 기지국이 전송한 초기전송 데이터에 대해 단말로부터 HARQ NACK을 피드백 받은 경우, 기지국은 재전송 데이터의 전송시점을 스케줄링 동작에 의해 자유롭게 결정한다. 단말은 HARQ 동작을 위해 수신 데이터에 대한 디코딩 결과, 오류로 판단된 데이터에 대해 버퍼링을 한 후, 다음 재전송 데이터와 컴바이닝을 수행한다.

단말은 서브프레임 n에 기지국으로부터 전송된 하향링크 데이터를 포함하는 PDSCH를 수신하면, 서브프레임 n+k에 상기 하향링크 데이터의 HARQ ACK 혹은 NACK를 포함하는 상향링크 제어정보를 PUCCH 혹은 PUSCH를 통해 기지국으로 전송한다. 이 때 상기 k는 LTE의 시스템의 FDD 또는 TDD(time division duplex)와 그 서브프레임 설정에 따라 다르게 정의되어 있다. 일례로 FDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 4로 고정된다. 한편 TDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 서브프레임 설정과 서브프레임 번호에 따라 바뀔 수 있다.

LTE 시스템에서 하향링크 HARQ 와 달리 상향링크 HARQ는 데이터 전송시점이 고정된 동기(synchronous) HARQ 방식을 채택하고 있다. 즉, 상향링크 데이터 전송용 물리채널인 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)와 이에 선행하는 하향링크 제어채널인 PDCCH, 그리고 상기 PUSCH에 대응되는 하향링크 HARQ ACK/NACK이 전송되는 물리채널인 PHICH(Physical Hybrid Indicator Channel)의 상/하향링크 타이밍 관계가 다음과 같은 규칙에 의해 고정되어 있다.

단말은 서브프레임 n에 기지국으로부터 전송된 상향링크 스케줄링 제어정보를 포함하는 PDCCH 혹은 하향링크 HARQ ACK/NACK이 전송되는 PHICH를 수신하면, 서브프레임 n+k에 상기 제어정보에 대응되는 상향링크 데이터를 PUSCH를 통해 전송한다. 이 때 상기 k는 LTE의 시스템의 FDD 또는 TDD(time division duplex)와 그 설정에 따라 다르게 정의되어 있다. 일례로 FDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 4로 고정된다. 한편 TDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 서브프레임 설정과 서브프레임 번호에 따라 바뀔 수 있다.

그리고 단말은 서브프레임 i에 기지국으로부터 하향링크 HARQ ACK/NACK을 운반하는 PHICH를 수신하면, 상기 PHICH는 서브프레임 i-k에 단말이 전송한 PUSCH에 대응된다. 이 때 상기 k는 LTE의 시스템의 FDD 또는 TDD와 그 설정에 따라 다르게 정의되어 있다. 일례로 FDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 4로 고정된다. 한편 TDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 서브프레임 설정과 서브프레임 번호에 따라 바뀔 수 있다.

또한 복수의 캐리어를 통한 데이터 전송 시에 각 캐리어의 TDD 설정에 따라 k의 값이 다르게 적용될 수 있다.

[표 2]

상기 표 2는 3GPP TS 36.213에 있는 C-RNTI에 의해 설정된 조건에서 각 전송 모드에 따른 지원 가능한 DCI 포맷 유형을 보여준다. 단말은 기 설정된 전송 모드에 따라 제어 영역 구간에서 해당 DCI 포맷이 존재함을 가정하고 탐색 및 디코딩을 수행하게 된다. 이를 테면, 단말이 전송모드 8을 지시 받은 경우, 단말은 공통 탐색 영역(Common search space) 및 단말-특정 탐색 영역(UE-specific search space)에서 DCI 포맷 1A를 탐색하며, 단말-특정 탐색 영역에서만 DCI 포맷 2B를 탐색한다.

상기 무선통신시스템의 설명은 LTE 시스템을 기준으로 설명하였으며, 본 발명의 내용은 LTE 시스템에 국한되는 것이 아니라 NR, 5G 등 다양한 무선 통신 시스템에서 적용될 수 있다. 또한 실시 예에서 다른 무선 통신 시스템에 적용되는 경우 FDD와 대응되는 변조 방식을 사용하는 시스템에도 k 값은 변경되어 적용될 수 있다.

이 밖에도, 5G 시스템(NR, New Radio)에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM (Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC (Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(non-orthogonal multiple access), 및SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.

통신/방송 시스템에서, 링크(link) 성능은 채널의 여러 가지 잡음(noise), 페이딩(fading) 현상 및 심벌 간 간섭(inter-symbol interference, ISI)에 의해 현저히 저하될 수 있다. 따라서 차세대 이동 통신, 디지털 방송 및 휴대 인터넷과 같이 높은 데이터 처리량과 신뢰도를 요구하는 고속 디지털 통신/방송 시스템들을 구현하기 위해서 잡음, 페이딩 및 심벌 간 간섭을 극복하기 위한 기술을 개발하는 것이 요구된다. 잡음 등을 극복하기 위한 연구의 일환으로 최근에는 정보의 왜곡을 효율적으로 복원하여 통신의 신뢰도를 높이기 위한 방법으로서 오류정정부호 (error correcting code)에 대한 연구가 활발히 이루어지고 있다.

본 발명은 다양한 입력 길이와 부호율을 지원 할 수 있는 부호화 비트 전송 방법 및 장치를 제공한다. 또한 본 발명은 데이터 채널 전송에 사용되는 LDPC 코드의 Base graph 설정 방법 및 LDPC 코드를 이용한 전송 블록(TB, Transport Block)의 분할(Segmentation) 방법 및 장치를 제공한다.

다음으로 LDPC(Low Density Parity Check) 코드(Code)에 대해 설명하도록 한다.

LDPC 부호는 선형 블록 부호(linear block code)의 일종으로 아래의 [수학식 1]과 같은 조건을 만족하는 부호어를 결정하는 과정을 포함한다.

[수학식 1]

수학식 1에서

이다.

수학식 1에서, H는 패리티 검사 행렬, C는 부호어, c_i는 부호어의 _i 번째 비트, N_ldpc는 부호어 길이를 의미한다. 여기서 h_i는 패리티 검사 행렬(H)의 i번째 열(column)을 의미한다.

패리티 검사 행렬 H는 LDPC 부호어의 비트 개수와 동일한 N_ldpc 개의 열(column)로 구성되어 있다. [수학식 1]은 패리티 검사 행렬의 i 번째 열(h_i)과 i 번째 부호어 비트 c_i의 곱의 합이 '0'이 됨을 의미하므로, i 번째 열(h_i)은 i 번째 부호어 비트 c_i와 관계가 있음을 의미한다.

통신 및 방송 시스템에서 사용되는 패리티 검사 행렬은 구현의 용이성을 위해 통상적으로 준순환(quasi-cyclic) 형태의 패리티 검사 행렬을 사용하는 준순환 LDPC 부호(또는 QC-LDPC 부호, 이하 QC-LDPC 부호)가 많이 사용된다.

QC-LDPC 부호는 작은 정사각 행렬의 형태를 가지는 0-행렬(zero matrix)이나 순환 순열 행렬(circulant permutation matrices)로 구성된 패리티 검사 행렬을 가짐을 특징으로 한다.

다음 [수학식 2]와 같이 Z×Z크기의 순열 행렬(permutation matrix) P=(P_ij)을 정의한다.

[수학식 2]

상기 [수학식 2]에서, P_ij (0 ≤ i, j < Z)는 행렬 상기 행렬 P에서의 i번째 행(row), j번째 열(column)의 원소(entry)를 의미한다. 상기와 같이 정의된 순열 행렬 P에 대해서 (0 ≤ i < Z)는 Z×Z 크기의 항등 행렬(identity matrix)의 각 원소들을 i 번 만큼 오른쪽 방향으로 순환 이동(circular shift) 시킨 형태의 순환 순열 행렬임을 알 수 있다.

가장 간단한 QC-LDPC 부호의 패리티 검사 행렬 H는 다음 [수학식 3]와 같은 형태로 나타낼 수 있다.

[수학식 3]

만일 P^-1을 Z×Z 크기의 0-행렬이라 정의할 경우, 상기 [수학식 3]에서 순환 순열 행렬 또는 0-행렬의 각 지수 a_ij는 {-1, 0, 1, 2, ..., Z-1} 값 중에 하나를 가지게 된다. 또한 상기 [수학식 3]의 패리티 검사 행렬 H는 열 블록이 n개, 행 블록이 m개이므로, Z×Z 크기를 가지게 됨을 알 수 있다.

통상적으로 상기 [수학식 3]의 패리티 검사 행렬에서 각 순환 순열 행렬 및 0-행렬을 각각 1과 0으로 치환(replace)하여 얻은 m×n 크기의 이진(binary) 행렬을 패리티 검사 행렬 H의 모행렬(mother matrix)(혹은 기저 그래프(Base Graph)) M(H)라 하고, 각 순환 순열 행렬 또는 0-행렬의 지수만을 선택하여 [수학식 4]와 같이 얻은 m×n 크기의 정수 행렬을 패리티 검사 행렬 H의 지수 행렬 E(H)라 한다.

[수학식 4]

한편, 패리티 검사 행렬에 따라 LDPC 부호의 성능이 결정될 수 있다. 따라서, 우수한 성능을 갖는 LDPC 부호를 위해 패리티 검사 행렬을 설계하는 것이 필요하다. 또한 다양한 입력 길이와 부호율을 지원 할 수 있는 LDPC 부호화 및 복호화 방법이 필요하다.

QC-LDPC 부호의 효율적인 설계를 위해서 리프팅(Lifting)이라 알려진 방법을 사용한다. 리프팅은 주어진 작은 모행렬로부터 순환 순열 행렬 또는 0-행렬의 크기를 결정하는 Z 값을 특정한 규칙에 따라 설정함으로써 효율적으로 매우 큰 패리티 검사 행렬을 설계하는 방법이다. 기존 리프팅 방법과 이렇게 리프팅을 통해 설계된 QC-LDPC 부호의 특징을 간단히 정리하면 다음과 같다.

먼저 LDPC 부호 C₀가 주어져 있을 때 리프팅 방법을 통해 설계될 S개의 QC-LDPC 부호를 C₁, C₂, …, C_k, …, C_S (동일하게 C_k for 1 ≤ k ≤ S) 이라 하고, QC-LDPC 부호 C_k의 패러티 검사 행렬을 H_k라 하고, 패리티 검사 행렬을 구성하는 순환 행렬의 행블록 및 열블록의 크기에 해당하는 값은 Z_k라 한다. 여기서 C₀는 C₁, ..., C_S 부호의 모행렬을 패리티 검사 행렬로 가지는 가장 작은 LDPC 부호에 해당하며 행블록 및 열블록의 크기에 해당하는 Z₀ 값은 1이고, 0 ≤ k ≤ S-1에 대하여, Z_k<Z_k ₊ ₁ 이다. 또, 편의상 각 부호 C_k의 패리티 검사 행렬 H_k는 m×n 크기의 지수 행렬 E(H_k)=a_i,j ^(k) 을 가지며 각 지수 a_i,j ^(k) 들은 {-1, 0, 1, 2, ..., Z_k - 1} 값 중에 하나로 선택된다. 리프팅은 C₀ → C₁ →...→ C_S와 같은 단계로 이루어지며 Z_k ₊₁ = q_k+1Z_k (q_k ₊₁은 양의 정수, k=0,1,..., S-1)와 같은 특징을 가진다. 또한 리프팅 과정의 특성에 의해 C_S의 패리티 검사 행렬 H_S만 저장하고 있으면 리프팅 방식에 따라 다음 [수학식 5] 또는 [수학식 6]을 이용하여 상기 QC-LDPC 부호 C₀, C₁, ..., C_S를 모두 나타낼 수 있다.

[수학식 5]

[수학식 6]

상기 방식을 가장 일반화하여 표현 하면 하기 [수학식 7]과 같이 표현할 수 있다.

[수학식 7]

상기 [수학식 7]에서 f(x,y)는 x와 y를 입력값으로 하는 임의의 함수를 의미한다. V_i,j는 가장 큰 크기를 갖는 LDPC 부호(예컨대 상기 설명에서 C_S에 대응)에 해당하는 패리티 검사 행렬의 지수 행렬의 i번째 행, j번째 열에 해당하는 원소를 의미한다. P_ij는 임의의 크기를 갖는 LDPC 부호(예컨대 상기 설명에서 C_k에 대응)에 대한 패리티 검사 행렬의 지수 행렬의 i번째 행, j번 째 열에 해당하는 원소를 의미하고, Z는 해당 LDPC 부호의 패리티 검사 행렬을 구성하는 순환 행렬의 행블록 및 열불록의 크기를 의미한다. 따라서, V_i,j가 정의되어 있으면 임의의 크기를 갖는 LDPC 부호에 대한 패리티 검사 행렬을 정의할 수 있다.

추후 본 발명을 기술하는데 있어서, 상기에서 설명한 표기를 하기와 같이 명명하여 정의하고 이를 사용하도록 한다.

[정의 1]

임의의 LDPC 부호에 대한 패러티 검사행렬은 상기에서 정의한 최대 지수 행렬 또는 최대 지수 행렬 원소를 이용하여 표현할 수 있다.

차세대 이동통신 시스템에서는 다양한 길이를 갖는 코드 블록에 대한 최적의 성능을 보장하기 위하여, 상기에서 정의한 최대 지수 행렬이 다수 개 존재 할 수 있다. 예컨대 M개의 서로 다른 최대 지수 행렬이 존재할 수 있으며, 이를 하기와 같이 표현할 수 있다.

[수학식 8]

이에 해당하는 최대 지수 행렬 원소가 다수 개 존재할 수 있으며, 이를 하기와 같이 표현할 수 있다.

[수학식 9]

상기 [수학식 9]에서 최대 지수 행렬 원소 (V_i,j)_m은 최대 지수 행렬 E(H_S)_m의 (i, j)에 해당한다. 하기에서는 본 발명에서 LDPC 부호에 대한 패러티 검사 행렬을 정의하는데 있어서 상기에서 정의한 최대 지수 행렬을 이용하여 기술하도록 한다. 이는 최대 지수 행렬 원소를 이용하여 표현하는 것과 동일하게 적용될 수 있다.

다음은 LTE TS36.213 문서에 있는 터보 코드 기반 코드 블록 분할(segmentation) 및 CRC 추가 방법이다.

5G 및 차세대 통신시스템은 LTE와 달리 LDPC 코드를 데이터 채널에서 사용한다. 그리고 LDPC 코드를 적용하는 상황에서도 하나의 전송 블록을 여러 개의 코드 블록으로 분할하며, 그 중 일부 코드 블록들은 하나의 코드 블록 그룹을 형성할 수 있다. 또한 각 코드 블록 그룹들의 코드 블록 수는 모두 동일하거나 일부 다른 값을 가지는 것이 가능하다. 비트 단위 인터리빙은 개별 코드 블록 또는 코드 블록 그룹 또는 전송 블록에 적용될 수 있다.

도 3은 LDPC 코드의 모행렬(혹은 기저 그래프)의 기본 구조를 도시하는 도면이다.

도 3에서 차세대 이동통신 시스템에서 데이터 채널 코딩을 지원하는 LDPC 코드의 base-graph(300) 기본 구조는 기본적으로 2개가 지원된다. 첫 번째 LDPC 코드의 base-graph 구조는 최대 세로 길이 46(320), 최대 가로 길이 68(318)의 행렬 구조를 가지며, 두 번째 LDPC 코드의 base-graph 구조는 최대 세로 길이 42(320), 최대 가로 길이 52(318)의 행렬 구조를 가진다. 첫 번째 LPDC 코드의 base-graph 구조는 최소 1/3 ~ 최대 8/9 코드 레이트를 지원하며, 두 번째 LDPC 코드의 base-graph 구조는 최소 1/5 ~ 최대 8/9 코드 레이트를 지원할 수 있다.

기본적으로 LDPC 코드는 6개의 서브 행렬 구조로 구성되어 있다. 첫 번째 서브 행렬 구조(302)는 시스템 비트들을 포함하고 있다. 두 번째 서브 행렬 구조(304)는 정사각 행렬이며 패리티 비트들을 포함하고 있다. 세 번째 서브 행렬 구조(306)은 제로 행렬이다. 네 번째 서브 행렬 구조(308)와 다섯 번째 서브 행렬 구조(310)는 패리티 비트들을 포함하고 있다. 여섯 번째 서브 행렬 구조(312)는 단위 행렬이다.

첫 번째 LDPC 코드의 base-graph 구조에서 첫 번째 서브 행렬(302)의 가로 길이(322)는 22의 값을 가지며 세로 길이(314)는 4 또는 5의 값을 가진다. 두 번째 서브 행렬(304)의 가로 길이(324)와 세로 길이(314)는 모두 4 또는 5의 값을 가진다. 세 번째 서브 행렬(306)의 가로 길이(326)는 42 또는 41의 값을 가지며, 세로 길이(314)는 4 또는 5의 값을 가진다. 네 번째 서브 행렬(308)의 세로 길이(316)는 42 또는 41의 값을 가지며, 가로 길이(322)는 22의 값을 가진다. 다섯 번째 서브 행렬(310)의 가로 길이(324)는 4 또는 5의 값을 가지며, 세로 길이(316)는 42 또는 41의 값을 가진다. 여섯 번째 서브 행렬(312)의 가로 길이(326)와 세로 길이(316)는 모두 42 또는 31의 값을 가진다.

두 번째 LDPC 코드의 base-graph 구조에서 첫 번째 서브 행렬(302)의 가로 길이(322)는 10의 값을 가지며 세로 길이(314)는 7의 값을 가진다. 두 번째 서브 행렬(304)의 가로 길이(324)와 세로 길이(314)는 모두 7의 값을 가진다. 세 번째 서브 행렬(306)의 가로 길이(326)는 35의 값을 가지며, 세로 길이(314)는 7의 값을 가진다. 네 번째 서브 행렬(308)의 세로 길이(316)는 35의 값을 가지며, 가로 길이(322)는 10의 값을 가진다. 다섯 번째 서브 행렬(310)의 가로 길이(324)는 7의 값을 가지며, 세로 길이(316)는 35의 값을 가진다. 여섯 번째 서브 행렬(312)의 가로 길이(326)와 세로 길이(316)는 모두 35의 값을 가진다.

첫 번째 LDPC 코드의 base-graph 구조에서 지원 가능한 하나의 코드 블록 크기는 22 × Z (여기서, Z = a × 2^j이며, Z는 다음 표 3으로 구성되며, 최대로 지원 가능한 하나의 코드 블록 크기는 8448이며, 최소로 지원 가능한 하나의 코드 블록 크기는 44이다. 참고로 표 3에서 Z 값의 후보로써 (272, 304, 336, 368) 중 일부 또는 전체가 추가로 반영될 수 있다.

[표 3]

첫 번째 LDPC 코드의 base-graph 구조에서 지원 가능한 하나의 코드 블록 크기들은 다음과 같다.

44, 66, 88, 110, 132, 154, 176, 198, 220, 242, 264, 286, 308, 330, 352, 296, 440, 484, 528, 572, 616, 660, 704, 792, 880, 968, 1056, 1144, 1232, 1320, 1408, 1584, 1760, 1936, 2112, 2288, 2464, 2640, 2816, 3168, 3520, 3872, 4224, 4576, 4928, 5280, 5632, 6336, 7040, 7744, 8448

하지만 상기 BG#2를 이용해 채널코딩이 가능한 정보비트수는 임의의 자연수는 모두 가능할 수 있다.

또한, 첫 번째 LDPC 코드의 base-graph(BG#1)을 기반으로 총 M개의 최대 지수 행렬

가 추가적으로 정의된다. 통상적으로 M는 8 또는 임의의 자연수 값을 가질 수 있으며, i는 1부터 M까지의 값을 가진다. 단말은 상기 행렬

들을 이용하여 하향 데이터 디코딩 또는 상향 데이터 인코딩을 수행한다. 상기 행렬

들은 첫 번째 LDPC 코드의 base-graph(BG#1)에서 특정 요소 값들이 shift된 형태를 가지고 있다. 즉,

행렬들은 서로 다른 shift 값을 가질 수 있는 형태이다.

두 번째 LDPC 코드의 base-graph 구조에서 지원 가능한 하나의 코드 블록 크기는 10 × Z (여기서, Z = a × 2^j이며, Z는 다음 표 4로 구성되며, 최대로 지원 가능한 하나의 코드 블록 크기는 2560 (또는 3840)이며, 최소로 지원 가능한 하나의 코드 블록 크기는 20이다. 참고로 표 3에서 Z 값의 후보로써 (288, 272, 304, 320, 336, 352, 368, 384) 중 일부 또는 전체가 추가로 반영될 수 있다.

[표 4]

두 번째 LDPC 코드의 base-graph 구조에서 지원 가능한 하나의 코드 블록 크기들은 다음과 같다.

20, 30, 40, 50, 60, 70, 80, 90, 100, 110, 120, 130, 140, 150, 160, 180, 200, 220, 240, 260, 280, 300, 320, 360, 400, 440, 480, 520, 560, 600, 640, 720, 800, 880, 960, 1040, 1120,1200, 1280, 1440, 1600, 1760, 1920, 2080, 2240, 2400, 2560, 2880, 3200, 3520, 3840

또한, 두 번째 LDPC 코드의 base-graph(BG#2)을 기반으로 총 M개의 최대 지수 행렬

가 추가적으로 정의된다. 통상적으로 M는 8 또는 임의의 자연수 값을 가질 수 있으며, i는 1부터 M까지의 값을 가진다. 단말은 상기

행렬을 이용하여 하향 데이터 디코딩 또는 상향 데이터 인코딩을 수행한다. 상기

행렬들은 두 번째 LDPC 코드의 base-graph(BG#2)에서 특정 요소 값들이 shift된 형태를 가지고 있다. 즉,

행렬들은 서로 다른 shift 값을 가질 수 있는 형태이다.

상기 서술한 바와 같이 두 가지 종류의 base-graph들이 차세대 이동통신 시스템에서 제공된다. 이에 따라 특정 단말들은 첫 번째 base-graph 만을 지원하거나 또는 두 번째 base-graph 만을 지원하거나 또는 두 개의 base-graph 모두를 지원하는 단말들이 존재할 수 있다. 이를 정리하면 다음 표 5와 같다.

[표 5]

유형 1를 지원하는 단말은 기지국으로부터 하향 제어 정보를 통해 하향 데이터 정보 수신 시, 상기 하향 데이터 정보가 담긴 전송 블록에 적용된 base-graph는 첫 번째 base-graph가 항상 적용된다고 판단하며, 데이터 인코딩 또는 디코딩 시, 최대 지수 행렬

를 적용한다. 유형 2를 지원하는 단말은 기지국으로부터 하향 제어 정보를 통해 하향 데이터 정보 수신 시, 상기 하향 데이터 정보가 담긴 전송 블록에 적용된 base-graph는 두 번째 base-graph가 항상 적용된다고 판단하며, 데이터 인코딩 또는 디코딩 시, 최대 지수 행렬

를 적용한다.

유형 3을 지원하는 단말은 기지국으로부터 하향 제어 정보를 통해 하향 데이터 정보 수신 시, 상기 하향 데이터 정보가 담긴 전송 블록에 적용된 base-graph는 기지국으로부터 SIB 또는 RRC 또는 MAC CE와 같이 상위 시그널링으로 사전에 설정 받거나 또는 단말 그룹 공통 또는 단말(셀) 공통 또는 단말 특정 제어 채널로 전달되는 하향 제어 정보를 통해 설정 받는다. 상기 하향 제어 정보에는 상기 전송 블록 스케줄링 정보가 같이 포함되어 있거나 또는 포함되지 않을 수 있다.

또는, 유형 3을 지원하는 단말은 기지국으로부터 하향 제어 정보를 통해 하향 데이터 정보 수신 시, 상기 하향 데이터 정보가 담긴 전송 블록에 적용된 최대 지수 행렬이

와

중에 어떤 것이 적용되었는지를 기지국으로부터 SIB 또는 RRC 또는 MAC CE와 같이 상위 시그널링으로 사전에 설정 받거나 또는 단말 그룹 공통 또는 단말(셀) 공통 또는 단말 특정 제어 채널로 전달되는 하향 제어 정보를 통해 설정 받는다. 상기 하향 제어 정보에는 상기 전송 블록 스케줄링 정보가 같이 포함되어 있거나 또는 포함되지 않을 수 있다.

도 4는 일 실시 예에 따른 단말의 수신 과정을 나타낸 블록도이다.

도 4에서 단말은 단말(셀) 공통 하향 제어 채널 또는 단말 그룹 공통 하향 제어 채널 또는 단말 특정 하향 제어 채널을 통해 하향 제어 정보를 수신(400)한다.

단말은 상기 하향 제어 정보 수신을 통해 다음 조건들 중 하나 또는 2 개 이상의 조합을 판단(402)한다.

A. 상기 하향 제어 정보의 CRC에 스크램블링된 RNTI

B. 상기 하향 제어 정보에 포함된 전송 블록의 크기

C. 상기 하향 제어 정보에 포함된 base-graph 지시자

D. 상기 하향 제어 정보에 포함된 스케줄링 관련 값

A 조건인 상기 하향 제어 정보의 CRC에 스크램블링된 RNTI가 RA-RNTI 또는 P-RNTI 또는 SI-RNTI 또는 SC-RNTI 또는 G-RNTI 일 경우, 단말은 이를 조건 1이라고 판단하고 동작 1(404)을 수행한다.

A 조건인 상기 하향 제어 정보의 CRC에 스크램블링된 RNTI가 RA-RNTI 또는 P-RNTI 또는 SI-RNTI 또는 SC-RNTI 또는 G-RNTI 일 경우, 단말은 이를 조건 2라고 판단하고 동작 2(406)를 수행한다.

B 조건인 상기 하향 제어 정보에 포함된 전송 블록 및 CRC를 포함한 크기가 일정 임계 값(Δ₁) 이상 경우, 단말은 이를 조건 1이라고 판단하고 동작 1(404)을 수행한다.

B 조건인 상기 하향 제어 정보에 포함된 전송 블록 및 CRC를 포함한 크기가 일정 임계 값(Δ₂) 이하 경우, 단말은 이를 조건 2라고 판단하고 동작 2(406)를 수행한다.

상기 임계 값(Δ₁) 또는 임계 값(Δ₂)은 2560 (또는 3840 또는 960 또는 1040 또는 1120 또는 170 또는 640 또는 그 이외의 임의의 값)으로 고정 된 값을 이용할 수 있다. 상기 임계 값(Δ₁) 또는 임계 값(Δ₂)는 서로 같은 값을 가지거나 서로 다른 값을 가질 수 있다.

또는 상기 임계 값(Δ₁) 또는 임계 값(Δ₂)은 사전에 SIB 또는 RRC 또는 MAC CE와 같은 상위 시그널링으로 설정된 값이거나 또는 사전에 단말 그룹 공통 또는 단말 공통 또는 단말 특정 하향 제어 채널의 하향 제어 정보를 통해 설정된 값일 수 있다. 이 때, 상기 임계 값(Δ)이 설정되기 이전에 디폴트 임계 값(Δ)은 2560 (또는 3840 또는 960 또는 1040 또는 1120 또는 170 또는 640 또는 그 이외의 임의의 값)으로 고정 된 값을 이용할 수 있다. 상기 임계 값(Δ₁) 또는 임계 값(Δ₂)이 설정되기 이전의 시점 판단은 단말이 하향 제어 정보의 CRC가 RA-RNTI 또는 P-RNTI 또는 SI-RNTI 또는 SC-RNTI 또는 G-RNTI로 스크램블링이 될 경우이다.

B 조건인 상기 하향 제어 정보에 포함된 전송 블록 및 CRC를 포함한 크기가 2560 (또는 3840) 보다 작으면서 (또는 동시에 160 또는 640 보다 크면서), K > (전송 블록 크기 + CRC 크기)를 만족하는 첫 번째 base-graph에서 지원 가능한 코드 블록 길이(K)들과 두 번째 base-graph에서 지원 가능한 코드 블록 길이(K)들 중 가장 최소 코드 블록 길이(K_min)가 첫 번째 base-graph에 속하면 단말은 이를 조건 1이라고 판단하고 동작 1(404)을 수행한다.

B 조건인 상기 하향 제어 정보에 포함된 전송 블록 및 CRC를 포함한 크기가 2560 (또는 3840) 보다 작으면서 (또는 동시에 160 또는 640 보다 크면서), K > (전송 블록 크기 + CRC 크기)를 만족하는 첫 번째 base-graph에서 지원 가능한 코드 블록 길이들과 두 번째 base-graph에서 지원 가능한 코드 블록 길이들 중 가장 최소 코드 블록 길이 K가 두 번째 base-graph에 속하면 단말은 이를 조건 2라고 판단하고 동작 2(406)를 수행한다.

이를 다음의 식을 이용하여 표현할 수 있다.

(TB + CRC) ≤ K ≤ V₂ where K ∈ K¹ 또는 K ∈ K²

K* = min(K)

If K* ∈ K¹, 조건 1 만족 및 동작 1(404) 수행

If K* ∈ K², 조건 2 만족 및 동작 2(406) 수행

여기서 K는 코드블록 길이, K*는 선택된 코드블록 길이, TB는 전송 블록 크기, CRC는 CRC 크기, K¹는 첫 번째 base-graph에서 지원 가능한 코드 블록 길이 집합, K²는 두 번째 base-graph에서 지원 가능한 코드 블록 길이 집합

또는 다음 식을 이용하여 표현될 수 있다.

V₁ ≤ (TB + CRC) ≤ K ≤ V₂ where K ∈ K¹ 또는 K ∈ K²

K* = min(K)

If K* ∈ K¹, 조건 1 만족 및 동작 1(404) 수행

If K* ∈ K², 조건 2 만족 및 동작 2(406) 수행

상기 K¹는 첫 번째 base-graph (또는 최대 지수 행렬

)에서 지원 가능한 코드 블록 길이 집합이며, 그 집합들의 종류는 다음 중 하나 또는 2개 이상의 일부 조합이 될 수 있다. 상기 V₁은 160 또는 640이거나 그 이외의 다른 값이 될 수 있다. 상기 V₂는 2560 또는 3840 또는 960 또는 1040 또는 1120이거나 그 이외의 다른 값이 될 수 있다.

또는 상기 수학식에서 TB + CRC가 V₁보다 작은 경우, 최대 지수 행렬

중 하나를 적용하여 디코딩 또는 인코딩을 수행하며, 상기 수학식에서 TB + CRC가 V₂보다 큰 경우, 최대 지수 행렬

중 하나를 적용하여 디코딩 또는 인코딩을 수행하는 것이 가능하다.

1. K가 2560보다 작거나 같은 경우

44, 66, 88, 132, 154, 176, 198, 242, 264, 286, 308, 330, 352, 296, 484, 528, 572, 616, 660, 704, 792, 968, 1056, 1144, 1232, 1320, 1408, 1584, 1936, 2112, 2288, 2464

2. K가 3840보다 작거나 같은 경우

44, 66, 88, 132, 154, 176, 198, 242, 264, 286, 308, 330, 352, 296, 484, 528, 572, 616, 660, 704, 792, 968, 1056, 1144, 1232, 1320, 1408, 1584, 1936, 2112, 2288, 2464, 2640, 2816, 3168

3. K가 960보다 작거나 같은 경우

44, 66, 88, 132, 154, 176, 198, 242, 264, 286, 308, 330, 352, 296, 484, 528, 572, 616, 660, 704, 792

4. K가 1040보다 작거나 같은 경우

44, 66, 88, 132, 154, 176, 198, 242, 264, 286, 308, 330, 352, 296, 484, 528, 572, 616, 660, 704, 792, 968

5. K가 1120보다 작거나 같은 경우

44, 66, 88, 132, 154, 176, 198, 242, 264, 286, 308, 330, 352, 296, 484, 528, 572, 616, 660, 704, 792, 968, 1056

상기 표에 존재하는 값들은 그 값이 M보다 같거나 작은 경우는 그 값들 전체 또는 일부가 상기 표에서 생략되어 사용되는 것이 통상적으로 가능하다. 상기 M의 값은 160 또는 640 또는 그 이외의 값이 선택될 수 있다.

상기 K²는 두 번째 base-graph (또는 최대 지수 행렬

)에서 지원 가능한 코드 블록 길이 집합이며, 그 집합들의 종류는 다음 중 하나 또는 2개 이상의 일부 조합이 될 수 있다.

1. K가 2560보다 작거나 같은 경우

20, 30, 40, 50, 60, 70, 80, 90, 100, 110, 120, 130, 140, 150, 160, 180, 200, 220, 240, 260, 280, 300, 320, 360, 400, 440, 480, 520, 560, 600, 640, 720, 800, 880, 960, 1040, 1120,1200, 1280, 1440, 1600, 1760, 1920, 2080, 2240, 2400, 2560

2. K가 3840보다 작거나 같은 경우

20, 30, 40, 50, 60, 70, 80, 90, 100, 110, 120, 130, 140, 150, 160, 180, 200, 220, 240, 260, 280, 300, 320, 360, 400, 440, 480, 520, 560, 600, 640, 720, 800, 880, 960, 1040, 1120,1200, 1280, 1440, 1600, 1760, 1920, 2080, 2240, 2400, 2560, (2720, 2880, 3040, 3200, 3360, 3520, 3680, 3840)

3. K가 960보다 작거나 같은 경우

20, 30, 40, 50, 60, 70, 80, 90, 100, 110, 120, 130, 140, 150, 160, 180, 200, 220, 240, 260, 280, 300, 320, 360, 400, 440, 480, 520, 560, 600, 640, 720, 800, 880, 960

4. K가 1040보다 작거나 같은 경우

20, 30, 40, 50, 60, 70, 80, 90, 100, 110, 120, 130, 140, 150, 160, 180, 200, 220, 240, 260, 280, 300, 320, 360, 400, 440, 480, 520, 560, 600, 640, 720, 800, 880, 960, 1040

5. K가 1120보다 작거나 같은 경우

20, 30, 40, 50, 60, 70, 80, 90, 100, 110, 120, 130, 140, 150, 160, 180, 200, 220, 240, 260, 280, 300, 320, 360, 400, 440, 480, 520, 560, 600, 640, 720, 800, 880, 960, 1040, 1120

C 조건인 상기 하향 제어 정보에 포함된 base-graph 지시자가 0 (또는 1)의 값을 지시하면 단말은 조건 1을 만족한다고 판단하고 동작 1(404)을 수행한다.

C 조건인 상기 하향 제어 정보에 포함된 base-graph 지시자가 1 (또는 0)의 값을 지시하면 단말은 조건 2를 만족한다고 판단하고 동작 2(404)를 수행한다.

D 조건인 상기 하향 제어 정보에 포함된 스케줄링 관련 값들 중 MCS 또는 RV 또는 NDI 또는 주파수 또는 시간 자원 할당 값들이 특정 정보를 지시할 경우, 단말은 조건 1을 만족한다고 판단하고 동작 1(404)을 수행한다.

D 조건인 상기 하향 제어 정보에 포함된 스케줄링 관련 값들 중 MCS 또는 RV 또는 NDI 또는 주파수 또는 시간 자원 할당 값들이 특정 정보를 지시할 경우, 단말은 조건 2를 만족한다고 판단하고 동작 2(404)를 수행한다.

단말은 동작 1을 수행하는 경우, 다음들 중 하나 또는 2 개 이상의 조합에 대해서 동작을 수행한다.

1. 단말은 첫 번째 base-graph (또는 최대 지수 행렬

)에서 지원 가능한 코드 블록 길이를 기반으로 상기 하향 제어 정보에서 지시한 전송 블록에 대해 디코딩을 시도한다.

2. 단말은 다음 상기 지원 가능한 코드 블록 표를 참고하여 상기 하향 제어 정보에서 지시한 전송 블록에 대해 디코딩을 시도한다.

44, 66, 88, 110, 132, 154, 176, 198, 220, 242, 264, 286, 308, 330, 352, 296, 440, 484, 528, 572, 616, 660, 704, 792, 880, 968, 1056, 1144, 1232, 1320, 1408, 1584, 1760, 1936, 2112, 2288, 2464, 2640, 2816, 3168, 3520, 3872, 4224, 4576, 4928, 5280, 5632, 6336, 7040, 7744, 8448, (5984, 6688, 7392, 8096)

3. 다음 가능한 코드 블록 집합들 중 하나 또는 2개 이상의 조합들은

를 이용하여 단말이 인코딩 또는 디코딩 하는 코드블록들이다. 해당 코드 블록에 대해서 적어도 단말은 첫 번째 base-graph에서 지원하는

행렬을 기반으로 상기 하향 제어 정보에서 지시한 전송 블록에 대해 디코딩을 시도한다.

A. 44, 88, 176, 352, 704, 1408, 2816, 5632

B. 44, 66, 110, 154, 198, 242, 286, 330

C. 44, 66, 154, 198, 242, 286, 330

4. 다음 가능한 코드 블록 집합들 중 하나 또는 2개 이상의 조합들은

를 이용하여 단말이 인코딩 또는 디코딩 하는 코드블록들이다. 해당 코드 블록에 대해서 적어도 단말은 첫 번째 base-graph 에서 지원하는

A. 66, 132, 264, 528, 1056, 2112, 4224, 8448

B. 88, 132, 220, 308, 396, 484, 572, 660

C. 88, 132, 308, 396, 484, 572, 660

5. 다음 가능한 코드 블록 집합들 중 하나 또는 2개 이상의 조합들은

A. 110, 220, 440, 880, 1760, 3520, 7040

B. 176, 264, 440, 616, 792, 968, 1144, 1320

C. 1760, 3520, 7040

D. 3520, 7040

E. 7040

F. 176, 264, 616, 792, 968, 1144, 1320

6. 다음 가능한 코드 블록 집합들 중 하나 또는 2개 이상의 조합들은

A. 154, 308, 616, 1232, 2464, 4928

B. 352, 528, 880, 1232, 1584, 1936, 2288, 2640

C. 352, 528, 1232, 1584, 1936, 2288, 2640

7. 다음 가능한 코드 블록 집합들 중 하나 또는 2개 이상의 조합들은

A. 198, 396, 792, 1584, 3168, 6336

B. 704, 1056, 1760, 2464, 3168, 3872, 4576, 5280

C. 704, 1056, 2464, 3168, 3872, 4576, 5280

8. 다음 가능한 코드 블록 집합들 중 하나 또는 2개 이상의 조합들은

A. 242, 484, 968, 1936, 3872

B. 1408, 2112, 3520, 4928, 6336, 7744

C. 1408, 2112, 4928, 6336, 7744

9. 다음 가능한 코드 블록 집합들 중 하나 또는 2개 이상의 조합들은

A. 286, 572, 1144, 2288, 4576

B. 2816, 4224, 7040

10. 다음 가능한 코드 블록 집합들 중 하나 또는 2개 이상의 조합들은

A. 330, 660, 1320, 2640, 5280

B. 5632, 8448

단말은 동작 2를 수행하는 경우, 다음들 중 하나 또는 2 개 이상의 조합에 대해서 동작을 수행한다.

1. 단말은 두 번째 base-graph에서 지원 가능한 코드 블록 길이를 기반으로 상기 하향 제어 정보에서 지시한 전송 블록에 대해 디코딩을 시도한다.

20, 30, 40, 50, 60, 70, 80, 90, 100, 110, 120, 130, 140, 150, 160, 180, 200, 220, 240, 260, 280, 300, 320, 360, 400, 440, 480, 520, 560, 600, 640, 720, 800, 880, 960, 1040, 1120,1200, 1280, 1440, 1600, 1760, 1920, 2080, 2240, 2400, 2560 (2880, 3200, 3520, 3840, 2720, 3040, 3360, 3680)

를 이용하여 단말이 인코딩 또는 디코딩 하는 코드블록들이다. 해당 코드 블록에 대해서 적어도 단말은 두 번째 base-graph에서 지원하는

A. 20, 40, 80, 160, 320, 640, 1280

B. 20, 30, 50, 70, 90, 110, 130, 150

A. 30, 60, 120, 240, 480, 960, 1920, (3840)

B. 40, 60, 100, 140, 180, 220, 260, 300

A. 50, 100, 200, 400, 800, 1600, (3200)

B. 80, 120, 200, 280, 360, 440, 520, 600

A. 70, 140, 280, 560, 1120, 2240

B. 160, 240, 400, 560, 720, 880, 1040, 1200

A. 90, 180, 360, 720, 1440, (2880)

B. 320, 480, 800, 1120, 1440, 1760, 2080, 2400

A. 110, 220, 440, 880, 1760, (3520)

B. 640, 960, 1600, 2240, (2880), (3520)

A. 130, 260, 520, 1040, 2080

B. 1280, 1920, (3200)

A. 150, 300, 600, 1200, 2400

B. 2560, (3840)

상기 본 발명에서 괄호로 표현된 숫자는 해당 값은 포함되거나 포함되지 않을 수 있다는 것을 의미한다.

본 발명에서 정보 비트수라 함은 상위 계층으로부터 전달되는 전송해야 할 데이터의 양 혹은 transport block (TB)의 크기 (transport block size; TBS)를 의미할 수 있다. 상기 TBS는 하나의 TTI 동안에 전송되는 것이 일반적이지만, 여러 TTI에 걸쳐서 전송되는 것도 가능할 수 있다. 본 발명에서 TBS는 N으로 표시될 수 있다.

본 발명에서 제1단말이라 함은, 데이터 전송 시에 최대 지수 행렬

을 이용하여 디코딩을 하도록 설정 받은 단말 혹은 데이터 전송 시에 최대 지수 행렬

을 이용하여 디코딩을 할 수 없는 단말일 수 있고, 혹은 상기 [표5]의 유형 1을 지원하는 단말일 수 있다.

본 발명에서 제2단말이라 함은, 데이터 전송 시에 최대 지수 행렬

을 이용하여 디코딩을 할 수 없는 단말일 수 있고, 혹은 상기 [표5]의 유형 2를 지원하는 단말일 수 있다.

본 발명에서 제3단말이라 함은, 데이터 전송 시에 최대 지수 행렬

혹은

을 이용하여 디코딩을 하도록 설정 받은 단말일 수 있고, 혹은 상기 [표5]의 유형 3을 지원하는 단말일 수 있다. 단말은 TBS, MCS, 전송모드 중 하나 이상에 따라 판단하여 어떤 최대 지수 행렬을 이용할지 결정할 수 있다.

본 발명에서 표로 설명된 것 중 괄호로 쓰여진 값들은 표에 모두 또는 일부 포함되거나 모두 또는 일부 포함되지 않을 수도 있는 값들이다.

도 5는 하나의 전송 블록(Transport Block; TB)이 하나 이상의 코드 블록(Code Block; CB)으로 분할(Segmentation)되는 방법을 도시한 도면이다. 도 5를 참조하면, 상향링크 또는 하향링크에서 전송하고자 하는 하나의 트랜스포트블록(501)는 마지막 또는 맨 앞부분에 CRC(503)이 추가될 수 있다. 상기 CRC는 16비트 혹은 24비트 혹은 미리 고정된 비트수를 가지거나 채널 상황 등에 따라 가변적인 비트수를 가질 수 있으며, 채널코딩의 성공 여부를 판단할 수 있는데 사용될 수 있다. TB와 CRC가 추가된 블록(501, 503)은 여러 개의 코드블록들(507, 509, 511, 513)로 나뉠 수 있다(505). 상기 코드블록은 최대 크기가 미리 정해져서 나뉠 수 있으며, 이 경우 마지막 코드블록(513)은 다른 코드블록보다 크기가 작을 수 있거나, 혹은 0, 랜덤 값 혹은 1을 넣어 다른 코드블록들과 길이를 같도록 맞추어줄 수 있다. 상기 나뉜 코드블록들에 각각 CRC들(517, 519, 521, 523)이 추가될 수 있다(515). 상기 CRC는 16비트 혹은 24비트 혹은 미리 고정된 비트수를 가질 수 있으며, 채널코딩의 성공 여부를 판단할 수 있는데 사용될 수 있다. 하지만 상기 TB에 추가된 CRC(503)과 코드블록에 추가된 CRC들(517, 519, 521, 523)은 코드블록에 적용될 채널코드의 종류에 따라 길이가 달라질 수 있다. 또한 폴라 코드가 사용되는 경우에도 CRC가 추가되거나 생략될 수 있다. 상기의 분할 과정에서 CB가 한 개인 경우에는 CB에 추가로 더해지는 CRC(517)은 생략될 수 있다.

수신기에서 TB의 복호를 진행 한 후 TB의 복호 성공여부를 판단하기 위해 사용되는 TB 전송에 삽입된 CRC는 길이 L로 적어도 두 가지 이상의 가능한 값을 가질 수 있다. 즉, 전송 블록이 두 개 이상의 코드 블록으로 분할되어 전송되는 경우에는 긴 길이의 CRC가 사용되고, 반대로 전송 블록이 하나의 코드 블록으로 전송되는 경우에는 짧은 길이의 CRC가 사용될 수 있다. 이동 통신 시스템에서 부호화를 위해 LDPC 부호가 사용되면, LDPC 부호가 부호 자체로 패리티 체크 기능을 가지기 때문에 CRC 삽입이 없이도 어느 정도의 복호 성공 여부 판단 기능을 가진다. 특정 이동통신 시스템에서 LDPC 부호를 사용하고 추가의 복호 성공 판단 수준을 획득하고자 하는 경우에는 LDPC 부호의 패리티 체크 기능에 추가로 CRC를 삽입하여 최종 복호 성공 여부를 판단하는 기술을 사용할 수 있고 이렇게 시스템에서 원하는 복호 성공 여부 판단의 오율 수준을 획득할 수 있다. 예를 들면, 시스템에서 요구하는 복호 성공 여부 판단 오율이 10^-6이고 LDPC 부호의 패리티 체크 기능으로 얻을 수 있는 판단 오율이 10^-3이라면 10^-3의 판단 오율을 가지는 CRC를 추가로 삽입하여 최종 10^-6의 시스템 판단 오율을 달성 할 수 있도록 하는 것이다. 일반적으로 CRC의 길이가 길수록 복호 성공 여부 판단의 오율은 낮아진다. 전송 블록이 두 개 이상의 코드 블록으로 분할되어 전송되는 경우에는 TB 자체가 LDPC 부호의 연접으로 구성이 되어 LDPC 부호 자체의 패리티 체크 기능을 사용할 수 없다. 반면에 전송 블록이 하나의 코드 블록으로 구성된 경우에는 LDPC 부호의 패리티 체크 기능을 사용할 수 있다. 따라서 특정 시스템에서는 전송 블록 내의 코드 블록개수에 따라 긴 길이 또는 짧은 길이의 CRC를 TB에 삽입하여 사용하는 것이 가능해 진다. 본 발명의 실시예들에서는 TB 가 분할되어 두 개 이상의 코드 블록으로 분할되는지의 여부에 따라 상기 TB에 삽입되는 CRC의 길이 L이 긴 길이 L+ 또는 짧은 길이 L-가 사용될 수 있는 것을 가정한다. 그리고 L+로 가능한 값의 예는 LTE의 경우에 사용되었던 24이며, L-의 예는 이보다 짧은 어떤 길이도 가능하나 LTE control 채널에서 사용한 16을 재활용하는 것이 가능하다. 하지만 본 발명의 실시예에서는 상기 L- 값의 예인 16에 한정하지는 않는다.

특정 TB가 다수의 코드 블록으로 분리되는지의 여부는 하나의 코드 블록으로 주어진 TB를 전송 할 수 있느냐의 여부에 따라 결정되기 때문에 다음과 같이 판단될 수 있다:

- N+L-값이 가능한 최고 CB 길이보다 작거나 같으면 하나의 코드 블록으로 TB 전송; If (N + L-) <= K_max, then one CB is used

- N+L-값이 가능한 최고 CB 길이보다 크면, TB를 분할하여 다수의 코드 블록으로 TB 전송; If (N + L-) > K_max, then CB is segmented

여기서 K_max는 가능한 코드 블록의 크기 중 가장 큰 코드 블록 크기를 나타낸다.

종래 LTE 시스템에서는 TBS를 결정하기 위해, DCI에서 전송되는 MCS index와 할당된 PRB 수를 이용한다. 하향링크 기준으로는 DCI에서는 5비트의 MCS index가 전송되어 하기 표로부터 modulation order Qm과 TBS index를 알아낼 수 있다.

DCI에서 전달되는 자원할당 정보로부터 데이터 전송에 사용되는 PRB 수를 알 수 있고, 상기 표에서 알아낸 TBS index와 함께 하기 표로부터 TBS를 결정할 수 있다.

상기 표는 PRB가 1부터 10까지인 경우, 그리고 TBS index가 0부터 26까지인 경우의 TBS 표를 보여주지만, 이는 PRB 가 110까지인 경우, 그리고 추가적인 TBS index의 경우에도 종래 LTE에서는 사용하고 있다. 상기 표에서 할당된 PRB 수와 TBS index를 이용하여 해당하는 칸의 숫자가 기지국과 단말이 이해하는 TBS가 된다.

종래 LTE 시스템에서는 데이터 전송을 위해 터보코드 (Turbo code)가 채널코딩으로 사용되었으며, 상기 터보코드의 코드 레이트는 1/3이 된다. 만약 터보코드의 입력으로 들어간 정보 비트의 수가

라면, 터보코드가 수행된 후의 코딩된 비트 수는

가 된다. 따라서 데이터 전송을 위해 레이트 매칭(rate matching)을 수행함에 있어서 사용되는 서큘러 버퍼 (circular buffer)의 길이는

가 될 수 있다. 상기에서 레이트 매칭이라 함은 인코딩된 비트를 실제 물리 자원에 매핑할 때에 어떠한 비트들을 매핑하여 전송할 것인지를 수행하는 과정이 될 수 있다. 기지국에서 데이터를 전송하는 하향링크의 경우에는 단말이 상기 전송된 비트에 해당하는

만큼의 log likelihood ratio (LLR) 값을 저장할 수 있는 크기의 소프트버퍼 메모리가 필요하다. 상기에서 LLR 값은 디코딩을 수행하기 위한 수신 데이터의 처리 값이라고 할 수 있다. 하지만 너무 큰 크기의 데이터 전송을 위해서는 큰 사이즈의 소프트 버퍼가 필요하므로, 이는 곧 단말의 가격 상승을 필요로 할 수 있다. 왜냐하면 더 큰 사이즈의 메모리가 요구되기 때문이다. 따라서 큰 데이터가 전송될 때는 작은 사이즈의 소프트 버퍼 메모리로도 LLR 값들이 저장될 수 있도록 하기 위하여 레이트 매칭 방법이 필요할 수 있다. 종래 LTE 시스템에서는 하나의 코드블록에서 레이트매칭을 하기 위한 circular buffer의 크기는

로 주어지며, 상기에서

은 단말의 소프트버퍼 크기인

와 HARQ process 개수 등의 파라미터로 결정될 수 있다.

는 단말의 카테코리 (UE category)에서 정의될 수 있다. 상기에서 C는 전송하고자 하는 데이터 전송블록에 포함된 코드블록의 수이다.

도6은 상기에서 설명한 단말의 소프트 버퍼 크기에 의해서 레이트 매칭 방법이 달라지는 예제를 설명한 도면이다. (600)과 같이

크기(601)의 전송하고자 하는 데이터를 터보코드로 인코딩을 수행하면, (602)의 정보비트, (604)의 첫번째 패리티 비트, (606)의 두번째 패리티 비트가 생성되며 총 크기는

가 될 수 있다(608). 상기 정해진

크기의 (602), (604), (606)을 순차적으로 할당된 자원에 매핑하여 전송하는 과정이 레이트 매칭인 (610) 단계에서 수행된다. 하지만 단말의 소프트 버퍼 크기를 고려하여 레이트 매칭에 제약을 추가하면, (612)의 데이터 비트 및 (614)와 같은 일부의 패리티 비트들만 이용하여 레이트 매칭이 (622) 단계와 같이 수행될 수 있다. 상기에서 서큘러 버퍼의 크기는

가 되며(618), 이는 단말의 소프트 버퍼 크기 및 HARQ process 개수 등에 의해 결정되는

에 영향을 받는 값이 된다. 상기에서는

에 의해서 (616)에 해당하는 만큼의 패리티 비트는 단말이 저장할 수 없으므로 전송하지 않는 비트가 될 수 있다. 단말이 저장하지 못하는 비트들은 전송을 하지 않는다는 이유일 수 있다.

본 발명에서 서술하는 단말의 하향 데이터 전송을 위한 TBS 상향 데이터 채널의 전송 블록 인코딩 과정에 충분히 적용할 수 있다.

본 발명에서 서술하는 단말의 인코딩/디코딩 동작은 기지국 인코딩/디코딩 동작에 충분히 적용할 수 있다.

본 발명에서 수신기에서 TB의 복호를 진행 한 후 TB의 복호 성공여부를 판단하기 위해 사용되는 TB 전송에 삽입된 CRC는 길이는 적어도 두 가지 이상의 가능한 값을 가질 수 있다. 즉, 전송 블록이 두 개 이상의 코드 블록으로 분할되어 전송되는 경우에는 긴 길이(L+)의 CRC가 사용되고, 반대로 전송 블록이 하나의 코드 블록으로 전송되는 경우에는 짧은 길이(L-)의 CRC가 사용될 수 있다. L- 는 L+보다 작은 값을 갖는 자연수이다. 본 발명의 실시예들에서는 TB 가 분할되어 두 개 이상의 코드 블록으로 분할되는지의 여부에 따라 상기 TB에 삽입되는 CRC의 길이가 긴 길이 L+ 또는 짧은 길이 L-가 사용될 수 있는 것을 가정한다. 그리고 L+로 가능한 값의 예는 LTE의 경우에 사용되었던 24이며, L-의 예는 이보다 짧은 어떤 길이도 가능하나 LTE control 채널에서 사용한 16을 재활용하는 것이 가능하다. 하지만 본 발명의 실시예에서는 상기 L- 값의 예인 16에 한정하지는 않는다.

본 발명에서 전송블록(transport block; TB)는 상위 계층에서 물리 계층으로 전송되는 데이터일 수 있으며, 물리 계층에서 초기 전송될 수 있는 단위가 될 수 있다.

본 발명에서 N1_max와 N2_max는 각각 LDPC code에서 BG#1이 사용될 때의 최대 코드블록(codeblock, CB)길이와 BG#2가 사용될 때의 최대 코드블록 길이를 가리킬 수 있다. 예컨대, N1_max = 8448, N2_max = 3840이 될 수 있다. 하지만 본 발명의 실시예는 상기 값에 한정되지 않는다. 본 발명에서 N1_max는 N1_max 혹은 N_1,max와 혼용될 수 있고, N2_max는 N2_max 혹은 N_2,max와 혼용될 수 있다.

본 발명에서 L_{TB,16}와 L_{TB,24}는 TB에 추가되는 CRC의 길이들일 수 있으며, L_{TB,16} < L_{TB,24}이다. 예컨대, L_{TB,16}는 16, L_{TB,24}는 24일 수 있다. 본 발명에서 L_{TB,16}는 L_TB,16와 혼용될 수 있고, L_{TB,24}는 L_TB,24와 혼용될 수 있다. 본 발명에서 L_{CB}는 CB에 추가되는 CRC의 길이일 수 있으며, L_CB와 혼용될 수 있다.

[제1실시예]

제1실시예는 단말이 지원하는 최대 TBS 크기를 고려한 TBS 결정방법을 제공한다. 본 실시예에서는 특정 경우에서 TBS가 클 때에는 2개 이상의 여러 코드블록으로 나뉘고 각각의 코드블록이 BG#2를 이용하는 LDPC 코드로 채널코딩이 되어 전송되는 경우에 적용되는 것이 가능할 수 있다. 즉, TBS가 큰 경우에도 BG#2를 이용하여 전송하는 것이 가능할 경우에 적용될 수 있다. 본 실시예에서 R_1 및 R_2는 LDPC의 BG#1 혹은 BG#2를 선택하는 기준이 되는 code rate을 가리킬 수 있으며, 각각 R₁과 R₂와 혼용될 수 있다. 예컨대 R₁=1/4 R₂=2/3일 수 있지만, 본 발명에서 제공하는 방법은 이제 한정되지 않는다. 또한 본 발명에서 코드레이트로 언급되는 R과 상기 R₁과 R₂은 분수 및 소수 등 다양한 방법으로 표현되어 정해질 수 있다. 데이터 전송시 BG#1과 BG#2 중에서 어떤 BG를 선택할 때에는 code rate, 단말의 소프트 버퍼 등이 고려될 수 있다.

기지국은 단말에게 임의의 수의 PRB의 주파수 자원 및 임의 개수의 슬롯 혹은 심볼수의 시간 자원을 할당하여 데이터를 전송할 수 있으며, 상기와 관련된 스케줄링 정보는 하향링크제어정보(DCI) 혹은 상위 시그널링에서 전송된 설정 혹은 그 결합으로 단말에게 전달될 수 있다. 기지국과 단말이 스케줄링 정보가 주어져 있을 때, TBS는 하기의 순서로 결정될 수 있다.

- 단계 1-1: 임시 정보 비트수 결정 (A)

- 단계 1-2: 임시 CB 개수 결정 및, byte alignment (8의 배수로 만드는 과정)와 임시CB 개수의 배수로 만드는 과정 (C, B)

- 단계 1-3: CRC 비트수를 제외한 TBS 결정 과정 (TBS)

- 단계 1-4: 단말 capability 혹은 단말 카테고리 혹은 단말이 지원하는 최대 TBS를 고려한 최종 TBS 값 결정

단계 1-1에서는 보내고자 하는 데이터가 매핑될 수 있는 자원 영역의 양을 고려하여 임시 TBS 값을 결정한다. 이는 code rate(R), modulation order(Qm), 데이터가 rate matching 되어 매핑되는 RE 수(#RE), 할당된 PRB 혹은 RB 수(#PRB), 할당된 OFDM 심볼수, 할당된 슬롯수, 한 PRB내에서 매핑되는 RE 수의 기준값 중 하나 이상의 조합으로 임시 정보 비트수를 결정할 수 있다. 예컨대 A는 하기 수학식 10에 의해 결정될 수 있다.

[수학식 10]

상기에서 modulation order인 Qm과 code rate인 R은 DCI에서 포함되어 단말에게 전달될 수 있다. 전송될 때 사용되는 레이어 수

는 DCI 혹은 상위 시그널링 혹은 둘의 조합으로 단말에게 전달될 수 있다. 상기에서

는 기지국이 데이터가 전송될 때 rate matching으로 매핑되는 RE 수를 이용하여 결정될 수 있으며, 자원할당 정보를 기지국과 단말이 서로 알고 있을 때 상기

는 기지국과 단말이 동일하게 이해할 수 있다.

를 계산할 때, rate matching 방식으로 데이터가 매핑되기로 하였으나, CSI-RS 혹은 URLLC 혹은 UCI 전송 등 특별한 이유로 데이터가 puncturing되어 실제로는 매핑되지 않는 RE도

에 포함되도록 계산되어진다. 이는 기지국이 단말에게 알리지 않고 임의로 매핑하기로 했던 데이터의 일부를 puncturing 방식으로 전송하지 않았을 때에도 기지국과 단말이 TBS를 동일하게 이해할 수 있도록 하기 위함일 수 있다. 일례로 하기 [표 6]과 같은 MCS table을 정의하고, 단말에게 MCS index를 전달하여 Qm과 R에 대한 정보를 전달할 수 있다. 상기에서 modulation order는 QPSK, 16QAM, 64QAM, 256QAM, 1024QAM 등의 정보를 의미한다.

[표 6]

상기 [표6]에서는 5비트의 MCS index로 Qm과 R을 함께 전달하였지만, 이는 6비트 MCS index로 DCI에서 전달될 수 있거나, 혹은 3비트의 Qm과 3비트의 R이 각각 비트필드에서 전달되는 등 다양한 방법으로 단말에게 전달될 수 있다. 혹은 A= (할당된 PRB 수) x (1 PRB당 기준 RE 수) X

로 결정될 수 있다.

단계 1-2에서는 상기 결정된 A를 이용하여 임시코드블록 수 (임시CB수) C를 결정하고, 이를 바탕으로 A를 8의 배수와 동시에 임시CB수의 배수로 만들어주는 단계이다. 이는 최종적으로 결정되는 TBS와 TB에 더해지는 CRC의 길이가 byte alignment되는 동시에 CB의 배수가 되도록 하기 위함이다. 먼저 임시 CB수는 하기의 pseudo-code 1에 의해 정해질 수 있다.

[pseudo-code 1]

[시작]

If R ≤ R₁, then

,

Else

.

End if of R

[끝]

상기에서 R는 code rate으로 상기에서 언급한 바와 같이 DCI에서 전달되는 값일 수 있다. 상기에서 언급한 바와 같이 R₁은 1/4일 수 있으며,

는 8448일 수 있고,

는 3840일 수 있다. 이 경우에는 pseudo-code 2에 의해 정해질 수 있지만 이에 한정되지는 않을 수 있다.

[pseudo-code 2]

[시작]

If R ≤ 1/4, then

,

Else

.

End if of R

[끝]

상기에서 구해진 C는 임시CB의 수일 수 있으며, 최종적으로 TB가 전송될 때에 CB 분할이 수행되며 이 때에 구해지는 실제 CB의 수와는 다를 수 있지만, 같도록 정해질 수 있다. 이제 단계 1-1에서 정해진 A 값을 8과 C의 배수로 만들어 B를 생성하는 과정을 거치게 되며, 이는 모든 코드블록에 불필요한 비트들 혹은 불필요한 zero padding 비트가 포함되어 전송되지 않도록 하기 위함일 수 있다. 하기 수학식 15와 같이 B이 계산될 수 있다.

[수학식 15]

상기에서 수학식 15는

혹은

로 변형되어 적용되는 것이 가능하다. 본 발명에서 mod(x,y)는 x를 y로 나눈 나머지이며,

로 변형되어 적용될 수 있다. 본 발명에서

는 x보다 큰 최소 정수를 의미하며, ceil(x)와 혼용될 수 있다.

는 x보다 작은 최대 정수를 의미하며, floor(x)와 혼용될 수 있다. 상기 수학식 15는 또한

로 변형되어 적용될 수 있으며, 이는 A에서 가장 가까운 8C의 배수를 B로 함을 의미할 수 있다. Round(x)는 x에서 가장 가까운 정수를 의미하거나 반올림을 의미할 수 있다. 상기 수학식 15는 A를 8C의 배수로 만들기 위함이지만, 8과 C의 공배수 혹은 최소공배수로 만드는 것으로 변형되어 적용될 수 있다. 따라서 상기 수학식 15는

혹은

으로 변형되어 적용되는 것이 가능할 수 있다. 상기에서

는 a와 b의 최소 공배수를 의미한다.

상기에서 단계 1-2까지는 할당된 자원에서 전송되는 정보 비트들을 구한 것이며, 단계 1-3에서는 앞서 구한 전송될 정보 비트들에서 CRC를 위해 추가되었던 비트들의 수를 제외하는 과정을 수행한다. 이는 하기 pseudo-code 3에 의해 정해질 수 있다.

[pseudo-code 3]

[시작]

If R ≤ R₁,

If B ≤

, then TBS = B - L_TB,16

Else TBS = B - L_TB,24- C× L_CB

End if of B

Else

If B ≤

, then TBS = B - L_TB,16

Else if B ≤

, then TBS = B - L_TB,24

Else TBS = B - L_TB,24- C× L_CB

End if of B

End if of R

[끝]

상기와 같이 각 변수들의 값이 정해져서 적용된다면 [pseudo-code 3]는 하기 [pseudo-code 4]로 적용하는 것이 가능하지만 이에 한정되지는 않을 수 있다.

[pseudo-code 4]

[시작]

If R ≤ 1/4,

If B ≤ 3840, then TBS = B - 16

Else TBS = B - 24×(C+1)

End if of B

Else

If B ≤ 3840, then TBS = B - 16

Else if B ≤ 8448, then TBS = B - 24

Else TBS = B - 24×(C+1)

End if of B

End if of R

[끝]

상기에서는 TBS의 크기에 따라 TB에 적용되는 CRC길이가 달라지는 수 있기 때문에 L_TB,16와 L_TB,24가 고려되었으며, 코드블록 수가 1개인 경우에는 CB에 더해지는 CRC가 생략될 수 있거나 CB에 더해지는 CRC길이가 0이 되는 경우가 될 수 있음을 고려하여 적용된 것일 수 있다. 다른 일례로 상기 단계1-3은 하기와 같은 [pseudo-code 5] 혹은 [pseudo-code 6]로 변형되어 적용되는 것이 가능하다.

[pseudo-code 5]

[시작]

If B ≤

, then TBS = B - L_TB,16

Else TBS = B - L_TB,24

End if of B

[끝]

[pseudo-code 6]

[시작]

If B ≤ 3840, then TBS = B - 16

Else TBS = B - 24

End if of B

[끝]

상기 [pseudo-code 5] 혹은 [pseudo-code 6]에서는 최종 TBS를 계산함에 있어서 CB에 추가되는 CRC길이를 제외해주지 않음을 특징으로 한다. 따라서 나중에 실제 데이터가 매핑되어 전송될 때, 상기 계산된 TBS에 CB의 CRC길이만큼 추가될 수 있으므로 실제의 코드레이트는 R보다 커질 수 있다.

마지막으로 단계 1-4에서는 상기 단계 1-3까지 계산된 임시 TBS값을 바탕으로, 단말이 지원하는 최대 TBS 크기를 고려하여 최종 TBS를 결정한다. 상기 단계 1-3까지 계산된 TBS를 TBS_temp라고 하기로 하자. 상기 단말이 지원하는 최대 TBS 크기는 본 발명에서 TBS_UE,max라 하기로 하자. TBS_UE,max는 UE category마다 다르게 정의되어 있을 수 있고, 혹은 단말이 자신의 capability로 기지국에게 전달할 수도 있으며, 혹은 기지국이 상위 시그널링으로 단말에게 전달할 수 있고, 혹은 상기 방법의 결합으로 결정될 수 있다. 일례로 하기 [표 7]은 단말의 카테고리를 정의한 표이며, 하기 표에서 “Maximum number of bits of a DL-SCH transport block received within a TTI”로 표기된 열에서 제시된 값이 단말이 한 전송블록을 수신할 수 있는 최대 TBS의 크기 값이 될 수 있다.

[표 7]

본 단계 1-4에서의 최종TBS는 하기 [수학식 16]과 같이 결정될 수 있다.

[수학식16]

최종TBS = min(TBS_temp, TBS_UE,max)

상기에서 min(x,y)는 x와 y 값 중에서 작은 값을 의미한다. 혹은 하기 [pseudo-code 7]과 같이 표현될 수 있다.

[pseudo-code 7]

[시작]

If TBS_temp < TBS_UE,max, 최종TBS = TBS_temp

Else 최종TBS = TBS_UE,max

[끝]

혹은 상기 단계1-3까지 계산된 TBS에서, TBS_UE,max와 비교하여 TBS_UE,max가 더 작다면 TBS를 로 치환(replace)하는 방법으로 결정될 수 있다.

도 7은 하향링크 혹은 상향링크 데이터 스케줄링 및 전송시에 기지국과 단말이 TBS를 계산하여 데이터를 송수신하는 단계를 도시한 순서도이다. 스케줄링 및 데이터 전송 과정이 시작되면(700), 기지국은 스케줄링 정보를 결정하고(702), 상기 스케줄링 정보를 DCI, 시스템 정보, MAC CE, RRC 시그널링 중 하나 이상의 결합으로 단말에게 전달한다(704). 상기 정해진 스케줄링 정보로부터 임시 TBS를 계산한다(706). (706)에서는 상기에서 기술된 단계1-1, 단계1-2, 및 단계1-3를 이용하여 TBS가 계산될 수 있다. 단계1-1, 단계1-2, 단계1-3는 결합되어 동시에 수행될 수도 있고 혹은 순서가 바뀌어 수행되는 것도 가능할 것이다. 상기에서 계산된 임시 TBS를 바탕으로 단말이 지원하는 최대 TBS를 고려하여 최종 TBS가 결정되며(708), 이는 상기에서 기술된 단계1-4가 된다. 이후에 계산된 TBS를 이용하여, CB 분할 및 채널코딩/디코딩/재전송 동작 등이 수행되고(710), 데이터 스케줄링 및 전송이 끝날 수 있다(712).

상기 실시예에서 제공한 TBS 결정 방법은 기지국과 단말이 미리 약속한 MCS index 및 할당된 PRB수의 특정 조합이 아닌 경우에만 한정하여 적용하는 것이 가능하다. 예를 들어, MCS index 6로 스케줄링이 결정되고, 이 때 PRB 수가 1이라면 TBS는 상기 방법이 아닌 328로 고정된 값으로 결정되어 전송되는 것이 가능할 수 있다. 따라서 기지국과 단말은 {MCS index 혹은 Code rate index 등과, PRB 수}의 조합에 따라 사용될 TBS의 값들을 미리 정하여 알고 있을 수 있고, 상기 조합 이외의 경우에만 상기 실시예에서 제공한 방법으로 TBS가 결정될 수 있다.

본 실시예에서의 TBS 결정 방법은 초기전송의 경우에만 해당되며, 재전송인 경우에는 해당 재전송의 초기전송에서 결정된 TBS를 가정하여 송수신을 수행할 수 있다.

본 실시예의 방법으로 단말은 자신이 지원할 수 있는 최대 TBS 값에 해당하는 데이터를 전송 받아서 최대 전송률로 데이터를 수신하는 것을 보장 받을 수 있다.

본 실시예에서 단계1-1, 단계1-2, 단계1-3은 상기에서 제시된 방법으로 한정될 필요는 없으며, 다른 방법으로 임시 TBS가 계산되는 다른 방법으로 변형되어 적용되는 것이 가능할 것이다.

[제1-1실시예]

제1-1실시예는 단말이 지원하는 최대 TBS 크기를 고려한 TBS 결정방법을 제공한다.

단말은 스케줄링 정보가 포함된 제어정보를 수신하고, 제어정보에 포함된 자원할당 및 MCS 값을 확인한다. 상기 MCS 값은 modulation order와 code rate을 의미할 수 있다. 자원할당이 할당 가능한 최대 주파수 대역이 할당되었고, MCS 값이 제일 높은 modulation order 및 제일 높은 code rate에 해당하는 값이라면, 단말은 TBS를 계산하는 대신 자신이 지원하는 최대 TBS 값으로 TBS를 가정하여 데이터 수신 혹은 데이터 송신을 진행할 수 있다.

기지국은 단말에게 데이터 송수신을 위해, 스케줄링 정보가 포함된 제어정보를 송신한다. 제어정보에 포함된 자원할당 및 MCS 값을 확인하여, 자원할당이 해당 단말에게 할당 가능한 최대 주파수 대역이 할당되었고, MCS 값이 제일 높은 modulation order 및 제일 높은 code rate에 해당하는 값이라면, 기지국은 전송할 데이터의 양인 TBS값을 계산하는 대신 해당 단말이 지원하는 최대 TBS 값으로 TBS를 가정하여 데이터 송수신을 진행할 수 있다. 상기 MCS 값은 modulation order와 code rate을 의미할 수 있다.

[제2실시예]

제2실시예에서는 하향링크 데이터 전송에 있어서 레이트 매칭을 위한 버퍼를 결정하기 위한 파라미터

을 결정하는 방법 및 장치를 제공한다.

은 하기 방법1, 방법2, 방법3 혹은 방법4으로 결정될 수 있을 것이다. 본 실시예에서 레이트 매칭에 제약이 생긴다고 함은, 레이트 매칭에 있어서 똑 같은 정보를 담은 비트가 두 번 이상 매핑되어 전송됨을 의미할 수 있다. 혹은 레이트 매칭에 제약이 생기는 경우는 LBRM(limited buffer rate matching)이 걸린 경우라고 할 수 있을 것이다.

방법1에서는

이 하기 [수학식 17]로 결정될 수 있을 것이다.

[수학식 17]

상기에서 N은 1 혹은 2 등의 값으로 고정되어 결정될 수 있거나 혹은 상위에서 시그널링으로 단말에게 전달될 수 있을 것이다.

은 초기 전송에서 전송되는 코딩된 비트 혹은 전송되는 자원 수에 modulation order를 곱한 값이 될 수 있다. 본 방법1을 적용함으로써, 초기 전송에서는 데이터의 레이트 매칭이 제약이 생기는 경우가 없도록 함일 수 있다. 상기에서 N은 정수일 필요는 없을 것이다.

방법2에서는

이 하기 [수학식 18]로 결정될 수 있을 것이다.

[수학식 18]

상기에서 N은 1 혹은 2 등의 값으로 고정되어 결정될 수 있거나 혹은 상위에서 시그널링으로 단말에게 전달될 수 있을 것이다. 혹은 채널코딩이 적용된 H 행렬의 코드레이트의 역수일 수 있다. TBS는 전송되는 데이터 전송블록의 크기가 될 수 있다. 본 방법2를 적용함으로써, 초기 전송에서는 데이터의 레이트 매칭이 제약이 생기는 경우가 없도록 함일 수 있다. 상기에서 N은 정수일 필요는 없을 것이다.

방법3에서는

이 하기 [수학식 19]로 결정될 수 있을 것이다.

[수학식 19]

상기에서

는

을 계산하기 위한 기준 TBS 값일 수 있다. 상기

는 해당 단말이 지원하는 최대 TBS 크기로 약속될 수 있거나 혹은 상위에서 전달되는 값일 수 있다.

는

을 계산하기 위한 기준 코드레이트 값일 수 있다. 상기

는 해당 단말이 지원하는 코드 레이트 중에서 하나로 약속될 수 있다. 혹은 상기 TBS가 채널코딩될 때 사용된 BG에 따라 결정될 수 있을 것이다. 일례로, BG#1의 LDPC 코드로 전송되었다면 2/3, BG#2의 LDPC 코드로 전송되었다면 2/5로 결정될 수 있을 것이다. 본 방법3을 적용함으로써, 특정 TBS를 기준으로 그 이하의 TBS에 대해서는 초기 전송 혹은 첫 번째 재전송까지는 데이터의 레이트 매칭이 제약이 생기는 경우가 없도록 함일 수 있다.

방법4에서는 상기 제공된 방법1 혹은 방법2 혹은 방법3들의 결합으로, 상기 방법들에서 정해진 값들 중에서 최소값으로 제공될 수 있으며,

이 하기 [수학식 20]으로 결정될 수 있을 것이다.

[수학식 20]

상기에서 min(a, b)는 a와 b중에서 작은 값을 의미한다. 상기에서 N은 1 혹은 2 등의 값으로 고정되어 결정될 수 있거나 혹은 상위에서 시그널링으로 단말에게 전달될 수 있을 것이다.

은 초기 전송에서 전송되는 코딩된 비트 혹은 전송되는 자원 수에 modulation order를 곱한 값이 될 수 있다. 상기에서

는

을 계산하기 위한 기준 TBS 값일 수 있다. 상기

는

을 계산하기 위한 기준 코드레이트 값일 수 있다. 상기

는 해당 단말이 지원하는 코드 레이트 중에서 하나로 약속될 수 있다. 혹은 상기 TBS가 채널코딩될 때 사용된 BG에 따라 결정될 수 있을 것이다. 일례로, BG#1의 LDPC 코드로 전송되었다면 2/3, BG#2의 LDPC 코드로 전송되었다면 2/5로 결정될 수 있을 것이다. 본 방법4를 사용함으로써, 최대한 단말이 소프트버퍼의 크기를 작게 설정할 수 있으면서도 초기 전송에서는 최대한 레이트 매칭에 제약이 안 걸리는 경우가 되도록 할 수 있을 것이다.

본 실시예에서 제공한

을 계산하여 단말은 하나의 전송블록에 대해

비트에 해당하는 만큼의 소프트 버퍼 메모리를 점유하여 송수신 성능을 올릴 수 있을 것이다.

상기에서 제공한

를 이용하여 하기의 [수학식 21]과 같이

가 계산될 수 있다.

[수학식 21]

상기에서

값은 정보비트를 채널코딩으로 인코딩하여 생성된 모든 패리티가 더해진 비트수이며, LTE의 경우라고 가정하면 정보비트의 약 3배가 될 수 있다. C는 전송하고자 하는 전송블록을 송수신하기 위해 필요한 코드블록의 수이다. 이후에 레이트 매칭은 하기 [pseudo-code 7]와 같이 수행될 수 있을 것이다.

[pseudo-code 7]

[시작]

Denoting by E the rate matching output sequence length for the r-th coded block, and rv _idx the redundancy version number for this transmission (rv _idx = 0, 1, 2 or 3), the rate matching output bit sequence is e _k , k = 0,1, ..., E-1.

Define by G the total number of bits available for the transmission of one transport block. 여기에서 G는 데이터가 매핑되는 자원의 수라고 할 수 있다.

Set

where Q _m is equal to 2 for QPSK, 4 for 16QAM, 6 for 64QAM and 8 for 256QAM, and where

- For transmit diversity:

- N _L is equal to 2,

- Otherwise:

- N _L is equal to the number of layers a transport block is mapped onto

Set

, 여기에서 C는 해당 데이터 전송을 위해 필요한 코드블록 수

if

set

else

set

end if

- 여기에서 k₀를 RV 값에 의해 결정되는 레이트 매칭 시작점이라고 생각될 수 있으며, 이 값은 미리 약속되어 기지국과 단말이 알고 있는 값일 수 있다.

Set k = 0 and j = 0

while { k < E }

if

k = k +1

end if

j = j +1

end while

[끝]

상기 [pseudo-code 7]에서 w_j는 r번째 코드블록이 인코딩 된 후 모든 패리티비트가 추가된 값 중에서 j번째 비트를 의미하며, e_k는 r번째 코드블록이 인코딩 된 후에, 레이트 매칭된 k번째 비트를 의미한다.

를 수행함으로써

에 의해 레이트 매칭에 제약이 생기는 것으로 볼 수 있고, [수학식 21]과 같이

는

에 의해 영향을 받을 수 있으므로, 이는 결국

에 의해 레이트 매칭에 제약이 생기는 것으로 볼 수 있다.

상기 [pseudo-code 7]는

가 구해진 이후의 레이트 매칭 과정의 일례이며 상기 [pseudo-code 7]에 제한될 필요는 없을 것이다.

본 실시예는 하향링크 데이터 전송의 경우로 설명하였지만, 상향링크 데이터 전송에도 적용될 수 있을 것이다.

[제3실시예]

제3실시예에서는 LTE 시스템에서 short TTI 혹은 slot 혹은 subslot의 TTI길이로 스케줄링이 가능하도록 설정된 단말에 있어서, short TTI 혹은 subslot으로 스케줄링을 받았을 때 레이트 매칭을 위한 버퍼를 결정하기 위한 파라미터

을 결정하는 방법 및 장치를 제공한다.

FDD (frequency division duplexing) 시스템 기준으로 종래 LTE 시스템은 1ms의 subframe을 기준으로 송수신이 되었다. 하지만 2심볼 혹은 3심볼 혹은 7심볼 단위로 제어채널을 단말이 모니터링하고, 스케줄링 정보가 전달되고, 데이터 송수신이 이루어지는 방법이 사용될 수 있다.

도 8과 도 9는 하향링크에서 2심볼 혹은 3심볼 길이를 갖는 sTTI의 구조의 일례들을 도시한 도면이다. 도 8은 한 서브프레임(802) 내의 14심볼을 각각 2,3,2,2,2,3 심볼씩 나누어 sTTI 0 (804), sTTI 1 (806), sTTI 2 (808), sTTI 3 (810), sTTI 4 (812), sTTI 5 (816)가 매핑된다. 도 8의 sTTI 패턴은 종래 LTE의 PDCCH가 2 OFDM 심볼에 매핑될 때 적용된다. 도 9는 한 서브프레임(902) 내의 14심볼을 각각 3,2,2,2,2,3 심볼씩 나누어 sTTI 0 (904), sTTI 1 (906), sTTI 2 (908), sTTI 3 (910), sTTI 4 (912), sTTI 5 (916)가 매핑된다. 도 9의 sTTI 패턴은 종래 LTE의 PDCCH가 1 또는 3 OFDM 심볼에 매핑될 때 적용된다.

도 10은 상향링크에서 2심볼 혹은 3심볼 길이를 갖는 sTTI의 구조의 일례를 도시한 도면이다. 한 서브프레임(1002) 내의 14심볼을 각각 3,2,2,2,2,3 심볼씩 나누어 sTTI 0 (1004), sTTI 1 (1006), sTTI 2 (1008), sTTI 3 (1010), sTTI 4 (1012), sTTI 5 (1016)가 매핑된다.

도 11은 하향링크와 상향링크에서 7심볼 길이를 갖는 sTTI의 구조의 일례를 도시한 도면이다. 한 서브프레임(1102) 내의 14심볼을 각각 7심볼, 7심볼에 sTTI 0(1104)와 sTTI 1(1106)이 매핑된다.

이하에서 기술되는 shortened-TTI 전송은 제1 타입 전송이라 칭하고, normal-TTI 전송은 제2 타입 전송이라 칭할 수도 있다. 상기 제1 타입 전송은 1ms보다 짧은 구간에서 제어신호, 또는 데이터신호, 또는 제어 및 데이터 신호가 전송되는 방식이며, 제2 타입 전송은 1ms 구간에서 제어신호, 또는 데이터신호, 또는 제어 및 데이터 신호가 전송되는 방식이다. 한편, 이하에서는 shortened-TTI 전송과 제1 타입 전송을 혼용하여 사용하고, normal-TTI 전송과 제2 타입 전송을 혼용하여 사용하도록 한다. 상기 제1 타입 단말은 제1타입 전송과 제2타입 전송을 모두 지원할 수도 있으며, 혹은 제1타입 전송만 지원할 수도 있다. 상기 제2 타입 단말은 제2타입 전송을 지원하며, 제1타입 전송은 하지 못한다. 본 발명에서는 편의를 위해, 제1타입 단말용이라함은 제1타입 전송을 위한 것임으로 해석할 수 있을 것이다. 만약 shortened-TTI와 normal-TTI가 대신, normal-TTI와 longer-TTI가 존재한다면, normal-TTI 전송은 제1 타입 전송이라 칭하고, longer-TTI 전송은 제2 타입 전송이라 칭할 수도 있다. 본 발명에서 제1 타입 수신 및 제2 타입 수신은 제1 타입 송신 및 제2 타입 송신된 신호들을 각각 수신하는 과정을 칭할 수 있다.

이하에서 특별한 언급이 되지 않는다면, 기술되는 shortened-TTI 전송이 설정된 단말은 제1타입 단말이라 칭하고, shortened-TTI 전송이 설정되지 않은 normal-TTI 단말은 제2타입 단말이라 칭할 수도 있다. 상기 제1타입 단말은 1ms 혹은 1ms보다 짧은 전송시간구간에 제어정보, 혹은 데이터, 혹은 제어정보 및 데이터를 전송할 수 있는 단말을 포함할 수 있고, 상기 제2타입 단말은 1ms의 전송시간구간에 제어정보, 혹은 데이터, 혹은 제어정보 및 데이터를 전송할 수 있는 단말을 포함할 수 있다. 한편, 이하에서는 shortened-TTI 단말과 제1타입 단말을 혼용하여 사용하고, normal-TTI 단말과 제2타입 단말을 혼용하여 사용하도록 한다. 또한, 본 발명에서는 shortened-TTI, shorter-TTI, shortened TTI, shorter TTI, short TTI, sTTI는 같은 의미로 혼용하여 사용된다. 또한, 본 발명에서는 normal-TTI, normal TTI, subframe TTI, legacy TTI는 같은 의미이며 혼용하여 사용된다.

본 발명에서 하향링크에서의 전송시간구간은 제어신호 및 데이터신호가 전송되는 단위를 의미하며, 혹은 데이터 신호가 전송되는 단위를 의미할 수 있다. 예를 들어 기존 LTE시스템 하향링크에서 전송시간구간은 1 ms의 시간 단위인 서브프레임이 된다. 한편 본 발명에서 상향링크에서의 전송시간구간이라함은 제어신호 혹은 데이터신호가 보내지는 단위를 의미하며, 혹은 데이터 신호가 전송되는 단위를 의미할 수 있다. 기존 LTE시스템 상향링크에서의 전송시간구간은 하향링크와 동일한 1 ms의 시간 단위인 서브프레임이다.

또한 본 발명에서 shortened-TTI 모드는 단말 혹은 기지국이 shortened TTI 단위로 제어신호 혹은 데이터신호를 송수신하는 경우이며, normal-TTI 모드는 단말 혹은 기지국이 서브프레임 단위로 제어신호 혹은 데이터신호를 송수신하는 경우이다.

또한 본 발명에서 shortened-TTI 데이터는 shortened TTI 단위로 송수신 되는 PDSCH 혹은 PUSCH에서 전송되는 데이터를 의미하며, normal-TTI 데이터는 서브프레임 단위로 송수신 되는 PDSCH 혹은 PUSCH에서 전송되는 데이터를 의미한다. 본 발명에서 shortened-TTI용 하향링크 제어채널은 shortened-TTI 모드 동작을 위한 제어신호가 전송되는 물리채널을 의미하며 sPDCCH라고 하기로 하며, normal-TTI용 제어신호는 normal-TTI 모드 동작을 위한 제어신호를 의미한다. 일례로 normal-TTI용 하향링크 제어채널은 기존 LTE 시스템에서의 PCFICH, PHICH, PDCCH, EPDCCH 등이 될 수 있다. 이와 유사하게 본 발명에서 shortened-TTI용 상향링크 제어채널은 sPUCCH라고 불릴 수 있으며, 하향링크로 전송된 데이터의 HARQ-ACK/NACK 정보, 채널상태정보, 스케줄링요구 중 하나 이상의 정보를 포함할 수 있다.

본 발명에서는 종래의 LTE 혹은 LTE-A 시스템에서의 물리채널 (physical channel)와 신호(signal)라는 용어를 데이터 혹은 제어신호와 혼용하여 사용할 수 있다. 예를 들어, PDSCH는 normal-TTI 데이터가 전송되는 물리채널이지만, 본 발명에서는 PDSCH를 normal-TTI 데이터라 할 수 있으며, sPDSCH는 shortened-TTI 데이터가 전송되는 물리채널이지만, 본 발명에서는 sPDSCH를 shortened-TTI 데이터라 할 수 있다. 유사하게 본 발명에서 하향링크 및 상향링크에서 전송되는 shortened-TTI 데이터를 sPDSCH와 sPUSCH라 하기로 한다.

본 발명은 상술한 바와 같이, shortened-TTI 단말과 기지국의 송수신 동작을 정의하고, 기존 단말과 shortened-TTI 단말을 동일 시스템 내에서 함께 운영하기 위한 구체적인 방법을 제안한다. 본 발명에서 노멀(normal)-TTI 단말은 제어정보와 데이터정보를 1ms 혹은 한 서브프레임 단위로 송수신 하는 단말을 가리킨다. 상기 노멀-TTI 단말을 위한 제어정보는 한 서브프레임에서 최대 3 OFDM 심볼에 매핑되는 PDCCH에 실려 전송되거나, 혹은 한 서브프레임 전체에서 특정 리소스 블록에 매핑되는 EPDCCH에 실려 송신된다. Shortened-TTI 단말은 노멀-TTI 단말과 같이 서브프레임 단위로 송수신할 수도 있고, 서브프레임보다 작은 단위로 송수신할 수도 있는 단말을 가리킨다. 혹은 서브프레임보다 작은 단위의 송수신만 지원하는 단말일 수도 있다.

1ms의 서브프레임을 TTI로 사용하는 종래 LTE 시스템에서는

이 하기 [수학식 22]와 같이 결정되었다. 상기에서

는 8로 고정되어 있다.

[수학식 22]

Short TTI가 설정된 단말이, short TTI로 스케줄링을 전송 받았을 경우에는 하기 [수학식 23]과 같이 계산되는

로

를 대신하여 사용하는 것이 가능할 것이다.

[수학식23]

상기에서

는 16으로 미리 약속되어 사용될 수 있다. 상기 값 16은 예시이며 이에 한정될 필요는 없을 것이다.

는 혹은 상위 시그널링으로 단말에게 설정되는 값일 수 있다.

도 12는 short TTI가 설정된 단말에게 있어서 데이터 송수신 과정에서 레이트 매칭을 하는 방법을 도시한 순서도이다. (1200)에서 데이터 스케줄링 및 송수신 단계를 시작한다. 기지국은 단말에게 short TTI 전송이 가능하도록 설정하고, 기지국은 스케줄링 정보를 결정하며, 단말은 기지국으로부터 송신된 스케줄링 정보를 확인한다 (1202,1204,1206). 상기 스케줄링 정보에는 MCS, modulation order, 코딩 레이트 혹은 코드 레이트, 자원할당 정보, 레이어 수 등이 포함될 수 있으며, 물리 제어 채널 및 상위 시그널링으로 전달될 수 있다. 기지국 및 단말은 상기 스케줄링이 slot 혹은 subslot 등의 short TTI로 스케줄링이 되었는지를 확인한다(1208). 만약 1ms 단위의 subframe으로 스케줄링이 되었다면, (1210)와 같이 상기 [수학식 22]에서 제시하는 방법으로 결정되는

을 이용하여 레이트 매칭을 수행한다. 만약 slot 혹은 subslot 등의 short TTI로 스케줄링이 되었다면, (1212)와 같이 상기 [수학식 23]에서 제시하는 방법으로 결정되는

을 이용하여 레이트 매칭을 수행한다. 혹은 [수학식 22]에서

대신

를 사용하거나

가 slot 혹은 subslot 등의 short TTI로 스케줄링된 경우 혹은 sPDSCH (short TTI로 전송되는 데이터 채널)의 경우에는 16으로 정의될 수 있다. 혹은 2 혹은 3심볼의 sTTI 혹은 subslot 전송이 설정된 단말에게, sPDSCH와 관련된 DL-SCH (downlink shared channel)에 있어서는,

=16으로 정의되어

계산에 사용되고, 그 이외의 경우에는

=8으로 정의되어

계산에 사용된다. 이는 2 혹은 3심볼의 sTTI 혹은 subslot 전송이 설정된 단말이 과도하게 큰 크기의 소프트버퍼가 없이도 동작할 수 있도록 하기 위함일 수 있다. 상기에서는 sTTI용

를 16으로 제시하였지만, 이에 한정되지 않고 8보다 큰 값이면 적용될 수 있을 것이다. 이에 따르는 기지국 및 단말의 동작은 도13에 도시되어 있다.

[제4실시예]

제4실시예는 하향링크 데이터 송수신에 있어서 LDPC 코드의 base-graph를 선택하는 방법 및 장치를 제공한다.

상기에서 설명한 바와 같이, 기지국과 단말은 LDPC 코드에서 두 가지의 base-graph, 즉 BG#1과 BG#2 중에서 어느 base-graph를 선택하여 채널코딩 및 디코딩을 수행할 것인지를 결정하여야한다.

기지국은 하향링크 스케줄링시에, 제어정보에 base-graph 정보 1비트를 포함하여 단말에게 전달하고, 단말은 해당 제어정보 디코딩시에 base-graph 정보 1비트가 포함된 DCI 포맷을 가정하여 디코딩하고, 제어정보에서 base-graph 종류를 알 수 있고, 제어정보에서 가리키는 base-graph를 이용하여 디코딩을 수행한다.

상기 방법은 제어정보(DCI)에서 base-graph 정보를 전달함으로써, 코드레이트 및 TBS에 의해서만 base-graph가 결정될 때에 비해서 재전송시에 base-graph 정보를 확실히 하기 위함일 수 있다. 하지만, 시스템 정보를 포함하는 데이터를 전달할 때에는 재전송의 경우가 존재하지 않기 때문에, 제어정보에서 base-graph 정보를 포함하여 전송할 필요는 없다. 따라서 전송되는 하향링크 데이터의 종류에 따라서 해당 데이터를 스케줄링하는 제어정보에 base-graph정보를 포함 여부를 결정할 수 있다.

일례로 특정 단말에게만 전달되는 데이터를 스케줄링하는 DCI에는 base-graph 정보가 포함되지만, 여러 단말에게 전달되는 데이터를 스케줄링하는 DCI에는 base-graph 정보가 포함되지 않을 수 있다. 상기에서 여러 단말에게 전달되는 데이터는 시스템 정보를 포함할 수 있다.

도16은 CRC에 마스킹 되는 RNTI 종류에 따라 BG indication 포함 여부를 도시한 도면이다. C-RNTI로 마스킹되는 DCI (1602)는 BG indication (1606)이 포함되지만, SI-RNTI로 마스킹되는 DCI (1604)는 BG idnication이 포함되지 않고 대신 필요하다면 0이 패딩되어 (1610) DCI가 구성된다. 본 발명에서 CRC에 RNTI가 마스킹된다함은, RNTI와 CRC(1608, 1612)의 일부 혹은 전부 비트들이, 비트단위로, XOR연산 혹은 modula 2 덧셈 혹은 더한후 2로 나눈 나머지를 결정하는 연산(1614, 1616)을 통해 더해지는 과정을 의미할 수 있다. 이는 DCI를 설명하는 과정에서 조건을 이용하여 아래와 같이 기술되는 것이 가능하다. 본 발명에서 base-graph 정보는 base-graph 지시자를 통해 전달될 수 있다.

[DCI 포맷 설명 시작]

[DCI format x]

…

BG indication - 0 or 1 bit. 이 비트 필드는 DCI가 C-RNTI로 마스킹되어 전송될 때만 1비트로 존재.

[DCI 포맷 설명 끝]

본 발명에서는 특정 단말에게 전송되는 방법의 구분을 C-RNTI로 설명하였지만, search space의 종류 혹은 CORESET의 종류에 따라 구분하는 것이 가능하다. 일례로, common search space에 매핑되는 DCI는 base-graph 정보를 포함하지 않고, UE specific search space에 매핑되는 DCI는 base-graph 정보를 포함할 수 있다. 또한, 여러 단말에게 공통으로 설정되는 CORESET에 매핑되는 DCI는 base-graph 정보를 포함하지 않고, 특정 단말에게 설정되는 CORESET에 매핑되는 DCI는 base-graph 정보를 포함할 수 있다.

도17과 도18은 단말과 기지국의 동작을 도시한 도면이다. 좀더 구체적인 일례로는, 단말은 제어정보 디코딩 및 CRC 체크를 수행(1702)할 때에, CRC에 마스킹되는 RNTI 종류(1708)에 따라 제어정보에 base-graph정보를 포함 여부를 판단(1710, 1712)하여 제어정보를 디코딩을 수행할 수 있다. 예를 들어, 단말이 제어정보 디코딩을 수행(1702)하고, CRC체크를 수행할 때, C-RNTI로 마스킹을 수행하여 CRC 체크를 통과하면 해당 DCI에 base-graph 정보가 있음을 알고 해당 base-graph 정보를 확인(1712)하고, SI-RNTI로 마스킹을 수행하여 CRC 체크를 통과하면 해당 DCI에 base-graph 정보가 없다고 가정하고 나머지 DCI 정보를 확인한다(1710). 기지국은 제어정보를 구성할 때(1802), 제어정보가 해당 단말에게만 전달되는지를 판단하고(1808), 특정 단말에게만 전송되는 제어정보이면, base-graph 지시자를 포함하여 제어정보를 구성하고(1812), 여러 단말에게 전송되는 제어정보이면 base-graph 지시자를 포함하지 않고 DCI를 구성한다(1810). 기지국은 상기에서 결정한 제어정보에 따라 데이터를 송신한다(1814).

[제5실시예]

제5실시예는 하향링크 및 상향링크 데이터 송수신 및 해당 데이터 스케줄링에 있어서 LDPC 코드의 base-graph 지시자가 제어정보에 포함될 때 기지국 및 단말의 동작 방법 및 장치를 제공한다.

단말이 하향링크 제어정보를 디코딩함에 있어서, 해당 제어정보가 재전송용이고, 제어정보에 포함된 base-graph 지시자가 초기전송용 제어정보에 포함된 base-graph 지시자와 다를 때, 단말은 초기전송에서 수신한 데이터와 재전송에서 수신한 데이터를 HARQ 컴바이닝을 수행하지 않고 재전송에서 수신한 데이터만 이용하여 해당 전송블록의 디코딩을 수행한다. 예를 들어, 특정 전송블록 초기전송의 제어정보에서는 base-graph 지시자가 BG#1을 가리켰지만, 상기 전송블록의 재전송의 제어정보에서도 base-graph 지시자가 BG#1을 가리키면 단말은 HARQ combing을 수행하여 디코딩을 시도한다. 반면, 특정 전송블록 초기전송의 제어정보에서는 base-graph 지시자가 BG#1을 가리켰지만, 상기 전송블록의 재전송의 제어정보에서도 base-graph 지시자가 BG#2을 가리키면 단말은 HARQ combing을 수행하지 않고, 재전송에서 수신한 데이터만 이용하여 디코딩을 시도한다. 상세한 일례는 도19 및 도 20에서 각각 하향링크 및 상향링크 데이터 송수신을 위한 단말의 동작을 도시되어 있다.

[제6실시예]

제6실시예는 CB-CRC및 BG 선택에 따른 TBS 결정방법을 제공한다. 본 실시예에서는 특정 경우에서 TBS가 클 때에는 2개 이상의 여러 코드블록으로 나뉘고 각각의 코드블록이 BG#2를 이용하는 LDPC 코드로 채널코딩이 되어 전송되는 경우에 적용되는 것이 가능할 수 있다. 즉, TBS가 큰 경우에도 BG#2를 이용하여 전송하는 것이 가능할 경우에 적용될 수 있다. 본 실시예에서 R_1 및 R_2는 LDPC의 BG#1 혹은 BG#2를 선택하는 기준이 되는 code rate을 가리킬 수 있으며, 각각 R₁과 R₂와 혼용될 수 있다. 예컨대 R₁=1/4 R₂=2/3일 수 있지만, 본 발명에서 제공하는 방법은 이제 한정되지 않는다. 또한 본 발명에서 코드레이트로 언급되는 R과 상기 R₁과 R₂은 분수 및 소수 등 다양한 방법으로 표현되어 정해질 수 있다. 데이터 전송시 BG#1과 BG#2 중에서 어떤 BG를 선택할 때에는 code rate, 단말의 소프트 버퍼 등이 고려될 수 있다. 본 실시예에서는 TBS를 8의 배수 혹은 CB 수의 배수 혹은 8과 CB수의 공배수 혹은 최소공배수로 맞추기 위한 과정을 TBS 계산의 마지막에 수행함을 특징으로 할 수 있다.

- 단계 1: 임시 정보 비트수 결정 (A)

- 단계 2: 상기 결정된 A를 이용하여 임시 CB 개수(C)를 결정하고, 이에 따라 TBS에 TB-CRC의 길이를 더한 값이 byte alignment (8의 배수로 만드는 과정) 및 임시CB 개수의 배수가 되로록 A를 조정하여 TBS 결정

단계 1에서는 보내고자 하는 데이터가 매핑될 수 있는 자원 영역의 양을 고려하여 임시 TBS 값을 결정한다. 이는 code rate(R), modulation order(Qm), 데이터가 rate matching 되어 매핑되는 RE 수(

), 할당된 PRB 혹은 RB 수(#PRB), 할당된 OFDM 심볼수, 할당된 슬롯수, 한 PRB내에서 매핑되는 RE 수의 기준값 중 하나 이상의 조합으로 임시 정보 비트수를 결정할 수 있다. 예컨대 A는 상기 수학식 10인

에 의해 결정될 수 있다. 상기에서 modulation order인 Qm과 code rate인 R은 DCI에서 포함되어 단말에게 전달될 수 있다. 전송될 때 사용되는 레이어 수

는 기지국과 단말이 동일하게 이해할 수 있다.

에 포함되도록 계산되어진다. 이는 기지국이 단말에게 알리지 않고 임의로 매핑하기로 했던 데이터의 일부를 puncturing 방식으로 전송하지 않았을 때에도 기지국과 단말이 TBS를 동일하게 이해할 수 있도록 하기 위함일 수 있다. 혹은

는 실제 가용한 RE수를 이용하여 계산한 값이 될 수 있다. 상기 계산에는 quantization이 포함될 수 있다. 일례로 단말에게 MCS index를 전달하여 Qm과 R에 대한 정보를 전달할 수 있다. 상기에서 modulation order는 QPSK, 16QAM, 64QAM, 256QAM, 1024QAM 등의 정보를 의미하며, QPSK의 경우 Qm=2, 16QAM의 경우 Qm=4, 64QAM의 경우 Qm=6, 256QAM의 경우 Qm=8, 1024QAM의 경우 Qm=10이 될 수 있다. 즉, Qm은 modulation된 심볼에서 전달 가능한 비트수를 의미할 수 있다. 상기 일례에서는 5비트의 MCS index로 Qm과 R을 함께 전달하였지만, 이는 6비트 MCS index로 DCI에서 전달될 수 있거나, 혹은 3비트의 Qm과 3비트의 R이 각각 비트필드에서 전달되는 등 다양한 방법으로 단말에게 전달될 수 있다. 혹은 A= (할당된 PRB 수) x (1 PRB당 기준 RE 수) X

로 결정될 수 있다.

단계 2는 하기 [pseudo-code 8] 혹은 [pseudo-code 9]과 같이 수행될 수 있다.

[pseudo-code 8]

[시작]

If R ≤ R₁,

If A ≤

,

C=1 and TBS =

.

Else

TBS =

End if of A

Else

If A ≤

,

C=1 and TBS =

.

Else

TBS =

End if of A

End if of R

[끝]

[pseudo-code 9]

[시작]

If R ≤ 1/4,

If A ≤ 3824,

C=1 and TBS =

.

Else

TBS =

End if of A

Else

If A ≤ 8424,

C=1 and TBS =

.

Else

TBS =

End if of A

End if of R

[끝]

상기에서

는 3840,

는 8448일 수 있으나 이에 한정되지 않는다. 상기에서 계산한, C는 해당 TB에 포함된 코드블록 개수를 계산한 값일 수 있다. 상기에서 계산한 C가 1보다 크고, 최종적으로 계산된 TBS + CRC길이 값을 최대 코드블록 길이로 나누었을 때의 값보다 작을 경우, 최종적으로 계산된 TBS는

혹은

로 결정될 수 있다. 상기에서 TBS + CRC길이 값을 최대 코드블록 길이로 나누었을 때의 값은 BG#1을 사용하는 LDPC 코드를 적용하는 경우에는

혹은

가 되고, BG#2를 사용하는 LDPC 코드를 적용하는 경우에는

혹은

가 될 수 있다. 본 발명에서

는 코드블록 정보에 추가되는 CRC의 길이이며, 이 값은 24일 수 있다. 본 발명에서

는 TB에 추가되는 CRC의 길이이며, 이 값은 24일 수 있다. 본 발명에서

는 TB에 추가되는 CRC의 길이이며, 이 값은 16일 수 있다. 상기에서의 TBS는 최종 TBS가 아닐 수 있고, 아래와 같은 [pseudo-code 10]이를 통해 최종적으로 TBS 값이 계산될 수 있다.

[pseudo-code 10]

[시작]

For BG1 LDPC,

If C <

,

Then, final TBS is

For BG2 LDPC,

If C <

,

Then, final TBS is

[끝]

상기 [pseudo-code 10]는 기존에 계산된 C를 포함하여 임의의 정수배로 TBS를 만들어주는 과정에서 기존에 계산된 C와 실제 코드블록 수가 달라지는 경우에, 코드블록 수를 C로 만들어주기 위함일 수 있다.

본 발명의 상기 실시예들을 수행하기 위해 단말과 기지국의 송신부, 수신부, 처리부가 각각 도 14와 도 15에 도시되어 있다. 상기 제1실시예부터 제3실시예까지 기지국 및 단말이 데이터를 송수신할 때에 레이트 매칭 방법을 결정하고 이에 따르는 동작을 수행하기 위해 기지국과 단말의 송수신 방법이 나타나 있으며, 이를 수행하기 위해 기지국과 단말의 수신부, 처리부, 송신부가 각각 실시 예에 따라 동작하여야 한다.

구체적으로 도14는 본 발명의 실시예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도14에서 도시되는 바와 같이, 본 발명의 단말은 단말기 수신부(1400), 단말기 송신부(1404), 단말기 처리부(1402)를 포함할 수 있다. 단말기 수신부(1400)와 단말이 송신부(1404)를 통칭하여 본 발명의 실시 예에서는 송수신부라 칭할 수 있다. 송수신부는 기지국과 신호를 송수신할 수 있다. 상기 신호는 제어 정보와, 데이터를 포함할 수 있다. 이를 위해, 송수신부는 송신되는 신호의 주파수를 상승 변환 및 증폭하는 RF 송신기와, 수신되는 신호를 저 잡음 증폭하고 주파수를 하강 변환하는 RF 수신기 등으로 구성될 수 있다. 또한, 송수신부는 무선 채널을 통해 신호를 수신하여 단말기 처리부(1402)로 출력하고, 단말기 처리부(1402)로부터 출력된 신호를 무선 채널을 통해 전송할 수 있다. 단말기 처리부(1402)는 상술한 본 발명의 실시예에 따라 단말이 동작할 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다.

도15는 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도15에서 도시되는 바와 같이, 본 발명의 기지국은 기지국 수신부(1501), 기지국 송신부(1505), 기지국 처리부(1503)를 포함할 수 있다. 기지국 수신부(1501)와 기지국 송신부(1505)를 통칭하여 본 발명의 실시 예에서는 송수신부라 칭할 수 있다. 송수신부는 단말과 신호를 송수신할 수 있다. 상기 신호는 제어 정보와, 데이터를 포함할 수 있다. 이를 위해, 송수신부는 송신되는 신호의 주파수를 상승 변환 및 증폭하는 RF 송신기와, 수신되는 신호를 저 잡음 증폭하고 주파수를 하강 변환하는 RF 수신기 등으로 구성될 수 있다. 또한, 송수신부는 무선 채널을 통해 신호를 수신하여 기지국 처리부(1503)로 출력하고, 기지국 처리부(1503)로부터 출력된 신호를 무선 채널을 통해 전송할 수 있다. 기지국 처리부(1503)는 상술한 본 발명의 실시예에 따라 기지국이 동작할 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다.

한편, 본 명세서와 도면에 개시된 본 발명의 실시예들은 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 즉 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형예들이 실시 가능하다는 것은 본 발명의 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다. 또한 상기 실시 예의 일부분들이 필요에 따라 서로 조합되어 운용할 수 있다. 예컨대, 본 발명의 제1실시예와 실시예 2가 서로 조합되어 기지국과 단말이 운용될 수 있다. 또한 상기 실시예들은 5G 혹은 NR (new radio) 혹은 LTE 시스템을 기준으로 제시되었지만, 다른 시스템에도 상기 실시예의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형예들이 실시 가능할 것이다.

Claims

무선 통신 시스템에서 제어 신호 처리 방법에 있어서,
기지국으로부터 전송되는 제1 제어 신호를 수신하는 단계;
상기 수신된 제1 제어 신호를 처리하는 단계; 및
상기 처리에 기반하여 생성된 제2 제어 신호를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어 신호 처리 방법.