KR20140110759A - Method for multi-input multi-output communication in large-scale antenna system - Google Patents

Abstract

Disclosed is a multi-input multi-output communications method in a large-scale antenna system. An MIMO transmission method includes a step of obtaining channel information on a terminal, a step of dividing the terminal into a class and a group subject to the class, based on the channel information, a step of deciding a group beam forming matrix with the group, a step of performing the group beam forming transmission on terminals included in the group based on the group beam forming matrix, a step of obtaining single Su-CQI information and interference signal information with regard to the terminals included in the group, a step of scheduling the terminals based on the Su-CQI information and interference signal information, and a step of transmitting data to the terminals based on the scheduling. Therefore, the amount of the feedback of the channel condition information can be reduced.

Description

대규모 안테나 시스템에서 다중 입력 다중 출력 통신 방법{METHOD FOR MULTI-INPUT MULTI-OUTPUT COMMUNICATION IN LARGE-SCALE ANTENNA SYSTEM}METHOD FOR MULTI-INPUT MULTI-OUTPUT COMMUNICATION IN LARGE-SCALE ANTENNA SYSTEM BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention [0001]

본 발명은 대규모 안테나 시스템에서 다중 입력 다중 출력(multi-input multi-output, MIMO) 통신 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 안테나 상관도가 존재하는 대규모 안테나 MIMO 채널 환경에서 적은 양의 채널 상태 정보 피드백이 요구되면서도 상향링크와 하향링크의 주파수 효율을 극대화하는 MIMO 통신 방법에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a multi-input multi-output (MIMO) communication method in a large-scale antenna system, and more particularly, And to maximize the frequency efficiency of the uplink and the downlink even when the MIMO communication method is required.

4G 이후(B4G)의 이동통신 시스템은 데이터 트래픽(traffic)의 급격한 증가로 인해 3GPP LTE(long term evolution)와 같은 4G 시스템 대비 10배 이상의 주파수 효율 증대가 필요하다. 이러한 10배 이상의 주파수 효율 증대의 목표를 달성하기 위해 필요한 물리계층 기술로 현재 네트워크 MIMO, 간섭 정렬(interference alignment), 릴레이(relay) 네트워크, 이종(heterogeneous) 네트워크, 그리고 대규모 안테나(large-scale antenna) 기술 등이 언급되고 있다.The mobile communication system of 4G or later (B4G) requires a frequency efficiency increase of 10 times or more as compared with 4G system like 3GPP long term evolution (LTE) due to a rapid increase of data traffic. In order to achieve the goal of increasing the frequency efficiency more than 10 times, the present network MIMO, interference alignment, relay network, heterogeneous network, Technology and so on.

본 발명은 주파수 효율을 증대시키는 기술로서 매우 큰 효과를 얻을 수 있는 매시브(massive) MIMO(혹은 대규모 안테나) 시스템에 관한 것이다. 종래의 대규모 안테나 시스템은 TDD(time division duplex) 방식에 국한되어 왔다. FDD(frequency division duplex) 방식에서는 대규모 안테나 송신기가 채널 상태 정보를 획득하기 위해서 사실상 불가능할 정도로 많은 참조 신호(reference signal) 및 채널 상태 정보 피드백을 위한 무선 자원을 필요로 하는 문제가 있다. The present invention relates to a massive MIMO (or large-scale antenna) system that can achieve a very large effect as a technique for increasing frequency efficiency. Conventional large-scale antenna systems have been limited to time division duplex (TDD) schemes. In the frequency division duplex (FDD) scheme, there is a problem in that a large-scale antenna transmitter requires radio resources for a large number of reference signals and channel state information feedback so that it is practically impossible to obtain channel state information.

또한, 대규모 송신안테나로 동시에 수용 가능한 사용자의 수가 크게 증가함으로 인해 스케줄링(scheduling) 및 프리코딩(precoding) 계산 복잡도가 종래 시스템에 비해 매우 증가하는 문제가 있다.In addition, since the number of users that can be simultaneously accommodated by a large-scale transmission antenna is greatly increased, there is a problem that the complexity of scheduling and precoding computation is greatly increased as compared with the conventional system.

상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은, 채널 상태 정보 피드백을 위해 필요한 무선자원의 양을 증가시키지 않으면서 동시에 주파수 효율의 저하를 최소화할 수 있는, 대규모 안테나 시스템에 적합한 MIMO 전송 방법을 제공하는 데 있다.SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to solve the above problems and to provide a MIMO transmission method suitable for a large-scale antenna system capable of minimizing the deterioration of frequency efficiency without increasing the amount of radio resources required for channel state information feedback .

상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 다른 목적은, 채널 상태 정보 피드백을 위해 필요한 무선자원의 양을 증가시키지 않으면서 동시에 주파수 효율의 저하를 최소화할 수 있는, 대규모 안테나 시스템에 적합한 MIMO 수신 방법을 제공하는 데 있다.Another object of the present invention is to provide a MIMO reception method suitable for a large-scale antenna system capable of minimizing the deterioration of frequency efficiency without increasing the amount of radio resources required for channel state information feedback, .

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국의 MIMO 전송 방법은, 적어도 하나의 단말에 대한 채널 정보를 획득하는 단계, 상기 채널 정보를 기반으로 상기 적어도 하나의 단말을 적어도 하나의 클래스와 클래스에 종속된 적어도 하나의 그룹으로 분류하는 단계, 분류된 각 그룹에 대한 그룹 빔포밍 행렬을 결정하는 단계, 상기 그룹 빔포밍 행렬에 기초한 그룹 빔포밍 전송을 상기 각 그룹에 속한 단말들에게 수행하는 단계, 상기 각 그룹에 속한 단말들에 대한 SU-CQI 정보 및 간섭신호 정보를 획득하는 단계, 상기 SU-CQI 정보 및 상기 간섭신호 정보를 기반으로 단말들을 스케줄링하는 단계, 및 스케줄링에 기초하여 데이터를 단말들에 전송하는 단계를 포함한다.According to another aspect of the present invention, there is provided a method for transmitting MIMO of a base station, the method comprising: acquiring channel information for at least one terminal; And classifying the group beamforming matrix into at least one group dependent on the class, determining a group beamforming matrix for each classified group, performing group beamforming transmission based on the group beamforming matrix on the terminals belonging to each group, Acquiring SU-CQI information and interference signal information for the UEs belonging to each group, scheduling UEs based on the SU-CQI information and the interference signal information, To the UEs.

여기서, 상기 채널 정보는, 송신상관행렬, 송신상관행렬의 고유치, 송신상관행렬의 고유벡터, AS, AOD 및 채널 정보를 의미하는 고정형 코드북에서 선택된 적어도 하나의 긴 주기 PMI 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.Here, the channel information may include at least one of a transmission correlation matrix, an eigenvalue of a transmission correlation matrix, an eigenvector of a transmission correlation matrix, at least one long period PMI selected from a fixed codebook meaning AS, AOD and channel information have.

여기서, 상기 그룹으로 분류하는 단계는, 상기 송신상관행렬이 서로 유사한 단말들을 하나의 그룹으로 분류할 수 있다.Here, in the grouping, the terminals having similar transmission correlation matrices may be classified into one group.

여기서, 상기 그룹으로 분류하는 단계는, 상기 송신상관행렬의 유효 고유 벡터가 서로 유사한 단말들을 하나의 그룹으로 분류할 수 있으며, 상기 송신상관행렬의 유효 고유 벡터간의 직교성이 높은 그룹들을 하나의 클래스로 분류할 수 있다.The classifying step may classify the terminals having similar effective eigenvectors of the transmit correlation matrix into a group and classify the groups having high orthogonality among the effective eigenvectors of the transmit correlation matrix as a class Can be classified.

여기서, 상기 그룹 빔포밍 행렬을 결정하는 단계는, 상기 채널 정보 및 원-링 채널 모델에 기반하여 그룹별 그룹 빔포밍 행렬이 서로 유사 직교하도록 블록 대각화를 통하여 상기 그룹 빔포밍 행렬을 결정할 수 있다.The determining the group beamforming matrix may determine the group beamforming matrix through block diagonalization such that the group beamforming matrices are orthogonal to each other based on the channel information and the one-ring channel model .

여기서, 상기 간섭신호 정보는, 상기 그룹에 속한 단말들 간의 간섭신호 세기 및 다른 그룹과의 간섭신호 세기 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.Here, the interference signal information may include at least one of an interference signal intensity between terminals belonging to the group and an interference signal intensity with another group.

여기서, 상기 간섭신호 정보는, 상기 SU-CQI에 대한 오프셋 값일 수 있다.Here, the interference signal information may be an offset value for the SU-CQI.

여기서, 상기 간섭신호 정보는, MCS 레벨로 표현되는 CQI일 수 있다.Here, the interference signal information may be a CQI represented by an MCS level.

여기서, 상기 간섭신호 정보는, 상기 그룹에 속한 단말에 간섭으로 작용할 프리코딩 행렬 지시자에 대한 간섭신호 세기일 수 있다.Here, the interference signal information may be an interference signal intensity for a precoding matrix indicator to be an interference to a terminal belonging to the group.

여기서, 상기 간섭신호 정보는, 상기 SU-CQI에 대한 비율일 수 있다.Here, the interference signal information may be a ratio to the SU-CQI.

여기서, 상기 단말들을 스케줄링하는 단계는, 각 클래스에 속한 그룹의 조합, 각 그룹에 속한 단말의 조합, 각 단말에 대한 랭크의 조합을 기반으로 각 단말에 대한 MU-CQI 정보를 계산하는 단계, MU-CQI를 기반으로 합계-PF 메트릭을 계산하는 단계, 각 클래스에서 가장 큰 합계-PF 메트릭을 가지는 다중 사용자 조합을 상기 각 클래스의 합계-PF 메트릭으로 선택하는 단계, 모든 클래스 중에서 가장 큰 합계-PF 메트릭을 가지는 클래스를 선택하는 단계, 및 선택된 클래스에서 서로 간의 간섭이 가장 적은 다중 사용자 조합을 결정하고, 결정된 다중 사용자 조합을 스케줄링하는 단계를 포함한다.The step of scheduling the terminals may include calculating MU-CQI information for each terminal based on a combination of groups belonging to each class, a combination of terminals belonging to each group, and a combination of ranks for each terminal, Calculating a sum-PF metric based on the CQI, selecting a multi-user combination having a largest sum-PF metric in each class as a sum-PF metric of each of the classes, Selecting a class having a metric, and determining a multi-user combination with the least interference between the selected classes, and scheduling the determined multi-user combination.

여기서, 상기 단말들에 전송하는 단계는, 상기 SU-CQI 정보 및 상기 간섭신호 정보에 관련된 랭크와 다른 랭크를 통해 데이터를 단말들에 전송할 수 있다.Here, the step of transmitting to the UEs may transmit data to the UEs through a rank different from the rank related to the SU-CQI information and the interference signal information.

상기 다른 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 단말의 MIMO 수신 방법은, 상기 단말을 포함한 그룹에 대한 그룹 빔포밍 행렬이 적용된 신호를 수신하는 단계, 상기 그룹 빔포밍 행렬이 적용된 참조 신호 또는 상기 그룹 빔포밍 행렬이 적용되지 않은 참조 신호를 이용하여 SU-CQI 정보 및 간섭신호 정보를 생성하는 단계, 및 상기 SU-CQI 정보 및 상기 간섭신호 정보를 기지국으로 피드백하는 단계를 포함한다.According to another aspect of the present invention, there is provided a method for receiving a MIMO of a UE, the method comprising: receiving a signal to which a group beamforming matrix for a group including the UE is applied; Generating SU-CQI information and interference signal information using the reference signal to which the group beamforming matrix is not applied, and feeding back the SU-CQI information and the interference signal information to the base station.

여기서, 상기 간섭신호 정보는, 상기 그룹에 속한 단말들 간의 간섭신호 세기 및 다른 그룹과의 간섭신호 세기 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.Here, the interference signal information may include at least one of an interference signal intensity between terminals belonging to the group and an interference signal intensity with another group.

여기서, 상기 간섭신호 정보는, 상기 SU-CQI에 대한 오프셋 값일 수 있다.Here, the interference signal information may be an offset value for the SU-CQI.

여기서, 상기 간섭신호 정보는, MCS 레벨로 표현되는 CQI일 수 있다.Here, the interference signal information may be a CQI represented by an MCS level.

여기서, 상기 간섭신호 정보는, 상기 그룹에 속한 단말에 간섭으로 작용할 프리코딩 행렬 지시자에 대한 간섭신호 세기일 수 있다.Here, the interference signal information may be an interference signal intensity for a precoding matrix indicator to be an interference to a terminal belonging to the group.

여기서, 상기 간섭신호 정보는, 상기 SU-CQI에 대한 비율일 수 있다.Here, the interference signal information may be a ratio to the SU-CQI.

여기서, 상기 피드백하는 단계는, 상기 단말은 자신에게 간섭으로 작용할 PMI 중에서 자신이 선택한 PMI와의 내적이 미리 설정된 값보다 작은 PMI를 포함한 상기 간섭신호 정보를 피드백할 수 있다.Here, the feedback step may include feedback of the interference signal information including a PMI whose inner product with the PMI selected by the UE is smaller than a predetermined value, among the PMIs to serve as interference to the UE.

여기서, 상기 피드백하는 단계는, 상기 단말은 서브 밴드 중에서 간섭신호의 세기가 미리 설정된 값보다 작은 서브 밴드에 대한 간섭신호 정보를 피드백할 수 있다.Here, the feedback may be performed such that the UE can feed back the interference signal information for subbands in which the intensity of the interference signal is lower than a preset value in the subbands.

본 발명에 의하면, MIMO 전송에 있어서 채널 상태 정보의 피드백 양을 감소시킬 수 있다. 또한, 채널 상태 정보의 피드백 양이 감소되는 경우에도 상향링크 및 하향링크에서 주파수 효율의 저하를 최소화할 수 있다.According to the present invention, feedback amount of channel state information in MIMO transmission can be reduced. Also, even when the amount of feedback of the channel state information is reduced, degradation of frequency efficiency in the uplink and downlink can be minimized.

도 1은 본 발명에 따른 MIMO 송수신 방법에서 사용자 그룹간의 공간 분리 개념을 설명하기 위한 개념도이다.
도 2는 8 안테나 포트의 CSI-RS 패턴을 도시한 개념도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 전송 방법을 도시한 흐름도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 전송 방법 중에서 스케줄링 과정을 도시한 흐름도이다.1 is a conceptual diagram for explaining the concept of space separation between user groups in the MIMO transmission / reception method according to the present invention.
2 is a conceptual diagram illustrating a CSI-RS pattern of 8 antenna ports.
3 is a flowchart illustrating a MIMO transmission method according to an embodiment of the present invention.
4 is a flowchart illustrating a scheduling process among the MIMO transmission methods according to an embodiment of the present invention.

본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세하게 설명하고자 한다.While the invention is susceptible to various modifications and alternative forms, specific embodiments thereof are shown by way of example in the drawings and will herein be described in detail.

그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.It should be understood, however, that the invention is not intended to be limited to the particular embodiments, but includes all modifications, equivalents, and alternatives falling within the spirit and scope of the invention.

제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.The terms first, second, etc. may be used to describe various components, but the components should not be limited by the terms. The terms are used only for the purpose of distinguishing one component from another. For example, without departing from the scope of the present invention, the first component may be referred to as a second component, and similarly, the second component may also be referred to as a first component. And / or < / RTI > includes any combination of a plurality of related listed items or any of a plurality of related listed items.

어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.It is to be understood that when an element is referred to as being "connected" or "connected" to another element, it may be directly connected or connected to the other element, . On the other hand, when an element is referred to as being "directly connected" or "directly connected" to another element, it should be understood that there are no other elements in between.

본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.The terminology used in this application is used only to describe a specific embodiment and is not intended to limit the invention. The singular expressions include plural expressions unless the context clearly dictates otherwise. In the present application, the terms "comprises" or "having" and the like are used to specify that there is a feature, a number, a step, an operation, an element, a component or a combination thereof described in the specification, But do not preclude the presence or addition of one or more other features, integers, steps, operations, elements, components, or combinations thereof.

다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가진 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.Unless defined otherwise, all terms used herein, including technical or scientific terms, have the same meaning as commonly understood by one of ordinary skill in the art to which this invention belongs. Terms such as those defined in commonly used dictionaries should be interpreted as having a meaning consistent with the meaning in the context of the relevant art and are to be interpreted in an ideal or overly formal sense unless explicitly defined in the present application Do not.

이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 본 발명을 설명함에 있어 전체적인 이해를 용이하게 하기 위하여 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.
Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In order to facilitate the understanding of the present invention, the same reference numerals are used for the same constituent elements in the drawings and redundant explanations for the same constituent elements are omitted.

명세서 전체에서 망(network)은, 예를 들어, WiFi(wireless fidelity)와 같은 무선인터넷, WiBro(wireless broadband internet) 또는 WiMax(world interoperability for microwave access)와 같은 휴대인터넷, GSM(global system for mobile communication) 또는 CDMA(code division multiple access)와 같은 2G 이동통신망, WCDMA(wideband code division multiple access) 또는 CDMA2000과 같은 3G 이동통신망, HSDPA(high speed downlink packet access) 또는 HSUPA(high speed uplink packet access)와 같은 3.5G 이동통신망, LTE(long term evolution)망 또는 LTE-Advanced망과 같은 4G 이동통신망, 및 5G 이동통신망 등을 포함할 수 있다.Throughout the specification, the network can be, for example, a wireless Internet such as WiFi (wireless fidelity), a wireless broadband internet (WiBro) or a portable internet such as world interoperability for microwave access (WiMax) A 3G mobile communication network such as Wideband Code Division Multiple Access (WCDMA) or CDMA2000, a high speed downlink packet access (HSDPA), or a high speed uplink packet access (HSUPA) A 3.5G mobile communication network, a 4G mobile communication network such as an LTE (Long Term Evolution) network or an LTE-Advanced network, and a 5G mobile communication network.

명세서 전체에서 단말(terminal)은 이동국(mobile station), 이동 단말(mobile terminal), 가입자국(subscriber station), 휴대 가입자국(portable subscriber station), 사용자 장치(user equipment), 접근 단말(access terminal) 등을 지칭할 수도 있고, 단말, 이동국, 이동 단말, 가입자국, 휴대 가입자 국, 사용자 장치, 접근 단말 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.Throughout the specification, a terminal is referred to as a mobile station, a mobile terminal, a subscriber station, a portable subscriber station, a user equipment, an access terminal, And may include all or some of the functions of a terminal, a mobile station, a mobile terminal, a subscriber station, a mobile subscriber station, a user equipment, an access terminal, and the like.

여기서, 단말로 통신이 가능한 데스크탑 컴퓨터(desktop computer), 랩탑 컴퓨터(laptop computer), 태블릿(tablet) PC, 무선전화기(wireless phone), 모바일폰(mobile phone), 스마트 폰(smart phone), 스마트 워치(smart watch), 스마트 글래스(smart glass), e-book 리더기, PMP(portable multimedia player), 휴대용 게임기, 네비게이션(navigation) 장치, 디지털 카메라(digital camera), DMB (digital multimedia broadcasting) 재생기, 디지털 음성 녹음기(digital audio recorder), 디지털 음성 재생기(digital audio player), 디지털 영상 녹화기(digital picture recorder), 디지털 영상 재생기(digital picture player), 디지털 동영상 녹화기(digital video recorder), 디지털 동영상 재생기(digital video player) 등을 사용할 수 있다.Here, a desktop computer, a laptop computer, a tablet PC, a wireless phone, a mobile phone, a smart phone, a smart watch, smart watch, smart glass, e-book reader, portable multimedia player (PMP), portable game machine, navigation device, digital camera, digital multimedia broadcasting (DMB) A digital audio recorder, a digital audio player, a digital picture recorder, a digital picture player, a digital video recorder, a digital video player ) Can be used.

명세서 전체에서 기지국(base station)은 접근점(access point), 무선 접근국(radio access station), 노드B(node B), 고도화 노드B(evolved nodeB), 송수신 기지국(base transceiver station), MMR(mobile multihop relay)-BS 등을 지칭할 수도 있고, 기지국, 접근점, 무선 접근국, 노드B, eNodeB, 송수신 기지국, MMR-BS 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
Throughout the specification, a base station is referred to as an access point, a radio access station, a node B, an evolved node B, a base transceiver station, an MMR mobile multihop relay) -BS, and may include all or some of the functions of a base station, an access point, a radio access station, a Node B, an eNodeB, a base transceiver station, and a MMR-BS.

아래에서 설명되는 본 발명의 일 실시예가 적용되는 분야는 셀룰러 통신의 상향링크와 하향링크이다. 여기서, 단일 셀(cell)은 M개의 안테나를 가지는 기지국과 각각 N개의 안테나를 가지는 K개의 사용자들(즉, 단말들)로 구성될 수 있다. 또한, 각 단말의 송신 안테나 상관도는 높다(즉, angle spread(AS)가 작다)고 가정한다. 일례로, 하향링크 도심 매크로(macro) 및 LOS(line of sight) 성분이 강한 채널환경에서는 송신 안테나의 상관도가 높게 형성된다.The field to which one embodiment of the invention described below is applied is the uplink and downlink of cellular communication. Here, a single cell may be composed of a base station having M antennas and K users (i.e., terminals) each having N antennas. It is also assumed that the transmit antenna correlation of each terminal is high (i. E., The angle spread (AS) is small). For example, in a channel environment in which a downlink macro-macro and a line-of-sight (LOS) component are strong, the correlation of the transmission antenna is high.

또한, 편의상 K개의 단말은 송신 안테나 상관도의 유사성에 따라 공간적으로 분리될 수 있는 G개의 그룹으로 분류될 수 있고, 각 그룹에는 K'개의 단말이 존재한다고 가정한다.For convenience, it is assumed that K terminals can be classified into G groups that can be spatially separated according to the similarity of transmission antenna correlation, and that there are K 'terminals in each group.

본 발명에서 고려하는 채널 모델은 아래 수학식 1과 같다.The channel model considered in the present invention is expressed by Equation 1 below.

여기서,

는 i.i.d.(independently and identically distributed) 채널 행렬이고,

는 송신 상관 행렬이고,

는 수신 상관 행렬이다. 편의상, 다중 사용자 MIMO(MU-MIMO)에서 이른바 원-링 채널 모델(one-ring channel model)을 고려하면

이다. 즉, 수신 상관도는 없다고 가정한다.here,

Is an iid (independently and identically distributed) channel matrix,

Is the transmit correlation matrix,

Is the receive correlation matrix. For convenience, considering a so-called one-ring channel model in multi-user MIMO (MU-MIMO)

to be. That is, it is assumed that there is no received correlation.

본 발명에서 제안하는 송신 신호 모델은 아래 수학식 2와 같다.The transmission signal model proposed by the present invention is expressed by Equation (2) below.

여기서,

는 채널의 통계적 특성에 기반하는 빔포밍 행렬이고,

는 순시 채널 정보

에 기반하는 프리코딩(precoding) 행렬이고,

는 데이터 심볼 벡터(symbol vector)이다.here,

Is a beamforming matrix based on the statistical properties of the channel,

The instantaneous channel information

, ≪ / RTI > is a precoding matrix based on < RTI ID =

Is a data symbol vector.

본 발명에서 제안하는 수신 신호 모델은 아래 수학식 3과 같다.The received signal model proposed by the present invention is expressed by Equation (3) below.

여기서,

는 잡음 신호이고,

는 아래 수학식 4와 같이 표현될 수 있다.here,

Is a noise signal,

Can be expressed as Equation (4) below.

여기서,

는 그룹 g의 전체 채널 행렬이고,

는 그룹 g의 빔포밍 행렬이다. 상기 수학식 4에서 근사 부등호는 아래 수학식 5와 같은 조건을 만족하는 경우에 해당한다.here,

Is the full channel matrix of group g,

Is the beamforming matrix of group g. In Equation (4), the approximate inequality corresponds to a case where the following Equation (5) is satisfied.

그러면,

가 된다.then,

.

상기 조건을 만족하도록

를 설정하고, 그러한 빔포밍 행렬을 갖는 단말들을 동시에 스케줄링하는 것이 본 발명에서 제안하는 MIMO 송수신 방법의 핵심 요소이다.
To satisfy the above condition

And scheduling terminals having such a beamforming matrix at the same time is a key element of the MIMO transmission / reception method proposed by the present invention.

다음으로, 본 발명에서 제안하는 MIMO 송수신 방법으로 얻을 수 있는 순시 채널 행렬의 차원 감소에 대해 설명한다. 먼저, K개 단말의 그룹 인덱스(index)를 표현하기 위해 아래 수학식 6과 같이 인덱싱한다고 가정한다.Next, dimension reduction of the instantaneous channel matrix obtained by the MIMO transmission / reception method proposed by the present invention will be described. First, in order to express the group index of K terminals, it is assumed that the index is indexed as shown in Equation (6) below.

도 1은 본 발명에 따른 MIMO 송수신 방법에서 사용자 그룹간의 공간 분리 개념을 설명하기 위한 개념도이다.1 is a conceptual diagram for explaining the concept of space separation between user groups in the MIMO transmission / reception method according to the present invention.

도 1을 참조하면, 기지국은 M개의 안테나 소자들(10-1, 10-2, …, 10-M)로 이루어진 대규모 안테나 어레이(array)(10)를 구비할 수 있다. 그리고 K개의 활성 단말들(20-1, 20-2, …, 20-K)이 존재하며 K개의 활성 단말들은 G개의 그룹으로 분류될 수 있다. 예컨대, 제1 그룹(30-1)은 제1 단말(20-1)과 제2 단말(20-2)을 포함할 수 있고, 제2 그룹(30-2)은 제3 단말(20-3)을 포함할 수 있다. 제G 그룹(20-G)은 제K-1 단말(20-(K-1))과 제K 단말(20-K)을 포함할 수 있다.Referring to FIG. 1, a base station may have a large-scale antenna array 10 composed of M antenna elements 10-1, 10-2, ..., 10-M. There are K active terminals 20-1, 20-2, ..., 20-K, and K active terminals can be classified into G groups. For example, the first group 30-1 may include a first terminal 20-1 and a second terminal 20-2, and the second group 30-2 may include a third terminal 20-3 ). The G-th group 20-G may include a K-1 terminal 20- (K-1) and a K-th terminal 20-K.

이때, 제1 단말(20-1)과 제2 단말(20-2)로 이루어진 제 1 그룹(30-1)의 채널행렬은

에 해당한다.
At this time, the channel matrix of the first group 30-1 including the first terminal 20-1 and the second terminal 20-2

.

다음으로, 본 발명에 따른 코드북(code book) 설계에 대해 설명한다.Next, a code book design according to the present invention will be described.

고정형 코드북은 T개의 클래스와 각 클래스에 속하는 G개의 그룹으로 이루어질 수 있다. 여기서, 각 클래스별로 다른 수의 그룹을 가질 수도 있다. 하나의 클래스를 구성하는 그룹의 고유 벡터 공간을 이루는 행렬

은 원-링 채널 모델로 만들어질 수 있다. 이를 위해 필요한 파라미터(parameter)는 그룹의 AS와 AoD(angle of departure)이다. 그룹의 AS는 셀 내 단말의 AS 분포에 의해 결정될 수 있고, 각 그룹 AoD는 다음과 같이 두 가지 기준을 종합적으로 판단하여 결정될 수 있다.The fixed codebook can be composed of T classes and G groups belonging to each class. Here, a different number of groups may be provided for each class. A matrix consisting of the eigenvector space of a group that constitutes a class

Can be made into a one-ring channel model. The parameters required for this are the AS and AoD (angle of departure) of the group. The AS of the group can be determined by the AS distribution of the terminals in the cell, and each group AoD can be determined by collectively judging the following two criteria.

- 각 그룹 고유 벡터 공간이 가능한 직교 하도록 한다. 이는 그룹 간의 간섭을 줄이기 위함이다.- Make each group eigenvector space as orthogonal as possible. This is to reduce interference between groups.

- 각 그룹의 AoD가 가능한 균등 배치되도록 한다. 이는 단말의 고유 벡터 공간과 단말이 속한 그룹의 고유 벡터 공간 간에 불일치를 최소화하기 위함이다.
- Ensure that the AoD of each group is equally spaced. This is to minimize the mismatch between the eigenvector space of the UE and the eigenvector space of the group to which the UE belongs.

위와 같은 방식으로 획득한 각 클래스별

집합에 블록 대각화 기법을 적용하여 코드북을 이루는 빔포밍 행렬

를 생성할 수 있다. 이를 통해 그룹 간의 간섭을 보다 줄일 수 있다. 여기서, 빔포밍 행렬

는 긴 주기(혹은 와이드-밴드(wide-band)) PMI(precoding matrix indicator)로 사용되거나 짧은 주기(혹은 서브-밴드(sub-band)) PMI로 사용될 수 있다. 즉, 단말은 더 나은 성능을 얻고자하는 경우 자신에게 최적의

를 찾아서 짧은 주기로 피드백할 수 있다.
For each class acquired in the above manner

A beamforming matrix that forms a codebook by applying block diagonalization to a set

Lt; / RTI > This can further reduce inter-group interference. Here, the beamforming matrix

(Or a wide-band) precoding matrix indicator (PMI) or a short period (or sub-band) PMI. That is, if the terminal desires to obtain better performance,

And feed back in a short period.

다음으로, 본 발명에 따른 MU-MIMO 스케줄링에 대해 설명한다.Next, the MU-MIMO scheduling according to the present invention will be described.

종래의 MU-MIMO 스케줄링은 단말들의 조합에 대해 일례로 합계-PF 메트릭(sum-PF(proportional fair) metric)을 구하여 최적의 조합을 찾는 과정을 통해 수행되었으나, 본 발명에 따른 MU-MIMO 스케줄링은 개별 단말이 아닌 클래스별로 그룹들의 조합에 대해 최적의 조합을 찾는 과정을 통해 수행될 수 있다. 이때, 각 그룹은 가상 섹터(sector)로 볼 수 있다.The conventional MU-MIMO scheduling is performed through a process of finding an optimal combination by obtaining a sum-PF metric (MIMO-MIMO scheduling) for a combination of UEs, for example. However, the MU- It can be performed through a process of finding an optimal combination for a combination of groups for each class rather than an individual terminal. At this time, each group can be viewed as a virtual sector.

먼저, 기지국은 각 그룹에서 일례로 MU-CQI(multi user-channel quality indicator)를 기반으로 PF 메트릭이 가장 큰 단말을 결정할 수 있고, 각 클래스별로 그룹의 가능한 조합에 따른 합계-PF 메트릭을 모두 계산할 수 있다. 일례로, 송신 안테나의 수가 4인 경우, 최대 (4,1)+(4,2)+(4,3)+(4,4)개 경우의 수만큼 합계-PF 메트릭이 계산될 수 있다. 여기서, (M,S)는 M개에서 S개를 선택하는 경우(combination)의 수를 의미한다. 이를 기초로 기지국은 1~4 단말에 대한 동적인 스케줄링을 수행하여 클래스별로 가장 최적의 그룹 조합을 선택할 수 있다. 마지막으로, 기지국은 T개의 클래스 중에서 가장 큰 합계-PF 메트릭을 가지는 클래스를 선택하여 해당 클래스에서 선택된 그룹 조합에 속한 단말들에 스케줄링할 수 있다.First, the base station can determine a terminal having the largest PF metric based on a multi-user-channel quality indicator (MU-CQI) in each group, and calculates total-PF metrics according to possible combinations of groups for each class . For example, if the number of transmit antennas is 4, a total-PF metric can be calculated for a maximum number of (4,1) + (4,2) + (4,3) + (4,4) Here, (M, S) means the number of combinations in which S is selected from M. Based on this, the base station can perform dynamic scheduling for the first to fourth UEs to select the most optimal group combination for each class. Finally, the base station can select a class having the largest total-PF metric among the T classes, and schedule it to terminals belonging to a group combination selected in the corresponding class.

상술한 MU-MIMO 스케줄링을 가능하게 하는 MU-CQI 피드백 방식은 다음과 같다.The MU-CQI feedback scheme that enables the above-described MU-MIMO scheduling is as follows.

각 단말은 SU-CQI(single user-channel quality indicator), 그룹 내의 단말 간 간섭신호 세기, 다른 그룹 간 간섭신호 세기를 기지국에 피드백할 수 있다. 일례로 송신 안테나 수가 4이고 그룹의 수가 4인 경우, 그룹당 하나의 빔포밍 벡터를 사용하므로 그룹 내에서 단말 간 간섭은 없으며 SU-CQI는 아래 수학식 7과 같다.Each terminal can feed back a single user-channel quality indicator (SU-CQI), an inter-terminal interference signal strength in a group, and another inter-group interference signal strength to a base station. For example, if the number of transmission antennas is 4 and the number of groups is 4, one beamforming vector is used per group, so there is no inter-terminal interference in the group, and SU-CQI is expressed by Equation (7).

여기서,

는 배경잡음과 다른 셀로부터의 간섭신호 세기이다. 단말이 속한 그룹을 제외한 3개의 다른 그룹의 간섭신호 세기는 아래 수학식 8과 같다.here,

Is the background noise and the interference signal strength from the other cell. The interference signal strength of three different groups except the group to which the UE belongs is expressed by Equation (8) below.

한편, 피드백 비트(bit) 수를 줄이기 위해 간섭신호 세기는 SU-CQI와의 오프셋(offset)으로 표현될 수 있다.Meanwhile, in order to reduce the number of feedback bits, the interference signal strength can be expressed by an offset from the SU-CQI.

이와 같이 간섭신호 세기를 피드백함에 의해 기지국이 MU-CQI를 계산하도록 하는 방식은 본 발명에 따른 MU-MIMO 방식에만 한정되지 않고 종래의 LTE 방식에도 적용된다. 일례로, Rel 8 코드북과 8-Tx 방식의 더블 코드북 경우에도 단말 별로 SU-CQI와 모든 다른 단말 간의 간섭신호 세기를 피드백 받음으로써, 기지국은 MU-CQI를 정확히 계산할 수 있다.The method of calculating the MU-CQI by the base station by feeding back the interference signal strength is not limited to the MU-MIMO scheme according to the present invention, but is also applied to the conventional LTE scheme. For example, the base station can accurately calculate the MU-CQI by receiving feedback of the interference signal strength between the SU-CQI and all other terminals for each terminal even in the case of the Rel 8 codebook and the 8-Tx double codebook.

이때, 기지국은 스케줄링에 제약을 두어 단말 간의 간섭 조합의 수를 줄임으로써 피드백 비트 수를 줄일 수 있다. Rel 8 코드북을 상세한 예로 들면, k번째 단말이 자신의 PMI

를 선택하였다면 나머지 15개의 PMI가 다른 단말과 조합이 될 수 있다. 따라서, 단말은 자신에게 간섭으로 작용할 15개의 PMI에 대한 간섭신호 세기(즉, 아래 수학식 9)와 상술한 SU-CQI를 피드백할 수 있고, 이를 기초로 기지국은 MU-CQI를 계산하여 최대 4명의 사용자를 동시에 스케줄링할 수 있다.At this time, the base station can reduce the number of feedback bits by limiting the number of interference combinations between terminals by restricting scheduling. As a detailed example of the Rel 8 codebook, the k-th UE calculates its own PMI

The remaining 15 PMIs can be combined with other terminals. Therefore, the UE can feed back the interference signal strength (i.e., Equation 9 below) to the 15 PMIs to be served as interference to the UE and the SU-CQI described above, and the base station calculates the MU- Users can be scheduled simultaneously.

여기서, 단말의 수신 MMSE(minimum mean square error) 필터링 과정을 생략하고 서술하였다. 이 경우 MU-CQI는 아래 수학식 10과 같다.Herein, the minimum MMSE (Minimum Mean Square Error) filtering process of the UE is omitted. In this case, MU-CQI is expressed by Equation (10) below.

상술한 간섭신호는 Rel 8 코드북의 경우 단말이 선택한 자기 PMI를 제외한 15개의 PMI에 대한 간섭신호로 구성될 수 있다. 이로 인한 피드백의 부담을 줄이기 위해 단말은 15개의 PMI 중에서 일부 PMI 간섭신호만을 피드백할 수 있다. 일례로, 단말은 15개의 PMI 중에서 자신이 선택한 PMI와 내적(inner product)을 수행한 수치의 절대값이 특정 임계치보다 작은 PMI만을 선택하여 피드백할 수 있고, 기지국은 이들의 조합만으로 스케줄링을 수행할 수 있다. 임계치는 Rel 8 코드북의 경우 0.3으로 설정될 수 있다. 이 경우, 단말은 자신이 선택한 PMI에 따라 15개의 PMI 중에서 5~9개의 간섭신호만을 기지국으로 피드백할 수 있다. 이와 같이 간섭신호의 피드백 부담을 줄이는 방식은 Rel 8 코드북에만 한정되지 않고 다른 코드북에도 적용될 수 있다.The above-described interference signal may be composed of interference signals for 15 PMIs other than the self-PMI selected by the UE in case of the Rel 8 codebook. In order to reduce the burden of the feedback due to this, the UE can feedback only some PMI interference signals among 15 PMIs. For example, the UE can select and feed back only the PMIs whose absolute values of the PMI and the inner product selected by the UE are smaller than a certain threshold value among the 15 PMIs, and the base station performs scheduling with only the combination thereof . The threshold value may be set to 0.3 for Rel 8 codebook. In this case, the UE can feed back only 5 to 9 interference signals out of 15 PMIs to the base station according to the PMI selected by the UE. The method of reducing the feedback burden of the interference signal is not limited to the Rel 8 codebook but can be applied to other codebooks.

상술한 간섭신호의 세기 피드백을 이용하여 MU-CQI를 계산하기 위해서는 기지국은 SU-CQI와 별도로 다른 셀의 간섭신호 세기

를 피드백 받아야 한다. 혹은, 아래 수학식 11과 같이 변형된 간섭신호의 세기를 피드백 받은 경우, 기지국은 별도로

를 피드백 받을 필요 없다.In order to calculate the MU-CQI using the above-described intensity feedback of the interference signal, the base station calculates the interference signal strength of another cell separately from the SU-CQI

. Alternatively, when the strength of the modified interference signal is fed back as shown in Equation 11 below,

You do not need feedback.

상술한 단말 피드백의 장점은 변형된 간섭신호 세기를 양자화(quantization)하여 피드백하면 기지국은 보다 정확한 MU-CQI를 추정할 수 있다는 것이다. 이에 대한 상세한 설명은 다음과 같다. MU-CQI를 SU-CQI의 프랙션(fraction)으로 표현하는 과정은 편의상 아래 수학식 12와 같이 표현될 수 있다.The advantage of the terminal feedback described above is that if the quantized interference signal strength is quantized and fed back, the base station can estimate a more accurate MU-CQI. A detailed description thereof is as follows. The process of expressing MU-CQI as a fraction of SU-CQI can be expressed as Equation (12) below for convenience.

여기서, S는 단말이 선택한 PMI에 따른 자기신호이고, I는 셀간 간섭신호이고, I_A는 단말이 선택한 PMI를 제외한 PMI_A로 인한 단말 간의 간섭신호이고, α는 MU-CQI를 SU-CQI의 프랙션으로 표현하기 위한 변수이다. 본 발명에서 제안하는 단말 피드백은 SU-CQI의 프랙션으로 표현된 MU-CQI를 직접 피드백하는 것이 아니라, 아래 수학식 13과 같이

를 SU-CQI의 프랙션으로 표현하여 피드백하는 것이다.Here, S is a magnetic signal according to a PMI selected by the UE, I is an inter-cell interference signal, I _A is an interference signal between terminals due to PMI _A excluding PMI selected by the UE, and α denotes an MU- It is a variable to represent as a fraction. The terminal feedback proposed in the present invention does not directly feed back the MU-CQI represented by the fraction of SU-CQI,

Is expressed as a fraction of SU-CQI and feedback is performed.

이와 같은 피드백으로 기지국은 2~4명까지의 모든 조합에 대한 MU-CQI를 추정할 수 있다. 일례로, 기지국은 단말로부터 수신한

와

를 기반으로 PMI_A, PMI_B로 인한 MU-CQI를 아래 수학식 14와 같이 추정할 수 있다.With this feedback, the base station can estimate the MU-CQI for all combinations of 2 to 4 users. For example, the base station may receive

Wow

The MU-CQI due to PMI _A and PMI _B can be estimated as shown in Equation (14) below.

상술한 두 피드백 방식 간의 차이는 다음과 같다. 전자의 α는 단말의 SU-CQI에 따라 다른 다이내믹(dynamic) 범위를 가지기 때문에 양자화에 어려움이 있으며, 이를 통해 정확한 MU-CQI를 표현하는데 문제가 있다. 반면, 후자의 β는 단말의 SU-CQI에 관계없이 동일한 다이내믹 범위를 가지기 때문에 양자화에 용이하고, 기지국은 이러한 피드백으로 보다 정확한 MU-CQI를 추정할 수 있다. 한편, 전자의 경우 다이내믹 범위가 SU-CQI의 영향을 받으므로, SU-CQI에 따른 복수 개의 다이내믹 범위에 맞는 α의 매핑 테이블(mapping table)을 정의하여 기지국과 단말이 이를 공유하는 경우 더욱 정확한 MU-CQI가 추정될 수 있다. 그러나 이 방식은 피드백 부담을 증가시키는 단점이 있다.The difference between the two feedback methods described above is as follows. Since the former α has a different dynamic range according to the SU-CQI of the terminal, it is difficult to quantize and there is a problem in expressing the correct MU-CQI. On the other hand, the latter β is easy to quantize because it has the same dynamic range regardless of the SU-CQI of the UE, and the base station can estimate a more accurate MU-CQI with this feedback. In the former case, since the dynamic range is affected by the SU-CQI, if a mapping table of a corresponding to a plurality of dynamic ranges according to the SU-CQI is defined and the base station and the terminal share the same, -CQI can be estimated. However, this approach has the disadvantage of increasing the feedback burden.

상술한 간섭신호 세기

는 MCS(modulation and coding scheme) 레벨로 표현되는 CQI 형태로 피드백될 수 있다. 이러한 간섭 PMI에 대한 CQI를 간섭 CQI라 한다. 이 경우, MUI(multi-user interference indicator) β와 동일한 효과를 얻기 위해 간섭 CQI는 종래 LTE가 제공하는 MCS 레벨 표의 범위 이하(즉, MCS 레벨의 범위를 벗어남)를 세분화하기 위해 낮은 MCS 레벨을 정의해야 한다. 이러한 추가 MCS 레벨의 필요성은 중간 혹은 낮은 MCS 레벨의 SU-CQI를 가지는 단말들의 MU-MIMO를 위해서이다. 즉, 중간 혹은 낮은 MCS 레벨의 단말들에 대한 간섭 CQI 레벨은 종래의 MCS 레벨의 범위 이하의 낮은 SINR(signal to interference plus noise ratio)를 가질 가능성이 매우 높다. 따라서, 정확한 간섭신호 세기를 피드백하기 위해서는 종래 MCS 레벨 범위 이하의 낮은 SINR를 표현할 수 있는 추가적인 낮은 MCS 레벨의 정의가 필요하다. 일례로, 종래 MCS 레벨 범위 밖의 -5dB SINR 이하를 통틀어 표현한다면, 추가적인 MCS 레벨은 -5 ~ -15dB의 SINR을 추가적인 몇 단계로 나누어 표현할 수 있어야 정확한 간섭신호 세기의 표현이 가능하다.The above-described interference signal intensity

May be fed back in the form of a CQI represented by a modulation and coding scheme (MCS) level. The CQI for this interference PMI is called the interference CQI. In this case, in order to obtain the same effect as the multi-user interference indicator (MUI) β, the interference CQI defines a low MCS level to subdivide the range of the MCS level table provided by the conventional LTE (ie, out of the range of the MCS level) Should be. The need for this additional MCS level is for MU-MIMO of UEs with SU-CQI of medium or low MCS level. That is, the interference CQI level for the intermediate or low MCS level terminals is very likely to have a low signal to interference plus noise ratio (SINR) below the range of the conventional MCS level. Therefore, in order to feed back the accurate interference signal intensity, it is necessary to define an additional low MCS level that can represent a low SINR below the conventional MCS level range. For example, if the SINR is -5dB or less outside the conventional MCS level range, the additional MCS level should be expressed by dividing the SINR of -5 to -15dB by several additional steps so that accurate interference signal strength can be expressed.

한편, IMR(interference measurement resource)를 이용하여 MU-CQI를 피드백하는 방식에도 상술한 간섭신호 세기의 피드백이 적용될 수 있다. 이 경우, 복수 개의 MU 추정(hypotheses)에 대한 IMR은 서브프레임 단위로 복수 개 설정될 수 있고, 서브-밴드 단위로 복수 개 설정되어 MU-CSI(channel state information) 피드백 지연을 줄일 수 있다.On the other hand, the feedback of the interference signal strength described above can also be applied to the MU-CQI feedback method using an interference measurement resource (IMR). In this case, a plurality of IMRs for a plurality of MU hypotheses may be set for each subframe, and a plurality of IMRs for each MU-CSI may be set in units of sub-bands to reduce MU-CSI (channel state information) feedback delay.

한편, 상술한 단말 피드백을 모든 서브-밴드에 대해 전송을 하면 MU-MIMO 성능 개선에 도움이 되지만 상향링크 피드백 부담을 증가시키게 된다. 이를 방지하기 위해, 간섭신호의 세기에 대한 특정 임계치를 두어 특정 서브-밴드에서 모든 간섭신호의 세기가 그 임계치를 넘는 경우, 단말은 간섭신호가 너무 커서 MU-MIMO를 하기에 적당하지 않다고 판단하여 해당 서브-밴드에 대한 간섭신호를 피드백하지 않을 수 있다.On the other hand, if the above-described terminal feedback is transmitted for all the sub-bands, the MU-MIMO performance is improved but the uplink feedback burden is increased. In order to prevent this, if a specific threshold is set for the strength of the interference signal and the intensity of all the interference signals in the specific sub-band exceeds the threshold value, the terminal determines that the interference signal is too large to perform MU-MIMO It may not feed back the interference signal for the sub-band.

상술한 피드백 부담을 줄이는 방법은 서브-밴드별로 MU-CQI를 피드백하는 경우에도 동일하게 적용된다.
The above-described method of reducing the feedback burden is also applied to the case of feeding back the MU-CQI for each sub-band.

본 발명에 따른 SU-MIMO의 프리코딩 행렬은 B_g와 P_g로 구성된다. 이러한 구조의 프리코딩 행렬은 아래 수학식 15와 같은 관계에 의해 SVD(singular value decomposition) 프리코딩 행렬을 근사하게 된다.The precoding matrix for SU-MIMO according to the present invention is composed of B and P _{g g.} The precoding matrix of such a structure is approximated to a singular value decomposition (SVD) precoding matrix by the following relationship (15).

즉, SVD 프리코딩 행렬을 매우 긴 주기의 파트(part)와 짧은 주기의 파트로 나눌 수 있다. 매우 긴 주기의 빔포밍 행렬 B는 피드백 부담이 거의 없으므로 동일한 피드백 자원을 가정한 경우, 본 발명에 따른 SU-MIMO 프리코딩 행렬은 보다 세밀한 짧은 주기의 프리코딩 행렬 P를 생성할 수 있다. 따라서, 랭크(rank) 2 이상의 코드북은 상기와 같은 방식으로 생성될 수 있다.
In other words, the SVD precoding matrix can be divided into very long period parts and short period parts. Since the very long period beamforming matrix B has little feedback burden, when the same feedback resource is assumed, the SU-MIMO precoding matrix according to the present invention can generate a finer precoding matrix P with a finer periodicity. Thus, codebooks of rank 2 or higher can be generated in the same manner as above.

MUMU -- MIMOMIMO 를 위한 피드백Feedback for

본 발명에 제안하는 유연한 MU-MIMO 피드백 방식은 단말이 직접 MU-CQI를 계산하여 피드백하지 않고 기지국이 다양한 단말의 조합으로 MU-CQI를 추정할 수 있도록 간섭신호의 세기를 피드백하는 것을 특징으로 한다. 따라서, 각 단말은 SU-CQI, 단말 간의 간섭신호 세기, 다른 그룹 간의 간섭신호 세기를 피드백할 수 있다. 여기서, 간섭신호의 세기를 MUI(multi-user interference indicator)라 한다. 편의상 단말 안테나 수가 1인 경우, 단말의 전송 랭크 1의 SU-CQI는 아래 수학식 16과 같다.The flexible MU-MIMO feedback scheme proposed by the present invention is characterized in that the base station calculates the MU-CQI and feeds back the strength of the interference signal so that the base station can estimate the MU-CQI using a combination of various terminals . Therefore, each terminal can feed back the SU-CQI, the interference signal strength between the terminals, and the interference signal strength between different groups. Here, the strength of the interference signal is referred to as a multi-user interference indicator (MUI). For convenience, when the number of terminal antennas is 1, the SU-CQI of the transmission rank 1 of the terminal is expressed by Equation (16) below.

여기서,

는 배경잡음과 다른 셀로 인한 간섭신호의 세기이다. 한편, 단말이 선택한 PMI

와 MU-MIMO로 페어링(pairing)될 수 있는 PMI의 부분집합을 S라 하면, S에 속한 PMI

로 인한 MUI는 효율적인 피드백을 위해 아래 수학식 17과 같이 셀간 간섭신호의 세기와 비율로 정의될 수 있다.here,

Is the intensity of the interference signal due to background noise and other cells. On the other hand,

And a subset of PMI that can be paired with MU-MIMO is S, PMI

The MUI can be defined as the intensity and the ratio of the inter-cell interference signal as shown in Equation (17) below for efficient feedback.

MUI는 피드백 비트 수를 줄이기 위해 SU-CQI와의 비율로 표현되어 피드백될 수 있다. 즉, 실제 피드백되는 MUI 정보는

을 양자화한 것이다. 이러한 양자화는 2비트로 할 수 있고, 서브-밴드 MUI의 피드백 부담을 줄이기 위해 와이드-밴드 MUI에 대한 1비트 오프셋으로 양자화할 수도 있다.The MUI may be expressed as a ratio with the SU-CQI and may be fed back to reduce the number of feedback bits. That is, the MUI information to be actually fed back is

. This quantization may be two bits and may be quantized with a one-bit offset to the wide-band MUI to reduce the feedback burden of the sub-band MUI.

본 발명에 제안하는 새로운 PUSCH(physical uplink shared channel) 피드백 모드는 SU-CQI와 복수 개의 MUI를 피드백하는 것이다. 이러한 피드백을 통해 기지국은 MU-CQI를 추정할 수 있다. 일례로, 두 단말에 동일한 송신전력을 할당하는 경우, PMI

로 인한 MU-CQI는 아래 수학식 18과 같이 계산될 수 있다.The new uplink shared channel (PUSCH) feedback mode proposed in the present invention feeds back the SU-CQI and a plurality of MUIs. Through this feedback, the base station can estimate the MU-CQI. For example, when the same transmission power is allocated to two terminals, the PMI

The MU-CQI can be calculated by Equation (18) below.

세 개의 단말을 페어링하는 경우, PMI

로 인한 MU-CQI는 아래 수학식 19와 같다.When three terminals are paired, the PMI

MU-CQI due to < / RTI >

네 개의 단말을 페어링하는 경우에도 동일하게 적용된다.The same applies to the case where four terminals are paired.

한편, 종래의 LTE 코드북에서 정의하는 상위랭크 PMI 대신 랭크 1의 PMI 집합에서 직교하는 두 PMI에 대해 비슷한 SU-CQI와 서로 다른 PMI에 대해 비슷한 MUI를 갖는 단말은 랭크 1의 SU-CQI와 MUI만을 통해 랭크 2 전송을 할 수 있다. 랭크 2에 대한 시메트리(symmetry)는 아래 수학식 20과 같이 표현될 수 있다.On the other hand, a UE having a similar SU-CQI for two PMIs orthogonalized in the PMI set of rank 1 instead of the upper rank PMI defined in the conventional LTE codebook and a MUI similar to the PMI of the different PMI, Rank 2 transmission can be performed. The symmetry for rank 2 can be expressed as: " (20) "

이 경우, 1번과 2번 PMI에 대한 MMSE 수신 벡터는 아래 수학식 21과 같다.In this case, the MMSE reception vector for the first and second PMIs is represented by Equation 21 below.

즉, 단말의 랭크 1 PMI와 직교하는 3개의 PMI 중 하나는 랭크 2의 2번째 PMI가 될 수 있다. 단말이 이러한 시메트리를 갖는 2번째 PMI에 대한 정보(일례로, 랭크 1 PMI와 직교하는 3개의 PMI 중 하나를 구분하는 2비트 정보)와 RI(rank indicator)(여기서, RI는 두 개의 PMI가 상술한 시메트리 관계를 갖는 것을 나타냄)에 대한 정보를 기지국으로 와이드-밴드 혹은 서브-밴드 모드로 피드백하는 경우, 기지국은 이를 판단하여 랭크 2로 전송할 수 있다. 여기서, MUI는 두 번째 PMI를 제외한 나머지 2개의 직교하는 PMI (w₃,w₄)에 대한 MUI를 상기 MMSE 수신벡터에 의해 아래 수학식 22와 같이 4개의 값으로 표현될 수 있다.That is, one of the three PMIs orthogonal to the rank 1 PMI of the UE can be the second PMI of rank 2. (2-bit information that distinguishes one of the three PMIs orthogonal to rank 1 PMI) and a rank indicator (RI, where the two PMIs have two PMIs) Band mode or a sub-band mode) to the base station, the base station can determine the feedback and transmit the information to the rank-2. Here, MUI may be represented by four values, as in the second PMI except for the other two Cartesian equation (22) below by the MUI of the PMI (w _3, w ₄₎ to the MMSE received vector.

단말은 상술한 MUI를 와이드-밴드 혹은 서브-밴드 모드로 피드백할 수 있다. 이 경우, 랭크 2 전송을 위한 두 개의 SU-CQI는 동일하고, 상술한 MU-CQI처럼 계산하는 경우 SU-CQI는 아래 수학식 23과 같다.The UE can feed back the above-described MUI in a wide-band or sub-band mode. In this case, the two SU-CQIs for the rank 2 transmission are the same, and when calculating like the MU-CQI described above, the SU-CQI is expressed by Equation 23 below.

또한, 상술한 피드백 방식은 페어링되는 각 단말이 랭크 1 혹은 랭크 2를 가질 수 있는 매우 유연한 MU-MIMO 페어링을 가능하게 한다. 일례로, 랭크 2인 두 단말이 페어링 될 수도 있다.In addition, the above-described feedback scheme enables highly flexible MU-MIMO pairing in which each terminal to be paired can have rank 1 or rank 2. For example, two terminals of rank 2 may be paired.

상술한 MUI 피드백 방식은 다음과 같은 특징을 가진다.The above-described MUI feedback method has the following features.

1) 랭크 1 피드백으로 트랜스패런트(transparent) 랭크 2 전송 및 두 개의 랭크 2 단말 페어링.1) Transparent rank 2 transmission and two rank two terminal pairing with rank 1 feedback.

단말 피드백이 랭크 1로 된 경우에도, 기지국은 MUI를 통해 랭크 2 전송의 MU-CQI를 계산할 수 있으므로 랭크 2로 전송할 수 있다. 그러므로 기지국은 종래와 같은 랭크 2 피드백 없이 MUI 피드백을 추가함으로 랭크 2 전송을 할 수 있다. 또한, 동일한 방법으로 기지국은 랭크 1 피드백 정보만으로도 매우 유연하게 스케줄링할 수 있다. 일례로, 기지국은 두 개의 랭크 2 단말 혹은 하나의 랭크 2 단말과 두 개의 랭크 1 조합 등을 페어링할 수도 있다.Even when the terminal feedback is ranked 1, the base station can calculate the MU-CQI of the rank 2 transmission through the MUI and transmit it to Rank 2. Therefore, the base station can perform Rank 2 transmission by adding MUI feedback without prior Rank 2 feedback. Also, in the same way, the base station can be very flexible in scheduling with only Rank 1 feedback information. For example, the base station may pair two Rank 2 terminals or one Rank 2 terminal with two rank 1 combinations, and so on.

2) DM-RS(demodulation reference signal) 자원 절감2) Reduction of DM-RS (demodulation reference signal) resources

MUI를 통해 기지국은 특정 단말 페어링에 대해 정확한 단말 간 간섭을 알 수 있으므로, MUI가 매우 적은 단말들이 별도의 제어신호 없이 동일한 DM-RS 자원을 공유하도록 설정할 수 있다. 필요하다면 기지국은 SCID(scrambling identify)를 달리할 수도 있다.
Since the base station knows the correct inter-terminal interference for a specific terminal pairing through the MUI, it is possible to set the terminals sharing very little MUI to share the same DM-RS resource without a separate control signal. If necessary, the base station may have different scrambling identities (SCIDs).

한편, 랭크 2 MU-MIMO를 위한 MUI 피드백 방식의 다른 대안은 다음과 같다. LTE Rel-8 4-Tx 코드북과 단말 수신 안테나 수 2를 기준으로 설명하겠으나, 본 발명에 따른 피드백 방식은 특정 안테나 형상이나 코드북에 제한되지 않는다.Meanwhile, another alternative of the MUI feedback scheme for Rank 2 MU-MIMO is as follows. The LTE Rel-8 4-Tx codebook and the number of terminal receiving antennas will be described with reference to 2, but the feedback method according to the present invention is not limited to a particular antenna shape or codebook.

랭크 2의 SU-CQI는 레이어 1, 2에 대해 각각 아래 수학식 24와 같이 정의될 수 있다.The SU-CQI of Rank 2 can be defined as shown in Equation (24) below for layers 1 and 2, respectively.

여기서,

는 단말 K가 선택한 랭크 2에 대한 PMI를 나타내고, g_{k (1)}, g_{k (2)}는 레이어 1, 2에 대한 단말의 수신필터 계수를 나타낸다. 본 발명에 따른 피드백 방식을 설명하기 위해, 상기 SU-CQI와 달리 레이어 간의 간섭이 빠진 형태의 CQI를 SL(single layer)-CQI라 하고 아래 수학식 25과 같이 정의할 수 있다.here,

Represents the PMI for rank 2 selected by terminal K, and g _{k (1)} and g _{k (2)} represent the reception filter coefficients of the terminals for layers 1 and 2. In order to describe the feedback scheme according to the present invention, the CQI of the form in which the inter-layer interference is eliminated unlike the SU-CQI is defined as SL (single layer) -CQI and can be defined as Equation 25 below.

또한, PMI

로 인한 레이어 1에 대한 MUI는 아래 수학식 26과 같이 재정의될 수 있다.Also, PMI

The MUI for layer 1 due to < RTI ID = 0.0 >

상기 정의된 피드백을 이용하여 다음과 같이 랭크 1/랭크 2 MU-MIMO를 유연하게 지원할 수 있다. 편의상, 모든 단말이 랭크 2를 가지고 랭크 2의 CSI 피드백을 한다고 가정한다. 먼저, 랭크 2를 가지는 두 단말의 페어링으로 인한 단말 k의 레이어 1에 대한 MU-CQI는 아래 수학식 27과 같다.The defined feedback can be used to flexibly support rank 1 / rank 2 MU-MIMO as follows. For the sake of simplicity, it is assumed that all terminals have rank 2 and perform rank 2 CSI feedback. First, the MU-CQI for the layer 1 of the terminal k due to the pairing of the two terminals having rank 2 is expressed by Equation 27 below.

여기서,

는 단말 k와 페어링된 다른 단말이 선택한 랭크 2 PMI를 나타낸다. 또한, 단말이 랭크 2로 피드백한 경우에도 시스템의 스케줄링 관점에서 일부 단말들에게 랭크 1로 전송하는 것이 시스템 전송 효율 측면에서 좋을 수 있다. 이 경우, 상기 피드백에 의해 정확한 MU-CQI를 통해 안정적인 링크 적응이 가능하다. 일례로, 각

의 PMI가 선택된 세 단말의 페어링으로 인한 단말 k의 MU-CQI는 아래 수학식 8과 같다.here,

Represents the rank 2 PMI selected by the other terminal paired with the terminal k. In addition, even if the terminal feeds back to Rank 2, it is also good from the viewpoint of system transmission efficiency to transmit to Rank 1 to some terminals from the viewpoint of scheduling of the system. In this case, it is possible to perform stable link adaptation through the correct MU-CQI by the feedback. For example,

The MU-CQI of the terminal k due to the pairing of the three terminals having the PMI selected is expressed by Equation (8) below.

한편, 상기 MU-CQI는 피드백시 g_{k (2)}와 변조시 g_{k (2)}가 다를 수 있으므로 약간의 오차가 있을 수 있다. 하지만, 상기 오류는 과소 평가(underestimate)된 것이므로 시스템 성능에 미치는 영향은 미미할 것이다.On the other hand, the MU-CQI feedback, so that when g _{k (2)} and modulation when g _{k (2)} may be different may be some errors. However, since the error is underestimated, the impact on system performance will be minimal.

상술한 MUI 피드백 방식의 문제점은 서브-밴드 단위로 MUI를 피드백하면 상향링크 자원 부담이 클 수 있다는 것이다. 이러한 피드백 부담을 줄이기 위한 하나의 방법으로, 각 서브-밴드와 레이어별로 MUI를 인에이블(enable)/디스에이블(disable) 시키는 1비트 정보를 추가하는 것이다. 이 추가 정보를 MUI_Enb라 한다. 특정 단말에 대한 특정 레이어의 특정 서브-밴드 MUI 피드백을 디스에이블시키는 조건은 해당 단말에 대한 해당 레이어의 S에 속한 후보 PMI들이 하나라도(혹은 모두) 특정 임계치를 넘어서는 간섭을 나타낼 때이다. 이러한 임계치를 시스템 제어신호(higher-layer signaling)로 조정하거나 단말의 규격에 정의할 수 있다. 일례로, 집합 S를 직교하는 PMI들로 정의하면, 아래 표 1과 같이 직교하는 페어링 후보 PMI는 두 개로 한정될 수 있다. 표 1은 랭크 2의 PMI에 대해 직교하는 MU-PMI를 나타낸다.The problem with the MUI feedback scheme described above is that if the MUI is fed back in sub-band units, the uplink resource burden may be large. One way to reduce this feedback burden is to add 1-bit information that enables / disables MUI for each sub-band and layer. This additional information is called MUI_Enb. The condition for disabling the specific sub-band MUI feedback of a specific layer for a specific terminal is when the candidate PMIs belonging to S of the corresponding layer for the corresponding terminal exhibit interference exceeding a certain threshold (or all). These thresholds may be adjusted by higher-layer signaling or may be defined in the terminal specification. For example, if the set S is defined as orthogonal PMIs, the orthogonal pairing candidate PMI can be limited to two as shown in Table 1 below. Table 1 shows the MU-PMIs orthogonal to the PMI of Rank 2.

여기서 직교하는 후보 PMI는 위상만 천이되고 동등한 PMI들을 포함한다. 일례로, w_{11 (2)} = -w_{9 (1)} 이므로 두 PMI는 동등하고, 또한 w_{9 (1)} = w₉이다. 스케줄러는 이러한 모든 동등한 PMI를 고려하여 최적의 단말 및 PMI 조합을 찾아야 한다. 상기 MUI_Enb을 서브-밴드와 (레이어 대신) MU-PMI 별로 달리 설정할 수 있다.Where the orthogonal candidate PMI is phase shifted and contains equivalent PMIs. For example, since w _{11 (2)} = -w _{9 (1)} , both PMIs are equal and w _{9 (1)} = w ₉ . The scheduler has to find the optimal UE and PMI combination considering all these equivalent PMIs. The MUI_Enb may be set differently for the sub-band and the MU-PMI (instead of the layer).

이러한 MUI_Enb로 인한 또 다른 효과는 MUI를 2비트로 양자화하는 경우, MUI_Enb가 MUI의 범위를 벗어났는지 여부를 나타내므로 실제 3단계에서 4단계로 보다 정확한 양자화를 수행할 수 있다. 혹은, 1비트로 양자화하는 경우 실제적인 2단계 양자화를 수행하기 때문에 1비트 양자화도 큰 성능저하 없이 사용할 수 있다. 한편, MUI_Enb이 디스에이블 되면 단말의 서브-밴드 CQI는 상술한 SL-CQI 대신 종래 랭크 2에 대한 SU-CQI가 피드백되어야 한다.Another effect due to the MUI_Enb is that if the MUI is quantized to 2 bits, it indicates whether or not the MUI_Enb is out of the range of the MUI, so that the quantization can be performed more accurately in the third to fourth steps. Alternatively, when quantization is performed with 1 bit, the actual 2-step quantization is performed, so 1-bit quantization can also be used without significant performance degradation. On the other hand, if MUI_Enb is disabled, the sub-band CQI of the UE should be fed back to the SU-CQI for the conventional rank 2 instead of the SL-CQI described above.

또 다른 피드백 부담 절감 방안은 지연된 MUI 피드백 방식으로 다음과 같다. 먼저 기지국은 종래의 SU-CSI(특히, PMI)를 각 단말로부터 수신하여 어느 간섭 PMI가 실제로 페어링될 수 있는 단말에 의해 사용될 수 있는지를 판단할 수 있다. 혹은, 기지국은 일부 간섭 PMI를 선택하여 단말에 피드백할 것을 지시할 수도 있다. 따라서, 기지국은 하향링크 제어정보를 통해 각 단말에 간섭 PMI 중에서 어느 간섭 PMI에 대한 피드백을 수행할지를 알려줄 수 있다. 이를 통해, 각 단말은 실제 다른 단말이 사용할 수 있는 간섭 PMI에 대한 MUI만을 피드백하여 상향링크 자원을 절감할 수 있다. 이러한 기법은 CSI-RS 기반의 MU-CQI에서도 동일하게 적용될 수 있다.Another way to reduce the feedback burden is as follows with the delayed MUI feedback method. First, the base station can receive a conventional SU-CSI (specifically, PMI) from each terminal to determine which interference PMI can be used by a terminal that can actually be paired. Alternatively, the base station may select some interfering PMI and instruct it to feed back to the terminal. Therefore, the base station can inform each terminal through the downlink control information of which interference PMI among the interference PMIs to perform. Accordingly, each UE can reduce uplink resources by only feeding back MUIs for interference PMI that can be actually used by other UEs. This technique can be similarly applied to the CSI-RS based MU-CQI.

한편, 본 발명에서 제안한 MUI 피드백 방식은 MU-CQI를 대체하는 방안으로 CSI-RS 기반 및 CSI-IM 기반 MU-CQI 방식에 모두 적용될 수 있다.
Meanwhile, the MUI feedback scheme proposed by the present invention can be applied to both the CSI-RS based and the CSI-IM based MU-CQI scheme as a scheme for replacing the MU-CQI.

1) 2D 어레이의 1) For the 2D array PMIPMI

Rel. 11에서 주파수측 입도(granularity)와 피드백 오버헤드(overhead)를 조절하기 위해 와이드-밴드/서브-밴드 PMI로 달리 전송하는 복수 개의 피드백 모드(mode)가 존재한다. 이와 같은 개념을 2차원 안테나 어레이로 확장하여 PMI 피드백 모드를 수평축 와이드-어레이/서브-어레이 PMI, 수직축 와이드-어레이/서브-어레이 PMI로 구분하는 것이 필요하다. 여기서, 서브-어레이 PMI는 서브-어레이 별로 최적의 PMI를 의미하고, 와이드-어레이 PMI는 모든 서브-어레이의 CQI 합을 최대로 하는 PMI를 의미한다.
Rel. 11 there are a plurality of feedback modes that transmit differently to wide-band / sub-band PMI to control frequency-side granularity and feedback overhead. It is necessary to extend this concept to a two-dimensional antenna array to divide the PMI feedback mode into a horizontal wide-array / sub-array PMI and a vertical-axis wide-array / sub-array PMI. Here, the sub-array PMI means the optimal PMI for each sub-array, and the wide-array PMI means the PMI that maximizes the CQI sum of all the sub-arrays.

3D 3D 빔포밍Beam forming

긴 주기 CSI-RS 구조: 기지국이 2차원 안테나 어레이로 인해 수평축/수직축으로 각각 복수 개의 어레이를 가지는 경우에도, 단말의 통계적 채널 특성인 고유벡터 행렬은 수평축으로 하나, 수직축으로 하나가 존재한다고 볼 수 있다. 따라서, 긴 주기의 CSI-RS는 모든 2차원 안테나 요소마다 존재할 필요 없고, 수평축으로 하나의 행과 수직축으로 하나의 열이 사용되어 전송되면 될 것이다.Long Cyclic CSI-RS Structure: Even if a base station has a plurality of arrays each on the horizontal axis / vertical axis due to the two-dimensional antenna array, the eigenvector matrix, which is a statistical channel characteristic of the UE, have. Thus, a long period of CSI-RS does not need to exist for every two-dimensional antenna element, and one row and one vertical row on the horizontal axis may be transmitted.

짧은 주기 CSI-RS 구조: 단말의 고유벡터 행렬은 상술한 구조를 가지나, 짧은 주기의 페이딩(fading) 채널에서 수평축/수직축으로 각각 복수 개의 어레이는 서로 다를 수 있다. 따라서, 짧은 주기의 CSI-RS는 모든 2차원 안테나 요소마다 전송될 필요가 있다.Short-period CSI-RS structure: The eigenvector matrix of the UE has the above-described structure, but a plurality of arrays may be different from each other in a horizontal axis / a vertical axis in a short-cycle fading channel. Thus, a short-term CSI-RS needs to be transmitted for every two-dimensional antenna element.

긴 주기 PMI 피드백: 긴 주기 PMI는 긴 주기 CSI-RS에 맞춰 수평축으로 하나의 긴 주기 PMI(수평축 클래스 및 그룹 ID), 수직축으로 하나의 긴 주기 PMI(수직축 클래스 및 그룹 ID)로 구성될 수 있다.Long Period PMI Feedback: Long Period PMI can be configured with one Long Period PMI (Horizontal Class and Group ID) along the horizontal axis and one Long Period PMI (Vertical Class and Group ID) along the vertical axis for long period CSI-RS .

짧은 주기 PMI 피드백: 짧은 주기 PMI는 모든 2차원 안테나 요소마다 다를 수 있으므로, 수평축으로 복수 개의 짧은 주기 PMI와 수직축으로 복수 개의 짧은 주기 PMI가 피드백될 수 있다. 또한, 수평축 짧은 주기 PMI와 수직축 짧은 주기 PMI의 피드백 주기는 다를 수 있다.
Short Period PMI Feedback: Since the short period PMI may be different for every two-dimensional antenna element, a plurality of short period PMIs on the horizontal axis and a plurality of short period PMIs on the vertical axis can be fed back. In addition, the feedback period of the horizontal axis short period PMI and the vertical axis short period PMI may be different.

다음으로, 아래와 같은 시스템 환경에 적용되는 본 발명에 따른 일 실시예에 대해 설명한다.Next, an embodiment of the present invention applied to the following system environment will be described.

시스템 환경System environment

1) 안테나 구성(1) Antenna configuration ( configurationconfiguration ))

대규모 안테나 MIMO를 구현하기 위해 본 발명에서 고려하는 기지국의 안테나 수는 32개의 동일-편파(co-polarization) ULA이고, 안테나 간격은 1/2 λ이다. 안테나 형상은 2차원 어레이의 경우, 8(H)×4(V)를 가정한다. 여기서, H는 2차원에서 수평축을 의미하고, V는 수직축을 의미한다. 또한, 단말의 안테나 수는 2개로 제한된다.To implement the large-scale antenna MIMO, the number of antennas of the base station considered in the present invention is 32 co-polarization ULA, and the antenna interval is 1/2. The antenna shape assumes 8 (H) x 4 (V) in the case of a two-dimensional array. Here, H denotes a horizontal axis in two dimensions, and V denotes a vertical axis. In addition, the number of antennas of the terminal is limited to two.

2) 2) JSDMJSDM 설계 변수들 Design variables

JSDM 설계 변수들은 다음과 같이 정의될 수 있다.JSDM design variables can be defined as follows.

- T_H, T_V: 수평축/수직축 클래스 수- T _H , T _V : Number of horizontal / vertical axis classes

- G_H, G_V: 수평축/수직축 그룹 수- G _H , G _V : Number of horizontal / vertical axis groups

- b_H, b_V: 수평축/수직축 그룹당 빔 수- b _H , b _V : Number of beams per horizontal axis / vertical axis group

클래스는 동일 PRB(physical resource block)로 스케줄링 될 수 있는 단말의 조합을 나타낸다. 즉, 다른 클래스는 서로 다른 자원을 사용한다. 본 발명에서 사용되는 JSDM 변수는 2차원 어레이의 경우 다음과 같이 정의될 수 있다.A class represents a combination of terminals that can be scheduled with the same physical resource block (PRB). In other words, different classes use different resources. The JSDM variable used in the present invention can be defined as follows in the case of a two-dimensional array.

- T_H = 2, T_V = 2- T _H = 2, T _V = 2

- G_H = 4, G_V = 2- G _H = 4, G _V = 2

- b_H = 2, b_V = 1- b _H = 2, b _V = 1

1차원 어레이의 경우는 다음과 같이 정의될 수 있다.The case of a one-dimensional array can be defined as follows.

- T_H = 4- T _H = 4

- G_H = 4- G _H = 4

- b_H = 4- b _H = 4

3) 표기법(3) Notation ( notationsnotations ))

- t_H = 0, 1, …, T_H-1; t_V = 0, 1, …, T_V-1: 수평축/수직축 클래스 인덱스- t _H = 0, 1, ... , T _H -1; t _V = 0, 1, ... , T _V -1: Horizontal axis / vertical axis class index

- g_H = 0, 1, …, G_H-1; g_V = 0, 1, …, G_V-1: 수평축/수직축 그룹 인덱스- g _H = 0, 1, ... , G _H -1; g _V = 0, 1, ... , G _V -1: Horizontal axis / vertical axis group index

- k = 0, 1, …, b_H-1: 수평축 빔 인덱스- k = 0, 1, ... , b _H -1: Horizontal axis beam index

- g_k: 수평축 그룹 g 내의 빔 k
- g _k : beam k in the horizontal axis group g

참조 신호(The reference signal ( referencereference signalsignal , , RSRS ))

본 발명에 따른 RS는 상술한 시스템 환경에 따라 32개의 송신 안테나를 수용하고 RS 오버헤드를 종래 수준으로 유지해야 한다. 또한, 기지국은 동일 자원으로 스케줄링하는 레이어의 수를 최대 16개로 제한하고 단말 당 최대 2개의 레이어를 지원할 수 있다. CSI-RS의 RE(resource element) 수를 8개로 설정하고 DM-RS 포트의 수를 최대 4개로 설정하는 RS 설계방식에 대해 아래에서 설명한다.
The RS according to the present invention must accommodate 32 transmit antennas and maintain the RS overhead at a conventional level according to the system environment described above. In addition, the base station can limit the number of layers to be scheduled with the same resource to a maximum of 16 and support a maximum of two layers per terminal. An RS design scheme for setting the number of resource elements (REs) of the CSI-RS to 8 and setting the number of DM-RS ports to a maximum of 4 is described below.

1) One) CSICSI 그룹-특정 참조 신호( Group-specific reference signal ( CSICSI -- GRSGRS ))

도 2는 8 안테나 포트의 CSI-RS 패턴(pattern)을 도시한 개념도이다.2 is a conceptual diagram showing a CSI-RS pattern of 8 antenna ports.

도 2를 참조하면, Rel. 11의 CSI-RS는 하나의 PRB에 5개의 8-Tx CSI-RS 안테나 포트가 수용되도록 설계될 수 있다. 한편, 32개 안테나 포트의 CSI-RS를 하나의 PRB에 수용하는 경우 전력 부스팅(power boosting)과 인접 셀간의 CSI-RS 간섭 증가 등의 문제가 발생할 수 있다. 따라서, 본 발명에서는 종래 CSI-RS를 제안된 CSI-GRS로 대체할 수 있다.Referring to FIG. 2, Rel. 11 CSI-RS can be designed to accommodate five 8-Tx CSI-RS antenna ports in one PRB. On the other hand, when the CSI-RS of 32 antenna ports is accommodated in one PRB, problems such as power boosting and CSI-RS interference between adjacent cells may occur. Accordingly, in the present invention, the conventional CSI-RS can be replaced with the proposed CSI-GRS.

CSI-GRS에서 그룹 간에 서로 직교하는 복수 개의 빔 벡터들로 빔포밍된 RS들은 동일한 하나의 RE를 공유하여 전송될 수 있다. 상술한 JSDM 설계 변수에 따르면 수평/수직 그룹의 총 수는 8이므로, 8개의 직교 빔포밍된 RS가 하나의 RE를 점유할 수 있다. 따라서, 8개의 안테나 포트 패턴은 종래의 도 2와 동일하게 유지될 수 있다.In CSI-GRS, beamformed RSs with a plurality of beam vectors orthogonal to each other among groups can be transmitted sharing the same one RE. According to the above-described JSDM design parameters, the total number of horizontal / vertical groups is 8, so that eight orthogonal beamformed RSs can occupy one RE. Therefore, the eight antenna port patterns can be maintained as in the conventional FIG.

인접 셀간의 CSI-GRS가 빔의 방향성으로 인해 발생할 수 있는 최악의 간섭을 서로 미치지 않도록, 인접 셀간의 안테나 포트 및 그룹 ID 조정(아래 '포트 및 그룹 매핑'절 참조)을 통해 인접 셀간의 CSI-GRS 빔이 서로 어긋나도록 협력 빔포밍이 수행될 수 있다.The CSI-GRS between neighboring cells through the antenna port and group ID adjustment between adjacent cells (refer to the 'Port and group mapping' section below) is performed so that the CSI-GRS between adjacent cells does not interfere with the worst interference caused by the beam directionality. Cooperative beamforming can be performed so that the GRS beams are offset from each other.

한편, CSI-GRS는 다중 직교 프리코딩된(multiple orthogonal precoded) CSI-RS의 구분이 어려울 수 있으므로 많은 자원을 사용하여 다중 직교 프리코딩된 CSI-RS의 구분이 쉽게 설정될 수 있다. 이때, 인접 셀과 동일한 RE 자원을 사용하여 CSI-GRS를 전송할 수도 있으며, 이로 인한 인접 셀간 CSI-GRS 간섭을 완화하기 위해 셀간 협력을 통해 인접 셀간의 CSI-GRS 빔이 서로 어긋나도록 협력 빔포밍을 해야 할 것이다.
Meanwhile, CSI-GRS can easily distinguish multiple orthogonal precoded CSI-RSs by using a large number of resources because it is difficult to distinguish between multiple orthogonal precoded CSI-RSs. In this case, it is also possible to transmit CSI-GRS using the same RE resource as the adjacent cell. In order to mitigate CSI-GRS interference between adjacent cells, cooperative beamforming is performed so that CSI- I will.

포트 및 그룹 Ports and Groups IDID 매핑Mapping

안테나 포트 p는 아래 수학식 29와 같이 수평/수직축 클래스 인덱스와 빔 인덱스로 매핑될 수 있다.An antenna port p may be mapped to a horizontal / vertical axis class index and a beam index as shown in Equation (29) below.

한편, 그룹 ID는

의 값을 가지고, 아래 표 2와 같이 수평/수직축 그룹 인덱스로 매핑될 수 있다.On the other hand,

And can be mapped to a horizontal / vertical axis group index as shown in Table 2 below.

시퀀스sequence (( sequencesequence ) 생성) produce

CSI-GRS의 의사-랜덤(pseudo-random) 시퀀스는 다음과 같이 재정의될 수 있다. 즉, 참조 신호 시퀀스

는 아래 수학식 30과 같다.The pseudo-random sequence of CSI-GRS can be redefined as follows. That is, the reference signal sequence

Is expressed by Equation 30 below.

여기서, n_s 는 무선 프레임(radio frame) 내에 슬롯 번호이고, l은 슬롯 내의 OFDM 심볼 번호이다. 의사-랜덤 시퀀스 생성기는 각각의 OFDM 심볼의 시작에서 아래 수학식 31로 초기화될 수 있다.Where n _s is the slot number in the radio frame and l is the OFDM symbol number in the slot. The pseudo-random sequence generator may be initialized at the beginning of each OFDM symbol with Equation 31 below.

여기서, N_CP는 아래 수학식 32와 같이 정의될 수 있다.Here, N _CP can be defined as Equation (32) below.

2) 2) DMDM -- RSRS

본 발명에 따른 DM-RS는 하나의 DM-RS 포트에 4개의 다른 SCID를 통해 최대 4개의 레이어를 수용하도록 하고, 최대 4개의 DM-RS 포트를 두어 총 16개의 레이어를 전송할 수 있도록 한다. 4개의 직교하는 DM-RS 패턴은 랭크 4의 DM-RS 패턴과 OCC(orthogonal cover code)를 따른다. 이때, 동일한 포트로 스케줄링되는 레이어는 상술한 바와 같이 단말 피드백 정보를 기반으로 결정될 수 있다.
The DM-RS according to the present invention allows a maximum of four layers to be accommodated through four different SCIDs in one DM-RS port, and a maximum of four DM-RS ports to transmit a total of sixteen layers. The four orthogonal DM-RS patterns follow the DM-RS pattern of rank 4 and the orthogonal cover code (OCC). At this time, the layer scheduled with the same port can be determined based on the terminal feedback information as described above.

시퀀스sequence 생성 produce

DM-RS의 의사-랜덤 시퀀스는 다음과 같이 정의될 수 있다. 즉, 어떤 안테나 포트

를 위해, 참조 신호 시퀀스 r(m)은 아래 수학식 33에 의해 정의될 수 있다.The pseudo-random sequence of the DM-RS can be defined as follows. That is,

, The reference signal sequence r (m) can be defined by the following equation (33).

의사-랜덤 시퀀스 생성기는 각 서브프레임의 시작에서 아래 수학식 34로 초기화될 수 있다.The pseudo-random sequence generator may be initialized to the following Equation 34 at the beginning of each subframe.

양은

의해 주어질 수 있다.

German silver

Lt; / RTI >

DCI 포맷 2C-1의 경우, n_SCID는 아래의 표 3에 의해 주어질 수 있다.
For DCI format 2C-1, the n _SCID may be given by Table 3 below.

공간 다중화를 위한 For spatial multiplexing 프리코딩Precoding

공간 다중화를 위한 프리코딩 행렬 코드북은 8-DFT 기반의 수평축(H) 코드북과 4-DFT 기반의 수직축(V) 코드북으로 구성될 수 있으며, 수평축 코드북은 8 Tx 더블 코드북 구조를 따른다.The precoding matrix codebook for spatial multiplexing can be composed of a 8-DFT-based horizontal axis (H) codebook and a 4-DFT-based vertical axis (V) codebook, and the horizontal axis codebook follows an 8 Tx double codebook structure.

1) One) 랭크Rank 1 전송을 위한 코드북 1 codebook for transmission

랭크 1의 수평축 코드북은 아래 수학식 35와 같이 정의될 수 있다.The horizontal axis codebook of rank 1 can be defined as Equation (35) below.

여기서, t = 0, 1, …, T_H-1, g = 0, 1, …, G_H-1, k = 0, 1, …, b_H-1이다.Here, t = 0, 1, ... , T _H -1, g = 0, 1, ... , G _H -1, k = 0, 1, ... , b _H -1.

DFT 빔 벡터 v_{H ,m}은 아래 수학식 36과 같이 정의될 수 있다.The DFT beam vector v _{H , m} can be defined as Equation (36) below.

여기서, m = 0, 1, …, 15이다.Here, m = 0, 1, ... , 15.

랭크 1의 수직축 코드북은 아래 수학식 37과 같이 정의될 수 있다.The vertical axis codebook of rank 1 can be defined as shown in Equation 37 below.

여기서, t = 0, 1, …, T_V-1, g = 0, 1, …, G_V-1이다.Here, t = 0, 1, ... , T _V -1, g = 0, 1, ... , G _V -1.

DFT 빔 벡터 v_{V ,m}은 아래 수학식 38과 같이 정의될 수 있다.The DFT beam vector v _{V , m} can be defined as Equation (38) below.

여기서, m = 0, 1, …, 3이다.Here, m = 0, 1, ... , 3.

2) 2) 랭크Rank 2 전송을 위한 코드북 2 codebook for transmission

상술한 CQI 피드백 방식에 의해 랭크 2 (단말 당 2개의 레이어) 전송을 위한 코드북은 랭크 1 코드북을 재사용하므로 별도의 랭크 2 코드북을 정의하지 않는다.
The codebook for transmission of rank 2 (two layers per terminal) by the above-described CQI feedback scheme reuses the rank 1 codebook, and therefore does not define a separate rank 2 codebook.

다운링크Downlink 제어 정보( Control information ( downlinkdownlink controlcontrol informationinformation , , DCIDCI ))

최대 16개의 레이어를 지원하기 위해 종래의 방식으로는 사실상 16개의 DM-RS 포트가 필요하다. 본 발명에 제안하는 DM-RS를 실현하기 위해 상술한 MUI를 통해 기지국은 어느 단말 혹은 레이어 간에 간섭이 매우 적은지를 알 수 있다. 따라서, 기지국은 추가적인 제어신호 없이 하나 이상의 단말 혹은 레이어에 동일한 포트와 다른 SCID를 할당하여도 DM-RS의 복조가 가능하므로 DM-RS 자원 부담을 완화할 수 있다.In order to support up to 16 layers, 16 DM-RS ports are actually needed in the conventional way. In order to realize the DM-RS proposed in the present invention, the base station can know through the MUI mentioned above which interference between terminals or layers is very small. Therefore, even if the BS allocates the same port and another SCID to one or more UEs or layers without an additional control signal, it is possible to demodulate the DM-RS, thereby mitigating the DM-RS resource burden.

1) One) DCIDCI 포맷 2C-1 Format 2C-1

최대 16개 레이어에 대한 MU-MIMO를 지원하는 DCI 포맷 2C-1과 종래 DCI 포맷 2C의 차이는 아래 표 3과 같다. 안테나 포트, n_SCID, 레이어 수는 4비트로 표현될 수 있다. 표 3은 안테나 포트와 SCID를 나타낸다.The difference between the DCI format 2C-1 supporting MU-MIMO for up to 16 layers and the conventional DCI format 2C is shown in Table 3 below. Antenna port, n _SCID , and the number of layers can be represented by 4 bits. Table 3 shows antenna port and SCID.

2) 2) PMIPMI 정의 Justice

PMI는

에 해당하고 두 개의 PMI 인덱스로 표현될 수 있다. 첫 번째 PMI 인덱스 i₁는

와 같다. 두 번째 PMI 인덱스 i₂는

와 같다. 랭크 2인 경우, 두 번째 PMI i₂는 피드백되지 않는다.PMI

And can be represented by two PMI indices. The first PMI index, i ₁ ,

. The second PMI index, i ₂ ,

. In case of Rank 2, the second PMI i ₂ is not fed back.

3) 3) MUIMUI 정의 Justice

MUI는 단말이 선택한 PMI에 대응하는 동일-스케줄링된(co-scheduled) PMI(Co-PMI)로 인한 간섭 레벨을 네트워크에 보고하는 정보이다. Co-PMI의 대상은 PMI 클래스 (t_H,t_V)에 속한 모든 프리코딩 행렬이다.The MUI is information for reporting to the network the level of interference due to co-scheduled PMI (Co-PMI) corresponding to the PMI selected by the UE. The object of the Co-PMI is all the precoding matrices belonging to the PMI class (t _H , t _V ).

아래 표 4는 단말이 선택한 PMI (t_H,t_V,g_H,g_V,k)에 대한 Co-PMI 집합을 나타낸다. Co-PMI에 대해 수평/수직 그룹 인덱스는 PMI의 (t_H,t_V)와 동일한 값을 가지므로 생략될 수 있고, PMI의 수평/수직 그룹 (g_H,g_V)을 제외한 모든 그룹에 해당하는 Co-PMI 인덱스 1~7은 해당 그룹에 속한 두 개의 빔을 모두 포함하므로 인덱스 k가 생략될 수 있다.Table 4 below shows the Co-PMI set for the PMI (t _H , t _V , g _H , g _V , k) selected by the UE. For the Co-PMI, the horizontal / vertical group index has the same value as (t _H , t _V ) of PMI and can be omitted, and it corresponds to all groups except horizontal / vertical group (g _H , g _V ) of PMI The index k may be omitted because Co-PMI indexes 1 to 7 include both beams belonging to the group.

여기서,

이고,

이다. G_H는 모든 수평 그룹의 집합에서 g_H를 제외한 부분 집합으로 아래 수학식 39와 같이 정의될 수 있다.here,

ego,

to be. G _H is a subset excluding g _H in all the horizontal group sets, and can be defined as Equation (39) below.

MUI 계산을 위해 아래 표 5와 같은 가상의 확장 CQI가 정의될 수 있다. 이러한 CQI 값은 실제 전송에 사용되는 것이 아니다.For the MUI calculation, a hypothetical extended CQI as shown in Table 5 below can be defined. These CQI values are not used for actual transmission.

MUI는 CQI 오프셋과 아래 표 6에 의해 다음과 같이 설정될 수 있다.The MUI can be set as follows by the CQI offset and Table 6 below.

- Co-PMI 집합에 속한 각각의 PMI(s)에 대해 CQI 값을 계산하고, 이를 가상(virtual) CQI라 정의한다. 여기서, Co-PMI 인덱스 1~7은 해당 그룹에 속한 두 개의 빔(혹은 PMI)을 모두 포함하므로, 두 개의 빔으로 인한 두 개의 간섭 레벨은 평균치로 계산되어 하나의 가상 CQI를 형성한다.- Calculate the CQI value for each PMI (s) in the Co-PMI set and define it as a virtual CQI. Here, since the Co-PMI indexes 1 to 7 include all the two beams (or PMIs) belonging to the group, the two interference levels due to the two beams are calculated as average values to form one virtual CQI.

- CQI 오프셋은 PMI에 따른 CQI와 Co-PMI에 따른 가상 CQI의 차이를 나타낸다.The CQI offset represents the difference between the CQI according to the PMI and the virtual CQI according to the Co-PMI.

CQI 오프셋 = CQI - 가상 CQICQI Offset = CQI - Virtual CQI

- CQI 오프셋은 아래 표 6과 같이 MUI 인덱스로 매핑될 수 있다.- The CQI offset can be mapped to the MUI index as shown in Table 6 below.

- 단말은 상기 Co-PMI 집합에 해당하는 8개의 MUI를 계산할 수 있다.- The UE can calculate 8 MUIs corresponding to the Co-PMI set.

4) 4) MUMU -- CQICQI 추정 방식 Estimation method

본 발명에서 제안하는 유연한 MU-CSI 피드백 방식은 단말이 직접 MU-CQI를 계산하여 피드백하지 않고 기지국이 다양한 단말의 조합으로 MU-CQI를 추정할 수 있도록 간섭신호의 세기를 피드백하는 것을 특징으로 한다. 따라서, 각 단말은 CQI(즉, SU-CQI), 단말 간의 간섭신호 세기, 다른 그룹 간의 간섭신호 세기를 피드백할 수 있다. 여기서, 간섭신호의 세기를 MUI라 정의한다. 본 발명에서는 단말 안테나의 수를 2로 가정한다.
The flexible MU-CSI feedback scheme proposed in the present invention is characterized in that the base station calculates the MU-CQI and feeds back the strength of the interference signal so that the base station can estimate the MU-CQI using a combination of various terminals . Accordingly, each UE can feed back CQI (i.e., SU-CQI), interfering signal strength between terminals, and interfering signal strength between different groups. Here, the intensity of the interference signal is defined as MUI. In the present invention, it is assumed that the number of terminal antennas is two.

랭크Rank 1 케이스 1 case

단말 k의 전송 랭크 1의 CQI는 아래 수학식 40의 SINR

에 의해 결정될 수 있다.The CQI of the transmission rank 1 of the terminal k is given by SINR

Lt; / RTI >

여기서,

는 2×4 채널 행렬이고,

는 수신 빔포밍 벡터이고,

는 배경잡음과 다른 셀로 인한 간섭신호의 세기이다. 한편, 단말이 선택한 PMI

와 표 4의 MU-MIMO로 페어링될 수 있는 Co-PMI 집합을 S라고 하면, S에 속한 PMI

로 인한 간섭신호의 세기는 표 5를 이용하여 아래 수학식 41과 같은 가상 CQI로 표현될 수 있다.here,

Is a 2 x 4 channel matrix,

Is a receive beamforming vector,

Is the intensity of the interference signal due to background noise and other cells. On the other hand,

And the Co-PMI set that can be paired with the MU-MIMO in Table 4 is S, the PMI

Can be expressed by the virtual CQI as shown in Equation 41 below using Table 5. < tb >< TABLE >

MUI는 피드백 비트 수를 줄이기 위해 아래 수학식 42와 같이 CQI와의 오프셋으로 표현될 수 있고, 표 6을 통해 MUI 인덱스로 매핑될 수 있다.In order to reduce the number of feedback bits, the MUI may be expressed as an offset from the CQI as shown in Equation 42 below, and may be mapped to an MUI index through Table 6. [

표 6에 정의된 MUI 인덱스는 아래 표 7과 같이 선택된 PMI로 인한 CQI의 유효 SNR 대비 전력 오프셋 수치로 해석될 수 있다.The MUI index defined in Table 6 can be interpreted as a power offset value relative to the effective SNR of the CQI due to the selected PMI as shown in Table 7 below.

본 발명에서 제안하는 새로운 PUSCH 피드백 모드는 상기 CQI와 복수 개의 MUI를 피드백하는 것이다. 이러한 피드백을 통해 기지국은 MU-CQI를 추정할 수 있다. 일례로, 두 단말에 동일한 송신 전력을 할당하는 경우, Co-PMI

로 인한 MU-CQI는 아래 수학식 43을 통해 계산될 수 있다.The new PUSCH feedback mode proposed in the present invention feeds back the CQI and a plurality of MUIs. Through this feedback, the base station can estimate the MU-CQI. For example, when the same transmission power is allocated to two terminals, Co-PMI

MU-CQI due to < / RTI >

세 개의 단말을 페어링하는 경우, Co-PMI

로 인한 MU-CQI는 아래 수학식 44와 같다.When three terminals are paired, Co-PMI

MU-CQI due to "

16개까지의 단말을 페어링하는 경우에도 동일하게 적용될 수 있다.The same can be applied to a case where up to 16 terminals are paired.

네트워크는 CQI와 MUI 피드백을 통해 아래 수학식 45와 같이 각각의 SINR을 추정할 수 있고, 이를 MU-CQI로 매핑하여 정밀한 MU-MIMO 링크 적응과 MU-MIMO 스케줄링을 수행할 수 있다.The network can estimate the respective SINRs using the CQI and MUI feedback as shown in Equation (45) below and map it to MU-CQI to perform precise MU-MIMO link adaptation and MU-MIMO scheduling.

랭크Rank 2 케이스 2 cases

한편, 랭크 2를 포함한 MU-MIMO 동작을 위한 MU-CQI 추정은 다음과 같은 방식을 따른다. 상술한 PMI 정의(즉, 공간 다중화를 위한 프리코딩에서 랭크 2 전송을 위한 코드북)에 의해 랭크 2 전송을 위한 PMI

는 제1 PMI에 속한 두 개의 제2 PMI에 해당하는 프리코딩 벡터들로 구성될 수 있다. 두 개의 프리코딩 벡터로 인한 레이어 간의 간섭을 고려하여 PMI

를 갖는 1번 레이어(혹은 코드워드)에 대한 종래 CQI는 아래 수학식 46과 같이 정의될 수 있다.On the other hand, the MU-CQI estimation for the MU-MIMO operation including the rank 2 follows the following method. The PMI definition for Rank 2 transmission by the PMI definition (i. E., The codebook for rank 2 transmission in precoding for spatial multiplexing)

May be composed of precoding vectors corresponding to two second PMIs belonging to the first PMI. Considering the inter-layer interference due to two precoding vectors, the PMI

The conventional CQI for the first layer (or the codeword) having the CQI can be defined as Equation (46) below.

여기서,

은 1번 레이어에 대한 수신 빔포밍 필터 계수이다. 본 발명은 상기 CQI와 다르게 랭크 2의 경우 2번 레이어의 PMI

로 인한 간섭을 배제한 SINR을 아래 수학식 47과 같이 SL-CQI로 매핑하여 네트워크에 보고할 수 있다.here,

Is the receive beamforming filter coefficient for layer 1. Unlike the CQI of the present invention, in the case of Rank 2, the PMI

The SINR excluding the interference due to the interference can be mapped to the SL-CQI as shown in Equation (47) below and reported to the network.

상기 SL-CQI와

로 인한 MUI를 통해 네트워크는 아래 수학식 48과 같이 랭크 2

를 갖는 두 단말을 MU 페어링하는 경우 단말 k의 1번 레이어에 대한 MU-CQI를 추정할 수 있다.The SL-CQI

Through the MUI due to < RTI ID = 0.0 >

The MU-CQI for the first layer of the terminal k can be estimated.

여기서, 다른 그룹에 속한 단말이 가지는 Co-PMI

에 대한 MUI는 상술한

으로 인한 그룹 간 간섭의 평균치이므로 아래 수학식 49와 같은 관계가 정의될 수 있다.Here, the Co-PMI of the UE belonging to another group

The MUI for < RTI ID = 0.0 >

Is the average value of inter-group interference due to the following equation (49).

다른 그룹으로 인한 간섭의 MUI를 평균치로 표현하는 이유는 해당 간섭 그룹의 Co-PMI

의

는 서로 유사한 방향성을 가지므로 유사한 간섭 레벨을 보이기 때문이다.The reason for representing the MUI of interference due to another group as an average value is that Co-PMI

of

Because they have similar directionality and therefore show similar interference levels.

상술한 바와 같이, CQI(즉, SL-CQI)와 MUI를 통해 네트워크는 16 레이어까지 랭크 1, 2가 혼재하는 매우 다양한 조합의 MU-CQI를 추정할 수 있다.As described above, the network can estimate MU-CQIs in a very wide variety of combinations including rank 1 and rank 2 up to 16 layers through CQI (i.e., SL-CQI) and MUI.

한편, 교차-편파(cross-polarization) (X-pol) 안테나 어레이에 대한 MU-MIMO 동작은 코드북의 동일-파싱(co-phasing) 요소에 의해 좀 더 복잡한 형태를 보이지만, 상술한 교차-편파의 동작원리를 X-pol로 확장하여 적용할 수 있다. 일례로, QPSK의 동일-파싱 요소를 4개의 클래스로 분류하면 각 클래스 내의 프리코딩 행렬의 직교성을 보장할 수 있다.On the other hand, the MU-MIMO operation for a cross-polarization (X-pol) antenna array exhibits a more complex form by the co-phasing element of the codebook, but the cross- The principle of operation can be extended to X-pol. For example, classifying the same-parsing element of QPSK into four classes can ensure orthogonality of the precoding matrix in each class.

5) 피드백 5) Feedback 모드mode

본 발명에서는 MU-MIMO 방식에 적합하도록 코드북과 CSI 피드백이 설계되었다. 한편, 셀 내 단말의 수가 매우 적은 경우에는 SU-MIMO가 주파수 효율 측면에서 보다 유리할 수 있다. 따라서, SU-MIMO에 적합하도록 입도가 보다 높은 코드북을 정의하고 새로운 피드백 모드를 설정할 수 있다. 기지국은 단말이 SU-MIMO 혹은 MU-MIMO로 피드백을 하도록 상위 레이어 시그널링(higher-layer signaling)으로 피드백 모드를 변경할 수 있다. 이때, MU-MIMO를 위한 코드북이 SU-MIMO 코드북의 부분집합이 되도록 하면, 상기 MU-MIMO 피드백은 SU-MIMO 코드북의 서브-샘플링으로 볼 수 있다.
In the present invention, the codebook and CSI feedback are designed to be compatible with the MU-MIMO scheme. On the other hand, when the number of terminals in the cell is very small, SU-MIMO may be more advantageous in terms of frequency efficiency. Therefore, it is possible to define a codebook having a higher granularity to fit the SU-MIMO and to set a new feedback mode. The base station can change the feedback mode to higher-layer signaling so that the UE can feedback to SU-MIMO or MU-MIMO. At this time, if the codebook for MU-MIMO is a subset of the SU-MIMO codebook, the MU-MIMO feedback can be regarded as sub-sampling of the SU-MIMO codebook.

스케줄링Scheduling

종래 MU-MIMO 스케줄링은 무작위(brute-force) 알고리즘 기반으로 셀 당 단말의 수를 10으로 가정하는 경우 네트워크가 감당할 수 있는 계산 복잡도를 나타낸다. 하지만, 매시브(massive) MIMO 시스템의 셀 당 단말의 수는 10보다 큰 수치를 가진다. 일례로, 셀 당 단말의 수를 30으로 가정하고 최대 동시에 전송 가능한 레이어 수를 16으로 가정하는 경우,

의 모든 조합에 대해 합계-PF 메트릭을 계산해야 하므로 계산 복잡도가 매우 증가한다.Conventional MU-MIMO scheduling is based on a brute-force algorithm and represents computational complexity that the network can afford if the number of terminals per cell is assumed to be 10. However, the number of terminals per cell in a massive MIMO system has a value greater than 10. For example, assuming that the number of terminals per cell is 30 and the maximum number of layers that can be simultaneously transmitted is 16,

The computational complexity is greatly increased since the sum-PF metric must be calculated for all combinations of < RTI ID = 0.0 >

본 발명에서 제안하는 매시브 MIMO 방식을 위한 스케줄링은 두 단계로 이루어진다. 네트워크는 먼저 각 클래스 별로 인트라-클래스 스케줄링을 수행한 후 클래스 간의 인터-클래스 스케줄링을 수행하므로, 스케줄링으로 인한 계산 복잡도를 크게 줄일 수 있다.
The scheduling for the massive MIMO scheme proposed in the present invention is performed in two steps. The network first performs intra-class scheduling for each class and performs inter-class scheduling between the classes, so that the computational complexity due to the scheduling can be greatly reduced.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 전송 방법을 도시한 흐름도이고, 도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 전송 방법 중에서 스케줄링 과정을 도시한 흐름도이다.FIG. 3 is a flowchart illustrating a MIMO transmission method according to an embodiment of the present invention, and FIG. 4 is a flowchart illustrating a scheduling process among MIMO transmission methods according to an embodiment of the present invention.

도 3 및 도 4를 참조하면, 기지국은 채널 정보를 적어도 하나의 단말로부터 피드백 받거나 상향링크 SRS(sounding reference signal)를 통해 측정할 수 있다(S300). 채널 정보는 송신 상관 행렬(transmit correlation matrix), 송신 상관 행렬의 고유치(eigenvalue), 송신 상관 행렬의 고유벡터(eigenvector), AS, AOD 및 채널 정보를 의미하는 고정형 코드북에서 선택된 적어도 하나의 긴 주기 PMI 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. Referring to FIGS. 3 and 4, the BS may receive channel information from at least one terminal or measure it through an uplink SRS (S300). The channel information includes at least one long period PMI selected from a fixed codebook meaning a transmit correlation matrix, an eigenvalue of a transmit correlation matrix, an eigenvector of a transmit correlation matrix, AS, AOD, Or the like.

즉, 기지국은 CSI-RS를 설정하여 단말들에 전송하고, 단말들로부터 CSI-RS를 통하여 측정한 결과를 피드백 받는 것을 통해 채널 정보를 획득할 수 있다. 또는, 기지국은 단말이 전송한 상향링크 SRS를 통해 직접 측정하여 채널 정보를 획득할 수 있다.That is, the base station sets up the CSI-RS and transmits the CSI-RS to the UEs, and obtains the channel information by receiving the measurement results fed back from the UEs through the CSI-RS. Alternatively, the BS may directly measure the uplink SRS transmitted by the UE to acquire the channel information.

기지국은 채널 정보에 기초하여 적어도 하나의 단말을 적어도 하나의 클래스와 클래스에 종속된 적어도 하나의 그룹으로 분류할 수 있다(S310). 구체적으로, 기지국은 단말의 유효 고유 벡터(유효한 고유치에 해당하는 고유 벡터) 행렬이 유사한 단말을 하나의 그룹으로 분류하여 복수의 그룹을 생성할 수 있다. 또한, 기지국은 고유 벡터들 간의 직교성이 높은 그룹들끼리 묶어 하나의 클래스를 생성할 수 있다. 이와 같이 분류된 각각의 클래스에는 서로 다른 시간 자원 및 주파수 자원이 할당될 수 있고, 하나의 클래스 내의 그룹들에는 동일한 시간 자원 및 주파수 자원이 할당될 수 있다.The base station may classify at least one terminal into at least one class and at least one group depending on the class based on the channel information (S310). Specifically, the base station can generate a plurality of groups by classifying similar terminals having effective eigenvectors (eigenvectors corresponding to effective eigenvalues) of the terminals into one group. Also, the base station can create a class by grouping groups having high orthogonality among eigenvectors. Different time resources and frequency resources may be assigned to each class, and groups within one class may be assigned the same time resource and frequency resource.

기지국은 채널 정보를 기반으로 각 그룹에 대한 그룹 빔포밍 행렬을 결정할 수 있다(S320). 기지국은 단말 분류를 통해 선정된 그룹 고유벡터 행렬의 열 벡터 전체집합 혹은 부분집합을 기초로 하여 해당 그룹의 빔포밍 행렬을 생성할 수 있다. 여기서, 기지국은 채널 정보 및 원-링 채널 모델에 기반하여 그룹별 그룹 빔포밍 행렬이 서로 유사 직교하도록 그룹 빔포밍 행렬을 결정할 수 있다.The base station may determine a group beamforming matrix for each group based on the channel information (S320). The base station can generate the beamforming matrix of the group based on the entire set or subset of the column vectors of the group eigenvector matrix selected through the terminal classification. Here, the base station can determine the group beamforming matrix so that group-by-group beamforming matrices are orthogonal to each other based on the channel information and the one-ring channel model.

기지국은 그룹 빔포밍 행렬에 기초한 그룹 빔포밍 전송을 그룹에 속한 단말들에게 그룹별로 수행할 수 있다(S330). 그리고 기지국은 그룹 빔포밍이 적용된 CSI-RS 신호 또는 그룹 빔포밍이 적용되지 않은 CSI-RS로부터 측정된 SU-CQI 정보 및 간섭신호 정보를 단말들로부터 피드백 받을 수 있다(S340).The base station may perform the group beamforming transmission based on the group beamforming matrix for the groups belonging to the group (S330). In step S340, the base station may receive the CSI-RS signal with the group beamforming applied thereto or the SU-CQI information and the interference signal information measured from the CSI-RS to which the group beamforming is not applied at step S340.

간섭신호 정보는 그룹에 속한 단말들 간의 간섭신호 세기 및 다른 그룹과의 간섭신호 세기 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 여기서, 간섭신호 정보는 SU-CQI에 대한 오프셋 값으로 표현되거나, MCS 레벨로 정의되는 CQI로 표현되거나, 그룹에 속한 단말에 간섭으로 작용할 PMI에 대한 간섭신호 세기로 표현되거나, SU-CQI에 대한 비율로 표현될 수 있다.The interference signal information may include at least one of an interference signal intensity between terminals belonging to the group and an interference signal intensity with another group. Herein, the interference signal information may be represented by an offset value for the SU-CQI, a CQI defined by the MCS level, an interference signal intensity for the PMI serving as an interference to a terminal belonging to the group, Ratio.

한편, 단말은 간섭신호 정보를 기지국에 피드백하는 경우 자신에게 간섭으로 작용할 PMI 중에서 자신이 선택한 PMI와의 내적이 미리 설정된 값보다 작은 PMI를 포함한 간섭신호 정보를 피드백할 수 있다. 또한, 단말은 서브 밴드 중에서 간섭신호의 세기가 미리 설정된 값보다 작은 서브 밴드에 대한 간섭신호 정보를 피드백할 수 있다.Meanwhile, when the interfering signal information is fed back to the base station, the UE can feed back interference signal information including a PMI whose inner product with the PMI selected by itself is smaller than a preset value, among the PMIs to serve as interference. Also, the UE can feed back the interference signal information for subbands in which the intensity of the interference signal is lower than a preset value in the subbands.

기지국은 SU-CQI 정보 및 간섭신호 정보를 기반으로 단말들을 스케줄링할 수 있다(S350). 먼저, 기지국은 단말의 PMI를 기반으로 non-empty H/V 그룹을 확인할 수 있다. 그 후, 기지국은 각 클래스 (t_H,t_V)에 대해 인트라-클래스 스케줄링을 수행할 수 있다. 즉, 기지국은 하나의 클래스에 속한 non-empty H/V 그룹의 가능한 모든 조합(즉, non-empty H/V 그룹의 수를

라 하면,

개의 그룹 조합이 생성됨), 각 그룹별로 가능한 모든 단말의 조합, 각 단말별 랭크의 조합을 기반으로 각 단말의 MU-CQI(s)를 계산할 수 있다(S351). The base station can schedule the UEs based on the SU-CQI information and the interference signal information (S350). First, the BS can identify a non-empty H / V group based on the PMI of the UE. The base station can then perform intra-class scheduling for each class (t _H , t _V ). That is, the base station can determine all possible combinations of non-empty H / V groups belonging to a class (i.e., the number of non-empty H / V groups

In other words,

The MU-CQI (s) of each terminal can be calculated based on a combination of all possible terminals for each group and a combination of ranks for each terminal (S351).

기지국은 MU-CQI를 기반으로 합계-PF 메트릭을 계산할 수 있고(S352), 각 클래스에서 가장 큰 합계-PF 메트릭을 가지는 다중 사용자 조합(또는, MU 페어)을 해당 클래스의 합계-PF 메트릭으로 선택할 수 있다(S353).The base station can calculate the sum-to-PF metric based on the MU-CQI (S352), and selects the multi-user combination (or MU pair) having the largest sum-PF metric in each class as the sum- (S353).

다음으로, 기지국은 인터-클래스 스케줄링을 수행할 수 있다. 즉, 기지국은 모든 클래스 중에서 가장 큰 합계-PF 메트릭을 가지는 클래스를 선택할 수 있다(S354).Next, the base station can perform inter-class scheduling. That is, the base station can select the class having the largest total-PF metric among all the classes (S354).

기지국은 선택된 클래스에서 서로 간의 간섭이 가장 적은 다중 사용자 조합을 결정하고, 결정된 다중 사용자 조합을 스케줄링할 수 있다(S355). 즉, 기지국은 MUI를 통해 레이어 간의 간섭을 확인할 수 있고, MUI가 매우 적은 레이어들에 동일한 DM-RS 포트를 할당할 수 있다. 이때, 이들 간은 SCID로 구분될 수 있다.The base station may determine a multi-user combination with the least interference between the selected classes and schedule the determined multi-user combination (S355). That is, the base station can check the inter-layer interference through the MUI and allocate the same DM-RS port to the layers with very few MUIs. At this time, they may be divided into SCIDs.

한편, 서로 간의 간섭이 매우 적은 레이어(혹은 단말)의 집합 수가 4를 넘는 경우, 기지국은 합계-PF 메트릭이 작은 순서대로 해당 레이어를 드롭(drop)하여 DM-RS 포트를 4개로 유지할 수 있다. 기지국은 최종 결정된 다중 사용자 조합을 스케줄링할 수 있다.On the other hand, when the number of sets of layers (or terminals) with little interference between each other exceeds four, the base station can drop the corresponding layer in the descending order of the total-PF metric and keep the DM-RS ports at four. The base station may schedule the final determined multi-user combination.

마지막으로, 기지국은 스케줄링에 기초하여 데이터를 단말들에 전송할 수 있다(S360). 이때, 기지국은 SU-CQI 정보 및 간섭신호 정보에 관련된 랭크와 다른 랭크를 통해 데이터를 단말들에 전송할 수 있다. 예를 들어, 기지국은 랭크 1을 통해 SU-CQI 정보 및 간섭신호 정보를 피드백 받은 경우에도 이를 기초로 랭크 2를 통해 데이터를 단말에 전송할 수 있다.
Finally, the base station may transmit the data to the terminals based on the scheduling (S360). At this time, the base station can transmit data to the UEs through ranks different from the rank related to the SU-CQI information and the interference signal information. For example, even when the base station receives the SU-CQI information and the interference signal information through the rank 1, the base station can transmit the data to the terminal through the rank 2 based on the SU-CQI information and the interference signal information.

이상 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.It will be understood by those skilled in the art that various changes in form and details may be made therein without departing from the spirit and scope of the invention as defined in the appended claims. It will be possible.

Claims (25)

무선 통신 시스템에서 기지국의 MIMO(multi-input multi-output) 전송 방법으로서,
적어도 하나의 단말에 대한 채널(channel) 정보를 획득하는 단계;
상기 채널 정보를 기반으로 상기 적어도 하나의 단말을 적어도 하나의 클래스(class)와 클래스에 종속된 적어도 하나의 그룹(group)으로 분류하는 단계;
분류된 각 그룹에 대한 그룹 빔포밍(beamforming) 행렬을 결정하는 단계;
상기 그룹 빔포밍 행렬에 기초한 그룹 빔포밍 전송을 상기 각 그룹에 속한 단말들에게 수행하는 단계;
상기 각 그룹에 속한 단말들에 대한 단일 사용자-채널 품질 지시자(single user-channel quality indicator, SU-CQI) 정보 및 간섭신호 정보를 획득하는 단계;
상기 SU-CQI 정보 및 상기 간섭신호 정보를 기반으로 단말들을 스케줄링(scheduling)하는 단계; 및
스케줄링에 기초하여 데이터를 단말들에 전송하는 단계를 포함하는 MIMO 전송 방법.A multi-input multi-output (MIMO) transmission method of a base station in a wireless communication system,
Obtaining channel information for at least one terminal;
Classifying the at least one terminal into at least one class and at least one group dependent on the class based on the channel information;
Determining a group beamforming matrix for each grouped group;
Performing group beamforming transmission based on the group beamforming matrix to terminals belonging to each group;
Acquiring a single user-channel quality indicator (SU-CQI) information and interference signal information for terminals belonging to each group;
Scheduling the UEs based on the SU-CQI information and the interference signal information; And
And transmitting data to the terminals based on the scheduling. 청구항 1에 있어서,
상기 채널 정보는,
송신상관행렬(transmit correlation matrix), 송신상관행렬의 고유치(eigenvalue), 송신상관행렬의 고유벡터(eigenvector), AS(Angle Spread), AOD(Angle of Departure) 및 채널 정보를 의미하는 고정형 코드북에서 선택된 적어도 하나의 긴 주기 PMI(Precoding Matrix Indicator) 중 적어도 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 MIMO 전송 방법.The method according to claim 1,
Wherein the channel information comprises:
Selected from a fixed codebook meaning a transmit correlation matrix, an eigenvalue of a transmit correlation matrix, an eigenvector of an transmit correlation matrix, an Angle Spread (AS), an Angle of Departure (AOD) And at least one long period Precision Matrix Indicator (PMI). 청구항 2에 있어서,
상기 그룹으로 분류하는 단계는,
상기 송신상관행렬이 서로 유사한 단말들을 하나의 그룹으로 분류하는 것을 특징으로 하는 MIMO 전송 방법.The method of claim 2,
Wherein the grouping into the groups comprises:
And classifying the terminals having similar transmission correlation matrices into one group. 청구항 3에 있어서,
상기 그룹으로 분류하는 단계는,
상기 송신상관행렬의 유효 고유 벡터가 서로 유사한 단말들을 하나의 그룹으로 분류하며,
상기 송신상관행렬의 유효 고유 벡터간의 직교성이 높은 그룹들을 하나의 클래스로 분류하는 것을 특징으로 하는 MIMO 전송 방법.The method of claim 3,
Wherein the grouping into the groups comprises:
Classifies terminals having similar effective eigenvectors of the transmit correlation matrix into a group,
And classifying the groups having high orthogonality among the effective eigenvectors of the transmit correlation matrix into one class. 청구항 1에 있어서,
상기 그룹 빔포밍 행렬을 결정하는 단계는,
상기 채널 정보 및 원-링(one-ring) 채널 모델에 기반하여 그룹별 그룹 빔포밍 행렬이 서로 유사 직교하도록 블록 대각화(block diagonalization)를 통하여 상기 그룹 빔포밍 행렬을 결정하는 것을 특징으로 하는 MIMO 전송 방법.The method according to claim 1,
Wherein the determining the group beamforming matrix comprises:
Wherein the group beamforming matrix is determined through block diagonalization so that group-by-group beamforming matrices are orthogonal to each other based on the channel information and the one-ring channel model. Transmission method. 청구항 1에 있어서,
상기 그룹 빔포밍 전송을 상기 각 그룹에 속한 단말들에게 수행하는 단계는,
상기 그룹 간에 서로 직교하는 복수의 빔 벡터(vector)로 빔포밍되는 그룹-특정 참조 신호들을 하나의 자원 요소(resource element)를 통해 전송하는 것을 특징으로 하는 MIMO 전송 방법.The method according to claim 1,
Wherein the step of performing the group beamforming transmission to terminals belonging to each group comprises:
Wherein the group-specific reference signals that are beamformed with a plurality of mutually orthogonal beam vectors are transmitted through one resource element. 청구항 6에 있어서,
상기 그룹-특정 참조 신호들은 인접 셀과 동일한 자원 요소를 통해 전송되는 것을 특징으로 하는 MIMO 전송 방법.The method of claim 6,
Wherein the group-specific reference signals are transmitted through the same resource element as neighboring cells. 청구항 6에 있어서,
상기 그룹 빔포밍 전송은 인접 셀 간의 그룹-특정 참조 신호에 대한 빔이 서로 어긋나도록 수행되는 것을 특징으로 하는 MIMO 전송 방법.The method of claim 6,
Wherein the group beamforming transmission is performed such that beams for a group-specific reference signal between neighboring cells are offset from each other. 청구항 1에 있어서,
상기 간섭신호 정보는,
상기 그룹에 속한 단말들 간의 간섭신호 세기 및 다른 그룹과의 간섭신호 세기 중 적어도 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 MIMO 전송 방법.The method according to claim 1,
Wherein the interference signal information comprises:
And at least one of an interference signal strength between terminals belonging to the group and an interference signal intensity with another group. 청구항 1에 있어서,
상기 간섭신호 정보는,
상기 SU-CQI에 대한 오프셋(offset) 값인 것을 특징으로 하는 MIMO 전송 방법.The method according to claim 1,
Wherein the interference signal information comprises:
And an offset value for the SU-CQI. 청구항 1에 있어서,
상기 간섭신호 정보는,
MCS(modulation and coding scheme) 레벨로 표현되는 CQI인 것을 특징으로 하는 MIMO 전송 방법.The method according to claim 1,
Wherein the interference signal information comprises:
Wherein the CQI is a CQI represented by a modulation and coding scheme (MCS) level. 청구항 1에 있어서,
상기 간섭신호 정보는,
상기 그룹에 속한 단말에 간섭으로 작용할 프리코딩 행렬 지시자(precoding matrix indicator, PMI)에 대한 간섭신호 세기인 것을 특징으로 하는 MIMO 전송 방법.The method according to claim 1,
Wherein the interference signal information comprises:
And a precoding matrix indicator (PMI) for serving as an interference to a terminal belonging to the group. 청구항 1에 있어서,
상기 간섭신호 정보는,
상기 SU-CQI에 대한 비율인 것을 특징으로 하는 MIMO 전송 방법.The method according to claim 1,
Wherein the interference signal information comprises:
And a ratio of the SU-CQI to the SU-CQI. 청구항 1에 있어서,
상기 단말들을 스케줄링하는 단계는,
각 클래스에 속한 그룹의 조합, 각 그룹에 속한 단말의 조합, 각 단말에 대한 랭크(rank)의 조합을 기반으로 각 단말에 대한 다중 사용자-채널 품질 지시자(multi user-channel quality indicator, MU-CQI) 정보를 계산하는 단계;
MU-CQI를 기반으로 합계-PF 메트릭(sum-PF(proportional fair) metric)을 계산하는 단계;
각 클래스에서 가장 큰 합계-PF 메트릭을 가지는 다중 사용자 조합을 상기 각 클래스의 합계-PF 메트릭으로 선택하는 단계;
모든 클래스 중에서 가장 큰 합계-PF 메트릭을 가지는 클래스를 선택하는 단계; 및
선택된 클래스에서 서로 간의 간섭이 가장 적은 다중 사용자 조합을 결정하고, 결정된 다중 사용자 조합을 스케줄링하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 MIMO 전송 방법.The method according to claim 1,
Wherein scheduling the terminals comprises:
A multi-user-channel quality indicator (MU-CQI) for each MS based on a combination of groups belonging to each class, a combination of terminals belonging to each group, and a rank combination for each MS Calculating information on the information;
Calculating a sum-PF (metric) -PF metric based on the MU-CQI;
Selecting a multi-user combination having a largest sum-PF metric in each class as a sum-PF metric of each of the classes;
Selecting a class having a largest sum-PF metric among all classes; And
Determining a multi-user combination with the lowest interference among the selected classes, and scheduling the determined multi-user combination. 청구항 1에 있어서,
상기 단말들을 스케줄링하는 단계는,
미리 설정된 기준보다 상호 간에 적은 간섭신호 정보를 가지는 복수의 단말들이 동일한 복조 참조 신호 자원을 공유하도록 스케줄링하는 것을 특징으로 하는 MIMO 전송 방법.The method according to claim 1,
Wherein scheduling the terminals comprises:
Wherein scheduling is performed such that a plurality of UEs having less interference signal information than a preset reference level share the same demodulation reference signal resource. 청구항 15에 있어서,
상기 동일한 복조 참조 신호를 사용하는 복수의 단말들이 서로 다른 SCID(scrambling identify)를 기반으로 스케줄링되는 것을 특징으로 하는 MIMO 전송 방법.16. The method of claim 15,
Wherein the plurality of UEs using the same demodulation reference signal are scheduled based on different scrambling identities (SCIDs). 청구항 1에 있어서,
상기 단말들에 전송하는 단계는,
상기 SU-CQI 정보 및 상기 간섭신호 정보에 관련된 랭크(rank)와 다른 랭크를 통해 데이터를 단말들에 전송하는 것을 특징으로 하는 MIMO 전송 방법.The method according to claim 1,
The method of claim 1,
And transmits data to the UEs through a rank different from a rank related to the SU-CQI information and the interference signal information. 무선 통신 시스템에서 단말의 MIMO 수신 방법으로서,
상기 단말을 포함한 그룹에 대한 그룹 빔포밍 행렬이 적용된 신호를 수신하는 단계;
상기 그룹 빔포밍 행렬이 적용된 참조 신호 또는 상기 그룹 빔포밍 행렬이 적용되지 않은 참조 신호를 이용하여 단일 사용자-채널 품질 지시자(single user-channel quality indicator, SU-CQI) 정보 및 간섭신호 정보를 생성하는 단계; 및
상기 SU-CQI 정보 및 상기 간섭신호 정보를 기지국으로 피드백(feedback)하는 단계를 포함하는 MIMO 수신 방법.A method for receiving a MIMO of a terminal in a wireless communication system,
Receiving a signal to which a group beamforming matrix for a group including the UE is applied;
Generates a single user-channel quality indicator (SU-CQI) information and interference signal information using a reference signal to which the group beamforming matrix is applied or a reference signal to which the group beamforming matrix is not applied step; And
And feedback the SU-CQI information and the interference signal information to a base station. 청구항 18에 있어서,
상기 간섭신호 정보는,
상기 그룹에 속한 단말들 간의 간섭신호 세기 및 다른 그룹과의 간섭신호 세기 중 적어도 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 MIMO 수신 방법.19. The method of claim 18,
Wherein the interference signal information comprises:
And at least one of an interference signal strength between terminals belonging to the group and an interference signal intensity with another group. 청구항 18에 있어서,
상기 간섭신호 정보는,
상기 SU-CQI에 대한 오프셋(offset) 값인 것을 특징으로 하는 MIMO 수신 방법.19. The method of claim 18,
Wherein the interference signal information comprises:
And an offset value for the SU-CQI. 청구항 18에 있어서,
상기 간섭신호 정보는,
MCS(modulation and coding scheme) 레벨로 표현되는 CQI인 것을 특징으로 하는 MIMO 수신 방법.19. The method of claim 18,
Wherein the interference signal information comprises:
Wherein the CQI is a CQI expressed by a modulation and coding scheme (MCS) level. 청구항 18에 있어서,
상기 간섭신호 정보는,
상기 그룹에 속한 단말에 간섭으로 작용할 프리코딩 행렬 지시자(precoding matrix indicator, PMI)에 대한 간섭신호 세기인 것을 특징으로 하는 MIMO 수신 방법.19. The method of claim 18,
Wherein the interference signal information comprises:
And a precoding matrix indicator (PMI) for serving as an interference to a terminal belonging to the group. 청구항 18에 있어서,
상기 간섭신호 정보는,
상기 SU-CQI에 대한 비율인 것을 특징으로 하는 MIMO 수신 방법.19. The method of claim 18,
Wherein the interference signal information comprises:
And a ratio to the SU-CQI. 청구항 18에 있어서,
상기 피드백하는 단계는,
상기 단말은 자신에게 간섭으로 작용할 PMI 중에서 자신이 선택한 PMI와의 내적이 미리 설정된 값보다 작은 PMI를 포함한 상기 간섭신호 정보를 피드백하는 것을 특징으로 하는 MIMO 수신 방법.19. The method of claim 18,
Wherein the feedback step comprises:
Wherein the UE feeds back the interference signal information including a PMI whose inner product with the PMI selected by the UE is smaller than a predetermined value among the PMIs to serve as interference. 청구항 18에 있어서,
상기 피드백하는 단계는,
상기 단말은 서브 밴드 중에서 간섭신호의 세기가 미리 설정된 값보다 작은 서브 밴드에 대한 간섭신호 정보를 피드백하는 것을 특징으로 하는 MIMO 수신 방법.19. The method of claim 18,
Wherein the feedback step comprises:
Wherein the UE feeds back interference signal information for subbands whose intensity of the interference signal is lower than a predetermined value in the subbands.

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