KR20180094206A - 직류-직류 컨버터 및 이를 포함하는 표시 장치 - Google Patents

직류-직류 컨버터 및 이를 포함하는 표시 장치 Download PDF

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KR20180094206A
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Abstract

DC-DC 컨버터는 입력 전원을 제1 전원 전압으로 변환하여 출력하는 패스 트랜지스터 및 패스 트랜지스터에 병렬로 연결된 바디 다이오드를 포함하는 제1 컨버터, 패스 트랜지스터의 양 단에 연결되어 구동 전류를 검출하는 센싱부 및 입력 전원을 공급받아 상기 제1 전원 전압보다 낮은 제2 전원 전압을 출력하는 제2 컨버터를 포함한다. 제2 컨버터는 구동 전류와 무관하게 제2 전원 전압을 출력하는 마스터 인버팅 컨버터, 구동 전류가 기 설정된 임계값보다 큰 경우 또는 입력 전원이 기 설정된 승압 한계 전압보다 큰 경우에 제2 전원 전압을 출력하는 슬레이브 인버팅 컨버터 및 구동 전류 및 입력 전원에 기초하여 마스터 인버팅 컨버터와 슬레이브 인버팅 컨버터의 동작 여부 및 출력을 제어하는 인버팅 컨버터 제어부를 포함한다.

Description

직류-직류 컨버터 및 이를 포함하는 표시 장치{DC-DC CONVERTER AND DISPLAY DEVICE HAVING THE SAME}
본 발명은 표시 장치에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 직류-직류 컨버터 및 상기 직류-직류 컨버터를 구비하는 표시 장치에 관한 것이다.
표시 장치는 외부로부터 공급되는 입력 전원을 변환함으로써 화소들의 구동에 필요한 양극성의 전원과 음극성의 전원을 생성하는 DC-DC 컨버터를 포함한다. DC-DC 컨버터는 생성된 양극성의 전원과 음극성의 전원을 전원선을 통하여 화소들로 공급한다. 다만, 표시 장치에 포함되는 표시 패널의 크기 또는 표시 가능 휘도가 커짐에 따라 상기 표시 패널에 제공되는 구동 전류의 범위가 커지게 된다. 이에 따라, 큰 구동 전류에 대응하여 설계된 직류-직류 컨버터를 사용하게 되는 경우, 구동 전류의 크기가 작은 저휘도 등으로 구동될 때 상기 직류-직류 컨버터는 변환 효율이 감소된다. 또한, 상기 직류-직류 컨버터가 가지는 비교적 큰 내부 저항으로 인해 도전 손실(conduction loss)이 증가됨으로써 불필요한 전력 소모 및 발열이 증가한다.
본 발명의 일 목적은 입력 전원과 구동 전류의 크기에 따라 제1 컨버터 및 마스터 인버팅 컨버터와 슬레이브 인버터를 포함하는 제2 컨버터의 구동을 제어하여 안정적으로 전원을 공급하는 DC-DC 컨버터를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 상기 DC-DC 컨버터를 포함하는 표시 장치를 제공하는 것이다.
다만, 본 발명의 목적은 상술한 목적들로 한정되는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위에서 다양하게 확장될 수 있을 것이다.
본 발명의 일 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 실시예들에 따른 DC-DC 컨버터는 입력 전원과 제1 노드 사이에 연결된 제1 인덕터, 상기 제1 노드와 접지 사이에 연결된 인덕터 충전 트랜지스터, 상기 제1 노드와 제1 출력단 사이에 연결된 패스 트랜지스터 및 상기 패스 트랜지스터에 병렬로 연결된 바디 다이오드를 포함하고, 상기 입력 전원을 제1 전원 전압으로 변환하여 상기 제1 출력단으로 출력하는 제1 컨버터(converter), 상기 패스 트랜지스터의 양 단에 연결되어 상기 제1 전원 전압을 제공받는 부하에 공급되는 구동 전류를 검출하는 센싱부 및 상기 입력 전원을 공급받아 상기 제1 전원 전압보다 낮은 제2 전원 전압을 제2 출력단으로 출력하는 제2 컨버터를 포함할 수 있다. 상기 제2 컨버터는 상기 구동 전류와 무관하게 상기 제2 전원 전압을 출력하는 마스터 인버팅(master inverting) 컨버터, 상기 구동 전류가 기 설정된 임계값보다 큰 경우 또는 상기 입력 전원이 기 설정된 승압 한계 전압보다 큰 경우에 상기 제2 전원 전압을 출력하는 슬레이브(slave) 인버팅 컨버터 및 상기 구동 전류 및 상기 입력 전원에 기초하여 상기 마스터 인버팅 컨버터만 동작하는 제1 구동 모드 및 상기 마스터 인버팅 컨버터와 상기 슬레이브 인버팅 컨버터가 모두 동작하는 제2 구동 모드를 제어하는 인버팅 컨버터 제어부를 포함할 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 인버팅 컨버터 제어부는 상기 구동 전류와 상기 임계값을 비교하고, 상기 구동 전류가 상기 임계값보다 큰 경우에 상기 슬레이브 인버팅 컨버터를 구동하는 듀얼 인에이블 신호를 상기 슬레이브 인버팅 컨버터에 제공하는 듀얼 구동 제어부, 상기 제2 전원 전압을 분압한 피드백 전압과 기준 전압과의 차이에 기초한 제어 전압을 생성하고, 상기 제어 전압에 기초하여 상기 마스터 인버팅 컨버터에 제공되는 제1 PWM(Pulse Width Modulation) 신호 및 상기 슬레이브 인버팅 컨버터에 제공되는 제2 PWM 신호를 생성하는 PWM 제어부 및 상기 제1 구동 모드로부터 상기 제2 구동 모드로 변환될 때 및 상기 제2 구동 모드로부터 상기 제1 구동 모드로 변환될 때 상기 제2 컨버터의 인덕터 전류 변화 속도를 늦추는 쉐딩 구간을 활성화하는 쉐딩(shedding) 제어부를 포함할 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 센싱부는 상기 패스 트랜지스터의 양단에 연결되고, 상기 패스 트랜지스터가 턴 온될 때 상기 제1 인덕터로부터 상기 패스 트랜지스터를 통해 흐르는 인덕터 전류를 전류 미러를 통해 상기 구동 전류로서 검출하는 검출부 및 상기 구동 전류를 커패시터를 이용해 전압 값으로 평균화하여 상기 구동 전류에 대응하는 로드 전압을 생성하는 출력부를 포함할 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 마스터 인버팅 컨버터는 및 상기 슬레이브 인버팅 컨버터 각각은, 상기 입력 전원과 제2 노드 사이에 연결되는 제1 스위치 트랜지스터, 상기 제2 노드와 상기 제2 출력단 사이에 연결되는 제2 스위치 트랜지스터 및 상기 제2 노드와 접지 사이에 연결되어 상기 제2 전원 전압을 생성하는 제2 인덕터를 포함하고, 상기 제1 및 제2 스위치 트랜지스터들이 각각 교번하여 온-오프 됨으로써 상기 입력 전원을 상기 제2 전원 전압으로 변환하는 스위치부 및 상기 PWM 제어부로부터 상기 PWM 신호를 인가받고, 상기 PWM 신호에 기초하여 상기 제1 및 제2 스위치 트랜지스터들의 온-오프를 제어하는 스위치 제어부를 포함할 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 쉐딩 제어부는 상기 쉐딩 구간 동안 상기 각각의 제1 스위치 트랜지스터의 게이트 전극에 제공되는 게이트 전압을 단계적으로 변화시킬 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 쉐딩 제어부는 상기 쉐딩 구간 동안 상기 PWM 제어부에 제공되는 기준 전압을 단계적으로 변화시킬 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 인버팅 컨버터 제어부는 상기 제1 구동 모드에서 상기 임계값을 제1 임계값으로 결정하고, 상기 제2 구동 모드에서 상기 임계값을 상기 제1 임계값보다 작은 제2 임계값으로 변경할 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 입력 전원이 상기 승압 한계 전압 이하인 경우, 상기 제1 컨버터는 상기 패스 트랜지스터가 상기 인덕터 충전 트랜지스터와 함께 동작하여 상기 제1 전원 전압을 출력하는 동기 모드로 구동될 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 입력 전원이 상기 승압 한계 전압보다 큰 경우, 상기 제1 컨버터는 상기 바디 다이오드가 상기 패스 트랜지스터 대신 동작하여 상기 제1 전원 전압을 출력하는 비동기 모드로 구동될 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 비동기 모드에서 상기 센싱부가 동작하지 않고, 상기 마스터 인버팅 컨버터와 상기 슬레이브 인버팅 컨버터가 모두 동작할 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 제2 구동 모드에서 상기 제1 PWM 신호 및 상기 제2 PWM 신호는 180도의 위상 차를 가질 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 제2 구동 모드에서의 상기 제1 및 제2 PWM 신호들의 주파수는 상기 제1 구동 모드에서의 상기 제1 PWM 신호의 주파수의 절반일 수 있다.
본 발명의 일 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 실시예들에 따른 표시 장치는 복수의 화소들을 구비하는 표시 패널, 상기 표시 패널에 게이트 신호를 제공하는 게이트 드라이버, 상기 표시 패널에 데이터 신호를 제공하는 데이터 드라이버, 상기 표시 패널에 제1 전원 전압 및 상기 제1 전원 전압보다 낮은 제2 전원 전압을 제공하는 DC-DC 컨버터, 및 상기 게이트 구동부, 상기 데이터 구동부 및 상기 DC-DC 컨버터의 구동을 제어하는 타이밍 컨트롤러를 포함할 수 있다. 상기 DC-DC 컨버터는 입력 전원의 크기에 따라 패스 트랜지스터 및 상기 패스 트랜지스터에 병렬로 연결된 바디 다이오드 중 하나를 이용하여 상기 제1 전원 전압을 출력하는 제1 컨버터, 상기 패스 트랜지스터의 양 단에 연결되어 상기 표시 패널로 흐르는 구동 전류를 검출하는 센싱부 및 상기 구동 전류와 무관하게 상기 제2 전원 전압을 출력하는 마스터 인버팅(master inverting) 컨버터 및 상기 구동 전류가 기 설정된 임계값보다 큰 경우 또는 상기 입력 전원이 기 설정된 승압 한계 전압보다 큰 경우에 상기 제2 전원 전압을 출력하는 슬레이브(slave) 인버팅 컨버터를 포함하는 제2 컨버터를 포함할 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 제2 컨버터는 상기 구동 전류 및 상기 입력 전원에 기초하여 상기 마스터 인버팅 컨버터만 동작하는 제1 구동 모드 및 상기 마스터 인버팅 컨버터와 상기 슬레이브 인버팅 컨버터가 모두 동작하는 제2 구동 모드를 제어하는 인버팅 컨버터 제어부를 더 포함할 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 인버팅 컨버터 제어부는 상기 구동 전류와 상기 임계값을 비교하고, 상기 구동 전류가 상기 임계값보다 큰 경우에 상기 슬레이브 인버팅 컨버터를 구동하는 듀얼 인에이블 신호를 상기 슬레이브 인버팅 컨버터에 제공하는 듀얼 구동 제어부, 상기 제2 전원 전압을 분압한 피드백 전압과 기준 전압과의 차이에 기초한 제어 전압을 생성하고, 상기 제어 전압에 기초하여 상기 마스터 인버팅 컨버터에 제공되는 제1 PWM(Pulse Width Modulation) 신호 및 상기 슬레이브 인버팅 컨버터에 제공되는 제2 PWM 신호를 생성하는 PWM 제어부 및 상기 제1 구동 모드로부터 상기 제2 구동 모드로 변환될 때 및 상기 제2 구동 모드로부터 상기 제1 구동 모드로 변환될 때 인덕터 전류 변화 속도를 늦추는 쉐딩 구간을 활성화하는 쉐딩(shedding) 제어부를 포함할 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 입력 전원이 기 설정된 승압 한계 전압 이하인 경우, 상기 제1 컨버터는 상기 패스 트랜지스터를 통해 상기 제1 전원 전압을 출력하는 동기 모드로 구동될 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 입력 전원이 상기 승압 한계 전압보다 큰 경우, 상기 제1 컨버터는 상기 바디 다이오드가 상기 패스 트랜지스터 대신 동작하여 상기 제1 전원 전압을 출력하는 비동기 모드로 구동될 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 비동기 모드에서 상기 센싱부가 동작하지 않고, 상기 구동 전류에 관계 없이 상기 마스터 인버팅 컨버터와 상기 슬레이브 인버팅 컨버터가 모두 동작할 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 센싱부는 상기 패스 트랜지스터의 양단에 연결되고, 상기 패스 트랜지스터가 턴 온될 때 상기 패스 트랜지스터를 통해 흐르는 전류를 전류 미러를 통해 상기 구동 전류로서 검출하는 검출부 및 상기 구동 전류를 커패시터를 이용해 전압 값으로 평균화하여 상기 구동 전류에 대응하는 로드 전압을 상기 제2 컨버터로 출력하는 출력부를 포함할 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 표시 장치의 시동 시, 기 설정된 시동 구간 동안 표시 패널은 블랙 영상을 표시하고, 상기 제2 컨버터는 상기 시동 구간 동안 상기 마스터 인버팅 컨버터만을 구동시킬 수 있다.
본 발명의 실시예들에 따른 상술한 바와 같이, 본 발명의 실시예들에 따른 표시 장치 및 DC-DC 컨버터는 표시 패널의 구동 전류에 따라 제2 전원 전압을 생성하는 상기 슬레이브 인버팅 컨버터의 구동을 제어함으로써 발열 및 소비 전력이 감소하고, 전원 전압의 변환 효율이 향상될 수 있다. 또한, 센싱부가 저항 소자를 포함하지 않으므로 별도의 저항 소자의 추가 및 이로 인한 불필요한 전력 손실이 제거될 수 있다.
나아가, 구동 전류와 비교되는 상기 임계값이 구동 모드(즉, 제1 구동 모드 및 제2 구동 모드)에 따라 조절되고, 인버팅 컨버터들의 인덕터 전류를 단계적으로 증가 또는 감소시키는 쉐딩 구간의 구동이 삽입됨으로써 구동 모드 변환에 따른 플리커 발생이 방지될 수 있다. 따라서, 영상 표시 퍼포먼스 저하 없이 DC-DC 컨버터의 효율이 향상되고, 발열 문제가 개선될 수 있다.
이에 따라, 상기 직류-직류 컨버터는 넓은 구동 전류 범위를 갖는 중대형 표시 패널에 효과적으로 적용될 수 있다.
다만, 본 발명의 효과는 상술한 효과에 한정되는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위에서 다양하게 확장될 수 있을 것이다.
도 1은 본 발명의 실시예들에 따른 표시 장치를 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 실시예들에 따른 DC-DC 컨버터를 나타내는 블록도이다.
도 3은 도 2의 DC-DC 컨버터에 포함되는 제1 컨버터 및 센싱부의 연결 관계의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 4는 도 2의 DC-DC 컨버터에 포함되는 제2 컨버터의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 5는 도4의 제2 컨버터에 포함되는 PWM 제어부의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 6은 도 1의 표시 장치에 포함되는 도 2의 DC-DC 컨버터의 동작의 일 예를 나타내는 파형도이다.
도 7은 도 1의 표시 장치에 포함되는 도 2의 DC-DC 컨버터의 동작의 다른 예를 나타내는 파형도이다.
도 8은 도 2의 DC-DC 컨버터가 구동 모드의 변화에 따라 임계값을 다르게 설정하는 일 예를 나타내는 도면이다.
도 9는 도 2의 DC-DC 컨버터의 쉐딩 구간에서의 동작의 일 예를 나타내는 파형도이다.
도 10은 제2 구동 모드에서 도 2의 DC-DC 컨버터에 포함되는 제2 컨버터가 위상 시프트를 이용하여 동작하는 일 예를 나타내는 파형도이다.
도 11은 입력 전압 및 구동 전류에 따른 도 2의 DC-DC 컨버터의 구동 모드의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 12는 입력 전압 및 구동 전류에 따른 도 2의 DC-DC 컨버터의 구동 모드의 다른 예를 나타내는 도면이다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.
도 1은 본 발명의 실시예들에 따른 표시 장치를 나타내는 블록도이다.
도 1을 참조하면, 표시 장치(1000)는 DC-DC 컨버터(100), 표시 패널(300) 및 구동부(400)를 포함할 수 있다. 구동부(400)는 게이트 드라이버(410), 데이터 드라이버(420) 및 타이밍 컨트롤러(430)를 포함하여 구성될 수 있다.
표시 패널(300)은 복수의 게이트 라인들(G1, G2, ..., Gp) 및 복수의 데이터 라인들(D1, D2, ..., Dq)에 연결되고 매트릭스(matrix) 형태로 배열된 복수의 화소들(PX)을 포함할 수 있다. 여기서 p, q는 양의 정수를 나타낸다. 복수의 화소들(PX) 각각은 제1 전원 전압(ELVDD), 제2 전원 전압(ELVSS), 게이트 신호 및 데이터 신호를 수신하여 동작할 수 있다. 일 실시예에서, 제2 전원 전압(ELVSS)은 제1 전원 전압(ELVDD)보다 작을 수 있다. 예를 들어, 제1 전원 전압(ELVDD)은 양의 전압이고, 제2 전원 전압(ELVSS)은 음의 전압일 수 있다.
일 실시예에서, 표시 장치(1000)의 시동 시, 표시 패널(300)은 기 설정된 시동 구간 동안 블랙 영상을 표시할 수 있다. 상기 시동 구간 동안 블랙 영상이 표시되며, DC-DC 컨버터(100)의 시동이 안정적으로 수행될 수 있다.
타이밍 컨트롤러(430)는 외부의 그래픽 컨트롤러(도시되지 않음)로부터 RGB 화상 신호(R, G, B), 수직 동기 신호(Vsync), 수평 동기 신호(Hsync), 메인 클럭 신호(CLK) 및 데이터 인에이블 신호(DE) 등을 수신하고, 이러한 신호들에 기초하여 RGB 화상 신호(R, G, B)에 상응하는 출력 영상 데이터(DAT), 데이터 제어 신호(DCS), 게이트 제어 신호(GCS) 및 제1 제어 신호(CON1)를 생성할 수 있다. 타이밍 컨트롤러(430)는 게이트 제어 신호(GCS)를 게이트 드라이버(410)에 제공하고, 출력 영상 데이터(DAT) 및 데이터 제어 신호(DCS)를 데이터 드라이버(420)에 제공하며, 제1 제어 신호(CON1)를 직류-직류 컨버터(100)에 제공할 수 있다. 예를 들어, 게이트 제어 신호(GCS)는 게이트 신호의 출력 시작을 제어하는 수직 동기 시작 신호, 게이트 신호의 출력 시기를 제어하는 게이트 클럭 신호 및 게이트 신호들의 지속 시간을 제어하는 출력 인에이블 신호 등을 포함할 수 있고, 데이터 제어 신호(DCS)는 데이터 신호의 입력 시작을 제어하는 수평 동기 시작 신호, 데이터 라인들(D1, D2, ..., Dq)에 데이터 신호를 인가하라는 로드 신호 및 데이터 신호의 출력 시기를 제어하는 데이터 클럭 신호 등을 포함할 수 있으며, 제1 제어 신호(CON1)는 직류-직류 컨버터(100)의 구동 시작을 제어하는 신호일 수 있다.
게이트 드라이버(410)는 타이밍 컨트롤러(430)로부터 제공되는 게이트 제어 신호(GCS)에 기초하여 표시 패널(300)의 게이트 라인들(G1, G2, ..., Gp)에 순차적으로 게이트 신호를 인가할 수 있다.
데이터 드라이버(420)는 타이밍 컨트롤러(430)로부터 제공되는 데이터 제어 신호(DCS) 및 출력 영상 데이터(DAT)에 기초하여 데이터 라인들(D1, D2, ..., Dq)에 데이터 신호를 인가할 수 있다.
직류-직류 컨버터(100)는 제어 신호(CON1)에 응답하여 입력 전원을 변환하여 제1 전원 전압(ELVDD)을 제1 출력단으로 출력하는 제1 컨버터(110), 제1 컨버터(110)에 연결되어 표시 패널(300)로 흐르는 구동 전류(ID)를 검출하는 센싱부(120) 및 상기 입력 전원을 변환하여 제2 전원 전압(ELVSS)을 제2 출력단으로 출력하는 제2 컨버터(160)를 포함할 수 있다.
제1 컨버터(110)는 입력 전원과 제1 노드 사이에 연결된 제1 인덕터, 상기 제1 노드와 접지 사이에 연결된 인덕터 충전 트랜지스터, 상기 제1 노드와 출력단 사이에 연결된 패스 트랜지스터 및 상기 패스 트랜지스터에 병렬로 연결된 바디 다이오드를 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 제1 컨버터(110)는 상기 입력 전원의 크기에 따라 상기 패스 트랜지스터 및 상기 바디 다이오드 중 하나를 이용하여 제1 전원 전압(ELVDD)을 출력할 수 있다.
제1 컨버터(110)는 부스트 컨버터로서 상기 입력 전원을 승압하는 기능을 수행한다. 제1 컨버터(110)는 일정한 크기의 제1 전원 전압(ELVDD)을 출력해야 하므로, 상기 입력 전원이 기 설정된 승압 한계 전압보다 큰 경우에는 상기 승압 동작이 수행되어서는 안된다. 따라서, 상기 바디 다이오드가 상기 패스 트랜지스터에 병렬로 연결되어 전압 강하에 사용될 수 있다. 예를 들어, 상기 입력 전원이 상기 승압 한계 전압보다 큰 경우는 표시 장치(1000)가 외부의 충전기에 연결되어 충전되고 있는 경우 등을 들 수 있다.
일 실시예에서, 상기 입력 전원이 상기 승압 한계 전압 이하인 경우, 제1 컨버터(110)는 일반적인 부스트 컨버터로서 동작할 수 있다. 즉, 제1 컨버터(110)는 상기 패스 트랜지스터를 통해 제1 전원 전압(ELVDD)을 출력하는 동기 모드로 구동될 수 있다. 상기 동기 모드에서는 상기 패스 트랜지스터가 상기 인덕터 충전 트랜지스터와 동기하여 동작할 수 있다.
일 실시예에서, 상기 입력 전원이 상기 승압 한계 전압보다 큰 경우, 상기 바디 다이오드가 상기 패스 트랜지스터 대신 동작하여 제1 전원 전압(ELVDD)을 출력하는 비동기 모드가 구동될 수 있다. 상기 바디 다이오드의 동작을 위해 소정의 전압이 소모되므로 일정한 크기의 제1 전원 전압(ELVDD)이 안정적으로 출력될 수 있다. 이 때, 상기 패스 트랜지스터가 동작하지 않으므로, 본 명세서에서는 상기 동기 모드와 반대되는 상기 비동기 모드로 정의될 수 있다.
센싱부(120)는 상기 패스 트랜지스터의 양 단에 연결되어 제1 전원 전압(ELVDD)을 제공받는 표시 패널(300)에 공급되는 구동 전류(ID)를 검출할 수 있다. 일 실시예에서, 센싱부(120)는 상기 패스 트랜지스터의 상기 양단에 연결되고, 상기 패스 트랜지스터가 턴 온될 때 상기 제1 인덕터로부터 상기 패스 트랜지스터를 통해 흐르는 인덕터 전류를 전류 미러를 통해 구동 전류(ID)로서 검출하는 검출부 및 구동 전류(ID)를 커패시터를 이용해 전압 값으로 평균화하여 구동 전류(ID)에 대응하는 로드 전압(VLOAD)을 생성하는 출력부를 포함할 수 있다. 센싱부(120)는 DC-DC 컨버터(100)의 출력 배선 등에 저항을 삽입하여 측정하는 방법이 아니라 상기 패스 트랜지스터의 턴-온에 의해 발생되는 턴-온 저항을 이용하기 때문에 별도의 저항 소자의 추가 및 이로 인한 불필요한 전력 손실이 제거될 수 있다.
일 실시예에서, 상기 비동기 모드에서는 센싱부(120)가 동작하지 않는다. 즉, 상기 비동기 모드에서는 상기 패스 트랜지스터가 오프되고 상기 바디 다이오드가 동작하므로 센싱부(120)는 구동 전류(ID)를 검출하지 않는다.
제2 컨버터(130)는 상기 입력 전원을 공급받아 제2 전원 전압(ELVSS)을 제2 출력단으로 출력할 수 있다. 일 실시예에서, 제2 컨버터(130)는 구동 전류(ID)와 무관하게 제2 전원 전압(ELVSS)을 출력하는 마스터 인버팅(master inverting) 컨버터, 구동 전류(ELVSS)가 기 설정된 임계값보다 큰 경우 또는 상기 입력 전원이 상기 승압 한계 전압보다 큰 경우에 제2 전원 전압(ELVSS)을 출력하는 슬레이브(slave) 인버팅 컨버터 및 구동 전류(ID) 및 상기 입력 전원에 기초하여 상기 마스터 인버팅 컨버터만 동작하는 제1 구동 모드 및 상기 마스터 인버팅 컨버터와 상기 슬레이브 인버팅 컨버터가 모두 동작하는 제2 구동 모드를 제어하는 인버팅 컨버터 제어부를 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 제2 컨버터(130)는 구동 전류(ID)와 상기 임계값을 비교하고, 구동 전류(ID)가 상기 임계값보다 큰 경우에 상기 슬레이브 인버팅 컨버터의 구동을 활성화하는 듀얼 인에이블 신호를 상기 슬레이브 인버팅 컨버터에 제공하는 듀얼 구동 제어부, 제2 전원 전압(ELVSS)을 분압한 피드백 전압과 기준 전압과의 차이에 기초한 제어 전압을 생성하고, 상기 제어 전압에 기초하여 상기 마스터 인버팅 컨버터에 제공되는 제1 PWM(Pulse Width Modulation) 신호 및 상기 슬레이브 인버팅 컨버터에 제공되는 제2 PWM 신호를 생성하는 PWM 제어부, 및 상기 제1 구동 모드로부터 상기 제2 구동 모드로 변환될 때 및 상기 제2 구동 모드로부터 상기 제1 구동 모드로 변환될 때 상기 제2 컨버터의 인덕터 전류 변화 속도를 늦추는 쉐딩 구간을 활성화하는 쉐딩(shedding) 제어부를 포함할 수 있다.
DC-DC 컨버터(100)의 구성 및 동작은 도 2 내지 도 13을 참조하여 상술하기로 한다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 실시예들에 따른 표시 장치(1000)는 표시 패널(300)의 구동 전류에 따라 제2 전원 전압(ELVSS)을 생성하는 상기 슬레이브 인버팅 컨버터의 구동을 제어함으로써 발열 및 소비 전력이 감소하고, 전원 전압의 변환 효율이 향상될 수 있다. 또한, 센싱부(120)가 저항 소자를 포함하지 않으므로 별도의 저항 소자의 추가 및 이로 인한 불필요한 전력 손실이 제거될 수 있다.
한편, 구동 전류(ID)와 비교되는 상기 임계값이 구동 모드(즉, 제1 구동 모드 및 제2 구동 모드)에 따라 조절되고, 인버팅 컨버터들의 인덕터 전류를 단계적으로 증가 또는 감소시키는 쉐딩 구간의 구동이 삽입됨으로써 구동 모드 변환에 따른 플리커 발생이 방지되며, 영상 표시 퍼포먼스 저하 없이 DC-DC 컨버터(100)의 효율 향상 및 발열 저감이 구현될 수 있다.
따라서, 상기 직류-직류 컨버터는 넓은 구동 전류 범위를 갖는 중대형 표시 패널에 효과적으로 적용될 수 있다.
도 2는 본 발명의 실시예들에 따른 DC-DC 컨버터를 나타내는 블록도이고, 도 3은 도 2의 DC-DC 컨버터에 포함되는 제1 컨버터 및 센싱부의 연결 관계의 일 예를 나타내는 도면이고, 도 4는 도 2의 DC-DC 컨버터에 포함되는 제1 컨버터의 일 예를 나타내는 도면이며, 도 5는 도4의 제2 컨버터에 포함되는 PWM 제어부의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 2 내지 도 5를 참조하면, DC-DC 컨버터(100)는 제1 컨버터(110), 센싱부(120) 및 제2 컨버터(130)를 포함할 수 있다.
제1 컨버터(110)는, 도 2 및 도 5에 도시된 바와 같이, 입력 전원(Vin)과 제1 노드(N1) 사이에 연결된 제1 인덕터(L1), 제1 노드(N1)와 접지 사이에 연결된 인덕터 충전 트랜지스터(MC), 제1 노드(N1)와 제1 출력단(10) 사이에 연결된 패스 트랜지스터(MP) 및 패스 트랜지스터(MP)에 병렬로 연결된 바디 다이오드(BD)를 포함하는 스위치부(112) 및 스위치부(112)의 동작을 제어하는 스위치 제어부(114)를 포함할 수 있다. 제1 컨버터(110)는 입력 전원(Vin)을 제1 전원 전압(ELVDD)으로 변환하여 제1 출력단(10)으로 출력할 수 있다.
제1 인덕터(L1)는 턴 온된 인덕터 충전 트랜지스터(MC)에 의해 기전력을 발생시킬 수 있다.
인덕터 충전 트랜지스터(MC)는 스위치 제어부(114)로부터 제어 신호를 인가받아 턴-온되고, 제1 인덕터(L1)에 전류가 흐르도록 제어할 수 있다.
입력 전원(Vin)이 기 설정된 승압 한계 전압 이하인 동기 모드일 때, 패스 트랜지스터(MP)는 인덕터 충전 트랜지스터(MC)와 교번하여 턴-온 될 수 있다. 따라서, 인덕터 충전 트랜지스터(MC)가 턴-온 되어 제1 인덕터(L1)에 기전력이 발생된 이후, 패스 트랜지스터(MP)가 턴-온 됨으로써 입력 전원(Vin)을 제1 전원 전압(ELVDD)으로 변환하고, 제1 출력단(10)으로 제1 전원(ELVDD)을 출력할 수 있다. 즉, 상기 동기 모드에서는 패스 트랜지스터(MP)는 인덕터 충전 트랜지스터(MC)와 동기하여 교번하여 턴-온될 수 있다. 일 실시예에서, DC-DC 컨버터(100)의 시동 시, 센싱부(120)는 제1 컨버터(110)의 구동 시작 후 소정의 지연 구간이 경과한 후에 센싱 구동을 개시할 수 있다.
입력 전원(Vin)이 상기 승압 한계 전압보다 큰 비동기 모드일 때, 패스 트랜지스터(MP)가 턴 오프되고, 제1 노드(N1)의 전압에 따라 바디 다이오드(BD)가 턴 온될 수 있다. 즉, 바디 다이오드(BD)가 패스 트랜지스터(MP) 대신 동작할 수 있다. 바디 다이오드(BD) 내부에서 소정의 전압이 소모되므로 입력 전원(Vin)이 크게 변동되어도 일정한 크기의 제1 전원 전압(ELVDD)이 안정적으로 출력될 수 있다. 즉, 상기 비동기 모드에서는 패스 트랜지스터(MP)는 인덕터 충전 트랜지스터(MC)와 비동기된다.
센싱부(120)는 패스 트랜지스터(MP)의 양 단에 연결되어 제1 전원 전압(ELVDD)을 제공받는 부하(예를 들어, 표시 패널)에 공급되는 구동 전류(ID)를 검출할 수 있다. 센싱부(120)는 상기 동기 모드에서 제1 인덕터(L1)에 의해 생성된 인덕터 전류를 구동 전류로서 검출할 수 있다. 비동기 모드에서는 패스 트랜지스터(MP)가 동작하지 않고, 바디 다이오드(BD)를 통해 제1 전원 전압(ELVDD)이 출력된다. 따라서, 센싱부(120)는 상기 비동기 모드에서 동작하지 않는다. 일 실시예에서, 센싱부(120)는 검출부(122) 및 출력부(124)를 포함할 수 있다.
검출부(122)는 패스 트랜지스터(MP)가 턴 온될 때 제1 인덕터(L1)로부터 패스 트랜지스터(MP)를 통해 흐르는 상기 인덕터 전류를 검출할 수 있다. 상기 인덕터 전류는 구동 전류(ID)로 정의되고, 검출부(122)는 전류 미러로 구성될 수 있다. 상기 전류 미러는 복수의 트랜지스터들의 연결을 포함하는 일반적인 전류 미러 회로로 구현될 수 있다.
출력부(124)는 구동 전류(ID)를 제공받는 커패시터(C), 커패시터(C)에 병렬로 연결되어 구동 전류(ID)를 전압 값으로 평균화하는 제1 스위치(SW1), 상기 커패시터(C)의 일 단을 입력으로 하는 버퍼(BP) 및 버퍼(BP)의 출력을 제어하는 제2 스위치(SW2)를 포함할 수 있다. 출력부(124)는 구동 전류(ID)를 전압 값으로 평균화하여 구동 전류(ID)에 대응하는 로드 전압(VLOAD)을 생성할 수 있다. 로드 전압(VLOAD)은 제2 컨버터(130)에 제공될 수 있다.
일 실시예에서, 추가적인 센싱부가 제2 인버팅 컨버터(130)에 더 연결될 수 있다. 상기 추가적인 센싱부는 제2 전원 전압(ELVSS)에 의한 구동 전류(ID)를 검출할 수 있다. 이 경우, 상기 비동기 모드에서의 상기 제1 및 제2 구동 모드의 구동이 모두 가능해진다.
이와 같이, 센싱부(120)는 저항 소자를 포함하지 않고, 상기 패스 트랜지스터의 턴-온에 의해 발생되는 턴-온 저항을 이용하기 때문에 별도의 저항 소자의 추가 및 이로 인한 불필요한 전력 손실이 제거될 수 있다.
다시 도 2에 도시된 바와 같이, 제2 컨버터(130)는 구동 전류(ID)와 무관하게 제2 전원 전압(ELVSS)을 출력하는 마스터 인버팅 컨버터(140), 슬레이브 인버팅 컨버터(150) 및 인버팅 컨버터 제어부(160)를 포함할 수 있다. 마스터 인버팅 컨버터(140) 및 슬레이브 인버팅 컨버터(150)는 각각 스위치부(142, 152) 및 스위치 제어부(144, 154)를 포함할 수 있다.
마스터 인버팅 컨버터(140)는 구동 전류(ID)와 무관하게 제2 전원 전압(ELVSS)을 출력할 수 있다. 도 3에 도시된 바와 같이, 마스터 인버팅 컨버터(140)는 제1 스위치부(142) 및 제1 스위치 제어부(144)를 포함할 수 있다.
제1 스위치부(142)는 제1 스위치 트랜지스터(M1), 제2 스위치 트랜지스터(M2) 및 제2 인덕터(L2)를 포함할 수 있다.
제1 스위치 트랜지스터(M1)는 입력 전원(Vin)이 인가되는 입력단(IN) 및 제2 노드(N2) 사이에 연결될 수 있다. 제1 스위치 트랜지스터(M1)는 제1 스위치 제어부(144)로부터 제어 신호를 인가받아 턴-온되고, 제2 인덕터(L2)에 전류가 흐르도록 제어할 수 있다.
제2 스위치 트랜지스터(M2)는 제2 노드(N2) 및 제2 출력단(20) 사이에 연결될 수 있다. 제2 스위치 트랜지스터(M2)는 제1 스위치 트랜지스터(M1)와 교번하여 턴-온 될 수 있다. 따라서, 제1 스위치 트랜지스터(M1)가 턴-온 되어 제2 인덕터(L2)에 기전력이 발생된 이후, 제2 스위치 트랜지스터(M2)가 턴-온 됨으로써 입력 전원(Vin)을 제2 전원 전압(ELVSS)으로 변환하고, 제2 출력단(20)으로 제2 전원 전압(ELVSS)을 출력할 수 있다.
이 때, 제2 노드(N1)는 제1 스위치 트랜지스터(M1), 제2 스위치 트랜지스터(M2), 제2 인덕터(L2)의 공통 노드로 정의될 수 있다.
제1 스위치 제어부(144)는 인버팅 컨버터 제어부(160)로부터 제1 PWM 신호를 인가받고, 상기 제1 PWM 신호에 기초하여 제1 및 제2 스위치 트랜지스터들(M1, M2)의 온-오프를 제어할 수 있다. 제1 및 제2 스위치 트랜지스터들(M1, M2)은 교번하여 온-오프될 수 있다. 일 실시예에서, 제1 스위치 제어부(144)는 인버팅 컨버터 제어부(160)로부터 수신된 쉐딩 신호(PS_EN)에 기초하여 쉐딩 구간 동안 제1 스위치 트랜지스터(M1)의 게이트 전극에 제공되는 게이트 전압을 단계적으로 변화시킬 수 있다. 따라서, 상기 쉐딩 구간 동안 제2 인덕터(L2)에 흐르는 전류가 완만하게 변하고, 제2 전원 전압(ELVSS)의 급격한 변동을 방지할 수 있다.
마스터 인버팅 컨버터(140)는 제2 출력단(20)과 상기 접지 사이에 위치하는 제1 커패시터(C1)를 더 포함할 수 있다. 제1 커패시터(C1)는 제2 전원 전압(ELVSS)의 출력을 안정화시킬 수 있다.
일 실시예에서, DC-DC 컨버터(100)의 시동 시, 마스터 인버팅 컨버터(140)는 제1 컨버터(110) 및 센싱부(120)의 구동 시작 후 소정의 지연 구간이 경과한 후에 구동을 개시할 수 있다.
슬레이브 인버팅 컨버터(150)는 구동 전류(ID)가 기 설정된 임계값보다 큰 경우 또는 입력 전원(Vin)이 상기 승압 한계 전압보다 큰 경우에 제2 전원 전압(ELVSS)을 출력할 수 있다. 슬레이브 인버팅 컨버터(150)는 제2 스위치부(152) 및 제2 스위치 제어부(154)를 포함할 수 있다. 제2 스위치부(152)는 제3 스위치 트랜지스터(M3), 제4 스위치 트랜지스터(M4) 및 제3 인덕터(L3)를 포함할 수 있다. 제2 스위치부(152)의 구성은 제1 스위치부(142)의 구성과 실질적으로 동일하므로 중복되는 설명은 생략하기로 한다.
구동 전류(ID)가 작은 경우 마스터 인버팅 컨버터(140)만을 구동하고, 구동 전류(ID)가 큰 경우 마스터 및 슬레이브 인버팅 컨버터들(140, 150)을 구동하여 제2 전원 전압(ELVSS)을 생성하기 위한 전류를 각각의 인버팅 컨버터들(140, 150)에 나누어 제공할 수 있다. 따라서, 전체 도전 손실 및 소비 전력이 감소하고, 전원 전압 출력의 효율이 높아질 수 있다.
일 실시예에서, 제2 컨버터(130)는 복수의 슬레이브 인버팅 컨버터들을 더 포함할 수 있다. 상기 슬레이브 인버팅 컨버터들은 각각 서로 다른 임계값들에 의해 순차적으로 구동될 수 있다.
또한, 상기 비동기 모드에서는 구동 전류(ID) 센싱 없이 마스터 및 슬레이브 인버팅 컨버터들(140, 150)이 모두 동작할 수 있다. 상기 비동기 모드는 실질적으로 DC-DC 컨버터(100)를 포함하는 장치가 충전 중일 때 구동되므로, 도전 손실 및 소비 전력을 크게 고려할 필요가 없기 때문이다.
일 실시예에서, 제2 스위치 제어부(154)는 인버팅 컨버터 제어부(160)로부터 수신된 쉐딩 신호(PS_EN)에 기초하여 쉐딩 구간 동안 제3 스위치 트랜지스터(M3)의 게이트 전극에 제공되는 게이트 전압을 단계적으로 변화시킬 수 있다. 따라서, 상기 쉐딩 구간 동안 제2 인덕터(L2)에 흐르는 전류가 완만하게 변하고, 제2 전원 전압(ELVSS)의 급격한 변동을 방지할 수 있다.
인버팅 컨버터 제어부(160)는 구동 전류(ID) 및 입력 전원(Vin)에 기초하여 마스터 인버팅 컨버터(140)만 동작하는 제1 구동 모드 및 마스터 인버팅 컨버터(140)와 슬레이브 인버팅 컨버터(150)가 모두 동작하는 제2 구동 모드를 제어할 수 있다. 인버팅 컨버터 제어부(160)는 듀얼 구동 제어부(170), 쉐딩 제어부(180) 및 PWM 제어부(190)를 포함할 수 있다.
일 실시예에서, DC-DC 컨버터(100)의 시동 시, 인버팅 컨버터 제어부(160)는 제1 컨버터(110) 및 센싱부(120)의 구동 시작 후 소정의 지연 구간이 경과한 후에 마스터 인버팅 컨버터(140)의 구동을 개시할 수 있다.
듀얼 구동 제어부(170)는 구동 전류(ID)와 상기 임계값을 비교하고, 구동 전류(ID)가 상기 임계값보다 큰 경우에 슬레이브 인버팅 컨버터(150)를 구동하는 듀얼 인에이블 신호(DUAL_EN)를 슬레이브 인버팅 컨버터(150)에 제공할 수 있다. 일 실시예에서, 듀얼 인에이블 신호(DUAL_EN)의 트랜지션(transition)에 동기하여 상기 쉐딩 구간이 시작될 수 있다.
듀얼 구동 제어부(170)는 상기 임계값을 조절할 수 있다. 일 실시예에서, 듀얼 구동 제어부(170)는 상기 제1 구동 모드에서 상기 임계값을 제1 임계값으로 결정하고, 상기 제2 구동 모드에서 상기 임계값을 상기 제1 임계값보다 작은 제2 임계값으로 변경할 수 있다. 즉, 구동 전류(ID)의 미세한 변화에 대해 상기 구동 모드가 빈번한 변경으로 인한 효율 저하를 방지할 수 있다.
쉐딩 제어부(180)는 상기 제1 구동 모드로부터 상기 제2 구동 모드로 변환될 때 및 상기 제2 구동 모드로부터 상기 제1 구동 모드로 변환될 때 인덕터 전류 변화 속도를 늦추는 상기 쉐딩 구간을 활성화할 수 있다. 다시 말하면, 슬레이브 인버팅 컨버터(150)의 구동 개시 시 및 구동 종료 시 마다 소정의 시간 동안 상기 쉐딩 구간이 진행될 수 있다. 이에 따라, 구동 모드 변화 시 제2 전원 전압(ELVSS)의 급격한 변동 및 이로 인한 영상 플리커(flicker)가 방지될 수 있다. 예를 들어, 상기 쉐딩 구간은 약 1ms로 설정될 수 있다.
상기 제1 구동 모드로부터 상기 제2 구동 모드로 변환되는(즉, 슬레이브 인버팅 컨버터(150)의 구동 개시) 제1 쉐딩 구간 동안, 쉐딩 제어부(180)는 마스터 인버팅 컨버터(140)의 인덕터 전류를 단계적으로 감소시키고 슬레이브 인버팅 컨버터(150)의 인덕터 전류를 단계적으로 증가시킬 수 있다. 반대로, 상기 제2 구동 모드로부터 상기 제1 구동 모드로 변환되는(즉, 슬레이브 인버팅 컨버터(150)의 구동 종료) 제2 쉐딩 구간 동안, 쉐딩 제어부(180)는 마스터 인버팅 컨버터(140)의 상기 인덕터 전류를 단계적으로 증가시키고 슬레이브 인버팅 컨버터(150)의 상기 인덕터 전류를 단계적으로 감소시킬 수 있다. 일 실시예에서, 상기 쉐딩 구간 동작을 위해, 쉐딩 제어부(180)는 상기 쉐딩 구간 동안 제1 스위치 트랜지스터(M1) 및 제3 스위치 트랜지스터(M3) 각각의 게이트 전극에 제공되는 게이트 전압을 단계적으로 변화시킬 수 있다. 다른 실시예에서, 쉐딩 제어부(180)는 상기 쉐딩 구간 동안 PWM 제어부(190)에 제공되는 기준 전압(VREF)을 단계적으로 변화시킬 수 있다.
도 4 및 도 5에 도시된 바와 같이, PWM 제어부(190)는 제2 전원 전압(ELVSS)을 분압한 피드백 전압(VFB)과 기준 전압(VREF)과의 차이에 기초한 제어 전압(VCON)을 생성하고, 제어 전압(VCON)에 기초하여 마스터 인버팅 컨버터(140)에 제공되는 제1 PWM 신호(SPWM1) 및 슬레이브 인버팅 컨버터(150)에 제공되는 제2 PWM 신호(SPWM2)를 생성할 수 있다. 제1 PWM 신호(SPWM1)는 제1 스위치 제어부(144)에 제공되고, 제2 PWM 신호(SPWM2)는 제2 스위치 제어부(154)에 제공될 수 있다.
PWM 제어부(190)는 제1 스위치부(142)와 제2 스위치부(152)의 주파수를 조정하기 위해 피드백 전압(VFB)과 설정 전압(VREF)의 차이에 따라 정해지는 주파수를 가지는 PWM 신호를 생성할 수 있다. 예를 들어, PWM 제어부(190)는 피드백 전압(VFB)이 증가하면 상기 PWM 신호의 주파수를 증가시키고, 피드백 전압(VFB)이 감소하면 상기 PWM 신호의 주파수를 감소시킬 수 있다. 상기 PWM 신호는 구형파 신호에 해당될 수 있다.
일 실시예에서, PWM 제어부(190)는 분압기(192), 에러 앰프(194), 제1 PWM 신호 생성기(196) 및 제2 PWM 신호 생성기(198)를 포함할 수 있다.
분압기(19A)는 마스터 인버팅 컨버터(140) 및 슬레이브 인버팅 컨버터(150) 중 어느 하나에 연결되고, 제2 전원 전압(ELVSS)을 분압하여 피드백 전압(VFB)을 생성할 수 있다. 일 실시예에서, 분압기(192)는 제1 인버팅 컨버터(160)의 출력단(OUT1)에 연결되는 복수의 저항들(R1, R2)을 포함할 수 있다.
에러 앰프(194)는 피드백 전압(VFB)과 설정 전압(VREF)과의 차이를 증폭하여 제어 전압(VCON)을 출력할 수 있다. 제어 전압(VCON)의 레벨은 피드백 전압(VFB)과 설정 전압(VREF)의 차에 따라 달라질 수 있다. 제어 전압(VCON)의 레벨에 따라 PWM 신호(SPWM1, SPWM2)의 펄스 폭(주파수) 및/또는 위상이 결정될 수 있다.
제1 PWM 신호 생성기(196)는 제어 전압(VCON)을 기초로 제1 PWM 신호(SPWM1)를 생성하여 마스터 인버팅 컨버터(140)로 출력할 수 있다. 제2 PWM 신호 생성기(198)는 제어 전압(VCON)을 기초로 제2 PWM 신호(SPWM2)를 생성하여 슬레이브 인버팅 컨버터(150)로 출력할 수 있다.
일 실시예에서, 제1 및 제2 PWM 신호 생성기들(196, 198)은 실질적으로 동일한 회로 구성을 가질 수 있다. 예를 들어, 제1 PWM 신호 생성기(196)는 제어 전압(VCON)과 톱니파를 인가받고, 제어 전압(VCON)과 상기 톱니파를 비교하여 구형파 형태의 PWM 신호(SPWM)를 출력할 수 있다. 제2 PWM 신호 생성기(198)는 제1 PWM 신호 생성기(196)와 실질적으로 동일한 동작을 하므로 이에 중복되는 설명은 생략하기로 한다.
일 실시예에서, 쉐딩 제어부(180)는 상기 쉐딩 구간 동안 에러 앰프(194)에 제공되는 기준 전압(VREF)을 단계적으로 변화시킬 수 있다. 기준 전압(VREF)을 단계적인 변화에 의해 제2 전원 전압(ELVSS)의 급격한 변동이 방지될 수 있다.
도 4에 도시된 바와 같이, 분압기(192) 및 에러 앰프(194)는 마스터 인버팅 컨버터(140) 및 슬레이브 인버팅 컨버터(150)에 대해 공통으로 하나만 배치되므로, 제2 컨버터(130)의 구성이 단순화될 수 있다.
도 6은 도 1의 표시 장치에 포함되는 도 2의 DC-DC 컨버터의 동작의 일 예를 나타내는 파형도이다.
도 1, 도 2 및 도 6을 참조하면, 제2 컨버터(130)는 구동 전류(ID)에 기초하여 동작할 수 있다. 표시 패널(300)은 기 설정된 시동 구간(P1) 동안 블랙 영상을 표시할 수 있다.
도 6에서는 표시 장치(1000) 및 DC-DC 컨버터(100)가 동기 모드에서 동작하는 것을 전제로 한다. 즉, 입력 전원(Vin)이 기 설정된 승압 한계 전압보다 작다.
DC-DC 컨버터(100)를 구동하기 위한 인에이블 신호(EN)가 활성화되면 제1 컨버터(110)가 제1 전원 전압(ELVDD)을 출력할 수 있다.
제1 전원 전압(ELVDD) 출력 후 기 설정된 제1 지연 시간(PD1)이 경과하면, 검출 인에이블 신호(DET_EN)가 활성화되고 센싱부(120)가 구동 전류(ID)의 검출을 시작할 수 있다. 제1 지연 시간(PD1)은 제1 컨버터(110) 구동의 안정화를 위한 시간이다. 예를 들어, 제1 지연 시간(PD1)은 약 1ms로 설정될 수 있다.
검출 인에이블 신호(DET_EN)가 활성화 후 기 설정된 제2 지연 시간(PD1)이 경과하면, 마스터 인버팅 컨버터(140)가 소프트 스타트(SS)를 거쳐 제2 전원 전압(ELVSS)을 출력할 수 있다. 제2 지연 시간(PD1)은 센싱부(120)의 동작을 안정화하기 위한 구간이다. 블랙 영상이 표시되고 있으므로, 구동 전류(ID)는 기 설정됨 임계값(TH)보다 작다. 이후, 구동 전류(ID)가 임계값(TH)을 초과할 때까지 제2 컨버터(130)는 제1 구동 모드(MODE1)로 동작할 수 있다.
임계값(TH)을 초과한 구동 전류(ID)가 검출된 경우, 듀얼 인에이블 신호(DUAL_EN)가 활성화되어 슬레이브 인버팅 컨버터(150)가 동작을 시작할 수 있다. 듀얼 인에이블 신호(DUAL_EN)의 활성화와 동시에 쉐딩 인에이블 신호(PS_EN)가 활성화되어 제1 쉐딩 구간(SP1)이 시작될 수 있다. 제1 쉐딩 구간(SP1) 동안 제1 구동 모드(MODE1)에서 제2 구동 모드(MODE2)로 변환된다. 제1 쉐딩 구간(SP1) 동안 마스터 인버팅 컨버터(140)에서의 인덕터 전류가 단계적으로 감소하고, 슬레이브 인버팅 컨버터(150)에서의 인덕터 전류가 단계적으로 증가할 수 있다. 제1 쉐딩 구간(SP1)은 약 1ms로 설정될 수 있다. 이에 따라, 구동 모드 변경에 의한 제2 전원 전압(ELVSS)의 급격한 변동이 방지될 수 있다. 이후, 구동 전류(ID)가 임계값(TH) 이하로 떨어질 때까지 제2 컨버터(130)는 제2 구동 모드(MODE2)로 동작할 수 있다.
임계값(TH) 이하 구동 전류(ID)가 검출된 경우, 듀얼 인에이블 신호(DUAL_EN)가 비활성화되어 슬레이브 인버팅 컨버터(150)가 동작을 종료할 수 있다. 듀얼 인에이블 신호(DUAL_EN)의 비활성화와 동시에 쉐딩 인에이블 신호(PS_EN)가 활성화되어 제2 쉐딩 구간(SP2)이 시작될 수 있다. 제1 쉐딩 구간(SP1) 동안 제2 구동 모드(MODE2)에서 제2 구동 모드(MODE1)로 변환된다. 제2 쉐딩 구간(SP2) 동안 마스터 인버팅 컨버터(140)에서의 인덕터 전류가 단계적으로 증가하고, 슬레이브 인버팅 컨버터(150)에서의 인덕터 전류가 단계적으로 감소할 수 있다. 제2 쉐딩 구간(SP2)은 약 1ms로 설정될 수 있다. 이에 따라, 구동 모드 변경에 의한 제2 전원 전압(ELVSS)의 급격한 변동이 방지될 수 있다.
도 7은 도 1의 표시 장치에 포함되는 도 2의 DC-DC 컨버터의 동작의 다른 예를 나타내는 파형도이다.
도 7에서는 DC-DC 컨버터의 동작이 시동 구간을 제외하고는 도 6의 동작과 동일하므로, 중복되는 설명은 생략하기로 한다. 또한, 표시 장치(1000) 및 DC-DC 컨버터(100)가 동기 모드에서 동작하는 것을 전제로 한다.
도 7을 참조하면, 제2 컨버터(130)는 구동 전류(ID)에 기초하여 동작할 수 있다. 표시 장치(1000)의 시동 시부터 고휘도의 영상이 표시되는 경우, 구동 전류(ID)가 임계값(TH)을 초과할 수 있다.
DC-DC 컨버터(100)를 구동하기 위한 인에이블 신호(EN)가 활성화되면 제1 컨버터(110)가 제1 전원 전압(ELVDD)을 출력할 수 있다.
제1 전원 전압(ELVDD) 출력 후 기 설정된 제1 지연 시간(PD1)이 경과하면, 검출 인에이블 신호(DET_EN)가 활성화되고 센싱부(120)가 구동 전류(ID)의 검출을 시작할 수 있다.
검출 인에이블 신호(DET_EN)가 활성화 후 기 설정된 제2 지연 시간(PD1)이 경과하면, 제2 컨버터(130)가 동작을 시작할 수 있다. 제2 지연 시간(PD1) 동안 검출된 구동 전류(ID)가 임계값(TH)을 초과할 수 있다. 이 경우, 마스터 인버팅 컨버터(140) 및 슬레이브 인버팅 컨버터(150)가 동시에 소프트 스타트(SS)를 거쳐 제2 전원 전압(ELVSS)을 출력할 수 있다.
제1 구동 모드(MODE1), 제2 구동 모드(MODE2), 및 쉐딩 구간들(SP3, SP4)에서의 동작은 도 6을 참조하여 설명하였으므로, 이에 대한 중복되는 설명은 생략하기로 한다.
도 8은 도 2의 DC-DC 컨버터가 구동 모드의 변화에 따라 임계값을 다르게 설정하는 일 예를 나타내는 도면이다.
도 2, 도 4 및 도 8을 참조하면, 인버팅 컨버터 제어부(170)는 제1 구동 모드(MODE1)에서 임계값을 제1 임계값(TH1)으로 결정하고, 제2 구동 모드(TH2)에서 상기 임계값을 제1 임계값(TH1)보다 작은 제2 임계값(TH2)으로 변경할 수 있다. 여기서, DC-DC 컨버터(100)가 동기 모드에서 동작하는 것을 전제로 한다.
구동 전류(ID)의 미세한 변동에 의해 상기 구동 모드가 자주 변하게 되면 제2 컨버터(130)의 효율이 저하될 우려가 있다. 마스터 인버팅 컨버터(140)만 동작하는 제1 구동 모드(MODE1)에서는 상기 임계값을 제1 임계값(TH1)으로 증가시키고, 마스터 인버팅 컨버터(140) 및 슬레이브 인버팅 컨버터(150)가 모두 동작하는 제2 구동 모드(MODE2)에서는 상기 임계값을 제2 임계값(TH2)으로 감소시킬 수 있다. 예를 들어, 제1 임계값(TH1)과 제2 임계값(TH2) 사이의 차이는 약 50mA 내지 약 100mA 범위일 수 있다. 따라서, 상기 구동 모드가 수시로 변하는 것을 방지하여 효율 저하를 최소화할 수 있다.
도 9는 도 2의 DC-DC 컨버터의 쉐딩 구간에서의 동작의 일 예를 나타내는 파형도이다.
도 2, 도 4, 도 6 및 도 9를 참조하면, 제1 구동 모드(MODE1)에서 제2 구동 모드(MODE2)로 변환될 때 및 제2 구동 모드(MODE2)에서 제1 구동 모드(MODE1)로 변환될 때, 쉐딩 구간(SP1)을 포함할 수 있다.
인버팅 컨버터 제어부(160)에 포함되는 쉐딩 제어부(180)는 제1 쉐딩 구간(SP1) 및 제2 쉐딩 구간(SP2)에서 마스터 인버팅 컨버터(130)에서의 인덕터 전류(IL2) 및 슬레이브 인버팅 컨버터(140)에서의 인덕터 전류(IL3)의 변화 속도를 늦출 수 있다. 예를 들어, 제1 쉐딩 구간(SP1) 동안, 쉐딩 제어부(180)는 마스터 인버팅 컨버터(140)의 인덕터 전류(IL2)를 단계적으로 감소시키고 슬레이브 인버팅 컨버터(150)의 인덕터 전류(IL3)를 단계적으로 증가시킬 수 있다. 반대로, 제2 쉐딩 구간(SP2) 동안, 쉐딩 제어부(180)는 마스터 인버팅 컨버터(140)의 인덕터 전류(IL2)를 단계적으로 증가시키고 슬레이브 인버팅 컨버터(150)의 인덕터 전류(IL3)를 단계적으로 감소시킬 수 있다.
일 실시예에서, 상기 인덕터 전류들(IL2, IL3)의 변화 속도를 늦추기 위해, 쉐딩 제어부(180)는 상기 쉐딩 구간 동안 제1 스위치 트랜지스터(M1) 및 제3 스위치 트랜지스터(M3) 각각의 게이트 전극에 제공되는 게이트 전압을 단계적으로 변화시킬 수 있다.
다른 실시예에서, 쉐딩 제어부(180)는 상기 쉐딩 구간 동안 PWM 제어부(190)에 제공되는 기준 전압(VREF)을 단계적으로 변화시킬 수 있다. 기준 전압(VREF)에 따라 PWM 신호의 주파수가 달라지므로 인덕터 전류의 변화 속도가 제어될 수 있다.
이에 따라, 상기 구동 모드 변화 시 제2 전원 전압(ELVSS)의 급격한 변동 및 이로 인한 영상 플리커(flicker)가 방지될 수 있다.
도 10은 제2 구동 모드에서 도 2의 DC-DC 컨버터에 포함되는 제2 컨버터가 위상 시프트를 이용하여 동작하는 일 예를 나타내는 파형도이다.
도 4 및 도 10을 참조하면, 제2 구동 모드에서 마스터 인버팅 컨버터(140) 및 슬레이브 인버팅 컨버터(150)가 모두 동작하여 제2 전원 전압(ELVSS)을 출력할 수 있다.
일 실시예에서, 상기 제2 구동 모드에서 제1 PWM 신호(SPWM1) 및 제2 PWM 신호(SPWM2)는 서로 180도의 위상 차이를 가질 수 있다. 이에 따라, 마스터 인버팅 컨버터(140)의 제2 노드 전압(VN2)과 슬레이브 인버팅 컨버터(150)의 제2 노드 전압(VN3)은 180도의 위상 차이를 갖는다. 이에 따라, 도 10에 도시된 바와 같이, 마스터 인버팅 컨버터(130)에서의 인덕터 전류(IL2) 및 슬레이브 인버팅 컨버터(140)에서의 인덕터 전류(IL3)도 위상 차를 갖는다.
따라서, 상기 제2 구동 모드에서의 제2 컨버터(150)의 출력 리플의 주파수가 제1 구동 모드에서의 제2 컨버터의(150)의 출력 리플의 주파수의 약 2배로 될 수 있다. 즉, 위상 시프트에 의해 리플이 더 빨라지므로 출력 안정성이 증가할 수 있다.
다른 실시예에서, 상기 제2 구동 모드에서 제1 PWM 신호(SPWM1) 및 제2 PWM 신호(SPWM2)는 서로 반대 위상을 가지고, 상기 제2 구동 모드에서의 상기 제1 및 제2 PWM 신호들(SPWM1, SPWM2)의 주파수는 상기 제1 구동 모드에서의 상기 제1 PWM 신호(SPWM2)의 주파수의 절반일 수 있다. 이 경우, 출력 리플은 상기 제1 구동 모드에서와 실질적으로 동일하다. 하지만, 제1 및 제2 PWM 신호들(SPWM1, SPWM2)의 주파수가 절반으로 됨으로써 스위치 트랜지스터들을 스위칭하는 주파수가 절반으로 감소하므로, 스위칭에 의한 로스(loss)가 감소될 수 있다.
이와 같이, 상기 제2 구동 모드에서 제1 PWM 신호(SPWM1) 및 제2 PWM 신호(SPWM2) 사이에 위상 차를 설정하고, 주파수를 조절함으로써 제2 전원 전압의 출력 안정성을 향상시킬 수 있다.
도 11은 입력 전압 및 구동 전류에 따른 도 2의 DC-DC 컨버터의 구동 모드의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 2 내지 도 4 및 도 11을 참조하면, DC-DC 컨버터(100)는 입력 전원(Vin)의 크기에 따라 동기 모드(SYNC MODE) 및 비동기 모드(ASYNC MODE)로 구동될 수 있다.
제1 컨버터(110)는 일반적으로 입력 전원(Vin)을 승압하는 기능을 수행한다. 제1 컨버터(110)는 일정한 크기의 제1 전원 전압(ELVDD)을 출력해야 한다. 따라서, 바디 다이오드(BD)가 패스 트랜지스터(MP)에 병렬로 연결되어 전압 강하에 사용될 수 있다. 예를 들어, 상기 입력 전원이 기 설정된 승압 한계 전압(LIMIT)보다 큰 경우는 표시 장치(1000)가 외부의 충전기에 연결되어 충전되고 있는 경우 등을 들 수 있다.
일 실시예에서, 입력 전원(Vin)이 승압 한계 전압(LIMIT) 이하인 경우, 제1 컨버터(110)는 동기 모드(SYNC MODE)로 구동될 수 있다. 동기 모드(SYNC MODE)에서는 센싱부(120)의 전류 검출 동작 및 슬레이브 인버팅 컨버터(150)의 구동 제어 동작이 수행될 수 있다.
따라서, 제2 컨버터(130)의 구동에 있어서, 구동 전류(ID)가 임계값(TH) 이하인 경우에는 마스터 인버팅 컨버터(140)만이 동작하고, 구동 전류(ID)가 임계값(TH)보다 큰 경우에는 마스터 인버팅 컨버터(140) 및 슬레이브 인버팅 컨버터(150)가 모두 동작할 수 있다.
동기 모드(SYNC MODE)에서 제2 컨버터(130)의 동작 및 구성은 도 3 내지 도 10을 참조하여 자세히 설명하였으므로, 이에 중복되는 설명은 생략하기로 한다.
일 실시예에서, 입력 전원(Vin)이 승압 한계 전압(LIMIT)을 초과하는 경우, 제1 컨버터(110)는 비동기 모드(ASYNC MODE)로 구동될 수 있다. 비동기 모드(ASYNC MODE)에서는 센싱부(120)가 전류 검출 동작을 수행하지 않는다. 따라서, 슬레이브 인버팅 컨버터(150)의 구동 여부를 판단할 수 없다. 이에 따라, 비동기 모드(ASYNC MODE)에서는 마스터 인버팅 컨버터(140) 및 슬레이브 인버팅 컨버터(150)가 모두 동작할 수 있다.
도 12는 입력 전압 및 구동 전류에 따른 도 2의 DC-DC 컨버터의 구동 모드의 다른 예를 나타내는 도면이다.
도 12를 참조하면, 비동기 모드(ASYNC MODE)에서도 센싱부(120)의 전류 검출 동작 및 슬레이브 인버팅 컨버터(150)의 구동 제어 동작이 수행될 수 있다.
이 경우, 제2 인버팅 컨버터(130)에 연결되는 추가적인 센싱부가 더 포함될 수 있다. 상기 추가적인 센싱부는 제2 전원 전압(ELVSS)에 의한 구동 전류(ID)를 검출할 수 있다. 따라서, 비동기 모드(ASYNC MODE)에서도, 구동 전류(ID)가 임계값(TH) 이하인 경우에는 마스터 인버팅 컨버터(140)만이 동작하고, 구동 전류(ID)가 임계값(TH)보다 큰 경우에는 마스터 인버팅 컨버터(140) 및 슬레이브 인버팅 컨버터(150)가 모두 동작할 수 있다.
본 발명은 DC-DC 컨버터를 포함하는 표시 장치 및 이를 포함하는 시스템에 적용될 수 있다. 예를 들어, 본 발명은 유기 발광 다이오드를 사용하는 유기 발광 표시 장치에 적용될 수 있으며, 휴대폰, 스마트폰, PDA(personal digital assistant), 컴퓨터, 노트북, PMP(personal media player), 텔레비전, 디지털 카메라, MP3 플레이어, 차량용 네비게이션 등에 적용될 수 있다.
이상에서는 본 발명의 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
100: DC-DC 컨버터 110: 제1 컨버터
120: 센싱부 130: 제2 컨버터
140: 마스터 인버팅 컨버터 150: 슬레이브 인버팅 컨버터
160: 인버팅 컨버터 제어부 170: 듀얼 구동 제어부
180: 쉐딩 제어부 190: PWM 제어부
300: 표시 패널 410: 게이트 드라이버
420: 데이터 드라이버 430: 타이밍 컨트롤러

Claims (20)

  1. 입력 전원과 제1 노드 사이에 연결된 제1 인덕터, 상기 제1 노드와 접지 사이에 연결된 인덕터 충전 트랜지스터, 상기 제1 노드와 제1 출력단 사이에 연결된 패스 트랜지스터 및 상기 패스 트랜지스터에 병렬로 연결된 바디 다이오드를 포함하고, 상기 입력 전원을 제1 전원 전압으로 변환하여 상기 제1 출력단으로 출력하는 제1 컨버터(converter);
    상기 패스 트랜지스터의 양 단에 연결되어 상기 제1 전원 전압을 제공받는 부하에 공급되는 구동 전류를 검출하는 센싱부; 및
    상기 입력 전원을 공급받아 상기 제1 전원 전압보다 낮은 제2 전원 전압을 제2 출력단으로 출력하는 제2 컨버터를 포함하고,
    상기 제2 컨버터는
    상기 구동 전류와 무관하게 상기 제2 전원 전압을 출력하는 마스터 인버팅(master inverting) 컨버터;
    상기 구동 전류가 기 설정된 임계값보다 큰 경우 또는 상기 입력 전원이 기 설정된 승압 한계 전압보다 큰 경우에 상기 제2 전원 전압을 출력하는 슬레이브(slave) 인버팅 컨버터; 및
    상기 구동 전류 및 상기 입력 전원에 기초하여 상기 마스터 인버팅 컨버터만 동작하는 제1 구동 모드 및 상기 마스터 인버팅 컨버터와 상기 슬레이브 인버팅 컨버터가 모두 동작하는 제2 구동 모드를 제어하는 인버팅 컨버터 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 인버팅 컨버터 제어부는
    상기 구동 전류와 상기 임계값을 비교하고, 상기 구동 전류가 상기 임계값보다 큰 경우에 상기 슬레이브 인버팅 컨버터를 구동하는 듀얼 인에이블 신호를 상기 슬레이브 인버팅 컨버터에 제공하는 듀얼 구동 제어부;
    상기 제2 전원 전압을 분압한 피드백 전압과 기준 전압과의 차이에 기초한 제어 전압을 생성하고, 상기 제어 전압에 기초하여 상기 마스터 인버팅 컨버터에 제공되는 제1 PWM(Pulse Width Modulation) 신호 및 상기 슬레이브 인버팅 컨버터에 제공되는 제2 PWM 신호를 생성하는 PWM 제어부; 및
    상기 제1 구동 모드로부터 상기 제2 구동 모드로 변환될 때 및 상기 제2 구동 모드로부터 상기 제1 구동 모드로 변환될 때 상기 제2 컨버터의 인덕터 전류 변화 속도를 늦추는 쉐딩 구간을 활성화하는 쉐딩(shedding) 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 센싱부는
    상기 패스 트랜지스터의 양단에 연결되고, 상기 패스 트랜지스터가 턴 온될 때 상기 제1 인덕터로부터 상기 패스 트랜지스터를 통해 흐르는 인덕터 전류를 전류 미러를 통해 상기 구동 전류로서 검출하는 검출부; 및
    상기 구동 전류를 커패시터를 이용해 전압 값으로 평균화하여 상기 구동 전류에 대응하는 로드 전압을 생성하는 출력부를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  4. 제 2 항에 있어서, 상기 마스터 인버팅 컨버터는 및 상기 슬레이브 인버팅 컨버터 각각은,
    상기 입력 전원과 제2 노드 사이에 연결되는 제1 스위치 트랜지스터, 상기 제2 노드와 상기 제2 출력단 사이에 연결되는 제2 스위치 트랜지스터 및 상기 제2 노드와 접지 사이에 연결되어 상기 제2 전원 전압을 생성하는 제2 인덕터를 포함하고, 상기 제1 및 제2 스위치 트랜지스터들이 각각 교번하여 온-오프 됨으로써 상기 입력 전원을 상기 제2 전원 전압으로 변환하는 스위치부; 및
    상기 PWM 제어부로부터 상기 PWM 신호를 인가받고, 상기 PWM 신호에 기초하여 상기 제1 및 제2 스위치 트랜지스터들의 온-오프를 제어하는 스위치 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC_DC 컨버터.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 쉐딩 제어부는 상기 쉐딩 구간 동안 상기 각각의 제1 스위치 트랜지스터의 게이트 전극에 제공되는 게이트 전압을 단계적으로 변화시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  6. 제 4 항에 있어서, 상기 쉐딩 제어부는 상기 쉐딩 구간 동안 상기 PWM 제어부에 제공되는 기준 전압을 단계적으로 변화시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  7. 제 2 항에 있어서, 상기 인버팅 컨버터 제어부는 상기 제1 구동 모드에서 상기 임계값을 제1 임계값으로 결정하고, 상기 제2 구동 모드에서 상기 임계값을 상기 제1 임계값보다 작은 제2 임계값으로 변경하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  8. 제 2 항에 있어서, 상기 입력 전원이 상기 승압 한계 전압 이하인 경우, 상기 제1 컨버터는 상기 패스 트랜지스터가 상기 인덕터 충전 트랜지스터와 함께 동작하여 상기 제1 전원 전압을 출력하는 동기 모드로 구동되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 입력 전원이 상기 승압 한계 전압보다 큰 경우, 상기 제1 컨버터는 상기 바디 다이오드가 상기 패스 트랜지스터 대신 동작하여 상기 제1 전원 전압을 출력하는 비동기 모드로 구동되는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 비동기 모드에서 상기 센싱부가 동작하지 않고, 상기 마스터 인버팅 컨버터와 상기 슬레이브 인버팅 컨버터가 모두 동작하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  11. 제 2 항에 있어서, 상기 제2 구동 모드에서 상기 제1 PWM 신호 및 상기 제2 PWM 신호는 서로 180도의 위상 차를 갖는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  12. 제 11 항에 있어서, 상기 제2 구동 모드에서의 상기 제1 및 제2 PWM 신호들의 주파수는 상기 제1 구동 모드에서의 상기 제1 PWM 신호의 주파수의 절반인 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  13. 복수의 화소들을 구비하는 표시 패널;
    상기 표시 패널에 게이트 신호를 제공하는 게이트 드라이버;
    상기 표시 패널에 데이터 신호를 제공하는 데이터 드라이버;
    상기 표시 패널에 제1 전원 전압 및 상기 제1 전원 전압보다 낮은 제2 전원 전압을 제공하는 DC-DC 컨버터; 및
    상기 게이트 구동부, 상기 데이터 구동부 및 상기 DC-DC 컨버터의 구동을 제어하는 타이밍 컨트롤러를 포함하고,
    상기 DC-DC 컨버터는
    입력 전원의 크기에 따라 패스 트랜지스터 및 상기 패스 트랜지스터에 병렬로 연결된 바디 다이오드 중 하나를 이용하여 상기 제1 전원 전압을 출력하는 제1 컨버터;
    상기 패스 트랜지스터의 양 단에 연결되어 상기 표시 패널로 흐르는 구동 전류를 검출하는 센싱부; 및
    상기 구동 전류와 무관하게 상기 제2 전원 전압을 출력하는 마스터 인버팅(master inverting) 컨버터 및 상기 구동 전류가 기 설정된 임계값보다 큰 경우 또는 상기 입력 전원이 기 설정된 승압 한계 전압보다 큰 경우에 상기 제2 전원 전압을 출력하는 슬레이브(slave) 인버팅 컨버터를 포함하는 제2 컨버터를 포함하는 표시 장치.
  14. 제 13 항에 있어서, 상기 제2 컨버터는
    상기 구동 전류 및 상기 입력 전원에 기초하여 상기 마스터 인버팅 컨버터만 동작하는 제1 구동 모드 및 상기 마스터 인버팅 컨버터와 상기 슬레이브 인버팅 컨버터가 모두 동작하는 제2 구동 모드를 제어하는 인버팅 컨버터 제어부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 표시 장치.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 인버팅 컨버터 제어부는
    상기 구동 전류와 상기 임계값을 비교하고, 상기 구동 전류가 상기 임계값보다 큰 경우에 상기 슬레이브 인버팅 컨버터를 구동하는 듀얼 인에이블 신호를 상기 슬레이브 인버팅 컨버터에 제공하는 듀얼 구동 제어부;
    상기 제2 전원 전압을 분압한 피드백 전압과 기준 전압과의 차이에 기초한 제어 전압을 생성하고, 상기 제어 전압에 기초하여 상기 마스터 인버팅 컨버터에 제공되는 제1 PWM(Pulse Width Modulation) 신호 및 상기 슬레이브 인버팅 컨버터에 제공되는 제2 PWM 신호를 생성하는 PWM 제어부; 및
    상기 제1 구동 모드로부터 상기 제2 구동 모드로 변환될 때 및 상기 제2 구동 모드로부터 상기 제1 구동 모드로 변환될 때 인덕터 전류 변화 속도를 늦추는 쉐딩 구간을 활성화하는 쉐딩(shedding) 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 표시 장치.
  16. 제 13 항에 있어서, 상기 입력 전원이 기 설정된 승압 한계 전압 이하인 경우, 상기 제1 컨버터는 상기 패스 트랜지스터를 통해 상기 제1 전원 전압을 출력하는 동기 모드로 구동되는 것을 특징으로 하는 표시 장치.
  17. 제 16 항에 있어서, 상기 입력 전원이 상기 승압 한계 전압보다 큰 경우, 상기 제1 컨버터는 상기 바디 다이오드가 상기 패스 트랜지스터 대신 동작하여 상기 제1 전원 전압을 출력하는 비동기 모드로 구동되는 것을 특징으로 하는 표시 장치.
  18. 제 17 항에 있어서, 상기 비동기 모드에서 상기 센싱부가 동작하지 않고, 상기 구동 전류에 관계 없이 상기 마스터 인버팅 컨버터와 상기 슬레이브 인버팅 컨버터가 모두 동작하는 것을 특징으로 하는 표시 장치.
  19. 제 13 항에 있어서, 상기 센싱부는
    상기 패스 트랜지스터의 양단에 연결되고, 상기 패스 트랜지스터가 턴 온될 때 상기 패스 트랜지스터를 통해 흐르는 전류를 전류 미러를 통해 상기 구동 전류로서 검출하는 검출부; 및
    상기 구동 전류를 커패시터를 이용해 전압 값으로 평균화하여 상기 구동 전류에 대응하는 로드 전압을 상기 제2 컨버터로 출력하는 출력부를 포함하는 것을 특징으로 하는 표시 장치.
  20. 제 13 항에 있어서, 상기 표시 장치의 시동 시, 기 설정된 시동 구간 동안 표시 패널은 블랙 영상을 표시하고,
    상기 제2 컨버터는 상기 시동 구간 동안 상기 마스터 인버팅 컨버터만을 구동시키는 것을 특징으로 하는 표시 장치.
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