KR20160092513A - Method and appratus for self interference cancelling - Google Patents
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Abstract
Description
본 기재는 송신 신호에 의해 발생된 수신 신호에 대한 자기 간섭을 제거하는 방법 및 장치에 관한 것이다. The present disclosure relates to a method and apparatus for eliminating magnetic interference to a received signal generated by a transmitted signal.
동일대역 전이중(Inband Full Duplex, IFD) 방식은 동일한 시간에 동일한 주파수 대역에서 신호를 송신하면서 동시에 신호를 수신하는 기술로서, 현재 무선 통신 시스템에서 채택되고 있는 반이중(Half Duplex, HD) 방식 대비 이론적으로 최대 2배의 무선 용량 증대가 가능하다. The Inband Full Duplex (IFD) scheme is a technology that simultaneously receives signals while transmitting signals in the same frequency band at the same time. It is theoretically compared with the Half Duplex (HD) scheme adopted in current wireless communication systems It is possible to increase the wireless capacity up to twice.
도 1은 반이중 시스템을 나타낸 개념도이다. 도 1을 참조하면, 반이중 시스템의 노드는 분배된 시간 또는 주파수를 통해 신호를 송수신하기 때문에, 즉, 신호의 송수신에 서로 다른 시간 또는 주파수 자원을 사용하기 때문에 송수신되는 신호 간의 직교성을 유지하기 쉽다. 하지만, 반이중 시스템에서 신호 송수신에 서로 다른 시간 또는 주파수 자원을 사용하게 되면, 전이중 시스템에 비해 자원이 2배로 낭비될 수 있다. 특히, IFD 시스템은 반이중 시스템의 비효율을 해결하기 위한 해결책으로서, IFD 시스템의 노드는 동일 대역(즉, 같은 주파수 자원)에서 동시(즉, 같은 시간 자원)에 신호를 송수신 할 수 있다. IFD 시스템은 이론적으로 반이중 시스템에 비해 최대 2배의 링크 용량을 증대할 수 있다. IFD 방식은 5세대(5-generation, 5G) 이동통신에서 추구하는, 스마트폰과 같은 소형 무선 장치의 트래픽 용량을 1000배 늘리려는 목표를 달성하기 위해 반드시 필요한 기술이다.1 is a conceptual diagram showing a half-duplex system. Referring to FIG. 1, a node of a half-duplex system transmits / receives a signal through a distributed time or frequency, that is, it uses different time or frequency resources for transmission / reception of signals, so it is easy to maintain orthogonality between signals transmitted and received. However, if half-duplex systems use different time or frequency resources for signal transmission and reception, resources may be wasted twice as compared to full-duplex systems. In particular, an IFD system is a solution to overcome the inefficiency of a half-duplex system, in which nodes of the IFD system can transmit and receive signals simultaneously (i. E., The same time resources) in the same band (i. The IFD system can theoretically increase the link capacity up to twice as much as the half-duplex system. The IFD method is a necessary technology for achieving the goal of increasing the traffic capacity of a small radio device such as a smart phone, which is pursued by 5-generation (5G) mobile communication, 1000 times.
하지만, IFD 시스템을 구현하기 위해 자기 간섭 신호가 제거될 필요가 있다. 즉, IFD 시스템의 송수신 장치에서 송신되는 신호(자기 간섭 신호)가 수신단으로 유입되기 쉽고, 따라서 자기 간섭 신호가 유효 수신 신호에 매우 강한 자기 간섭으로 작용하는 문제점이 있다. 이러한 자기 간섭을 제거하기 위한 기술이 자기 간섭 제거(Self-Interference Cancellation, SIC) 기술이다.However, the self interference signal needs to be removed to implement the IFD system. That is, a signal (magnetic interference signal) transmitted from the transmitter / receiver of the IFD system is apt to flow into the receiving end, and thus the magnetic interference signal has a problem of very strong magnetic interference with the effective reception signal. A technique for eliminating such magnetic interference is a Self-Interference Cancellation (SIC) technique.
한 실시예는, 자기 간섭 제거를 수행하는 송수신 노드를 제공한다.One embodiment provides a transmit / receive node that performs self interference cancellation.
다른 실시예는, 자기 간섭 제거 방법을 제공한다.Another embodiment provides a method of magnetic interference cancellation.
한 실시예에 따르면, 자기 간섭 제거를 수행하는 송수신 노드가 제공된다. 상기 송수신 노드는, 노드에서 송신하는 송신 신호에 의해, 노드로 수신되는 수신 신호에 발생된 자기 간섭을 제거하는, 아날로그 영역에서 동작하는 아날로그 필터, 그리고 아날로그 필터의 필터 계수를 결정하는 제어부를 포함한다.According to one embodiment, a transmitting / receiving node that performs self interference cancellation is provided. The transmitting and receiving node includes an analog filter operating in the analog domain and a filter for determining the filter coefficient of the analog filter to remove the magnetic interference generated in the received signal received at the node by the transmission signal transmitted from the node .
상기 송수신 노드에서 송신 신호는, 시간 영역의 훈련 필드에 포함된 전송 페이즈에서 송신되고, 훈련 필드에 포함된 엠프티 페이즈에서 송신되지 않을 수 있다. The transmission signal at the transmission / reception node may be transmitted in the transmission phase included in the training field in the time domain and not transmitted in the empty phase included in the training field.
상기 송수신 노드의 이웃 노드가 전송 페이즈에서 동작하는 동안, 노드는 엠프티 페이즈에서 동작할 수 있다.While the neighbor node of the transmitting / receiving node is operating in the transmission phase, the node may operate in the empty phase.
상기 송수신 노드는, 동일대역 전이중(Inband Full Duplex, IFD) 방식 또는 반이중(Half Duplex, HD) 방식으로 동작할 수 있다. The transmitting and receiving node can operate in the same band full duplex (IFD) scheme or half duplex (HD) scheme.
상기 송수신 노드에서, 아날로그 필터는, 유한 임펄스 응답(Finite Impulse Response, FIR) 필터일 수 있다. At the transmitting / receiving node, the analog filter may be a finite impulse response (FIR) filter.
상기 송수신 노드에서, 제어부는, 디지털 영역에서 동작할 수 있다. In the transmission / reception node, the control unit can operate in the digital domain.
상기 송수신 노드는, 송신 신호 및 수신 신호를 기저대역 샘플링 하는 채널/신호 추정부를 더 포함하고, 제어부는, 기저대역 샘플링된 송신 신호 및 기저대역 샘플링된 수신 신호와, 아날로그 필터로부터 수신된 시간 지연 값을 바탕으로 필터 계수를 결정할 수 있다. The transmission / reception node further includes a channel / signal estimation unit for baseband sampling the transmission signal and the reception signal, and the control unit includes a baseband-sampled transmission signal and a baseband-sampled reception signal, a time delay value The filter coefficient can be determined based on the filter coefficient.
상기 송수신 노드에서, 채널/신호 추정부는, 송신 신호를 기저대역 샘플링하고, 이어서 수신 신호를 기저대역 샘플링할 수 있다. In the transmitting / receiving node, the channel / signal estimator may perform baseband sampling on a transmission signal, and then baseband sampling on a reception signal.
상기 송수신 노드에서, 채널/신호 추정부는, 송신 신호 및 수신 신호를 동시에 기저대역 샘플링할 수 있다. In the transmitting / receiving node, the channel / signal estimator may perform baseband sampling of a transmission signal and a reception signal at the same time.
상기 송수신 노드는, 노드의 송신 모듈에서 생성된 송신 신호를 안테나로 전달하고, 안테나를 통해 수신된 수신 신호를 노드의 수신 모듈로 전달하며, 자기 간섭에 의한 자기 간섭 신호를 아날로그 필터로 입력하는 분배부를 더 포함할 수 있다.The transmission / reception node transmits a transmission signal generated in a transmission module of a node to an antenna, transmits a reception signal received through an antenna to a reception module of the node, and distributes a magnetic interference signal due to magnetic interference to an analog filter And the like.
다른 실시예에 따르면, 송수신 노드의 자기 간섭 제거 방법이 제공된다. 상기 자기 간섭 제거 방법은, 아날로그 영역에서 동작하는 아날로그 필터의 필터 계수를 결정하는 단계, 그리고 필터 계수를 바탕으로, 노드에서 송신하는 송신 신호에 의해 노드로 수신되는 수신 신호에 발생된 자기 간섭을 제거하는 단계를 포함한다.According to another embodiment, a method for canceling magnetic interference of a transmitting / receiving node is provided. The method includes the steps of determining a filter coefficient of an analog filter operating in an analog domain and removing magnetic interference generated in a received signal received by the node with a transmission signal transmitted from the node, .
상기 자기 간섭 제거 방법에서 송신 신호는, 시간 영역의 훈련 필드에 포함된 전송 페이즈에서 송신되고, 훈련 필드에 포함된 엠프티 페이즈에서 송신되지 않을 수 있다. In the magnetic interference cancellation method, the transmission signal may be transmitted in the transmission phase included in the training field in the time domain and not transmitted in the empty phase included in the training field.
상기 자기 간섭 제거 방법에서 노드의 이웃 노드가 전송 페이즈에서 동작하는 동안, 노드는 엠프티 페이즈에서 동작할 수 있다.In the magnetic interference cancellation method, the node can operate in the empty phase while the node's neighbor node is operating in the transmission phase.
상기 자기 간섭 제거 방법에서 노드는, 동일대역 전이중(Inband Full Duplex, IFD) 방식 또는 반이중(Half Duplex, HD) 방식으로 동작할 수 있다.In the magnetic interference cancellation method, a node can operate in the same band full duplex (IFD) scheme or half duplex (HD) scheme.
상기 자기 간섭 제거 방법에서 아날로그 필터는, 유한 임펄스 응답(Finite Impulse Response, FIR) 필터일 수 있다.In the magnetic interference cancellation method, the analog filter may be a finite impulse response (FIR) filter.
상기 자기 간섭 제거 방법에서 결정하는 단계는, 노드의 제어부에 의해 디지털 영역에서 수행될 수 있다. The step of determining in the magnetic interference cancellation method may be performed in the digital domain by the control unit of the node.
상기 자기 간섭 제거 방법은, 송신 신호 및 수신 신호를 기저대역 샘플링 하는 단계를 더 포함하고, 결정하는 단계는, 기저대역 샘플링된 송신 신호 및 기저대역 샘플링된 수신 신호와, 아날로그 필터로부터 수신된 시간 지연 값을 바탕으로 필터 계수를 결정하는 단계를 포함할 수 있다.The method of claim 1, further comprising: baseband sampling the transmitted signal and the received signal, wherein determining comprises: receiving a baseband sampled transmitted signal and a baseband sampled received signal and a time delay received from the analog filter And determining a filter coefficient based on the value.
상기 자기 간섭 제거 방법에서 기저대역 샘플링 하는 단계는, 송신 신호를 기저대역 샘플링하고, 이어서 수신 신호를 기저대역 샘플링하는 단계를 포함할 수 있다.The baseband sampling in the magnetic interference cancellation method may include baseband sampling the transmitted signal and then baseband sampling the received signal.
상기 자기 간섭 제거 방법에서 기저대역 샘플링 하는 단계는, 송신 신호 및 수신 신호를 동시에 기저대역 샘플링하는 단계를 포함할 수 있다.The baseband sampling in the magnetic interference cancellation method may include baseband sampling of the transmission signal and the reception signal simultaneously.
상기 자기 간섭 제거 방법은, 노드의 송신 모듈에서 생성된 송신 신호를 안테나로 전달하고, 안테나를 통해 수신된 수신 신호를 노드의 수신 모듈로 전달하며, 자기 간섭에 의한 자기 간섭 신호를 아날로그 필터로 입력하는 단계를 더 포함할 수 있다.The magnetic interference cancellation method includes transmitting a transmission signal generated by a transmission module of a node to an antenna, transmitting a reception signal received through the antenna to a reception module of the node, inputting a magnetic interference signal by magnetic interference into an analog filter The method comprising the steps of:
실시예에 따르면, 자기 간섭 신호의 제거를 위한 아날로그 필터의 필터 계수를 효율적으로 추정함으로써, 광대역에 걸쳐 주변 환경 변화에 빠르게 적응하고 저비용(적은 메모리 사용률), 저복잡도 및 저전력 소모를 달성할 수 있다.According to the embodiment, by efficiently estimating the filter coefficient of the analog filter for removing the magnetic interference signal, it is possible to quickly adapt to changes in the surrounding environment over a wide bandwidth, achieve low cost (low memory utilization), low complexity and low power consumption .
도 1은 반이중 시스템을 나타낸 개념도이다.
도 2는 한 실시예에 따른 IFD 시스템을 나타낸 개념도이다.
도 3은 한 실시예에 따른 송수신 노드를 나타낸 블록도이다.
도 4는 다른 실시예에 따른 송수신 노드를 나타낸 블록도이다.
도 5는 한 실시예에 따른 아날로그 필터 제어 방법을 나타낸 흐름도이다.
도 6은 한 실시예에 따른 노드 간 양방향 IFD 통신에 사용되는 제1 프로토콜을 나타낸 개념도이다.
도 7은 다른 실시예에 따른 노드 간 양방향 IFD 통신에 사용되는 제2 프로토콜을 나타낸 개념도이다.
도 8은 한 실시예에 따른 노드를 나타낸 블록도이다.1 is a conceptual diagram showing a half-duplex system.
2 is a conceptual diagram showing an IFD system according to an embodiment.
3 is a block diagram illustrating a transmitting / receiving node according to an embodiment.
4 is a block diagram illustrating a transmitting / receiving node according to another embodiment.
5 is a flowchart illustrating an analog filter control method according to an embodiment.
6 is a conceptual diagram illustrating a first protocol used for inter-node bi-directional IFD communication according to one embodiment.
7 is a conceptual diagram illustrating a second protocol used for inter-node bi-directional IFD communication according to another embodiment.
8 is a block diagram illustrating a node according to one embodiment.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 기재의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 기재는 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 기재를 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings so that those skilled in the art can easily carry out the present invention. However, the present disclosure can be embodied in various different forms and is not limited to the embodiments described herein. In order to clearly illustrate the present invention in the drawings, parts not related to the description are omitted, and like reference numerals are given to similar parts throughout the specification.
명세서 전체에서, 노드(node)는, 단말(terminal), 이동국(mobile station, MS), 이동 단말(mobile terminal, MT), 진보된 이동국(advanced mobile station, AMS), 고신뢰성 이동국(high reliability mobile station, HR-MS), 가입자국(subscriber station, SS), 휴대 가입자국(portable subscriber station, PSS), 접근 단말(access terminal, AT), 사용자 장비(user equipment, UE), 기계형 통신 장비(machine type communication device, MTC device) 등을 지칭할 수도 있고, MT, MS, AMS, HR-MS, SS, PSS, AT, UE 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.Throughout the specification, a node is referred to as a terminal, a mobile station (MS), a mobile terminal (MT), an advanced mobile station (AMS), a high reliability mobile a subscriber station (SS), a portable subscriber station (PSS), an access terminal (AT), a user equipment (UE), a mechanical communication equipment and may include all or some of the functions of MT, MS, AMS, HR-MS, SS, PSS, AT, UE and the like.
또는, 노드(node)는, 기지국(base station, BS), 진보된 기지국(advanced base station, ABS), 고신뢰성 기지국(high reliability base station, HR-BS), 노드B(node B), 고도화 노드B(evolved node B, eNodeB), 접근점(access point, AP), 무선 접근국(radio access station, RAS), 송수신 기지국(base transceiver station, BTS), MMR(mobile multihop relay)-BS, 기지국 역할을 수행하는 중계기(relay station, RS), 기지국 역할을 수행하는 중계 노드(relay node, RN), 기지국 역할을 수행하는 진보된 중계기(advanced relay station, ARS), 기지국 역할을 수행하는 고신뢰성 중계기(high reliability relay station, HR-RS), 소형 기지국[펨토 기지국(femto BS), 홈 노드B(home node B, HNB), 홈 eNodeB(HeNB), 피코 기지국(pico BS), 매크로 기지국(macro BS), 마이크로 기지국(micro BS) 등] 등을 지칭할 수도 있고, ABS, 노드B, eNodeB, AP, RAS, BTS, MMR-BS, RS, RN, ARS, HR-RS, 소형 기지국 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.Alternatively, the node may be a base station (BS), an advanced base station (ABS), a high reliability base station (HR-BS), a node B, An access point (AP), a radio access station (RAS), a base transceiver station (BTS), a mobile multihop relay (MMR) A relay node (RN) serving as a base station, an advanced relay station (ARS) serving as a base station, a high-reliability repeater (serving as a base station) a high reliability relay station (HR-RS), a small base station (femto BS), a home node B (HNB), a home eNodeB (HeNB), a pico BS, BS, RS, RN, ARS, HR-RS, small base station, etc.), and the like may be referred to as an ABS, a Node B, an eNodeB, an AP, a RAS, a BTS, It may comprise a portion or part of the functions of the.
도 2는 한 실시예에 따른 IFD 시스템을 나타낸 개념도이다.2 is a conceptual diagram showing an IFD system according to an embodiment.
도 2를 참조하면, IFD 시스템에서 각 노드는 송신 신호의 수신 신호에 대한 자기 간섭을 경험하므로, SIC 기술이 필수적이다. 예를 들어, SIC 기술로서, 송신 안테나와 수신 안테나를 물리적으로 상당 간격 이격하는 안테나 영역의 전파(propagation) SIC 기술이 있다. 전파 SIC 기술은 송수신 안테나를 상당 간격으로 떨어뜨려 배치함으로써 자기 간섭 레벨을 낮출 수 있고, 잔류 자기 간섭은 디지털 영역에서 제거될 수 있다. 하지만, 전파 SIC 기술은 송수신 안테나 간의 간격이 상당하게 확보될 필요가 있으므로, 소형 장치에 적용하기 어렵다. 즉, 소형 장치에는 송수신 안테나 간 간격에 대한 물리적 제한 조건이 존재하므로, 송수신 안테나를 물리적으로 이격시키지 않고도 SIC를 수행할 수 있는 기술이 필요하다.Referring to FIG. 2, in the IFD system, since each node experiences magnetic interference with a received signal of a transmission signal, the SIC technique is essential. For example, as an SIC technique, there is a propagation SIC technique of an antenna area physically spaced apart from a transmitting antenna and a receiving antenna. The radio SIC technique can lower the magnetic interference level by placing the transmitting / receiving antennas at a considerable distance, and the residual magnetic interference can be eliminated in the digital domain. However, the propagation SIC technique is difficult to apply to small-sized apparatuses because the gap between the transmitting and receiving antennas needs to be considerably secured. That is, since there is a physical restriction condition on the spacing between the transmitting and receiving antennas in the small apparatus, there is a need for a technique capable of performing the SIC without physically separating the transmitting and receiving antennas.
아날로그 회로 영역의 SIC 기술은 수동 SIC 기술 및 능동 SIC 기술로 나뉠 수 있다. 수동 SIC 기술은 수동 소자를 이용하여 SIC를 구현하는데, SIC 이득을 쉽게 얻을 수 있지만 이득의 크기에 한계가 있다. 반면 능동 SIC 기술은 수동 SIC 기술에 비해 큰 SIC 이득을 얻을 수 있는 기술이다. 하지만, 종래 능동 SIC 기술은 광대역에 걸쳐 주변 환경의 변화에 빠르게 적응하면서 높은 SIC 이득을 유지하기 어렵다. 또한, 고비용(메모리 사용 등), 고복잡도 및 고전력이 필요한 단점이 있다.The SIC technology in the analog circuit area can be divided into the manual SIC technology and the active SIC technology. Passive SIC technology implements SIC using passive components, which can easily achieve SIC gain but has a limited amount of gain. On the other hand, active SIC technology is a technology that can achieve large SIC gain compared to manual SIC technology. However, conventional active SIC technology is difficult to maintain a high SIC gain while adapting quickly to changes in the surrounding environment over a wide bandwidth. In addition, there is a disadvantage that high cost (memory use, etc.), high complexity and high power are required.
도 3은 한 실시예에 따른 송수신 노드를 나타낸 블록도이다.3 is a block diagram illustrating a transmitting / receiving node according to an embodiment.
도 3을 참조하면, 한 실시예에 따른 송수신 노드(100)는, 안테나 도메인(antenna domain), 아날로그 회로 도메인(analog circuit domain) 및 디지털 영역(digital domain)에 각각 대응되는, 안테나부(110), 아날로그 회로영역 송수신부(120), 그리고 기저대역 디지털영역 송수신부(130)를 포함한다. 본 기재에서 송수신 노드는 IFD 방식으로 동작하거나 또는 HD 방식으로 동작할 수 있다.3, the transmitting and receiving node 100 according to one embodiment includes an
안테나부(110)는, 1개의 송신용 안테나(111) 및 1개의 수신용 안테나(112)를 포함한다. 이에 따라 송수신 노드는 송신용 안테나(111)와 수신용 안테나(112) 사이의 물리적 이격 거리만큼 SIC 이득을 얻을 수 있고, 스펙트럼 효율은 기존의 HD 방식과 유사한 수준으로 제한된다. 즉, 한 실시예에 따른 송수신 노드(100)의 안테나부(110)가 송신용 및 수신용으로 각각 하나의 안테나를 포함함으로써, 안테나 간 채널의 상관성이 없는 이상적인 환경에서 송수신 노드(100)의 스펙트럼 효율 측면은 2×2 MIMO(multi-input multi-output) 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing)을 적용하는 HD 방식과 차이가 없다.The
아날로그 회로영역 송수신부(120)는, 아날로그 필터(121), 전력 증폭부(power amplifier, PA)(122), 저소음 증폭부(low noise amplifier, LNA)(123), 믹서(mixer)(124), 적분기(integrator)(125), 로컬 오실레이터(local oscillator, LO)(미도시), 디지털-아날로그 변환부(digital-to-analog converter, DAC)(126), 자동 이득 제어부(automatic gain controller, AGC)(미도시), 그리고 아날로그-디지털 변환부(analog-to-digital conveter, ADC)(127)를 포함한다.The analog
아날로그 필터(121)는, 수신용 안테나(120)를 통해 수신 모듈로 유입되는 자기 간섭 신호를 제거한다. 이때, 아날로그 필터(121)로서 적응 아날로그 유한 임펄스 응답(Finite Impluse Response, FIR) 필터 등이 사용될 수 있다. 그리고, 아날로그 필터(121)는 하드웨어 소자의 가변성에 의한 성능 열화를 방지할 수 있도록 간결하게 설계될 수 있다. 예를 들어, 아날로그 필터(121)는 N개의 지연 라인(delay line)을 이용한 탭 및 각 탭에 연결된 감쇠기(attenuator)로 구성될 수 있다. 이때, 각 탭에 연결된 감쇠기에 적용되는 가중치는 기저대역 디지털영역 송수신부(130)에 포함된 채널/신호 추정부(channel/signal estimator)(131) 및 제어부(filter weight generator)(133)에서 생성되고, 이로써 아날로그 회로영역 송수신부(120) 및 기저대역 디지털영역 송수신부(130) 사이의 인터워킹(interworking)이 구현될 수 있다. The
전력 증폭부(122)는 믹서(124) 및 로컬 오실레이터에서 RF 신호로 변환된 송신 신호를 증폭한다.The
저소음 증폭부(123)는 수신용 안테나(120)를 통해 수신된 신호를 증폭하여 잡음을 감소시킨다. The low
믹서(124)는 기저대역의 아날로그 신호에, 로컬 오실레이터에 의해 생성되는 반송 주파수 fc에 해당하는 정현파 신호를 곱한다(수학적 곱셈).
적분기(125)는 저소음 증폭부의 출력 신호와 로컬 오실레이터의 반송 주파수에 해당하는 정현파 신호의 수학적 곱셈에, 상기 정현파 신호의 주기에 해당하는 시간 구간 마다 수학적 적분을 수행함으로써, 수신된 RF 신호를 기저대역 신호로 변환한다.The
DAC(126)는 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하고, ADC(127)은 반대로 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다.The
AGC는 입력 신호의 이득을 원하는 기준 레벨로 조정한다.The AGC adjusts the gain of the input signal to a desired reference level.
기저대역 디지털영역 송수신부(130)는 채널/신호 추정부(131), 송신 데이터 생성부(Tx data generator)(132), 그리고 제어부(133)를 포함한다. 한 실시예에 따르면 기저대역 디지털영역 송수신부(130)는 수신 데이터 생성부(Rx data generator)(미도시)를 포함할 수 있다.The baseband
채널/신호 추정부(131)는, 아날로그 필터(121)로부터 입력된 신호 x(t)에 의해 수신 신호 y(t)에 형성된 자기 간섭 신호의 임펄스 응답을 시간 영역에서 추정한다. 또한, 채널/신호 추정부(131)는 x(t)에 대해 기저대역 등가 오버샘플링(over-sampled) 되거나 또는 기저대역 샘플링된 신호, 및 y(t)에 대해 기저대역 등가 오버샘플링 되거나 또는 기저대역 샘플링된 신호를 추정하고, 추정에 따른 추정 정보를 제어부(133)에 전달한다.The channel /
제어부(133)는 채널/신호 추정부(131)으로부터 수신한 추정 정보를 바탕으로 아날로그 필터(121)의 계수를 계산하고, 계산된 계수를 아날로그 필터(121)로 전달한다. 이후, 제어부(133)에서 계산된 계수는 아날로그 필터(121)에 적용될 수 있다.The
송신 데이터 생성부(132)는 송신될 데이터에 대한 부호화(encoding) 및 변조(modulating)를 수행하고, 수신 데이터 생성부는 수신 신호에 대해 복조 및 복호화를 수행한다.The transmission
도 4는 다른 실시예에 따른 송수신 노드를 나타낸 블록도이다.4 is a block diagram illustrating a transmitting / receiving node according to another embodiment.
도 4를 참조하면, 다른 실시예에 따른 송수신 노드(200)는, 안테나 도메인으로서 단일 송수신 공유 안테나를 포함한다. 즉, 도 3의 실시예에 따른 송수신 노드(100)와 달리 도 4에 도시된 다른 실시예에 따른 송수신 노드(200)는 하나의 안테나를 통해 신호의 송신 및 수신을 수행할 수 있다. 이에 따라 다른 실시예에 따른 송수신 노드(200)를 통해서는 안테나 영역의 SIC 이득을 얻을 수 없지만, 기존의 HD 방식에 비해 최대 2배의 스펙트럼 효율을 달성할 수 있고, 송수신 노드가 소형 장치에 용이하게 탑재될 수 있다.Referring to FIG. 4, the transmitting / receiving node 200 according to another embodiment includes a single transmitting / receiving shared antenna as an antenna domain. In other words, unlike the transmitting / receiving node 100 according to the embodiment of FIG. 3, the transmitting / receiving node 200 according to another embodiment shown in FIG. 4 can transmit and receive signals through one antenna. As a result, the SIC gain of the antenna region can not be obtained through the transmitting / receiving node 200 according to another embodiment, but the spectrum efficiency can be maximized twice as compared with the conventional HD method, and the transmitting / Lt; / RTI >
다른 실시예에 따른 송수신 노드(200)는 분배부(distributor)(240)를 포함하고, 분배부(240)는 송신 모듈(220)에서 생성된 송신 신호를 안테나부(210)로 전달하고, 안테나부(210)를 통해 수신된 수신 신호를 수신 모듈(230)로 전달한다. 이때, 분배부(240)의 하드웨어적 특성으로 인해 누설 신호(leakage)가 발생하고, 이때 누설 신호에 해당하는 송신 신호가 수신 모듈(230)로 자기 간섭 신호로서 유입될 수 있다. 아날로그 소자로서 구성될 수 있는 분배부(240)는, 예를 들어, 순환기(circulator), 또는 하이브리드 변환기 및 밸런스 네트워크가 포함된 전기적 밸런스 듀플렉서(electrical balance duplexer, EBD)를 포함할 수 있다. 이때 명심할 것은, 분배부(240)로서 순환기 또는 EBD와 유사한 기능을 가진 어떤 아날로그 소자 또는 회로가 적용될 수 있으며, 모두 본 발명의 범위에 포함될 수 있다는 것이다. The transmitting and receiving node 200 according to another embodiment includes a distributor 240. The distributing unit 240 transmits a transmission signal generated by the transmitting
도 4를 참조하면, 아날로그 필터(250)는 안테나부(210) 및 분배부(240)를 통해 수신 모듈(230)로 유입된 자기 간섭 신호를 제거한다. 아날로그 필터(250)의 입력 신호는 PA를 통과한 신호(즉, 송신 신호)이거나 또는 분배부(240) 내부 신호가 될 수 있다. 일반적으로, 분배부(240)로서 순환기가 사용되는 경우, PA를 통과한 신호가 아날로그 필터(250)의 입력 신호가 되고, 분배부(240)로서 EBD가 사용되는 경우, 입력 신호는 PA를 통과한 신호 또는 필터 내부에서 생성된 내부 신호가 될 수 있다. 4, the
도 4에 도시된 PA, LNA, 믹서, 적분기, LO, DAC, ADC, AGC, 채널/신호 추정부, 송신 데이터 생성부, 그리고 제어부(260)의 기능은 도 3에 도시된 송수신 노드(100)의 그것과 동일하다. 아래에서는 실시예에 따른 송수신 노드(200)의 자기 간섭 제거 방법 및 아날로그 필터(250)의 필터 계수를 결정하는 방법을 도 5를 참조하여 상세히 설명한다.The functions of the PA, the LNA, the mixer, the integrator, the DAC, the ADC, the AGC, the channel / signal estimator, the transmission data generator, and the
도 5는 한 실시예에 따른 자기 간섭 제거 방법을 나타낸 흐름도이다.5 is a flowchart illustrating a method of removing a magnetic interference according to an embodiment.
도 5를 참조하면, 송신 모듈에서 생성된 송신 신호가 자기 간섭 신호로서 아날로그 필터로 직접 입력되거나, 또는 분배부를 통해 누설 신호로서 아날로그 필터로 간접 입력된다(S501). Referring to FIG. 5, the transmission signal generated in the transmission module is input directly to the analog filter as a magnetic interference signal or indirectly input to the analog filter as a leakage signal through the distribution unit (S501).
실시예에서 RF 대역의 송신 신호 x(t)는 대역폭 W [Hz]에 대역 제한되어 있다고 가정된다. 실시예에서, W는 기저대역 신호의 시스템 대역폭일 수도 있고, 또는 d배 오버샘플링된 대역폭일 수도 있다. 아래 설명에서는 편의상 W가 d배로 오버샘플링된 대역폭인 것으로 가정한다. x(t)의 기저대역 등가 신호가 xb(t)일 때, x(t)는 아래 수학식 1과 같이 표현될 수 있다.In the embodiment, it is assumed that the transmission signal x (t) of the RF band is band-limited to the bandwidth W [Hz]. In an embodiment, W may be the system bandwidth of the baseband signal, or may be d times oversampled bandwidth. For the sake of simplicity, it is assumed in the following description that W is d-times oversampled bandwidth. When the baseband equivalent signal of x (t) is x b (t), x (t) can be expressed as Equation 1 below.
수학식 1에서 P는 PA에 의해 증폭된 송신 전력이다. 일반적으로 x(t)가 대역폭 W로 대역제한되면, xb(t)는 W/2로 대역제한된다. xb(t)는 아래 수학식 2와 같다.In Equation (1), P is the transmission power amplified by the PA. In general, if x (t) is band limited to bandwidth W, then x b (t) is band limited to W / 2. x b (t) is represented by the following equation (2).
수학식 2에서 x[n]은 xb(n/W)이고, sinc(t)는 아래 수학식 3과 같다. In Equation (2), x [n] is x b (n / W) and sinc (t) is given by Equation 3 below.
수학식 2는, W/2로 대역제한되는 모든 기저대역 파형이, 샘플들에 의해 주어지는 계수 값(즉, x[n]) 및 직교 베이시스(basis) {sinc(Wt-n)}n의 선형 결합(linear combination)으로 표현될 수 있다는 샘플링 이론(sampling theorem)에 따른 것이다. 또한, RF 영역의 수신 신호 y(t)에 대한 기저대역 등가 신호 yb(t)는 아래 수학식 4와 같다.Equation (2), W / all the baseband waveform which the second band limitation by the coefficient given by the sample (i.e., x [n]) and an orthogonal basis (basis) {sinc (Wt- n)} n linear The sampling theorem that can be expressed as a linear combination. Further, the baseband equivalent signal y b (t) for the received signal y (t) in the RF region is expressed by Equation (4) below.
수학식 4에서 ai b(t)는 수학식 5와 같다.In Equation (4), a i b (t) is expressed by Equation (5).
수학식 5에서, ai(t) 및 τi(t)는 각각 시간 t에서의 다중 경로 i에 의해 발생하는 경로 감쇄(attenuation) 및 시간 지연을 의미한다. 그리고, yb(t)가 기저대역 샘플링된 수신 신호 y[m]은 아래 수학식 6과 같다. y[m]은 yb(m/W)와 같다(y[m]=yb(m/W)).In Equation (5), a i (t) and τ i (t) denote path attenuation and time delay caused by multipath i at time t, respectively. Then, the received signal y [m] obtained by baseband sampling yb (t) is expressed by Equation (6) below. y [m] is equal to y b (m / W) (y [m] = y b (m / W)).
기저대역 샘플링된 수신 신호 y[m]은 등가적으로 수신 파형 yb(t)의 Wsinc(Wt-n)에 대한 정사영(projection)으로 간주될 수 있다. 수학식 6에서 m-n을 l(영문자 엘)이라고 하면(m-n=l), y[m]은 수학식 7과 같이 표현될 수 있다.The baseband sampled received signal y [m] may equivalently be regarded as a projection of Wsinc (Wt-n) of the received waveform y b (t). (Mn = l) and y [m] can be expressed by Equation (7).
수학식 7의 오른쪽 항의 오른쪽 부분은 수학식 8과 같이 hl[m]로 표현될 수 있다.The right part of the right term of Equation (7) can be expressed by h l [m] as shown in Equation (8).
따라서, 수학식 8을 이용하여 수학식 7을 다시 표현하면 기저대역의 수신 신호 y[m]은 수학식 9와 같이 표현될 수 있다.Therefore, by expressing Equation (7) using Equation (8), the baseband received signal y [m] can be expressed as Equation (9).
수학식 8의 hl[m]은 샘플 m에서의 l번째 (복소)채널 필터 탭(또는 채널의 시간 영역 임펄스 응답)의 수학적 표현이다. 채널 필터 탭의 값은 다중 경로 i의 시간 지연값 τi(t)가 l/W에 근접할 때, 주로 다중 경로의 이득 ai b(t)의 함수이다. 다중 경로의 이득 ai b(t) 및 시간 지연 τi(t)가 시간 불변(time-invariant)인 특수한 경우, 수학식 8은 수학식 10과 같이 표현될 수 있다. Hl [m] in Equation (8) is a mathematical representation of the lth (complex) channel filter tap (or the time domain impulse response of the channel) in sample m. The value of the channel filter tap is mainly a function of the multipath gain a i b (t) when the time delay value τ i (t) of multipath i is close to l / W. In the special case where the gain a i b (t) of the multipath and the time delay τ i (t) are time-invariant, Equation (8) can be expressed as Equation (10).
즉, 수학식 10에서 채널은 선형 시불변(linear time-invariant)이다. 편의상 채널은 선형 시불변한 것으로 가정되고, 수학식 9 및 수학식 10에서 모델링된 수신 신호 및 (복소)채널 모델은 무선에서만 적용되는 것이 아니라, 송수신 노드의 내부에서 자기 간섭 신호 x[m]이 수신 모듈로 유입될 때의 자기 간섭된 수신 신호 y[m]과, 분배부 및 안테나부를 통과하며 발생하는 채널을 모델링할 때에도 사용될 수 있다. 예를 들어, 자기 간섭된 수신 신호는 수학식 9의 y[m]에 매핑되고, 이때의 채널은 수학식 10에 매핑되며, 자기 간섭 신호는 수학식 9의 y[m-1]에 매핑될 수 있다.That is, in Equation (10), the channel is linear time-invariant. For convenience, the channel is assumed to be invariant when linear, and the received signal and (complex) channel model modeled in (9) and (10) Can be used for modeling the self interferenceed received signal y [m] at the time of entering the receiving module and the channel generated through the distributor and antenna. For example, the self-interfered received signal is mapped to y [m] in equation (9), the channel at this time is mapped to equation (10), and the magnetic interference signal is mapped to y [m-1] .
먼저, 아날로그 필터는 출력으로서, 를 생성한다(S502). 즉, 는 아날로그 필터로 입력된 RF 영역의 신호 x(t)에 대응하는, 아날로그 필터의 출력이다. 이후 는 수신 모듈로 입력되고, ADC에서 샘플링되어 형태로 출력된다(S503). First, the analog filter outputs, (S502). In other words, Is the output of the analog filter corresponding to the signal x (t) in the RF domain input to the analog filter. after Is input to the receive module, sampled at the ADC (S503).
채널/신호 추정부는, ADC의 출력으로서 생성된, 샘플링된 기저대역 자기 간섭 신호 에 대한 퇴플리츠(Toeplitz) 행렬을 계산한다(S504). 에 대한 퇴플리츠 행렬은 수학식 11과 같다.The channel / signal estimator is configured to sample the baseband magnetic interference signal < RTI ID = 0.0 > The Toeplitz matrix is calculated (S504). Is expressed by Equation (11). &Quot; (11) "
수학식 11에서 c는 비인과 성분(non-causal element)(즉, 샘플)의 개수를 의미한다. 채널/신호 추정부는, 기저대역 샘플링된 수신 신호 y[m]와, 에 대한 퇴플리츠 행렬을 바탕으로 주어진 채널의 시간 영역의 임펄스 응답을 추정한다(S505). 이때, y[m]은 수학식 12와 같고, 추정된 시간 영역의 임펄스 응답은 수학식 13과 같이 표현될 수 있다.In Equation (11), c means the number of non-causal elements (i.e., samples). The channel / signal estimator is configured to receive the baseband sampled received signal y [m] The impulse response of the time domain of a given channel is estimated on the basis of the de-Pleitz matrix for the channel (S505). At this time, y [m] is equal to Equation (12), and the impulse response of the estimated time domain can be expressed as Equation (13).
수학식 13에서 는 퇴플리츠 행렬 의 의사 역행렬(pseudo-inversion)이다. In Equation (13) The Pleiades procession (Pseudo-inversion).
한편, 수학식 5를 수학식 10에 대입하여 수학식 10을 다시 표현하면 수학식 14와 같다.Equation (10) can be rewritten as Equation (14) by substituting Equation (5) into Equation (10).
수학식 14는 수신 모듈에 형성된 수신 신호(주로, 자기 간섭 신호이다)의 채널의 시간 영역 임펄스 응답을 의미한다. 수학식 14에서 τi는 다중 경로 i에 대한 실제 시간 지연값을 의미하며, 제어부가 아날로그 필터로부터 수신한, 송신 신호의 시간 지연 값이다. Equation (14) means the time domain impulse response of the channel of the received signal (mainly magnetic interference signal) formed in the receiving module. In Equation (14), τ i denotes an actual time delay value for multipath i, and is the time delay value of the transmission signal received from the analog filter by the control unit.
따라서, 제어부는 수학식 13에 따라 추정된 시간 영역의 임펄스 응답 을 수학식 14를 바탕으로 수학식 15와 같이 표현할 수 있다.Therefore, the control unit calculates the time domain impulse response < RTI ID = 0.0 > Can be expressed as Equation (15) based on Equation (14).
수학식 15에서 dj는 아날로그 필터로부터 입력된, 신호의 필터 탭 j(수학식 14의 다중경로 지연 i에 대응)에 의한 시간 지연 값을 의미하고, 는 제어부에서 생성하는 아날로그 필터를 위한 필터 계수를 의미한다. 즉, 제어부는 아날로그 필터로부터 수신한, 송신 신호의 시간 지연 값과, 채널/신호 추정부에서 추정된 채널 임펄스 응답을 바탕으로, 아날로그 필터의 필터 계수를 결정할 수 있다(S506). 이때, 제어부에서 결정된 필터 계수는 아날로그 필터와의 연동을 통해 아날로그 필터에 적용될 수 있다. 이때, 수학식 15의 행렬 표현은 수학식 16과 같다.In Equation (15), d j denotes a time delay value due to a filter tap j (corresponding to multipath delay i in Equation (14)) input from an analog filter, Means a filter coefficient for the analog filter generated by the control unit. That is, the controller can determine the filter coefficient of the analog filter based on the time delay value of the transmission signal received from the analog filter and the channel impulse response estimated by the channel / signal estimator (S506). At this time, the filter coefficient determined by the control unit can be applied to the analog filter through interlocking with the analog filter. At this time, the matrix expression of the expression (15) is expressed by the expression (16).
수학식 16에서 s는 수학식 17과 같이 표현될 수 있다.In Equation (16), s can be expressed as Equation (17).
그리고, 수학식 16에서 a b는 수학식 18과 같이 표현될 수 있다. In Equation (16), a b can be expressed as Equation (18).
수학식 16에서, 는 추정을 통해 미리 알고 있는 벡터이므로, 수학식 17을 통해 알고 있는 행렬이므로, a b는 s † 로 계산될 수 있다. 하지만, 일반적으로 s †가 정확하게 존재하지 않기 때문에, 제어부는 필터 계수 를 추정한다. 아래에서는 필터 계수 를 추정하는 방법을 설명한다. In Equation (16) Is a known vector through estimation, and is a matrix known from equation (17), a b is s † Lt; / RTI > However, since s † is generally not exactly present, . The filter coefficients Will be described.
한 실시예에 따른 필터 계수 는 아래와 같이 추정될 수 있다. 먼저, 제어부는 수학식 16 내지 수학식 18을 바탕으로 초기 벡터를 순차적으로 정의한다. 수학식 19는 순차적으로 정의된 초기 벡터를 나타낸다.The filter coefficient < RTI ID = 0.0 > Can be estimated as follows. First, the controller sequentially defines an initial vector based on Equations (16) to (18). Equation (19) represents a sequentially defined initial vector.
수학식 19에서 0은 제로 벡터를 의미한다. 다음, 제어부는 수학식 20을 바탕으로 a b를 업데이트 한다. In Equation 19, 0 means a zero vector. Next, the control unit updates a b on the basis of Equation (20).
이때 제어부는, 수학식 20을 미리 결정된 횟수에 따라 반복하여 적용할 수 있다. 이후, 제어부는 업데이트된 a b의 각 성분(element)에서, 수학식 18에 기재된 각 성분에 공통적으로 포함된, (j=0, 1, ..., N-1)을 제거하여 필터 계수 를 결정한다. 이때, 수학식 19 및 수학식 20을 통해 최종적으로 업데이트 된 필터 계수 는 복소수일 수 있다.At this time, the control unit can repeatedly apply Equation (20) according to a predetermined number of times. Then, the control unit calculates, for each element of the updated a b , (j = 0, 1, ..., N-1) . At this time, the filter coefficients finally updated through the equations (19) and (20) Can be a complex number.
다른 실시예에 따른 필터 계수 는 아래와 같이 추정될 수 있다. 먼저, 수학식 16에 의해 추정된 필터 계수 벡터 에 대응하는 새로운 필터 계수 벡터 가 정의된다. 새로운 필터 계수 벡터 는 수학식 21과 같다.The filter coefficient according to another embodiment Can be estimated as follows. First, the filter coefficient vector estimated by the equation (16) Lt; RTI ID = 0.0 > Is defined. New filter coefficient vector (21).
수학식 21에서 real() 및 imag()는 각각 의 성분별 실수값 벡터 및 의 성분별 허수값 벡터를 나타낸다. 그리고 수학식 17에 대응하는 새로운 S는 아래 수학식 22와 같이 정의된다.In Equation 21, real ( ) And imag ( ) Are respectively The real component value vector and Lt; / RTI > vector. And a new S corresponding to Equation (17) is defined as Equation (22) below.
그리고, 수학식 22의 S의 각 성분을 실수값으로 만든 행렬 는 아래 수학식 23과 같다.Then, a matrix of each element of S in the equation (22) Is expressed by Equation 23 below.
다음, 수학식 18에 대응하는 가 아래 수학식 24과 같이 정의된다.Then, the following equation Is defined as Equation (24) below.
제어부는, 수학식 21 내지 수학식 24에 정의된 것을 바탕으로 초기 벡터를 순차적으로 정의한다. 수학식 25는 순차적으로 정의된 초기 벡터를 나타낸다.The control unit sequentially defines the initial vectors based on the equations (21) to (24). Equation 25 represents a sequentially defined initial vector.
다음, 제어부는 수학식 26을 바탕으로 를 업데이트 한다.Next, based on Equation (26) Lt; / RTI >
이때 제어부는, 수학식 26을 미리 결정된 횟수에 따라 반복하여 적용할 수 있다. 이후 제어부는 최종적으로 업데이트 된 의 성분 를 아날로그 필터의 계수로 결정한다.At this time, the control unit can repeatedly apply Equation (26) according to the predetermined number of times. Thereafter, Component of Is determined as the coefficient of the analog filter.
또 다른 실시예에 따른 필터 계수 는 아래와 같이 추정될 수 있다. 또 다른 실시예에 따른 필터 계수 의 추정 방법에 따르면, 최종적으로 업데이트 된 는 실수이다. 먼저, 수학식 18의 벡터 a b의 성분 중, 양의 실수값을 갖는 초기 를 임의로 선택한다. 명심할 사항은 초기 를 선택하는 모든 가능한 방법은 본 발명의 범위에 포함된다는 것이다. 다음 제어부는, 수학식 11, 수학식 12, 수학식 16, 수학식 17, 그리고 수학식 18을 바탕으로 수학식 27에 기재된 코드를 실행하여 를 반복적으로 업데이트 하고, 를 결정한다.According to another embodiment, Can be estimated as follows. According to another embodiment, According to the estimating method of the present invention, Is a mistake. First, among the components of the vector a b in Equation (18), an initial value having a positive real value . Remember that the initial ≪ / RTI > are within the scope of the present invention. The next control unit executes the code described in Equation (27) based on Equations (11), (12), (16), (17), and , ≪ / RTI > .
수학식 27에서, NumOFIterations는 코드가 반복 실행되는 총 횟수이고, Δ는 감쇄(attenuation)의 이득 계단값(step value)를 나타낸다. 예를 들어, Δ는 0.25[dB]가 될 수 있고, 조절할 수 있는 감쇄의 이득값의 범위는 0[dB]에서 31.5[dB]로 제한될 수 있다. 명심할 사항은 수학식 27의 G1 및 G2와 같은 SIC 이득을 계산하는 방법을 포함한 모든 가능한 이득 계산 방법이 본 발명의 범위에 포함된다는 것이다. In Equation 27, NumOFIterations is the total number of times the code is repeatedly executed, and A represents the gain step value of the attenuation. For example, Δ can be 0.25 [dB], and the range of gain values for adjustable attenuation can be limited to 0 [dB] to 31.5 [dB]. It should be borne in mind that all possible gain calculation methods, including methods for calculating SIC gains such as G 1 and G 2 in equation (27), fall within the scope of the present invention.
를 추정하는 위 세가지 방법에 따르면, 는 제어부의 특정 시간 구간에서의 연산을 통해 한 번에 결정되기 때문에, 송수신 노드의 주변 환경이 변화하더라도 송수신 노드는 곧바로 주변 환경에 적응할 수 있다. 위에서 설명된 실시예에서, 시간 영역의 신호(아날로그 필터의 입력 신호 또는 수신 신호 등)가 사용되었지만 주파수 영역의 신호(아날로그 필터의 입력 신호 또는 수신 신호 등)가 사용될 수도 있으며, 본 발명의 범위는 이에 한정되지 않는다. According to the above three methods, Is determined at a time through an operation in a specific time interval of the control unit. Therefore, even if the surrounding environment of the transmission / reception node changes, the transmission / reception node can immediately adapt to the surrounding environment. In the embodiment described above, signals in the time domain (such as the input signal or the received signal of the analog filter) are used, but signals in the frequency domain (such as the input signal or the received signal of the analog filter) But is not limited thereto.
도 6은 한 실시예에 따른 노드 간 양방향 IFD 통신에 사용되는 제1 프로토콜을 나타낸 개념도이다.6 is a conceptual diagram illustrating a first protocol used for inter-node bi-directional IFD communication according to one embodiment.
한 실시예에 따른 노드 간 양방향 IFD 통신에 사용되는 제1 프로토콜은, 제1 노드 및 제2 노드, 즉 서로 이웃하는 2개의 노드가 양방향 IFD 통신을 수행하는 경우 적용될 수 있다. 도 6을 참조하면, 각 노드는 시간 영역에서 IFD 통신 구간(IFD communication period)(610) 및 IFD 훈련 필드(IFD training field)(620)를 포함한다.The first protocol used in the inter-node bi-directional IFD communication according to one embodiment can be applied when the first node and the second node, i.e. two neighboring nodes, perform bi-directional IFD communication. Referring to FIG. 6, each node includes an
IFD 통신 구간(610)에서 제1 노드 및 제2 노드는 각각 원하는 신호를 송신하고, 원하는 신호를 수신/복원할 수 있다. 각 노드는 IFD 통신 구간(610)의 구간(period) 전체에 걸쳐서 자기 간섭 신호의 제거를 수행할 수 있다.In the
IFD 훈련 필드(620)는 전송 페이즈(transmitting phase) 및 엠프티 페이즈(empty phase)를 포함한다. 전송 페이즈에서 각 노드는 훈련 신호(tranining signal)를 전송하고, 자신의 훈련 신호를 이용하여 , y[m], 등의 SIC 파라미터를 추정한다. 예를 들어, 각 노드는 수신 모듈에 유입된 임의의 자기 훈련 신호로부터 (또는 y[m])을 추정(예를 들어, 기저대역 샘플링)하고, 바로 이어서 수신 모듈에 유입된 자기 훈련 신호로부터 y[m](또는 )을 추정한다. 또는, 각 노드는 수신 모듈에 유입된 임의의 자기 훈련 신호로부터 및 y[m]을 한꺼번에 추정한다. 이때, 각 노드가 및 y[m]을 한꺼번에 추정하기 위해서, 각 노드는 하나의 RF 신호에서 기저대역 신호로 자기 훈련 신호를 변환하는데 필요한, 의 추정에 요구되는 하드웨어 그룹(예를 들어, 다운 컨버터, AGC, ADC 등) 및 y[m]의 추정에 요구되는 하드웨어 그룹을 별도로 갖고 있을 필요가 있다. 다만 명심할 사항은 SIC 파라미터를 추정하기 위해 최적으로 설계된 모든 IFD 훈련 필드(620)의 구체적인 구조(시간영역/주파수영역)는 모두 본 발명의 범위에 포함된다는 것이다. The
한편, 엠프티 페이즈에서 각 노드는 아무런 신호도 전송하지 않고 수신 모드로 동작한다. 노드 간 양방향 IFD 통신을 수행하는 두 개의 노드에서 전송 페이즈와 엠프티 페이즈는 각각 서로 엇갈려 있다. 즉, 제1 노드가 전송 페이즈인 동안 제2 노드는 엠프티 페이즈가 되고, 제2 노드가 전송 페이즈인 동안 제1 노드는 엠프티 페이즈다. 도 6을 참조하면, 제1 노드가 전송 페이즈에서 훈련 신호를 전송할 때, 제1 노드의 수신 모듈에는 제2 노드에서 송신된 신호가 수신되지 않는다. 한 실시예에서 엠프티 페이즈는, 각 노드가 전송 페이즈에서 SIC 파라미터를 우수하게 추정하기 위해서 존재한다. 즉, 각 노드는 상대 노드에서 송신된 신호가 유입되는, 즉 간섭이 존재하는 경우 보다 더 효과적으로 SIC 파라미터를 추정할 수 있다.On the other hand, in the empty phase, each node operates in the reception mode without transmitting any signal. In the two nodes that perform bidirectional IFD communication between the nodes, the transmission phase and the empty phase are staggered from each other. That is, while the first node is in the transfer phase, the second node is in the empty phase and the first node is in the empty phase while the second node is in the transfer phase. Referring to FIG. 6, when a first node transmits a training signal in a transmission phase, a signal transmitted from a second node is not received in a reception module of the first node. In one embodiment, the empty phase exists for each node to better estimate the SIC parameter in the transmission phase. That is, each node can estimate the SIC parameter more effectively than when the signal transmitted from the counterpart is input, i.e., interference exists.
도 7은 다른 실시예에 따른 노드 간 양방향 IFD 통신에 사용되는 제2 프로토콜을 나타낸 개념도이다.7 is a conceptual diagram illustrating a second protocol used for inter-node bi-directional IFD communication according to another embodiment.
다른 실시예에 따른 노드 간 양방향 IFD 통신에 사용되는 제2 프로토콜은, 제1 노드, 제2 노드 및 제3 노드, 즉 서로 이웃하는 3개의 노드가 양방향 IFD 통신을 수행하는 경우 적용될 수 있다. 도 7을 참조하면, 제1 노드는 시간 영역에서 HD 송신 통신 구간(HD transmission communication field)(720) 및 IFD 훈련 필드(710)를 포함하고, 제2 노드는 시간 영역에서 IFD 통신 구간(730) 및 IFD 훈련 필드(710)를 포함하며, 제3 노드는 시간 영역에서 HD 수신 통신 구간(HD reception communication field) (740) 및 IFD 훈련 필드(710)를 포함한다.The second protocol used in the inter-node bi-directional IFD communication according to another embodiment may be applied when the first node, the second node and the third node, i.e., three neighboring nodes, perform bi-directional IFD communication. 7, the first node includes an HD
제1 노드는 HD 송신 통신 구간(720)에서 HD 모드로 동작하여 원하는 신호를 송신하고, IFD 훈련 필드(710)에서 제2 노드가 SIC 파라미터를 효과적으로 추정할 수 있도록 아무런 신호도 전송하지 않는다. 즉, 제1 노드의 IFD 훈련 필드(710)는 엠프티 페이즈(712)이다.The first node operates in the HD mode in the HD
제3 노드는 HD 수신 통신 구간(740)에서 HD 모드로 동작하여 원하는 신호를 수신하고, IFD 훈련 필드(710)에서 제2 노드가 SIC 파라미터를 효과적으로 추정할 수 있도록 아무런 신호도 전송하지 않는다. 즉, 제3 노드의 IFD 훈련 필드(710) 또한 엠프티 페이즈(712)이다.The third node operates in the HD mode in the HD receive
제2 노드는 IFD 훈련 필드(710)에서 훈련 신호를 송신함으로써, 자기 훈련 신호를 통해 SIC 파라미터를 추정한다. 제2 노드에서 자기 훈련 신호를 바탕으로 SIC 파라미터를 추정하는 방법에는, 도 6에서 설명된 방법이 적용될 수 있다. 또한, 제2 노드는 IFD 통신 구간(730)에서 IFD 모드로 동작하여, 제3 노드에게 원하는 신호를 송신하면서 제1 노드로부터 원하는 신호를 수신/복원한다. 제2 노드는 IFD 통신 구간(730) 전체에 걸쳐서 IFD 훈련 필드(710)에서 추정된 SIC 파라미터를 이용하여 자기 간섭 신호의 제거를 수행할 수 있다.The second node transmits the training signal in the
위에서 설명된 바와 같이 실시예에 따르면, 자기 간섭 신호의 제거를 위한 아날로그 필터의 필터 계수를 효율적으로 추정함으로써, 광대역에 걸쳐 주변 환경 변화에 빠르게 적응하고 저비용(적은 메모리 사용률), 저복잡도 및 저전력 소모를 달성할 수 있다.As described above, according to the embodiment, by efficiently estimating the filter coefficient of the analog filter for the removal of the magnetic interference signal, it is possible to adapt quickly to changes in the surrounding environment over a wide bandwidth and to achieve a low cost (low memory utilization), low complexity, Can be achieved.
도 8은 한 실시예에 따른 노드를 나타낸 블록도이다.8 is a block diagram illustrating a node according to one embodiment.
도 8을 참조하면, 노드(800)는, 프로세서(810), 메모리(820), 그리고 무선 통신부(830)를 포함한다. 메모리(820)는 프로세서(810)와 연결되어 프로세서(810)를 구동하기 위한 다양한 정보 또는 프로세서(810)에 의해 실행되는 적어도 하나의 프로그램을 저장할 수 있다. 무선 통신부(830)는 프로세서(810)와 연결되어 무선 신호를 송수신 할 수 있다. 프로세서(810)는 본 기재의 실시예에서 제안한 기능, 단계, 또는 방법을 구현할 수 있다. 이때, 본 기재의 한 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 무선 인터페이스 프로토콜 계층은 프로세서(810)에 의해 구현될 수 있다. 한 실시예에 따른 노드(800)의 동작은 프로세서(810)에 의해 구현될 수 있다.8, a
본 기재의 실시예에서 메모리는 프로세서의 내부 또는 외부에 위치할 수 있고, 메모리는 이미 알려진 다양한 수단을 통해 프로세서와 연결될 수 있다. 메모리는 다양한 형태의 휘발성 또는 비휘발성 저장 매체이며, 예를 들어, 메모리는 읽기 전용 메모리(read-only memory, ROM) 또는 랜덤 액세스 메모리(random access memory, RAM)를 포함할 수 있다.In an embodiment of the present disclosure, the memory may be located inside or outside the processor, and the memory may be connected to the processor through various means already known. The memory may be any type of volatile or nonvolatile storage medium, e.g., the memory may include read-only memory (ROM) or random access memory (RAM).
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.While the present invention has been particularly shown and described with reference to exemplary embodiments thereof, it is to be understood that the invention is not limited to the disclosed exemplary embodiments, It belongs to the scope of right.
Claims (20)
상기 노드에서 송신하는 송신 신호에 의해, 상기 노드로 수신되는 수신 신호에 발생된 자기 간섭을 제거하는, 아날로그 영역에서 동작하는 아날로그 필터, 그리고
상기 아날로그 필터의 필터 계수를 결정하는 제어부
를 포함하는 송수신 노드.A transmitting / receiving node for performing self interference elimination,
An analog filter operating in the analog domain that removes magnetic interference generated in the received signal received at the node by the transmitted signal transmitted by the node,
A controller for determining a filter coefficient of the analog filter,
Gt;
상기 송신 신호는, 시간 영역의 훈련 필드에 포함된 전송 페이즈에서 송신되고, 상기 훈련 필드에 포함된 엠프티 페이즈에서 송신되지 않는, 송수신 노드.The method of claim 1,
Wherein the transmission signal is transmitted in a transmission phase included in a training field in a time domain and is not transmitted in an empty phase included in the training field.
상기 노드의 이웃 노드가 상기 전송 페이즈에서 동작하는 동안, 상기 노드는 상기 엠프티 페이즈에서 동작하는, 송수신 노드.3. The method of claim 2,
Wherein the node operates in the empty phase while a neighbor node of the node is operating in the transmission phase.
상기 노드는, 동일대역 전이중(Inband Full Duplex, IFD) 방식 또는 반이중(Half Duplex, HD) 방식으로 동작하는, 송수신 노드.The method of claim 1,
Wherein the node operates in an in-band full duplex (IFD) scheme or a half-duplex (HD) scheme.
상기 아날로그 필터는, 유한 임펄스 응답(Finite Impulse Response, FIR) 필터인, 송수신 노드.The method of claim 1,
Wherein the analog filter is a finite impulse response (FIR) filter.
상기 제어부는, 디지털 영역에서 동작하는, 송수신 노드.The method of claim 1,
Wherein the control unit operates in a digital domain.
상기 송신 신호 및 상기 수신 신호를 기저대역 샘플링 하는 채널/신호 추정부
를 더 포함하고,
상기 제어부는, 상기 기저대역 샘플링된 송신 신호 및 상기 기저대역 샘플링된 수신 신호와, 상기 아날로그 필터로부터 수신된 시간 지연 값을 바탕으로 상기 필터 계수를 결정하는, 송수신 노드.The method of claim 6,
A channel / signal estimator for baseband sampling the transmission signal and the reception signal,
Further comprising:
Wherein the controller determines the filter coefficients based on the baseband sampled transmitted signal and the baseband sampled received signal and a time delay value received from the analog filter.
상기 채널/신호 추정부는,
상기 송신 신호를 기저대역 샘플링하고, 이어서 상기 수신 신호를 기저대역 샘플링하는, 송수신 노드.8. The method of claim 7,
Wherein the channel /
And baseband-samples the transmitted signal and then baseband-samples the received signal.
상기 채널/신호 추정부는,
상기 송신 신호 및 상기 수신 신호를 동시에 기저대역 샘플링하는, 송수신 노드.The method of claim 1,
Wherein the channel /
And the base station samples the transmission signal and the reception signal at the same time.
상기 노드의 송신 모듈에서 생성된 상기 송신 신호를 안테나로 전달하고, 상기 안테나를 통해 수신된 상기 수신 신호를 상기 노드의 수신 모듈로 전달하며, 상기 자기 간섭에 의한 자기 간섭 신호를 상기 아날로그 필터로 입력하는 분배부
를 더 포함하는, 송수신 노드. The method of claim 1,
And transmitting the received signal received through the antenna to a receiving module of the node, and transmitting the magnetic interference signal generated by the magnetic interference to the analog filter Distributing portion
Further comprising: a transmitting and receiving node.
아날로그 영역에서 동작하는 아날로그 필터의 필터 계수를 결정하는 단계, 그리고
상기 필터 계수를 바탕으로, 상기 노드에서 송신하는 송신 신호에 의해 상기 노드로 수신되는 수신 신호에 발생된 자기 간섭을 제거하는 단계
를 포함하는 자기 간섭 제거 방법.A method for removing magnetic interference in a transmitting / receiving node,
Determining a filter coefficient of an analog filter operating in the analog domain, and
Removing, based on the filter coefficient, magnetic interference generated in a received signal received at the node by a transmitted signal transmitted at the node
/ RTI >
상기 송신 신호는, 시간 영역의 훈련 필드에 포함된 전송 페이즈에서 송신되고, 상기 훈련 필드에 포함된 엠프티 페이즈에서 송신되지 않는, 자기 간섭 제거 방법.12. The method of claim 11,
Wherein the transmission signal is transmitted in a transmission phase included in a training field in a time domain and not in an empty phase included in the training field.
상기 노드의 이웃 노드가 상기 전송 페이즈에서 동작하는 동안, 상기 노드는 상기 엠프티 페이즈에서 동작하는, 자기 간섭 제거 방법.The method of claim 12,
Wherein the node is operating in the empty phase while a neighbor node of the node is operating in the transmission phase.
상기 노드는, 동일대역 전이중(Inband Full Duplex, IFD) 방식 또는 반이중(Half Duplex, HD) 방식으로 동작하는, 자기 간섭 제거 방법.12. The method of claim 11,
Wherein the node operates in an in-band full duplex (IFD) scheme or a half-duplex (HD) scheme.
상기 아날로그 필터는, 유한 임펄스 응답(Finite Impulse Response, FIR) 필터인, 자기 간섭 제거 방법.12. The method of claim 11,
Wherein the analog filter is a finite impulse response (FIR) filter.
상기 결정하는 단계는, 상기 노드의 제어부에 의해 디지털 영역에서 수행되는, 자기 간섭 제거 방법.12. The method of claim 11,
Wherein the determining is performed in a digital domain by a control of the node.
상기 송신 신호 및 상기 수신 신호를 기저대역 샘플링 하는 단계
를 더 포함하고,
상기 결정하는 단계는,
상기 기저대역 샘플링된 송신 신호 및 상기 기저대역 샘플링된 수신 신호와, 상기 아날로그 필터로부터 수신된 시간 지연 값을 바탕으로 상기 필터 계수를 결정하는 단계
를 포함하는, 자기 간섭 제거 방법.17. The method of claim 16,
The baseband sampling of the transmission signal and the reception signal
Further comprising:
Wherein the determining comprises:
Determining the filter coefficients based on the baseband sampled transmitted signal and the baseband sampled received signal and a time delay value received from the analog filter,
/ RTI >
상기 기저대역 샘플링 하는 단계는,
상기 송신 신호를 기저대역 샘플링하고, 이어서 상기 수신 신호를 기저대역 샘플링하는 단계
를 포함하는, 자기 간섭 제거 방법.8. The method of claim 7,
Wherein the baseband sampling comprises:
Baseband sampling the transmitted signal, and then baseband sampling the received signal
/ RTI >
상기 기저대역 샘플링 하는 단계는,
상기 송신 신호 및 상기 수신 신호를 동시에 기저대역 샘플링하는 단계
를 포함하는, 자기 간섭 제거 방법.The method of claim 17,
Wherein the baseband sampling comprises:
Sampling the transmission signal and the reception signal simultaneously at baseband
/ RTI >
상기 노드의 송신 모듈에서 생성된 상기 송신 신호를 안테나로 전달하고, 상기 안테나를 통해 수신된 상기 수신 신호를 상기 노드의 수신 모듈로 전달하며, 상기 자기 간섭에 의한 자기 간섭 신호를 상기 아날로그 필터로 입력하는 단계
를 더 포함하는, 자기 간섭 제거 방법.12. The method of claim 11,
And transmitting the received signal received through the antenna to a receiving module of the node, and transmitting the magnetic interference signal generated by the magnetic interference to the analog filter Step
Further comprising the steps of:
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US15/008,005 US10038471B2 (en) | 2015-01-27 | 2016-01-27 | Method and apparatus for canceling self-interference |
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20180029857A (en) * | 2016-09-13 | 2018-03-21 | 한국전자통신연구원 | Method of in-band full-duplex multiple-input multiple-output transmission and reception, and apparatus for the same |
KR20190075449A (en) * | 2017-12-21 | 2019-07-01 | 한국전자통신연구원 | Method of in-band full-duplex transmission and reception, and apparatus for the same |
KR102291145B1 (en) * | 2020-02-19 | 2021-08-18 | 국방과학연구소 | Device for self interference cancellation of full duplex communication system and method there of |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20110216856A1 (en) * | 2010-03-05 | 2011-09-08 | The Aerospace Corporation | Systems and methods for pre-averaged staggered convolution decimating filters |
US20120106405A1 (en) * | 2010-11-03 | 2012-05-03 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Pub) | Self-Interference Suppression in Full-Duplex MIMO Relays |
-
2016
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Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20110216856A1 (en) * | 2010-03-05 | 2011-09-08 | The Aerospace Corporation | Systems and methods for pre-averaged staggered convolution decimating filters |
US20120106405A1 (en) * | 2010-11-03 | 2012-05-03 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Pub) | Self-Interference Suppression in Full-Duplex MIMO Relays |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20180029857A (en) * | 2016-09-13 | 2018-03-21 | 한국전자통신연구원 | Method of in-band full-duplex multiple-input multiple-output transmission and reception, and apparatus for the same |
KR20190075449A (en) * | 2017-12-21 | 2019-07-01 | 한국전자통신연구원 | Method of in-band full-duplex transmission and reception, and apparatus for the same |
KR102291145B1 (en) * | 2020-02-19 | 2021-08-18 | 국방과학연구소 | Device for self interference cancellation of full duplex communication system and method there of |
US11533158B2 (en) | 2020-02-19 | 2022-12-20 | Agency For Defense Development | Device for self-interference cancellation of full duplex communication system and method thereof |
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