KR20130073402A

KR20130073402A - 스위치 회로, 이를 포함하는 전력 공급 장치 및 그 구동 방법

Info

Publication number: KR20130073402A
Application number: KR20110141231A
Authority: KR
Inventors: 김현민; 문상철; 박영배
Original assignee: 페어차일드코리아반도체 주식회사
Priority date: 2011-12-23
Filing date: 2011-12-23
Publication date: 2013-07-03
Also published as: US20130163291A1

Abstract

본 발명은 스위치 회로, 이를 포함하는 전력 공급 장치, 및 전력 공급 장치의구동 방법에 관한 것이다.
전력 공급 장치의 부하가 과부하일 때, 전력 스위치에 흐르는 드레인 전류를 감지하는 감지 저항을 조절된다. 이 때, 전력 스위치의 온 타임에 따라 감지 저항이 조절된다.

Description

스위치 회로, 이를 포함하는 전력 공급 장치 및 그 구동 방법{SWITCH CIRCUIT, POWER SUPPLY DEVICE COMPRISING THE SAME, AND DRIVING METHOD OF POWER SUPPLY DEVICE}

본 발명은 스위치 회로, 이를 포함하는 전력 공급 장치 및 그 구동 방법에 관한 것이다.

전력 공급 장치는 입력 전압이 변동하더라도, 최대 출력 전력이 일정하게 유지될 필요가 있다. 입력 전압은 전력 공급 장치의 교류 입력이 정류되고 평활 커패시터에 의해 평활되어 생성된다. 교류 입력이 정류되면, 전파-정류 정현파이거나, 반파-정류 정현파이고, 정류된 정현파들이 평활되더라도 입력 전압은 소정 범위의 전압 레벨을 가진다.

이와 같이 입력 전압이 변동하는 경우, 전력 공급 장치의 동작을 제어하는 전력 스위치의 온 타임 기간 동안 전력 스위치에 흐르는 전류(이하, 드레인 전류)의 상승 기울기가 입력 전압에 따라 달라진다. 전력 스위치를 턴 오프 시키기 위해서는 소정의 지연 기간이 발생하고, 이 지연 기간 동안 드레인 전류가 상승하게 되는데, 전류 상승 기울기가 높을수록 드레인 전류의 상승 폭은 증가한다.

이와 같은 상승 폭 증가에 의해 드레인 전류는 최대 출력 전력에 대응하는 최대 전류 한계치를 초과할 수 있다. 드레인 전류가 최대 전류 한계치를 넘어서면 최대 출력 전력 보다 큰 출력 전력이 생성될 수 있다.

즉, 입력 전압에 의해 드레인 전류의 최대 값이 최대 전류 한계치를 초과하게 되고, 드레인 전류에 따라 출력 전력이 제어되므로 출력 전력이 최대 출력 전력을 초과하는 경우가 발생할 수 있다. 그러면 전력 공급 장치에 설정된 최대 출력 전력이 일정하게 유지되지 않고 입력 전압에 따라 변동하는 일이 발생할 수 있다.

특히 전력 공급 장치에 연결된 부하가 과부하인 경우 전력 스위치의 듀티가 최대로 제어되므로, 위에서 설명한 지연에 의해 최대 출력 전력을 초과하는 출력 전력이 빈번하게 발생할 수 있다.

전력 공급 장치의 출력 전력이 최대 출력 전력을 초과할 때마다, 전력 공급 장치의 부품들이 심각한 스트레스에 노출될 수 있다.

본 발명은 전력 스위치의 드레인 전류가 최대 전류 한계치를 넘지 않도록 제어하고자 한다.

본 발명의 실시 예에 따른 스위치 회로는 일단에 입력되는 입력 전압을 타단으로 전달하는 전력 전달 소자를 포함하는 전력 공급 장치의 동작을 제어한다. 상기스위치 회로는 전력 스위치 및 상기 전력 스위치에 흐르는 드레인 전류를 감지하는 감지 저항을 포함하고, 상기 전력 공급 장치의 부하가 과부하일 때, 상기 전력 스위치의 온 타임에 따라 상기 감지 저항을 조절한다.

상기 스위치 회로는, 상기 과부하일 때 상기 온 타임을 검출하고, 상기 전력 스위치의 드레인 전류가 최대 출력 전력에 대응하는 최대 전류 한계치를 넘지 않도록 상기 검출된 온 타임에 따라 상기 감지 저항을 조절한다.

상기 스위치 회로는, 상기 과부하 기간 동안, 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 신호를 이용하여 온 타임을 검출하는 온타임 검출부, 및 상기 전력 공급 장치의 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 이용하여 과부하 여부를 판단하는 과부하 비교기를 포함한다.

상기 과부하 비교기는, 상가 과부하 여부를 판단하기 위한 기준 전압이 입력되는 단자, 및 상기 피드백 전압이 입력되는 다른 단자를 포함하고, 상기 피드백 전압이 상기 기준 전압 이상이 되는 기간을 과부하 기간으로 판단한다.

상기 온타임 검출부는, 상기 과부하 기간 동안 상기 전력 스위치를 스위칭 시키는 게이트 신호를 이용하여 상기 온 타임을 검출한다.

상기 온타임 검출부는, 상기 과부하 비교기의 출력 및 상기 게이트 신호에 따라 온타임전압을 생성하는 논리 연산부, 상기 온타임전압에 의해 인에이블 되고, 소정의 카운트 클록 신호를 이용하여 상기 온 타임을 카운트한 결과에 따르는 카운트 출력 신호를 생성하는 카운터, 상기 카운트 출력 신호에 따라 상기 감지저항을 조절하기 위한 복수의 저항제어신호를 생성하는 디코드, 및 상기 게이트 신호가 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키는 시점에 동기되어 상기 복수의 저항 제어 신호를 읽고 저장하는 레지스터를 포함한다.

상기 카운터는, 상기 온타임 전압에 의해 인에이블 되고, 순차적으로 연결되어 있는 n 개의 T-플립플롭을 포함하고, 상기 n 개의 T-플립플롭은 인에이블 상태에서, 입력단에 입력되는 신호의 한 주기단위로 출력 신호 및 반전 출력 신호 각각을 반전시켜 출력단 및 반전 출력단를 통해 출력하며, 상기 카운트 출력 신호는 상기 n 개의 T-플립플롭의 출력 신호를 상기 n 개의 T-플립플롭이 연결되어 있는 순서대로 배열한 n 비트 신호이다.

상기 n 개의 T-플립플롭 각각은 상기 온타임전압이 입력되는 인에이블단을 더 포함하고, 직전 T-플립플롭의 반전 출력 신호는 다음 T-플립플롭의 입력단에 입력되고, 상기 n 개의 T-플립플롭은, 상기 카운트 클록 신호가 입력단에 전달되는 제1 T-플립플롭을 포함한다.

상기 n 개의 T-플립플롭은 상기 과부하 기간이 종료되는 시점 또는 상기 전력 스위치가 턴 오프 되는 시점에 상기 n 개의 T-플립플롭의 출력 신호를 리셋시킨다.

상기 디코더는, 상기 n-비트 신호에 따라 최대 2^n 개의 저항제어신호를 생성할 수 있다.

상기 감지 저항은, 상기 전력 스위치에 일단이 연결되어 있는 복수의 저항 스위치, 및 상기 복수의 저항 스위치 각각의 타단에 연결되어 있는 복수의 조절 저항을 포함하고, 상기 복수의 저항 스위치 각각은 대응하는 저항제어신호에 따라 스위칭 동작한다.

상기 스위치 회로는, 상기 감지저항으로부터 전달되는 감지전압, 상기 전력 공급 장치의 출력 전압에 대응하는 피드백 신호, 및 상기 전력 스위치의 스위칭 주파수를 결정하는 클록 신호에 따라 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 제어 회로를 더 포함한다.

상기 스위치 제어 회로는, 상기 클록 신호에 동기되어 상기 전력 스위치를 턴 온 시키고, 상기 피드백 신호에 대응하는 피드백 전압 및 상기 감지 전압을 비교한 결과에 따라 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키는 PWM 제어부를 포함한다.

본 발명의 실시 예에 따른 입력 전압을 이용하여 부하에 전력을 공급하는 장치는, 상기 입력 전압과 상기 부하 사이에 연결되어 있는 전력 전달 소자 및 상기 전력 전달 소자에 일단이 연결되어 있는 전력 스위치 및 상기 전력 위치에 흐르는 드레인 전류를 감지하는 감지저항을 포함하며, 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 회로를 포함하다. 상기 스위치 회로는, 상기 부하가 과부하일 때, 상기 전력 스위치의 온 타임을 이용하여 상기 감지 저항을 조절한다.

기되어 상기 복수의 저항 제어 신호를 읽고 저장하는 레지스터를 포함하는 전력 공급 장치.

본 발명의 실시 예에 따른 전력 공급 장치의 구동 방법은, 상기 전력 스위치의 온 타임에 흐르는 드레인 전류를 상기 감지 저항을 이용하여 감지하는 단계, 상기 감지된 드레인 전류와 상기 전력 공급 장치의 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 이용해 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 단계, 상기 전력 공급 장치의 부하가 과부하일 때, 상기 전력 스위치의 온 타임을 검출하는 단계, 및 상기 감출된 온 타임에 따라 상기 감지 저항을 조절하는 단계를 포함한다.

상기 감지 저항을 조절하는 단계는, 상기 드레인 전류가 최대 출력 전력에 대응하는 최대 전류 한계치를 넘지 않도록 상기 검출된 온 타임에 따라 상기 감지 저항을 조절하는 단계를 포함한다.

본 발명의 일 실시 예에 따른 스위치 회로, 이를 포함하는 전력 공급 장치 및 그 구동 방법은 전력 스위치의 드레인 전류가 최대 전류 한계치를 넘지 않도록 제어하여 최대 출력 전력을 넘는 출력 전력 발생을 방지할 수 있다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 전력 공급 장치를 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 온타임 검출부를 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 카운트 클록 신호, 온타임 전압, 복수의 출력 신호, 및 복수의 반전 출력 신호를 나타낸 파형도이다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 감지 저항의 구성을 나타낸 도면이다.

아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.

명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 전력 공급 장치를 나타낸 도면이다.

도 1에 도시된 바와 같이, 전력 공급 장치(1)는 브릿지 정류 다이오드(10), 평활 커패시터(C1), 트랜스포머(20), 피드백회로(30), 스위치회로(40), 정류 다이오드(D1), 및 출력 커패시터(C2)를 포함한다.

본 발명의 실시 예에 따른 전력 공급 장치는 플라이백 컨버터(flyback convertor)로 구현되었으나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다. 전력 전달 소자로서 트랜스포머가 적용되었으나, 인덕터를 사용하는 다른 타입의 컨버터가 본 발명의 실시 예에 적용될 수 있다.

브릿지 정류 다이오드(10)는 교류 입력(AC)을 정류하여 입력전압(VIN)을 생성한다. 브릿지 정류 다이오드(10)는 4 개의 다이오드(11-14)를 포함한다.

평활 커패시터(C1)은 입력전압(VIN)의 리플 성분을 평활시킨다.

트랜스포머(20)는 입력전압(VIN)에 의해 발생하는 1차측 전력을 변환하여 2차측으로 전달한다. 트랜스포머(20)는 1차측에 위치한 제1 권선(CO1), 및 2차측에 위치한 제2 권선(CO2)을 포함한다. 제1 권선(CO1)은 입력전압(VIN)이 전달되는 일단 및 전력 스위치(M)에 연결되어 있는 타단을 포함한다. 제2 권선(CO2)은 2차측에 형성되어 있고, 1차측으로부터 전달되는 전력에 의해 제2 권선(CO2)에 전압 및 전류가 발생한다.

제1 권선(CO1)의 권선 수와 제2 권선(CO2)의 권선 수에 따라 권선 비(CO2의 권선 수 ns / CO1의 권선 수 np)가(nps) 결정된다. 트랜스포머(20)의 제1 권선(CO1)의 전압(V1) 및 제2 권선(CO2)의 전압(V2) 간의 비(V2/V1)는 권선 비(nps)에 비례하고, 제1 권선(CO1)의 전류(I1) 및 제2 권선(CO2)의 전류(I2) 간의 비(I2/I1)는 권선비(nps)에 반비례한다.

다이오드(D1)는 제2 권선(CO2)의 일단에 연결되어 있는 애노드 전극 및 출력 커패시터(C2)의 일단에 연결되어 있는 캐소드 전극을 포함한다. 다이오드(D1)은 제2 권선(CO2)에 흐르는 전류(I2)를 정류한다. 다이오드(D1)을 통해 흐르는 전류(IR)는 부하에 공급되거나 출력 커패시터(C2)를 충전시킨다.

출력 커패시터(C2)는 전류(IR)에 의해 충전되거나, 부하에 전류를 공급하기 위해 방전된다.

전력 스위치(M)는 제1 권선(CO1)에 연결되어 있고, 전력 스위치(M)의 스위칭 동작에 의해 제1 권선(CO1)에 흐르는 전류(I1)가 제어된다. 본 발명의 실시 예에서 전력 스위치(M)는 스위치회로(40)에 포함되어 있는 것으로 도시되어 있으나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다. 즉, 전력 스위치(M)는 스위치회로(40) 외부에 형성되어 있을 수 있다.

전류(I1)는 전력 스위치(M)가 턴 온되어 있는 기간 동안 증가하고, 전력 스위치(M)가 턴 오프되어 있는 기간 동안 흐르지 않는다. 전력 스위치(M)가 턴 온되어 있는 기간 동안, 전류(I1) 증가하면서, 제1 권선(CO1)에 에너지가 저장된다. 이 때, 정류 다이오드(D1)는 오프 상태이므로, 제2 권선(CO2)에는 전류가 흐르지 않는다. 전력 스위치(M)가 턴 오프되어 있는 기간 동안, 2차측 권선(CO2)의 전류(I2)는 제2 권선(CO2)에서 정류 다이오드(D1)의 애노드 전극으로 흐르고, 정류 다이오드(D1)를 통해 정류되어 전류(IR)가 발생한다.

전력 공급 장치(1)의 출력단에 연결된 부하가 증가하여 부하에 공급되는 전류가 증가할수록, 출력 커패시터(C2)가 방전되어 출력 전압(VOUT)이 감소한다. 반대로 부하가 감소하여 부하에 공급되는 전류가 감소할수록, 출력 커패시터(C2)가 전류(IR)에 의해 충전되어, 출력 전압(VOUT)이 증가한다.

피드백 회로(30)는 출력 전압(VOUT)에 대응하는 피드백 신호(VFB)을 생성하여 스위치회로(40)로 전달한다. 피드백 신호(VFB)은 출력전압(VOUT)에 따라 변한다.

피드백 회로(30)는 저항(R1), 제너 다이오드(31) 및 포토다이오드(photo diode)(32), 커패시터(C3), 및 포토 트랜지스터(photo transistor)(33)를 포함한다. 저항(R1), 제너 다이오드(31) 및 포토 다이오드(32)는 출력단(+)과 소정의 전원, 예를 들면 접지단 사이에 직렬로 연결되어 있다. 포토 트랜지스터(PT)는 스위치 회로(40)의 피트백 단자(5)와 소정의 전원, 예를 들면 접지단 사이에 연결되어 있으며, 포토 다이오드(32)와 함께 옵토 커플러(opto-coupler)를 형성한다.

출력 전압(VOUT)에 의해 제너 다이오드(31)가 도통되고, 출력 전압(VOUT)에 대응하는 전류가 포토 다이오드(32)를 통해 흐른다. 포토 다이오드(32)에 흐르는 전류에 따라 포토 트랜지스터(33)의 컬렉터와 이미터 사이에 전류가 흐른다.

포토 트랜지스터(33)에 흐르는 전류가 증가하면 피드백 단자(5)에 연결된 임피던스가 감소하므로, 피드백 신호(VFB)이 감소한다. 반대로 포토 트랜지스터(33)로 흐르는 전류가 감소하면 피드백 단자(5)에 연결된 임피던스가 증가하므로, 피드백 신호(VFB)이 증가한다.

따라서, 출력 전압(VOUT)이 높아지면 피드백 신호(VFB)가 낮아지고, 출력 전압(VOUT)이 낮아지면 피드백 신호(VFB)가 높아진다.

스위치 회로(40)는 전력 스위치(M), 스위치 제어 회로(50), 감지저항(100), 온타임검출부(200), 및 과부하비교기(300)를 포함한다. 전력 스위치(M)는 n 채널 타입의 트랜지스터이다.

스위치 회로(40)는 스위치 회로(40)는 전력 스위치(M)의 스위칭 동작을 제어하여, 1차측 전력이 변환되어 2차측으로 전달되는 전력 공급 동작을 제어한다. 이 때, 스위치 회로(40)는 출력 전압(VOUT)을 피드백 받아, 출력 전압(VOUT)이 일정하도록 전력 스위치(M)의 스위칭 동작을 제어한다.

본 발명의 실시 예에 따른 스위치 회로(40)는 과부하 상태에서 전력 스위치(M)의 온-타임을 검출하여 입력 전압(VIN)을 추정하고, 입력 전압(VIN)에 따라 감지 저항(100)을 제어하여 최대 드레인 전류를 일정하게 유지한다.

최대 출력 전력이 일정하게 유지되기 위해서, 드레인 전류(Ids)는 최대 드레인 전류가 일정하게 유지되어야 한다. 종래 기술에 따른 최대 드레인 전류는 전력 스위치(M)의 턴 오프 지연등에 따라 변동될 수 있다.

예를 들면, 종래 기술의 전력 스위치의 턴 오프 동작에서 발생하는 지연 기간 동안 입력 전압에 따른 드레인 전류의 상승 기울기 편차로 최대 드레인 전류가 변동한다. 최대 출력 전력에 대응하는 최대 드레인 전류를 최대 전류 한계치라고 했을 때, 종래 기술에 따른 드레인 전류는 입력 전압에 따라 최대 전류 한계치를 벗어날 수 있다. 따라서 최대 출력 전력을 초과하는 출력 전력이 발생한다.

본 발명의 실시 예에 따른 스위치 회로(40)는 과부하 상태에서 전력 스위치(M)의 온-타임기간의 길이에 따라 감지 저항(100)을 조절하여 드레인 전류(Ids)가 최대 전류 한계치를 초과하지 않도록 스위칭 동작을 제어한다. 과부하 상태에서 전력 스위치(M)의 온-타임이 길수록 입력 전압(VIN)이 작고, 전력 스위치(M)의 온-타임이 짧을수록 입력 전압(VIN)이 크다.

따라서 스위치 회로(40)는 온-타임이 길수록 감지 저항(100)을 감소시키고, 온-타임이 짧을수록 감지 저항(100)을 증가시킨다. 즉, 스위치 회로(40)는 입력 전압(VIN)에 따라 감지 전압(VSE)의 레벨을 조절하고, 조절된 감지 전압(VSE)에 따라 턴 오프 시점이 제어되어, 드레인 전류(Ids)가 최대 전류 한계치를 초과하는 것을 방지한다.

구체적으로, 스위치 회로(40)는 입력 전압(VIN)에 따라 감지저항(100)을 조절하는 온타임검출부(200)를 포함한다. 스위치 회로(40)는 감지저항(100)으로부터 전달되는 감지 전압(VSE)에 따라 전력 스위치(M)의 턴 오프 시점을 결정한다.

예를 들어, 입력 전압(VIN)이 높을 때, 감지 저항(100)이 증가되어 감지 전압(VSE)의 레벨이 증가한다. 그러면, 입력 전압(VIN)이 낮을 때에 비해 높은 감지 전압(VSE)에 의해 전력 스위치(M)의 턴 오프 시점이 당겨진다. 그러면, 드레인 전류(Ids)는 최대 전류 한계치를 초과하지 않고, 최대 출력 전력도 일정하게 유지된다.

온타임 검출부(200)는 입력 전압(VIN)을 감지하기 위해 게이트 신호(VG)의온-타임을 카운트 한다. 앞서 언급한 바와같이, 동일 부하에서 입력 전압(VIN)이 낮을수록 게이트 신호(VG)의 온-타임은 증가하고, 반대로 입력 전압(VIN)이 높을수록 게이트 신호(VG)의 온-타임은 감소한다.

따라서 온타임 검출부(200)가 감지된 온-타임이 길수록 감지저항(100)을 낮추고, 감지된 온-타임이 짧을수록 가변저항(100)을 높인다. 그러면, 스위치 회로(40)가 입력 전압(VIN)을 직접 감지하여, 입력전압(VIN)이 높을수록 최대 전류 한계치를 낮추고, 입력전압(VIN)이 낮을수록 최대 전류 한계치를 높이는 것과 동일한 효과가 제공된다.

이하, 온타임 검출부(200)가 입력 전압(VIN)에 따라 감지저항(100)을 조절하는 동작을 전력 한계 보상(power limit compensation)이라 한다.

드레인 전류(Ids)가 최대 전류 한계치에 도달하는 경우는 과부하 조건에서 발생한다. 즉, 전력 공급 장치(1)에 연결된 부하가 과부하(over load)인 경우, 전력 스위치(M)의 온-타임이 증가하여 드레인 전류(Ids)가 최대 전류 한계치까지 상승하는 경우가 발생한다.

스위치 회로(40)는 전력 한계 보상을 과부한 조건에서만 수행한다. 스위치 회로(40)는 과부하 조건을 판단하기 위해 피드백 신호(VFB)과 소정의 기준 전압(VR)을 비교하는 과부하 비교기(300)를 포함한다.

과부하 비교기(300)는 피드백 신호(VFB)이 입력되는 비반전단자(+) 및 기준 전압(VR)이 입력되는 반전 단자(-)를 포함하고, 피드백 신호(VFB)이 기준 전압(VR) 이상이 되는 시점부터 하이 레벨의 온타임 검출신호(ONS)를 생성한다. 과부하 비교기(300)는 피드백 신호(VFB)이 기준 전압(VR) 보다 작은 경우, 로우 레벨의 온타임 검출신호(ONS)를 생성한다. 온타임 검출부(200)는 하이 레벨의 온타임 검출신호(ONS)가 발생하는 기간에서만 온-타임을 검출한다.

스위치 제어 회로(50)는 감지저항(100)으로부터 전달되는 감지전압(VSE), 피드백 신호(VFB), 및 스위칭 주파수를 결정하는 클록 신호(CLK)에 따라 전력 스위치(M)의 스위칭 동작을 제어한다.

스위치 제어 회로(50)는 피드백 전류원(51), 비교기(52), PWM 제어부(400), 및 게이트 구동부(500)을 포함한다.

피드백 전류원(51)은 피드백 회로(30)의 동작에 필요한 전류를 공급하고, 피드백 신호(VFB)에 대응하는 피드백 전압(VF)을 생성하는 전류를 공급한다.

다이오드(D2)는 피드백 전류원(51)에 연결되어 있는 애노드 및 피드백 회로(30)에 연결되어 있는 캐소드를 포함한다. 다이오드(D3)는 피드백 전류원(51)에 연결되어 있는 애노드 및 저항(R2)의 일단에 연결되어 있는 캐소드를 포함한다.

저항(R2)의 타단에 저항(R3)의 일단이 연결되어 있고, 저항(R2) 및 저항(R3)이 연결되어 있는 접점의 전압이 피드백 전압(VF)이다. 피드백 전류원(51)의 피드백 전류(IFB)는 다이오드(D2)를 통해 흐르는 전류와 다이오드(D3)를 통해 저항(R2) 및 저항(R3)에 흐르는 전류로 구분된다.

다이오드(D2)에 흐르는 전류는 포토 트랜지스터(33)에 흐르는 전류에 따르고 피드백 전류(IFB) 중 다이오드(D2)에 흐르는 전류를 뺀 나머지 전류가 다이오드(D3)를 통해 흐른다. 피드백 전압(VF)은 다이오드(D3)를 통해 흐르는 전류와 저항(R3)에 따라 결정된다.

비교기(52)는 감지 전압(VSE)이 입력되는 비반전단자(+) 및 피드백 전압(VF)이 입력되는 반전단자(-)를 포함하고, 감지 전압(VSE)이 피드백 전압(VF) 이상이면 하이 레벨의 비교 신호(CP)를 생성하고, 감지 전압(VSE)이 피드백 전압(VF) 보다 작으면 로우 레벨의 비교 신호(CP)를 생성한다.

PWM 제어부(400)는 클록 신호(CLK)에 동기되어 전력 스위치(M)를 턴 온 시키고, 비교 신호(CP)에 동기되어 전력 스위치(M)를 턴 오프 시킨다. PWM 제어부(400)는 오실레이터(410), SR 플립플롭(420), 및 논리 연산부(430)를 포함한다.

오실레이터(410)는 클록 신호(CLK)를 생성한다.

SR 플립플롭(420)은 클록신호(CLK)와 비교신호(CP)에 따라 전력 스위듀티를 제어하는 듀티제어신호(DC)를 생성한다.

SR 플립플롭(420)은 클록신호(CLK)가 입력되는 셋단(S), 비교신호(CP)가 입력되는 리셋단(R), 및 듀티제어신호(DC)가 출력되는 반전출력단(QB)을 포함한다. SR 플립플롭(420)은 셋단(S) 입력의 상승 에지에 동기되어 로우 레벨의 출력을 생성하고, 리셋단(R) 입력의 상승 에지에 동기되어 하이 레벨의 출력을 생성한다. SR 플립플롭(420)의 출력은 반전출력단(QB)을 통해 출력된다.

논리 연산부(430)는 클록신호(CLK) 및 듀티제어신호(DC)를 입력받아, 게이트제어신호(VC)를 생성한다. 클록신호(CLK) 및 듀티제어신호(DC)에 따른 게이트제어신호(VC)의 레벨이 결정되면, 논리 연산부(430)의 논리 연산 방법이 결정된다. 본 발명의 실시 예에 따른 논리 연산부(430)는 NOR 연산을 수행하는 NOR 게이트로 구현된다.

게이트구동부(500)는 게이트제어신호(VC)에 따라 게이트신호(VG)를 생성한다. 본 발명의 실시 예에 따른 게이트구동부(500)는 하이 레벨의 게이트제어신호(VC)에 따라 하이 레벨의 게이트신호(VG)를 생성하고, 로우 레벨의 게이트제어신호(VC)에 따라 로우 레벨의 게이트신호(VG)를 생성한다.

클록신호(CLK)의 상승 에지에 의해 SR 플립플롭(420)은 로우 레벨의 듀티제어신호(DC)를 출력한다. 클록신호(CLK)의 하이 레벨 펄스가 종료되는 시점에 논리 연산부(430)의 입력 신호가 모두 로우 레벨이 되므로, 논리 연산부(430)는 하이 레벨의 게이트제어신호(VC)를 출력한다. 그러면 하이 레벨의 게이트신호(VG)에 의해 전력 스위치(M)가 턴 온 된다.

전력 스위치(M)의 턴 온 시점 이후 감지전압(VSE)이 피드백 전압(VF)에 도달하면, 비교기(52)의 출력은 하이 레벨이 된다. SR 플립플롭(420) 하이 레벨의 비교신호(CP)에 따라 하이 레벨의 듀티제어신호(DC)를 생성하고, 논리 연산부(430)는 로우 레벨의 게이트제어신호(VC)를 생성한다. 감지전압(VSE)이 피드백 전압(VF)에 도달한 시점에 전력 스위치(M)는 턴 오프 된다.

온타임 검출부(200)는 온타임 검출신호(ONS)에 의해 인에이블 되고, 게이트 신호(VG)를 이용하여 온-타임을 검출한다. 본 발명의 실시 예에 따른 온타임 검출부(200)는 게이트 신호(VG) 대신 게이트 제어신호(VC)를 이용할 수 있다.

이하, 도 2를 참조하여 본 발명의 실시 예에 따른 온타임 검출부(200)를 설명한다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 온타임 검출부를 나타낸 도면이다.

도 2에 도시된 바와 같이, 온 타임 검출부(200)는 논리 연산부(210), 카운터(220), 디코더(230), 및 레지스터(240)를 포함한다.

논리 연산부(210)는 온타임 검출신호(ONS) 및 게이트 신호(VG)에 따라 카운터(220)를 인에이블 또는 디스에이블 시킨다. 본 발명의 실시 예에 따른 논리 연산부(210)는 AND 게이트로 구현되어 있다. 온타임 검출신호(ONS)의 인에이블 레벨 및 게이트 신호(VG)가 전력 스위치(M)를 턴 온 시키는 레벨이 하이 레벨이므로, 논리 연산부(210)는 과부하 상태에서 전력 스위치(M)의 온 기간 즉, 온-타임 동안 하이 레벨의 온타임전압(ONV)을 생성한다. 하이 레벨의 온타임전압(ONV)은 카운터(220)를 인에이블시킨다.

카운터(220)는 온-타임을 카운트한 결과에 따라 출력 신호를 생성한다. 카운터(200)는 온타임전압(ONV)에 의해 인에이블 된 후, 온-타임을 카운트한다. 카운터(220)는 카운트 클록 신호(CCLK)를 이용하여 온-타임을 카운트한다.

본 발명의 실시 예에 따른 카운터(220)는 4 개의 T-플립플롭(221-224)을 포함한다. 그러나 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.

카운터(220)는 카운트 결과를 n-비트 신호로 출력 한다. 카운터(220)의 출력은 복수의 T-플립플롭의 출력 신호들로 구성되는 n-비트 신호이다.

온-타임의 최대 기간에 따라 T-플립플롭의 개수 및 카운트 클록 신호(CCLK)의 주파수를 적절히 조절할 수 있다. 예를 들어, 온-타임의 최대 기간이 길수록 T-플립플롭의 개수는 많아질 수 있다. 또한 온-타임 기간을 보다 더 정확하게 카운트 하기 위해 카운트 클록 신호의 주파수가 높아질 수 있다.

T-플립플롭(221-224)은 입력단(T), 인에이블단(EN), 출력단(Q), 및 반전 출력단(QB)를 포함한다. T-플립플롭(221-224)은 인에이블단(EN)에 입력되는 하이 레벨의 신호에 의해 인에이블 되고, 인에이블단(EN)에 입력되는 로우레벨 신호에 의해 디세이블되고 출력신호(A0-A3)가 리셋된다.

T-플립플롭(221-224)은 과부하 상태가 종료될 때 및 전력스위치(M)가 꺼질 때 중 적어도 한 시점에 리셋되고, 출력 신호(A0-A3)를 리셋시킨다. 출력 신호(A0-A3)는 논리 값 '0'을 나타내는 로우 레벨로 리셋된다. 반전 출력 신호(AB0-AB3)는 하이 레벨로 리셋된다.

T-플립플롭(221-224)은 온타임 검출신호(ONS) 및 게이트 신호(VG) 중 적어도 하나에 따라 리셋될 수 있다. 즉, 하이 레벨의 온타임 검출신호(ONS)와 하이 레벨의 게이트 신호(VG) 중 어느 하나가 로우 레벨로 변경되는 하강 에지 시점에 리셋될 수 있다.

T-플립플롭(221-224)은 인에이블 상태에서, 입력단(T)에 입력되는 신호의 한 주기단위로 출력 신호 및 반전 출력 신호 각각을 반전시켜 출력단(Q) 및 반전 출력단(QB)를 통해 출력한다. T-플립플롭(221-224)의 인에이블단(EN)에는 온타임전압(ONV)이 입력된다.

T-플립플롭(221)의 입력단(T)에는 카운트 클록 신호(CCLK)가 입력되고, T-플립플롭(221)은 카운트 클록 신호(CCLK)의 한 주기 단위로 출력 신호(A0) 및 반전 출력 신호(AB0)를 반전 출력 시킨다. 구체적으로 T-플립플롭(221)은 인에이블 상태에서 입력단(T)에 입력되는 신호의 상승 에지에 동기되어 출력 신호(A0) 및 반전 출력 신호(AB0)를 반전시켜 출력한다.

T-플립플롭(222)의 입력단(T)에는 반전 출력 신호(AB0)가 입력되고, T-플립플롭(222)은 반전 출력 신호(AB0)의 한 주기 단위로 출력 신호(A1) 및 반전 출력 신호(AB1)를 반전 출력 시킨다. 구체적으로 T-플립플롭(222)은 인에이블 상태에서 입력단(T)에 입력되는 신호의 상승 에지에 동기되어 출력 신호(A1) 및 반전 출력 신호(AB1)를 반전시켜 출력한다.

T-플립플롭(223)의 입력단(T)에는 반전 출력 신호(AB1)가 입력되고, T-플립플롭(223)은 반전 출력 신호(AB1)의 한 주기 단위로 출력 신호(A2) 및 반전 출력 신호(AB2)를 반전 출력 시킨다. 구체적으로 T-플립플롭(223)은 인에이블 상태에서 입력단(T)에 입력되는 신호의 상승 에지에 동기되어 출력 신호(A2) 및 반전 출력 신호(AB2)를 반전시켜 출력한다.

T-플립플롭(224)의 입력단(T)에는 반전 출력 신호(AB2)가 입력되고, T-플립플롭(224)은 반전 출력 신호(AB2)의 한 주기 단위로 출력 신호(A3) 및 반전 출력 신호(AB3)를 반전 출력 시킨다. 구체적으로 T-플립플롭(224)은 인에이블 상태에서 입력단(T)에 입력되는 신호의 상승 에지에 동기되어 출력 신호(A3) 및 반전 출력 신호(AB3)를 반전시켜 출력한다.

디코더(230)는 카운터(220)로부터 출력되는 카운터 결과에 따라 감지저항(100)의 저항값을 조절하기 위한 복수의 저항 제어 신호(RS1-RSn)를 생성한다. 본 발명의 실시 예에서는 카운터(220)의 출력이 n 비트 신호이고, 디코더(230)는 n 비트 신호에 따라 최대 2^n 개의 저항제어신호(RS1-RSn)를 생성할 수 있다.

본 발명의 실시 예에서는 4비트 신호가 디코더(230)에 입력된다. 카운터(220)의 출력은 A3, A2, A1, A0 순으로 정해지는 4비트 신호이다. 따라서 따라서 디코더(230)는 16개의 저항제어신호(RS1-RS16)를 생성할 수 있다.

레지스터(240)는 클록단(CLK)에 입력되는 게이트 신호(VG)가 하강할 때 디코더(230)의 복수의 저항 제어 신호(RS1-RSn)을 읽고 저장하며, 감지저항(100)의 저항값은 복수의 저항 제어 신호(RS1-RSn)에 의해 조절된다.

감지저항(100)은 저항제어신호(RS1-RSn)에 따라 제어된다. 저항제어신호(RS1-RSn) 중 인에이블 레벨이 많을수록 감지저항(100)은 감소한다.

도 3을 참조하여 본 발명의 실시 예에 따른 온타임 검출부(200)의 동작을 설명한다.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 카운트 클록 신호, 온타임 전압, 복수의 출력 신호, 및 복수의 반전 출력 신호를 나타낸 파형도이다.

시점 T1에, 온타임 전압(ONV)이 하이 레벨이 되면, T-플립플롭(221-224)은 인에이블된다.

시점 T2에, T-플립플롭(221)은 카운트 클록 신호(CCLK)의 상승 에지에 동기되어, 출력 신호(A0) 및 반전 출력 신호(AB0)를 반전시켜 출력한다. 시점 T3에, T-플립플롭(221)은 카운트 클록 신호(CCLK)의 상승 에지에 동기되어, 출력 신호(A0) 및 반전 출력 신호(AB0)를 반전시켜 출력한다. 이와 같이, T-플립플롭(221)의 출력신호(A0) 및 반전 출력 신호(AB0)는 카운트 클록 신호(CCLK)의 한 주기마다 반전 출력된다.

시점 T3에, T-플립플롭(222)은 반전 출력 신호(AB0)의 상승 에지에 동기되어, 출력신호(A1) 및 반전 출력 신호(AB1)를 반전시켜 출력한다. 시점 T4에, T-플립플롭(222)은 반전 출력 신호(AB0)의 상승 에지에 동기되어, 출력신호(A1) 및 반전 출력 신호(AB1)를 반전시켜 출력한다. 이와 같이, T-플립플롭(222)의 출력신호(A1) 및 반전 출력 신호(AB1)는 반전 출력 신호(AB0)의 한 주기마다 반전 출력된다.

시점 T4에, T-플립플롭(223)은 반전 출력 신호(AB1)의 상승 에지에 동기되어, 출력신호(A2) 및 반전 출력 신호(AB2)를 반전시켜 출력한다. 시점 T5에, T-플립플롭(223)은 반전 출력 신호(AB1)의 상승 에지에 동기되어, 출력신호(A2) 및 반전 출력 신호(AB2)를 반전시켜 출력한다. 이와 같이, T-플립플롭(223)의 출력신호(A2) 및 반전 출력 신호(AB2)는 반전 출력 신호(AB1)의 한 주기마다 반전 출력된다.

시점 T5에, T-플립플롭(224)은 반전 출력 신호(AB2)의 상승 에지에 동기되어, 출력신호(A3) 및 반전 출력 신호(AB3)를 반전시켜 출력한다. 시점 T6에, 카운트 클록 신호(CCLK)의 상승 에지에 동기되어 출력신호(A0)가 하이 레벨이 된다.

예를 들어, 시점 T6에 카운터(220)의 출력 신호는 A3, A2, A1, A0으로 결정되는 4비트 신호 '1111'이다.

시점 T7에, 게이트 신호(VG)가 로우 레벨이 되어 온타임 전압(ONV)이 로우 레벨이 되면, T-플립플롭(221-224)은 디스에이블 되고, T-플립플롭(221-224)의 출력 상태는 로우 레벨로 리셋된다. 그리고 시점 T7에 게이트 신호(VG)의 하강 에지가 발생하므로, 디코더(230)는 시점 T7의 복수의 저항 제어 신호(RS1-RSn)를 읽고 저장한다. 따라서 복수의 저항 제어 신호(RS1-RSn)에 의해 감지저항(100)은 가장 낮은 저항값을 가진다.

도 3에 도시된 온타임 전압(ONV)에 대응하는 카운터(220)의 출력 신호'1111'(10진수 15)는 카운터(220)의 최대 카운트 값이다. 도 3에 도시된 온타임 전압(ONV)은 일 예로서, 온타임 전압(ONV)이 시점 T9에 발생하는 로우 레벨의 게이트 신호(VG)에 의해 로우 레벨이 되는 경우, 카운터(220)의 카운트 출력 신호 '1010'(10진수 10)에 따르는 복수의 저항 제어 신호(RS1-RSn)가 레지스터(240)에 저장되고, 복수의 저항 제어 신호(RS1-RSn)에 따라 감지 저항(100)의 저항 값이 결정된다.

이와 같이, 출력 신호 A3, A2, A1, A0에 의해 0부터 15까지의 값이 4비트 신호로 표시된다. 도 3에서는 이해를 돕기 위해, A3, A2, A1, A0 순서대로 배열되어 정의되는 4-비트 카운트 출력 신호를 음영으로 표시하였다.

이하, 도 4에 도시된 감지 저항(100)의 일 예를 참조하여 상세히 설명한다.

도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 감지 저항의 구성을 나타낸 도면이다. 도 4에 도시된 바와 같이, 감지 저항(100)은 기본저항(RSENSE), 복수의 조절저항(RSE1-RSE16), 및 복수의 저항 스위치(SW1-SW16)를 포함한다.

기본 저항(RSENSE)은 전력 스위치(M)의 소스 전극과 접지 사이에 연결되어 있다. 감지 저항(100)이 포함할 수 있는 복수의 조절저항의 최대 개수는 카운터 출력 신호의 비트 수 n에 따라 결정된다. 본 발명의 실시 예를 설명하기 위해, 도 4에서는 4 비트의 카운터 출력 신호에 따라 16개의 조절 저항(RSE1-RSE16)이 감지 저항(100)에 포함된 것으로 도시되어 있다. 그러나 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.

복수의 저항 스위치(SW1-SW16) 각각은 복수의 저항제어신호(RS1-RSn) 각각에 따라 스위칭 동작한다. 복수의 저항 스위치(SW1-SW16)은 n 채널 타입의 트랜지스터로 구현되었으나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.

저항제어신호(RS1-RSn)의 인에이블 레벨은 대응하는 저항 스위치(SW1-SW16)를 턴 온 시키는 레벨이고, 저항제어신호(RS1-RSn)의 디스에이블 레벨은 대응하는 저항 스위치(SW1-SW16)를 턴 오프 시키는 레벨이다. 따라서 인에이블 레벨은 하이 레벨이고, 디스에이블 레벨은 로우 레벨이다.

복수의 저항 스위치(SW1-SW16) 각각의 게이트 전극에는 대응하는 저항제어신호(SW1-SW16)가 입력되고, 복수의 저항 스위치(SW1-SW16) 각각의 드레인 전극은 전력 스위치(M)의 소스 전극에 연결되어 있으며, 복수의 저항 스위치(SW1-SW16) 각각의 소스 전극은 대응하는 조절저항(RSE1-RSE16)의 일단에 연결되어 있다. 조절저항(RSE1-RSE16)의 타단은 접지되어 있다.

복수의 저항 스위치(SW1-SW16) 중 턴 온 된 저항 스위치에 연결된 조절저항은 기본저항(RSENSE)에 병렬 연결된다. 따라서 턴 온 된 저항 스위치의 개수가 증가할수록 기본저항(RSENSE)에 병렬 연결되는 조절 저항의 개수에 따라 감지 저항(100)이 제어된다.

즉, 입력 전압이 낮을수록 온타임이 길어지고, 턴 온 되는 저항 스위치의 개수가 증가할 때, 감지 저항(100)이 낮아진다. 따라서 감지 전류(Ise)가 감지 저항(100)에 흘러서 생성되는 감지 전압(VSENSE)은 입력 전압이 높을 때에 비해 낮아진다. 따라서 드레인 전류(Ids)의 피크가 입렵 전압이 높을 때에 비해 더 높은 값에서 제한된다.

반대로, 입력 전압이 높을수록 온타임이 짧아지고, 턴 온 되는 저항 스위치의 개수는 감소할 때, 감지 저항(100)이 높아진다. 따라서 감지 전류(Ise)가 감지 저항(100)에 흘러서 생성되는 감지 전압(VSENSE)은 입력 전압이 낮을 때에 비해 높아진다. 따라서 드레인 전류(Ids)의 피크가 입렵 전압이 낮을 때에 비해 더 낮은 값에서 제한된다.

이와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 회로 및 전력 공급 장치는, 과부하시 전력 한계 보상으로 최대 출력 전력을 일정하게 유지할 수 있다. 본 발명의 입력 전압을 직접적으로 감지하는 구성 없이 온 타임을 이용하여 입력 전압을 감지하고, 과부하시에 감지된 입력 전압에 따라 드레인 전류의 피크를 제어할 수 있다.

이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

브릿지 정류 다이오드(10), 평활 커패시터(C1), 트랜스포머(20)
스위치회로(40), 피드백회로(30), 정류 다이오드(D1), 출력 커패시터(C2)
다이오드(11-14, D1-D3), 제1 권선(CO1), 제2 권선(CO2), 전력 스위치(M)
저항(R1, R2, R3), 제너 다이오드(31), 포토다이오드(32), 감지저항(100)
포토 트랜지스터(33), 스위치 제어 회로(50), 온타임검출부(200)
과부하 비교기(300), PWM 제어부(400), 게이트 구동부(500)
피드백 전류원(51), 비교기(52), 오실레이터(410), SR 플립플롭(420)
논리 연산부(430), 논리 연산부(210), 카운터(220), 디코더(230)

Claims

일단에 입력되는 입력 전압을 타단으로 전달하는 전력 전달 소자를 포함하는 전력 공급 장치의 동작을 제어하는 스위치 회로에 있어서,
전력 스위치, 및
상기 전력 스위치에 흐르는 드레인 전류를 감지하는 감지 저항을 포함하고,
상기 전력 공급 장치의 부하가 과부하일 때, 상기 전력 스위치의 온 타임에 따라 상기 감지 저항을 조절하는 스위치 회로.
제1항에 있어서,
상기 스위치 회로는,
상기 과부하일 때 상기 온 타임을 검출하고, 상기 전력 스위치의 드레인 전류가 최대 출력 전력에 대응하는 최대 전류 한계치를 넘지 않도록 상기 검출된 온 타임에 따라 상기 감지 저항을 조절하는 스위치 회로.
제2항에 있어서,
상기 스위치 회로는,
상기 과부하 기간 동안, 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 신호를 이용하여 온 타임을 검출하는 온타임 검출부, 및
상기 전력 공급 장치의 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 이용하여 과부하 여부를 판단하는 과부하 비교기를 포함하는 스위치 회로.
제3항에 있어서,
상기 과부하 비교기는,
상가 과부하 여부를 판단하기 위한 기준 전압이 입력되는 단자, 및
상기 피드백 전압이 입력되는 다른 단자를 포함하고,
상기 피드백 전압이 상기 기준 전압 이상이 되는 기간을 과부하 기간으로 판단하는 스위치 회로.
제3항에 있어서,
상기 온타임 검출부는,
상기 과부하 기간 동안 상기 전력 스위치를 스위칭 시키는 게이트 신호를 이용하여 상기 온 타임을 검출하는 스위치 회로.
제5항에 있어서,
상기 온타임 검출부는,
상기 과부하 비교기의 출력 및 상기 게이트 신호에 따라 온타임전압을 생성하는 논리 연산부,
상기 온타임전압에 의해 인에이블 되고, 소정의 카운트 클록 신호를 이용하여 상기 온 타임을 카운트한 결과에 따르는 카운트 출력 신호를 생성하는 카운터,
상기 카운트 출력 신호에 따라 상기 감지저항을 조절하기 위한 복수의 저항제어신호를 생성하는 디코드, 및
상기 게이트 신호가 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키는 시점에 동기되어 상기 복수의 저항 제어 신호를 읽고 저장하는 레지스터를 포함하는 스위치 회로.
제6항에 있어서,
상기 카운터는,
상기 온타임 전압에 의해 인에이블 되고, 순차적으로 연결되어 있는 n 개의 T-플립플롭을 포함하고,
상기 n 개의 T-플립플롭은 인에이블 상태에서, 입력단에 입력되는 신호의 한 주기단위로 출력 신호 및 반전 출력 신호 각각을 반전시켜 출력단 및 반전 출력단를 통해 출력하며,
상기 카운트 출력 신호는 상기 n 개의 T-플립플롭의 출력 신호를 상기 n 개의 T-플립플롭이 연결되어 있는 순서대로 배열한 n 비트 신호인 스위치 회로.
제7항에 있어서,
상기 n 개의 T-플립플롭 각각은 상기 온타임전압이 입력되는 인에이블단을 더 포함하고,
직전 T-플립플롭의 반전 출력 신호는 다음 T-플립플롭의 입력단에 입력되고,
상기 n 개의 T-플립플롭은,
상기 카운트 클록 신호가 입력단에 전달되는 제1 T-플립플롭을 포함하는 스위치 회로.
제8항에 있어서,
상기 n 개의 T-플립플롭은 상기 과부하 기간이 종료되는 시점 또는 상기 전력 스위치가 턴 오프 되는 시점에상기 n 개의 T-플립플롭의 출력 신호를 리셋시키는 스위치 회로.
제7항에 있어서,
상기 디코더는,
상기 n-비트 신호에 따라 최대 2^n 개의 저항제어신호를 생성하는 스위치 회로.
제10항에 있어서,
상기 감지 저항은,
상기 전력 스위치에 일단이 연결되어 있는 복수의 저항 스위치, 및
상기 복수의 저항 스위치 각각의 타단에 연결되어 있는 복수의 조절 저항을 포함하고,
상기 복수의 저항 스위치 각각은 대응하는 저항제어신호에 따라 스위칭 동작하는 스위치 회로.
제1항에 있어서,
상기 감지저항으로부터 전달되는 감지전압, 상기 전력 공급 장치의 출력 전압에 대응하는 피드백 신호, 및 상기 전력 스위치의 스위칭 주파수를 결정하는 클록 신호에 따라 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 제어 회로를 더 포함하는 스위치 회로.
제12항에 있어서,
상기 스위치 제어 회로는,
상기 클록 신호에 동기되어 상기 전력 스위치를 턴 온 시키고, 상기 피드백 신호에 대응하는 피드백 전압 및 상기 감지 전압을 비교한 결과에 따라 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키는 PWM 제어부를 포함하는 스위치 회로.
입력 전압을 이용하여 부하에 전력을 공급하는 장치에 있어서,
상기 입력 전압과 상기 부하 사이에 연결되어 있는 전력 전달 소자, 및
상기 전력 전달 소자에 일단이 연결되어 있는 전력 스위치 및 상기 전력 위치에 흐르는 드레인 전류를 감지하는 감지저항을 포함하며, 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 회로를 포함하고,
상기 스위치 회로는,
상기 부하가 과부하일 때, 상기 전력 스위치의 온 타임을 이용하여 상기 감지 저항을 조절하는 전력 공급 장치.
제14항에 있어서,
상기 스위치 회로는,
상기 과부하일 때 상기 온 타임을 검출하고, 상기 전력 스위치의 드레인 전류가 최대 출력 전력에 대응하는 최대 전류 한계치를 넘지 않도록 상기 검출된 온 타임에 따라 상기 감지 저항을 조절하는 전력 공급 장치.
제15항에 있어서,
상기 스위치 회로는,
상기 과부하 기간 동안, 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 신호를 이용하여 온 타임을 검출하는 온타임 검출부, 및
상기 전력 공급 장치의 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 이용하여 과부하 여부를 판단하는 과부하 비교기를 포함하는 전력 공급 장치.
제16항에 있어서,
상기 온타임 검출부는,
상기 과부하 기간 동안 상기 전력 스위치를 스위칭 시키는 게이트 신호를 이용하여 상기 온 타임을 검출하는 전력 공급 장치.
제17항에 있어서,
상기 온타임 검출부는,
상기 과부하 비교기의 출력 및 상기 게이트 신호에 따라 온타임전압을 생성하는 논리 연산부,
상기 온타임전압에 의해 인에이블 되고, 소정의 카운트 클록 신호를 이용하여 상기 온 타임을 카운트한 결과에 따르는 카운트 출력 신호를 생성하는 카운터,
상기 카운트 출력 신호에 따라 상기 감지저항을 조절하기 위한 복수의 저항제어신호를 생성하는 디코드, 및
상기 게이트 신호가 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키는 시점에 동기되어 상기 복수의 저항 제어 신호를 읽고 저장하는 레지스터를 포함하는 전력 공급 장치.
전력 스위치 및 상기 전력 스위치에 연결된 감지 저항을 포함하는 전력 공급 장치의 구동 방법에 있어서,
상기 전력 스위치의 온 타임에 흐르는 드레인 전류를 상기 감지 저항을 이용하여 감지하는 단계,
상기 감지된 드레인 전류와 상기 전력 공급 장치의 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 이용해 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 단계,
상기 전력 공급 장치의 부하가 과부하일 때, 상기 전력 스위치의 온 타임을 검출하는 단계, 및
상기 감출된 온 타임에 따라 상기 감지 저항을 조절하는 단계를 포함하는 전력 공급 장치의 구동 방법.
제19항에 있어서,
상기 감지 저항을 조절하는 단계는,
상기 드레인 전류가 최대 출력 전력에 대응하는 최대 전류 한계치를 넘지 않도록 상기 검출된 온 타임에 따라 상기 감지 저항을 조절하는 단계를 포함하는 전력 공급 장치의 구동 방법.