KR20150107585A - Low-loss tunable radio frequency filter - Google Patents

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Abstract

An RF filter comprises a signal transmission path having an input and an output; a plurality of resonant elements disposed along a signal transmission path between the input and the output; and a plurality of non-resonant elements coupling the resonant elements together to form a stop band having a plurality of transmission zeroes respectively corresponding to frequencies of the resonant elements, and at least one sub-band between the transmission zeroes. The non-resonant elements comprise at least one variable non-resonant element for selectively adopting at least one reflection zero within the stop band to create a pass band in one selected from the sub-band(s). The RF filter further comprises an electrical controller configured for receiving an operating temperature, and adjusting the variable non-resonant element(s) based on the received operating temperature, thereby selectively moving the reflection zero(es) along the stop band to move the pass band within the selected sub-band.

Description

저-손실 동조가능한 무선 주파수 필터{LOW-LOSS TUNABLE RADIO FREQUENCY FILTER}Low-loss tunable radio frequency filter {LOW-LOSS TUNABLE RADIO FREQUENCY FILTER}

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본 출원은, 2007년 6월 27일에 출원된 미국 가특허 출원 일련 번호 제60/937,462호를 우선권으로 주장하고 2006년 11월 17일에 출원되었으며 현재 미국 특허 제7,719,382호로서 발행된 미국 특허 출원 일련 번호 제11/561,333호의 부분연속출원(continuation-in-part)인, 2008년 6월 27일에 출원되었으며 현재 미국 특허 제7,639,101호로서 발행된 미국 특허 출원 일련 번호 제12/163,814호의 연속출원인, 2009년 11월 17일에 출원되었으며 현재 미국 특허 번호 제7,863,999호로서 발행된 미국 특허 출원 일련 번호 제12/620,455호의 연속출원인, 2010년 12월 2일에 출원되었으며 현재 미국 특허 번호 제8,063,714호로서 발행된 미국 특허 출원 일련 번호 제12/959,237호의 연속출원인, 2011년 10월 26일에 출원된 미국 특허 출원 일련 번호 제13/282,289호의 부분연속출원이다.This application claims the benefit of US Patent Application Serial No. 60 / 937,462, filed on June 27, 2007, which claims priority, and which was filed on November 17, 2006, Serial No. 12 / 163,814, filed June 27, 2008, now U.S. Patent No. 7,639,101, which is a continuation-in-part of Serial No. 11 / 561,333, Serial No. 12 / 620,455, filed on November 17, 2009 and now U.S. Patent No. 7,863,999, filed on December 2, 2010 and now published as U.S. Patent No. 8,063,714 Serial No. 13 / 282,289, filed October 26, 2011, which is a continuation-in-part of U.S. Patent Application Serial No. 12 / 959,237.

발명의 분야Field of invention

본 발명은 일반적으로는 마이크로파 회로들에 관한 것이며, 특히 마이크로파 대역-통과 필터들에 관한 것이다.The present invention relates generally to microwave circuits, and more particularly to microwave band-pass filters.

전기적 필터들은 전기 신호들의 프로세싱에서 오랫동안 사용되어 오고 있다. 특히, 이러한 전기적 필터들은 원하는 신호 주파수들을 통과시키는 한편 다른 원치 않는 전기적 신호 주파수들을 차단하거나 감쇠시킴으로써 입력 신호로부터 원하는 전기적 신호 주파수들을 선택하기 위해 사용된다. 필터들은 필터에 의해 선택적으로 통과된 주파수들의 타입을 나타내는, 저대역 통과 필터들, 고대역 통과 필터들, 대역 통과 필터들, 및 대역 차단 필터들을 포함하는 일부 일반적인 카테고리들로 분류될 수 있다. 또한, 필터들은, 필터가 이상적인 주파수 응답에 대해 제공하는 대역 형상 주파수 응답의 타입(주파수 차단 특성들)을 나타내는, 버터워스(Butterworth), 체비셰프(Chebyshev), 역 체비셰프, 및 타원형과 같은 타입에 의해 분류될 수 있다.Electrical filters have long been used in the processing of electrical signals. In particular, these electrical filters are used to select desired electrical signal frequencies from the input signal by passing desired signal frequencies while blocking or attenuating other unwanted electrical signal frequencies. The filters may be classified into some general categories, including low-pass filters, high-pass filters, band-pass filters, and band-stop filters, indicating the type of frequencies selectively passed by the filter. The filters may also be of the type such as Butterworth, Chebyshev, inverse Chebychev, and elliptical, which represent the type of frequency response of the band shaped frequency response that the filter provides for the ideal frequency response Lt; / RTI >

사용되는 필터의 타입은 종종 의도된 사용에 의존한다. 통신 응용예에서, 대역-통과 필터들은 하나 이상의 미리 정의된 대역들을 제외한 모든 대역들에서 RF 신호들을 필터링하거나 차단하도록 셀룰러 기지국들 및 다른 원격통신 장비에서 통상적으로 사용된다. 예를 들어, 이러한 필터들은 수신기 프론트-엔드에서 기지국 또는 원격통신 장비 내의 수신기의 컴포넌트들에 위해가 될 잡음 및 다른 원치 않는 신호들을 필터링하기 위해 통상적으로 사용된다. 수신기 안테나 입력에 샤프하게 정의된 대역 통과 필터(sharply defined band-pass filter)를 직접 배치하는 것은 종종 원하는 신호 주파수 근처의 주파수들에서의 강력한 간섭 신호들로부터 초래되는 다양한 악영향들을 제거할 것이다. 수신기 안테나 입력에서의 필터의 위치로 인해, 삽입 손실은 잡음 지수(noise figure)를 저하시키지 않도록 매우 낮아야 한다. 대부분의 필터 기술에서, 낮은 삽입 손실의 달성은 필터 가파름 또는 선택성(filter steepness or selectivity)에서의 대응하는 양보(compromise)를 요구한다.The type of filter used is often dependent on the intended use. In a communication application, band-pass filters are commonly used in cellular base stations and other telecommunications equipment to filter or block RF signals in all bands except for one or more predefined bands. For example, these filters are typically used to filter out noise and other unwanted signals that would be harmful to the components of the receiver in the base station or telecommunication equipment at the receiver front-end. Direct placement of a sharply defined band-pass filter at the receiver antenna input will often eliminate various adverse effects resulting from strong interference signals at frequencies near the desired signal frequency. Due to the position of the filter at the receiver antenna input, the insertion loss must be very low so as not to degrade the noise figure. In most filter technologies, achieving low insertion loss requires a corresponding compromise in filter steepness or selectivity.

상업적 원격통신 응용예들에서, 가장 작은 가능한 통과 대역을 협-대역 필터들을 사용하여 필터링하여 고정된 주파수 스펙트럼이 가장 큰 가능한 개수의 주파수 대역들로 분할될 수 있게 하여, 이에 의해 고정된 스펙트럼 내에 맞을 수 있는 사용자들의 실제 수를 증가시키는 것이 종종 바람직하다. 무선 통신에서의 급격한 증가로 인해, 이러한 필터링은 점점 더 적대적인(hostile) 주파수 스펙트럼에서 높은 정도의 선택성(작은 주파수 차이만큼 분리된 신호들을 구별하는 능력) 및 높은 정도의 민감도(약한 신호들을 수신하는 능력) 둘 모두를 제공해야 한다. 아날로그 셀룰러 통신을 위한 800-900 MHz 범위, 및 개인용 통신 서비스들(PCS)을 위한 1,800-2,200 MHz 범위의 주파수 범위들이 특히 가장 중요하다.In commercial telecommunications applications, the smallest possible passband may be filtered using narrow-band filters to allow the fixed frequency spectrum to be divided into the largest possible number of frequency bands, It is often desirable to increase the actual number of users that can be. Due to the dramatic increase in wireless communications, this filtering has a high degree of selectivity (the ability to distinguish signals separated by small frequency differences) and a high degree of sensitivity (ability to receive weak signals) in an increasingly hostile frequency spectrum ) Should be provided. Frequency ranges in the 800-900 MHz range for analog cellular communications and 1,800-2,200 MHz for personal communications services (PCS) are particularly important.

본 발명은 특히, 광범위한 마이크로파 및 RF 응용예들에서, 군용(예를 들어, RADAR), 통신, 및 전자 지능(ELINT) 모두에서, 그리고 셀룰러를 포함한 다양한 통신 응용예들과 같은 상업적 분야들에서, 높은 품질 인자 Q(즉, 에너지를 저장하고, 따라서 그것의 전력 소모 또는 손실과 반비례 관계에 있는 능력의 측정치), 낮은 삽입 손실, 동조가능한 필터에 대한 필요성에 관심을 둔다. 많은 응용예들에서, 수신기 필터는 원하는 주파수를 선택하거나 또는 간섭 신호 주파수를 가두도록 동조가능해야 한다. 따라서, 삽입 손실이 매우 낮은 경우, 수신기에서 수신기 안테나와 제1 비-선형 엘리먼트(통상적으로 저잡음 증폭기 또는 믹서) 사이의 선형, 동조가능한, 대역 통과 필터의 도입은 광범위한 RF 마이크로파 시스템에서 상당한 장점들을 제공한다.The present invention is particularly useful in a wide range of microwave and RF applications, in both military (e.g., RADAR), communication, and electronic intelligence (ELINT) and in commercial applications such as various communication applications including cellular, Attention is directed to the need for a high quality factor Q (i.e., a measure of the ability to store energy and thus be inversely related to its power consumption or loss), low insertion loss, and tunable filters. In many applications, the receiver filter should be tunable to select the desired frequency or to confine the interfering signal frequency. Thus, the introduction of a linear, tunable, bandpass filter between the receiver antenna and the first non-linear element (typically a low noise amplifier or mixer) at the receiver at very low insertion loss provides significant advantages in a wide range of RF microwave systems do.

예를 들어, 상업적 응용예들에서, PCS에 의해 사용되는 1,800-2,200 MHz 주파수 범위는 몇몇의 더 좁은 주파수 대역들(A-F 대역들)로 분할될 수 있고, 이들의 서브세트만이 임의의 주어진 영역에서 원격통신 운용자에 의해 사용될 수 있다. 따라서, 기지국들과 핸드-헬드 유닛들이 이들 주파수 대역들의 임의의 선택된 서브세트를 가지고 동작하도록 재구성될 수 있게 되는 것이 유리할 것이다. 또다른 예로서, RADAR 시스템들에서, "친밀한(friendly)" 근처 소스들로부터, 또는 전자교란기(jammer)들로부터의 높은 진폭의 간섭 신호들은 수신기들을 둔감하게 하거나 또는 높은-진폭의 클러터(clutter) 신호 레벨들을 가지고 상호변조시켜, 잘못된 타겟 표시들을 제공할 수 있다. 따라서, 고-밀도 신호 환경들에서, RADAR 경고 시스템들은 빈번하게 완전히 무용지물이 되며, 이 경우, 주파수 호핑(frequency hopping)이 유용할 것이다.For example, in commercial applications, the 1,800-2,200 MHz frequency range used by the PCS may be divided into some of the narrower frequency bands (AF bands), and only a subset of them may be assigned to any given area Lt; RTI ID = 0.0 > telecommunication < / RTI > Thus, it would be advantageous for base stations and hand-held units to be reconfigured to operate with any selected subset of these frequency bands. As another example, in RADAR systems, high amplitude interfering signals from "friendly" nearby sources, or from jammers, may cause the receivers to become insensitive or cluttered with high- clutter) signal levels to provide erroneous target indications. Thus, in high-density signal environments, RADAR alert systems frequently become completely obsolete, in which case frequency hopping will be useful.

마이크로파 필터들은 일반적으로 2개의 회로 구축 블록들, 즉 하나의 주파수 f0에서 매우 효율적으로 에너지를 저장하는 복수의 공진기들; 및 공진기들 사이의 전자기 에너지를 커플링시켜 다수의 스테이지들 또는 극점들(multiple stages or poles)을 형성하는 커플링(coupling)들을 사용하여 구축된다. 예를 들어, 4-극점 필터(four-pole filter)는 4개의 공진기들을 포함할 수 있다. 주어진 커플링의 강도는 그것의 리액턴스(즉, 인덕턴스 및/또는 커패시턴스)에 의해 결정된다. 커플링들의 상대적 강도들은 필터 형상을 결정하고, 커플링들의 토폴로지는 필터가 대역 통과 기능을 수행하는지 또는 대역 저지 기능(band-stop function)을 수행하는지를 결정한다. 공진 주파수 f0는 각자의 공진기의 인덕턴스 및 커패시턴스에 의해 주로 결정된다. 통상적인 필터 설계에 대해서, 필터가 활성인 주파수는 필터를 구성하는 공진기들의 공진 주파수들에 의해 결정된다. 각각의 공진기는 필터의 응답이 위에서 논의된 이유로 샤프하고 매우 선택적일 수 있도록 매우 낮은 내부 저항을 가져야 한다. 낮은 저항에 대한 이러한 요건에 따라 주어진 기술에 대한 공진기들의 사이즈와 비용이 조절(drive)되는 경향이 있다.Microwave filters generally comprise two circuit building blocks: a plurality of resonators that store energy very efficiently at one frequency f 0 ; And couplings coupling the electromagnetic energy between the resonators to form multiple stages or poles. For example, a four-pole filter may include four resonators. The strength of a given coupling is determined by its reactance (i.e., inductance and / or capacitance). The relative intensities of the couplings determine the filter shape, and the topology of the couplings determines whether the filter performs a bandpass function or a band-stop function. The resonant frequency f 0 is mainly determined by the inductance and the capacitance of each resonator. For a typical filter design, the frequency at which the filter is active is determined by the resonant frequencies of the resonators making up the filter. Each resonator should have a very low internal resistance so that the response of the filter is sharp and highly selective for the reasons discussed above. According to these requirements for low resistance, the size and cost of the resonators for a given technology tend to be driven.

통상적으로, 종래의 필터의 사이즈와 비용이 필터를 실현하기 위해 요구되는 공진기들의 수에 따라 선형적으로 증가할 것임에 따라, 고정된 주파수 필터들은 특정 형상을 달성하기 위해 요구되는 공진기들의 수를 최소화하도록 설계된다. 반도체 디바이스들에 대해 그러하듯, 포토리소그래픽적으로 정의된 필터 구조들(예를 들어, 고온 초전도체(HTS; high-temperature superconductor), 마이크로 전자-기계 시스템(MEMS; micro electro-mechanical systems ), 및 필름 벌크 음향 공진기(FBAR; film bulk acoustic resonator) 필터들에서의 구조들)은 이러한 종류의 사이즈 및 비용 스케일링에 대해 종래의 컴라인(combline) 또는 유전체 필터들보다 훨씬 덜 민감하다.Typically, as the size and cost of a conventional filter will increase linearly with the number of resonators required to realize the filter, the fixed frequency filters minimize the number of resonators required to achieve a particular shape . As with semiconductor devices, photolithographically defined filter structures (e.g., high-temperature superconductor (HTS), micro electro-mechanical systems (MEMS), and (Structures in film bulk acoustic resonator (FBAR) filters) are much less sensitive than conventional combline or dielectric filters for this sort of size and cost scaling.

오늘날 동조가능한 필터들을 설계하기 위해 사용되는 방식들은 고정된 주파수 필터들에 대해 전술된 바와 동일한 방식을 따른다. 따라서, 방식들은 매우 효율적이고, 효과적이며 간단한 회로들을 초래하는데, 즉, 이들은 주어진 필터 응답을 실현하기 위해 필요한 가장 간단한 회로를 초래한다. 종래 기술의 동조 기법들에서, 필터의 모든 공진 주파수들은 필터의 주파수를 동조시키도록 조정된다. 예를 들어, 디바이스의 동작 주파수 대역을 50 MHz씩 증가시키는 것이 요구되는 경우, 협대역 필터의 공진 주파수들 모두는 50 MHz씩 증가되어야 한다. 이러한 종래 기술의 기법이 일반적으로 주파수 대역의 조정에 있어서는 성공적이었지만, 공진기들 내에 저항을 불가피하게 도입하며, 이에 의해 필터의 삽입 손실을 불리하게 증가시킨다.The schemes used to design tunable filters today follow the same manner as described above for fixed frequency filters. Thus, the schemes result in very efficient, efficient and simple circuits, that is, they result in the simplest circuit necessary to realize a given filter response. In prior art tuning techniques, all resonant frequencies of the filter are adjusted to tune the frequency of the filter. For example, if it is desired to increase the operating frequency band of the device by 50 MHz, then all of the resonant frequencies of the narrowband filter should be increased by 50 MHz. While this prior art technique has generally been successful in tuning the frequency band, it inevitably introduces a resistor in the resonators, thereby undesirably increasing the insertion loss of the filter.

필터 내의 각각의 공진기 위에 HTS 플레이트를 기계적으로 이동시킴으로써 HTS 필터들이 공진기들 내에 상당한 저항을 도입하지 않고 자신의 공진 주파수를 변경하도록 동조될 수 있지만, 이러한 기법은 본질적으로 느리며(수초 정도) 비교적 큰 3차원 동조 구조들을 요구한다. 삽입 손실이 소위 스위칭된 필터 설계들에서 감소될 수 있지만, 이들 설계들은 여전히 스위칭 시간들 사이에 상당량의 손실을 도입하며, 추가적인 공진기들을 요구한다. 예를 들어, 필터 시스템의 삽입-손실은, 2개의 필터들 및 필터들 사이에서 선택할 한 쌍의 단일-극점 더블-스로우(SP2T; single-pole double-throw) 스위치들을 제공하고, 따라서 동조 범위 요건을 효과적으로 감소시킴으로써 감소될 수 있지만, 2배 만큼 공진기들의 수를 증가시키고, 스위치로부터의 손실을 도입한다. 필터 시스템의 손실은 더 많은 스위치들과 필터들을 도입함으로써 추가로 감소될 수 있지만, 각각의 추가적인 필터는 원래 필터와 동일한 개수의 공진기들을 요구할 것이며, 요구된 스위치들로부터 더 많은 손실을 도입할 것이다.Although HTS filters can be tuned to mechanically move the HTS plate over each resonator in the filter to change their resonant frequency without introducing significant resistance in the resonators, this technique is inherently slow (about a few seconds) Dimensional tuning structures. Although insertion loss can be reduced in so-called switched filter designs, these designs still introduce significant losses between switching times and require additional resonators. For example, the insertion-loss of the filter system provides a pair of single-pole double-throw (SP2T) switches to choose between two filters and filters, , But increases the number of resonators by a factor of two and introduces losses from the switch. The loss of the filter system may be further reduced by introducing more switches and filters, but each additional filter will require the same number of resonators as the original filter and will introduce more losses from the required switches.

따라서, 감소한 삽입 손실을 가지고 신속하게 동조될 수 있는 대역 통과 필터를 제공할 필요성이 남아 있다.Thus, there remains a need to provide a bandpass filter that can be quickly tuned with reduced insertion loss.

본 발명의 제1 양상에 따르면, 무선 주파수(RF) 필터가 제공된다. RF 필터는 입력 및 출력을 가지는 신호 전송 경로, 입력과 출력 사이에 신호 전송 경로를 따라 배치된 복수의 공진 엘리먼트들, 및 공진 엘리먼트들을 함께 커플링시키는 복수의 비-공진 엘리먼트들을 포함한다. 공진 엘리먼트들은 공진 엘리먼트들의 각자의 주파수들에 대응하는 복수의 전송 제로들(transmission zeroes)을 가지는 저지 대역(stop band), 및 전송 제로들 사이의 적어도 하나의 서브-대역을 형성하기 위해 함께 커플링된다. 비-공진 엘리먼트들은 적어도 하나의 서브-대역들 중 하나 내에 통과 대역을 생성하기 위해 저지 대역 내에 적어도 하나의 반사 제로를 위치시키는 서셉턴스 값들(susceptance values)을 가진다.According to a first aspect of the present invention, a radio frequency (RF) filter is provided. The RF filter includes a signal transmission path having an input and an output, a plurality of resonant elements disposed along a signal transmission path between the input and the output, and a plurality of non-resonant elements coupling the resonant elements together. The resonant elements are coupled together to form at least one sub-band between the transmission zeroes and a stop band having a plurality of transmission zeroes corresponding to the respective frequencies of the resonant elements. do. The non-resonant elements have susceptance values that place at least one reflection zero in the blocking band to create a passband within one of the at least one sub-bands.

비-공진 엘리먼트들은 저지 대역 내에 적어도 하나의 반사 제로를 선택적으로 도입하여 서브-대역(들) 중 하나 내에 통과 대역을 생성하기 위한 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트를 포함한다. 일 실시예에서, 복수의 서브-대역들이 제공되며, 이 경우, 가변 비-공진 엘리먼트(들)는 반사 제로(들)를 저지 대역을 따라 변위(displace)시켜 서브-대역들 중 선택된 서브-대역들 내에 통과 대역을 생성할 수 있다. 통과 대역은 선택된 서브-대역들 내에서 실질적으로 상이한 대역폭들을 가질 수 있다. 또다른 실시예에서, 가변 비-공진 엘리먼트(들)는 저지 대역 내에 적어도 또다른 반사 제로를 변위시켜 서브-대역들 중 또다른 서브-대역 내에 또다른 통과 대역을 생성한다.The non-resonant elements include at least one variable non-resonant element for selectively introducing at least one reflection zero in the stop band to create a passband in one of the sub-band (s). In one embodiment, a plurality of sub-bands are provided, wherein the variable non-resonant element (s) displace the reflection zero (s) along the stop band to form a selected one of the sub- Lt; RTI ID = 0.0 > a < / RTI > The passband may have substantially different bandwidths within the selected sub-bands. In yet another embodiment, the variable non-resonant element (s) displaces at least another reflection zero within the stop band to create another pass band in another of the sub-bands.

가변 비-공진 엘리먼트는, 예를 들어, 조정가능한 서셉턴스를 가질 수 있고, 가변 커패시터, 손실-손실 스위치, 버랙터 및 스위칭된 커패시터 중 하나 이상을 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 공진 엘리먼트들 각각이 박막 집중 엘리먼트 구조(thin-film lumped element structure)(예를 들어, 고온 초전도체(HTS) 등)를 포함하지만, 공진 엘리먼트는 원하는 주파수에서 공진하는 임의의 구조의 형태를 취할 수 있다.The variable non-resonant element may, for example, have an adjustable susceptance and may include one or more of a variable capacitor, a loss-loss switch, a varactor, and a switched capacitor. In one embodiment, each of the resonant elements includes a thin-film lumped element structure (e.g., a high temperature superconductor (HTS) or the like), but the resonant element may be of any structure resonating at a desired frequency Can take the form.

RF 필터는 동작 온도를 수신하고, 수신된 동작 온도에 기초하여 가변 비-공진 엘리먼트(들)를 조정하여 이에 의해 반사 제로(들)를 저지 대역을 따라 선택적으로 이동시켜 선택된 서브-대역 내의 통과 대역을 이동시키도록 구성된 전기적 제어기를 더 포함한다. 일 실시예에서, 전기적 제어기는 가변 비-공진 엘리먼트(들)를 조정하여, 저지 대역 내에 반사 제로(들)를 선택적으로 도입해서 하나의 서브-대역 내에 통과 대역을 생성하도록 구성된다. 예를 들어, 비-공진 엘리먼트(들) 각각은 서로 병렬로 커플링되어 용량성 회로를 형성하는 복수의 커패시터들 및 커패시터들 중 적어도 하나에 커플링된 적어도 하나의 스위치를 가질 수 있다. 전기적 제어기는 이후 용량성 회로로부터 적어도 하나의 커패시터를 선택적으로 포함시키거나 배제시켜서 용량성 회로의 커패시턴스를 변경시키고, 이에 의해 저지 대역 내의 반사 제로를 선택적으로 이동시켜 선택된 서브-대역 내의 통과 대역을 이동시키도록 스위치(들)를 동작시킴으로써 각자의 비-공진 엘리먼트의 리액턴스를 변경하도록 구성될 수 있다.The RF filter receives the operating temperature and adjusts the variable non-resonant element (s) based on the received operating temperature, thereby selectively moving the reflection zero (s) along the blocking band to create a passband in the selected sub- And an electric controller configured to move the electric motor. In one embodiment, the electrical controller is configured to adjust the variable non-resonant element (s) to selectively introduce the reflection zero (s) into the stop band to create a passband within one sub-band. For example, each of the non-resonant element (s) may have a plurality of capacitors coupled together in parallel to form a capacitive circuit, and at least one switch coupled to at least one of the capacitors. The electrical controller then selectively includes or excludes at least one capacitor from the capacitive circuit to change the capacitance of the capacitive circuit thereby selectively shifting the reflection zero in the stop band to move the pass band within the selected sub- Resonant element by operating the switch (s) to cause the non-resonant element to react.

전기적 제어기는 가변 비-공진 엘리먼트(들)를 조정하고, 이에 의해 반사 제로(들)를 저지 대역을 따라 선택적으로 이동시켜서 통과 대역을 주파수 범위 내의 공칭 설계 위치(nominal as-designed location)로 다시 되돌리도록 구성될 수 있다. 이 경우, 전기적 제어기는 수신된 동작 온도에 기초하여 공진 엘리먼트들 중 적어도 하나를 조정하고, 이에 의해 공진 엘리먼트(들)의 각각의 주파수에 대응하는 전송 제로를 저지 대역을 따라 선택적으로 이동시켜 통과 대역을 주파수 범위 내의 공칭 설계 위치로 다시 되돌리도록 구성될 수 있다.The electrical controller adjusts the variable non-resonant element (s), thereby selectively moving the reflection zero (s) along the stop band to return the pass band back to the nominal as-designed location within the frequency range . In this case, the electrical controller adjusts at least one of the resonant elements based on the received operating temperature, thereby selectively shifting the transmission zero corresponding to each frequency of the resonant element (s) along the blocking band, To the nominal design position within the frequency range.

일 실시예에서, RF 필터는 동작 온도를 측정하도록 구성되는 온도 센서를 더 포함하고, 이 경우, 전기적 제어기는 온도 센서로부터 측정된 동작 온도를 수신하도록 구성된다. RF 필터는 복수의 기준 동작 온도들 및 각자 상이한 동작 온도들에 대응하는 조정 설정들의 복수의 세트를 포함하는 룩업 테이블을 저장하는 메모리를 더 포함할 수 있다. 이 경우, 전기적 제어기는 측정된 동작 온도를 룩업 테이블 내의 복수의 기준 동작 온도들과 비교하고, 측정된 동작 온도에 가장 가까운 기준 동작 온도에 대응하는 조정 설정들의 세트를 선택하고, 조정 설정들의 세트에 따라 가변 비-공진 엘리먼트(들)를 조정하도록 구성된다.In one embodiment, the RF filter further comprises a temperature sensor configured to measure an operating temperature, wherein the electrical controller is configured to receive the measured operating temperature from the temperature sensor. The RF filter may further comprise a memory storing a look-up table comprising a plurality of reference operating temperatures and a plurality of sets of adjustment settings corresponding to respective different operating temperatures. In this case, the electrical controller compares the measured operating temperature with a plurality of reference operating temperatures in the look-up table, selects a set of adjustment settings corresponding to the reference operating temperature closest to the measured operating temperature, To adjust the variable non-resonant element (s).

발명의 다른 그리고 추가적인 양상들과 특징들은, 발명을 제한하는 것이 아니라 예시하도록 의도된 바람직한 실시예의 후속하는 상세한 기재를 읽음으로써 명백할 것이다.Other and further aspects and features of the invention will be apparent from a reading of the following detailed description of a preferred embodiment which is intended to be illustrative rather than limiting.

도면들은 본 발명의 바람직한 실시예들의 설계 및 유용성을 예시하며, 여기서 유사한 엘리먼트들은 공통 참조 번호들로 지칭된다. 본 발명의 위에서 인용된 그리고 다른 장점들 및 목적들이 획득되는 방식을 더 양호하게 이해하기 위해, 위에서 간략하게 기술된 본 발명의 더욱 구체적인 설명이 본 발명의 특정 실시예들을 참조하여 이루어질 것이며, 특정 실시예들은 첨부 도면들에 예시되어 있다. 이들 도면들이 발명의 전형적인 실시예들만을 도시하며 따라서 발명의 범위의 제한으로서 고려되지 않음을 이해한다면, 발명은 첨부 도면들의 사용을 통해 추가로 특정하고 상세하게 기술되고 설명될 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따라 구성된 동조가능한 무선 주파수(RF) 필터의 블록도이다.
도 2는 8개의 공진 엘리먼트들을 사용하는 예시적인 넓은 저지 대역의 모델링된 주파수 응답의 플롯이다.
도 3은 저지 대역의 서브-대역 내에 통과 대역이 도입된, 도 2의 주파수 응답의 플롯이다.
도 4a-4g는 저지 대역의 선택된 서브-대역들 내에 통과 대역이 도입된, 도 2의 주파수 응답의 플롯들이다.
도 5a-5d는 저지 대역이 주파수에 있어서 시프트되었고, 시프트된 저지 대역의 서브-대역의 여러 위치들에 통과 대역이 도입된, 도 2의 주파수 응답의 플롯들이다.
도 6은 도 4a-4g의 저지 대역의 선택된 서브-대역들 내에 도입된 통과 대역의 범위를 확장시키기 위해 도 2의 주파수 응답의 전송 제로들의 동시적 시프트를 예시하는 플롯이다.
도 7a-7f는 개인용 통신 서비스(PCS) 주파수 범위를 커버하기 위해 저지 대역의 선택된 서브-대역들 내에 통과 대역이 도입된, 9개의 공진 엘리먼트들을 사용하는 예시적인 넓은 저지 대역의 모델링된 주파수 응답의 플롯들이다.
도 8은 저지 대역의 선택된 서브-대역들 내의 통과 대역의 도입을 수용하기 위해 도 7a-7f의 주파수 응답의 전송 제로들의 독립적 시프트를 예시하는 플롯들이다.
도 9a-9f는 저지 대역의 선택된 서브-대역들 내에 다수의 통과 대역들이 도입된, 도 2의 모델링된 주파수 응답의 플롯들이다.
도 10은 본 발명의 또다른 실시예에 따라 구성된 동조가능한 RF 필터의 블록도이다.
도 11은 시프트된 저지 대역의 서브-대역의 다양한 위치들에서 통과 대역이 도입된, 도 10의 필터의 모델링된 주파수 응답의 플롯이다.
도 12는 도 10의 동조가능한 RF 필터에서 사용된 비-공진 엘리먼트들의 커플링 값들의 변경 대 도 11의 통과-대역에서의 주파수 시프트를 예시하는 플롯이다.
도 13a-13d는 도 1의 동조가능한 RF 필터의 회로 표현들을 예시한다.
도 14는 3개의 필터 상태들에 대한 도 14의 RF 필터의 모델링에서 사용되는 컴포넌트 값들을 예시하는 표이다.
도 15a-15c는 특히 다양한 필터 상태들 및 대응하는 주파수 응답들을 예시하는, 도 1의 동조가능한 RF 필터의 회로 구현예이다.
도 16a-16c는 3개 상태들에서의 도 14의 RF 필터의 주파수 응답의 플롯들이다.
도 17은 도 14의 RF 필터의 동조 대 필터의 삽입 손실을 예시하는 플롯이다.
도 18은 동일한 주파수 범위에 걸쳐 동조될 때 도 14의 RF 필터의 삽입 손실 대 통상적인 필터의 삽입 손실을 비교하는 플롯이다.
도 19는 동일한 주파수 범위에 걸쳐 동조될 때 도 1의 필터의 삽입 손실 대 스위칭된 필터의 삽입 손실을 비교하는 플롯이다.
도 20은 본 발명에 따라 구성된 2-공진기, 4-공진기 및 6-공진기 동조가능한 필터들 사이의 주파수 응답들과 표준 대역-통과 필터의 주파수 응답을 비교하는 플롯이다.
도 21은 도 1의 동조가능한 RF 필터의 또다른 회로 표현을 예시한다.
도 22는 도 21의 회로 표현의 커플링 매트릭스(coupling matrix)를 예시한다.
도 23a-23c는 도 21의 RF 필터의 주파수 응답들 및 대응하는 커플링 매트릭스들의 플롯들이다.
도 24는 도 21의 RF 필터를 동조하기 위해 사용되는 도 23a-23c의 커플링 매트릭스들에서의 커플링 값들을 그래프로 도시하는 플롯이다.
도 25는 도 21의 RF 필터를 동조하기 위해 사용될 수 있는 커플링 값들의 또다른 세트를 그래프로 도시하는 플롯이다.
도 26은 도 21의 RF 필터를 동조하기 위해 사용될 수 있는 커플링 값들의 또다른 세트를 그래프로 도시하는 플롯이다.
도 27은 특히 공진기를 동조시키기 위한 동조 포크들(tuning forks)을 예시하는, 도 1의 동조가능한 RF 필터의 하나의 공진기의 평면 뷰 레이아웃이다.
도 28은 특히 공진기를 동조시키기 위한 트리밍 탭들(trimming tabs)을 예시하는, 도 1의 동조가능한 RF 필터의 하나의 공진기의 평면 뷰 레이아웃이다.
도 29는 본 발명의 일 실시예에 따라 구성된 또다른 동조가능한 RF 필터의 블록도이다.The drawings illustrate the design and utility of preferred embodiments of the present invention, wherein like elements are referred to as common reference numerals. In order to better understand the manner in which the above recited and other advantages and objects are achieved, a more particular description of the invention, briefly summarized above, may be had by reference to specific embodiments thereof, Examples are illustrated in the accompanying drawings. It is to be understood that, although the drawings illustrate only typical embodiments of the invention and are therefore not to be considered as limiting the scope of the invention, the invention will be described and explained with additional specificity and detail through the use of the accompanying drawings.
1 is a block diagram of a tunable radio frequency (RF) filter constructed in accordance with one embodiment of the present invention.
Figure 2 is a plot of an exemplary wide band stop, modeled frequency response using eight resonant elements.
FIG. 3 is a plot of the frequency response of FIG. 2 with a passband introduced into the subband of the stopband.
Figures 4A-4G are plots of the frequency response of Figure 2, with passbands introduced in selected sub-bands of the stop band.
Figures 5A-5D are plots of the frequency response of Figure 2 where the stop band was shifted in frequency and the pass band was introduced at various positions of the shifted stop band sub-band.
FIG. 6 is a plot illustrating the simultaneous shift of transmission zeros of the frequency response of FIG. 2 to extend the range of passbands introduced within the selected sub-bands of the stopband of FIGS. 4A-4G.
Figures 7A-7F illustrate an exemplary wide band-limited modeled frequency response using nine resonant elements, in which a passband is introduced in selected sub-bands of the stopband to cover the personal communications service (PCS) Plots.
FIG. 8 is a plot illustrating an independent shift of the transmission zeros of the frequency response of FIGS. 7A-7F to accommodate the introduction of passbands in selected sub-bands of the stop band.
Figures 9A-9F are plots of the modeled frequency response of Figure 2, where multiple passbands are introduced within selected sub-bands of the stopband.
10 is a block diagram of a tunable RF filter constructed in accordance with another embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a plot of the modeled frequency response of the filter of FIG. 10 where a passband is introduced at various positions of the shifted stopband sub-band.
12 is a plot illustrating changes in the coupling values of the non-resonant elements used in the tunable RF filter of FIG. 10 versus the frequency shift in the pass-band of FIG. 11. FIG.
Figures 13A-13D illustrate circuit representations of the tunable RF filter of Figure 1;
14 is a table illustrating component values used in modeling the RF filter of Fig. 14 for three filter states.
Figs. 15A-15C are circuit implementations of the tunable RF filter of Fig. 1 that illustrate various filter states and corresponding frequency responses in particular.
Figures 16A-16C are plots of the frequency response of the RF filter of Figure 14 in three states.
17 is a plot illustrating the insertion loss of the tuning band filter of the RF filter of Fig.
Figure 18 is a plot comparing the insertion loss of the RF filter of Figure 14 versus the typical filter when tuned over the same frequency range.
Figure 19 is a plot comparing the insertion loss of the filter of Figure 1 versus the insertion loss of the switched filter when tuned over the same frequency range.
20 is a plot comparing the frequency response of a standard band-pass filter with the frequency responses between two-resonator, four-resonator and six-resonator tunable filters constructed in accordance with the present invention.
Figure 21 illustrates another circuit representation of the tunable RF filter of Figure 1;
Figure 22 illustrates the coupling matrix of the circuit representation of Figure 21;
Figures 23A-23C are plots of frequency responses and corresponding coupling matrices of the RF filter of Figure 21;
24 is a plot that graphically shows the coupling values in the coupling matrices of FIGS. 23A-23C used to tune the RF filter of FIG. 21. FIG.
25 is a plot of another set of coupling values that can be used to tune the RF filter of FIG. 21 in graph form.
26 is a plot that graphically shows another set of coupling values that can be used to tune the RF filter of FIG.
Figure 27 is a plan view layout of one resonator of the tunable RF filter of Figure 1, illustrating tuning forks for tuning the resonator in particular.
28 is a plan view layout of one resonator of the tunable RF filter of Fig. 1, illustrating trimming tabs for tuning the resonator in particular.
29 is a block diagram of another tunable RF filter constructed in accordance with an embodiment of the present invention.

도 1을 참조하면, 본 발명에 따라 구성된 동조가능한 무선 주파수(RF) 필터(10)가 이제 기술될 것이다. 예시된 실시예에서, RF 필터(10)는 원하는 주파수 범위, 예를 들어, 800-900 MHz 또는 1,800-2,220 MHz 내에서 동조가능한 통과 대역을 가지는 대역 통과 필터이다. 통상적인 시나리오에서, RF 필터(10)는 원하는 주파수 범위 밖의 에너지를 소거(reject)하는 넓은 통과 대역 필터 뒤의 수신기의 프론트-엔드(미도시) 내에 배치된다. RF 필터(10)는 일반적으로 입력(14) 및 출력(16)을 가지는 신호 전송 경로(12), 신호 전송 경로(12)를 따라 배치된 복수의 노드들(17), 각자가 노드들(17)로부터 연장하는 복수의 공진 브랜치들(19), 및 각자가 노드들(17)로부터 연장하는 복수의 비-공진 브랜치들(21)을 포함한다. RF 필터(10)는 입력(14)과 출력(16) 사이의, 그리고 특히 공진 브랜치들(21)과 접지 사이에 커플링된 복수의 공진 엘리먼트들(18)(이 경우, 4개), 공진 엘리먼트들(18)의 주파수들을 조정하기 위한 복수의 동조 엘리먼트들(20), 그 중 4개가 비-공진 브랜치들(21)과 접지 사이에 커플링된, 공진 엘리먼트들(18)을 함께 커플링시키는 복수의 비-공진 엘리먼트들(22)을 더 포함한다. RF 필터(10)는 주파수 범위 내의 선택된 협대역으로 RF 필터(10)를 동조시키도록 구성된 전기적 제어기(24)를 더 포함한다.Referring to Figure 1, a tunable radio frequency (RF) filter 10 constructed in accordance with the present invention will now be described. In the illustrated embodiment, the RF filter 10 is a bandpass filter having a tunable passband within a desired frequency range, e.g., 800-900 MHz or 1,800-2,220 MHz. In a typical scenario, the RF filter 10 is placed in the front-end (not shown) of the receiver behind a wide passband filter that rejects energy outside the desired frequency range. The RF filter 10 generally includes a signal transmission path 12 having an input 14 and an output 16, a plurality of nodes 17 arranged along the signal transmission path 12, And a plurality of non-resonant branches 21, each extending from the nodes 17. The resonant branches 19, The RF filter 10 includes a plurality of resonant elements 18 (in this case, four) coupled between the input 14 and the output 16, and in particular between the resonant branches 21 and ground, A plurality of tuning elements 20 for tuning the frequencies of the elements 18 together with four resonant elements 18 coupled between the non-resonant branches 21 and ground, Resonant elements 22. The non-resonant elements 22 may include a plurality of non- The RF filter 10 further comprises an electrical controller 24 configured to tune the RF filter 10 to a selected narrow band within the frequency range.

신호 전송 경로(12)는 비-공진 엘리먼트들(22)이 직접적으로 또는 간접적으로 커플링된 물리적 전송 라인을 포함할 수 있지만, 대안적인 실시예들에서, 물리적 전송 라인은 사용되지 않는다. 예시된 실시예에서, 공진 엘리먼트들(18)은 인덕터들 및 커패시터들과 같은 집중 엘리먼트 전기 컴포넌트들(lumped element electrical components), 및 특히, 평면 나선형 구조들, 지그-재그 사문 구조(zig-zag serpentine structures), 단일 코일 구조, 및 이중 코일 구조들과 같은 박막 집중 구조들을 포함한다. 이러한 구조들은 낮은 손실 기판 상에 커패시터들과 인덕터들을 형성하도록 패터닝된 박막 에피택셜 고온 초전도체(HTS)들을 포함할 수 있다. 고온 초전도체 집중 엘리먼트 필터들을 논의하는 추가적인 상세항목들은, 인용에 의해 본원에 명시적으로 포함되는 미국 특허 번호 제5,616,539호에 설명되어 있다.The signal transmission path 12 may include a physical transmission line in which the non-resonant elements 22 are directly or indirectly coupled, but in alternate embodiments, the physical transmission line is not used. In the illustrated embodiment, the resonant elements 18 include lumped element electrical components such as inductors and capacitors, and in particular, planar spiral structures, zig-zag serpentine structures, structures, single coil structures, and dual coil structures. These structures may include thin film epitaxial high temperature superconductors (HTS) patterned to form capacitors and inductors on a low loss substrate. Additional details discussing high temperature superconducting concentrated element filters are described in U.S. Patent No. 5,616,539, which is expressly incorporated herein by reference.

예시된 실시예에서, 공진 엘리먼트들(18)은 서셉턴스 BR로 표현되고, 비-공진 엘리먼트들(22)은, 공진 엘리먼트들(18)과 병렬로 커플링된 서셉턴스 BN 및 공진 엘리먼트들(18) 사이에 커플링된 어드미턴스 인버터들(J)로 표현된다. 비-공진 엘리먼트들(22) 중 선택된 엘리먼트들은 변경될 수 있는 반면, 비-공진 엘리먼트들(22) 중 임의의 나머지 엘리먼트들은 고정된 채 남아 있다.In the illustrated embodiment, the resonant elements 18 are represented by a susceptance B R and the non-resonant elements 22 comprise a susceptance B N coupled in parallel with the resonant elements 18, Lt; RTI ID = 0.0 > (J) < / RTI > The selected ones of the non-resonant elements 22 may be altered, while any remaining ones of the non-resonant elements 22 remain fixed.

하기에 더 상세하게 기술될 바와 같이, 비-공진 엘리먼트들(22)은, 실질적으로 전체 주파수 범위에 걸쳐 통과 대역을 동조시키도록 변경될 수 있고, 공진 엘리먼트들(18)의 주파수들은 필요한 경우, 주파수 범위의 상대적인 부분(relatively portion) 내의 통과 대역을 수용하고 그리고/또는 이동시키도록 단지 약간 조정된다. 이러한 방식으로, 필터(10)의 삽입 손실이 상당히 감소하는데, 왜냐하면, 공진 엘리먼트들(18)보다는 비-공진 엘리먼트들(22)이 필터(10)를 동조시키기 위한 1차 수단으로서 사용되기 때문이다. 즉, 비-공진 엘리먼트들(22)의 조정이 상당히 손실 민감성인 공진 엘리먼트들(18)의 조정이 기여하는 것보다는 필터(10)의 손실에 덜 기여하기 때문에, 필터(10)는 필터(10)를 동조시키기 위한 주요 수단으로서 공진 엘리먼트들을 이용하는 종래 기술의 필터들보다는 더 적은 손실을 가질 것이다. 추가로, 공진 엘리먼트들(18)의 주파수가, 만약 한다면, 매우 적게 조정되기 때문에, 필터(10)의 동조 속도가 증가한다.As will be described in greater detail below, the non-resonant elements 22 may be modified to substantially tune the passband over the entire frequency range, and the frequencies of the resonant elements 18, if desired, Only slightly adjusted to accommodate and / or move the passband within the relatively portion of the frequency range. In this way, the insertion loss of the filter 10 is significantly reduced, since the non-resonant elements 22 rather than the resonant elements 18 are used as the primary means for tuning the filter 10 . That is, since the adjustment of the non-resonant elements 22 contributes less to the loss of the filter 10 than to the adjustment of the resonant elements 18, which is highly loss sensitive, Lt; RTI ID = 0.0 > resonant < / RTI > elements. In addition, since the frequency of the resonant elements 18, if any, is adjusted very little, the tuning speed of the filter 10 increases.

RF 필터(10)는 넓은 저지 대역의 선택된 영역들을 가지는 좁은 통과 대역을 도입함으로써 전술한 내용을 달성한다. 즉, RF 필터(10)가 궁극적으로는 통과 대역 필터로서 사용되지만, 공진 엘리먼트들(18)은, 통과 대역을 생성하기 위해서가 아니라, 오히려 공진 엘리먼트들(18)의 각자의 주파수들에 대응하는 전송 제로들(이 경우, 4개 넘버링됨)을 가지는 넓은 저지 대역 응답을 생성하기 위해 비-공진 엘리먼트들(22)에 의해 실제로 함께 커플링된다. 전기적 제어기(24)는 이후 반사 제로들을 저지 대역을 따라 도입하고 변위시켜 원하는 주파수 범위 내의 좁은 통과 대역을 이동시키도록 비-공진 엘리먼트들(22)을 조정한다. 전기적 제어기(24)는 또한 전송 제로들을 주파수 범위를 따라 이동시켜 필터 응답을 최적화하도록 동조 엘리먼트들(20)을 통해 공진 엘리먼트들(18)의 주파수들을 조정할 수 있다. 예시된 실시예에서, 전기적 제어기(24)는 주파수 범위 내의 통과 대역의 원하는 위치지정(location)을 실현하기 위해 필요한 비-공진 엘리먼트들(22)의 값들을 저장하기 위한 메모리(미도시)를 포함한다.The RF filter 10 achieves the foregoing by introducing a narrow passband having selected areas of a wide stopband. That is, although the RF filter 10 is ultimately used as a passband filter, the resonant elements 18 are not intended to produce a passband, but rather to produce a resonant frequency corresponding to the respective frequencies of the resonant elements 18 Are actually coupled together by non-resonant elements 22 to produce a wide stopband response having transmission zeros (in this case, numbered 4). The electrical controller 24 then adjusts the non-resonant elements 22 to introduce and shift the reflective zeros along the blocking band to move the narrow passband within the desired frequency range. The electrical controller 24 may also adjust the frequencies of the resonant elements 18 through the tuning elements 20 to optimize the filter response by moving the transmission zeroes along the frequency range. In the illustrated embodiment, the electrical controller 24 includes a memory (not shown) for storing the values of the non-resonant elements 22 needed to realize the desired location of the passband within the frequency range do.

이 기법은 이제 후속하는 수학식들에 따라 모델링된 다양한 예시적인 필터 응답을 참조하여 기술될 것인데, 즉,

Figure pat00001
이며, 여기서, S11는 필터의 입력 반사 계수이고, S21는 순방향 전송 계수이고, s는 정규화된 주파수이고, F 및 P는 일반화된 복소 주파수 s의 N차 다항식이고(여기서, N은 공진 엘리먼트들의 수임), ε는 동일한 리플 반사 손실을 정의하는 상수이다. 계수들 S11 및 S21 각각은, 분자가 N차를 가지기 때문에, 최대 N개의 제로-포인트들을 가질 수 있다. 계수들 S11, S21 둘 모두가 N개의 제로-포인트들을 가질 때, 필터 응답은 완전히 타원형으로 간주된다. 필터들의 모델링을 논의하는 추가적인 상세 항목들은 2001년 Wiley-Interscience, Jia-Shen G.Hong 및 M.J. Lancaster의 "Microstrip Filters for RF/Microwave Application"에 설명되어 있다. 정규화된 주파수인 s=iw는 수학식
Figure pat00002
에 따라 실수 주파수(real frequency)로 매핑될 수 있으며, 여기서 f는 실수 주파수이고, fc는 중심 주파수이고, BW는 필터의 대역폭이다. 정규화된 주파수의 실수 주파수로의 변환을 논의하는 추가적인 상세항목은 McGraw-Hill(1964), G.Matthaei, L.Young 및 E.M.T.Jones의 "Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, and Coupling Structures"에 설명되어 있다.This technique will now be described with reference to various exemplary filter responses modeled according to the following equations:
Figure pat00001
Where S 11 is the input reflection coefficient of the filter, S 21 is the forward transmission coefficient, s is the normalized frequency, and F and P are the Nth order polynomials of the generalized complex frequency s (where N is the resonant element And ε is a constant that defines the same ripple reflection loss. Each of the coefficients S 11 and S 21 can have a maximum of N zero-points because the molecule has an N-th order. When the coefficients S 11 , S 21 both have N zero-points, the filter response is considered completely elliptical. Further details discussing the modeling of filters are described in Wiley-Interscience, Jia-Shen G. Hong and MJ Lancaster, "Microstrip Filters for RF / Microwave Application ", 2001. The normalized frequency, s = iw,
Figure pat00002
, Where f is the real frequency, f c is the center frequency, and BW is the bandwidth of the filter. Additional details discussing the conversion of normalized frequencies to real frequencies are described in McGraw-Hill (1964), G. Matthaei, L. Young, and EMTJones, "Microwave Filters, Impedance-Matching Networks, and Coupling Structures & .

도 2는 8개의 공진 엘리먼트들을 사용하고, 이에 의해 저지 대역(32)을 형성하기 위해 각자의 공진 엘리먼트 주파수들에서(도 2의 우측 뷰에 가장 잘 도시되어 있는 바와 같음) 8개의 대응하는 전송 제로들(30)(6개만 도시됨), 및 이 저지 대역(32) 밖에 있는(도 2의 좌측 뷰에 가장 잘 도시되어 있는 바와 같음) 8개의 반사 제로들(34)(6개만 도시됨)을 생성하도록 모델링된, 예시적인 넓은 대역 소거 필터 응답을 예시한다. 이러한 특정 예에서, 전송 제로들(30)은 정규화된 주파수 범위 내의 -1.05, -0.75, -0.45, -0.15, 0.15, 0.45, 0.75, 및 1.05에 위치되고, 이에 의해 -1.05와 1.05 사이의 정규화된 주파수 범위를 가지는 저지 대역을 생성한다. 도 2의 우측 뷰에 도시되어 있는 바와 같이, 필터 응답은 각자 -0.90, -0.60, -0.30, 0.0, 0.30, 0.60, 및 0.90에 위치되는 전송 제로들(30) 사이의 영역들(36)에 7개의 "바운스-백(bounce-back)"을 포함한다. 따라서, 일반적으로, 저지 대역 필터는 N개의 전송 제로들(N개의 공진 엘리먼트들에 대응함), N개까지의 반사 제로들, 및 N-1개의 바운스-백 영역들(36)을 포함한다.FIG. 2 illustrates the use of eight resonant elements, thereby providing eight corresponding transmission zeros at their respective resonant element frequencies (as best seen in the right view of FIG. 2) (Only six shown) and eight reflective zeros 34 (shown only as shown best in the left view of FIG. 2) outside of this stop zone 32 ≪ / RTI > which illustrate an exemplary wideband cancellation filter response modeled to produce a wideband bandpass filter response. In this particular example, transmission zeroes 30 are located at -1.05, -0.75, -0.45, -0.15, 0.15, 0.45, 0.75, and 1.05 within the normalized frequency range, thereby providing a normalization between -1.05 and 1.05 And generates a stop band having a predetermined frequency range. As shown in the right view of FIG. 2, the filter response is in regions 36 between transmission zeroes 30 located at -0.90, -0.60, -0.30, 0.0, 0.30, 0.60, and 0.90, And seven "bounce-back ". Thus, in general, the stopband filter includes N transmission zeros (corresponding to N resonant elements), up to N reflection zeros, and N-1 bounce-back regions 36.

중요하게는, 통과 대역은 반사 제로들(34) 중 적어도 하나를 저지 대역(32) 내에서 변위시킴으로써(즉, 비-공진 엘리먼트들의 값들을 조정함으로써) 도 2에 예시된 영역들(36) 내의 바운스-백들(이하, "서브-대역들"로서 지칭됨) 중 임의의 하나로부터 형성될 수 있다. 예를 들어, 도 3은 반사 제로들(34) 중 4개가 도 2의 저지 대역 내로 도입되어 중심 서브-대역(36(4)) 내에(즉, 0에서) 통과 대역(38)을 생성하는 예시적인 필터 응답을 예시한다. 반사 제로들(34)은 저지 대역(32)을 따라 (즉, 비-공진 엘리먼트들의 값들을 조정함으로써) 변위되고, 이에 의해 서브-대역들(36) 중 선택된 서브-대역들 내에 통과 대역(38)을 생성할 수 있다. 즉, 반사 제로들(34)은 저지 대역(32)을 따라 변위되어 서브-대역들(36) 사이의 통과 대역(38)을 "호핑(hop)"할 수 있다.Significantly, the passbands are within the regions 36 illustrated in FIG. 2 by displacing at least one of the reflection zeroes 34 in the stopband 32 (i.e., by adjusting the values of the non-resonant elements) And bounce-backs (hereinafter referred to as "sub-bands"). For example, FIG. 3 illustrates an example of four of the reflection zeroes 34 being introduced into the stop band of FIG. 2 to create a passband 38 within the central sub-band 36 (4) Lt; / RTI > filter response. The reflection zeroes 34 are displaced along the stop band 32 (i.e., by adjusting the values of the non-resonant elements), thereby forming passbands 38 Can be generated. That is, the reflection zeroes 34 may be displaced along the stop band 32 to "hop" the passband 38 between the sub-bands 36.

예를 들어, 도 4a-4g는 4개의 반사 제로들(34)이 저지 대역(32) 내에서 변위되어 모든 7개의 서브-대역들(36)의 중심들에서 통과 대역(38)을 선택적으로 생성하는 예시적인 필터 응답들을 예시한다. 즉, 도 4a-4g를 차례로 살펴보면, 통과 대역(38)은 제1 서브-대역(36(1))(도 4a)으로부터, 제2 서브-대역(36(2))(도 4b)으로, 제3 서브-대역(36(3))(도 4c)으로, 제4 서브-대역(36(4))(도 4d)으로, 제5 서브-대역(36(5))(도 4e)으로, 제6 서브-대역(36(6))(도 4f)으로, 그리고 마지막으로 제7 서브-대역(36(7))(도 4g)으로 호핑한다. 따라서, 예시된 실시예에서, 통과 대역(38)의 중심은 -0.90, -0.60, -0.30, 0.0, 0.30, 0.60, 및 0.90 사이에서 호핑할 수 있다. 도 4a-4g의 순서가 통과 대역(38)이 인접한 서브-대역들(36) 사이에서 호핑함을 내포하지만, 통과 대역(38)이 비-인접 서브-대역들(36) 사이에서, 예를 들어, 제2 서브-대역(36(2))으로부터 제5 서브-대역(36(5))으로 호핑될 수 있다는 점에 유의해야 한다.For example, FIGS. 4A-4G illustrate that four reflection zeroes 34 are displaced within the stop band 32 to selectively create a passband 38 at the centers of all seven sub-bands 36 ≪ / RTI > illustrate exemplary filter responses. 4a-4g, the passband 38 is shifted from the first sub-band 36 (1) (Figure 4a) to the second sub-band 36 (2) (Figure 4b) (Fig. 4C), with the third sub-band 36 (3) (Fig. 4C), with the fourth sub-band 36 (4) , The sixth sub-band 36 (6) (Fig. 4F), and finally the seventh sub-band 36 (7) (Fig. 4G). Thus, in the illustrated embodiment, the center of the passband 38 can hop between -0.90, -0.60, -0.30, 0.0, 0.30, 0.60, and 0.90. Although the order of FIGS. 4a-4g implies that passband 38 hops between adjacent sub-bands 36, passband 38 may be between non-adjacent sub-bands 36, , It may be hopped from the second sub-band 36 (2) to the fifth sub-band 36 (5).

통과 대역(38)이 서브-대역들(36) 사이에서 호핑되어 원하는 주파수 범위를 이산적으로 커버할 수 있지만, 전송 제로들(30)은 자신의 공칭 위치들로부터 일제히 동시에 이동되어(즉, 공진 엘리먼트들의 주파수들을 조정함으로써) 정규화된 주파수 범위 내에서 전체 저지 대역(32) 및 따라서 통과 대역(38)을 변위시킬 수 있다. 따라서, 통과 대역(38)은 서브-대역들(36)의 중심들로부터 이동되어(즉, -0.90, -0.60, -0.30, 0.0, 0.30, 0.60, 및 0.90) 원하는 주파수 범위의 연속체를 커버할 수 있다. 따라서, 전송 제로들(30) 모두가 이들의 공칭 위치들로부터 +/-0.15만큼 변위될 수 있는 경우(즉, 공진 엘리먼트들이 +/-0.15의 주파수 범위 내에서 함께 동조됨), 도 4a-4g에 예시된 각각의 통과 대역(38)은 -1.05 내지 1.05의 정규화된 주파수 범위의 15%를 커버할 것이다.Although passband 38 may be hopped between sub-bands 36 to discretely cover the desired frequency range, transmission zeroes 30 are simultaneously moved simultaneously from their nominal positions (i.e., resonant The entire stopband 32 and thus the passband 38 can be displaced within the normalized frequency range (by adjusting the frequencies of the elements). Thus, the passband 38 is shifted from the centers of the sub-bands 36 (i.e., -0.90, -0.60, -0.30, 0.0, 0.30, 0.60 and 0.90) to cover the continuum of the desired frequency range . Thus, if all of transmission zeroes 30 can be displaced +/- 0.15 from their nominal positions (i.e., the resonant elements are tied together within a frequency range of +/- 0.15), Figures 4A-4G Each of the passbands 38 illustrated in FIG. 4A will cover 15% of the normalized frequency range of -1.05 to 1.05.

예시에 의해, -0.20에서 통과 대역(38)에 중심을 두도록 요구되는 경우, 통과 대역(38)은 (도 4c에서 -0.30에 중심을 둔) 제3 서브-대역(36(3))에 위치될 수 있고, 전송 제로들(30)은 자신의 공칭 위치들로부터 0.10만큼 변위되어 통과 대역(38)을 -0.30에서 -0.20으로 이동시킬 수 있다. 통과 대역(38)을 0.85에 중심을 두게 하는 것이 요구되는 경우, 통과 대역(38)은 (도 4(g)에서 0.90에 중심을 둔) 제7 서브-대역(36(7))에 위치될 수 있고, 전송 제로들(30)은 공칭 위치들로부터 -0.05만큼 변위되어 통과 대역(38)을 0.90에서 0.85로 이동시킬 수 있다.By way of example, if it is desired to center the passband 38 at -0.20, then the passband 38 is located in the third sub-band 36 (3) (centered at -0.30 in Figure 4c) And transmission zeroes 30 may be displaced by 0.10 from their nominal positions to move passband 38 from -0.30 to -0.20. When it is desired to center the passband 38 at 0.85, the passband 38 is located in the seventh sub-band 36 (7) centered at 0.90 in Figure 4 (g) And transmission zeroes 30 may be displaced by -0.05 from nominal positions to move passband 38 from 0.90 to 0.85.

통과 대역(38)이 도 4a-4g에서 서브-대역들(36) 내에 중심을 두는 것으로서 예시되어 있지만, 반사 제로들(34)은 저지 대역(32) 내에서 (즉, 비-공진 엘리먼트들의 값들을 조정함으로써) 변위되어 선택된 서브-대역(36) 내에서 통과 대역(38)을 선택적으로 이동시킬 수 있다. 이 경우, 통과 대역(38)은 서브-대역들(36) 사이에서 호핑될 수 있을 뿐만 아니라, 각각의 서브-대역(36) 내에서 이동되고, 이에 의해 통과 대역(38)이 원하는 주파수 범위의 연속체를 커버하기 위해 조정되도록 요구되는 전송 제로들(30)의 양을 감소시킬 수 있다. 예를 들어, 도 5a-5d는 중심 서브-대역(36(4))에 대한 예시적인 필터 응답들을 예시하고 있으며, 여기서, 모든 전송 제로들(30)은 자신의 공칭 위치들로부터 0.05만큼 변위되고 (즉, 0.05만큼 공진 엘리먼트들(18)의 주파수들을 증가시킴으로써), 반사 제로들(34)은 자신의 공칭 위치들로부터 0.05만큼 증분적으로 변위된다(즉, 비-공진 엘리먼트들(22)을 조정함으로써).Although the pass band 38 is illustrated as centering in the sub-bands 36 in Figures 4A-4G, the reflection zeros 34 are arranged within the stop band 32 (i.e., the value of the non- To selectively displace the passband 38 within the selected sub-band 36. In this way, In this case, the passband 38 can be hopped between the sub-bands 36 as well as being moved within each sub-band 36, It is possible to reduce the amount of transmission zeroes 30 required to be adjusted to cover the continuum. For example, FIGS. 5A-5D illustrate exemplary filter responses for the central sub-band 36 (4), where all transmission zeroes 30 are displaced by 0.05 from their nominal positions (I.e., by increasing the frequencies of the resonant elements 18 by 0.05), the reflection zeroes 34 are incrementally displaced by 0.05 from their nominal positions (i.e., by increasing the frequency of the non-resonant elements 22) By adjusting).

특히, 도 5a-5d를 차례로 살펴보면, 전송 제로들(30)은 자신의 공칭 위치들로부터 0.05만큼 변위되고, 이에 의해 통과 대역(38)을 0(도 5a)으로부터 0.05(도 5b)로 이동시킨다. 이후, 전송 제로들(30)을 그 자리에 고정시킨 이후, 반사 제로들(34)은 자신의 공칭 위치들로부터 0.05만큼 증분적으로 변위되어 통과 대역(38)을 서브-대역(36(4))의 중심(도 5b에서의 0.05)으로부터 서브-대역(36(4))의 중심의 우측에 대한 위치 0.05로(도 5c에서는 0.10), 그리고 이후 서브-대역(36(4))의 중심의 우측에 대한 위치 0.10으로(도 5d에서는 0.15)로 이동시킨다.5a-5d, the transmission zeroes 30 are displaced by 0.05 from their nominal positions, thereby moving the passband 38 from 0 (FIG. 5A) to 0.05 (FIG. 5B) . Thereafter, after fixing the transmission zeroes 30 in place, the reflection zeroes 34 are incrementally displaced by 0.05 from their nominal positions to provide a passband 38 to the sub-band 36 (4) (0.05 in Fig. 5B) to the right of the center of the sub-band 36 (4) (0.05 in Fig. 5C) and then to the center of the sub-band 36 And moves to the position 0.10 on the right side (0.15 in Fig. 5D).

이러한 양상이 대역 통과 필터의 소거 기울기의 대칭성을 방해할 수 있지만, 이 경우, 그것은 전송 제로들(30)의 요구되는 변위, 및 따라서, 공진 엘리먼트들의 동조 범위를 15%에서 5%로 감소시켜서, 반사 제로들(34)이 서브-대역(36) 내에서 변위되지 않는 경우와 동일한 동조 범위를 획득한다. 그 결과, 필터의 손실이 추가로 감소된다.This aspect may hinder the symmetry of the erasure slope of the bandpass filter, but in this case it reduces the required displacement of the transmission zeroes 30 and hence the tuning range of the resonant elements from 15% to 5% To obtain the same tuning range as when the reflection zeroes 34 are not displaced within the sub- As a result, the loss of the filter is further reduced.

특히, 전송 제로들(30)이 서브-대역(36)의 전체 내에서 이론적으로 변위될 수 있지만, 이 경우, 각각의 통과 대역(38)은 공진 엘리먼트들을 동조시킬 필요 없이 전체 저지 대역(32)의 대략 15%를 커버할 수 있으며, 실제로, 반사 제로(34)가 전송 제로(30)에 가깝게 접근함에 따라 필터 손실이 크게 증가한다. 따라서, 전송 제로들(30)이 반사 제로들(34)과 함께 변위되어, 통과 대역(38)이 큰 손실 없이 전체 주파수 범위 내에서 이동하게 하는 것이 바람직하다.In this case, each passband 38 is in the entire stop band 32 without the need to tune the resonant elements, although in this case, the transmission zeroes 30 may be theoretically displaced within the entire sub- And in fact, the filter loss is greatly increased as the reflection zero 34 approaches the transmission zero 30. It is therefore desirable that the transmission zeroes 30 be displaced with the reflection zeroes 34 such that the passband 38 travels within the entire frequency range without significant loss.

예를 들어, 도 6을 참조하면, 전송 제로들(30)은 자신의 공칭 위치들(수평 점선들로 도시됨)에 대해 +/- 0.05의 범위 내에서 변위되어 통과 대역(38)이 -1.05 내지 1.05의 공칭 주파수 범위(대각 점선으로 표현됨) 내의 어느 곳에나 위치되도록 한다. 통과 대역(38)의 주파수가 -1.05에서 1.05로 이동함에 따라, 반사 제로들(34)은 하나의 서브-대역(36)으로부터 다음 서브대역으로 호핑하며, 홉들 사이의 0.30의 전체 범위에 대해, 반사 제로들(34)은 +/- 0.10의 범위 내에서 서브-대역(36)을 따라 변위되며, 전송 제로들(30)은 +/- 0.05의 범위 내에서 변위된다.For example, referring to FIG. 6, transmission zeroes 30 are displaced within +/- 0.05 of their nominal positions (shown as horizontal dashed lines) so that passband 38 is -1.05 Lt; / RTI > to 1.05 in the nominal frequency range (represented by the diagonal dotted line). As the frequency of the passband 38 shifts from -1.05 to 1.05, the reflection zeroes 34 hop from one sub-band 36 to the next sub-band, and for the entire range of 0.30 between the hops, The reflective zeroes 34 are displaced along the sub-band 36 within a range of +/- 0.10 and the transmission zeroes 30 are displaced within +/- 0.05.

특히, 동조 범위의 시작에서, 전송 제로들(30)은 초기에는 -0.95에서 제1 서브-대역(36(1))에 중심을 두는 공칭 위치들(즉, -1.05, -0.75, -0.45, -0.15, 0.15, 0.45, 0.75, 1.05)에 대해 -0.05만큼 위치될 것이며, 이 경우, 반사 제로들(34)은 초기에는 제1 서브-대역(36(1)) 내의 자신의 공칭 위치들에 대해 -0.10만큼 위치되어 -1.05에 통과 대역(38)을 배치할 것이다. 전송 제로들(30)이 고정되는 동안, 반사 제로들(34)은 제1 서브-대역(36(1)) 내에서 자신의 공칭 위치들로 변위되어 통과 대역(38)을 -1.05에서 -0.95로 이동시킬 수 있다. 반사 제로들(34)이 고정되는 동안, 전송 제로들(30)은 이후 자신의 공칭 위치들에 대해 0.05만큼 변위될 수 있는데, 이는 제1 서브-대역(36(1))의 중심을 -0.85로 이동시키고, 이에 의해 통과 대역을 -0.95에서 -0.85로 이동시킨다. 전송 제로들(30)이 다시 고정되는 동안, 반사 제로들(34)은 자신의 공칭 위치들에 대해 0.10만큼 변위되어 통과 대역(38)을 -0.85에서 -0.75로 이동시킬 수 있다.In particular, at the beginning of the tuning range, the transmission zeroes 30 are initially set at nominal positions centered on the first sub-band 36 (1) at -0.95 (i.e., -1.05, -0.75, -0.45, Reflection zeroes 34 will initially be located at their nominal positions in the first sub-band 36 (1) 0.0 > -0.10 < / RTI > to place the passband 38 at -1.05. While the transmission zeroes 30 are fixed, the reflection zeroes 34 are displaced to their nominal positions within the first sub-band 36 (1) to change the passband 38 from -1.05 to -0.95 . While the reflection zeroes 34 are fixed, the transmission zeroes 30 may then be displaced by 0.05 for their nominal positions, which results in the center of the first sub-band 36 (1) being shifted by -0.85 Thereby shifting the pass band from -0.95 to -0.85. While the transmission zeroes 30 are again fixed, the reflection zeroes 34 may be displaced by 0.10 relative to their nominal positions to move the passband 38 from -0.85 to -0.75.

통과 대역(38)이 -0.75에 도달하면, 반사 제로들(34)은 이후 제1 서브-대역(36(1))으로부터 제2 서브-대역(36(2))으로 호핑할 것이며, 전송 제로들(30)은 이후 자신의 공칭 위치들에 대해 다시 -0.05만큼 변위될 것이며, 이는 제2 서브-대역(36(2))의 중심을 -0.65로 이동시키는데, 이 경우, 반사 제로들(34)은 초기에는 자신의 공칭 위치들에 대해 -0.10으로 위치되어 통과 대역(38)을 -0.75에서 유지할 것이다. 전송 제로들(30) 및 반사 제로들(34)은 이후 제1 서브-대역(36(1))에 대해 전술된 것과 동일한 방식으로 서로 조정하여 이동되어 통과 대역(38)을 -0.75에서 -0.45로 이동시킨다. 통과 대역(38)이 -0.45에 도달하면, 반사 제로들(34)은 이후, 통과 대역(38)이 1.05에 도달할 때까지, 제2 서브-대역(36(2))으로부터 제3 서브-대역(36(3))으로 등의 식으로, 호핑할 것이다.When the passband 38 reaches-0.75, the reflection zeroes 34 will then hop from the first sub-band 36 (1) to the second sub-band 36 (2) (30) will then be displaced again by -0.05 for its nominal positions, which shifts the center of the second sub-band 36 (2) to -0.65, in which case the reflection zeroes 34 Will initially be positioned at -0.10 for its nominal positions to maintain passband 38 at -0.75. The transmission zeroes 30 and the reflection zeroes 34 are then adjusted and moved to each other in the same manner as described above for the first sub-band 36 (1) to change the passband 38 from -0.75 to -0.45 . When the passband 38 reaches-0.45, the reflection zeroes 34 are then shifted from the second sub-band 36 (2) until the passband 38 reaches 1.05, Band 36 (3), and so on.

RF 필터(10)가 원하는 주파수 범위의 연속체 내에서 좁은 통과 대역을 동조시킬 수 있는 것으로서 전술되었지만(즉, RF 필터(10)는 연속적인 방식으로 재구성될 수 있음), RF 필터(10)는 이산 방식으로 재구성가능할 수 있고, 따라서, 통과 대역(38)은 주파수 대역의 선택된 영역들에 이산적으로 중심을 둘 수 있다. 예를 들어, PCS 응용예들에서, RF 필터(10)는 6개의 A-F 주파수 대역들 중 선택된 하나에 좁은 통과 대역을 위치시킴으로써 이들 주파수 대역들 중 어느 것에서라도 동작하도록 재구성될 수 있다.Although the RF filter 10 has been described above as capable of tuning a narrow passband within a continuum of the desired frequency range (i.e., the RF filter 10 can be reconfigured in a continuous manner) And thus the passband 38 may be centered discretely on selected areas of the frequency band. For example, in PCS applications, the RF filter 10 may be reconfigured to operate on any of these frequency bands by placing a narrow passband on a selected one of the six A-F frequency bands.

도 7a-7f는 RF 필터의 6개의 상이한 재구성된 상태들에 대응하는 예시적인 필터 응답들을 예시한다. 이 경우, 모델링된 필터는 각자의 전송 제로들(30) 사이에 위치된 8개의 서브-대역들(36)을 가지는 저지 대역(32)을 생성하기 위한 9개의 전송 제로들(30)(7개만 도시됨), 및 6개의 중간 서브-대역들(36) 중 선택된 서브-대역들 내에 통과 대역(38)을 생성하기 위해 저지 대역(32) 내로 변위될 수 있는 7개의 반사 제로들(34)을 가진다. 따라서, RF 필터는 PCS 통신 프로토콜의 A-대역(도 7a), D-대역(도 7b), B-대역(도 7c), E-대역(도 7d), F-대역(도 7e), 또는 C-대역(도 7f)에서 동작하도록 재구성될 수 있다. 도시되어 있는 바와 같이, 통과 대역(38)의 폭은 인접한 전송 제로들(30)의 분리에 의해 지시되는 바와 같이, 서브-대역들(36) 내에서 상이하다. 특히, A-, B-, 및 C-대역들의 폭들은 D-, E-, 및 F-대역들의 폭들보다 대략 2.5 더 크다.Figures 7A-7F illustrate exemplary filter responses corresponding to six different reconstructed states of an RF filter. In this case, the modeled filter has nine transmission zeros 30 (7 only) for generating a stop band 32 having eight sub-bands 36 located between the respective transmission zeroes 30 And seven reflective zeros 34 that can be displaced into blocking band 32 to create passband 38 in selected ones of the six intermediate sub-bands 36 I have. 7a), D-band (Fig. 7b), B-band (Fig. 7c), E- band (Fig. 7d), F- band Lt; / RTI > can be reconfigured to operate in the C-band (FIG. 7f). As shown, the width of the passband 38 is different within the sub-bands 36, as indicated by the separation of adjacent transmission zeroes 30. In particular, the widths of the A-, B-, and C-bands are approximately 2.5 greater than the widths of the D-, E-, and F-bands.

특히, 이러한 재구성가능한 구현예에서, 통과 대역(38)이 원하는 주파수 범위의 연속체 내에서 이동될 필요는 없지만, 오히려 원하는 주파수 범위를 커버하기에 충분히 넓도록 설계되기 때문에, 전송 제로들(30)은 통과 대역(38)의 범위를 확장하기 위해 변위되지 않는다. 오히려, 도 8에 예시되어 있는 바와 같이, 전송 제로들(30)은 자신의 공칭 위치들과는 무관하게 변위되어 통과 대역(38)에 대한 공간을 만들거나, 또는 소거 성능을 다른 방식으로 개선한다. 예를 들어, 제2 및 제3 전송 제로들(30(2), 30(3))은 A-대역에서 반사 제로들(34)을 위한 공간을 만들기 위해 서로 떨어져 이동되며; 제4 및 제5 전송 제로들(30(4), 30(5))은 B-대역에서 반사 제로들에 대한 공간을 만들기 위해 서로 떨어져 이동되며, 제7 및 제8 전송 제로들(30(7), 30(8))은 C-대역에서 반사 제로들(34)에 대한 공간을 만들기 위해 서로 떨어져 이동되며; 제3 및 제4 전송 제로들(30(3), 30(4))은 D-대역에서 반사 제로들(34)에 대한 공간을 만들기 위해 서로 떨어져 이동되고, 제5 및 제6 전송 제로들(30(5), 30(6))은 E-대역에서 반사 제로들(34)에 대한 공간을 만들기 위해 서로 떨어져 이동되고; 제6 및 제7 전송 제로들(30(6), 30(7))은 F-대역에서 반사 제로들(34)에 대한 공간을 만들기 위해 서로 떨어져 이동된다.In particular, in this reconfigurable implementation, the transmission zeros 30 are designed so that the passband 38 does not have to be moved within the continuum of the desired frequency range, but rather is designed to be wide enough to cover the desired frequency range And is not displaced to extend the range of the pass band 38. [ Rather, as illustrated in FIG. 8, transmission zeroes 30 are displaced independent of their nominal positions to create space for passband 38, or otherwise improve erase performance. For example, the second and third transmission zeroes 30 (2) and 30 (3) are moved away from each other to create a space for reflection zeroes 34 in the A-band; The fourth and fifth transmission zeroes 30 (4) and 30 (5) are moved away from each other to make room for the reflection zeroes in the B-band, and the seventh and eighth transmission zeroes 30 ), 30 (8) are moved away from each other to create a space for reflection zeroes 34 in the C-band; The third and fourth transmission zeroes 30 (3) and 30 (4) are moved apart from each other to create a space for the reflection zeroes 34 in the D-band and the fifth and sixth transmission zeroes 30 (5), 30 (6) are moved away from each other to create a space for reflection zeroes 34 in the E- band; The sixth and seventh transmission zeroes 30 (6), 30 (7) are moved apart from each other to create a space for reflection zeroes 34 in the F-band.

전술한 기법들이 저지 대역(32) 내에 단일 통과 대역(38)(즉, 한번에 하나의 통과 대역)을 도입하는 것으로서 기술되어 있지만, 다수의 통과 대역들이 저지 대역(32) 내에 도입될 수 있다. 예를 들어, 도 9a-9f는 4개의 반사 제로들(34)의 2개의 세트들이 저지 대역(32) 내에서 변위되어 서브-대역들(36)의 선택된 쌍들의 중심들에서 2개의 통과 대역들(38(1), 38(2))을 선택적으로 생성하는 예시적인 필터 응답들을 예시한다. 즉, 도 9a-9f를 차례로 살펴보면, 통과 대역들(38(1), 38(2))은 제2 및 제3 서브-대역들(36(2), 36(3))(도 9a) 내로, 제3 및 제5 서브-대역들(36(3), 36(5))(도 9b) 내로, 제3 및 제4 서브-대역들(36(3), 36(4))(도 9c) 내로, 제2 및 제4 서브-대역들(36(2), 36(4))(도 9d) 내로, 제2 및 제6 서브-대역들(36(2), 36(6))(도 9e) 내로, 그리고 제2 및 제5 서브-대역들(36(2), 36(5))(도 9f) 내로 도입된다.Although a number of passbands can be introduced into the stopband 32, although the techniques described above are described as introducing a single passband 38 (i.e., one passband at a time) within the stopband 32, For example, Figures 9a-9f illustrate that two sets of four reflective zeroes 34 are displaced within the stop band 32 to produce two pass bands at the centers of selected pairs of sub- ≪ / RTI > 38 (1), 38 (2). 9a-9f, the passbands 38 (1), 38 (2) are placed in the second and third sub-bands 36 (2), 36 (3) Third and fourth sub-bands 36 (3), 36 (4) (FIG. 9C) into the third and fifth sub-bands 36 (3) ) Into the second and fourth sub-bands 36 (2), 36 (4) (Figure 9d) into the second and fourth sub- 9e) and into the second and fifth sub-bands 36 (2), 36 (5) (Figure 9f).

이제 도 10 및 11을 참조하면, 기본 동조가능 필터(50)가 가변 비-공진 엘리먼트들의 값들(커플링 값들의 견지에서)과 넓은 저지 대역 내의 결과적인 좁은 통과 대역의 이동 간의 상관을 설명할 목적으로 기술될 것이다. 도 10에 도시되어 있는 바와 같이, RF 필터(50)는 일반적으로 입력(54) 및 출력(56)을 가지는 신호 전송 경로(52), 입력(54)과 출력(56) 사이의 복수의 공진 엘리먼트들(58)(이 경우, 2개), 및 공진 엘리먼트들(58)을 함께 커플링시키는 복수의 비-공진 엘리먼트들(62)을 포함한다. 동조 엘리먼트들(미도시)은 공진 엘리먼트들(58)의 주파수들을 조정하기 위해 사용될 수 있고, 전기적 제어기(미도시)는 주파수 범위 내의 선택된 협대역으로 RF 필터(50)를 동조시키기 위해 사용될 수 있다. 도 1에 예시된 필터(10)와 마찬가지로, 필터(50)의 공진 엘리먼트들(58)은 서셉턴스 BR로 표현될 수 있고, 비-공진 엘리먼트들(62)은 공진 엘리먼트들(58)과 병렬로 커플링된 서셉턴스 BN, 및 공진 엘리먼트들(58) 사이에 커플링된 어드미턴스 인버터들(J)로 표현된다. 비-공진 엘리먼트들(22) 중 선택된 엘리먼트들(이 경우, 서셉턴스 BN)은 변경될 수 있는 반면, 비-공진 엘리먼트들(22) 중 임의의 나머지 엘리먼트들(이 경우, 어드미턴스 인버터들(J))은 고정된 채 남아 있다.Referring now to FIGS. 10 and 11, it is assumed that the basic tunable filter 50 is designed to account for the correlation between the values of the variable non-resonant elements (in terms of coupling values) and the resulting narrow passband travel in a wide stop band . 10, RF filter 50 generally includes a signal transmission path 52 having an input 54 and an output 56, a plurality of resonant elements 52 between input 54 and output 56, Resonant elements 62 that couple the resonant elements 58 together (in this case, two), and the resonant elements 58 together. Tuning elements (not shown) may be used to adjust the frequencies of the resonant elements 58 and an electrical controller (not shown) may be used to tune the RF filter 50 to a selected narrow band within the frequency range . 1, the resonant elements 58 of the filter 50 may be represented by a susceptance B R and the non-resonant elements 62 may be represented by resonant elements 58, A susceptance B N coupled in parallel, and admittance inverters J coupled between the resonant elements 58. The selected elements (in this case, susceptance B N ) of the non-resonant elements 22 may be changed while any of the remaining ones of the non-resonant elements 22 (in this case admittance inverters J) remain stationary.

필터(50)는 도 11에 예시된 예시적인 필터 응답을 생성하도록 모델링되었다. 2개의 공진 엘리먼트들(58)의 주파수들, 및 따라서 2개의 전송 제로들(70)은 0.95 GHz 및 1.05 GHz에서 설정되었고, 이에 의해, 0.95 GHz와 1.05 GHz 사이의 정규화된 주파수 범위를 가지는 저지 대역(미도시)을 생성하였다. 이 경우, 2개의 공진 엘리먼트들(58)만이 존재하기 때문에, 단일 서브-대역(76)은 1.00GHz에서 전송 제로들(70) 사이에 중심을 둔다. 따라서, 반사 제로들(미도시)은 단일 서브-대역(76) 내에서 오직 통과 대역(78)을 이동시키기 위해 저지 대역을 따라 도입되고 변위된다(통과 대역(78)의 5개의 위치가 도시됨).The filter 50 is modeled to produce the exemplary filter response illustrated in FIG. The frequencies of the two resonant elements 58 and therefore the two transmission zeros 70 were set at 0.95 GHz and 1.05 GHz so that a stop band having a normalized frequency range between 0.95 GHz and 1.05 GHz (Not shown). In this case, since there are only two resonant elements 58, a single sub-band 76 centered between transmission zeroes 70 at 1.00 GHz. (Not shown) are introduced and displaced along the stop band to move only the pass band 78 within a single sub-band 76 (the five positions of the pass band 78 are shown) ).

도 11 및 12에 추가로 예시되어 있는 바와 같이, 가변 비-공진 엘리먼트들(66)(도 12에서 BN(L) 및 BN(S)로서 지정됨)은 이들의 커플링 값들을 변경시킴으로써 1.00 GHz의 공칭 주파수 주위로 통과 대역(78)을 이동시키도록 조정될 수 있다. 특히, 통과 대역(78)은, 부하-측 비-공진 엘리먼트 BN(L)의 백분율 커플링 값이 증가하고 소스-측 비-공진 엘리먼트 BN(S)의 백분율 커플링 값이 감소함에 따라 주파수에 있어서 감소(좌측으로 이동)할 것이며, 부하-측 비-공진 엘리먼트 BN(L)의 백분율 커플링 값이 감소하고 소스-측 비-공진 엘리먼트 BN(S)의 백분율 커플링 값이 증가함에 따라 주파수에 있어서 증가(우측으로 이동)할 것이다.As further illustrated in Figures 11 and 12, the variable non-resonant elements 66 (designated as B N (L) and B N (S) in Figure 12) And may be adjusted to move the passband 78 around the nominal frequency of GHz. In particular, passband 78 increases as the percentage coupling value of load-side non-resonant element B N (L) increases and the percentage coupling value of source-side non-resonant element B N (S) decreases Resonant element B N (L) decreases and the percentage coupling value of the source-side non-resonant element B N (S) decreases As you increase, you will increase in frequency (move to the right).

도 13a-13c를 참조하면, 도 1의 필터(10)의 비-공진 엘리먼트들(22)은 실제 컴포넌트들로 대체될 수 있고, 따라서, 필터(10)가 모델링되고 구현될 수 있다. 도 13a에 도시되어 있는 바와 같이, 회로는 먼저 비-공진 엘리먼트들(22)만을 사용하여 필터(10)를 재구성하기 위해 필요한 구성 컴포넌트들로 축소되었다. 이 경우, 동조 엘리먼트들(20)은 필터(10)의 재구성을 시뮬레이트(모델링)하기에 필요하지 않으며, 따라서, 도 13a의 회로 표현에서 삭제되었다. 도 13b에 도시되어 있는 바와 같이, 도 13a의 회로 표현의 블록 컴포넌트들은 실제 회로 컴포넌트들로 대체되었다. BN으로 표현된 비-공진 엘리먼트들(22)은 커패시터들로 대체되었고, J로 표현된 비-공진 엘리먼트들(22)은 용량성 파이 네트워크들(capacitive pi networks)로 대체되었고, BR로 표현된 공진 엘리먼트들(18)은 병렬 커패시터-인덕터 결합들로 대체되었다. 도 13b의 회로 표현은 도 13c의 회로 표현으로 추가로 축소되었으며, 도 13c의 비-공진 엘리먼트들(22)은 필터(10)의 재구성을 실행하도록 변경될 수 있다.Referring to FIGS. 13A-13C, the non-resonant elements 22 of the filter 10 of FIG. 1 may be replaced with actual components, and thus the filter 10 may be modeled and implemented. As shown in Fig. 13A, the circuit has first been reduced to the configuration components necessary to reconstruct the filter 10 using only the non-resonant elements 22. In this case, the tuning elements 20 are not required to simulate (model) the reconstruction of the filter 10, and thus have been eliminated in the circuit representation of FIG. 13A. As shown in Fig. 13B, the block components of the circuit representation of Fig. 13A have been replaced by actual circuit components. The ratio represented by B N - the resonator element 22 has been replaced by a capacitor, the ratio expressed in J - the resonator element 22 has been replaced by a capacitive pi network (capacitive pi networks), a B R The depicted resonant elements 18 have been replaced by parallel capacitor-inductor couplings. The circuit representation of FIG. 13B has been further reduced to the circuit representation of FIG. 13C, and the non-resonant elements 22 of FIG. 13C can be modified to perform reconfiguration of the filter 10.

도 13c의 필터(10)는 실제 회로 컴포넌트 값들을 사용하여 에뮬레이트(emulate)되었다. 도 13c의 회로는, 컴포넌트 값들이 다항식들의 계수와 관련되는 점을 제외하고, 위에서 논의된 다항식들에 따라 모델링되었다. 위에서 논의된 바와 같이, 필터(10)는 그 주파수 응답에 있어서, 4개의 공진 엘리먼트들(18) 및 따라서, 그 사이에 3개의 서브-대역들이 형성된 4개의 전송 제로들을 갖는다. 따라서, 도 13c의 회로 표현에서의 커패시터 비-공진 엘리먼트들(22)의 값들은, 3개의 서브-대역들 사이에서 통과 대역을 호핑시켜 필터(10)를 3개의 상태들 중 선택된 하나에 두도록, 도 14에 예시된 값들의 3개의 세트들 중 하나에 따라 조정될 수 있다. 도 13c의 회로 표현에서의 커패시터들 각각은 도 13d의 회로 표현에 따라 모델링되었다. 특히, 각각의 커패시터 C는 가변 커패시터 Cd와 병렬인 고정 커패시터 C0, 및 가변 커패시터 Cd와 직렬인 저항기 R(스위치를 나타냄)를 가지는 회로로서 표현되었다.The filter 10 of Figure 13C has been emulated using actual circuit component values. The circuit of Figure 13c has been modeled according to the polynomials discussed above, except that the component values are associated with coefficients of polynomials. As discussed above, the filter 10 has, for its frequency response, four transmission zeros formed with four resonant elements 18 and thus three sub-bands in between. Thus, the values of the capacitor non-resonant elements 22 in the circuit representation of Fig. 13C are chosen such that the filter 10 is hopped in the selected one of the three states by hopping the passband between the three sub- May be adjusted according to one of the three sets of values illustrated in Fig. Each of the capacitors in the circuit representation of Fig. 13C was modeled according to the circuit representation of Fig. 13D. In particular, each of the capacitor C is expressed as a circuit having a (indicating a switch), a variable capacitor C d in parallel with the fixed capacitor C 0, and variable capacitor C in series with resistor R d.

이제 도 15a-15c를 참조하면, 필터(10)는 도 13c에 예시된 기본 아키텍쳐를 사용하여, 비-공진 엘리먼트들(22) 중 선택된 엘리먼트들을 조정함으로써 3개 상태들 중 하나 사이에서 재구성될 수 있다. 도시되어 있는 바와 같이, 필터(10)의 모든 주파수 응답들은 4개의 공진 엘리먼트들(18)의 주파수들에 대응하는 4개의 전송 제로들(30), 및 전송 제로들(30) 사이에 형성된 3개의 서브-대역들(36)을 가진다. 따라서, 통과 대역(38)은 3개의 서브-대역들(36)의 각각에서 생성되어 전체 3개의 상이한 상태들, 즉, 통과 대역(38)이 제1 서브-대역(36(1))에서 생성된 좌측 상태; 통과 대역(38)이 제2 서브-대역(36(2))에서 생성된 중간 상태; 및 통과 대역(38)이 제3 서브-대역(36(3))에서 생성된 우측 상태를 인에이블 시킬 수 있다.Referring now to Figures 15A-15C, the filter 10 can be reconfigured between any of the three states by adjusting selected ones of the non-resonant elements 22, using the basic architecture illustrated in Figure 13C. have. As shown, all frequency responses of the filter 10 include four transmission zeroes 30 corresponding to the frequencies of the four resonant elements 18, and three transmission zeroes 30 formed between the transmission zeroes 30 Sub-bands 36. The sub- The passband 38 is thus generated in each of the three sub-bands 36 so that a total of three different states, i.e. passband 38, are generated in the first sub-band 36 (1) Left state; An intermediate state in which the passband 38 is generated in the second sub-band 36 (2); And passband 38 may be enabled in the right state generated in third sub-band 36 (3).

도시되어 있는 바와 같이, 각각의 비-공진 엘리먼트(22)는 병렬인 3개의 커패시터들 C1-C3을 가지며, 외부의 2개의 커패시터들 C1 및 C2은 각자 스위치들 S1 및 S2의 저항성 손실을 자극하는 저항기들 R1 및 R2과 직렬인 스위칭된 커패시턴스들을 가진다. 따라서, 커패시터들 C1 및 C2은 스위치들 S2 및 S3을 닫음으로써 회로 내에 포함될 수 있고, 스위치들 S1 및 S2을 독립적으로 개방함으로써 회로로부터 배제될 수 있다. 따라서, 커패시터들 C1-C3이 동일한 값들을 가진다고 가정하면, 각각의 비-공진 엘리먼트(22)는 3개의 값들, 즉, C1(스위치 S1, S2 모두 닫히지 않음), C2+C3(스위치들 S1, S2 중 하나가 닫힘), 또는 C1+C2+C3( 스위치들 S1, S2 모두 닫힘) 중 선택된 하나를 가질 수 있다. 스위치들 S1 및 S2는 예를 들어, 저-손실 GaAs 스위치와 같은 임의의 적절한 손실-스위치일 수 있다. 대안적으로, 가변 커패시터, GaAs 버랙터, 또는 스위치 커패시터와 같은 커패시턴스 값을 조정할 수 있는 다른 가변 엘리먼트들이 사용될 수 있다.As shown, each non-resonant element 22 has three capacitors C 1 -C 3 in parallel and two external capacitors C 1 and C 2 have their respective switches S 1 and S 2 of having the resistors R 1 and R 2 in series with a switched capacitance to stimulate the resistive losses. Thus, the capacitors C 1 and C 2 can be included in the circuit by closing the switches S 2 and S 3 , and can be excluded from the circuit by independently opening the switches S 1 and S 2 . Thus, assuming that the capacitors C 1 -C 3 have the same values, each non-resonant element 22 has three values: C 1 (switches S 1 and S 2 not all closed), C 2 + C 3 (one of the switches S 1 , S 2 is closed), or C 1 + C 2 + C 3 (the switches S 1 , S 2 are both closed). The switches S 1 and S 2 may be any suitable loss-switch, for example a low-loss GaAs switch. Alternatively, other variable elements that can adjust capacitance values, such as variable capacitors, GaAs varactors, or switch capacitors, can be used.

통과 대역(38)은 비-공진 엘리먼트들(22)이 도 15a에 예시된 스위치 상태들에 의해 지시된 값들을 가질 때 제1 서브-대역(36(1)(좌측 상태))에; 비-공진 엘리먼트들(22)이 도 15b에 예시된 스위치 상태들에 의해 지시된 값들을 가질 때 제2 서브-대역(36(2)(중간 상태))에; 그리고 비-공진 엘리먼트들(22)이 도 15c에 예시된 스위치 상태들에 의해 지시된 값들을 가질 때 제3 서브-대역(36(3)(중간 상태))에 있을 수 있다고 결정된다. 필터(10)는 인용에 의해 본원에 명시적으로 포함되는 "Systems and Methods for Tuning Filters"라는 명칭의 미국 특허 출원 일련 번호 제11/289,463호에 개시된 파라미터 추출 및 분석 기법들을 사용하여 동조될 수 있다. 예시의 목적으로, 닫힌 상태인 스위치들에 인접한 전구들은 켜진 것으로(유색처리됨) 도시되어 있고, 개방 상태인 스위치들에 인접한 전구들은 켜지지 않은 것으로(유색처리되지 않음) 도시되어 있다. 필터(10)가 서브-대역들(36) 사이에 통과 대역(38)을 호핑하는 능력을 가지는 것으로서만 도 15a-15c에 대해 기술되었지만, 회로의 분해능(resolution)은 선택된 서브-대역(36) 내의 통과 대역(38)의 이동을 인에이블시키기 위해 더 많은 스위칭된 커패시터들을 추가함으로써 증가할 수 있다. 또한, 통과 대역(38)이 서브-대역들(36)의 중심들에 위치되기 때문에, 어떠한 동조 엘리먼트들도 공진 엘리먼트들(18)에 커플링된 것으로 도시되어 있지 않다.The passband 38 is in the first sub-band 36 (1) (left state) when the non-resonant elements 22 have values indicated by the switch states illustrated in Figure 15a; In the second sub-band 36 (2) (intermediate state) when the non-resonant elements 22 have values indicated by the switch states illustrated in Fig. 15B; And it is determined that the non-resonant elements 22 may be in the third sub-band 36 (3) (intermediate state) when having the values indicated by the switch states illustrated in FIG. 15C. The filter 10 may be tuned using parameter extraction and analysis techniques disclosed in U.S. Patent Application Serial No. 11 / 289,463 entitled " Systems and Methods for Tuning Filters ", which is expressly incorporated herein by reference . For purposes of illustration, the bulbs adjacent to the switches in the closed state are shown as being turned on (colored) and the bulbs adjacent to the switches in the open state are shown as not turned on (not colored). Although the filter 10 has been described with respect to Figures 15A-15C only as having the ability to hop pass band 38 between sub-bands 36, Lt; RTI ID = 0.0 > 38 < / RTI > Also, since the passband 38 is located at the centers of the sub-bands 36, no tuning elements are shown to be coupled to the resonant elements 18.

이제 도 17을 참조하면, 도 13c에 예시된 에뮬레이트된 필터(10)는 삽입 손실을 최소화하기 위해 770 MHz 내지 890 MHz의 주파수 범위를 따라 동조되는 것으로 도시되어 있다. 이 시나리오에서, 필터(10)는 (도 16a-16c에 예시된 바와 같이) 서브-대역들(36)의 중심들 사이에서 통과 대역(38)을 호핑하도록 비-공진 엘리먼트들(22)을 조정하고, 공진 엘리먼트들(18)의 주파수들을 변경하여 서브-대역들(36) 내의 통과 대역(38)을 이동(즉, 서브-대역들(36)의 중심들 사이의 주파수 범위를 커버)함으로써 동조되었다. 도시되어 있는 바와 같이, 통과 대역(38)은 890MHz에서의 제3 서브-대역(36(3))(도 15c에 도시됨)의 중심으로부터 850 MHz에서의 제3 서브-대역(36(3))의 좌측으로 이동되어, 필터(10)의 삽입 손실을 대략 -0.2 dB에서 -1.5 dB로 증가시킨다. 그것이 850 MHz에 도달하면, 통과 대역(38)은 제3 서브-대역(36(3))으로부터 제2 서브-대역(36(2))(도 15b에 도시됨)의 중심으로 호핑하고, 이에 의해, 삽입 손실을 대략 -1.5 dB에서 대략 -0.25 dB로 감소한다. 통과 대역(38)은 이후 850 MHz에서의 제2 서브-대역(36(2))의 중심으로부터, 810 MHz에서의 제2 서브-대역(36(2))의 좌측으로 이동되어, 필터(10)의 삽입 손실을 대략 -0.25에서 대략 -1.5 dB로 증가시킨다. 그것이 810 MHz에 도달하면, 통과 대역(38)은 제2 서브-대역(36(2))으로부터 제1 서브-대역(36(1))(도 15a에 도시됨)의 중심으로 호핑하여, 삽입 손실을 대략 -1.5 dB에서 -0.7 dB로 감소시킨다. 통과 대역(38)은 이후 810 MHz에서의 제1 서브-대역(36(1))의 중심으로부터 770MHz에서의 제1 서브-대역(36(1))의 좌측으로 이동되어, 필터(10)의 삽입 손실을 대략 -0.7 dB에서 -1.9 dB로 증가시킨다. 따라서, 주파수 범위 770 MHz 내지 890 MHz의 전체 범위가 주파수 범위를 따라 통과 대역(38)을 이동시키는 한편, 삽입 손실을 최소화하기 위해 서브-대역들(36) 사이에서 호핑함으로써 필터(10)에 의해 커버될 수 있다는 점이 이해될 수 있다.Referring now to FIG. 17, the emulated filter 10 illustrated in FIG. 13C is shown tuned along the frequency range of 770 MHz to 890 MHz to minimize insertion loss. In this scenario, the filter 10 adjusts the non-resonant elements 22 to hop the passband 38 between the centers of the sub-bands 36 (as illustrated in Figures 16a-16c) (I.e., covering the frequency range between the centers of the sub-bands 36) by changing the frequencies of the resonant elements 18 to move the passband 38 in the sub- . As shown, the passband 38 includes a third sub-band 36 (3) at 850 MHz from the center of the third sub-band 36 (3) (shown in Figure 15C) To increase the insertion loss of the filter 10 from approximately -0.2 dB to -1.5 dB. When it reaches 850 MHz, passband 38 hop from the third sub-band 36 (3) to the center of the second sub-band 36 (2) (shown in FIG. 15B) , The insertion loss is reduced from approximately -1.5 dB to approximately -0.25 dB. The passband 38 is then shifted from the center of the second sub-band 36 (2) at 850 MHz to the left of the second sub-band 36 (2) at 810 MHz, ) To about -1.5 dB at about-0.25. When it reaches 810 MHz, the passband 38 hopes from the second sub-band 36 (2) to the center of the first sub-band 36 (1) (shown in FIG. 15A) Reduce the loss from approximately -1.5 dB to -0.7 dB. The passband 38 is then shifted to the left of the first sub-band 36 (1) at 770 MHz from the center of the first sub-band 36 (1) at 810 MHz, Increase the insertion loss from approximately -0.7 dB to -1.9 dB. Thus, the entire range of the frequency range 770 MHz to 890 MHz is shifted by the filter 10 by hopping between the sub-bands 36 to minimize the insertion loss while moving the passband 38 along the frequency range. Can be covered.

도 15에 예시된 모델링된 파라미터들을 사용하면, 필터를 동조시키기 위해, 공진 엘리먼트들(18)만에 비해, 비-공진 엘리먼트들(22)을 사용할 때 주파수 범위에 걸쳐 삽입 손실이 크게 감소한다는 것이 보여진다. 예를 들어, 도 18에 도시되어 있는 바와 같이, 비-공진 엘리먼트들(22)이 주파수 범위 770 MHz 내지 890 MHz에 걸쳐 필터(10)를 동조시키도록, 공진 엘리먼트들(18)의 주파수들과 함께 조정될 때 필터(10)의 최악의 경우의 삽입 손실은 공진 엘리먼트들의 주파수들만이 동일한 주파수 범위에 걸쳐 필터(10)를 동조하도록 조정될 때 필터(10)의 삽입 손실보다 대략 8dB 더 작다.Using the modeled parameters illustrated in FIG. 15, the insertion loss is greatly reduced over the frequency range when using the non-resonant elements 22, compared to the resonant elements 18 alone, to tune the filter . For example, as shown in FIG. 18, the frequency of the resonant elements 18 and the resonant frequency of the resonant elements 18, such that the non-resonant elements 22 tuning the filter 10 over the frequency range 770 MHz to 890 MHz, The worst insertion loss of the filter 10 when adjusted together is approximately 8 dB less than the insertion loss of the filter 10 when only the frequencies of the resonant elements are tuned to tune the filter 10 over the same frequency range.

또한, 도 15에 예시된 파라미터들에 따라 모델링된 바와 같은 필터(10)가, 종래 기술의 스위칭된 필터링된 동조 기법들보다 훨씬 더 작은 삽입 손실을 가진다는 점이 보여진다. 예를 들어, 도 19에 도시되어 있는 바와 같이, 주파수 범위 770 MHz 내지 890 MHz에 걸쳐 필터(10)를 동조시키도록 공진 엘리먼트들의 주파수들과 함께, 가변 비-공진 엘리먼트들이 조정될 때 필터(10)의 최악의 경우의 삽입 손실은 동일한 주파수 범위에 걸쳐 동조된 스위칭된 필터의 삽입 손실보다 훨씬 더 작다(스위치의 추가로부터 작은 삽입 손실을 가정하고, 스위칭 사이의 전체 동조 범위의 절반을 커버하도록 공진 엘리먼트들의 주파수들을 조정한다).It is also shown that the filter 10 as modeled according to the parameters illustrated in Fig. 15 has a much smaller insertion loss than the switched filtered tuning techniques of the prior art. For example, as shown in Fig. 19, when the variable non-resonant elements are adjusted, along with the frequencies of the resonant elements to tune the filter 10 over the frequency range 770 MHz to 890 MHz, Is worse than the insertion loss of the tuned switched filter over the same frequency range (assuming a small insertion loss from the addition of a switch, the insertion loss of the resonant element < RTI ID = 0.0 > And adjusts the frequencies of the signals.

특히, 종래의 개념은 통과-대역 필터의 삽입 손실이 공진 엘리먼트들의 수에서의 증가와 함께 증가한다는 것이지만, 삽입 손실이 본원에 기술된 설계 기법들을 이용하는 필터에서 사용되는 공진 엘리먼트들의 수에 따라 증가하지 않는다는 점이 보여진다. 예를 들어, 도 20에 예시된 바와 같이, 본원에 기술된 기법들을 사용하는 2-공진기, 4-공진기 및 6-공진기 필터 설계들, 및 표준 필터 설계의 주파수 응답은 주파수 범위 750 GHz 내지 950 GHz를 따라 도식화된다. 도시되어 있는 바와 같이, 가장 가까운 공진 엘리먼트들의 Q ― 공진 엘리먼트들의 수가 아님 ― 가 삽입 손실을 좌우한다.In particular, the conventional concept is that the insertion loss of the pass-band filter increases with the increase in the number of resonant elements, but the insertion loss does not increase with the number of resonant elements used in the filter using the design techniques described herein . For example, as illustrated in FIG. 20, the frequency response of two-resonator, four-resonator and six-resonator filter designs and standard filter designs using the techniques described herein may be in the frequency range of 750 GHz to 950 GHz Lt; / RTI > As shown, the number of Q-resonant elements of the closest resonant elements - determines the insertion loss.

직렬로 공진 엘리먼트들(18)에 커플링된 비-공진 엘리먼트들(22)의 값들을 변경시키는 것이 전송 제로들을 약간 변경시킬 수 있다는 점에 유의해야 한다. 필터에 최적의 성능을 제공하기 위해 이들 전송 제로들이 우연히 움직이지 않는 것이 바람직하다.It should be noted that changing the values of the non-resonant elements 22 coupled in series with the resonant elements 18 may change the transmission zeroes slightly. It is desirable that these transmission zeroes do not move accidentally to provide optimal performance of the filter.

특히, 도 21에 도시된 바와 같이, 회로는 비-공진 엘리먼트들(22)만을 사용하여 필터(10)를 재구성하기 위해 필요한 구성 컴포넌트들로 다시 축소되었다. 이 경우, 동조 엘리먼트들(20)은 필터(10)의 재구성을 시뮬레이트(모델링)하기 위해 필요하지 않으며, 따라서, 도 21의 회로 표현으로부터 삭제되었다.In particular, as shown in FIG. 21, the circuit has been reduced again to the component components needed to reconstruct the filter 10 using only the non-resonant elements 22. In this case, the tuning elements 20 are not needed to simulate (model) the reconstruction of the filter 10 and thus have been deleted from the circuit representation of FIG.

예시된 실시예에서, 서셉턴스 BR (특히, B1 R, B2 R, B3 R, 및 B4 R)로 표현된 4개의 공진 엘리먼트들(18) 및 15개의 비-공진 엘리먼트들(22)이 존재하고, 이 15개의 비-공진 엘리먼트들(22)은 서셉턴스 BN (특히, BS N, B1 N, B2 N, B3 N, B4 N 및 BL N)로 표현된 6개의 비-공진 엘리먼트들(22(1))(또한 NRN-접지(션트 비-공진 엘리먼트)로서 지칭됨), 어드미턴스 인버터들 J(특히, J01, J12, J23, J34, 및 J45)로 표현되는 5개의 비-공진 엘리먼트들(22(2))(NRN-NRN(직렬 비-공진 엘리먼트)로서도 지칭됨), 및 어드미턴스 인버터들 J(특히, J1, J2, J3, 및 J4)로 표현된 4개의 비-공진 엘리먼트들(22(3))(또한, NRN-공진기(공진기 커플링)로서 지칭됨)로 배열될 수 있다. 비-공진 엘리먼트들(22(1), 22(2))은 각자의 공진 엘리먼트들(18)에 병렬로 커플링되는 반면, 비-공진 엘리먼트들(22(3))은 각자의 공진 엘리먼트들(18)에 직렬로 커플링된다. 비-공진 엘리먼트들(22) 중 선택된 엘리먼트들은 변경될 수 있는 반면, 비-공진 엘리먼트들(22) 중 임의의 나머지 엘리먼트들은 고정된 채 유지된다. 예시된 실시예에서, 실제 솔루션에서 구현될 때 공진 주파수들을 "풀링(pull)"하려는 경향이 있는 공진 엘리먼트들(18)에 직렬로 커플링된 비-공진 엘리먼트들(22)(즉, 비-공진 엘리먼트들(22(3)))은 고정된 채 유지된다.In the illustrated embodiment, four resonant elements 18 and fifteen non-resonant elements (not shown), represented by susceptances B R (specifically B 1 R , B 2 R , B 3 R , and B 4 R ) 22) are present, and the fifteen non-resonant elements 22 are connected to the susceptance B N (in particular B S N , B 1 N , B 2 N , B 3 N , B 4 N and B L N ) Resonant elements 22 (1) (also referred to as NRN-ground (shunt non-resonant element)), admittance inverters J (in particular J 01 , J 12 , J 23 , J 34 or 5 represented by, and J 45), the non-resonant elements, (22 (2)) (NRN -NRN ( serial non-resonant element) referred to as a), and admittance inverters J (especially, J 1, J 2 may be arranged in the resonant element (22 3) (also, NRN- resonator (resonator coupling) referred to as a) -, J 3, and J 4), the four ratio represented by. The non-resonant elements 22 (3) are coupled to their respective resonant elements 18 while the non-resonant elements 22 (1) and 22 (2) are coupled in parallel to their respective resonant elements 18, Lt; RTI ID = 0.0 > 18 < / RTI > The selected ones of the non-resonant elements 22 may be changed while any of the remaining ones of the non-resonant elements 22 remain fixed. In the illustrated embodiment, non-resonant elements 22 (i. E., Non-resonant) coupled serially to resonant elements 18 that tend to "pull" resonant frequencies when implemented in a real- The resonant elements 22 (3)) remain fixed.

공진 엘리먼트들(18)이 표면 탄성파(SAW), 필름 벌크 음향 공진기(FBAR), 마이크로 전자기계 시스템(MEMS) 공진기들과 같은 음향 공진기들을 사용하여 달성되는 설계들에서, 비-공진 엘리먼트들(22)이 전기적 또는 기계적 커플링 엘리먼트들로서 달성될 수 있다는 점에 유의해야 한다. 이 경우, 비-공진 엘리먼트들(22(3))을 전자기계적 트랜스듀서들로서 달성하여 회로의 비-공진 엘리먼트들(22(3)) 및 음향 공진 엘리먼트들(18))이 고정된 채 남아 있게 하는 한편, 여전히 비-공진 엘리먼트들(22(1), 22(2))만을 사용하는 전자적 동조를 허용하는 것이 유리할 수 있다.In designs where resonant elements 18 are achieved using acoustic resonators such as surface acoustic wave (SAW), film bulk acoustic resonator (FBAR), microelectromechanical systems (MEMS) resonators, non-resonant elements 22 ) May be achieved as electrical or mechanical coupling elements. In this case, the non-resonant elements 22 (3) are achieved as electromechanical transducers so that the non-resonant elements 22 (3) and the acoustic resonant elements 18 of the circuit) While still allowing for electronic tuning using only the non-resonant elements 22 (1), 22 (2).

도 22는 필터(10)의 커플링 매트릭스 표현을 예시한다. 도시되어 있는 바와 같이, 노드들(S, 1-4, L, 및 5-8)(도 20에 도시됨)은 매트릭스 표현의 좌측에 있고, 노드들(S, NRN1-NRN4(비-공진 노드들), L) 및 공진 노드들(R1-R4)은 매트릭스 표현의 최상부측에 있다. 또한 도 22에 도시되어 있는 바와 같이, 노드들 사이의 커플링 값들은 공진 엘리먼트들(18)과 비-공진 엘리먼트들(22)의 서셉턴스 값들 및 어드미턴스 인버터 값들이다.Figure 22 illustrates a coupling matrix representation of the filter 10. As shown, nodes S, 1-4, L, and 5-8 (shown in FIG. 20) are to the left of the matrix representation and nodes S, NRN1-NRN4 L, and resonant nodes R1-R4 are on the top side of the matrix representation. 22, the coupling values between the nodes are the susceptance values of the resonant elements 18 and the non-resonant elements 22 and the admittance inverter values.

도 21에 예시된 필터 표현은 서브-대역들(36)의 중심들 사이에서 통과 대역(38)을 호핑하도록 커플링 계수들의 상이한 세트들을 사용하여 에뮬레이트된다. 특히, 도 23a-23c는, 4개의 반사 제로들(34)이 저지 대역(32) 내에서 변위되어 서브-대역(36) 3개 모두의 중심들에서 통과 대역(38)을 선택적으로 생성하는 예시적인 필터 응답들(및 이들의 대응하는 커플링 매트릭스 표현)을 예시한다. 즉, 도 23a-23c을 차례로 살펴보면, 통과 대역(38)은 제1 서브-대역(36(1))(도 23a)으로부터 제2 서브-대역(36(2))(도 23b)으로, 이후 제3 서브-대역(36(3))(도 23c)으로 호핑한다. 따라서, 통과 대역(38)의 중심은 공칭 주파수들 -0.80, 0.0, 및 0.80 사이에서 호핑한다. 도 23a-23c에 도시된 대응하는 매트릭스 표현들로부터 이해될 수 있는 바와 같이, 직렬로 커플링된 비-공진 엘리먼트들(22(3))(즉, J1-J4)은 -1에서 고정되는 반면, 병렬 커플링된 비-공진 엘리먼트들(22(1), 22(2))에 대한 서셉턴스 값들 및 어드미턴스 값들은 서브-대역들(36) 사이에서 통과 대역(38)을 호핑하도록 변경된다. 통과 대역(38)이 3개의 공칭 주파수들 사이에서 호핑함에 따른 이들 값에서의 변경들(및 비-변경들)이 도 24에 그래프로 예시되어 있다. 도시된 바와 같이, 병렬로 커플링된 비-공진 엘리먼트들(22(1),(2))(즉, J01, J12, J23, J34, J45, B1 N, B2 N, B3 N, 및 B4 N)이 변경되는 반면, 직렬로 커플링된 비-공진 엘리먼트들(23(3))(즉, J1, J2, J3, 및 J4)에 대한 값들은 일정하게 남아 있다.The filter representation illustrated in Figure 21 is emulated using different sets of coupling coefficients to hop pass band 38 between the centers of sub- In particular, Figures 23a-23c illustrate examples in which four reflection zeroes 34 are displaced within the stop band 32 to selectively generate a pass band 38 at the centers of all three sub- ≪ / RTI > filter responses (and their corresponding coupling matrix representations). 23A-23C, the passband 38 is shifted from the first sub-band 36 (1) (FIG. 23A) to the second sub-band 36 (2) Hop to the third sub-band 36 (3) (Fig. 23C). Thus, the center of passband 38 hopes between nominal frequencies -0.80, 0.0, and 0.80. As can be appreciated from the corresponding matrix representations shown in Figures 23A-23C, serially coupled non-resonant elements 22 (3) (i.e., J 1 -J 4 ) While the susceptance values and admittance values for the parallel coupled non-resonant elements 22 (1), 22 (2) are changed to hop the passband 38 between the sub- do. The changes (and non-changes) in these values as the passband 38 hop between the three nominal frequencies are graphically illustrated in FIG. As shown, the non-resonant elements 22 (1), 2 (i.e., J 01 , J 12 , J 23 , J 34 , J 45 , B 1 N , B 2 N ) coupled in parallel , B 3 N , and B 4 N ), while the values for the serially coupled non-resonant elements 23 (3) (i.e., J 1 , J 2 , J 3 , and J 4 ) Remain constant.

도 4a-4g에 대해 이전에 논의된 바와 같이, 통과 대역(38)은 원하는 주파수 범위를 이산적으로 커버하도록 서브-대역들(36) 사이에서 호핑될 수 있는 반면, 전송 제로들(30)은 자신의 공칭 위치들에서 일제히 동시에 이동되어(즉, 공진 엘리먼트들의 주파수들을 조정함으로써) 전체 저지 대역(32), 및 따라서 통과 대역(38)을 정규화된 주파수 범위 내에서 변위시킬 수 있다. 따라서, 도 23a-23c에 대해, 통과 대역(38)은 서브-대역들(36)의 중심들(즉, -0.80, 0.0, 및 0.80)로부터 이동되어 원하는 주파수 범위의 연속체를 커버할 수 있다. 따라서, 전송 제로들(30) 모두가 자신의 공칭 위치들로부터 +/-0.40만큼 변위될 수 있는 경우(즉, +/-0.40의 주파수 범위 내에서 함께 동조된 공진 엘리먼트들), 도 23a-23c에 예시된 각각의 통과 대역(38)은 -1.20 내지 1.20의 정규화된 주파수 범위의 33%를 커버할 것이다.Passband 38 may be hopped between sub-bands 36 to discretely cover the desired frequency range, while transmission zeroes 30 may be hopped between sub-bands 36, as discussed previously for Figs. 4A-4G. The entire stop band 32, and thus the passband 38, can be displaced within the normalized frequency range by being simultaneously moved simultaneously (i.e., by adjusting the frequencies of the resonant elements) at their nominal positions. 23A-23C, passband 38 may be moved from the centers of sub-bands 36 (i.e., -0.80, 0.0, and 0.80) to cover the continuum of the desired frequency range. Thus, if all of transmission zeroes 30 can be displaced +/- 0.40 from their nominal positions (i. E., Resonant elements tuned together within the frequency range of +/- 0.40), Figs. 23A-23C Each passband 38 illustrated in FIG. 5A will cover 33% of the normalized frequency range of -1.20 to 1.20.

통과 대역(38)이 서브-대역들(36) 내에 중심을 두는 것으로서 도 23a-23c에 예시되어 있지만, 반사 제로들(34)은 저지 대역(32) 내에서 변위되어(즉, 비-공진 엘리먼트들의 값들을 조정함으로써) 선택된 서브-대역(36) 내의 통과 대역(38)을 선택적으로 이동시킬 수 있다. 이러한 경우, 통과 대역(38)은 서브-대역들(36) 사이에서 호핑될 뿐만 아니라 각각의 서브-대역(36) 내에서 이동될 수 있고, 이에 의해 전송 제로들(30)이 원하는 주파수 범위의 연속체를 커버하기 위해 통과 대역(38)에 대해 조정될 필요가 있는 양을 감소시킨다. 예를 들어, 도 25는, 통과 대역(38)이 -1.0 내지 1.0의 공칭 주파수 범위의 연속체 내에서 이동됨에 따라 비-공진 엘리먼트들(22)에 대한 값들에서의 변경들(및 비-변경들)을 그래프로 도시하고 있다.Although the pass zeros 38 are illustrated in Figures 23a-23c as centered within the sub-bands 36, the reflection zeros 34 are displaced within the stop zone 32 (i.e., the non- Band 36 within the selected sub-band 36). In this case, passband 38 can be moved within each sub-band 36 as well as being hopped between sub-bands 36, thereby allowing transmission zeroes 30 to be in a desired frequency range Thereby reducing the amount that needs to be adjusted relative to the passband 38 to cover the continuum. For example, Figure 25 shows that changes in values for non-resonant elements 22 (and non-resonant changes) as the passband 38 is moved within a continuum of the nominal frequency range of -1.0 to 1.0 ) Are shown in the graph.

특히, 도 25에 설명된 커플링 값들은 도 24에 설명된 커플링 값들과 완전히 상이하며, 따라서, 하나 초과의 커플링 매트릭스가 각각의 필터에 대해 존재한다는(즉, 커플링 매트릭스가 고유해를 가지지 않는다는) 점이 이해되어야 한다. 예를 들어, 도 26은, 통과 대역(38)이 -1.0 내지 1.0의 공칭 주파수 범위의 연속체 내에서 이동함에 따라 비-공진 엘리먼트들(22)에 대한 값들에서의 변경들(및 비-변경들)의 또다른 세트를 그래프로 도시하고 있다.In particular, the coupling values described in FIG. 25 are completely different from the coupling values described in FIG. 24, so that more than one coupling matrix exists for each filter (i.e., And that it does not). For example, Figure 26 shows that changes in values for non-resonant elements 22 (and non-resonant changes) as the passband 38 travels within a continuum of the nominal frequency range of -1.0 to 1.0 ) Are shown graphically.

동일한 필터 기능을 달성하는 커플링 매트릭스들의 계열로부터 이상적인 커플링 매트릭스를 선택하는 것은 전력 핸들링, 상호변조 또는 삽입 손실과 같은 필터 성능 특성들의 추가적인 분석에 의해 이루어질 수 있다. 인용에 의해 본원에 명시적으로 포함된 "Electrical Filters with Improved Intermodulation Distortion"라는 명칭의 공동-계류중인 특허 출원 일련 번호 제12/163,837호(출원인 관리번호 제STI-008호)에서 보여지는 바와 같이, 필터의 내부 구조에 대한 작은 변경들은, 입력/출력 단자들에서 측정된 S-파라미터들에서 알 수 있는 바와 같이, 필터 기능을 변경하지 않고 필터의 단자 성능 특성들의 향상을 산출할 수 있다. 전송 제로들의 순서의 변경을 포함한 미국 특허 출원 일련 번호 제12/163,837호에 개시되어 있는 기법들은 이 출원에 개시된 필터 회로들에 적용될 수 있다.Selecting an ideal coupling matrix from a series of coupling matrices that achieve the same filter function can be accomplished by further analysis of filter performance characteristics such as power handling, intermodulation, or insertion loss. As shown in co-pending patent application Serial No. 12 / 163,837 (Applicant Control Number STI-008) entitled " Electrical Filters with Improved Intermodulation Distortion ", which is expressly incorporated herein by reference, Small changes to the internal structure of the filter can yield an improvement in the terminal performance characteristics of the filter without altering the filter function, as can be seen in the S-parameters measured at the input / output terminals. Techniques disclosed in U.S. Patent Application Serial No. 12 / 163,837, including a change in the order of transmission zeros, can be applied to the filter circuits disclosed in this application.

간략하게 전술된 바와 같이, 필터(10)는 파라미터 추출 및 분석 기법을 사용하고, 이후 비-공진 엘리먼트들(22) 중 하나를 변경시켜 선택된 서브-대역(36) 내의 통과 대역(38)을 선택적으로 변위시키도록 동조될 수 있다. 특히, 필터(10)는 다양한 초기 또는 동조 전 성능 특성들을 결정하기 위해 예상되는 동작 온도에서 동작될 수 있다. 예를 들어, HTS 필터는 77도 K 및 취해진 측정들에서 동작될 수 있다. 그 다음에, 파라미터 추출은 예를 들어, 네트워크 분석기에 의해 수행될 수 있다. 예를 들어, 측정된 S-파라미터 응답(예를 들어, 반사 손실)은 필터와 연관된 다양한 파라미터들(예를 들어, 공진기 주파수들 및/또는 공진기-대-공진기 커플링 값들)을 결정하기 위해 사용될 수 있다. 다음으로, 필터 응답은, 예를 들어, 컴퓨터에 의해 최적화될 수 있다. 이후, 추출된 필터 특성들과 최적화된 필터 특성들 사이의 차이가 결정되어 동조 레시피(tuning recipe)를 제공하기 위해 사용될 수 있다. 필터는 이후 동조 레시피에 따라 동조될 수 있다. 다양한 실시예들에서, 이러한 동조는, 예를 들어, 전기적 제어기(24)를 사용하여 선택된 서브-대역(36) 내에서 통과 대역(38)을 조정하도록 스위치 온 또는 스위치 오프되는 커패시터를 선택함으로써 이루어질 수 있다. 필터가 동조되면, 필터가 체크될 수 있다. 예를 들어, 필터는 다시 자신의 동작 온도에서 동작되고, 필터의 새로운 성능 특성들을 결정하도록 측정될 수 있다. 주파수 응답 및/또는 S-파라미터 응답과 같은 새로운 동조된 성능 특성들이 수용가능한 경우, 필터는 동작을 위해 패키지화될 수 있다.As described briefly above, the filter 10 uses a parameter extraction and analysis technique and then changes one of the non-resonant elements 22 to select the passband 38 in the selected sub- As shown in FIG. In particular, the filter 10 may be operated at an expected operating temperature to determine various initial or pre-tuning performance characteristics. For example, the HTS filter can be operated at 77 degrees K and the measurements taken. The parameter extraction may then be performed, for example, by a network analyzer. For example, a measured S-parameter response (e.g., return loss) may be used to determine various parameters associated with the filter (e.g., resonator frequencies and / or resonator-to-resonator coupling values) . Next, the filter response can be optimized, for example, by a computer. Thereafter, the difference between the extracted filter characteristics and the optimized filter characteristics may be determined and used to provide a tuning recipe. The filter can then be tuned according to the tuning recipe. In various embodiments, this tuning may be accomplished, for example, by selecting a capacitor that is switched on or off to adjust the passband 38 within the selected sub-band 36 using an electrical controller 24 . If the filter is tuned, the filter can be checked. For example, the filter may again be operated at its operating temperature and be measured to determine new performance characteristics of the filter. If new tuned performance characteristics such as frequency response and / or S-parameter response are acceptable, the filter may be packaged for operation.

고-성능 평면 필터들에 대한 또다른 동조 기법은 필터 동조를 인에이블시키는 하나 이상의 동조 엘리먼트들의 사용을 수반한다. 예를 들어, 그리고 도 27을 참조하여, 동조 포크들(40, 42)의 형태인 동조 엘리먼트들은 예시된 경우에서, 나선-입력-나선-출력(SISO; spiral-in-spiral-out) 형상의 반-파장 구조의 형태를 취하는 공진 엘리먼트(18)와 동일한 기판(44) 상에 배치될 수 있다. 예시의 목적으로, 단 하나의 공진 엘리먼트(18)가 도 27에 예시되어 있지만, 도 1에 예시된 바와 같이, 완전한 필터는 다수의 공진 엘리먼트들(18)을 포함할 수 있다. 다중-공진기 평면 필터에서, 각각의 공진 엘리먼트(18)는 동조 포크들(40, 42)을 가질 수 있다. 동조 포크들(40, 42)의 일부분들은, 그것이 커플링된 공진 엘리먼트(18)의 주파수를 수정하기 위해, 예를 들어, 스크라이빙(scribing)에 의해 기판(44)으로부터 삭제되어, 반사 제로(들)(34)에 대해 저지 대역(32)을 따라 공진 엘리먼트(18)의 주파수에 대응하는 전송 제로를 디스플레이할 수 있다. 다수의 공진 엘리먼트들(18)을 터닝(turning)하는 경우, 공진 엘리먼트들(18)의 주파수들은 주파수 범위를 따라 통과 대역(38)과 저지 대역(32)을 동시에 변위시키도록 수정될 수 있다. 동조 포크들(40, 42)은 직렬로 맞물린 커패시터(series inter-digitated capacitor)(46)를 통해 공진 엘리먼트(18)의 한 종단에 용량적으로 커플링된다.Another tuning technique for high-performance planar filters involves the use of one or more tuning elements to enable filter tuning. 27, tuning elements in the form of tuning forks 40, 42 may be used in the illustrated case in the form of a spiral-in-spiral-out (SISO) Can be placed on the same substrate 44 as the resonant element 18 taking the form of a half-wavelength structure. For purposes of illustration, only one resonant element 18 is illustrated in FIG. 27, but the complete filter may include multiple resonant elements 18, as illustrated in FIG. In a multi-resonator planar filter, each resonant element 18 may have tuning forks 40,42. Portions of the tuning forks 40 and 42 are removed from the substrate 44 by, for example, scribing to modify the frequency of the coupled resonant element 18, (S) 34 along the blocking band 32, as shown in FIG. When turning a plurality of resonant elements 18, the frequencies of the resonant elements 18 may be modified to simultaneously displace the pass band 38 and the stop band 32 along the frequency range. The tuning forks 40 and 42 are capacitively coupled to one end of the resonant element 18 through a series inter-digitated capacitor 46.

대안적으로, 동조 포크들(40, 42)은 공진 엘리먼트(18)에 직접 커플링될 수 있다. 그러나, 직렬 커패시터는, 동조 포크가 공진기에 직접 접속된 경우 알게될 것의 대략 10%로 동조 감도를 감소시키도록 설계될 수 있다. 이러한 감소된 감도는, 예를 들어, 다이아몬드 스크라이빙 펜과 같은 기계적 디바이스를 가지고, 수동으로 동조를 가능하게 한다. 핸드 스크라이빙은 현미경 아래의 다이아몬드 스크라이빙 펜을 이용하여 수행될 수 있다. 레이저 스크라이빙 툴, 포커싱된 이온 빔들, 또는 포토리소그래피와 같은 동조 포크들(40, 42)을 스크라이빙하는 대안적인 수단이 또한 사용될 수 있다. 어느 경우든, 공진기(18)는 필터 회로의 커패시턴스를 변경시키기 위해 동조 포크들(40, 42)의 일부분을 물리적으로 절단(예를 들어, 스크라이빙)함으로써 동조될 수 있다.Alternatively, the tuning forks 40, 42 may be coupled directly to the resonant element 18. However, the series capacitor can be designed to reduce the tuning sensitivity to about 10% of what will be known when the tuning fork is connected directly to the resonator. This reduced sensitivity allows for manual tuning, for example, with a mechanical device such as a diamond scribing pen. Hand scribing can be performed using a diamond scribing pen under the microscope. Alternative means of scribing the tuning forks 40, 42, such as laser scribing tools, focused ion beams, or photolithography, may also be used. In either case, the resonator 18 can be tuned by physically cutting (e.g., scribing) a portion of the tuning forks 40, 42 to change the capacitance of the filter circuitry.

동조의 정확성과 용이함을 위해, 동조 포크들(40, 42)은 거친 동조 및 세밀한 동조에 대한 스크라이빙의 용이함을 제공하기 위해 각각 거친 스케일(coarse scale)(48)과 세밀한 스케일(fine scale)(50)을 포함할 수 있다. 스케일들(48, 50)은 동조 레시피와 관련될 수 있다. 2개의 동조 포크들(40, 42)이 예시되어 있지만, 임의의 개수의 동조 포크들이 원하는 동조 범위 및 동조 분해능에 따라 사용될 수 있다.For the sake of accuracy and ease of tuning, the tuning forks 40 and 42 are respectively coupled to a coarse scale 48 and a fine scale (not shown) to provide ease of scribing for coarse tuning and fine tuning 50). Scales 48 and 50 may be associated with a tuning recipe. Although two tuning forks 40, 42 are illustrated, any number of tuning forks may be used depending on the desired tuning range and tuning resolution.

파라미터 추출 기반 기법은 필터 커플링들 및 공진 주파수들을 진단하고, 동조 포크들을 스크라이빙하기 위한 레시피를 제공하기 위해 사용될 수 있다. 따라서, 임의의 고가의 툴들을 요구하지 않고 매우 정확한 동조를 달성하는 필터 설계가 제공된다.A parameter extraction based technique can be used to diagnose filter couplings and resonant frequencies and to provide a recipe for scribing tuning forks. Thus, a filter design is provided that achieves very accurate tuning without requiring any expensive tools.

또다른 예로서, 트리밍 탭들(52)의 형태인 동조 엘리먼트들이 도 28에 예시된 바와 같이, 공진 엘리먼트(18)와 동일한 기판(44) 상에 배치될 수 있다. 공진기 에지에 위치하는 트리밍 탭들(52)은 예를 들어, 공진 엘리먼트(18)의 션트 커패시턴스를 감소시키기 위해 트리밍(즉, 회로로부터 절단)될 수 있다. 트리밍 탭들(52)은 상이한 공지된 양들만큼 필터의 공진 주파수를 시프트시키는 이산 값들을 가질 수 있고, 그 양들은 이진 수열(binary progression)로 구성될 수 있다.As another example, tuning elements in the form of trimming tabs 52 may be disposed on the same substrate 44 as the resonant element 18, as illustrated in FIG. The trimming tabs 52 located at the resonator edge can be trimmed (i.e., cut from the circuit) to reduce the shunt capacitance of the resonant element 18, for example. The trimming taps 52 may have discrete values that shift the resonant frequency of the filter by different known quantities, and the quantities may be composed of binary progressions.

예를 들어, 필터는 1500 KHz, 800 KHz, 400 KHz, 200 kHz, 및 100 KHz와 같은, 공진 주파수를 이진 수열에서 시프트시킬 수 있는 각각의 공진 엘리먼트(18) 상에서 4개의 트리밍 탭들(52)을 가질 수 있다. 예시된 실시예에서, 가변 사이즈들의 7개의 트리밍 탭들(52)이 제공된다. 특히, 트리밍 탭(52(1))은 트리밍될 때 공진 엘리먼트(18)에 대한 1500 KHz 주파수 시프트를 초래하고; 트리밍 탭(52(2))은 트리밍될 때 공진 엘리먼트(18)에 대해 800 KHz 주파수 시프트를 초래하고; 트리밍 탭(52(3))은 트리밍될 때 공진 엘리먼트(18)에 대해 400 KHz 주파수 시프트를 초래하고; 트리밍 탭(52(4))은 트리밍될 때 공진 엘리먼트(18)에 대해 200 KHz 주파수 시프트를 초래하고; 트리밍 탭들(52(5)-56(7)) 각각은 트리밍될 때 공진 엘리먼트(18)에 대해 100 KHz 주파수 시프트를 초래한다. 따라서, 예로서, 공진 엘리먼트(18)가 동조 레시피에 따라 670 KHz 주파수 시프트를 필요로 하는 경우, 트리밍 탭(52(2)(400 KHz)), 트리밍 탭(52(3)(200 KHz)), 및 트리밍 탭들(52(5)-56(7)) 중 하나는 기판(44)으로부터 제거될 수 있다.For example, the filter may include four trimming tabs 52 on each resonant element 18 that can shift the resonant frequency in a binary sequence, such as 1500 KHz, 800 KHz, 400 KHz, 200 kHz, and 100 KHz Lt; / RTI > In the illustrated embodiment, seven trimming tabs 52 of varying sizes are provided. In particular, trimming tab 52 (1) results in a 1500 KHz frequency shift for resonant element 18 when trimmed; Trimming tab 52 (2) causes a 800 KHz frequency shift for resonant element 18 when trimming; The trimming tab 52 (3) causes a 400 KHz frequency shift for the resonant element 18 when trimming; Trimming tab 52 (4) causes a 200 KHz frequency shift for resonant element 18 when trimming; Each of the trimming taps 52 (5) -56 (7) results in a 100 KHz frequency shift for the resonant element 18 when trimming. Thus, for example, if the resonant element 18 requires a 670 KHz frequency shift in accordance with the tuning recipe, the trimming tap 52 (2) (400 KHz), trimming tap 52 (3) , And one of the trimming tabs 52 (5) -56 (7) may be removed from the substrate 44.

공진기들을 동조하기 위한 동조 포크들과 트리밍 탭들의 사용을 논의하는 추가적인 상세항목들은, 인용에 의해 본원에 명시적으로 포함된 "Systems and Methods for Tuning Filters"라는 명칭의 미국 특허 출원 일련 번호 제12/330,510호에 기술되어 있다.Additional details discussing the use of tuning forks and trimming tabs for tuning the resonators are described in U. S. Patent Application Serial No. 12 / < RTI ID = 0.0 > 330,510.

파라미터 추출 기반 기법은 필터 커플링들 및 공진 주파수들을 진단하고, 적절하게 동조된 필터를 생성하기 위해 트리밍 탭들(52) 중 어느 것이 공진기 에지들로부터 절단되거나 트리밍되어야 하는지를 나타내는 레시피를 제공하기 위해 사용될 수 있다.The parameter extraction based technique can be used to diagnose filter couplings and resonant frequencies and to provide a recipe that indicates which of the trimming taps 52 should be cut or trimmed from the resonator edges to create a properly tuned filter have.

이제 도 29를 참조하면, 본 발명에 따라 구성된 또다른 동조가능한 RF 필터(100)가 기술될 것이다. RF 필터(100)는, 그렇지 않은 경우, 도 11에 도시된 통과 대역(78)의 시프트와 유사한 방식으로 통과 대역(38)이 자신의 공칭 설계 위치로부터 떨어져 주파수 범위 내에서 우연히 이동하게 할 수 있는, 동작 온도에서의 변경들을 보상하도록 동적으로 동조될 수 있다. 즉, 동작 온도의 변경들은 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트들(22)의 커플링 값이 자신의 공칭 값들(즉, RF 필터(100)가 초기에 동조되는 동작 온도에서의 엘리먼트들의 리액턴스들)로부터 변경하게 한다. 예를 들어, 비-공진 엘리먼트들(22)의 리액턴스들은 동작 온도의 각각의 10°변경에 대해 ±1%만큼 변경할 수 있다. 따라서, RF 필터(100)는 통과 대역(38)을 주파수 범위 내의 그것의 공칭 위치로 되돌리도록 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트들(22)의 리액턴스들을 동적으로 조정할 수 있다.Referring now to FIG. 29, another tunable RF filter 100 constructed in accordance with the present invention will be described. The RF filter 100 is capable of causing the passband 38 to inadvertently move within its frequency range away from its nominal design position in a manner similar to the shift of the passband 78 shown in Fig. , And can be dynamically tuned to compensate for changes in operating temperature. That is, changes in operating temperature may cause the coupling values of the resonant elements 18 and non-resonant elements 22 to differ from their nominal values (i. E., At the operating temperature at which the RF filter 100 is initially tuned Reactances). For example, the reactances of the non-resonant elements 22 may vary by +/- 1% for each 10 [deg.] Change in operating temperature. Thus, the RF filter 100 can dynamically adjust the reactances of the resonant elements 18 and non-resonant elements 22 to return the passband 38 back to its nominal position within the frequency range.

RF 필터(100)는, RF 필터(100)가 추가로 전기적 제어기(124), 온도 센서(126), 및 메모리(128)를 포함하는 것을 제외하고, 도 13a에 예시되어 있는 RF 필터(10)와 유사하다. 도 1에 예시된 전기 제어기(24)와 마찬가지로, 전기적 제어기(124)는 저지 대역(32)을 따라 반사 제로들을 도입하고 변위시켜서 원하는 주파수 범위 내에서 좁은 통과 대역(38)을 이동시키도록 비-공진 엘리먼트들(22)을 조정하도록 구성되며, 또한, 동조 엘리먼트들(미도시)을 통해 공진 엘리먼트들(18)의 주파수들을 추가로 조정하여, 주파수 범위를 따라 전송 제로들을 이동시켜서 필터 응답을 최적화할 수 있다. 전기적 제어기(24)와는 달리, 전기적 제어기(124)는 동작 온도에서의 변경들을 보상하도록 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트들(22)을 동적으로 조정하도록 구성된다.The RF filter 100 includes an RF filter 10 as illustrated in Figure 13A, except that the RF filter 100 further includes an electrical controller 124, a temperature sensor 126, . 1, electrical controller 124 may be configured to introduce and displace reflective zeros along the stop band 32 to move the narrow passband 38 within a desired frequency range, And further tunes the frequencies of the resonant elements 18 via tuning elements (not shown) to move the transmission zero along the frequency range to optimize the filter response can do. Unlike the electrical controller 24, the electrical controller 124 is configured to dynamically adjust the resonant elements 18 and non-resonant elements 22 to compensate for changes in operating temperature.

이러한 목적을 위해, 전기적 제어기(124)는 온도 센서(126)로부터 현재 동작 온도 측정을 획득하고, 메모리(128)로부터 룩업 테이블에 액세스하고, 룩업 테이블에 기초하여 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트들(22)을 조정한다. 특히, 룩업 테이블은, 예를 들어, 10°씩 증분하는 -20°K 내지 100°K 를 범위로 할 수 있는 복수의 기준 동작 온도들, 및 각각의 기준 동작 온도에 대한, 조정 설정들의 대응하는 세트를 포함한다. 각각의 조정 설정은 공진 엘리먼트들(18) 중 하나 또는 비-공진 엘리먼트들(22) 중 하나의 리액턴스를 제어한다. 조정 설정들의 통상적인 세트는 다수의 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트들(22)을 제어하는 조정 설정들을 포함할 것이다.For this purpose, the electrical controller 124 obtains current operating temperature measurements from the temperature sensor 126, accesses the lookup table from the memory 128, and determines the resonant elements 18 and non- Thereby adjusting the resonant elements 22. In particular, the look-up table may include, for example, a plurality of reference operating temperatures that can range from -20 ° K to 100 ° K, incrementing by 10 °, and a corresponding ≪ / RTI > Each adjustment setting controls the reactance of one of the resonant elements 18 or one of the non-resonant elements 22. A typical set of tuning settings will include tuning settings to control the plurality of resonant elements 18 and the non-resonant elements 22.

전기적 제어기(124)는 전기적 신호들을 통해 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트들(22)에 대해 조정 설정들을 적용하여 주파수 범위 내의 그것의 공칭 위치로 통과 대역(38)을 되돌리는 방식으로 자신의 각자의 리액턴스들을 조정한다. 특히, 전기적 제어기(124)는 측정된 동작 온도를 룩업 테이블 내의 기준 동작 온도들과 비교하고, 측정된 동작 온도에 가장 잘 매치하는 기준 동작 온도에 대응하는 조정 설정들의 세트를 선택하고, 선택된 조정 설정들의 세트에 따라 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트들(22)의 리액턴스들을 조정한다.The electrical controller 124 applies adjustments to the resonant elements 18 and non-resonant elements 22 via electrical signals to return the passband 38 to its nominal position within the frequency range Adjust their own reactances. In particular, the electrical controller 124 compares the measured operating temperature with the reference operating temperatures in the look-up table, selects a set of adjustment settings corresponding to the reference operating temperature that best matches the measured operating temperature, Resonant elements 18 and non-resonant elements 22 according to a set of resonant elements 18 and non-resonant elements 22, respectively.

바람직한 실시예에서, 도 5a-5d에 예시된 동조 기법과 유사하게, 공진 엘리먼트들(18)은 선택된 서브-대역(36)을 주파수 범위 내의 자신의 공칭 위치로 되돌리는 방식으로 조정되고, 비-공진 엘리먼트들(22)은 통과 대역(38)을 선택된 서브-대역(36) 내의 자신의 공칭 위치로 되돌리는 방식으로 조정된다. 대안적으로, 공진 엘리먼트들(18)은 서브-대역(36)을 주파수 범위 내의 자신의 공칭 위치로 되돌리지 않는 방식으로 조정될 수 있거나, 또는 전혀 조정되지 않을 수 있는데, 이 경우, 비-공진 엘리먼트들(22)은 통과 대역(38)을 선택된 서브-대역(36) 내의 자신의 공칭 위치로 되돌리지 않는 방식으로 조정될 수 있다. 어느 경우든, 통과 대역(38)은 주파수 범위 내의 자신의 공칭 위치로 되돌려질 것이다.In a preferred embodiment, similar to the tuning technique illustrated in Figs. 5A-5D, the resonant elements 18 are adjusted in such a way that the selected sub-band 36 is returned to its nominal position within the frequency range, The resonant elements 22 are adjusted in a manner that returns the passband 38 back to its nominal position within the selected sub-band 36. Alternatively, the resonant elements 18 may be adjusted in a manner that does not return the sub-band 36 to its nominal position in the frequency range, or may not be adjusted at all, in which case the non- 22 may be adjusted in a manner that does not return the passband 38 to its nominal position in the selected sub-band 36. [ In either case, the passband 38 will be returned to its nominal position within the frequency range.

조정 설정들의 속성은 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트들(22)의 리액턴스를 조정하기 위해 사용되는 메커니즘에 따를 것이다. 예를 들어, 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트들(22) 각각이 가변 용량성 회로를 형성하기 위한 스위치들과 병렬인 커패시터들을 포함하는 경우, 각각의 조정 설정은 커패시터들 중 어느 것이 커패시터 회로 내에 각자의 커패시터를 포함하도록 스위치온 되거나 회로의 각자의 커패시터를 배제시키도록 스위치 오프되는지를 나타내는 데이터를 포함할 수 있고, 이는 통과 대역(38)을 주파수 범위 내의 자신의 공칭 위치에, 또는 적어도 룩업 테이블의 분해능이 주어지는 경우, 가능한 주파수 범위 내의 자신의 공칭 위치에 가깝게 위치시키는 방식으로, 각자의 공진 엘리먼트(18) 또는 비-공진 엘리먼트(22)의 리액턴스를 변경시키는 목적을 가진다. 따라서, 이 경우, 각각의 측정된 동작 온도에 대해, 룩업 테이블은 각각의 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트(22)에 대한 스위칭된 커패시터들의 온-오프 상태들의 세트를 가질 것이다. 룩업 테이블에서의 조정 설정들은 기준 동작 온도들 각각에서 필터(100)를 노출시키고, 공진 엘리먼트들(18) 및 비-공진 엘리먼트들(22)에 대한 조정 설정들을 결정하기 위해 전술된 파라미터 추출 및 분석 기법을 사용함으로써 결정될 수 있다.The attributes of the tuning settings will depend on the mechanism used to adjust the reactance of the resonant elements 18 and non-resonant elements 22. For example, if each of the resonant elements 18 and non-resonant elements 22 comprises capacitors in parallel with the switches for forming a variable capacitive circuit, May include data that indicates whether to switch off to include the respective capacitor in the capacitor circuit or to exclude the respective capacitor of the circuit, which may include passband 38 at its nominal position within the frequency range, or Has the purpose of changing the reactance of the respective resonant element 18 or the non-resonant element 22 in such a way that at least the resolution of the look-up table is placed close to its nominal position within the possible frequency range. Thus, in this case, for each measured operating temperature, a look-up table will have a set of on-off states of the switched capacitors for each of the resonant elements 18 and the non-resonant element 22. [ The adjustment settings in the look-up table are used to expose the filter 100 at each of the reference operating temperatures and to perform the parameter extraction and analysis described above to determine the tuning settings for the resonant elements 18 and non- ≪ / RTI > technique.

특히, 비-공진 엘리먼트들(22)에 대한 동작 온도에서의 변경들을 보상하도록 턴온 및 턴오프되는 병렬 커패시터들은 도 15a-15c에 예시된 바와 같이, 상이한 서브-대역들(36) 사이에서 통과 대역(38)을 이동시키기 위해 사용되는 병렬 커패시터들 중 적어도 일부를 포함할 수 있다. 또한, 룩업 테이블이 서브-대역들(36) 중 단 하나에 대한 조정 설정들을 포함하는 것으로서 기술되어 있지만, 룩업 테이블은 서브-대역들(36) 중 하나 초과에 대한 조정 설정들을 포함할 수 있다. 이 경우, 통과 대역(38)이 현재 위치되는 특정 서브-대역(36)에 대한 조정 설정들은 동작 온도에서의 변경에 응답하여 통과 대역(38)을 주파수 범위 내의 자신의 공칭 위치로 이동시키기 위해 사용될 수 있다.In particular, the parallel capacitors that are turned on and off to compensate for changes in operating temperature for the non-resonant elements 22 can be switched between the different sub-bands 36, as illustrated in Figures 15a-15c, And at least some of the parallel capacitors used to move the capacitor 38. In addition, although the lookup table is described as including adjustment settings for only one of the sub-bands 36, the lookup table may include adjustment settings for more than one of the sub- In this case, the adjustment settings for the particular sub-band 36 in which the passband 38 is currently located may be used to move the passband 38 to its nominal position in the frequency range in response to a change in operating temperature .

본 발명의 특정 실시예들이 도시되고 기술되었지만, 위의 논의가 본 발명을 이들 실시예들로 제한하도록 의도되지 않는다는 점이 이해되어야 한다. 다양한 변경들 및 수정들이 본 발명의 사상 및 범위로부터의 이탈 없이 이루어질 수 있다는 점이 당업자에게 명백할 것이다. 예를 들어, 본 발명은 단일 입력 및 출력을 가지는 필터들을 적절히 넘어서는 응용예들을 가지며, 본 발명의 특정 실시예들은 듀플렉서들, 멀티플렉서들, 채널화기들(channelizers), 리액티브 스위치들 등을 형성하기 위해 사용될 수 있고, 여기서, 저-손실의 선택성 회로들이 사용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 청구항들에 의해 정의된 바와 같은 본 발명의 사상 및 범위 내에 들 수 있는 대안들, 수정들 및 등가물들을 커버하도록 의도된다.While particular embodiments of the present invention have been shown and described, it should be understood that the above description is not intended to limit the invention to these embodiments. It will be apparent to those skilled in the art that various changes and modifications can be made without departing from the spirit and scope of the invention. For example, the present invention has applications well beyond filters with a single input and output, and certain embodiments of the present invention may be used to form duplexers, multiplexers, channelizers, reactive switches, , Where low-loss selectivity circuits can be used. Accordingly, the present invention is intended to cover alternatives, modifications and equivalents as may be included within the spirit and scope of the present invention as defined by the claims.

Claims (18)

무선 주파수(RF; radio frequency) 필터(10)로서,
입력(14) 및 출력(16)을 가지는 신호 전송 경로(12);
상기 입력(14)과 상기 출력(16) 사이에 상기 신호 전송 경로(12)를 따라 배치된 복수의 공진 엘리먼트(resonant element)(18);
상기 공진 엘리먼트들(18)의 각자의 주파수들에 대응하는 복수의 전송 제로들(transmission zeroes)(30)을 가지는 저지 대역(stop band)(32), 및 상기 전송 제로들(30) 사이의 적어도 하나의 서브-대역(sub-band)(36)을 형성하기 위해 상기 공진 엘리먼트들(18)을 함께 커플링시키는 복수의 비-공진 엘리먼트(non-resonant element)(22) ― 상기 비-공진 엘리먼트들(22)은 상기 적어도 하나의 서브-대역들(36) 중 선택된 하나의 서브-대역 내에 통과 대역(pass band)(38)을 생성하기 위해 상기 저지 대역(32) 내에 적어도 하나의 반사 제로(reflection zero)(34)를 선택적으로 도입(introducing)하기 위한 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트를 포함함 ― ; 및
동작 온도를 수신하고, 상기 수신된 동작 온도에 기초하여 상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트(22)를 조정하고, 이에 의해 상기 선택된 서브-대역(36) 내에서 상기 통과 대역(38)을 이동시키기 위해 상기 저지 대역(32)을 따라 상기 적어도 하나의 반사 제로(34)를 선택적으로 이동시키도록 구성된 전기적 제어기(124)
를 포함하는 무선 주파수 필터(10).1. A radio frequency (RF) filter (10)
A signal transmission path 12 having an input 14 and an output 16;
A plurality of resonant elements (18) disposed along the signal transmission path (12) between the input (14) and the output (16);
A stop band 32 having a plurality of transmission zeroes 30 corresponding to the respective frequencies of the resonant elements 18 and at least one of the transmission zeroes 30, A plurality of non-resonant elements (22) coupling together the resonant elements (18) to form a sub-band (36), the non-resonant elements (22) includes at least one reflection zero (32) in the stop band (32) to create a pass band (38) in a selected one of the at least one sub- at least one variable non-resonant element for selectively introducing a reflection zero 34; And
Resonant element (22) based on the received operating temperature, thereby to move the passband (38) within the selected sub-band (36) An electrical controller (124) configured to selectively move the at least one reflective zero (34) along the stop band (32)
(10). 제1항에 있어서,
상기 동작 온도를 측정하도록 구성된 온도 센서(126)를 더 포함하고, 상기 전기적 제어기(124)는 상기 온도 센서(126)로부터 상기 측정된 동작 온도를 수신하도록 구성되는, 무선 주파수 필터(10).The method according to claim 1,
Further comprising a temperature sensor (126) configured to measure the operating temperature, wherein the electrical controller (124) is configured to receive the measured operating temperature from the temperature sensor (126). 제1항에 있어서,
복수의 기준 동작 온도들 및 각자 상이한 동작 온도들에 대응하는 조정 설정들의 복수의 세트들을 포함하는 룩업 테이블을 저장하는 메모리(128)를 더 포함하고, 상기 전기적 제어기(124)는 측정된 동작 온도를 상기 룩업 테이블 내의 상기 복수의 기준 동작 온도들과 비교하고, 상기 측정된 동작 온도에 가장 가까운 기준 동작 온도에 대응하는 조정 설정들의 세트를 선택하고, 상기 조정 설정들의 세트에 따라 상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트를 조정하도록 구성되는, 무선 주파수 필터(10).The method according to claim 1,
Further comprising a memory (128) storing a look-up table comprising a plurality of sets of adjustment settings corresponding to a plurality of reference operating temperatures and respective different operating temperatures, wherein the electrical controller (124) Selecting a set of adjustment settings corresponding to a reference operating temperature that is closest to the measured operating temperature, comparing the at least one variable operating temperature with the plurality of reference operating temperatures in the lookup table, - a radio frequency filter (10) configured to adjust the resonant element. 제1항에 있어서,
상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트는 상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트 각각의 리액턴스를 조정함으로써 조정되는, 무선 주파수 필터(10).The method according to claim 1,
Wherein the at least one variable non-resonant element is adjusted by adjusting the reactance of each of the at least one variable non-resonant element. 제1항에 있어서,
상기 전기적 제어기(124)는 상기 하나의 서브-대역(36) 내에 상기 통과 대역(38)을 생성하기 위해 상기 저지 대역(32) 내에 상기 적어도 하나의 반사 제로(34)를 선택적으로 도입하도록 상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트(22)를 조정하도록 구성되는, 무선 주파수 필터(10).The method according to claim 1,
The electrical controller 124 is adapted to selectively introduce the at least one reflection zero 34 into the stop band 32 to create the pass band 38 within the one sub- Resonant element (22). ≪ / RTI > 제5항에 있어서,
상기 적어도 하나의 비-공진 엘리먼트(22) 각각은 서로 병렬로 커플링되어 용량성 회로를 형성하는 복수의 커패시터들(C1-C3) 및 상기 커패시터들(C1-C3) 중 적어도 하나의 커패시터에 커플링된 적어도 하나의 스위치(S1, S2)를 가지고, 상기 전기적 제어기(124)는 상기 적어도 하나의 스위치(S1, S2)를 동작시켜 상기 용량성 회로로부터 적어도 하나의 커패시터(C1-C3)를 선택적으로 포함시키거나 배제시켜서 상기 용량성 회로의 커패시턴스를 변경시킴으로써 상기 각각의 비-공진 엘리먼트(22)의 리액턴스를 변경시키고, 이에 의해 상기 저지 대역(32) 내의 상기 반사 제로(34)를 선택적으로 이동시켜서 상기 선택된 서브-대역(36) 내의 상기 통과 대역(38)을 이동시키도록 구성되는, 무선 주파수 필터(10).6. The method of claim 5,
Wherein each of said at least one non-resonant element (22) comprises a plurality of capacitors (C1-C3) coupled in parallel with each other to form a capacitive circuit, and a capacitor coupled to at least one of said capacitors (C1, C3) from the capacitive circuit by operating the at least one switch (S1, S2), wherein the at least one switch (S1, S2) Resonant element 22 by altering the capacitance of the capacitive circuit by including or excluding the resonant element 22 in the stop band 32 so that the reflection zero 34 in the stop band 32 is selectively moved To move the passband (38) in the selected sub-band (36). 제1항에 있어서,
상기 적어도 하나의 서브-대역(36)은 복수의 서브-대역들을 포함하는, 무선 주파수 필터(10).The method according to claim 1,
The at least one sub-band (36) comprises a plurality of sub-bands. 제7항에 있어서,
상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트(22)는 상기 저지 대역(32)을 따라 상기 적어도 하나의 반사 제로(34)를 변위(displacing)시켜서 상기 서브-대역들(36) 중 선택된 서브-대역들 내에 상기 통과 대역들(38)을 생성하는, 무선 주파수 필터(10).8. The method of claim 7,
The at least one variable non-resonant element (22) displaces the at least one reflective zero (34) along the stop band (32) to select one of the sub- To produce said passbands (38) within said passband (38). 제8항에 있어서,
상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트(22)는 상기 저지 대역(32) 내에 적어도 또다른 반사 제로(34)를 변위시켜서 상기 서브-대역들(36) 중 또다른 서브-대역 내에 또다른 통과 대역(38)을 생성하는, 무선 주파수 필터(10).9. The method of claim 8,
The at least one variable non-resonant element 22 is configured to displace at least another reflection zero 34 in the stop band 32 to cause another pass band in another of the sub- (38). ≪ / RTI > 제7항에 있어서,
상기 통과 대역(38)은 선택된 서브-대역들(36) 내에서 실질적으로 상이한 대역폭들을 가지는, 무선 주파수 필터(10).8. The method of claim 7,
Wherein the passband (38) has substantially different bandwidths within the selected sub-bands (36). 제1항에 있어서,
상기 적어도 하나의 반사 제로(34)는 복수의 반사 제로들(34)을 포함하는, 무선 주파수 필터(10).The method according to claim 1,
Wherein said at least one reflection zero (34) comprises a plurality of reflection zeroes (34). 제1항에 있어서,
상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트(22)는 복수의 가변 비-공진 엘리먼트들을 포함하는, 무선 주파수 필터(10).The method according to claim 1,
The at least one variable non-resonant element (22) comprises a plurality of variable non-resonant elements. 제1항에 있어서,
상기 전기적 제어기(124)는 상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트(22)를 조정하고, 이에 의해 상기 적어도 하나의 반사 제로(34)를 상기 저지 대역(32)을 따라 선택적으로 이동시켜서 상기 통과 대역(38)을 주파수 범위 내의 공칭 설계 위치(nominal as-designed location)로 다시 되돌리도록 구성되는, 무선 주파수 필터(10).The method according to claim 1,
The electrical controller 124 is adapted to adjust the at least one variable non-resonant element 22 thereby selectively moving the at least one reflective zero 34 along the stop band 32, (38) to a nominal as-designed location within a frequency range. 제13항에 있어서,
상기 전기적 제어기(124)는 상기 수신된 동작 온도에 기초하여 상기 공진 엘리먼트들(18) 중 적어도 하나의 공진 엘리먼트를 조정하여, 이에 의해 상기 적어도 하나의 공진 엘리먼트(18)의 각각의 주파수에 대응하는 전송 제로(30)를 상기 저지 대역(32)을 따라 선택적으로 이동시켜서 상기 통과 대역(38)을 상기 주파수 범위 내의 상기 공칭 설계 위치로 다시 되돌리도록 구성되는, 무선 주파수 필터(10).14. The method of claim 13,
The electrical controller 124 adjusts at least one resonant element of the resonant elements 18 based on the received operating temperature to thereby adjust the resonant frequency of the at least one resonant element 18, And to selectively move the transmission zero (30) along the stop band (32) to return the pass band (38) back to the nominal design position within the frequency range. 제1항에 있어서,
상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트(22)는 조정가능한 리액턴스를 가지는, 무선 주파수 필터(10).The method according to claim 1,
The at least one variable non-resonant element (22) has an adjustable reactance. 제1항에 있어서,
상기 적어도 하나의 가변 비-공진 엘리먼트(22)는 가변 커패시터, 손실-손실 스위치(loss-loss switch), 버랙터(varactor), 및 스위칭된 커패시터(switched capacitor) 중 적어도 하나를 포함하는, 무선 주파수 필터(10).The method according to claim 1,
The at least one variable non-resonant element (22) comprises at least one of a variable capacitor, a loss-loss switch, a varactor, and a switched capacitor. The filter (10). 제1항에 있어서,
상기 공진 엘리먼트들(18) 각각은 박막 집중 엘리먼트 구조(thin-film lumped element structure)를 포함하는, 무선 주파수 필터(10).The method according to claim 1,
Wherein each of the resonant elements (18) comprises a thin-film lumped element structure. 제17항에 있어서,
상기 박막 집중 엘리먼트 구조는 고온 초전도체(HTS; high temperature superconductor)를 포함하는, 무선 주파수 필터(10).18. The method of claim 17,
Wherein the thin film concentrating element structure comprises a high temperature superconductor (HTS).
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