KR20160120654A

KR20160120654A - 프리앰블 기반 기준 신호를 송수신하기 위한 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20160120654A
Application number: KR1020160019013A
Authority: KR
Inventors: 펑페이 선; 빈 유; 다린 쥬
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2015-04-08
Filing date: 2016-02-18
Publication date: 2016-10-18
Also published as: US10594453B2; CN106161316A; CN106161316B; KR102270405B1; US20180287753A1

Abstract

본 개시는 LTE와 같은 4G 통신 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G 또는 pre-5G 통신 시스템에 관련된 것이다.
본 출원은 프리앰블 기반 기준 신호를 송수신하기 위한 방법 및 장치를 개시한다. 프리앰블 기반 기준 신호를 송신하기 위한 방법은 메인 프리앰블 시퀀스를 생성하는 단계; 보조 프리앰블 시퀀스를 생성하는 단계로서, 사전 정의된 자원상에서, 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스의 합성된 신호가 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호와 동일한 상기 생성하는 단계; 필터 뱅크 다중 반송파 변조에 기초하여 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하는 단계를 포함한다. 본 출원의 실시예에 따르면, 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스는 사전 정의된 자원 상의 합성된 신호가 사전 정의된 기반 기준 신호와 같도록 적절히 설계된다. 이러한 방식으로, 사전 정의된 기준 신호는 FBMC 변조의 고유의 간섭을 이용함으로써 수신단에서 획득될 수 있으며, 이에 의해 효율적인 채널 추정을 할 수 있다.

Description

프리앰블 기반 기준 신호를 송수신하기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR TRANSMITTING AND RECEIVING PREAMBLE BASED REFERENCE SIGNAL}

본 출원은 무선 통신에 관한 것으로서, 특히 필터 뱅크 다중 반송파 변조에 기초하여 프리앰블 기반 기준 신호를 송수신하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

4G 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후 (Post LTE) 시스템이라 불리어지고 있다.

높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.

또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 기기 간 통신 (Device to Device communication: D2D), 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다.

이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM (Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC (Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(non orthogonal multiple access), 및SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.

정보 및 통신 산업의 급속한 발전, 특히, 모바일 인터넷 및 IoT(Internet of Things; 사물 인터넷)로부터의 증가하는 요구는 이동 통신 기술에 대한 전례가 없는 도전을 가져온다. ITU로부터의 ITU-R M.[IMT.BEYOND 2020.TRAFFIC]에 보고된 바와 같이, 모바일 트래픽은 2010년(4G의 시대)에서 2020년까지 약 1000배 증가할 것으로 예상되고, 접속 장치의 수는 170억을 능가할 것이다. 대량의 IoT 장치가 점진적으로 이동 통신 네트워크에 보급함에 따라, 접속 장치의 수는 급격히 증가할 것이다. 이러한 전례가 없는 도전에 대처하기 위해, 5세대 이동 통신 기술(5G)은 2020년을 향하여 통신 산업 및 학계에서 널리 조사되고 연구되고 있다. 현재, 미리 5G의 프레임워크 및 전반적인 목적은 요구 전망, 응용 시나리오 및 다양한 주요 성능 지표가 상세히 설명되는 보고서 ITU-R M. [IMT.VISION]에서 논의되고 있다. 5G의 새로운 요구에 대해, ITU-R M. [IMT.FUTURE TECHNOLOGY TRENDS]]의 보고는 5G의 개발 동향에 대한 관련 정보를 제공하고, 시스템 처리량의 급격한 증가, 사용자 경험의 일관성, IoT,지원 확장성, 매우 낮은 대기 시간, 높은 에너지 효율 및 높은 비용 효율 통신, 매우 유연한 네트워크, 새로운 서비스의 지원, 유연한 스펙트럼 사용량 등과 같은 도전하는 문제를 해결하고자 한다.

변조 파형 및 다중 액세스 방식은 5G를 포함하는 이동 통신의 무선 인터페이스를 설계하는데 기본적인 방식이다. 현재, 다중 반송파 변조(MCM)의 패밀리에 전형적으로 대표적인 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)는 오디오 및 비디오 방송의 분야뿐만 아니라 지상파 통신 시스템, 예를 들어, LTE(Long Term Evolution), DVB(Digital Video Broadcasting) 및 DAB(Digital Audio Broadcasting), VDSL(Very-high-bit-rate Digital Subscriber Loop), IEEE802.11a/g WLAN(Wireless Local Area Network), IEEE802.22 WRAN(Wireless Regional Area Network) 및 IEEE802.16 WiMAX(World Interoperability for Microwave Access) 등의 시스템에 대응하는 3세대 파트너십 프로젝트(third Generation Partnership Project; 3GPP)에 의해 정의된 E-UTRA(Evolved Universal Terrestrial Radio Access) 프로토콜에 널리 이용된다. 주파수 선택 채널에서 송신된 고속 데이터 스트림이 복수의 병렬 독립적 플랫 페이딩 채널(parallel independent flat-fading channel)에서 송신된 저속 데이터 스트림으로 변환되어, 다중 경로 간섭에 대항할 시스템의 능력이 크게 개선되도록 OFDM의 기본 개념은 광대역 채널을 복수의 병렬 협대역 부채널/부반송파로 분할하는 것으로 잘 알려져 있다. 더욱이, OFDM은 단순화된 변복조 모듈을 달성하기 위해 역 고속 푸리에 변환/고속 푸리에 변환(IFFT/FFT)을 이용할 수 있다. 더욱이, 사이클릭 프리픽스(Cyclic Prefix; CP)의 삽입은 채널로의 송신된 신호의 관여(involvement)를 선형 컨볼루션 연산에서 원형 컨볼루션 연산으로 변환한다. 결과적으로, 원형 컨볼루션 연산의 특성에 따르면, CP의 길이가 가장 큰 다중 경로 채널의 지연 확산보다 큰 경우에, 신호는 간단한 하나의 탭 주파수 영역 등화(tap frequency-domain equalization)를 적용함으로써 심볼 간 간섭(ISI) 없이 수신될 수 있으며, 이는 결과적으로 수신기의 처리 및 구현 복잡성을 감소시킨다. CP-OFDM을 기반으로 하는 변조 파형이 4G 시대에 모바일 광대역(MBB)의 서비스 요구를 충족할 수 있지만, 5G가 더 많은 도전 및 여러 가지 시나리오에 직면할 것이기 때문에 5G 시나리오에서 CP-OFDM을 적용하는 많은 제한 및 단점이 있다. 5G에서 CP-OFDM을 적용하는 상기 제한 및 단점은 주로 다음의 것을 포함한다:

(1) ISI에 저항하기 위한 CP의 삽입은 낮은 지연 송신의 5G 시나리오에서 스펙트럼 효율을 크게 감소시킬 것이다. 확실히 말하면, 낮은 지연 송신은 OFDM 심볼의 길이를 크게 단축하지만, CP의 길이는 채널의 임펄스 응답의 길이에 의해서만 제한되며, 따라서 CP의 길이 대 OFDM 심볼의 길이의 비는 크게 증가할 것이다. 이러한 오버헤드는 상당한 범위까지 스펙트럼 효율의 손실을 초래하며, 따라서 낮은 지연 송신을 필요로 하는 시나리오에서 받아들일 수 없다는 것이다.

(2) 시간 동기화에 대한 엄격한 요구 사항은 5G의 IoT 시나리오에서 폐루프 동기화를 유지하기 위해 바람직한 큰 시그널링 신호 오버헤드를 생성할 것이다. 게다가, 엄격한 동기화 메커니즘은 유연성 및 탄력성의 데이터 프레임 구조의 설계를 부족하게 하며, 따라서 다양한 서비스의 상이한 동기화 요구 사항을 만족시킬 수 없다는 것이다.

(3) OFDM은 이러한 타입의 시간 도메인 파형이 대응하는 주파수 도메인 상대측 롤 오프(roll off)를 매우 느리게 하기 때문에 심한 대역외 누설을 초래하는 직사각형 펄스를 채택한다. 따라서, OFDM은 반송파 주파수 오프셋(CFO)에 매우 민감하다. 그러나, 5G에서 유연한 단편화 스펙트럼 액세스/공유에 대한 많은 요구가 있을 것이고, OFDM의 높은 대역외 누설은 단편화 스펙트럼 액세스 방식에서 유연성을 크게 제한하거나 큰 주파수 도메인의 보호 대역을 필요로 하며, 이러한 요소는 이에 따라 스펙트럼 효율을 감소시킨다는 것이다.

이러한 단점은 주로 OFDM 특성에 기인한다. 이러한 단점에 의해 유발된 영향이 어떤 방안을 채용함으로써 감소될 수 있지만, 그것은 시스템 설계의 복잡성을 증가시킬 것이고, 이러한 문제는 완전히 해결될 수 없다.

상술한 문제로 인해 ITU-R M. [IMT.FUTURE TECHNOLOGY TRENDS]에 보고된 바와 같이, 일부 새로운 파형 변조 기술(다중 반송파 변조 기반)은 5G에서 고려되며, 이런 기술 중 필터 뱅크 다중 반송파(FBMC) 변조는 열성적인 연구 주제 중 하나가 된다. FBMC가 프로토타입 필터를 설계하는데 자유도(degrees of freedom)를 제공할 때, 그것은, CP의 삽입이 ISI, 단편화 스펙트럼의 유연한 액세스를 지원할 낮은 대역외 누설 및 반송파 주파수 오프셋에 대한 불감도(insensitiveness)에 저항할 필요가 없기 때문에 송신 신호가 스펙트럼 효율의 향상을 포함하는 다양한 바람직한 특성을 표시할 수 있도록 송신 파형을 펄스 형상화하기 위해 양호한 시간/주파수 지역화(TFL) 특성을 가진 필터를 채용 할 수 있다. FBMC 시스템은 일반적으로 스펙트럼 효율을 최대화하기 위해 오프셋 직교 진폭 변조(OQAM)를 채용한다. 따라서, 이러한 기술은 일반적으로 FBMC/OQAM 시스템 또는 OFDM/OQAM 시스템이라 명명된다. 디지털 통신에서의 FBMC의 응용은 명칭이 “필터 뱅크 이론에 기초한 OFDM/OQAM 시스템의 분석 및 설계(Analysis and Design of OFDM/OQAM Systems Based on Filter Bank Theory)” (IEEE Transactions on Signal Processing, vol.50, no.5, pp.1170-1183, May 2002)인 초기 논문에서 논의되었다.

FBMC는 OFDM이 소유하지 않는 몇몇 유리한 특성을 가질 때, FBMC는 5G 연구에 더 많은 주목을 받고 있지만, 고유의 단점 중 일부는 미래의 이동 통신 시스템에서의 응용에 도전하고, 이러한 도전은 해결될 필요가 있고 끊임없이 연구되고 있다. 가장 중요한 문제점 중 하나는, 최대 스펙트럼 효율을 얻기 위해, FBMC를 이용한 시스템은 FBMC/OQAM 또는 OFDM/OQAM 변조를 이용해야 한다. 이러한 변조에서, 반송파는 순수 직교 관계 대신에 실제 필드에서만 직교하며, 이는 기준 신호가 인접한 반송파에서 심볼에 의해 간섭되는 것을 의미한다. 이러한 간섭은 수신단에서의 등화 동작 이전에 효과적으로 제거될 수 없다. 특정 설계없이, 기준 신호는 신호가 효과적으로 등화되지 않아, 높은 비트 에러율에 이를 수 있도록 수신단의 채널 추정의 성능을 상당히 감소시킬 수 있는 강한 간섭을 겪을 것이다.

상술한 바를 고려하여, 바람직한 견고성(robustness)을 갖도록 FBMC 시스템의 응용을 행하기 위해, 응용에 대한 기준 신호는 적절하게 설계되어야 하며, 이는 FBMC 시스템이 5G에서 널리 이용될 수 있는지에 관해 핵심이다.

본 발명은 필터 뱅크 다중 반송파 변조 기술, 예를 들어 OFDM/OQAM 또는 필터링된 다중 톤에 대한 프리앰블 기반 기준 신호를 설계하는 것을 목적으로 한다. 프리앰블 기반 기준 신호는 수신기가 효율적인 채널 추정을 할 수 있도록 OFDM /OQAM 또는 FMT의 자기 간섭을 효과적으로 이용할 수 있다. 한편, 설계는 또한 OFDM 시스템에서 널리 사용되는 몇몇 기술과 호환 가능할 수 있으며, 이는 다중 사용자, 다중 셀 통신 시스템에 잘 적용되게 한다.

본 발명의 제 1 실시예에서, 프리앰블 기반 기준 신호를 송신하기 위한 방법이 제공된다. 방법은 메인 프리앰블 시퀀스를 생성하는 단계; 보조 프리앰블 시퀀스를 생성하는 단계로서, 사전 정의된 자원상에서, 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스의 합성된 신호가 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호와 동일한 상기 생성하는 단계; 필터 뱅크 다중 반송파 변조에 기초하여 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하는 단계를 포함한다.

일부 실시예에서, 사전 정의된 자원에 대한 합성된 신호는 메인 프리앰블 시퀀스, 메인 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭, 보조 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭 및 데이터 신호에 의해 생성된 간섭에 의해 합성되며, 정의된 자원은 메인 프리앰블 시퀀스가 송신되는 자원이다.

일부 실시예에서, 보조 프리앰블 시퀀스를 생성하는 단계는 메인 프리앰블 시퀀스, 메인 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭, 보조 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭 및 데이터 신호에 의해 생성된 간섭의 합이 사전 정의된 자원 상에서 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호와 동일하도록 보조 프리앰블 시퀀스를 계산하는 단계를 포함한다.

일부 실시예에서, 보조 프리앰블 시퀀스는 메인 프리앰블 시퀀스와 구조적으로 대칭이거나 비대칭이다.

일부 실시예에서, 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하는 단계는 할당된 자원에 보조 프리앰블 시퀀스만을 송신하는 단계; 또는 할당된 자원에 데이터 신호와 중첩된 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하는 단계를 포함한다.

일부 실시예에서, 간섭은 필터 뱅크 다중 반송파 변조에 기초한 상이한 부반송파 간의 간섭이다.

일부 실시예에서, 메인 프리앰블 시퀀스를 생성하는 단계는 메인 프리앰블 시퀀스를 생성하기 위해 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호로부터 실수 부분 또는 허수 부분을 추출하는 단계를 포함한다.

일부 실시예에서, 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하는 단계는 복수의 연속 부반송파 자원에 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하는 단계를 포함한다.

일부 실시예에서, 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하는 단계는 상이한 안테나 포트에서 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하는 단계를 포함하며, 상이한 안테나 포트에서 이용되는 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호는 서로 직교하거나 준직교(quasi-orthogonal)한다.

본 발명의 제 2 실시예에서, 프리앰블 기반 기준 신호를 수신하기 위한 방법이 제공된다. 방법은 사전 정의된 자원 상에서 프리앰블 기반 기준 신호를 수신하는 단계로서, 프리앰블 기반 기준 신호는 메인 프리앰블 시퀀스, 메인 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭, 보조 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭 및 데이터 신호에 의해 생성된 간섭에 의해 구성되며, 정의된 자원은 메인 프리앰블 시퀀스가 송신되는 자원인 상기 수신하는 단계; 및 수신된 프리앰블 기반 기준 신호 및 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호에 따라 채널을 추정하는 단계를 포함한다.

일부 실시예에서, 보조 프리앰블 시퀀스가 메인 프리앰블 시퀀스와 구조적으로 대칭이고, 보조 프리앰블 시퀀스 및 데이터 신호가 송신을 위한 동일한 자원에 중첩되는 경우, 방법은 보조 프리앰블 시퀀스가 송신되는 자원상에서 신호를 수신하는 단계, 및 데이터 신호를 복구하도록 수신된 신호를 조합하는 단계를 더 포함한다.

본 발명의 제 3 실시예에서, 송신기가 제공된다. 송신기는 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스를 생성하도록 구성된 프로세서로서, 사전 정의된 자원에서, 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스의 합성된 신호는 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호와 동일한 상기 프로세서; 및 필터 뱅크 다중 반송파 변조에 기초하여 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하도록 구성된 안테나를 포함한다.

본 발명의 제 4 실시예에서, 수신기가 제공된다. 수신기는 사전 정의된 자원 상에서 프리앰블 기반 기준 신호를 수신하도록 구성된 안테나로서, 프리앰블 기반 기준 신호는 메인 프리앰블 시퀀스, 메인 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭, 보조 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭 및 데이터 신호에 의해 생성된 간섭에 의해 구성되며, 정의된 자원은 메인 프리앰블 시퀀스가 송신되는 자원인 상기 안테나; 및 수신된 프리앰블 기반 기준 신호 및 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호에 따라 채널을 추정하도록 구성된 프로세서를 포함한다.

본 출원의 실시예는 사전 정의된 자원 상에서 합성된 신호가 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호와 같도록 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스를 적절히 설계한다. 이러한 방식으로, 사전 정의된 기준 신호는 FBMC 변조의 고유 간섭을 이용하여 수신단에서 획득될 수 있음으로써 효율적인 채널 추정을 할 수 있다. 본 출원의 실시예가 거기에 적용될 경우, FBMC 시스템은 더 양호한 견고성 및 응용의 넓은 범위를 가질 수 있다.

본 출원의 다른 특징, 목적 및 이점은 첨부한 도면을 참조하여 아래에 설명되는 비제한적인 실시예의 상세한 설명의 검토로 더욱 명백해질 것이다.
도 1은 종래 FBMC/OQAM 신호를 생성하는 개략도를 도시한다.
도 2는 두 타입의 기준 신호 구조의 다이어그램을 도시한다.
도 3은 본 출원의 실시예에 따라 기준 신호를 송신하기 위한 방법의 예시적인 흐름도이다.
도 4는 본 출원의 실시예 1에 따라 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스의 구조의 개략도를 도시한다.
도 5는 본 출원의 실시예에 따라 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스를 생성하기 위한 방법의 개략적인 흐름도를 도시한다.
도 6은 OQAM 변조에서의 부반송파 간의 간섭의 개략도를 도시한다.
도 7은 본 출원의 실시예 2에 따라 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스의 구조의 개략도를 도시한다.
도 8은 본 출원의 실시예 3에 따라 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스의 구조의 개략도를 도시한다.
도 9는 본 출원의 실시예 3에 따라 데이터 로딩 모드를 사용하여 보조 프리앰블 시퀀스를 계산하기 위한 방법의 개략적인 흐름도를 도시한다.
도 10은 본 출원의 예시적인 실시예를 구현하기에 적합한 엔티티의 단순화된 블록도를 도시한다.

이하, 본 출원의 실시예는 본 출원의 목적, 기술적 솔루션 및 이점을 더욱 명확하게 하기 위해 첨부된 도면을 참조하여 상세히 더 설명될 것이다. 본 명세서에 기재된 특정 실시예는 본 발명을 제한하기 보다는 관련 발명을 설명하기 위해 의도되는 것으로 이해되어야 한다. 게다가, 본 발명에 관련되는 이러한 부분만이 설명의 용이함을 위해 첨부한 도면에 도시된다는 것이 주목되어야 한다.

이러한 실시예, 및 본 출원의 실시예에서의 특징은 서로 충돌하지 않는 한 조합될 수 있다는 것이 주목되어야 한다. 이하, 본 출원은 실시예와 관련하여 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명될 것이다.

양호한 시간/주파수 지역화를 가진 신호 파형은 필터 뱅크 다중 반송파(FBMC) 변조에 의해 획득될 수 있으며, 대응하는 프로토타입 필터 뱅크는 등방성 직교 변환 알고리즘(isotropic orthogonal transform algorithm; IOTA), 확장 가우스 함수(EGF) 및 European PHYDYAS 등에 기초하여 설계될 수 있다. 즉, 1) FBMC은 CP를 삽입하지 않고 다중 경로 페이딩 채널로부터 생성된 ISI를 크게 억제할 있으며, 이는 OFDM에 비해 높은 스펙트럼 효율 및 에너지 효율을 생성할 뿐만 아니라, 비교적 큰 타이밍 동기화 에러 하에서 견고하고 신뢰 가능한 수신 성능을 나타내어, 결과적으로 비동기 송신 및 수신을 허용하며; 2) 양호한 시간/주파수 지역화 특성에 의해, FBMC는 매우 좁은 주파수 대역에서 신호를 송신하고, 도플러 확산으로부터 생성된 반송파 간 간섭(ICI) 및 위상 노이즈를 감소시키는 매우 낮은 대역 외 누설을 유지할 수 있도록 FBMC 시스템은 각각의 부반송파 상의 신호를 펄스 형상화하기 위해 양호한 TFL 특성을 갖는 프로토타입 필터 뱅크를 채용한다. 따라서, FBMC는 인지 무선(cognitive radio), 단편화된 스펙트럼 액세스 및 비동기 송신 등에서 큰 잠재력를 갖는다.

FBMC의 가장 높은 스펙트럼 효율을 달성하기 위해, 오프셋 직교 진폭 변조(OQAM)가 일반적으로 채용되며, 이는 FBMC/OQAM 또는 OFDM/OQAM으로 지칭된다(이하, 짧게 OQAM이 사용된다). 저속의 다른 FBMC 변조는 필터링된 멀티톤(FMT), 필터링된 OFDM 등을 포함한다. 여기서, OQAM은 필터 뱅크 다중 반송파 변조에 기초하여 신호의 송수신을 설명하기 위해 전형적인 예로서 채용된다. OQAM에서, 하나의 QAM 심볼은 2개의 신호로 분할되고, 이러한 두 신호는 각각 부반송파의 실수 또는 허수 부분으로 변조되고, 시간 오프셋으로 교대로 송신된다. 수신단에서, 채널의 영향이 없는 경우, 송신된 신호는 각각의 부반송파에서 신호의 실수 또는 허수 부분을 교대로 추출함으로써 복구될 수 있다.

도 1은 종래의 FBMC/OQAM 신호를 생성 및 송신하는 개략도를 도시한다.

도 1에 도시된 바와 같이, M개의 병렬 데이터는 복소 QAM(직교 진폭 변조) 심볼과 같이 입력된 복소 변조 데이터가 직렬/병렬 변환 유닛(101)에 의해 직렬 대 병렬 변환된 후에 획득되며, 여기서 M은 부반송파의 수이다. 각각의 신호는 2개의 신호로 분할되고, 이러한 2개의 신호의 실수 및 허수 부분은 각각 실수 부분 추출 유닛(102) 및 허수 부분 추출 유닛(103)에 의해 추출된다. 그런 다음, 신호의 실수 부분 및 허수 부분은 각각 역 고속 푸리에 변환 유닛(104)을 통해 변조된다. 변조된 신호를 펄스 형상화를 수행하기 위해 합성 필터 뱅크 유닛(105)으로 송신된다. 마지막에, 신호의 실수 부분 및 허수 부분은 조합되고, 조합된 신호는 병렬/직렬 변환기 유닛(106)으로 입력되어, 결과적으로 OQAM 신호를 출력한다.

도 1에 도시된 각각의 모듈 또는 유닛의 기능은 OQAM 신호의 수학적 신호 모델링으로부터 쉽게 이해될 수 있다. 연속 시간 다중 반송파 FBMC/OQAM 신호의 기저대의 등가 형태는 다음과 같이 공식화될 수 있다:

（1）

여기서,

은 주파수-시간 포인트를 나타내고,

은 제 n 심볼, 즉 펄스 진폭 변조(PAM) 심볼의 제 m 부반송파상의 실제 변조된 신호를 나타내고,

은 다음과 같이

의 심볼 주기를 가진 복소 QAM 심볼

의 실수 또는 허수 부분의 값이다:

및

는 각각 실수 부분을 추출하고 허수 부분을 추출하는 것을 나타내고;

는 허수 심볼이고;

은 실수-허수 교대(alternation)를 나타내고;

이 짝수일 때에는

, 그렇지 않은 경우에는

, 이는 도 1에서

로 나타내고; M은 부반송파의 수를 나타내는 짝수이고; Z는 송신된 심볼의 세트이고;

은 부반송파 간격이고;

은 OQAM 심볼의 심볼 주기이고,

는 시간 도메인 임펄스 응답 길이가 일반적으로

의 K배인 프로토타입 필터 함수이며, 이는 인접한 (2K-1) 심볼의 시간 도메인 파형의 중첩을 초래하며, 따라서 K는 일반적으로 필터의 중첩 인수로 지칭된다.

는

를 변조하기 위한 효과적인 합성 필터 함수이다. OQAM의 심볼 레이트는 주기적 프리픽스(CP)없이 기존의 OFDM의 심볼 레이트의 2배인 것을 알 수 있다. OQAM 변조가 실수를 기반으로 하기 때문에, 각각의 OQAM 심볼의 정보량은 기존의 OFDM의 절반이다. 즉 OQAM 시스템의 신호 속도는 CP없는 OFDM 시스템과 동일하다.

OQAM의 실수체 직교성(real field orthogonality)은 프로토타입 필터 함수

를 설계함으로써 달성된다. 송신단에서의 합성 필터 함수와 수신단에서의 분석 필터 함수의 내적(inner product)은 식 (2)을 충족하거나 거의 충족할 필요가 있으며, 즉, 프로토타입 필터는 다음의 식을 충족할 필요가 있다:

（2）

여기서, *은 복소 켤레를 나타내고,

는 실수 부분을 추출하는 연산을 나타내고,

는 내적을 나타내며, (m=m’) 및 (n=n’)이면,

，

이고, 그렇지 않으면 값은 0이다. 즉, m≠m 또는 n≠n’이면, 내적은 순수한 허수 용어이다. 설명을 용이하게 하기 위해,

은 내적을 나타내는데 사용된다. 상이한 부반송파와 상이한 심볼 간의 신호에 의해 생성된 간섭은 순수한 허수 부분 간섭인 것이 명백하다. 따라서, FBMC/OQAM에 의해 변조된 신호 s(t)는 왜곡이 없는 채널을 통과할 때, 원래 송신된 실제 신호

의 완전한 재구성(PR)은 송신 합성 필터(SF)

에 대응하는 수신 분석 필터(AF)

를 통해 식 (3)에 따라 수신된 신호를 간단히 처리함으로써 달성될 수 있으며, 여기서

는 잡음 용어이고, 원래의 데이터는 복소 QAM 신호

를 합성함으로써 변조될 수 있다.

(3)

상술한 왜곡이 없는 채널의 추정은 실제 무선 통신 시스템에 존재하지 않는다. 신호는 수신단에 도달하기 전에 다중 경로 효과 및 도플러 주파수 시프트 효과를 가진 무선 통신 채널을 통과해야 한다. 따라서, 채널 등화는 송신된 신호를 복구하기 위해 수신단에 필요로 된다. 수신단에서 채널 등화를 가능하게 하기 위한 전제 조건은 충분한 채널 정보가 수신단에서 획득되었다는 것이다. 실제 시스템에서, 이러한 프로세스는 일반적으로 사전 정의된 기준 신호를 통해 달성된다: 수신단에 알려진 사전 정의된 기준 신호는 송신단에서 송신되고, 채널 응답 정보는 사전 정의된 기준 신호를 수신한 후에 사전 정의된 기준 신호의 값에 기초하여 수신단에서 추정된다. 기준 신호의 구조는 이산 기준 신호(분산된 파일럿(Scattered Pilot)) 구조 및 연속 프리앰블 기반 기준 신호(프리앰블) 구조로 목록화될 수 있다. 시스템은 상이한 목적에 기초하여 바람직한 기준 신호 구조를 선택할 수 있다. 예를 들면, LTE 시스템에서, 다운 링크는 분산된 파일럿 기반 기준 신호 구조를 채택하지만, 업링크는 상이한 변조 방식이 이용되기 때문에 프리앰블 기반 기준 신호 구조를 채택한다.

도 2는 두 타입의 기준 신호 구조를 도시한다.

도 2에 도시된 바와 같이, 좌측 도면은 분산된 부반송파에 분포된 기준 신호를 가진 분산된 파일럿 기반 기준 신호의 구조를 도시하며; 우측 도면은 연속 부반송파에 분포된 기준 신호를 가진 프리앰블 기반 기준 신호의 구조를 도시한다.

본 출원의 실시예에 언급된 프리앰블 기반 기준 신호는 복수의 연속 부반송파 상에 구성된 프리앰블 시퀀스이며, 이는 달리 언급되지 않는 한 LTE 업링크에서 사용되는 것과 유사하다.

도 3은 본 출원의 실시예에 따른 기준 신호를 송신하기 위한 방법의 예시적인 흐름(300)을 도시한다.

도 3에 도시된 바와 같이, 단계(301)에서, 메인 프리앰블 시퀀스가 생성된다.

그 다음, 단계(302)에서, 보조 프리앰블 시퀀스가 생성된다. 사전 정의된 자원상에서의 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스의 합성된 신호는 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호와 동일하다.

최종으로, 단계(303)에서, 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스는 필터 뱅크 다중 반송파 변조에 기초하여 송신된다.

일부 실시예에서, 사전 정의된 자원상에서의 합성된 신호는 메인 프리앰블 시퀀스, 메인 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭, 보조 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭 및 데이터 신호에 의해 생성된 간섭에 의해 합성되며, 정의된 자원은 메인 프리앰블 시퀀스가 송신되는 자원이다.

사전 정의된 자원 상에서 합성된 신호가 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호와 같도록 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스는 적절히 설계된다. 이러한 방식으로, 사전 정의된 기준 신호는 FBMC 변조(예를 들어, OQAM)의 고유 간섭을 이용하여 수신단에서 획득될 수 있음으로써 효율적인 채널 추정을 할 수 있다. 본 출원의 실시예가 적용될 경우, FBMC 시스템은 더 양호한 견고성 및 응용의 넓은 범위를 가질 수 있다.

보조 프리앰블 시퀀스의 다양한 구조가 설계될 수 있다. 본 출원의 실시예에 따라 기준 신호를 송수신하기 위한 방법은 특정 실시예와 관련하여 설명될 것이다.

<실시예 1>

실시예에서, 기준 신호 구조의 특정 설계가 제공되며, 설계 방법은 또한 다른 기준 신호 구조에 적용될 수 있다.

도 4는 본 출원의 실시예 1에 따른 기준 신호의 예시적인 구조를 도시한다. 도 4에서, 개략도는 메인 프리앰블 시퀀스, 보조 프리앰블 시퀀스 및 데이터 블록에서 다중화된 데이터 신호를 예시한다. 도 4에서 알 수 있는 바와 같이, 보조 프리앰블 시퀀스는 메인 프리앰블 시퀀스와 구조적으로 비대칭이다.

본 출원의 다양한 실시예에서, 통상적인 ZC(Zadoff-Chu) 시퀀스는 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호, 즉 타겟 기준 신호 또는 타겟 프리앰블 시퀀스로 사용된다. ZC 시퀀스는 다양한 고유 특성, 예를 들어 양호한 자기 상관 및 상호 상관 특성, 낮은 PAPR(Peak to Average Power Ratio) 등을 갖는다. 이러한 특징은 ZC 시퀀스가 LTE에서의 복조 기준 신호와 같은 무선 통신 시스템에서의 기준 신호의 설계에 널리 사용되도록 할 수 있다. ZC 시퀀스의 생성 방법은 다음의 식 (4)로 표현 될 수 있다:

(4)

여기서

는 루트 인덱스(root index)이고,

는 임의의 정수이다. 본 실시예에서, 루트 인덱스는 생략되고,

는 타겟 프리앰블 시퀀스로서 정의되며,

는 설정된다. ZC 시퀀스는 일례로서만 사용되고, 다른 복소 기준 신호가 또한 본 발명에 사용될 수 있다는 것이 주목되어야 한다.

도 5는 본 출원의 실시예 1에 따라 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스를 생성하기 위한 방법의 개략적인 흐름도를 도시한다. 도 4에 도시된 프리앰블 시퀀스 구조를 생성하기 위한 방법은 이제 도 5를 참조하여 설명될 것이다.

단계(501) : 메인 프리앰블 시퀀스가 생성된다.

기존의 OFDM 변조와는 달리, OQAM 변조의 심볼은 단지 실수 PAM 신호일 수 있고, 교대로 실수 컨스텔레이션 포인트(real constellation point) 또는 허수 컨스텔레이션 포인트로 변조될 수 있다. 따라서, 실수 또는 허수 부분은 일 구현에서 메인 프리앰블 시퀀스를 생성하기 위해 사전 정의된 기준 신호로부터 추출된다. 예를 들면, PAM 형태의 메인 프리앰블 시퀀스의 생성은 ZC 시퀀스의 실수 또는 허수 부분의 추출을 통해 달성될 수 있다:

(5)

허수-실수-교대 변조 (

) 후, 메인 프리앰블 시퀀스에 의해 송신되는 변조된 신호는 다음과 같다:

단계(502) : 메인 프리앰블 시퀀스가 겪는 간섭이 계산된다.

상술한 바와 같이, OQAM 변조만이 실수체 직교성을 갖는다. 송신된 허수-실수-교대 신호는 심지어 왜곡이 없는 채널에서도 수신단에서 허수-실수-교대 간섭을 받게 될 것이다. 이러한 간섭은 인접한 반송파 상의 신호에서 생긴다. 예를 들면, 송신단에서의 제 (m,n) 부반송파 상에 변조된 실수 신호 중 하나가

이라고 가정하면,

은 (채널이 무손실임을 추정하는) 수신단에서의 제 (m,n) 부반송파 상에 수신되며, 여기서:

(6)

여기서 (m',n') 는 제 (m,n) 부반송파에 인접한 부반송파에 대한 인덱스이고;

는 제 (m',n') 부반송파에 대한 심볼이고;

는 OQAM 변조에서 제 (m,n) 반송파에 대한 제 (m',n') 반송파의 간섭 인수이다. 간섭 인수는 적용된 프로토타입 필터의 파라미터에 의해 결정되고, 계산 또는 시뮬레이션에 의해 얻어질 수 있다. D는 제 (m,n) 반송파에 대한 간섭을 일으킬 수 있는 모든 반송파의 인덱스의 세트이다.

도 6은 OQAM 변조에서의 부반송파 사이의 간섭의 다이어그램, 즉, 상술한 간섭 조건의 개략도를 도시한다. 도 6에 도시된 바와 같이, 세트 D는

에 대한 간섭을 일으키는 총 8개의 인접한 반송파를 갖는다.

도 4에서 프리앰블 기반 기준 신호의 구조에 기초하는 경우에, 메인 프리앰블 시퀀스가 겪는 자기 간섭 및 데이터 신호로 인한 간섭은 단계(502)에서 계산된다. 이런 점에서, 보조 프리앰블 시퀀스에 의해 유발된 간섭은 계산되지 않고, 0인 것으로 추정된다는 것이 주목되어야 한다. 메인 프리앰블 시퀀스가 데이터 블록에서 제 n OQAM 심볼임을 가정하고, m이 짝수인 경우에는 다음과 같고:

(7)

또는 m이 홀수인 경우에는 다음과 같다:

(8)

여기서

은 제 (m,n) 부반송파에서 합성되는 등가 복소 신호이고, 원래 변조된 메인 프리앰블 시퀀스 및 생성된 간섭을 포함한다.

는 인접한 반송파에 대한 데이터 신호이고;

는 데이터 신호에 의해 유발된 간섭이며;

는 메인 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 자기 간섭 신호이다.

도 5를 더 참조하면, 단계(503)에서 복소 ZC 시퀀스를 획득하기 위해 원하는 잔류 간섭이 계산된다.

단계(501)의 식 (5)에서, 각 부반송파에서 원래 변조된 메인 프리앰블 시퀀스는 실수 또는 허수

만을 포함한다. 각각의 부반송파 상에서의 변조된 신호는 반송파 간 간섭으로 인해 복소 신호

가 된다. 따라서, 원하는 타겟 ZC 시퀀스는 메인 프리앰블 시퀀스가 위치되는 부반송파에 대한 간섭을 구성함으로써 메인 프리앰블 시퀀스의 반송파 자원에서 재구성될 수 있다. 간섭의 부분이 이미 존재하므로, 원하는 잔류 간섭만이 다음과 같이 계산될 필요가 있다:

(9)

여기서,

는 원하는 잔류 간섭을 나타내고, 다음의 것은 식 (5), (7) 및 (8)에 기초하여 획득될 수 있다 :

m이 짝수인 경우;

m이 홀수인 경우 (10)

단계(504)에서: 보조 프리앰블 시퀀스가 계산된다.

원하는 잔류 간섭

은 식 (10)에 기초하여 계산될 수 있다. 실시예 1에서,

는 도 4에 도시된 바와 같이 보조 프리앰블 시퀀스를 통해 생성된다.

는 보조 프리앰블 시퀀스 벡터이며, 메인 프리앰블 시퀀스 상에 생성된 이의 간섭은 다음과 같이 표현될 수 있다:

(11)

여기서

는 메인 프리앰블 시퀀스 반송파 상에서 보조 프리앰블 시퀀스에 의해 유발된 간섭을 나타낸다. 따라서, m이 짝수인 경우에는

,

이 설정되고, m이 홀수인 경우, 다음의 것이 계산될 수 있다:

여기서:

(12)

보조 프리앰블 시퀀스의 값이 식 (12)을 만족하는 경우에, 메인 프리앰블 시퀀스가 위치되는 부반송파에 생성되는 합성된 복소 시퀀스가

와 동일한 것을 알 수 있다. (실수 및 허수 부분이 추출되지 않고) OQAM 복조에 따르면, 채널에 의해 영향을 받은 ZC 시퀀스는 수신단에서 메인 프리앰블 시퀀스가 송신되는 자원에서 획득될 수 있다. 다시 말하면, 채널은 사전 정의된 ZC 시퀀스, 예를 들어

에 따라 수신단에서 추정될 수 있으며, 여기서

는 제 (m,n) 반송파에서 수신된 복소 OQAM 신호이다.

위의 설명에서, 복소 ZC 시퀀스를 생성하는 방법은 도 5에 도시된 바와 같이 4개의 단계를 통해 제공된다. 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스의 값은 여전히 실수 PAM에 기초하여 취해지지만, 복소 ZC 시퀀스는 기준 신호가 OQAM 변조의 고유 간섭을 이용할 경우에 수신단에서 획득될 수 있다. 따라서, 설계 방법은 OQAM 실수-허수-교대 변조에 의해 조절되지 않고, 임의의 기존의 기준 신호 설계에 적용될 수 있다. 예를 들면, LTE 시스템에서, 순환 확장(cyclic extension)을 갖는 ZC 시퀀스를 이용하고, 디피던트(diffident) 셀에 대한 디피던트 루트 인덱스를 이용하며, 복수의 직교 시퀀스 등을 생성하기 위해 순환 시프트를 이용하는 것과 같이 기준 신호를 설계하기 위한 몇몇 원리는 OQAM 시스템으로 완벽하게 이식될 수 있다.

<실시예 2>

본 실시예에서, 보조 프리앰블 시퀀스의 상이한 구조가 제공되며, 보조 프리앰블 시퀀스는 메인 프리앰블 시퀀스와 구조적으로 대칭이다.

실시예 1에서, 보조 프리앰블 시퀀스의 계산은 매트릭스 연산을 필요로 한다(식 (12)). 매트릭스의 역 연산은 오프라인으로 동작될 수 있다. 그러나, 매트릭스 곱셈의 연산은 여전히 어느 정도의 복잡성을 갖고 있다. 본 실시예에서, 새로운 프리앰블 시퀀스 구조는 이러한 복잡성을 감소시키기 위해 제공된다.

도 7은 본 출원의 실시예 2에 따른 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스의 구조의 다이어그램을 개략적으로 도시한다. 도 7에 도시된 바와 같이, 보조 프리앰블 시퀀스는 메인 프리앰블 시퀀스와 구조적으로 대칭이다. 보조 프리앰블 시퀀스는 이러한 구조의 메인 프리앰블 시퀀스의 양측 상에 배열된다.

일부 구현에서, 보조 프리앰블 시퀀스의 두 그룹은 동일한 값,

을 가지며, 원하는 간섭을 함께 생성할 수 있다. 도 7의 구조에 기초하여, 한 쌍의 대칭 프리앰블 시퀀스는 이 사이의 부반송파에서 비제로 간섭을 생성하고, 메인 프리앰블 시퀀스의 자원상에서 다른 부반송파에서의 간섭은 0이다. 즉, 보조 프리앰블 심볼 쌍

에 대해, 이들에 의해 유발된

상의 간섭이

으로 정의되는 경우, 다음과 같다:

(13)

는 프로토타입 필터 함수의 대칭성으로 인해 획득된다. 더욱이,

, 따라서

, 따라서, 도 7의 프리앰블 시퀀스 구조에 기초하여, 보조 프리앰블 시퀀스의 계산은 또한 실시예 1에 기재된 방법에 의해 수행될 수 있다. 구체적으로는, 먼저, 원하는 간섭

은 실시예 1에 따라 도 5에 도시된 바와 같이 단계(501)-단계(503)에 의해 계산된다. 둘째로, m이 짝수인 경우에는

이 설정되고, m이 홀수인 경우에는

이 설정된다. 그리고 나서 다음의 것이 계산될 수 있다:

(14)

각 부반송파 상의 보조 프리앰블 시퀀스의 값은 반송파상의 원하는 간섭에 따라 간단한 분할 동작을 통해 얻어질 수 있음을 식 (14)에서 알 수 있다. 실시예 1의 식 (12)에 비해, 식 (14)의 복잡성은 상당히 감소된다. 따라서, 본 실시예에서 대칭 보조 프리앰블 시퀀스의 방법은 빠르게 구현될 수 있다.

<실시예 3>

본 실시예에서, 보조 프리앰블 시퀀스가 동일한 자원 상의 데이터 신호와 함께 송신되는 것을 제외하고는 실시예 2와 동일한 보조 프리앰블 시퀀스의 구조가 제공된다.

실시예 2에서, 보조 프리앰블 시퀀스의 대칭 구조는 간단한 보조 프리앰블 시퀀스를 생성할 수 있다. 그러나, 실시예 1에서 도 4의 구조에 비해, 도 7에 도시된 바와 같은 구조는 보조 프리앰블 시퀀스의 2개의 열을 포함한다. 다시 말하면, 대칭 프리앰블 시퀀스 구조는 메인 프리앰블 시퀀스를 생성하는데 사용되는 더 많은 부반송파 자원을 필요로 한다. 더 많은 부반송파 자원의 소비는 낮은 스펙트럼 효율을 의미하는 것이 명백하다. 이러한 실시예에서, 데이터 적재 방법을 통해 보조 프리앰블 시퀀스에 의해 유발된 자원의 소비를 감소시켜, 스펙트럼 이용 효율을 향상시키는 개선된 방법이 제공된다.

도 8은 본 출원의 실시예 3에 따른 메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스의 개략적 구조도를 개략적으로 도시한다. 위의 대칭 보조 프리앰블 시퀀스 구조에서, 보조 프리앰블 시퀀스의 2개의 열은 동일한 값을 갖는다:

. 따라서, 보조 프리앰블 시퀀스의 2개의 열은 [++] 타입의 커버 코드를 사용하는 것으로 고려될 수 있다. 따라서, 데이터 신호 중 하나의 열은 직교 커버 코드를 사용하여 보조 프리앰블 시퀀스 상에 중첩될 수 있다. 예를 들면,

가 보조 프리앰블 시퀀스에 중첩되고 송신되는 데이터 신호로 정의되는 경우, 데이터 신호는 [+-] 타입의 커버 코드를 사용할 수 있다. 즉

. 수신단에서, 수신기는 보조 프리앰블 시퀀스가 송신되는 자원에 데이터 신호만을 조합함으로써 데이터 신호를 복원할 수 있다:

(15)

여기서

는 조합 후에 반송파 m 상의 수신된 신호를 나타내고;

는 보조 프리앰블 시퀀스의 2개의 열이 송신되는 자원 상의 수신된 신호를 나타낸다.

그러나, 메인 프리앰블 시퀀스에 대한 중첩된 데이터 신호의 간섭으로 인해, 이러한 실시예에서 보조 프리앰블 시퀀스를 계산하는 방법은 데이터가 적재되지 않은 경우와 약간 상이하다. 특히, 데이터 신호로 인해 메인 프리앰블 시퀀스가 겪는 간섭이 도 5의 단계(502)에서 계산되는 경우, 중첩된 데이터 신호가 또한 고려되어야 하고, 그리고 나서 보조 프리앰블 시퀀스의 값이 계산된다. 방법의 흐름도는 도 9에 도시된다.

도 9는 본 출원의 실시예 3에 따라 데이터의 적재 방법에 의해 보조 프리앰블 시퀀스를 계산하는 방법의 예시적인 흐름도를 도시한다.

단계(901) : 메인 프리앰블 시퀀스가 생성된다.

메인 프리앰블 시퀀스의 생성은 도 5에 도시된 바와 같은 단계(501)와 동일하다. 예를 들면, 먼저, 타겟 복소 프리앰블 시퀀스가 생성되고, 그 후 타겟 복소 프리앰블 시퀀스의 실수 또는 허수 부분이 메인 프리앰블 시퀀스로서 추출된다.

단계(902) : 메인 프리앰블 시퀀스가 겪는 간섭이 계산된다.

이러한 단계는 도 5에 도시된 바와 같은 단계(502)와 동일하며, 즉 메인 프리앰블 시퀀스가 겪는 간섭을 계산하는 단계는 메인 프리앰블 시퀀스의 자기 간섭과 데이터 신호에 의해 유발된 간섭을 계산하는 단계를 포함한다.

단계(903) : 보조 프리앰블 시퀀스 상에 중첩된 데이터에 의해 유발된 간섭이 계산된다.

중첩된 데이터 신호에 의해 생성된 간섭은 도 5의 단계(502)의 관련 설명에 따라 계산될 수 있고, 이의 중복 설명은 본 명세서에서 생략된다.

단계(904) : 타겟 복소 프리앰블 시퀀스를 획득하기 위해 원하는 잔류 간섭이 계산된다.

단계(905) : 보조 프리앰블 시퀀스가 원하는 잔류 간섭에 따라 계산된다.

단계(904, 905)는 단계(503, 504)와 동일하고, 본 명세서에서 반복되지 않는다.

상술한 것은 3개의 바람직한 실시예를 통해 본 출원에 제공되는 프리앰블 기반 기준 신호를 생성하고 송신하기 위한 방법을 나타낸다. 본 출원의 실시예에 대한 다양한 수정이 가능하다는 것이 이해되어야 한다. 예를 들면, 실시예 1에서의 보조 프리앰블 시퀀스는 또한 보조 프리앰블 시퀀스로 인한 자원 소모를 감소시켜 스펙트럼 이용 효율을 향상시키기 위하여 데이터 신호와 중첩될 수 있다.

일부 실시예에서, 메인 프리앰블 시퀀스와 보조 프리앰블 시퀀스는 모두 디피던트 안테나 포트에서 송신될 수 있고, 상이한 안테나 포트에 사용된 사전 정의된 기준 신호 시퀀스는 서로 직교하거나 준직교한다. 예를 들면, 메인 프리앰블 시퀀스 1 및 보조 프리앰블 시퀀스 1은 제 1 안테나 포트 상에서 송신되고, 이의 합성된 신호는 제 1 안테나 포트에 의해 사용된 기준 신호 시퀀스 1이고; 메인 프리앰블 시퀀스 2 및 보조 프리앰블 시퀀스 2는 제 2 안테나 포트 상에서 송신되고, 이의 합성된 신호는 제 2 안테나 포트에 의해 사용된 기준 신호 시퀀스 2이며; 기준 신호 시퀀스 1 및 기준 신호 시퀀스 2는 서로 직교하거나 준직교한다.

다른 양태에서, 프리앰블 기반 기준 신호를 수신하기 위한 방법이 또한 본 출원의 실시예에 제공된다. OQAM 변조의 고유의 간섭은 본 출원에 따라 프리앰블 기반 기준 신호의 설계에 고려된다. 따라서, 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호는 효과적인 채널 추정을 수행하기 위해 어떠한 간섭 제거 없이 OQAM 변조의 고유의 간섭을 직접 이용하는 수신단에서 획득될 수 있다.

일부 실시예에서, 프리앰블 기반 기준 신호를 수신하기 위한 방법은 사전 정의된 자원에서 프리앰블 기반 기준 신호를 수신하는 단계를 포함한다. 본 출원의 실시예에 따른 프리앰블 시퀀스의 설계 방법에서, 프리앰블 기반 기준 신호는 메인 프리앰블 시퀀스, 메인 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭, 보조 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭 및 데이터 신호에 의해 생성된 간섭에 의해 구성되며, 정의된 자원은 메인 프리앰블 시퀀스가 송신되는 자원이다. 후속하여, 수신된 프리앰블 기반 기준 신호 및 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호에 따라 수신단에서 채널 추정이 수행될 수 있다.

대안적 또는 추가적으로, 보조 프리앰블 시퀀스가 메인 프리앰블 시퀀스와 구조적으로 대칭이고, 보조 프리앰블 시퀀스 및 데이터 신호가 송신을 위한 동일한 자원에 중첩되는 경우, 방법은 보조 프리앰블 시퀀스가 송신되는 자원상에서 신호를 수신하는 단계, 및 데이터 신호를 복구하도록 수신된 신호를 조합하는 단계를 더 포함할 수 있다.

도 10은 본 출원의 예시적인 실시예를 구현하기에 적합한 엔티티(1000)의 간략화된 블록도를 도시한다. 엔티티(1000)는 송신기와 같은 송신 장치로서 구성될 수 있다. 엔티티(1000)는 또한 수신기와 같은 수신 장치로서 구성될 수 있다. 엔티티(1000)는 또한 송수신기와 같은 송신 및 수신 기능 모두를 갖도록 구성될 수 있다.

도 10에 도시된 바와 같이, 엔티티(1000)는 프로세서(1001), 프로세서(1001)에 결합된 메모리(1002), 및 프로세서(1001)에 결합된 적절한 무선 주파수(RF) 안테나(1004)를 포함한다. 메모리(1002)는 프로그램(1003)을 저장한다. 안테나(1004)는 양방향 무선 통신에 적절하다. 도 10에는 하나의 안테나(1004)만이 도시되고, 실제로 복수의 안테나가 가능하다는 것이 주목되어야 한다. 엔티티(1000)는 데이터 경로를 통해 인터넷과 같은 하나 이상의 외부 네트워크 또는 시스템에 결합될 수 있다.

프로그램(1003)은 프로그램 명령어를 포함할 수 있다. 관련 프로세서(1001)에 의해 실행될 때, 이러한 프로그램 명령어는 엔티티(1000)가 본 출원의 예시적인 실시예에 따라 동작하도록 할 수 있다.

본 출원의 실시예는 엔티티(1000)의 프로세서(1001), 하드웨어 또는 이의 조합에 의해 실행될 수 있는 컴퓨터 소프트웨어에 의해 구현될 수 있다.

메모리(1002)는 로컬 기술적 환경에 맞는 임의의 적합한 타입의 메모리일 수 있고, 반도체에 기초한 메모리 장치 및 시스템, 자기 메모리 장치 및 시스템, 광 메모리 장치 및 시스템, 고정 메모리 및 분리형 메모리와 같은 임의의 적합한 데이터 저장 기술을 이용하여 구현될 수 있으며, 이는 비제한적 예일뿐이다. 하나의 메모리만이 엔티티(1000)에 도시되어 있지만, 물리적으로 분리된 복수의 저장 유닛이 엔티티(1000)에 제공될 수 있다. 프로세서(1001)는 로컬 기술 환경에 맞는 임의의 적합한 타입의 프로세서일 수 있고, 범용 컴퓨터, 특수 목적 컴퓨터, 마이크로 프로세서, 디지털 신호 프로세서(DSP), 및 멀티 코어 프로세싱 아키텍처를 기반으로 한 프로세서 중 하나 이상을 포함할 수 있으며. 이는 비제한적 예일뿐이다.

일부 실시예에서, 엔티티(1000)가 송신 장치로서 구성되는 경우, 프로세서(1001)는 메인 프리앰블 시퀀스와 보조 프리앰블 시퀀스를 생성하도록 구성되고, 안테나(1004)는 생성된 메인 프리앰블 시퀀스와 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하도록 구성된다.

일부 실시예에서, 엔티티(1000)가 수신 장치로서 구성되는 경우, 안테나(1004)는 사전 정의된 자원에서 프리앰블 기반 기준 신호를 수신하도록 구성되고, 프로세서(1001)는 수신된 프리앰블 기반 기준 신호와 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호에 따라 채널을 추정하도록 구성된다. 수신된 프리앰블 기반 기준 신호는 메인 프리앰블 시퀀스, 메인 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭, 보조 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭 및 데이터 신호에 의해 생성된 간섭으로 구성되며, 정의된 자원은 메인 프리앰블 시퀀스가 송신되는 자원이다.

엔티티(1000)의 각 유닛은 본 출원의 예시적인 실시예를 구현하기 위해 구성된다는 것이 이해되어야 한다. 따라서, 도면에 관련하여 설명된 위의 동작 및 특징은 또한 엔티티(1000) 및 이 내의 유닛에 적용 가능하며, 이에 대한 상세한 설명은 생략될 것이다.

본 발명의 실시예에서 설명된 모듈은 특정 하드웨어, 소프트웨어, 또는 이의 조합을 사용하여 구현될 수 있다. 게다가, 본 명세서에 설명된 모듈은 프로세서에서 구현될 수 있다. 예를 들면, 그것은 메인 프리앰블 시퀀스 생성 유닛을 포함하는 프로세서로서 설명될 수 있다. 어떤 경우에 이러한 모듈의 이름은 모듈 자체에 대한 어떠한 제한을 도입하도록 의도하지 않는다. 예를 들면, 메인 프리앰블 시퀀스 생성 유닛은 또한 "메인 프리앰블 시퀀스를 생성하기 위한 유닛"으로 설명될 수 있다.

게다가, 상술한 바와 같이 기지국 또는 사용자의 장치 내에 포함되는 컴퓨터 판독 가능한 저장 매체일 수 있는 컴퓨터 판독 가능한 저장 매체가 제공되며, 또는 컴퓨터 판독 가능한 저장 매체는 임의의 단부에 맞추어지기 보다는 개별적으로 존재한다. 컴퓨터 판독 가능한 저장 매체 상에 저장된 하나 이상의 컴퓨터 프로그램이 존재하며, 하나 이상의 프로세서는 필터 뱅크에 기초하여 신호를 송수신하기 위한 방법을 수행하도록 하나 이상의 컴퓨터 프로그램을 실행한다.

상술한 설명은 본 출원의 바람직한 실시예와 적용된 기술의 원리의 설명일 뿐이다. 본 출원에 개시된 바와 같이 청구된 솔루션의 범위는 상술한 특징의 특정 조합으로 구성된 것에 한정되지 않고, 본 발명의 개념에서 벗어나지 않고 상술한 것으로부터의 특징의 임의의 조합 또는 이의 균등물에 의해 형성된 다른 솔루션, 예를 들어 상술한 바와 같은 하나 이상의 특징을 본 출원에 개시된 유사한 기능(이에 한정되지 않음)을 가진 하나 이상의 특징으로 대체함으로써 형성된 솔루션을 커버해야 하는 것을 당업자는 이해할 것이다.

Claims

프리앰블 기반 기준 신호를 송신하기 위한 방법에 있어서,
메인 프리앰블 시퀀스를 생성하는 단계;
보조 프리앰블 시퀀스를 생성하는 단계로서, 사전 정의된 자원상에서, 상기 메인 프리앰블 시퀀스 및 상기 보조 프리앰블 시퀀스의 합성된 신호가 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호와 동일한 상기 생성하는 단계; 및
필터 뱅크 다중 반송파 변조에 기초하여 상기 메인 프리앰블 시퀀스 및 상기 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하는 단계를 포함하는 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 사전 정의된 자원 상의 상기 합성된 신호는 상기 메인 프리앰블 시퀀스, 상기 메인 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭, 상기 보조 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭 및 데이터 신호에 의해 생성된 간섭에 의해 합성되며, 상기 정의된 자원은 상기 메인 프리앰블 시퀀스가 송신되는 자원인 방법.
제 2 항에 있어서,
상기 보조 프리앰블 시퀀스를 생성하는 단계는
상기 메인 프리앰블 시퀀스, 상기 메인 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭, 상기 보조 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭 및 상기 데이터 신호에 의해 생성된 간섭의 합이 상기 사전 정의된 자원 상에서 상기 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호와 동일하도록 상기 보조 프리앰블 시퀀스를 계산하는 단계를 포함하는 방법.
제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 보조 프리앰블 시퀀스는 상기 메인 프리앰블 시퀀스와 구조적으로 대칭이거나 비대칭인 방법.
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하는 단계는
할당된 자원에 상기 보조 프리앰블 시퀀스만을 송신하는 단계; 또는
상기 할당된 자원 상의 상기 데이터 신호와 중첩된 상기 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하는 단계를 포함하는 방법.
제 2 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 간섭은 상기 필터 뱅크 다중 반송파 변조에 기초한 상이한 부반송파 간의 간섭인 방법.
제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 메인 프리앰블 시퀀스를 생성하는 단계는
상기 메인 프리앰블 시퀀스를 생성하기 위해 상기 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호로부터 실수 부분 또는 허수 부분을 추출하는 단계를 포함하는 방법.
제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 메인 프리앰블 시퀀스 및 상기 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하는 단계는
복수의 연속 부반송파 자원에 상기 메인 프리앰블 시퀀스 및 상기 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하는 단계를 포함하는 방법.
제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 메인 프리앰블 시퀀스 및 상기 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하는 단계는
상이한 안테나 포트에서 상기 메인 프리앰블 시퀀스 및 상기 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하는 단계로서, 상기 상이한 안테나 포트에서 이용되는 상기 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호는 서로 직교하거나 준직교하는 상기 송신하는 단계를 포함하는 방법.
프리앰블 기반 기준 신호를 수신하기 위한 방법에 있어서,
사전 정의된 자원 상에서 상기 프리앰블 기반 기준 신호를 수신하는 단계로서, 상기 프리앰블 기반 기준 신호는 메인 프리앰블 시퀀스, 상기 메인 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭, 보조 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭 및 데이터 신호에 의해 생성된 간섭에 의해 구성되며, 상기 정의된 자원은 상기 메인 프리앰블 시퀀스가 송신되는 자원인 상기 수신하는 단계; 및
상기 수신된 프리앰블 기반 기준 신호 및 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호에 따라 채널을 추정하는 단계를 포함하는 방법.
제 10 항에 있어서,
상기 보조 프리앰블 시퀀스는 상기 메인 프리앰블 시퀀스와 구조적으로 대칭이고, 상기 보조 프리앰블 시퀀스 및 상기 데이터 신호는 송신을 위한 동일한 자원에 중첩되는 경우, 상기 방법은
상기 보조 프리앰블 시퀀스가 송신되는 자원상에서 신호를 수신하는 단계, 및 상기 데이터 신호를 복구하도록 수신된 신호를 조합하는 단계를 더 포함하는 방법.
송신기에 있어서,
메인 프리앰블 시퀀스 및 보조 프리앰블 시퀀스를 생성하도록 구성된 프로세서로서, 사전 정의된 자원에서, 상기 메인 프리앰블 시퀀스 및 상기 보조 프리앰블 시퀀스의 합성된 신호는 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호와 동일한 상기 프로세서; 및
필터 뱅크 다중 반송파 변조에 기초하여 상기 메인 프리앰블 시퀀스 및 상기 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하도록 구성된 안테나를 포함하는 송신기.
제 12 항에 있어서,
상기 사전 정의된 자원 상의 상기 합성된 신호는 상기 메인 프리앰블 시퀀스, 상기 메인 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭, 상기 보조 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭 및 데이터 신호에 의해 생성된 간섭에 의해 합성되며, 상기 정의된 자원은 상기 메인 프리앰블 시퀀스가 송신되는 자원인 송신기.
제 13 항에 있어서,
상기 프로세서는
상기 메인 프리앰블 시퀀스, 상기 메인 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭, 상기 보조 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭 및 상기 데이터 신호에 의해 생성된 간섭의 합이 상기 사전 정의된 자원 상에서 상기 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호와 동일하도록 상기 보조 프리앰블 시퀀스를 계산함으로써 상기 보조 프리앰블 시퀀스를 생성하도록 구성되는 송신기.
제 12 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 보조 프리앰블 시퀀스는 상기 메인 프리앰블 시퀀스와 구조적으로 대칭이거나 비대칭인 송신기.
제 12 항 내지 제 15 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 안테나는
할당된 자원에 상기 보조 프리앰블 시퀀스만을 송신하거나,
상기 할당된 자원 상의 상기 데이터 신호와 중첩된 상기 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하도록 구성되는 송신기.
제 13 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 간섭은 상기 필터 뱅크 다중 반송파 변조에 기초한 상이한 부반송파 간의 간섭인 송신기.
제 12 항 내지 제 17 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 프로세서는
상기 메인 프리앰블 시퀀스를 생성하기 위해 상기 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호로부터 실수 부분 또는 허수 부분을 추출함으로써 상기 메인 프리앰블 시퀀스를 생성하도록 구성되는 송신기.
제 12 항 내지 제 18 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 안테나는 복수의 연속 부반송파 자원에 상기 메인 프리앰블 시퀀스 및 상기 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하도록 구성되는 송신기.
제 12 항 내지 제 19 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 안테나는 상이한 안테나 포트에서 상기 메인 프리앰블 시퀀스 및 상기 보조 프리앰블 시퀀스를 송신하도록 구성되며, 상기 상이한 안테나 포트에서 이용되는 상기 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호는 서로 직교하거나 준직교하는 송신기.
수신기에 있어서,
사전 정의된 자원 상에서 프리앰블 기반 기준 신호를 수신하도록 구성된 안테나로서, 상기 프리앰블 기반 기준 신호는 메인 프리앰블 시퀀스, 상기 메인 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭, 보조 프리앰블 시퀀스에 의해 생성된 간섭 및 데이터 신호에 의해 생성된 간섭에 의해 구성되며, 상기 사전 정의된 자원은 상기 메인 프리앰블 시퀀스가 송신되는 자원인 상기 안테나; 및
상기 수신된 프리앰블 기반 기준 신호 및 사전 정의된 프리앰블 기반 기준 신호에 따라 채널을 추정하도록 구성된 프로세서를 포함하는 수신기.
제 21 항에 있어서,
상기 보조 프리앰블 시퀀스는 상기 메인 프리앰블 시퀀스에 대해 구조적으로 대칭이고, 상기 보조 프리앰블 시퀀스 및 상기 데이터 신호는 송신을 위한 동일한 자원에 중첩될 때, 상기 안테나는 상기 보조 프리앰블 시퀀스가 송신되는 자원 상의 신호를 수신하도록 더 구성되고, 상기 프로세서는 상기 보조 프리앰블 시퀀스가 상기 데이터 신호를 복구하도록 송신되는 자원에서 수신된 신호를 조합하도록 더 구성되는 수신기.