KR20160122321A - 플라이백 컨버터의 pwm 제어장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치에 관한 것으로서, 플라이백 컨버터에 마련된 보조권선 전압을 평균화/샘플링하여 2차 측 출력전압을 제어하거나 또는 평균 전류 모드(Average Current Mode) 방식을 적용하여 2차 측 출력전류를 제어하는 것이다. 이에 따라 본 발명은 스위칭 노이즈에 대한 문제를 최소화하면서 출력전압 및 출력전류를 더 정밀하게 제어할 수 있어 플라이백 컨버터의 성능을 향상시키는 이점이 있다.

Description

플라이백 컨버터의 PWM 제어장치{PWM CONTROLLING APPARATUS FOR FLYBACK CONVERTER}
본 발명은 플라이백 컨버터용 제어장치에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 보조권선 전압의 평균화/샘플링 방식 또는 평균 전류 모드(Average Current Mode) 방식으로 플라이백 컨버터를 제어하는 장치에 관한 것이다.
최근 노트북, 휴대폰 및 태블릿 PC 등 휴대용 전자기기의 사용이 많이 증가하고 있다. 이들 전자기기는 휴대성을 용이하기 하기 위해서 갈수록 크기가 작아지고 있지만, 배터리의 성능은 이와 유사한 스케일로 향상되지 않고 있다. 이러한 이유로 휴대용 전자기기의 기능이 다양해지고 전력소모가 많아지면서 외장 전원공급장치를 휴대하는 것이 필수적으로 되어가고 있다.
휴대용 전자기기의 전원공급장치로는 절연형 DC-DC 컨버터, 예컨대 플라이백 컨버터(flyback-converter)를 이용한 어댑터가 주로 사용된다. 이때 어댑터 등의 애플리케이션은 정전류(CC:Constant Current) 모드 및 정전압(CV:Constant Voltage) 모드 방식으로 제어를 해야 한다. 그리고 상기 CC/CV 제어를 위해서는 2차 측으로부터 피드백(feedback) 신호를 받아야 한다. 상기 피드백 신호는 통상 옵토 커플러(opto-coupler)가 이용된다. 상기 옵토 커플러를 통해 플라이백 컨버터의 2차 측의 정보를 1차 측이 전달받고 컨트롤러가 출력전압이나 전류를 제어하는 것이다.
이처럼 플라이백 컨버터는 CC/CV 제어동작을 위해 플라이백 컨버터의 출력단인 2차 측으로부터 피드백 신호를 받고 있다. 하지만, 이러한 구조는 2차 측 회로가 복잡한 단점이 있다. 즉 플라이백 컨버터의 경우, 1차 측과 2차 측이 변압기(transformer)에 의해 절연되어 있으므로 상기 CC/CV 제어를 위해 필요한 피드백 신호를 받기 위해서는 상술한 바와 같이 2차 측 회로 및 옵토-커플러 등의 회로가 필요하고, 그래서 회로 구성이 그만큼 복잡해진다는 것이다.
이를 개선하기 위해 플라이백 컨버터를 제어하는 1차 측 제어(PSR: Primary-side regulation) 방식이 제안된 바 있다. 상기 방식은 보조권선 전압으로부터 2차측의 정보를 간접적으로 획득하여 2차 측 전압이나 전류를 제어하는 것이다. 따라서 피드백 회로를 구성할 필요가 없기 때문에 저비용 및 소면적, 그리고 고효율의 장점을 갖는다. 하지만 간접적으로 2차 측의 정보를 전달받기 때문에 레귤레이션(regulation) 특성이 상기 옵토 커플러를 사용한 방식보다 떨어지고, 정전압 제어 시에도 2차 측 다이오드의 전압 강하에 의한 영향을 받는 문제가 발생한다. 그렇기 때문에 정확한 레귤레이션 특성을 요구하는 애플리케이션에서는 2차 측으로부터 옵토 커플러 등을 사용하여 피드백 회로를 구성해서 제어하는 방식을 사용하고 있다.
다만 근래에는 레귤레이션 특성이 다소 떨어지더라도 효율 및 면적, 비용 측면에서의 장점을 취하기 위해 1차 측 제어방식을 선호하는 추세에 있다.
상기 1차 측 제어방식의 예로, 피크 전류 모드(Peak Current Mode) PWM 방식을 이용하여 출력 전류를 제어하는 방식이 있다. 그렇지만 이 경우 플라이백 컨버터에서의 스위칭 노이즈에 따른 영향으로 오동작 가능성이 발생하거나 또는 동작 제어를 정밀하게 수행하는데 한계가 있다.
또한 2차 측 다이오드에 전류가 흐르는 동안 다이오드의 순 방향 전압으로 인하여 보조권선 전압과 상기 출력전압 사이에 오차가 존재한다. 뿐만 아니라 1차 측 스위치가 오프(off)되면 2차 측 다이오드에 흐르는 전류는 피크(peak)부터 감소하기 시작하여 제로(zero)가 되는데, 이때 보조권선 전압에는 1차 측 변압기의 인덕턴스(inductance)와 직렬 기생 인덕턴스(series parasitic indutances)에 의해 공진 현상이 발생하게 된다. 이처럼 보조권선 전압에 공진 현상이 발생하면 출력전압을 정밀하게 제어할 수 없다. 즉 플라이백 컨버터의 출력전압은 보조권선 전압과 비례하기 때문이다. 그렇기 때문에 출력 전압을 정확하게 제어하기 위해서는 보조권선 전압을 정확하게 샘플링하는 타이밍과 샘플링 방법에 대한 설계가 중요하다.
미국공개특허 US 2014-0140109A1(2014. 05. 22. Flyback power supply regulation apparatus and method)
따라서 본 발명의 목적은 상기한 문제점을 해결하기 위한 것으로, 플라이백 컨버터에 마련된 보조권선 전압을 평균화/샘플링하여 2차 측 출력전압을 제어하는 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 평균 전류 모드(Average Current Mode) 방식을 적용하여 2차 측 출력전류를 제어하는 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치를 제공하는 것이다.
즉 본 발명은 보조권선 전압을 평균화하여 센싱하는 출력전압 제어방식과, 평균전류 모드방식을 이용하여 플라이백 컨버터의 2차 측 출력전압 및 출력전류를 제어함으로써, 스위칭 노이즈에 대한 문제를 최소화하면서 플라이백 컨버터를 더 정밀하게 제어할 수 있도록 하는 것이다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 특징에 따르면, 플라이백 컨버터의 보조권선 전압의 밸리를 검출하는 밸리 검출부; 보조권선 전압을 평균화 및 샘플링하는 방식을 이용하여 제1 PWM 제어신호를 출력하는 출력전압 제어부; 평균 전류 모드(Average Current Mode) 방식을 이용하여 제2 PWM 제어신호를 출력하는 출력전류 제어부; 상기 밸리 검출부의 출력신호와 함께 상기 출력전압 제어부 또는 상기 출력전류 제어부의 출력 신호를 인가받고 게이트 제어신호를 출력하는 래치부; 및 상기 게이트 제어신호에 의해 제1 스위치의 턴-온 또는 턴-오프 동작을 제어하는 게이트 제어부를 포함하는 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치를 제공한다.
상기 출력전압 제어부는, 상기 보조권선 전압과 보조권선 기준전압을 입력으로 하여 제1 제어전압을 생성하는 정전압 제어부; 및 상기 PWM 제어전압과 내부 IC에서 생성된 톱니파를 비교하여 상기 제1 스위치의 게이트 듀티를 결정하는 상기 제1 PWM 제어신호를 출력하는 제1 PWM 비교기를 포함한다.
상기 정전압 제어부는, 2차 측 다이오드에 흐르는 전류가 제로(zero)가 되는 시점을 검출하는 제1 검출부; 상기 제1 검출부의 출력측에 연결되며 보조권선 전압을 검출할 시점을 검출하는 제2 검출부; 상기 제2 검출부가 검출한 타이밍을 기초로 하여 상기 제1 검출부에서 검출된 타이밍보다 더 빠른 시점에서 샘플링을 위한 신호를 생성하는 샘플링 신호 생성부; 상기 샘플링 신호 생성부의 샘플링 신호와 중첩되지 않는 신호를 생성하는 비 중첩 클럭 신호 생성부; 상기 비 중첩 클럭 신호 생성부가 생성한 신호를 이용하여 상기 보조권선 전압(ZCD)을 평균화하여 샘플링하는 평균화 샘플링부; 및 상기 샘플링된 신호와 상기 보조권선 기준전압을 비교하여 상기 제1 제어전압을 출력하는 제1 에러증폭기를 포함한다.
상기 제1 에러증폭기의 출력측에는 주파수 보상부가 더 포함된다.
상기 샘플링 신호 생성부는, 상기 보조권선 전압에 공진이 발생하기 전에 상기 보조권선 전압을 샘플링하는 샘플링 신호를 생성한다.
상기 출력전류 제어부는, CS 전압과 CS 기준전압(CS_REF)을 입력받고 제2 제어전압(V_COMP2)을 생성하는 정전류 제어부; 및 상기 제2 제어전압과 상기 CS 전압을 비교하고 제2 PWM 제어신호를 출력하는 제2 PWM 비교기를 포함한다.
상기 정전류 제어부는, 상기 CS 전압과 상기 CS 기준전압을 비교하는 제2 에러증폭기; 상기 제1 스위치의 스위칭과 대응하여 동작하면서 상기 제2 에러증폭기의 출력전류를 전달하는 경로를 설정하는 스위치; 및 상기 스위치의 일 측에 연결되는 풀-업 전류원을 포함한다.
상기 제2 PWM 비교기는, 상기 CS 전압을 인가받는 비반전 단자; 상기 정전류 제어부의 출력전압을 인가받는 반전 단자로 구성된다.
상기 반전 단자에는, 상기 제2 에러증폭기의 출력전류를 보상하는 주파수 보상부가 더 연결되며, 상기 주파수 보상부에는 상기 제2 에러증폭기의 출력전류에 의해 충전 및 방전하는 보상 캐패시터가 구성된다.
상기 CS 전압이 상기 CS 기준전압보다 작으면, 상기 제1 스위치가 턴-온 되는 동안만 상기 보상 캐패시터를 충전동작한다.
상기 CS 전압이 상기 CS 기준전압보다 크면, 상기 제1 스위치가 턴-온 되는 동안만 상기 보상 캐패시터는 방전동작한다.
상기 제1 스위치가 턴-온 되는 시간이 길어질수록 방전시간이 충전시간보다 길다.
상기 제1 스위치의 게이트 듀티가 커지면, 상기 제2 에러증폭기의 평균전류가 증가한다.
상기 제1 스위치의 게이트의 듀티가 작아지면, 상기 제2 에러증폭기의 평균전류가 감소한다.
상기 제1 스위치의 게이트 듀티가 일정하면, 상기 정전류 제어부의 출력전압이 일정하게 되고 평균 전류 모드로 동작한다.
이와 같은 본 발명에 따른 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치는 다음과 같은 효과가 있다.
본 발명은 플라이백 컨버터의 1차측에 마련된 보조권선 전압을 평균화하여 샘플링하기 때문에, 샘플링 전압에 대한 노이즈의 영향을 최소화할 수 있다. 따라서 플라이백 컨버터의 오동작 가능성을 줄일 수 있고, 출력전압을 더 정밀하게 제어할 수 있다.
또한 본 발명은 평균 전류 모드 방식으로 출력전류를 제어하고 있다. 이는 종래 피크 전류 모드로 출력 전류를 구현하는 것에 비해 노이즈에 더 강인하다. 그만큼 출력 전류를 더 정밀하게 제어할 수 있다.
이처럼, 출력전압 및 출력전류를 더 정밀하게 제어할 수 있음으로써 플라이백 컨버터의 성능을 향상시킬 수 있다.
도 1은 본 발명을 설명하기 위해 제시된 플라이백 컨버터의 개략적인 회로 구성도
도 2는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 플라이백 컨버터를 1차 측 제어방식으로 구동하기 위한 PWM 제어장치를 나타낸 구성도
도 3은 도 2의 정전압 제어부의 상세 구성도
도 4는 도 2의 정전류 제어부의 상세 구성도
도 5는 본 발명의 실시 예에 따라 플라이백 컨버터를 평균화 샘플링 방식을 이용하여 출력 전압을 제어하는 타이밍 다이어그램
도 6 내지 도 8은 본 발명의 실시 예에 따라 플라이백 컨버터를 서로 다른 게이트 듀티에 의해 평균 전류 모드(Average Current Mode) 방식으로 출력 전류를 제어하는 타이밍 다이어그램
본 발명은 플라이백 컨버터를 1차 측 제어방식으로 구현함에 있어서 보조권선 전압을 평균화하여 샘플링하는 방식을 적용하여 출력전압을 제어하고, 또한 평균전류 모드방식으로 출력전류를 제어하도록 하여 플라이백 컨버터의 동작 성능을 향상시키는 것을 기본적인 기술적 요지로 한다.
이하 본 발명에 의한 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명을 설명하기 위해 제시된 플라이백 컨버터의 개략적인 회로 구성도이다.
플라이백 컨버터(1)는 1차 측(10)에 위치한 제1 스위치(SW1)를 구동시켜서 자화 인덕턴스에 에너지를 충전 또는 방전시키며, 변압기의 권선비를 이용해 입력 대비 출력의 비를 큰 폭으로 변환시킬 수 있다. 또한 내부 IC(예컨대, PSR IC)(11)를 통해 제1 스위치(SW1)를 조정하며, 일반적으로 제1 스위치(SW1)는 전력 MOSFET, 그리고 2차 측(20)에 마련되는 스위치는 다이오드('제2 스위치'라고도 함)(D)를 사용한다. 제2 스위치는 제1 스위치(SW1)가 턴-오프 되면 자동으로 턴-온 되어 상기 자화 인덕턴스에 저장해놓은 에너지를 2차 측(20)으로 전달하게 된다.
도면부호 12는 보조권선을 말한다.
그런데 도 1의 플라이백 컨버터(1)는 위에서 설명한 바와 같이 피드백 신호를 받기 위한 구성으로 인해 회로가 복잡해지고, 아울러 보조권선 전압과 출력전압 사이의 오차 존재, 보조권선 전압에 발생하는 공진 등으로 인해 출력전압 및 출력전류를 정밀하게 제어하지 못하였다.
따라서 보조권선 전압을 통해 2차 측(20) 정보를 획득하고, 1차 측(10)에서 2차 측(20)의 전압 및 전류를 제어하는 방안이 필요하였다. 이를 위해 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치 및 제어방법을 제안하는 것이다.
도 2는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 플라이백 컨버터를 1차 측 제어방식으로 구동하기 위한 PWM 제어장치를 나타낸 구성도이다.
PWM 제어장치(100)에는 플라이백 컨버터(1)의 보조권선 전압(ZCD)의 밸리(Valley)를 검출하기 위한 밸리 검출부(110)가 제공된다. 상기 보조권선 전압(ZCD)의 밸리는 2차 측 다이오드(D)에 흐르는 전류가 제로(zero)가 될 때 생성된다. 그래서 밸리 검출부(110)는 2차 측 다이오드(D)에 흐르는 전류가 제로(zero)가 되는 시점을 검출하기 위한 것이다. 2차 측 다이오드(D)에 흐르는 전류가 제로(zero)가 될 때 제1 스위치(SW1)는 턴-온 된다.
그리고 PWM 제어장치(100)에는 밸리 검출부(110)의 검출 값을 이용하여 출력전압 제어를 위한 제1 제어부(즉, '출력전압 제어부')(120)와 출력전류 제어를 위한 제2 제어부(즉, '출력전류 제어부')(130)가 포함되어 구성되고 있다. 제1 제어부(120)는 보조권선 전압(ZCD)을 평균화 및 샘플링하는 방식을 이용하여 출력전압을 제어하는 블록이고, 제2 제어부(130)는 평균 전류 모드(Average Current Mode) 방식을 이용하여 출력전류를 제어하는 블록이다. 제1 제어부(120) 및 제2 제어부(130)는 둘 중 하나만 구성되어도 상관없다.
제1 제어부(120)는, 정전압 제어부(220) 및 제1 PWM 비교기(320)를 포함한다. 정전압 제어부(220)는 보조권선 전압(ZCD)과 보조권선 기준전압(ZCD_REF)을 입력받은 후 일련의 과정에 따라 PWM 제어전압(V_COMP1)을 생성한다. 그리고 제1 PWM 비교기(320)는 상기 PWM 제어전압(V_COMP1)과 내부 IC(11)에서 생성된 톱니파를 비교한 후 제1 PWM 제어신호를 출력한다. 이때 제1 PWM 비교기(320)의 반전 단자(-)에는 PWM 제어전압(V_COMP1)이 인가되고, 비반전 단자(+)에는 내부 IC(11)가 연결될 것이다. 물론 내부 IC(11) 이외에 내부 톱니파를 생성하는 톱니파 생성부(228, 도 3)가 연결될 수도 있다. 톱니파는 제1 스위치(SW1)가 턴-온 된 동안 생성된다. 한편 정전압 제어부(220)는 정전압 (Constant Voltage) 모드 방식이고, 그 구성은 아래에서 상세하게 설명한다.
제2 제어부(130)는, 정전류 제어부(230) 및 제2 PWM 비교기(330)를 포함한다. 정전류 제어부(230)는 제1 스위치(SW1)의 전류신호(이하, CS 전압)와 기 설정된 CS 기준전압(CS_REF)을 입력받고 일련의 과정에 따라 PWM 제어전압(V_COMP2)을 생성한다. 그리고 제2 PWM 비교기(330)는 상기 PWM 제어전압(V_COMP2)과 상기 CS 전압(즉, 톱니파 형상)을 비교한 후 비교 결과에 따라 제2 PWM 제어신호를 출력한다. 여기서 정전류 제어부(230)는 정전류 (Constant Current) 모드 방식이고, 그 구성은 아래에서 상세하게 설명한다.
제1 제어부(120) 및 제2 제어부(130)의 출력 측에는 OR 게이트(140)가 연결된다.
OR 게이트(140)의 출력 측에는 밸리 검출부(110)의 출력 값과 상기 OR 게이트(140)의 출력 신호를 입력받고 제1 스위치(SW1)의 게이트 온/오프 신호를 출력하는 래치부(150)가 연결된다. 래치부(150)는 SR 래치 회로이며, PWM 듀티 제어를 위해 실질적으로 제1 스위치(SW1)를 온/오프 시키는 신호를 출력할 것이다.
그리고 래치부(150)의 출력신호인 게이트 온/오프 신호를 전달받고 제1 스위치(SW1)를 온/오프 제어하는 게이트 제어부(160)가 구성된다.
도 3은 도 2의 정전압 제어부의 상세 구성도이다.
이에 도시된 바와 같이 2차 측 다이오드(D)에 흐르는 전류가 제로(zero)가 되는 시점을 검출하는 제1 검출부(221)가 구성된다.
제1 검출부(221)의 출력 측에는 보조권선 전압(ZCD)을 검출할 시점을 측정하는 제2 검출부(222)가 연결된다. 상기 시점은 제1 스위치(SW1)가 턴-오프 된 후부터 보조권선 전압(ZCD)이 밸리 검출 기준전압 이하로 내려갈 때까지의 타이밍이다.
제1 검출부(221) 및 제2 검출부(222)의 출력 측에는 샘플링 신호 생성부(223)가 연결된다. 샘플링 신호 생성부(223)는 제2 검출부(222)가 검출한 타이밍을 기초로 하여 제1 검출부(221)에서 검출된 타이밍보다 더 빠른 시점에서 샘플링을 위한 신호를 출력한다.
샘플링 신호 생성부(223)의 출력측에는 샘플링 신호와 중첩되지 않는 신호를 생성하는 비중첩 클럭 신호 생성부(224)가 연결된다. 이는 보조권선 전압(ZCD)의 평균화 샘플링을 위한 것이다.
비중첩 클럭 신호 생성부(224)가 생성한 신호를 이용하여 상기 보조권선 전압(ZCD)을 평균화하여 샘플링하는 평균화 샘플링부(225)가 연결된다. 상기 평균화 샘플링부(225)는 보조권선 전압(ZCD)에 샘플링 된 신호(ZCD_sample, '샘플링 신호')를 평균화하여 출력한다. 여기에서 평균화 샘플링부(225)는 비중첩 클럭신호를 이용하여 캐패시터의 전하 재분배 기법으로 평균화할 수 있다.
평균화 샘플링부(225)의 출력 측에는 제1 에러 증폭기(226)가 연결되어 있다. 제1 에러 증폭기(226)는 반전단자(-)를 통해서는 샘플링된 신호를 인가받고, 비반전 단자(+)에는 보조권선 기준전압(ZCD_REF)을 인가받는다. 그리고 비교 결과에 따라 PWM 제어전압(V_COMP1)을 출력한다.
한편, 제1 에러 증폭기(226)의 출력 측에는 그 제1 에러 증폭기(226)의 출력전압에 대해 주파수 보상을 위한 주파수 보상부(227)가 연결된다. 주파수 보상부(227)를 통해 시스템의 안정적 동작을 가능하게 해준다. 주파수 보상부(227)는 제1, 제2 캐패시터 및 하나의 저항 소자로 구성된다.
그리고 주파수 보상된 출력전압과 톱니파를 인가받는 제1 PWM 비교기(320)가 연결되어 있다. 제1 PWM 비교기는 위에서 설명한 바 있다.
도 4는 도 2의 정전류 생성부의 상세 구성도이다.
반전 단자(-)로 인가되는 상기 CS 전압과 비반전 단자(+)로 인가되는 기준전압(CS_REF)을 비교하는 제2 에러증폭기(231)가 구성된다.
제2 에러증폭기(231)의 출력단에는 그 제2 에러증폭기(231)의 동작 타이밍을 제어하기 위한 스위치(232)가 연결된다. 스위치(232)는 제1 스위치(SW1)의 턴-온 동작과 대응하는바, 제1 스위치(SW1)가 턴-온 되는 동안 연결되어 상기 CS 전압의 평균값과 기준전압(CS_REF)의 비교 결과에 따른 출력전압을 후단으로 공급되게 경로를 연결한다.
스위치(232)의 일 측에는 풀-업 전류원(233)이 연결되어 있다. 풀-업 전류원(233)은 평균 전류 모드로 동작하는 제2 에러증폭기(231)가 제어동작 영역 내에서 동작할 수 있도록 하기 위한 것이다. 따라서 제2 에러증폭기(231)의 상호 컨덕턴스(trans conductance)(Gm=Iout/Vin)은 상기 풀-업 전류원(233) 보다 매우 커야할 것이다.
한편, 제2 에러증폭기(231)의 출력전압은 제2 PWM 비교기(330)의 반전 단자(-)에 인가되고, 상기 CS 전압은 제2 PWM 비교기(330)의 비반전 단자(+)에 인가된다.
그리고 제2 PWM 비교기(330)의 반전 단자(-)에는 주파수 보상부(240)가 연결된다. 주파수 보상부(240)는 제1 PWM 비교기(320)에 연결된 것과 마찬가지로 제1, 제2 캐패시터 및 하나의 저항 소자로 구성된다.
이와 같이 본 발명의 도 2 내지 도 4를 참조하면, 보조권선 전압을 평균화 샘플링하는 방식 또는 평균 전류 모드(Average Current Mode) 방식을 적용하여 플라이백 컨버터를 1차 측 제어방식으로 제어하게 됨을 알 수 있다. 이하에서는 상기한 방식을 구분하여 각각 설명하기로 한다.
먼저, 보조권선 전압(ZCD)을 평균화 샘플링하는 방식이다. 이는 본 발명의 실시 예에 따른 PWM 제어장치를 평균화 샘플링 방식을 이용하여 출력 전압을 제어하는 타이밍 다이어그램인 도 5를 함께 참조하기로 한다.
도 5에서, (a)는 게이트 출력신호, (b)는 제1 스위치의 전류 파형, (c)은 2차측 다이오드에 흐르는 전류 파형(2차 측 다이오드 전류), (d)는 보조권선 전압(ZCD) 파형, (e)는 밸리 검출부의 출력전압 파형, (f)는 정전압 제어부의 출력전압 파형, (g)는 밸리 검출 타이밍보다 약간 빠른 타이밍의 샘플링 신호 파형, (h)는 게이트가 로우(low)인 시간 동안 선형적으로 증가하는 톱니파, (i)는 샘플링 신호 생성부의 출력 파형을 각각 말한다.
이를 보면, 제1 스위치(SW1)가 동작하여 게이트 출력신호(a)가 하이 레벨 상태가 되면, 제1 스위치의 전류 값(b)은 입력전압에 비례하는 기울기로 상승하고, 그동안 2차 측 다이오드 전류(c)는 제로(zero) 레벨을 유지한다. 그러다가 게이트 출력신호가 로우 레벨 상태가 되면 제1 스위치의 전류 값(b)은 제로(zero) 레벨이 되고 2차 측 다이오드 전류(c)는 변압기의 권선비에 비례한 피크 전류 값에서부터 출력전압에 비례하는 기울기로 감소하게 된다.
또한 보조권선 전압(ZCD) 파형(d)은 게이트 출력신호가 하이 레벨 구간에서는 - 입력전압(Vin)에 비례한 전압이 출력되며, 게이트 출력신호가 로우 레벨 구간에서는 출력전압(Vout)과 2차 측 다이오드의 순방향 전압강하(VFD)가 합쳐진 전압이 출력된다. 그리고 2차 측 다이오드 전류가 제로(zero) 값에 근접하게 되면 상기 2차 측 다이오드의 순방향 전압강하 값(VFD)은 점차 작아져서 출력전압(Vout)에 근접하게 나타난다. 그러다가 상기 2차 측 다이오드 전류가 제로(zero)가 된 이후를 보면 1차 측 변압기의 인덕턴스와 직렬 기생 인덕턴스 부분에 공진 현상이 발생하게 된다. 그래서 공진이 발생하기 전에 상기 보조권선 전압(ZCD)을 샘플링해야 할 필요가 있다. 도면에서는 샘플링해야 할 영역을 Ⅰ및 Ⅰ'로 표시하였다. 즉 출력전압을 정밀하게 제어하기 위해 상기 Ⅰ및 Ⅰ' 영역이 도래하기 전에 샘플링이 선행되어야 한다.
그래서 제1 검출부(221)는 상기 2차 측 다이오드 전류(c)가 제로(zero)가 되는 시점을 검출하도록 파형 (e)를 생성하고, 제2 검출부(222)는 보조권선 전압(ZCD)의 첫 번째 밸리가 나타나는 시점(Ⅱ)을 측정하도록 소정 전압 레벨을 갖는 출력 전압 파형 (f)를 생성한다. 그 결과 상기 첫 번째 밸리의 시점보다 더 빠른 시점을 갖는 전압 레벨을 갖는 출력전압 파형 (g)가 생성될 수 있다. 그러면, 샘플링 신호 생성부(223)는 상기 파형 (f)와 (g)를 비교하고 보조권선 전압(ZCD)을 샘플링하기 위한 클럭 신호(i)를 생성한다. 상기 샘플링을 위한 클럭 신호(i)가 생성되면 비 중첩 클럭신호 생성부(224)는 상기 클럭 신호(i)를 이용하여 비 중첩 클럭 신호를 생성한다.
이처럼 비 중첩 클럭신호가 생성되면, 평균화 샘플링부(225)는 상기 비 중첩 클럭 신호를 이용하여 보조권선 전압(ZCD)을 평균화하고 샘플링한다. 상기 비 중첩 클럭신호는 샘플링을 위해 생성된 클럭 신호(i)와 중첩되지 않는 신호를 말한다.
상기한 과정을 통해 플라이백 컨버터의 1차 측에 마련된 보조권선 전압(ZCD)을 평균화 및 샘플링하면, 샘플링된 전압에 대한 노이즈의 영향을 최소화할 수 있다. 따라서 그만큼 플라이백 컨버터의 오동작 가능성을 줄일 수 있게 되어 성능 향상이 기대된다.
다음에는, 플라이백 컨버터를 평균 전류 모드(Average Current Mode) 방식으로 제어하는 방법에 대해 살펴보기로 한다. 이 경우 게이트 듀티(gate duty)의 변화에 따라 대응하는 평균 전류 값으로 출력 전류를 제어할 수 있는데, 이들 경우들을 각각 살펴보기로 한다.
첫 번째는 게이트의 듀티가 점차 커지는 경우이고, 이에 대한 타이밍 다이어그램은 도 6에 도시하였다.
도 6에서 (a)는 제1 스위치의 게이트 출력신호 파형, (b)는 제1 스위치의 평균전류 제어를 위한 기준 전압레벨, (c)는 CS 전압 파형, (d)는 제2 에러증폭기의 출력전류(I_COMP2) 파형, (e)는 제2 에러증폭기의 출력전압(V_COMP2) 파형이다.
이를 보면, (c)의 CS 전압은 기준 전압레벨(b)보다 낮은 영역에 위치한다. 이러한 CS 전압은 제1 스위치(SW1)의 게이트 출력이 하이 레벨 상태가 되면 제1 스위치(SW1)의 전류는 입력전압(Vin)에 비례하고 인덕턴스 성분에 반비례하기 때문에 'I=Vin/L*Ton'와 같이 선형적으로 증가한다. 반대로 제1 스위치(SW1)의 게이트 출력이 로우 레벨 상태가 되면 제1 스위치 전류는 제로(zero)가 된다.
그리고 제2 에러증폭기(231)의 출력전류(I_COMP2)를 살펴보면, CS 전압(c)이 기준 전압레벨(b)보다 작은 경우 그 전압 차이에 의해 생성되며, 상기 출력전류(I_COMP2)는 스위치(232)가 턴-온 동작하는 동안만 주파수 보상부(240)에 마련된 보상 캐패시터를 충전하게 된다.
또한 제2 에러증폭기(231)의 출력전압(V_COMP2)은 스위치(232)가 턴-온 동작하는 동안만 출력된다. 이때 상기 출력전류(I_COMP2)가 보상 캐패시터를 충전하기 때문에 상기 출력전압(V_COMP2)은 상승하고, 아울러 스위치(232)의 턴-온 시간이 증가하면(t1 -> t2) 출력전압도 증가하게 된다. 반면, 스위치(232)가 턴-오프 되면 제2 에러증폭기(231)는 미구동상태이기 때문에 전압레벨은 변하지 않는다.
이처럼 도 6은 게이트의 듀티가 커지면 출력전압이 증가하고, 이에 평균전류가 증가하게 된다.
두 번째는 게이트의 듀티가 작아지는 경우이고, 이에 대한 타이밍 다이어그램은 도 7에 도시하였다. 타이밍 다이어그램에 나타난 신호 파형은 도 6과 같다.
CS 파형(c)은 제1 스위치(SW1)의 게이트 출력이 하이 레벨 상태가 되면 제1 스위치 전류는 입력전압에 비례하고 인덕턴스 성분에 반비례하기 때문에 선형적으로 증가한다(I=Vin/L*Ton). 반대로 제1 스위치(SW1)의 게이트 출력이 로우 레벨 상태가 되면 제1 스위치 전류는 제로(zero)가 된다.
그 상태에서 제2 에러증폭기(231)의 출력전류를 살펴보면, 스위치(232)가 턴-온 상태에서 상기 CS 전압이 기준전압보다 작은 경우에는 그 전압 차이에 비례하여 주파수 보상부(240)에 마련된 보상 캐패시터를 충전한다. 그러다가 상기 CS 전압이 상승하여 기준전압보다 크게 되면 전압 차이에 비례하여 보상 캐패시터는 방전된다. 이를 보면 제2 에러증폭기(231)의 출력전류(I_COMP2)는 제1 스위치(SW1)의 턴-온 시간이 길수록 보상 캐패시터를 충전하는 시간보다 방전하는 시간이 더 길게 된다.
그리고 제2 에러증폭기(231)의 출력전류(I_COMP2)가 상기 CS 전압이 상승함에 따라 충전과 방전 동작을 할 때, 제2 에러증폭기(231)의 출력전압(V_COMP2)의 파형(e)을 살펴보면 충전동작을 하는 구간에는 상승하고 방전동작을 하는 구간에는 하강하고 있음을 알 수 있다. 물론 제1 스위치(SW1)가 로우 레벨 상태인 경우에는 제2 에러 증폭기(231)는 미 구동 상태이기 때문에 출력전압(V_COMP2)의 레벨은 변화하지 않는다.
도 7과 같이 게이트의 듀티가 작아지는 경우는 출력전압 및 평균전류가 감소하게 된다.
세 번째는 게이트 듀티가 일정한 경우이고, 이에 대한 타이밍 다이어그램은 도 8에 도시하였다.
이를 보면, 제1 스위치(SW1)가 턴-온 동작하는 동안 CS 전압은 선형적으로 증가하다가 제1 스위치(SW1)가 턴-오프되는 시점에 제로(zero)가 된다.
하지만, 제2 에러증폭기(231)의 출력전류(I_COMP2)를 살펴보면, 상기 CS 전압이 기준전압보다 작은 구간에는 보상 캐패시터를 충전하고 반면 상기 CS 전압이 기준전압보다 큰 구간에는 보상 캐패시터는 방전되고 있다. 이때, CS 전압의 평균값이 기준전압과 같으면 충전하는 전류의 양과 방전하는 전류의 양이 같아지기 때문에(즉, t1 = t2), 도면과 같이 충방전 구간이 서로 대칭된다.
제2 에러증폭기(231)의 출력전압(V_COMP2)을 살펴보더라도 충/방전 시간이 같기 때문에 서로 동일한 출력전압 형태가 된다.
이처럼 게이트의 듀티가 일정하면 제2 에러증폭기(231)의 출력전압(V_COMP2)은 일정하게 유지되며, 따라서 평균전류 값으로 제어할 수 있게 된다.
이와 같이 본 실시 예는 플라이백 컨버터를 보조권선 전압을 평균화하여 샘플링하는 방법과 CS 전압의 평균전류 모드 방법을 이용하여 출력전압 및 출력전류를 정밀하게 제어할 수 있게 구성됨을 기술적 요지로 제공한다.
이상과 같이 본 발명의 도시된 실시 예를 참고하여 설명하고 있으나, 이는 예시적인 것들에 불과하며, 본 발명이 속하는 기술 분야의 통상의 지식을 가진자라면 본 발명의 요지 및 범위에 벗어나지 않으면서도 다양한 변형, 변경 및 균등한 타 실시 예들이 가능하다는 것을 명백하게 알 수 있을 것이다. 따라서 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 청구범위의 기술적인 사상에 의해 정해져야 할 것이다.
100 : PWM 제어장치 110 : 밸리 검출부
120 : 출력전압 제어부 130 : 출력전류 제어부
140 : OR 게이트 150 : 래치부
160 : 게이트 제어부 220 : 정전압 제어부
221 : 제1 검출부 222 : 제2 검출부
223 : 샘플링 신호 생성부 224 : 비-중첩 클럭신호생성부
225 : 평균화 샘플링부 226 : 제1 에러증폭기
230 : 정전류 제어부 231 : 제2 에러증폭기
232 : 스위치 233 : 풀-업 전류원
320 : 제1 PWM 비교기 330 : 제2 PWM 비교기

Claims (15)

  1. 플라이백 컨버터의 보조권선 전압의 밸리를 검출하는 밸리 검출부;
    보조권선 전압을 평균화 및 샘플링하는 방식을 이용하여 제1 PWM 제어신호를 출력하는 출력전압 제어부;
    평균 전류 모드(Average Current Mode) 방식을 이용하여 제2 PWM 제어신호를 출력하는 출력전류 제어부;
    상기 밸리 검출부의 출력신호와 함께 상기 출력전압 제어부 또는 상기 출력전류 제어부의 출력 신호를 인가받고 게이트 제어신호를 출력하는 래치부; 및
    상기 게이트 제어신호에 의해 제1 스위치의 턴-온 또는 턴-오프 동작을 제어하는 게이트 제어부를 포함하는 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 출력전압 제어부는,
    상기 보조권선 전압과 보조권선 기준전압을 입력으로 하여 제1 제어전압을 생성하는 정전압 제어부; 및
    상기 PWM 제어전압과 내부 IC에서 생성된 톱니파를 비교하여 상기 제1 스위치의 게이트 듀티를 결정하는 상기 제1 PWM 제어신호를 출력하는 제1 PWM 비교기를 포함하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 정전압 제어부는,
    2차 측 다이오드에 흐르는 전류가 제로(zero)가 되는 시점을 검출하는 제1 검출부;
    상기 제1 검출부의 출력측에 연결되며 보조권선 전압을 검출할 시점을 검출하는 제2 검출부;
    상기 제2 검출부가 검출한 타이밍을 기초로 하여 상기 제1 검출부에서 검출된 타이밍보다 더 빠른 시점에서 샘플링을 위한 신호를 생성하는 샘플링 신호 생성부;
    상기 샘플링 신호 생성부의 샘플링 신호와 중첩되지 않는 신호를 생성하는 비 중첩 클럭 신호 생성부;
    상기 비 중첩 클럭 신호 생성부가 생성한 신호를 이용하여 상기 보조권선 전압(ZCD)을 평균화하여 샘플링하는 평균화 샘플링부; 및
    상기 샘플링된 신호와 상기 보조권선 기준전압을 비교하여 상기 제1 제어전압을 출력하는 제1 에러증폭기를 포함하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제1 에러증폭기의 출력측에는 주파수 보상부가 더 포함되는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 샘플링 신호 생성부는, 상기 보조권선 전압에 공진이 발생하기 전에 상기 보조권선 전압을 샘플링하는 샘플링 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 출력전류 제어부는,
    CS 전압과 CS 기준전압(CS_REF)을 입력받고 제2 제어전압(V_COMP2)을 생성하는 정전류 제어부; 및
    상기 제2 PWM 제어전압과 상기 CS 전압을 비교하고 제2 PWM 제어신호를 출력하는 제2 PWM 비교기를 포함하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 정전류 제어부는,
    상기 CS 전압과 상기 CS 기준전압을 비교하는 제2 에러증폭기;
    상기 제1 스위치의 스위칭과 대응하여 동작하면서 상기 제2 에러증폭기의 출력전류를 전달하는 경로를 설정하는 스위치; 및
    상기 스위치의 일 측에 연결되는 풀-업 전류원을 포함하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제2 PWM 비교기는,
    상기 CS 전압을 인가받는 비반전 단자;
    상기 정전류 제어부의 출력전압을 인가받는 반전 단자로 구성되는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 반전 단자에는,
    상기 제2 에러증폭기의 출력전류를 보상하는 주파수 보상부가 더 연결되며,
    상기 주파수 보상부에는 상기 제2 에러증폭기의 출력전류에 의해 충전 및 방전하는 보상 캐패시터가 구성되는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 CS 전압이 상기 CS 기준전압보다 작으면,
    상기 제1 스위치가 턴-온 되는 동안 상기 보상 캐패시터가 충전되는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 CS 전압이 상기 CS 기준전압보다 크면,
    상기 제1 스위치가 턴-온 되는 동안 상기 보상 캐패시터가 방전되는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치.
  12. 제 9 항에 있어서,
    상기 제1 스위치의 턴-온 되는 시간이 길어질수록 방전시간이 충전시간보다 길게 되는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치.
  13. 제 7 항에 있어서,
    상기 제1 스위치의 게이트 듀티가 커지면,
    상기 제2 에러증폭기의 평균전류가 증가하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치.
  14. 제 7 항에 있어서,
    상기 제1 스위치의 게이트의 듀티가 작아지면,
    상기 제2 에러증폭기의 평균전류가 감소하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치.
  15. 제 7 항에 있어서,
    상기 제1 스위치의 게이트 듀티가 일정하면,
    상기 정전류 제어부의 출력전압이 일정하게 되고 평균 전류 모드로 동작하는 것을 특징으로 하는 플라이백 컨버터의 PWM 제어장치.
KR1020150051804A 2015-04-13 2015-04-13 플라이백 컨버터의 pwm 제어장치 KR102143254B1 (ko)

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