KR20180016364A - 집약 물리층 프로토콜 데이터 유닛의 전송 장치 및 전송 방법 - Google Patents

집약 물리층 프로토콜 데이터 유닛의 전송 장치 및 전송 방법 Download PDF

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홍 쳉 마이클 심
다케노리 사카모토
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파나소닉 아이피 매니지먼트 가부시키가이샤
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Abstract

본 발명의 전송 장치는, 레거시 프리앰블과, 레거시 헤더와, 비레거시 프리앰블과, 복수의 비레거시 헤더와, 복수의 데이터 필드를 포함하는 집약 물리층 PDU(집약 PPDU)를 갖는 전송 신호를 생성하는 전송 신호 생성기와, 상기 생성된 전송 신호를 송신하는 송신기로서, 레거시 프리앰블, 레거시 헤더 및 복수의 비레거시 헤더는 표준 대역폭을 사용해서 송신되고, 한편, 비레거시 프리앰블 및 복수의 데이터 필드는 표준 대역폭 이상의 가변 대역폭을 사용해서 송신되고, 비레거시 헤더 및 대응하는 데이터 필드의 복수 세트는 시간 영역에서 순차적으로 송신되는 상기 송신기를 포함한다.

Description

집약 물리층 프로토콜 데이터 유닛의 전송 장치 및 전송 방법
본 개시는 일반적으로 무선 통신에 관한 것이고, 보다 구체적으로는, 무선 통신 시스템에 있어서의 집약 PPDU(Physical Layer Protocol Data Unit(물리층 프로토콜 데이터 유닛))를 포맷해서 송신하는 방법에 관한 것이다.
면허 불요의 60GHz의 mmW(Millimeter Wave(밀리파)) 네트워크에 대한 관심이 높아지고 있다. 무선 HD(Hi-Definition(고정밀도)) 기술은 최초의 60GHz의 mmW 업계 표준이며, 이것은 가전 기기, 퍼스널 컴퓨터 및 휴대용 제품 간의 고정밀도의 오디오, 비디오 및 데이터의 멀티 기가비트의 무선 스트리밍을 가능하게 한다. 60GHz의 mmW 주파수대에서 동작하는 다른 멀티 기가비트의 무선 통신 기술로 WiGig 기술이 있고, 이것은 IEEE(Institute of Electrical and Electronic Engineers(미국 전기 전자 공학회))에 의해 IEEE 802.11ad 규격으로서 표준화되어 있다.
WiGig 기술은 IEEE 802.11 MAC(Media Access Control(미디어 액세스 제어))층을 보완하고 확장하고 있고, IEEE 802.11 WLAN 규격과 하위 호환성이 있다. WiGig MAC는 인프라스트럭처 BSS(Basic Service Set(기본 서비스 세트)) 또는 PBSS(Personal BSS(퍼스널 BSS)) 등의 집중형 네트워크 아키텍처를 서포트하고, 이 아키텍처에서는, 예를 들면 AP(Access Point(액세스 포인트)) 또는 PCP(Personal BSS Control Point(퍼스널 BSS 제어 포인트)) 등의 중앙 코디네이터만이 네트워크 중의 모든 STA(Station(스테이션))를 동기시키기 위한 신호를 송신한다. 2.4GHz 또는 5GHz 주파수대에서 동작하는 다른 IEEE 802.11 WLAN 기술과 달리, WiGig 기술은 지향성 송신을 수행하기 위해서 BF(Beamforming(빔 형성))를 풀 활용한다.
2.16GHz의 표준 대역폭 덕분에, WiGig 기술은 최고 6.7Gbps까지의 PHY(Physical Layer(물리층)) 데이터 전송 속도를 제공할 수 있다. WiGig PHY는 SC(Single Carrier(싱글 캐리어)) 변조 및 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing(직교 주파수 분할 다중)) 변조의 양쪽 모두를 서포트한다. 또, 전송 효율을 향상시키기 위해서, WiGig PHY는 「집약 PPDU」도 서포트한다. SC 변조와의 관련에 있어서, 집약 PPDU은 PPDU 전송 동안에 IFS(Inter-frame Spacing(프레임 간격 시간)), 프리앰블(preamble) 및 분리부 없이 전송되는 2개 이상의 SC PPDU의 시퀀스이다.
WiGig 기술의 광범위한 응용은 유선 디지털 인터페이스의 케이블의 대체이다. 예를 들면, WiGig 기술은 비디오 스트리밍이기 때문에, 스마트폰 또는 태블릿 또는 와이어리스 HDMI(등록상표)(High Definition Multimedia Interface(고정밀도 멀티미디어 인터페이스)) 링크 동안에 인스턴트 동기를 위한 와이어리스 USB(Universal Serial Bus) 링크를 실장하기 위해서 이용할 수 있다. 최신 기술의 유선 디지털 인터페이스(예를 들면, USB3.5 및 HDMI(등록상표) 1.3)는 최고 수십 Gbps까지의 데이터 전송 속도를 가능하게 하고, 따라서, WiGig 기술도 이들에 필적하도록 진화시킬 필요가 있다. NG60(Next Generation 60GHz(차세대 60GHz)) WiGig에 대해서는, 수십 Gbps까지 올라가는 PHY 데이터 전송 속도를 달성하기 위해서, 기존의(즉, 레거시) WiGig 디바이스와의 하위 호환성을 유지하면서, 가변 대역폭을 이용하는 MIMO(Multiple Input Multiple Output(다입력 다출력)) 전송을 서포트하는 기법이 요구되고 있다.
IEEE 802.11ad-2012
레거시 WiGig 디바이스와의 하위 호환성을 유지하기 위해서는, NG60 WiGig는 표준 대역폭을 사용하는, IEEE 802.11ad에 정의된 LF(Legacy Format(레거시 포맷)) PPDU와, 가변 대역폭을 사용하는 MIMO 전송을 확보하는 능력을 갖는 MF(Mixed Format(복합 포맷)) PPDU의 양쪽 모두를 서포트해야 한다. 과제는, 어떻게 해서, 전송 효율을 최대화할 수 있도록 효율적인 방식으로, 집약 MF PPDU의 전송 포맷 및 전송 방법을 정의하는가이다.
하나의 일반적인 형태로서, 본 명세서에서 개시되는 기술은 레거시 프리앰블과, 레거시 헤더와, 비레거시 프리앰블과, 복수의 비레거시 헤더와, 복수의 데이터 필드를 포함하는 집약 물리층 PDU(집약 PPDU)를 갖는 전송 신호를 생성하는 전송 신호 생성기와, 상기 생성된 전송 신호를 송신하는 송신기로서, 상기 레거시 프리앰블, 상기 레거시 헤더 및 상기 복수의 비레거시 헤더는 표준 대역폭을 사용해서 송신되고, 한편, 상기 비레거시 프리앰블 및 복수의 데이터 필드는 상기 표준 대역폭 이상의 가변 대역폭을 사용해서 송신되고, 비레거시 헤더와 대응하는 데이터 필드의 복수 세트가 시간 영역에서 순차적으로 송신되는 상기 송신기를 포함하는 전송 장치를 특징으로 한다.
또한, 일반적인 또는 특정의 모든 실시 형태는 시스템, 방법, 집적 회로, 컴퓨터 프로그램, 저장 매체 또는 이들의 임의의 선택적인 조합으로서 구현되는 것이 가능하다.
본 발명의 집약 MF PPDU의 전송 장치 및 전송 방법을 이용하면, 전송 효율이 최대화된다.
본 발명의 실시 형태의 추가적인 이점 및 효과는 본 명세서 및 도면으로부터 자명해질 것이다. 이들의 이점 및/또는 효과는 본 명세서 및 도면의 여러 실시 형태 및 특징에 의해 개별적으로 파악할 수 있고, 이러한 이점 및/또는 효과 중 하나 이상을 파악하기 위해서, 이들 모두를 제시할 필요는 없다.
도 1은 종래 기술에 따른 예시적인 SC PPDU의 포맷을 나타내는 도면이다.
도 2는 종래 기술에 따른 예시적인 헤더의 필드를 나타내는 도면이다.
도 3은 종래 기술에 따른 헤더 및 데이터 필드에 대한 예시적인 송신기를 나타내는 블럭도이다.
도 4는 종래 기술에 따른 예시적인 집약 SC PPDU의 포맷을 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명에 따른 예시적인 MF SC PPDU의 포맷을 나타내는 도면이다.
도 6은 본 발명에 따른 예시적인 NG60 헤더의 콘텐츠를 나타내는 도면이다.
도 7은 본 발명에 따른 MF SC PPDU의 NG60 헤더 및 데이터 필드에 대한 예시적인 Tx 베이스밴드 처리 장치를 나타내는 블럭도이다.
도 8은 본 발명에 따른, 채널 대역폭이 표준 대역폭의 2배인 채널에 있어서의 예시적인 MF SC PPDU의 전송을 나타내는 도면이다.
도 9는 본 발명에 따른, MF SC PPDU를 수신하기 위한 예시적인 Rx 베이스밴드 처리 장치를 나타내는 블럭도이다.
도 10a는 본 발명의 제 1 실시 형태에 따른 집약 MF SC PPDU의 포맷의 일례를 나타내는 도면이다.
도 10b는 본 발명의 제 1 실시 형태에 따른 집약 MF SC PPDU의 포맷의 다른 예를 나타내는 도면이다.
도 11은 본 발명의 제 1 실시 형태에 따른, 채널 대역폭이 표준 대역폭의 2배인 채널에 있어서의 예시적인 집약 MF SC PPDU의 전송을 나타내는 도면이다.
도 12는 본 발명의 제 2 실시 형태에 따른 예시적인 집약 MF SC PPDU의 포맷을 나타내는 도면이다.
도 13은 본 발명의 제 2 실시 형태에 따른, 채널 대역폭이 표준 대역폭의 2배인 채널에 있어서의 예시적인 집약 MF SC PPDU의 전송을 나타내는 도면이다.
도 14는 본 발명의 제 3 실시 형태에 따른 예시적인 집약 MF SC PPDU의 포맷을 나타내는 도면이다.
도 15는 본 발명에 따른 무선 통신 장치의 예시적인 아키텍처를 나타내는 블럭도이다.
도 16은 본 발명의 제 1 실시 형태에 따른, 복수의 구성 집약 MF SC PPDU를 더 집약시킨 예시적인 집약 MF SC PPDU의 포맷을 나타내는 도면이다.
도 17은 본 발명의 제 1 실시의 형태에 따른, 채널 대역폭이 표준 대역폭의 2배인 채널에 있어서의 복수의 구성 집약 MF SC PPDU를 더 집약시킨 예시적인 집약 MF SC PPDU의 전송을 나타내는 도면이다.
이하에, 첨부의 도면을 참조하면서, 본 발명의 여러 실시 형태를 자세하게 설명하는 것으로 한다. 이하의 설명에 있어서, 명료함과 간결함을 위해서, 본 명세서에 포함된 주지의 기능 및 구성의 상세한 설명은 생략되어 있다.
도 1은 종래 기술에 따른 예시적인 SC PPDU(100)의 포맷을 나타낸다. SC PPDU(100)는 STF(Short Training Field(쇼트 트레이닝 필드))(101)와, CEF(Channel Estimation Field(채널 추정 필드))(103)와, 헤더(112)와, 데이터 필드(114)와, 임의의 AGC＆TRN-R/T 서브필드(115)를 포함한다. SC PPDU(100)의 모든 필드는 2.16GHz의 표준 대역폭을 사용해서 송신된다.
STF(101)는 패킷 검출, AGC(Automatic Gain Control(자동 이득 제어)), 주파수 오프셋 추정 및 동기에 이용된다. CEF(103)는 채널 추정에 이용되고, SC 변조 및 OFDM 변조의 CEF의 지표가 SC PPDU(100)를 위해서 사용되는 것으로 된다. 헤더(112)는 도 2에 나타내는 바와 같이, 송신 대상의 SC PPDU(100)의 상세를 정의하는 복수의 필드를 포함한다.
데이터 필드(114)는 SC PPDU(100)의 페이로드 데이터를 포함한다. 데이터 필드(114) 내의 데이터 옥텟의 수는 헤더(112)의 길이 필드에 의해 지정되고, 데이터 필드(114)에 의해 사용되는 MCS(Modulation and Coding Scheme(변조 및 부호화 방식))는 헤더(112)의 MCS 필드에 의해 지정된다.
AGC＆TRN-R/T 서브필드(115)는 SC PPDU(100)가 빔의 조정 또는 추적을 위해 사용될 때만 존재한다. AGC＆TRN-R/T 서브필드(115)의 길이는 헤더(112)의 트레이닝 길이 필드에 의해 지정된다. TRN-R 필드 또는 TRN-T 필드가 존재하는지 여부는 헤더(112)의 패킷 타입 필드에 의해 지정된다.
도 3은 종래 기술에 따른 헤더(112) 및 데이터 필드(114)에 대한 예시적인 송신기(300)를 나타내는 블럭도이다. 송신기(300)는 스크램블러(scrambler)(302)와, LDPC(Low Density Parity Check(저밀도 패리티 검사)) 인코더(304)와, 변조기(306)와, 심볼 블로킹 및 가이드 삽입 블록(308)을 포함한다. 스크램블러(302)는 헤더(112) 및 데이터 필드(114)의 비트를 스크램블한다. 또한, 스크램블러(302) 중에 포함되는 시프트 레지스터는 헤더(112)의 스크램블러 초기화 필드에 따라 초기화된다. 헤더(112)는 스크램블러 초기화 필드에 후속하는 MCS 필드의 비트로부터 개시되어 스크램블된다.
헤더(112)와 관련해서, LDPC 인코더(304)는 소정의 부호 레이트에 의해 헤더(112)의 스크램블된 비트에 대해 LDPC 부호화를 실시하고, 부호화 비트의 시퀀스를 생성한다. 변조기(306)는 이 부호 비트의 시퀀스를 π/2-BPSK(Binary Phase Shift Keying(2 위상 편이 변조))를 이용해서, 복수의 복소 콘스텔레이션 포인트(complex constellation point)로 변환한다. 심볼 블로킹 및 가이드 삽입 블록(308)은 복수의 복소 콘스텔레이션 포인트로부터 2개의 SC 블록을 생성한다. 각 SC 블록(예를 들면 132)은 448개의 π/2-BPSK 데이터 심볼을 포함하고, 사전 정의된 길이 64의 골레이 시퀀스(Golay sequence)로부터 생성된 64개의 π/2-BPSK 심볼의 가이드 간격(131)으로 프리펜드(prepend)된다.
데이터 필드(114)와 관련해서, LDPC 인코더(304)는 헤더(112)의 MCS 필드에 의해 지정된 부호 레이트에 의해, 데이터 필드(114)의 스크램블된 비트의 LDPC 부호화를 실시한다. LDPC 인코더(304)는 필요에 따라서 비트를 패딩(padding)한 후, 부호화 비트의 시퀀스를 생성한다. 변조기(306)는 부호화되고 패딩된 비트 스트림을, 헤더(112)의 MCS 필드에 지정된 변조 방식에 따라서, 복소 콘스텔레이션 포인트의 스트림으로 변환한다. 심볼 블로킹 및 가이드 삽입 블록(308)은 복소 콘스텔레이션 포인트의 스트림으로부터 복수의 SC 블록을 생성한다. 각 SC 블록(예를 들면 142)은 448개의 데이터 심볼을 포함하고 동일한 가이드 간격(131)으로 프리펜드된다. 또한, 송신되는 최종의 SC 블록(144)에는, SC FDE(Frequency Domain Equalization(주파수 영역 등화))를 용이하게 하기 위해서, 동일한 가이드 간격(131)을 후속하게 할 필요가 있다.
도 4는 종래 기술에 따른 예시적인 집약 SC PPDU의 포맷을 나타낸다. 집약 SC PPDU(400)는 4개의 구성 SC PPDU를 포함한다. 집약 SC PPDU(400) 중의 4개의 SC PPDU는 각각 헤더 및 데이터 필드로 구성된다. 예를 들면 SC PPDU(410)는 헤더(412) 및 데이터 필드(414)를 포함한다. 더해서, 집약 SC PPDU(400)의 개시부에 배치된 SC PPDU(410)는 STF(401) 및 CEF(403)를 더 포함한다. 그리고, 집약 SC PPDU(400)의 종단부에 배치된 SC PPDU(440)는 임의의 AGC＆TRN-R/T 서브필드(445)를 더 포함한다. 또한, 집약 SC PPDU(400) 중의 PPDU 전송 동안에는, IFS, 프리앰블 및 분리부가 없다는 것에 유의한다.
종래 기술에 따르면, 집약 SC PPDU(400) 중의 STF(401), CEF(403), 각각의 헤더(예를 들면 412), 각각의 데이터 필드(예를 들면 414) 및 AGC＆TRN-T/R 서브필드(445)는 도 1의 SC PPDU(100) 중의 이들 각각의 대응 기능(counterparts)과 완전히 동일한 방식으로 정의된다.
종래 기술에 따르면, 마지막 데이터 필드(444)를 제외하고, 데이터 필드로서 송신되는 최종의 SC 블록은 헤더로서 송신되는 최초의 SC 블록에 후속된다. 따라서, 마지막 SC PPDU(440) 내의 최종의 SC 블록(452)에만, 동일한 가이드 간격(131)으로 후속 부가(post-pended)될 필요가 있다.
도 5는 본 발명에 따른 MF SC PPDU(500)의 일예의 포맷을 나타낸다. MF SC PPDU(500)는 레거시 STF(501)와, 레거시 CEF(503)와, 레거시 헤더(505)와, NG60 헤더(512)와, NG60 STF(507)와, 복수의 NG60 CEF(509)와, 데이터 필드(514)와, 임의의 AGC＆TRN-R/T 서브필드(515)를 포함한다.
레거시 STF(501)와, 레거시 CEF(503)와, 레거시 헤더(505)는 도 1 내의 이들 각각의 대응 기능과 완전히 동일한 방식으로 정의된다.
NG60 헤더(512)는 송신되는 MF SC PPDU(500)의 상세를 정의한다. NG60 헤더(512)의 예시적인 필드가 도 6에 나타나 있다. 데이터 필드(514)는 MF SC PPDU(500)의 페이로드 데이터로 구성된다. 데이터 필드(514)에, STBC(Space-Time Block Coding(시공간 블록 부호화)) 또는 MIMO 공간 다중화를 적용하는 것이 가능하고, 이것에 의해 데이터 필드(514) 중에 복수의 STS(Space-Time Stream(시공간 스트림))가 생성된다. 데이터 필드(514) 중의 STS의 수는 NG60 헤더(512)의 Nsts 필드 내에 지정된다.
NG60 STF(507)는 AGC의 재트레이닝에만 이용된다. 복수의 NG60 CEF(509)는 데이터 필드(514) 중의 복수의 STS에 대한 채널 추정을 위해서 이용된다. 또한, NG60 CEF(509)의 수는 데이터 필드(514) 중의 STS의 수에 의해 정해진다. 일실시 형태에 있어서, NG60 CEF(509)의 수는 데이터 필드(514) 중의 STS의 수보다 작지 않다. 예를 들면, 데이터 필드(514) 중의 STS의 수가 2의 경우, NG60 CEF(509)의 수는 2로 설정할 수 있다. 데이터 필드(514) 중의 STS의 수가 3이면, NG60 CEF(509)의 수는 4로 설정하는 것이 가능하다.
도 7은 MF SC PPDU(500)의 NG60 헤더(512) 및 데이터 필드(514)에 대한 예시적인 Tx 베이스밴드 처리 장치(700)를 나타내는 블럭도이다. Tx 베이스밴드 처리 장치(700)는 스크램블러(702)와, LDPC 인코더(704)와, 변조기(706)와, MIMO 인코더(708)와, 심볼 블로킹 및 가이드 삽입 블록(710)을 포함한다. 변조기(706)는 제 1 변조 기능 블록(712), 제 2 변조 기능 블록(714) 및 제 3 변조 기능 블록(716)을 포함한다.
NG60 헤더(512)의 비트는 데이터 필드(514)의 비트에 프리펜드되어, 스크램블러(702)에 송신된다. 스크램블러(702)는 사전 정의된 스크램블링 룰에 따라, NG60 헤더(512) 및 데이터 필드(514)의 비트를 스크램블한다. 또한, 스크램블러(702) 중에 포함되는 시프트 레지스터는 NG60 헤더(512) 중의 스크램블러 초기화 필드에 따라 초기화된다. NG60 헤더(512)는 스크램블러 초기화 필드에 후속하는 MCS 필드의 비트로부터 개시되어 스크램블되고, 데이터 필드(514)의 스크램블링은 NG60 헤더(512)의 스크램블링에 이어서 리셋없이 행해진다.
NG60 헤더(512)와 관련해서, LDPC 인코더(704)는 소정의 부호 레이트에 의해 NG60 헤더(512)의 스크램블된 비트에 대해 LDPC 부호화를 실시하고, 부호화 비트의 시퀀스를 생성한다. 변조기(706) 내부의 제 2 변조 기능 블록(714)은 부호화 비트의 시퀀스를, 90도의 위상 회전을 갖는 π/2-BPSK를 이용해서 복소 콘스텔레이션 포인트의 스트림으로 변환한다. 심볼 블로킹 및 가이드 삽입 블록(710)은 이 복소 콘스텔레이션 포인트의 스트림으로부터 2개의 SC 블록을 생성한다. 각 SC 블록은 448개의 데이터 심볼을 포함하고, 동일한 가이드 간격(131)으로 프리펜드된다. 또한, NG60 헤더(512) 내의 최종의 SC 블록(532)은 동일한 가이드 간격(131)으로 후속 부가될 필요가 있다.
데이터 필드(514)와 관련해서, LDPC 인코더(704)는 NG60 헤더(512)의 MCS 필드에 의해 지정된 부호 레이트에 의해, 데이터 필드(514)의 스크램블된 비트의 LDPC 부호화를 실시하고, 필요에 따라서 비트를 패딩한 후, 부호화 비트의 시퀀스를 생성한다. 변조기(706) 내부의 제 3 변조 기능 블록(716)은 부호화되고 패딩된 비트 스트림을, NG60 헤더(512)의 MCS 필드에 의해 지정된 변조 방식에 따라, 복소 콘스텔레이션 포인트의 스트림으로 변환한다. 변조기(706) 내부의 제 1 변조 기능 블록(712)이 레거시 헤더(505)의 변조를 위해서 사용된다는 것에 유의한다. 변조기(706) 내부의 제 1 변조 기능 블록(712), 제 2 변조 기능 블록(714) 및 제 3 변조 기능 블록(716) 중 어느 것이 사용될지는, 도 15 내에 나타난 콘트롤러(1502)에 의해 생성되는 제어 신호에 의해 정해진다. MIMO 인코더(708)는 복소 콘스텔레이션 포인트의 스트림에 MIMO 부호화를 적용해서 복수의 STS(550)를 얻는다. 각 STS에 대해, 심볼 블로킹 및 가이드 삽입 블록(710)은 복수의 SC 블록을 생성한다. STS 당 SC 블록의 수는 동일하다. 각 SC 블록(예를 들면 542)은 N1개의 데이터 심볼을 포함하고, 사전 정의된 길이 N2의 골레이 시퀀스로부터 생성된 N2개의 π/2-BPSK 심볼의 가이드 간격(541)으로 프리펜드되고, 여기서 N1 및 N2는 양의 정수이며, N1는 N2의 정수의 배수로 해야 한다. N1 및 N2의 값은 설정 가능하고, NG60 헤더(512) 내에 나타낼 수 있다. 또한, 각 STS에 대해, 송신되는 최종의 SC 블록은 동일한 가이드 간격(541)을 후속시킬 필요가 있다.
본 발명에 따르면, MF SC PPDU(500)의 레거시 헤더(505)는 SC PPDU(100)의 헤더(112)와 완전히 동일한 포맷 및 Tx 처리를 가지므로, 레거시 WiGig 디바이스는 MF SC PPDU(500)의 레거시 헤더(505)를 정확하게 복호할 수 있다.
본 발명에 따르면, MF SC PPDU(500)의 NG60 헤더(512)는 레거시 헤더(505)의 위상 회전과는 상이한, 90도의 위상 회전을 갖는 π/2-BPSK를 사용해서 변조된다. 이러한 변조의 차이로 인해, NG60 디바이스는 수신된 SC PPDU가 MF인지 LF인지를 판정하는 것이 가능하다.
본 발명에 따르면, 레거시 WiGig 디바이스는 수신된 MF SC PPDU(500)를 SC PPDU(100)와 동일한 방식으로 처리할 수 있다. 환언하면, 레거시 WiGig 디바이스는 NG60 헤더(512), NG60 STF(507) 및 NG60 CEF(509)를 PSDU(PHY Service Data Unit(PHY 서비스 데이터 유닛))의 일부로서 파악할 수 있다. 레거시 WiGig 디바이스가 PSDU의 실제의 전송 시간을 정확하게 판정하기 위해서는, 레거시 헤더(505)의 MCS 필드 및 길이 필드의 값이 적절히 설정되어야 한다.
본 발명에 따르면, NG60 디바이스는 해당 디바이스가 NG60 헤더(512)를 성공적으로 복호한 후에만, 채널 대역폭 정보를 알 수 있다. 그 결과로, NG60 STF(507), 복수의 NG60 CEF(509), 데이터 필드(514) 및 임의의 AGC＆TRN-R/T 서브필드(515)를, 가변 대역폭을 사용해서 송신할 수 있다. 또 한편, 레거시 STF(501), 레거시 CEF(503), 레거시 헤더(505) 및 NG60 헤더(512)를, 표준 대역폭만을 사용해서 송신하는 것이 가능하다. 표준 대역폭의 M배의 채널 대역폭을 갖는 채널에 있어서, 레거시 STF(501), 레거시 CEF(503), 레거시 헤더(505) 및 NG60 헤더(512)의 M개의 카피를, 이들 M개의 카피의 각각에 적절한 주파수 오프셋을 적용한 후, 이 채널 내에서, 표준 대역폭을 사용해서 동시에 송신할 수 있다. 도 8은 채널 대역폭이 표준 대역폭의 2배인 채널에 있어서의 MF SC PPDU(500)의 전송을 나타내는 도면이다. 도 8에 나타내는 바와 같이, 오리지널의 레거시 STF, 레거시 CEF, 레거시 헤더 및 NG60 헤더에 대한 주파수 오프셋을 표준 대역폭의 50%로 설정할 수 있고, 또한, 복제된 레거시 STF, 레거시 CEF, 레거시 헤더 및 NG60 헤더에 대한 주파수 오프셋을 표준 대역폭의 -50%로 설정하는 것이 가능하다.
도 9는 본 발명에 따른 MF SC PPDU(500)를 수신하기 위한 예시적인 Rx 베이스밴드 처리 장치(900)를 나타내는 블럭도이다. Rx 베이스밴드 처리 장치(900)는 심볼 블로킹 해제 및 가이드 제거 블록(902)과, MIMO 디코더(904)와, 복조기(906)와, LDPC 디코더(908)와, 디스크램블러(910)와, 채널 추정기(912)를 포함한다. 또한, MIMO 디코더(904)는 데이터 필드(514)의 복호에만 적용 가능하다.
심볼 블로킹 해제 및 가이드 제거 블록(902)은 수신된 MF SC PPDU(500)에 있어서의 심볼 블로킹 및 가이드 삽입 블록(710)에 대해서 역오퍼레이션을 실시한다.
NG60 헤더(512)는 맨처음 복호될 필요가 있다. 이를 위해, 복조기(906)는 레거시 CEF(503)로부터 채널 추정기(912)에 의해 얻어진 채널 추정에 근거해서, 변조기(706)에 대해서 역오퍼레이션을 실시한다. 보다 자세하게는, 제 2 복조 기능 블록(916)은 NG60 헤더(512)에 대응하는 부분에 적용된다. 그 후, LDPC 디코더(908) 및 디스크램블러(910)는 각각, LDPC 인코더(704) 및 스크램블러(702)에 대해서 역오퍼레이션을 실시하고, 레거시 헤더(505) 및 NG60 헤더(512)의 복호된 비트가 얻어진다.
NG60 헤더(512)의 복호 후에, Rx 베이스밴드 처리 장치(900)는 NG60 헤더(512)의 정보에 근거해서, 데이터 필드(514)의 복호로 진행된다. MIMO 디코더(904)는 NG60 CEF(509)로부터 채널 추정기(912)에 의해 얻어지는 채널 추정에 근거해서, 수신된 MF SC PPDU(500)의 데이터 필드(514)에 대응하는 부분에, MIMO 인코더(708)에 대해서 역오퍼레이션을 실시한다. 복조기(906)는 변조기(706)에 대해서 역오퍼레이션을 실시한다. 보다 자세하게는, 제 3 복조 기능 블록(918)은 데이터 필드(514)에 대응하는 부분에 적용된다. 복조기(906) 내부의 제 1 복조 기능 블록(914)은 수신된 레거시 헤더(505)의 복조를 위해서 사용된다는 것에 유의한다. 제 1 복조 기능 블록(914), 제 2 복조 기능 블록(916) 및 제 3 복조 기능 블록(918) 중 어느 것이 사용될지는, 도 15 내에 나타낸 콘트롤러(1502)에 의해 생성되는 제어 신호에 의해 정해진다. 그 후, LDPC 디코더(908) 및 디스크램블러(910)는 각각, LDPC 인코더(704) 및 스크램블러(702)에 대해서 역오퍼레이션을 실시하고, 데이터 필드(514)의 복호된 비트가 얻어진다.
＜제 1 실시 형태＞
도 10a 및 도 10b는 본 발명의 제 1 실시 형태에 따른 집약 MF SC PPDU(1000)의 일예의 포맷을 나타낸다. 이 집약 MF SC PPDU(1000)는 4개의 MF SC PPDU를 포함한다. 4개의 MF SC PPDU의 각각은 NG60 헤더 및 데이터 필드를 포함한다. 예를 들면, 제 1 MF SC PPDU(1010)는 NG60 헤더(1012) 및 데이터 필드(1014)를 포함한다. 집약 MF SC PPDU(1000)의 개시부에 배치된 제 1 MF SC PPDU(1010)는 레거시 STF(1001), 레거시 CEF(1003), 레거시 헤더(1005), NG60 STF(1007) 및 복수의 NG60 CEF(1009)를 더 포함한다. 제 1 MF SC PPDU(1010)의 다음에 배치된 제 2 MF SC PPDU(1020)는 NG60 헤더(1022) 및 데이터 필드(1024)를 포함한다. 집약 MF SC PPDU(1000)의 종단부에 배치된 마지막 MF SC PPDU(1040)는 임의의 AGC＆TRN-R/T 서브필드(1045)를 더 포함한다. 집약 MF SC PPDU(1000) 중의 MF SC PPDU 전송 동안에는 IFS, 프리앰블 및 분리부가 없다는 것에 유의한다. 따라서, 통상의 MF SC PPDU(500)의 개별 송신에 비해 전송 효율은 향상된다.
본 발명의 제 1 실시 형태에 따르면, 집약 MF SC PPDU(1000) 중의 데이터 필드의 모두가 동일한 전송 대역폭을 갖는다. 일실시 형태에 있어서, 집약 MF SC PPDU(1000) 중의 데이터 필드에 대한 STS의 수 Nsts는 차이가 나도 좋다. 예를 들면, 도 10a에 나타내는 바와 같이, 데이터 필드(1014) 및 데이터 필드(1044)의 각각은 2개의 STS를 가지며, 한편, 데이터 필드(1024)는 1개의 STS를 가지며, 데이터 필드(1034)는 3개의 STS를 갖는다. 이 경우, NG60 CEF(1009)의 수는 집약 MF SC PPDU(1000) 중의 모든 데이터 필드 사이에 있어서의 STS의 최대수에 의해 정해진다. 예를 들면, 모든 데이터 필드 사이에 있어서의 STS의 최대수가 2인 경우, NG60 CEF(1009)의 수는 2로 설정될 수 있다. 모든 데이터 필드 사이에 있어서의 STS의 최대수가 3인 경우, NG60 CEF(1009)의 수는 4로 설정되는 것이 가능하다. 다른 실시 형태에 있어서, 집약 MF SC PPDU(1000) 중의 데이터 필드에 대한 STS의 수 Nsts는 동일하여도 좋다. 예를 들면, 도 10b에 나타내는 바와 같이, 데이터 필드의 각각이 2개의 STS를 갖는다.
본 발명의 제 1 실시 형태에 따르면, NG60 STF(1007), 복수의 NG60 CEF(1009), 데이터 필드의 각각(예를 들면 1014) 및 임의의 AGC＆TRN-R/T 서브필드(1045)를, 가변 대역폭을 사용해서 송신할 수 있다. 또 한편, 레거시 STF(1001), 레거시 CEF(1003), 레거시 헤더(1005) 및 NG60 헤더의 각각(예를 들면 1012)을, 표준 대역폭만으로 송신하는 것이 가능하다. 도 11은 채널 대역폭이 표준 대역폭의 2배인 채널에 있어서의 집약 MF SC PPDU(1000)의 전송을 나타내는 도면이다. 도 11에 나타내는 바와 같이, 오리지널의 레거시 STF, 오리지널의 레거시 CEF, 오리지널의 레거시 헤더 및 오리지널의 모든 NG60 헤더는 각각 주파수 영역에서 복제되어 있다. 이것에 의하면, 오리지널의 레거시 STF, 오리지널의 레거시 CEF, 오리지널의 레거시 헤더 및 오리지널의 모든 NG60 헤더에 대한 주파수 오프셋은 표준 대역폭의 50%로 설정할 수 있다. 또한, 복제된 레거시 STF, 복제된 레거시 CEF, 복제된 레거시 헤더 및 복제된 모든 NG60 헤더에 대한 주파수 오프셋을 표준 대역폭의 -50%로 설정하는 것이 가능하다.
본 발명의 제 1 실시 형태에 따르면, 집약 MF SC PPDU(1000) 중의 데이터 필드의 모두에 대해, 각 SC 블록은 동일 수의 데이터 심볼을 포함하고, 동일한 가이드 간격(1051)으로 프리펜드된다.
본 발명의 제 1 실시 형태에 따르면, NG60 헤더가 그것에 후속되는 데이터 필드의 전송 대역폭과 상이한 전송 대역폭을 가질 수 있으므로, 집약 MF SC PPDU(1000) 중의, 모든 NG60 헤더로서 송신되는 최종의 SC 블록은 동일한 가이드 간격(131)을 후속시킬 필요가 있다. 결과적으로, NG60 헤더에 대해 후속 부가되는 가이드 간격의 필요 수는 4가 된다. 집약 MF SC PPDU(1000) 중의 모든 데이터 필드의 송신되는 STS 마다 그 최종의 SC 블록은 동일한 가이드 간격(1051)을 후속시킬 필요가 있다. 결과적으로, 데이터 필드에 대해 필요한 후속 부가되는 가이드 간격의 수는 8이 된다.
본 발명의 제 1 실시 형태에 따르면, MF SC PPDU(500)를 송신하기 위한 Tx 베이스밴드 처리 장치(700)는 집약 MF SC PPDU(1000)를 송신하도록 용이하게 채택될 수 있다. 마찬가지로, MF SC PPDU(500)를 수신하기 위한 Rx 베이스밴드 처리 장치(900)는 집약 MF SC PPDU(1000)를 수신하도록 용이하게 채택되는 것이 가능하다. 레거시 CEF(1003)로부터 채널 추정기(912)에 의해 얻어지는 채널 추정은, 수신된 집약 MF SC PPDU(1000) 중의 NG60 헤더(1012, 1022, 1032 및 1042)의 모두를 복호하기 위해서 사용될 수 있다는 것에 유의한다.
NG60 CEF(1009)로부터 채널 추정기(912)에 의해 얻어지는 채널 추정은, 수신된 집약 MF SC PPDU(1000) 중의 데이터 필드(1014, 1024, 1034 및 1044)의 모두를 복호하기 위해서 이용되는 것이 가능하다. 결과적으로, 통상의 MF SC PPDU(500)의 개별 송신 및 수신에 비해, 집약 MF SC PPDU(1000)의 송신 및 수신은 여분의 실장 복잡도를 초래하지 않는다.
본 발명의 제 1 실시 형태에 따르면, 레거시 STA(스테이션)는 레거시 헤더(1005)를 복호할 수 있지만, 집약 MF SC PPDU(1000)의 나머지 부분을 복호할 수 없다. 레거시 STA가 패킷 충돌을 회피하기 위해, 집약 MF SC PPDU(1000)의 전송 시간을 정확하게 추정하기 위해서는, 레거시 헤더(1016) 중의 추가 PPDU 필드를 0으로 설정할 수 있다. 환언하면, 집약 MF SC PPDU(1000)는 레거시 STA에 의해 레거시 집약 SC PPDU(400) 대신에 통상의 레거시 PPDU(100)로서 파악되어야 한다. 또한, 레거시 헤더(1005) 중의 MCS 필드 및 길이 필드는, 레거시 STA에 의해 계산된 전송 시간이 등가의 데이터 필드의 실제의 전송 시간과 동일하게 되도록 적절히 설정될 필요가 있고, 해당 등가의 데이터 필드는 집약 MF SC PPDU(1000) 중의 NG60 STF(1007), NG60 CEF(1009), 모든 NG60 헤더 및 모든 데이터 필드를 포함한다. 환언하면, NG60 STF(1007), NG60 CEF(1009), NG60 헤더의 모두 및 데이터 필드의 모든 합계 패킷 길이가 레거시 헤더(1005) 중의 길이 필드로서 설정된다.
본 발명의 제 1 실시 형태에 따르면, 레거시 STA는 레거시 헤더(1005)를 복호함으로써, 집약 MF SC PPDU(1000)의 등가의 데이터 필드의 실제의 전송 시간을 계산할 수 있다. 따라서, AP(Access Point(액세스 포인트)) 또는 PCP(Personal BSS Control Point(퍼스널 BSS 제어 포인트))등의 중앙 코디네이터와 레거시 STA의 클럭 주파수의 오차가 매우 작은 경우에는, 레거시 헤더(1005) 중의 추가 PPDU 필드를 1로 설정할 수 있다.
도 16은 데이터 필드의 모두가 동일한 전송 대역폭을 갖는 복수(예를 들면, 2개)의 구성 집약 MF SC PPDU를 연결한 집약 MF SC PPDU(1600)의 포맷을 나타내는 도면이다. 도 16에 나타내는 바와 같이, 집약 MF SC PPDU(1600)는 개시부에 배치된 제 1 구성 집약 MF SC PPDU(1610)와, 종단부에 배치된 제 2 구성 집약 MF SC PPDU(1620)를 포함한다. 제 1 구성 집약 MF SC PPDU(1610)는 개시부에 배치된 제 1 MF SC PPDU(1610-1)와, 종단부에 배치된 제 2 MF SC PPDU(1610-2)를 포함한다. 제 2 구성 집약 MF SC PPDU(1620)는 개시부에 배치된 제 3 MF SC PPDU(1620-1)와, 종단부에 배치된 제4 MF SC PPDU(1620-2)를 포함한다. MF SC PPDU(1610-1, 1610-2, 1620-1, 1620-2)의 각각은 NG60 헤더 및 데이터 필드를 포함한다. 예를 들면, 제 1 MF SC PPDU(1610-1)는 NG60 헤더(1612) 및 데이터 필드(1614)를 포함한다. 제 1 MF SC PPDU(1610-1)는 레거시 STF(1601), 레거시 CEF(1603), 레거시 헤더(1605), NG60 STF(1607) 및 복수의 NG60 CEF(1609)를 더 포함한다. 제 3 MF SC PPDU(1620-1)는 레거시 헤더(1635), NG60 STF(1637) 및 복수의 NG60 CEF(1639)를 더 포함한다. 제4 MF SC PPDU(1620-2)는 임의의 AGC＆TRN-R/T 서브필드(1645)를 더 포함한다. 또한, 집약 MF SC PPDU(1600) 중의 구성 집약 MF SC PPDU 전송 동안에는, IFS, 프리앰블 및 분리부가 없다는 것에 유의한다.
도 17은 채널 대역폭이 표준 대역폭의 2배인 채널에 있어서의 집약 MF SC PPDU(1600)의 전송을 나타내는 도면이다. 도 17에 나타내는 바와 같이, 오리지널의 레거시 STF, 오리지널의 레거시 CEF, 오리지널의 레거시 헤더 및 오리지널의 NG60 헤더는 각각, 주파수 영역에서 복제되어 있다. 이것에 의하면, 오리지널의 레거시 STF, 오리지널의 레거시 CEF, 오리지널의 레거시 헤더 및 오리지널의 모든 NG60 헤더에 대한 주파수 오프셋은 표준 대역폭의 50%로 설정할 수 있다. 또한, 추가로, 복제된 레거시 STF, 복제된 레거시 CEF, 복제된 레거시 헤더 및 복제된 모든 NG60 헤더에 대한 주파수 오프셋을 표준 대역폭의 -50%로 설정하는 것이 가능하다.
본 실시 형태 중에 개시된 아이디어 및 개념은 MF OFDM PPDU의 포맷 설정 및 전송을 위해서 구현될 수 있다.
＜제 2 실시 형태＞
도 12는 본 발명의 제 2 실시 형태에 따른 집약 MF SC PPDU(1200)의 다른 예의 포맷을 나타낸다. 집약 MF SC PPDU(1200)는 4개의 MF SC PPDU(1210, 1220, 1230 및 1240)를 포함한다. 4개의 MF SC PPDU의 각각은 NG60 헤더 및 데이터 필드를 포함한다. 예를 들면, MF SC PPDU(1210)는 NG60 헤더(1212) 및 데이터 필드(1214)를 포함한다. 집약 MF SC PPDU(1200)의 개시부에 배치된 제 1 MF SC PPDU(1210)는 레거시 STF(1201)와, 레거시 CEF(1203)와, 레거시 헤더(1205)와, NG60 STF(1207)와, 복수의 NG60 CEF(1209)를 더 포함한다. 집약 MF SC PPDU(1200)의 종단부에 배치된 마지막 MF SC PPDU(1240)는 임의의 AGC＆TRN-R/T 서브필드(1245)를 더 포함한다. 집약 MF SC PPDU(1200) 중의 MF SC PPDU 전송 동안에는, IFS, 프리앰블 및 분리부가 없다는 것에 유의한다. 따라서, 통상의 MF SC PPDU(500)의 개별 송신에 비해 전송 효율은 향상된다.
본 발명의 제 2 실시 형태에 따르면, 집약 MF SC PPDU(1200) 중의 데이터 필드의 모두는 동일 전송 대역폭을 갖고, 또한 동일 수의 STS를 갖는다. 예를 들면, 도 12에 나타내는 바와 같이, 집약 MF SC PPDU(1200) 중의 모든 데이터 필드가 2개의 STS를 갖는다.
본 발명의 제 2 실시 형태에 따르면, 집약 MF SC PPDU(1200) 중의 데이터 필드의 모두에 대해, 각 SC 블록은 동일 수의 데이터 심볼을 포함하고, 동일한 가이드 간격(1251)으로 프리펜드된다.
본 발명의 제 2 실시 형태에 따르면, NG60 헤더의 모두는 NG60 STF(1207)의 직전에 함께 배치된다. 이것에 의해, 집약 MF SC PPDU(1200) 중의 마지막 NG60 헤더(1242)로서 송신된 최종의 SC 블록만은 동일한 가이드 간격(131)을 후속시킬 필요가 있다. 환언하면, NG60 헤더에 대해 후속 부가되는 가이드 간격의 필요 수는 1이 된다. 또한, 데이터 필드의 모두도 NG60 CEF(1209)의 직후에 함께 배치된다. 따라서, 집약 MF SC PPDU(1200) 중의 마지막 데이터 필드(1244)로 송신되는 STS마다의 최종의 SC 블록만은 마지막 데이터 필드(1244)에 선행하는 동일한 가이드 간격(1251)을 후속시킬 필요가 있다. 환언하면, 이들 데이터 필드에 대해 후속 부가되는 가이드 간격의 필요 수는 2가 된다.
본 발명의 제 2 실시 형태에 따르면, 제 1 실시 형태에 비해, 필요한 가이드 간격의 수가 더 적어 전송 효율이 더 향상된다. 또한, 샘플링 레이트를 빈번하게 변경할 필요가 없기 때문에, Tx 및 Rx의 처리가 간소화되어, 실장 복잡도가 더 개선된다.
본 발명의 제 2 실시 형태에 따르면, NG60 STF(1207), 복수의 NG60 CEF(1209), 각각의 데이터 필드(예를 들면 1214) 및 임의의 AGC＆TRN-R/T 서브필드(1245)를, 가변 대역폭을 사용해서 송신할 수 있다. 그렇지만, 레거시 STF(1201), 레거시 CEF(1203), 레거시 헤더(1205) 및 NG60 헤더의 각각(예를 들면 1212)을, 표준 대역폭만을 사용해서 송신하는 것이 가능하다. 도 13은 채널 대역폭이 표준 대역폭의 2배인 채널에 있어서의 집약 MF SC PPDU(1200)의 전송을 나타내는 도면이다. 도 13에 나타내는 바와 같이, 오리지널의 레거시 STF, 오리지널의 레거시 CEF, 오리지널의 레거시 헤더 및 오리지널의 모든 NG60 헤더는 각각, 주파수 영역에서 복제되어 있다. 이것에 의하면, 오리지널의 레거시 STF, 오리지널의 레거시 CEF, 오리지널의 레거시 헤더 및 오리지널의 모든 NG60 헤더에 대한 주파수 오프셋을 표준 대역폭의 50%로 설정할 수 있고, 복제된 레거시 STF, 복제된 레거시 CEF, 복제된 레거시 헤더 및 복제된 모든 NG60 헤더에 대한 주파수 오프셋을 표준 대역폭의 -50%로 설정하는 것이 가능하다.
본 발명의 제 2 실시 형태에 따르면, MF SC PPDU(500)를 송신하기 위한 Tx 베이스밴드 처리 장치(700)는 전송 대역폭의 변환이 불필요해서, 집약 MF SC PPDU(1200)를 송신하도록 용이하게 채택될 수 있다. 마찬가지의 이유로, MF SC PPDU(500)를 수신하기 위한 Rx 베이스밴드 처리 장치(900)는 집약 MF SC PPDU(1200)를 수신하도록 용이하게 채택되는 것이 가능하다. 레거시 CEF(1203)로부터 채널 추정기(912)에 의해 얻어지는 채널 추정은, 수신된 집약 MF SC PPDU(1200) 중의 NG60 헤더(1212, 1222, 1232 및 1242)의 모두를 복호하기 위해서 사용될 수 있다는 것에 유의한다. NG60 CEF(1209)로부터 채널 추정기(912)에 의해 얻어지는 채널 추정은, 수신된 집약 MF SC PPDU(1200) 중의 데이터 필드(1214, 1224, 1234 및 1244)의 모두를 복호하기 위해서 이용되는 것이 가능하다. 또한, NG60 헤더와 그것에 대응하는 데이터 필드의 분리를 위해, 데이터 필드의 모두를 복호하기 위한 모든 NG60 헤더의 유용한 정보를 저장할 필요가 있다. 다만, 1개의 NG60 헤더의 유용한 정보는 작기 때문에(약 7바이트), 필요한 메모리 사이즈는 작아도 좋다. 결과적으로, 통상의 MF SC PPDU(500)의 개별의 송신 및 수신에 비해, 집약 MF SC PPDU(1200)의 송신 및 수신은 실장 복잡도를 현저하게 증대시키지 않는다.
본 발명의 제 2 실시 형태에 따르면, 레거시 STA는 레거시 헤더(1205)를 복호할 수 있지만, 집약 MF SC PPDU(1200)의 나머지의 부분을 복호할 수 없다. 레거시 STA가 패킷 충돌을 회피하기 위해, 집약 MF SC PPDU(1200)의 전송 시간을 정확하게 추정하기 위해서는, 레거시 헤더(1205) 중의 추가 PPDU 필드는 0으로 설정되지 않으면 안 된다. 환언하면, 집약 MF SC PPDU(1200)는, 레거시 STA에 의해, 레거시 집약 SC PPDU(400) 대신에 통상의 레거시 SC PPDU(100)로서 파악되어야 한다. 또한, 레거시 헤더(1205) 중의 MCS 필드 및 길이 필드는, 레거시 STA에 의해 계산된 전송 시간이 등가의 데이터 필드의 실제의 전송 시간과 동일하게 되도록, 적절히 설정될 필요가 있고, 해당 등가의 데이터 필드는 집약 MF SC PPDU(1200) 중의 NG60 STF(1207), NG60 CEF(1209), 모든 NG60 헤더 및 모든 데이터 필드를 포함한다. 환언하면, NG60 STF(1207), NG60 CEF(1209), NG60 헤더(1212, 1222, 1232 및 1242)의 모두 및 데이터 필드(1214, 1224, 1234 및 1244)의 모두의 합계 패킷 길이는 레거시 헤더(1205) 중의 길이 필드로서 설정된다.
본 발명의 제 2 실시 형태에 따르면, 집약 MF SC PPDU(1200) 중의 모든 MF SC PPDU의 최종의 SC 블록에 후속하는 가이드 간격 내의 심볼을 반전하는 것이 가능하다. 심볼의 반전은 비트 0과 비트 1을, 각각 비트 1과 비트 0으로 치환함으로써 실시할 수 있다. 결과적으로, 수신기는, 이웃하는 데이터 필드간의 경계를 용이하게 판정할 수 있고, 비록 데이터 필드에 대응하는 NG60 헤더에 선행하는 NG60 헤더군의 일부가 없어져도, 그 데이터 필드를 복호하는 것이 가능해진다.
본 실시 형태로 개시된 아이디어 및 개념은 MF OFDM PPDU의 포맷 설정 및 전송을 위해서 구현될 수 있다.
＜제 3 실시 형태＞
도 14는 본 발명의 제 3 실시 형태에 따른 집약 MF SC PPDU(1400)의 다른 예의 포맷을 나타낸다. 집약 MF SC PPDU(1400)는 4개의 MF SC PPDU(1410, 1420, 1430 및 1440)를 포함한다. 4개의 MF SC PPDU는 각각, NG60 헤더 및 데이터 필드를 포함한다. 예를 들면, MF SC PPDU(1410)는 NG60 헤더(1412) 및 데이터 필드(1414)를 포함한다. 집약 MF SC PPDU(1400)의 개시부에 배치된 MF SC PPDU(1420)는 레거시 STF(1401), 레거시 CEF(1403), 레거시 헤더(1405), NG60 STF(1407), 복수의 NG60 CEF(1409) 및 데이터 필드(1424)를 더 포함한다. 집약 MF SC PPDU(1400)의 종단부에 배치된 MF SC PPDU(1430)는 NG60 헤더(1432) 및 데이터 필드(1434)를 포함하고, 임의의 AGC＆TRN-R/T 서브필드(1435)를 더 포함한다. 또한, 집약 MF SC PPDU(1400) 중의 MF SC PPDU 전송 동안에는, IFS, 프리앰블 및 분리부는 없다는 것에 유의한다. 따라서, 통상의 MF SC PPDU의 개별 송신에 비해 전송 효율은 향상된다.
도 14로부터 알 수 있는 바와 같이, NG60 헤더의 모두는 NG60 STF(1407)의 직전에 함께 배치된다. 그 결과, 집약 MF SC PPDU(1400) 중의 마지막 NG60 헤더(1432)로서 송신된 최종의 SC 블록만은 동일한 가이드 간격(131)을 후속시킬 필요가 있다. 환언하면, NG60 헤더에 대해 후속 부가되는 가이드 간격의 필요 수는 1이 된다. 또한, 데이터 필드의 모두도 NG60 CEF(1409)의 직후에 함께 배치된다. 따라서, 집약 MF SC PPDU(1400) 중의 마지막 데이터 필드(1434)로 송신되는 STS마다의 최종의 SC 블록만은 최종의 SC 블록에 선행하는 동일한 가이드 간격(1451)을 후속시킬 필요가 있다. 도 14에서는, 이들 데이터 필드에 대해 후속 부가되는 가이드 간격의 필요 수는 3이 된다.
본 발명의 제 3 실시 형태에 따르면, 집약 MF SC PPDU(1400) 중의 데이터 필드의 모두는 동일한 전송 대역폭을 갖는다. 다만, 집약 MF SC PPDU(1400) 중의 데이터 필드에 대한 상이한 전송 파라미터(예를 들면, STS의 수 Nsts)는 차이가 나도 좋다. 예를 들면, 도 14에 나타내는 바와 같이, 데이터 필드(1414) 및 데이터 필드(1444)의 각각은 2개의 STS를 가지며, 한편, 데이터 필드(1424)는 1개의 STS를 가지며, 데이터 필드(1434)는 3개의 STS를 갖는다. NG60 CEF(1409)의 수는, 집약 MF SC PPDU(1400) 중의 모든 데이터 필드 사이에 있어서의 STS의 최대수에 의해 정해진다. 예를 들면, 모든 데이터 필드 사이에서의 STS의 최대수가 2인 경우, NG60 CEF(1409)의 수는 2로 설정될 수 있다. 모든 데이터 필드 사이에 있어서의 STS의 최대수가 3인 경우, NG60 CEF(1409)의 수는 4로 설정되는 것이 가능하다.
본 발명의 제 3 실시 형태에 따르면, 집약 MF SC PPDU(1400) 중의 데이터 필드의 모두에 대해, 각 SC 블록은 동일 수의 데이터 심볼을 포함하고, 동일한 가이드 간격(1451)으로 프리펜드된다.
본 발명의 제 3 실시 형태에 따르면, NG60 헤더의 모두는 그들에 대응하는 데이터 필드가 갖는 STS(시공간 스트림)의 수의 오름차순으로, NG60 STF(1407)의 직전에 함께 배치된다. 예를 들면, 도 14에 나타내는 바와 같이, NG60 헤더(1422)는 레거시 헤더(1405)의 직후에 배치되고, 그 후에 NG60 헤더(1412) 및 NG60 헤더(1442) 또한 NG60 헤더(1432)가 이 순서로 후속된다. 혹은, NG60 헤더의 모두는 그들에 대응하는 데이터 필드가 갖는 STS의 수의 내림차순으로, NG60 STF(1407)의 직전에 함께 배치된다. 상술한 바와 같이, 집약 MF SC PPDU(1400) 중의 NG60 헤더(1432)의 송신된 최종의 SC 블록만은 동일한 가이드 간격(131)을 후속시킬 필요가 있다. 환언하면, NG60 헤더에 대해 후속 부가되는 가이드 간격의 필요 수는 1이 된다.
본 발명의 제 3 실시 형태에 따르면, 데이터 필드의 모두는 NG60 헤더와 동일한 순서로 NG60 CEF(1409)의 직후에 함께 배치된다. 예를 들면, 도 14에 나타내는 바와 같이, 데이터 필드(1424)는 NG60 CEF(1409)의 직후에 배치되고, 그 후에, 데이터 필드(1414) 및 데이터 필드(1444) 또한 데이터 필드(1434)가 후속된다. 데이터 필드의 이러한 배열에 근거하면, 집약 MF SC PPDU(1400) 중의 마지막 데이터 필드(1434)의 송신된 STS마다의 최종의 SC 블록만은 동일한 가이드 간격(1451)을 후속시킬 필요가 있다. 환언하면, 후속 부가되는 가이드 간격의 필요 수는 3이 된다.
본 발명의 제 3 실시 형태에 따르면, 제 1 실시 형태에 비해, 필요한 가이드 간격의 수가 더 적어 전송 효율이 더 향상된다. 또한, 샘플링 레이트를 너무 빈번하게 변경할 필요가 없기 때문에, TX/RX의 처리가 간소화되어 실장 복잡도가 더 개선된다.
본 발명의 제 3 실시 형태에 따르면, NG60 STF(1407), 복수의 NG60 CEF(1409), 각각의 데이터 필드(예를 들면 1414) 및 임의의 AGC＆TRN-R/T 서브필드(1435)를, 가변 대역폭을 사용해서 송신할 수 있다. 또 한편, 레거시 STF(1401), 레거시 CEF(1403), 레거시 헤더(1405) 및 NG60 헤더의 각각(예를 들면 1412)을, 표준 대역폭만을 사용해서 송신하는 것이 가능하다. 도 13은 채널 대역폭이 표준 대역폭의 2배인 채널에 있어서의 집약 MF SC PPDU(1400)의 전송을 나타내는 도면이다.
본 발명의 제 3 실시 형태에 따르면, MF SC PPDU(500)를 송신하기 위한 Tx 베이스밴드 처리 장치(700)는 집약 MF SC PPDU(1400)를 송신하도록 용이하게 채택될 수 있다. 마찬가지로, MF SC PPDU(500)를 수신하기 위한 Rx 베이스밴드 처리 장치(900)는 집약 MF SC PPDU(1400)를 수신하도록 용이하게 채택되는 것이 가능하다. 레거시 CEF(1403)로부터 채널 추정기(912)에 의해 얻어지는 채널 추정이, 수신된 집약 MF SC PPDU(1400) 중의 NG60 헤더(1412, 1422, 1432 및 1442)의 모두를 복호하기 위해서 사용할 수 있다는 것에 유의한다. NG60 CEF(1409)로부터의 채널 추정기(912)에 의해 얻어지는 채널 추정은, 수신된 집약 MF SC PPDU(1400) 중의 데이터 필드(1414, 1424, 1434 및 1444)의 모두를 복호하기 위해서 이용하는 것이 가능하다. 또한, NG60 헤더와 그것에 대응하는 데이터 필드의 분리를 위해, 데이터 필드의 모두를 복호하기 위한 모든 NG60 헤더의 유용한 정보를 저장할 필요가 있다. 다만, 1개의 NG60 헤더의 유용한 정보는 작기 때문에(약 7바이트), 필요한 메모리 사이즈는 작아 좋다. 결과적으로, 통상의 MF SC PPDU(500)의 개별의 송신 및 수신에 비해, 집약 MF SC PPDU(1400)의 송신 및 수신은 실장 복잡도를 현저하게 증대시키지 않는다.
본 발명의 제 3 실시 형태에 따르면, 레거시 STA는 레거시 헤더(1405)를 복호할 수 있지만, 집약 MF SC PPDU(1400)의 나머지의 부분을 복호할 수 없다. 레거시 STA가 패킷 충돌을 회피하기 위해, 집약 MF SC PPDU(1400)의 전송 시간을 정확하게 추정하기 위해서는, 레거시 헤더(1405) 중의 추가 PPDU 필드는 0으로 설정되어야 한다. 환언하면, 레거시 STA에 의해, 집약 MF SC PPDU(1400)는 레거시 집약 SC PPDU(400) 대신에 통상의 레거시 SC PPDU(100)로서 간주되어야 한다. 또한, 레거시 헤더(1405) 중의 MCS 필드 및 길이 필드는, 레거시 STA에 의해 계산된 전송 시간이 등가의 데이터 필드의 실제의 전송 시간과 동일하게 되도록 적절히 설정될 필요가 있어, 해당 등가의 데이터 필드는 집약 MF SC PPDU(1400) 중의 NG60 STF(1407), NG60 CEF(1409), 모든 NG60 헤더 및 모든 데이터 필드를 포함한다. 환언하면, NG60 STF(1407), NG60 CEF(1409), NG60 헤더(1412, 1422, 1432 및 1442)의 모두 및 데이터 필드(1414, 1424, 1434 및 1444)의 모두의 합계 패킷 길이는 레거시 헤더(1405) 중의 길이 필드로서 설정된다.
본 발명의 제 3 실시 형태에 따르면, 집약 MF SC PPDU(1400) 중의 모든 MF SC PPDU의 최종의 SC 블록에 직접 후속하는 가이드 간격 내의 심볼을 반전하는 것이 가능하다. 심볼의 반전은, 비트 0과 비트 1을 각각, 비트 1과 비트 0으로 치환함으로써 실시할 수 있다. 결과적으로, 수신기는, 서로 인접하는 데이터 필드 간의 경계를 용이하게 판정할 수 있고, 비록, 데이터 필드에 대응하는 NG60 헤더에 선행하는 NG60 헤더군의 일부가 없어져도, 그 데이터 필드를 복호하는 것이 가능해진다.
본 실시 형태로 개시된 아이디어 및 개념은 MF OFDM PPDU의 포맷 설정 및 전송을 위해서 구현될 수 있다.
도 15는 본 발명에 따른 무선 통신 장치(1500)의 예시적인 아키텍처를 나타내는 블럭도이다. 본 무선 통신 장치(1500)는 콘트롤러(1502), Tx 처리 장치(1510), Rx 처리 장치(1520) 및 복수의 안테나(1530)를 포함한다. 콘트롤러(1502)는 예를 들면, MF PPDU 또는 집약 MF PPDU 등의 PPDU를 생성하도록 구성된 PPDU 생성기(1504)를 포함한다. Tx 처리 장치(1510)는 Tx 베이스밴드 처리 장치(1512) 및 Tx RF 프론트엔드(1514)를 포함한다. Rx 처리 장치(1520)는 Rx 베이스밴드 처리 장치(1522) 및 Rx RF 프론트엔드(1524)를 포함한다. Tx 베이스밴드 처리 장치(1512)는 도 7에 나타나 있고, Rx 베이스밴드 처리 장치(1522)는 도 9에 나타나 있다. 생성된 PPDU는 Tx 처리 장치(1510)에 의한 전송 처리 후, 안테나(1530)를 통해서 송신된다. 한편, 콘트롤러(1502)는 안테나(1530)를 통해서 수신된 PPDU를 Rx 처리 장치(1520)에 의한 수신기 처리 후, 분석 및 처리하도록 구성된다.
(산업상의 이용 가능성)
본 발명은 무선 통신 시스템에 있어서, 집약 PPDU(물리층 PDU)를 포맷해서 송신하는 방법에 적용할 수 있다.
700 : Tx 베이스밴드 처리 장치 702 : 스크램블러
704 : LDPC 인코더 706 : 변조기
708 : MIMO 인코더
710 : 심볼 블로킹 및 가이드 삽입 블록
712 : 제 1 변조 기능 블록 714 : 제 2 변조 기능 블록
716 : 제 3 변조 기능 블록 900 : Rx 베이스밴드 처리 장치
902 : 심볼 블로킹 해제 및 가이드 제거 블록
904 : MIMO 디코더 906 : 복조기
908 : LDPC 디코더 910 : 디스크램블러
912 : 채널 추정기 914 : 제 1 복조 기능 블록
916 : 제 2 복조 기능 블록 918 : 제 3 복조 기능 블록
1500 : 무선 통신 장치 1502 : 콘트롤러
1504 : PPDU 생성기 1510 : Tx 처리 장치
1512 : Tx 베이스밴드 처리 장치 1514 : Tx RF 프론트엔드
1520 : Rx 처리 장치 1522 Rx 베이스밴드 처리 장치
1524 : Rx RF 프론트엔드 1530 : 안테나

Claims (18)

  1. 레거시 프리앰블과, 레거시 헤더와, 비레거시 프리앰블과, 복수의 비레거시 헤더와, 복수의 데이터 필드를 포함하는 집약 물리층 프로토콜 데이터 유닛(집약 PPDU : Physical Layer Protocol Data Unit)를 갖는 전송 신호를 생성하는 전송 신호 생성기와,
    상기 생성된 전송 신호를 송신하는 송신기로서, 상기 레거시 프리앰블, 상기 레거시 헤더 및 상기 복수의 비레거시 헤더는 표준 대역폭을 사용해서 송신되고, 한편, 상기 비레거시 프리앰블 및 상기 복수의 데이터 필드는 상기 표준 대역폭 이상의 가변 대역폭을 사용해서 송신되고, 비레거시 헤더 및 대응하는 데이터 필드의 복수 세트는 시간 영역에서 순차적으로 송신되는, 상기 송신기
    를 포함하는 전송 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 비레거시 프리앰블은 비레거시 쇼트 트레이닝 필드(STF : Short Training Field)와 복수의 비레거시 채널 추정 필드(CEF : Channel Estimation Fields)를 이 순서로 포함하고,
    상기 복수의 비레거시 헤더 중의 하나는 상기 비레거시 STF의 직전에 배치되고, 그 대응하는 데이터 필드는 그 대응하는 비레거시 CEF의 직후에 배치되고, 한편, 나머지의 상기 비레거시 헤더의 각각은 그 대응하는 데이터 필드의 직전에 배치되는
    전송 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 복수의 비레거시 헤더의 각각의 헤더 내에서 송신되는 싱글 캐리어(SC) 블록 또는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 심볼은 가이드 간격으로 프리펜드(prepend)되고, 상기 복수의 비레거시 헤더의 각각의 헤더 내에서 송신되는 최종의 SC 블록은 상기 프리펜드된 가이드 간격과 동일한 가이드 간격으로 후속 부가(post-pend)되는 전송 장치.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 복수의 데이터 필드의 각각의 데이터 필드 내에서 송신되는 시공간 스트림마다의 싱글 캐리어(SC) 블록 또는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 심볼은 가이드 간격으로 프리펜드되고, 상기 복수의 데이터 필드의 각각의 데이터 필드 내에서 송신되는 시공간 스트림마다의 최종 SC 블록은 상기 프리펜드된 가이드 간격과 동일한 가이드 간격으로 후속 부가되는 전송 장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 비레거시 프리앰블은 비레거시 쇼트 트레이닝 필드(STF)와 복수의 비레거시 채널 추정 필드(CEF)를 이 순서로 포함하고,
    상기 복수의 비레거시 헤더는 상기 비레거시 STF의 직전에 배치되고, 한편, 상기 복수의 데이터 필드는 상기 복수의 비레거시 CEF의 직후에 배치되는
    전송 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 복수의 비레거시 헤더는 그들이 대응하는 데이터 필드의 시공간 스트림의 수의 내림차순 또는 오름차순으로 배치되고,
    상기 복수의 데이터 필드는 상기 복수의 비레거시 CEF의 직후에 그들이 대응하는 비레거시 헤더의 상기 순서와 동일한 순서로 배치되는
    전송 장치.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 복수의 비레거시 헤더의 각각의 헤더 내에서 송신되는 싱글 캐리어(SC) 블록 또는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 심볼은 가이드 간격으로 프리펜드되고, 마지막 비레거시 헤더 내에서 송신되는 최종의 SC 블록은 상기 프리펜드된 가이드 간격과 동일한 가이드 간격으로 후속 부가되는 전송 장치.
  8. 제 5 항에 있어서,
    상기 복수의 데이터 필드의 각각의 데이터 필드 내에서 송신되는 시공간 스트림마다의 싱글 캐리어(SC) 블록 또는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 심볼은 가이드 간격으로 프리펜드되고, 상기 복수의 데이터 필드의 각각의 데이터 필드 내에서 송신되는 시공간 스트림마다의 최종 SC 블록은 상기 프리펜드된 가이드 간격과 동일한 가이드 간격으로 후속 부가되는 전송 장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 후속 부가된 가이드 간격 내의 심볼은 반전되는 전송 장치.
  10. 레거시 프리앰블과, 레거시 헤더와, 비레거시 프리앰블과, 복수의 비레거시 헤더와, 복수의 데이터 필드를 포함하는 집약 물리층 PDU(집약 PPDU)를 갖는 전송 신호를 생성하는 스텝과,
    상기 생성된 전송 신호를 송신하는 스텝으로서, 상기 레거시 프리앰블, 상기 레거시 헤더 및 상기 복수의 비레거시 헤더는 표준 대역폭을 사용해서 송신되고, 한편, 상기 비레거시 프리앰블 및 상기 복수의 데이터 필드는 상기 표준 대역폭 이상의 가변 대역폭을 사용해서 송신되고, 비레거시 헤더 및 대응하는 데이터 필드의 복수 세트는 시간 영역에서 순차적으로 송신되는, 상기 송신 스텝
    을 포함하는 전송 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 비레거시 프리앰블은 비레거시 쇼트 트레이닝 필드(STF)와 복수의 비레거시 채널 추정 필드(CEF)를 이 순서로 포함하고,
    상기 복수의 비레거시 헤더 중의 하나는 상기 비레거시 STF의 직전에 배치되고, 그 대응하는 데이터 필드는 그 대응하는 비레거시 CEF의 직후에 배치되고, 한편, 나머지의 상기 비레거시 헤더의 각각은 그 대응하는 데이터 필드의 직전에 배치되는
    전송 방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 복수의 비레거시 헤더의 각각의 헤더 내에서 송신되는 싱글 캐리어(SC) 블록 또는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 심볼은 가이드 간격으로 프리펜드되고, 상기 복수의 비레거시 헤더의 각각의 헤더 내에서 송신되는 최종의 SC 블록은 상기 프리펜드된 가이드 간격과 동일한 가이드 간격으로 후속 부가되는 전송 방법.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 복수의 데이터 필드의 각각의 데이터 필드 내에서 송신되는 시공간 스트림마다의 싱글 캐리어(SC) 블록 또는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 심볼은 가이드 간격으로 프리펜드되고, 상기 복수의 데이터 필드의 각각의 데이터 필드 내에서 송신되는 시공간 스트림마다의 최종 SC 블록은 상기 프리펜드된 가이드 간격과 동일한 가이드 간격으로 후속 부가되는 전송 방법.
  14. 제 10 항에 있어서,
    상기 비레거시 프리앰블은 비레거시 쇼트 트레이닝 필드(STF)와 복수의 비레거시 채널 추정 필드(CEF)를 이 순서로 포함하고, 상기 복수의 비레거시 헤더는 상기 비레거시 STF의 직전에 배치되고, 한편, 상기 복수의 데이터 필드는 상기 복수의 비레거시 CEF의 직후에 배치되는 전송 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 복수의 비레거시 헤더는 그들이 대응하는 데이터 필드의 시공간 스트림의 수의 내림차순 또는 오름차순으로 배치되고,
    상기 복수의 데이터 필드는 상기 복수의 비레거시 CEF의 직후에 그들이 대응하는 비레거시 헤더의 상기 순서와 동일한 순서로 배치되는
    전송 방법.
  16. 제 14 항에 있어서,
    상기 복수의 비레거시 헤더의 각각의 헤더 내에서 송신되는 싱글 캐리어(SC) 블록 또는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 심볼은 가이드 간격으로 프리펜드되고, 마지막 비레거시 헤더 내에서 송신되는 최종의 SC 블록은 상기 프리펜드된 가이드 간격과 동일한 가이드 간격으로 후속 부가되는 전송 방법.
  17. 제 14 항에 있어서,
    상기 복수의 데이터 필드의 각각의 데이터 필드 내에서 송신되는 시공간 스트림마다의 싱글 캐리어(SC) 블록 또는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 심볼은 가이드 간격으로 프리펜드되고, 상기 복수의 데이터 필드의 각각의 데이터 필드 내에서 송신되는 시공간 스트림마다의 최종 SC 블록은 상기 프리펜드된 가이드 간격과 동일한 가이드 간격으로 후속 부가되는 전송 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 후속 부가된 가이드 간격 내의 심볼은 반전되는 전송 방법.
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Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101646721B1 (ko) * 2009-04-13 2016-08-12 마벨 월드 트레이드 리미티드 Ｗｌａｎ용 물리층 프레임 포맷
MX366609B (es) * 2015-02-13 2019-07-16 Panasonic Ip Man Co Ltd Aparato de comunicacion inalambrica y metodo de comunicacion inalambrica.
EP3306883B1 (en) * 2015-06-03 2020-11-25 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Transmission device and transmission method for aggregate physical layer protocol data unit
WO2017073011A1 (en) * 2015-10-30 2017-05-04 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Transmission method and transmission apparatus for packet format detection
US10333669B2 (en) * 2016-03-02 2019-06-25 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for transmitting single channel, bonded channel, and MIMO OFDM frames with fields to facilitate AGC, timing, and channel estimation
CN109076327B (zh) * 2016-05-06 2020-11-10 华为技术有限公司 一种训练包发送方法及装置
US11330465B2 (en) * 2016-05-11 2022-05-10 Huawei Technologies Co., Ltd. Method and apparatus for indicating control information in a wireless frame
US20180013480A1 (en) * 2016-07-11 2018-01-11 Intel Corporation Header encoding and modulation for single carrier physical layer
JP7009373B2 (ja) 2016-09-01 2022-01-25 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカ 送信装置および送信方法
CN109804611B (zh) 2016-10-21 2022-03-01 松下电器（美国）知识产权公司 使用聚合物理层收敛协议数据单元的通信装置和通信方法
JP7079148B2 (ja) 2017-09-06 2022-06-01 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカ 送信装置、送信方法、受信装置、および受信方法
EP3681118B1 (en) * 2017-09-06 2022-01-19 Panasonic Intellectual Property Corporation of America Transmission device, transmission method, reception device, and reception method
US10863585B2 (en) * 2018-06-06 2020-12-08 Intel Corporation Methods for dynamic multi-band layer-1 aggregation in a wireless local area network (WLAN) network
CN116405160A (zh) 2018-07-06 2023-07-07 华为技术有限公司 通信方法、装置及设备
CN208638493U (zh) * 2018-08-01 2019-03-22 深圳市朗强科技有限公司 一种无线hdmi发送装置和无线hdmi传输***
US11374683B1 (en) * 2018-12-04 2022-06-28 Marvell Asia Pte Ltd Physical layer preamble for wireless local area networks
US20220045889A1 (en) * 2020-08-10 2022-02-10 Newracom, Inc. Extending communication range of wireless devices operating in a 6 gigahertz band
US20240106588A1 (en) * 2020-12-10 2024-03-28 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for configuring indicator for channel switching and structure of a-ppdu in wireless lan system
WO2023197090A1 (en) * 2022-04-11 2023-10-19 Huawei Technologies Co., Ltd. Edmg multi-static sensing sounding ppdu structure
WO2023225926A1 (en) * 2022-05-26 2023-11-30 Qualcomm Incorporated Layer 2 (l2) procedures for application data unit (adu) based scheduling

Family Cites Families (36)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2313912C2 (ru) * 2003-06-27 2007-12-27 Нокиа Корпорейшн Способ и устройство для агрегирования пакетов в сети беспроводной связи
US7463642B2 (en) * 2004-04-07 2008-12-09 Cisco Technology, Inc. Multiple receiver aggregation
EP1764980B8 (en) * 2005-09-20 2009-01-07 Panasonic Corporation Method and apparatus for packet segmentation and concatenation signaling in a communication system
JP4661938B2 (ja) * 2008-10-28 2011-03-30 ソニー株式会社 無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラム
KR20110027533A (ko) * 2009-09-09 2011-03-16 엘지전자 주식회사 다중 안테나 시스템에서 제어정보 전송 방법 및 장치
KR101638917B1 (ko) * 2010-02-09 2016-07-13 엘지전자 주식회사 무선랜에서 ｐｐｄｕ 프레임 전송 방법 및 장치
CA2792929C (en) * 2010-03-12 2016-05-24 Electronics And Telecommunications Research Institute Method and apparatus for transmitting and receiving data in a mimo system
WO2012006513A1 (en) * 2010-07-09 2012-01-12 Media Tek Singapore Pte. Ltd. Wlan device and method thereof
US8879472B2 (en) * 2011-04-24 2014-11-04 Broadcom Corporation Long training field (LTF) for use within single user, multiple user, multiple access, and/or MIMO wireless communications
US9154363B2 (en) * 2011-05-13 2015-10-06 Qualcomm Incorporated Systems and methods for wireless communication of packets having a plurality of formats
KR102273748B1 (ko) * 2011-06-24 2021-07-06 인터디지탈 패튼 홀딩스, 인크 무선 통신 시스템에서 프리앰블을 수신하기 위한 방법 및 장치
US20130230120A1 (en) * 2011-08-29 2013-09-05 Qualcomm Incorporated Apparatus and methods for long and short training sequences for a fast fourier transform
AU2012337488B2 (en) * 2011-11-18 2015-07-16 Lg Electronics Inc. Method for transmitting data unit in wireless local area network system and apparatus for supporting same
US9497000B2 (en) * 2012-02-14 2016-11-15 Lg Electronics Inc. Method for transmitting data units in wireless LAN systems and apparatus for supporting same
IN2012DE00954A (ko) * 2012-03-29 2015-09-11 Samsung India Electronics Pvt Ltd
US20130286961A1 (en) * 2012-04-10 2013-10-31 Qualcomm Incorporated Systems and methods for wireless communication of long data units
US9717086B2 (en) * 2013-11-27 2017-07-25 Marvell World Trade Ltd. Orthogonal frequency division multiple access for wireless local area network
US9985814B2 (en) * 2013-12-30 2018-05-29 Lg Electronics Inc. Method and device for transmitting data unit in WLAN
KR101752437B1 (ko) * 2014-01-14 2017-07-03 엘지전자 주식회사 방송 신호를 송신하는 장치, 방송 신호를 수신하는 장치, 방송 신호를 송신하는 방법 및 방송 신호를 수신하는 방법
US20170064711A1 (en) * 2014-02-04 2017-03-02 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting data unit in wireless local area network
US9712362B2 (en) * 2014-03-20 2017-07-18 Newracom, Inc. Method for transmitting and receiving data in wireless local area network and apparatus for the same
US9900199B2 (en) * 2014-05-06 2018-02-20 Qualcomm Incorporated Systems and methods for improvements to training field design for increased symbol durations
CN103986682B (zh) * 2014-05-30 2015-08-26 江苏中兴微通信息科技有限公司 一种无线mimo通信***的通信方法
US20150365257A1 (en) * 2014-06-12 2015-12-17 Huawei Technologies Co., Ltd. System and Method for OFDMA Resource Allocation
WO2016021819A1 (ko) * 2014-08-04 2016-02-11 엘지전자 주식회사 서로 다른 길이의 가드 인터벌을 포함하는 데이터 단위를 전송하는 방법 및 장치
CN104363192B (zh) * 2014-10-21 2017-10-31 江苏中兴微通信息科技有限公司 一种兼容多种帧格式的mimo通信***的接收方法和装置
US9893784B2 (en) * 2014-10-28 2018-02-13 Newracom, Inc. LTF design for WLAN system
US9660760B2 (en) * 2015-02-02 2017-05-23 Intel IP Corporation Apparatus, system and method of communicating a wireless transmission according to a physical layer scheme
US20160227532A1 (en) * 2015-02-02 2016-08-04 Shahrnaz Azizi Systems, methods, and devices for signal classification in wireless networks
MX366609B (es) * 2015-02-13 2019-07-16 Panasonic Ip Man Co Ltd Aparato de comunicacion inalambrica y metodo de comunicacion inalambrica.
US20160269296A1 (en) * 2015-03-10 2016-09-15 Qualcomm Incorporated Arranging media access control protocol data units in a wireless transmission
EP3982553A1 (en) * 2015-04-24 2022-04-13 Newracom, Inc. Preamble and payload for high efficiency (he) transmission
US20160323424A1 (en) * 2015-05-01 2016-11-03 Qualcomm Incorporated Null data packet frame structure for wireless communication
EP3306883B1 (en) * 2015-06-03 2020-11-25 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Transmission device and transmission method for aggregate physical layer protocol data unit
US10645612B2 (en) * 2015-11-04 2020-05-05 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Wireless communication device and wireless communication method for transmitting an aggregated physical layer protocol data unit for multiple users
DK3556172T3 (da) 2016-12-16 2022-12-19 Hoffmann La Roche Fremgangsmåder og systemer til bekræftelse af en Bluetooth®-parring

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