KR20130035175A - Motor drive control apparatus and air-conditioning equipment - Google Patents
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Abstract
Description
본 발명은, PWM(Pulse Width Modulation) 제어에 의한 180도 통전 방식의 인버터가 위치센서리스로 교류 모터를 구동 제어하는 기술에 관한 것이다.The present invention relates to a technique in which an inverter of 180 degree energization by PWM (Pulse Width Modulation) control drives an AC motor in a position sensorless manner.
교류 모터를 저렴하고 또한 견뢰(堅牢)하게 구동시키는 모터 구동 제어 장치의 기술로서, PWM 제어를 행하는 인버터에 의한 위치센서리스 제어가 있다. 이 위치센서리스 제어에서는, 교류 모터에 흐르는 전류나 인가되는 전압에 의거해서 회전자 위상을 추정하기 때문에, 위치센서를 부착할 필요가 없다. 이와 같은 위치센서리스 제어는, 위치센서를 가진 제어의 경우와 동등 이상으로 넓은 구동 범위와 높은 운전 효율을 실현할 수 있는 것이 요망되고 있다.As a technique of the motor drive control apparatus which drives an AC motor inexpensively and reliably, there exists a position sensorless control by the inverter which performs PWM control. In this position sensorless control, since the rotor phase is estimated based on the current flowing through the AC motor or the applied voltage, it is not necessary to attach the position sensor. Such position sensorless control is desired to be able to realize a wide driving range and high driving efficiency more than or equal to that of the control having a position sensor.
위치센서리스 제어로서, 교류 모터의 유기(誘起) 전압에 의거해서 회전자 위상을 추정하는 수법이 있다. 유기 전압에 의거해서 회전자 위상을 추정하는 수법으로서는, PWM 제어를 행하는 인버터의 통전 방식(예를 들면, 120도 통전 방식이나 180도 통전 방식)에 따라, 몇 가지 제어 수법이 제안되어 있다. 여기에서, 유기 전압을 이용한 위치센서리스 120도 통전 방식을 유기 전압 이용형 120도 통전 방식이라고 하고, 유기 전압을 이용한 위치센서리스 180도 통전 방식을 유기 전압 이용형 180도 통전 방식이라고 하는 것으로 한다. 이들 유기 전압을 이용한 위치센서리스 제어 수법의 문제점은, 교류 모터의 저속역(低速域)에서 유기 전압이 작아지기 때문에, 회전자 위상의 추정 오차가 생기기 쉬운 것이 알려져 있다. 특히, 교류 모터의 정지 시에서는, 유기 전압이 발생하지 않기 때문에, 회전자 위상을 추정할 수 없다.As the position sensorless control, there is a method of estimating the rotor phase based on the induced voltage of the AC motor. As a method of estimating the rotor phase based on the induced voltage, several control methods have been proposed in accordance with an electricity supply method (for example, a 120 degree electricity supply method or a 180 degree electricity supply method) of an inverter that performs PWM control. Here, the position sensorless 120 degree energization method using an induced voltage is called an organic
따라서, 이와 같은 문제점을 해결하기 위해서, 자기 포화를 이용한 위치센서리스 제어 수법이 제안되어 있다. 이 수법은, 자기 포화를 이용해서, 정지 시를 포함한 저속역에서도 회전자 위상을 추정하는 것이다. 예를 들면, 120도 통전 방식을 이용할 경우에, 개방상(開放相)에 발생하는 자기 포화에 따른 기전압(起電壓)을 검출하는 방식(자기 포화 이용형 120도 통전 방식이라고 함)이 제안되어 있다(특허문헌 1 참조). 여기에서, 개방상이란, 인버터 회로의 상하 암(arm)의 스위치 소자를 양쪽 모두 정지시키는 상(相)이다. 특허문헌 1의 기술에서는, 자기 포화에 의해 개방상에 발생하는 기전압은, 회전자 위상에 의존해서 변화하기 때문에, 이 기전압을 검출함으로써 회전자 위상을 추정하고 있다.Therefore, in order to solve such a problem, the position sensorless control method using magnetic saturation is proposed. This technique uses magnetic saturation to estimate the rotor phase even in the low speed range including at standstill. For example, in the case of using a 120 degree energization method, a method of detecting an electromotive voltage due to magnetic saturation occurring in an open phase (called a magnetic
그러나, 120도 통전 방식은 전류 파형이 왜곡되어 있기 때문에, 철손(鐵損)이 증가해서 교류 모터의 효율을 저하시키게 된다. 그래서, 특허문헌 1의 기술에서는, 저속역에서는 자기 포화 이용형 120도 통전 방식을 이용하고, 중/고속역에서는 유기 전압 이용형 180도 통전 방식으로 전환하는 방식이 개시되어 있다. 후자(유기 전압 이용형 180도 통전 방식)는 정현파(正弦波) 구동이기 때문에, 전자(前者)(자기 포화 이용형 120도 통전 방식)에 비해서 전류 왜곡이 작아 교류 모터의 효율 저하를 억제할 수 있다. 이에 반해서, 정지 시를 포함하는 저속역에서는 전자(자기 포화 이용형 120도 통전 방식)를 이용하지 않으면 안 되기 때문에, 저속역에 있어서는 전류 왜곡이 커진다는 문제는 남는다.However, in the 120-degree conduction method, since the current waveform is distorted, iron loss increases, which lowers the efficiency of the AC motor. Therefore, in the technique of
즉, 유기 전압 이용형 180도 통전 방식은, 전류 왜곡을 작게 할 수는 있지만, 교류 모터의 저속역에 있어서 유기 전압이 작아지기 때문에 회전자 위상의 추정 오차가 커지게 된다. 또한, 자기 포화 이용형 120도 통전 방식은, 개방상에서 발생하는 자기 포화에 의한 기전압에 의해, 교류 모터의 저속역에 있어서도 회전자 위상을 고정밀도로 추정할 수 있지만, 저속역에 있어서 전류 왜곡이 커지게 된다.That is, the induced
그래서, 전류 왜곡이 작은 유기 전압 이용형 180도 통전 방식을 이용했을 경우에, 정지 시를 포함하는 저속역에서 회전자 위상을 추정하기 위해서, 중성점(中性点) 전위를 검출하는 수법(중성점 이용형 180도 통전 방식이라고 함)이 제안되어 있다(특허문헌 2 참조). 이 수법은, 검출되는 중성점 전위가 개방상의 기전압과 마찬가지로 회전자 위상에 의존하는 것을 이용해서, 이 중성점 전위를 검출함으로써 회전자 위상을 추정하고 있다.Therefore, in the case of using an organic
그러나, 특허문헌 2에 기재된 중성점 이용형 180도 통전 방식의 경우에는, 전류 왜곡이 작고, 또한 저속역에서 고속역까지 회전자 위상의 추정을 행할 수 있지만, 중성점 전위를 검출하기 때문에 검출 계통이 복잡해지게 된다. 즉, 중성점 이용형 180도 통전 방식으로 중성점 전위를 검출하기 위해서는, 교류 모터의 내부에 검출용 배선을 설치할 필요가 있기 때문에, 교류 모터의 검출 계통이 복잡해짐과 함께 교류 모터의 구조가 복잡해질 우려가 있다. 또한, 3상의 교류 모터가 공조 기기의 압축기 구동용 모터일 경우에는, 압축기의 내부에 설치된 압축기 구동용 모터로부터 4개의 선을 인출할 필요가 있다. 그 결과, 공조 기기를 코스트업시키거나, 공조 기기의 신뢰성을 저하시키거나 할 우려가 있다. 또한, 공조 기기의 내부에 있어서 검출 계통의 배선 변경을 행하지 않으면 안 되므로, 기존의 공조 기기를 그대로 이용할 수 없는 등, 범용성이 우수하지 않다는 문제도 있다.However, in the case of the neutral
따라서, 본 발명은, 이와 같은 사정을 감안해서 이루어진 것이며, 정지 시를 포함하는 저속역에서 고속역까지 회전자의 위치 검출을 할 수 있으며, 전류 왜곡이 작고, 또한, 중성점 전위의 검출이 불필요한, 위치센서리스 제어를 행할 수 있는 모터 구동 제어 장치를 제공하는 것을 과제로 한다.Accordingly, the present invention has been made in view of such circumstances, and the position of the rotor can be detected from the low speed region to the high speed region including the stop state, the current distortion is small, and the neutral point potential is unnecessary. An object of the present invention is to provide a motor drive control device capable of performing position sensorless control.
상기 과제를 해결하기 위해서, 본 발명의 모터 구동 제어 장치 및 그 모터 구동 제어 장치를 이용한 공조 기기는, 직류 전원으로부터 공급되는 직류 전력을 PWM 제어에 의해 원하는 교류 전력으로 변환하고, 그 교류 전력을 교류 모터에 공급하는 인버터와, 상기 교류 모터에 흐르는 모터 전류를 검출하는 전류 검출 수단과, 상기 교류 모터의 단자에 인가되는 모터 인가 전압을 검출하는 전압 검출 수단과, 180도 통전의 펄스 신호를 출력해서, 상기 인버터를 PWM 제어하는 제어 수단과, 상기 펄스 신호 중, 소정의 상(相)의 펄스 신호를 소정의 정지 기간만큼 정지시키는 정지 수단과, 상기 교류 모터가 소정의 회전 속도 이하일 때의 운전 상태에 따라서, 상기 정지 수단에 설정된 정지 기간을 가변 조정하는 조정 수단을 구비한다.MEANS TO SOLVE THE PROBLEM In order to solve the said subject, the motor drive control apparatus of this invention and the air conditioning apparatus using the motor drive control apparatus convert the DC power supplied from DC power supply into desired AC power by PWM control, and convert the AC power into AC power. Outputting an inverter supplied to the motor, current detecting means for detecting a motor current flowing through the AC motor, voltage detecting means for detecting a motor applied voltage applied to a terminal of the AC motor, and outputting a 180 degree energized pulse signal Control means for PWM controlling the inverter, stop means for stopping a pulse signal of a predetermined phase among the pulse signals for a predetermined stop period, and an operating state when the AC motor is below a predetermined rotation speed. According to this, adjustment means for variablely adjusting the stop period set in said stop means is provided.
본 발명에 의하면, 정지 시를 포함하는 저속역에서 고속역까지 회전자의 위치 검출을 할 수 있으며, 전류 왜곡이 작고, 또한, 중성점 전위의 검출이 불필요한, 위치센서리스 제어를 행할 수 있다.According to the present invention, the position of the rotor can be detected from the low speed region to the high speed region including the stop state, and the position sensorless control can be performed in which the current distortion is small and the detection of the neutral point potential is unnecessary.
도 1은 제1 실시형태에 관련되는 모터 구동 제어 장치의 회로 구성을 나타내는 블럭도.
도 2는 도 1에 나타내는 전압 검출 수단의 상세한 회로 구성을 나타내는 회로도.
도 3은 도 1에 나타내는 인버터에 있어서의 U상 전압, U상 전류 및 펄스 신호의 파형도로서, (a)는 U상 전압, U상 전류 및 펄스 신호의 관계를 나타내고, (b)는 부분 확대도.
도 4는 도 3에 나타내는 파형도의 통전 기간(Ton) 및 정지 기간(Toff)에 있어서의 U상 단자 전압(Vua)을 나타내는 도면.
도 5는 제1 실시형태의 모터 구동 제어 장치에 의해 실기(實機)를 구동했을 경우의, U상 전압, U상 전류 및 펄스 신호의 파형도로서, (a)는 U상 전압의 파형을 나타내고, (b)는 U상 전류의 파형을 나타내고, (c)는 펄스 신호의 파형을 나타내는 도면.
도 6은 도 1에 나타내는 교류 모터의 각 상(相) 단자 전압의 검출 시의 이미지도.
도 7은 도 1에 나타내는 교류 모터의 회전자 위상과 기전압의 관계를 나타내는 특성도.
도 8은 도 1에 나타내는 인버터의 펄스 신호의 정지 기간(Toff)과 전류 왜곡(ε)의 관계를 나타내는 특성도.
도 9는 자기 포화 이용형 120도 통전 방식의 인버터에 있어서의 스위칭 파형도.
도 10은 도 1에 나타내는 교류 모터의 회전 속도(ω), 전류 왜곡(ε), 및 펄스 신호의 정지 기간(Toff)의 관계를 나타내는 특성도.
도 11은 도 1에 나타내는 인버터에 있어서의 이상적인 U상 전류의 파형도.
도 12는 권선(捲線) 가변 수단 및 자속량(磁束量) 가변 회전자를 구비했을 경우의 교류 모터의 개념도.
도 13은 제2 실시형태에 관련되는, 모터 구동 제어 장치를 이용한 공조 기기의 구성도.
도 14는 압축기 구동용의 교류 모터의 토크 맥동(脈動) 및 모터 전류 실효값의 파형도.
도 15는 도 1에 나타내는 모터 구동 제어 장치에 의해 구동되는 교류 모터의 3상 교류 전압의 벡터도.
도 16은 도 1에 나타내는 180도 통전 수단에 있어서의 프리런 재기동 시의 위상 추정의 구성도.1 is a block diagram showing a circuit configuration of a motor drive control device according to a first embodiment.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a detailed circuit configuration of the voltage detecting means shown in FIG. 1. FIG.
FIG. 3 is a waveform diagram of a U phase voltage, a U phase current and a pulse signal in the inverter shown in FIG. 1, (a) shows a relationship between a U phase voltage, a U phase current and a pulse signal, and (b) shows a portion Magnified view.
FIG. 4 is a diagram showing the U-phase terminal voltage Vua in the energization period Ton and the stop period Toff of the waveform diagram shown in FIG. 3.
Fig. 5 is a waveform diagram of a U phase voltage, a U phase current, and a pulse signal when the actual machine is driven by the motor drive control device of the first embodiment, and (a) shows the waveform of the U phase voltage. (B) shows the waveform of the U phase current, and (c) shows the waveform of the pulse signal.
6 is an image diagram at the time of detection of each phase terminal voltage of the AC motor shown in FIG.
7 is a characteristic diagram showing the relationship between the rotor phase and the electromotive voltage of the AC motor shown in FIG. 1;
FIG. 8 is a characteristic diagram showing a relationship between the stop period Toff and the current distortion ε of the pulse signal of the inverter shown in FIG. 1. FIG.
9 is a switching waveform diagram of an inverter of a self-saturation-use type 120-degree energization method.
10 is a characteristic diagram showing the relationship between the rotational speed? Of the AC motor shown in FIG. 1, the current distortion?, And the stop period Toff of the pulse signal.
FIG. 11 is a waveform diagram of an ideal U-phase current in the inverter shown in FIG. 1. FIG.
12 is a conceptual diagram of an AC motor when a winding variable means and a magnetic flux variable rotor are provided.
13 is a configuration diagram of an air conditioning apparatus using a motor drive control device according to a second embodiment.
14 is a waveform diagram of torque pulsation and motor current effective value of an AC motor for driving a compressor.
15 is a vector diagram of a three-phase AC voltage of an AC motor driven by the motor drive control device shown in FIG. 1.
FIG. 16 is a configuration diagram of phase estimation at the time of free run restart in the 180 degree power supply means shown in FIG. 1; FIG.
다음으로, 발명을 실시하기 위한 형태(이후, 「실시형태」라고 한다.)에 대해서, 적절히 도면을 참조하면서 상세히 설명한다.Next, the form (henceforth "embodiment" hereafter) for implementing invention is demonstrated in detail, referring drawings suitably.
《개요》"summary"
본 실시형태에 관련되는 모터 구동 제어 장치는, 위치센서리스 제어로 교류 모터에 전력을 공급하는 180도 통전 방식으로 PWM 제어를 행하는 인버터에 있어서, 그 인버터의 상하 암의 스위치 소자를 소정의 정지 기간만큼 정지시키는 상(개방상)을 설정한 통전 패턴을 형성한다. 이 개방상에서 발생한 자기 포화에 의한 기전압을 측정하고, 그 측정한 기전압을 이용해서 자석 위치(회전자 위상)를 검출함으로써, 정지 시를 포함하는 저속역에서 고속역까지 위치센서리스 제어를 행하는 것이 가능해진다.A motor drive control device according to the present embodiment is an inverter that performs PWM control in a 180 degree energization method of supplying power to an AC motor by position sensorless control, wherein the switch element of the upper and lower arms of the inverter is subjected to a predetermined stop period. The energization pattern which set the phase (open phase) which stops by that much is formed. By measuring the electromotive voltage due to magnetic saturation generated in this open phase and detecting the magnet position (rotor phase) using the measured electromotive voltage, position sensorless control is performed from the low speed region to the high speed region including the stop state. It becomes possible.
180도 통전 방식에서는, 일반적으로, 모터 전류에 의거해서 회전자 위상을 측정하고 있지만, 모터의 회전 속도가 소정값 이하일 경우에는, 모터 전류에 의거해서 회전자 위상을 정확하게는 측정할 수 없다. 단, 스위치 소자가 정지되어 있으면, 기전압을 정확하게 측정할 수 있다. 이때, 측정할 수 있는 기전압은, 자기 포화에 의한 기전압과 유기 전압을 합계한 것이다. 자기 포화에 의한 기전압은, 회전자 위상에 따라 상이하다. 또한, 유기 전압은, 모터의 회전 속도에 따라 상이하다. 따라서, 모터의 회전 속도를 알고 있으면, 유기 전압을 구할 수 있고, 측정한 기전압으로부터 유기 전압분을 감산함으로써, 자기 포화에 의한 기전압을 구할 수 있다. 이와 같이 해서, 180도 통전 방식으로 개방상의 정지 기간을 이용해서, 정지 시를 포함하는 저속역(모터의 회전 속도가 소정값 이하)에 있어서, 위치센서리스 제어를 행한다. 또한, 모터의 회전 속도 등에 따라 개방상의 정지 기간을 조정함으로써, 전류 왜곡을 저감한다.In the 180-degree energization method, the rotor phase is generally measured based on the motor current. However, when the rotation speed of the motor is less than or equal to a predetermined value, the rotor phase cannot be accurately measured based on the motor current. However, when the switch element is stopped, the electromotive voltage can be measured accurately. At this time, the measured base voltage is the sum of the base voltage due to self saturation and the induced voltage. The electromotive voltage due to magnetic saturation varies depending on the rotor phase. In addition, an induced voltage changes with rotation speed of a motor. Therefore, if the rotational speed of the motor is known, the induced voltage can be obtained, and by subtracting the induced voltage from the measured electromotive voltage, the electromotive voltage due to self saturation can be obtained. In this way, the position sensorless control is performed in the low speed region (the rotational speed of the motor is less than or equal to the predetermined value) including the stop time by using the stop phase of the open phase in the 180 degree energization method. In addition, current distortion is reduced by adjusting the stopping period of the open phase in accordance with the rotational speed of the motor and the like.
《제1 실시형태》&Quot; First embodiment "
〈모터 구동 제어 장치의 전체구성〉<Overall Configuration of Motor Drive Control Device>
도 1은, 제1 실시형태에 관련되는 모터 구동 제어 장치(100)의 회로 구성을 나타내고 있다. 모터 구동 제어 장치(100)는, 직류 전원(2)으로부터 공급되는 직류 전력을 PWM 제어에 의해 원하는 교류 전력으로 변환하고, 그 교류 전력을 교류 모터(1)에 공급하는 인버터(3)와, 인버터(3)에 의해 구동되는 교류 모터(1)에 흐르는 3상 교류 전류(Iu, Iv, Iw)(모터 전류)를 검출하는 전류 검출 수단(4)과, 교류 모터(1)에 인가되는 3상 교류 전압(Vu, Vv, Vw)(모터 인가 전압)을 검출하는 전압 검출 수단(5)과, 180도 통전의 펄스 신호로 인버터(3)를 PWM 제어하는 180도 통전 수단(제어 수단)(6)과, 180도 통전의 펄스 신호 중, 소정의 상의 펄스 신호를 소정의 정지 기간만큼 정지시키는 정지 수단(7)과, 교류 모터(1)가 소정의 속도 이하일 때의 운전 상태에 따라서, 정지 수단(7)으로부터 출력되는 180도 통전의 펄스 신호의 정지 기간을 조정하는 조정 수단(8)을 구비해서 구성된다.FIG. 1 has shown the circuit structure of the motor
〈모터 구동 제어 장치의 동작 개요〉<Operation Outline of Motor Drive Control Device>
도 1에 나타내는 모터 구동 제어 장치(100)에 있어서, 직류 전원(2)이, 인버터(3)의 정극(正極)측 단자(3a)와 부극(負極)측 단자(3b) 사이에 직류 전압(VDC)을 인가한다. 인버터(3)는, 3상으로 브리지 구성된 스위치 소자(Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn)를 구비하고, 직류 전원(2)으로부터 공급된 직류 전압(VDC)을, PWM 제어에 의해 3상 교류 전압(Vu, Vv, Vw)으로 변환한다. 인버터(3)가, 3상 교류 전압(Vu, Vv, Vw), 즉 모터 인가 전압을 교류 모터(1)에 인가하면, 교류 모터(1)에는 3상 교류 전류(모터 전류)(Iu, Iv, Iw)가 흐른다. 그리고, 교류 모터(1)는, 3상의 인버터(3)로부터 PWM 제어에 의해 출력된 3상 교류 전류(모터 전류)(Iu, Iv, Iw)에 따른 토크를 출력한다.In the motor
또한, 180도 통전 수단(제어 수단)(6)이, 180도 통전으로 PWM 제어된 펄스 신호를 인버터(3)에 공급하면, 인버터(3)의 각 스위치 소자(Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn)가 PWM 제어된 타이밍에서 스위칭된다. 이에 따라, 인버터(3)로부터 교류 모터(1)에 PWM 제어된 3상 교류 전류(모터 전류)(Iu, Iv, Iw)가 공급된다.In addition, when the 180 degree energization means (control means) 6 supplies the
이때, 조정 수단(8)은, 인버터(3)의 구동 주파수나 교류 모터(1)의 운전 상태(예를 들면, 교류 모터(1)의 회전 속도, 토크, 모터 전류, 모터 인가 전압 등)에 따라서, 정지 수단(7)으로부터 출력되는 180도 통전의 펄스 신호의 정지 기간을 변화시킨다. 이에 따라, 정지 수단(7)은, 제어 수단(6)으로부터 인버터(3)에 공급되는 180도 통전의 소정의 상의 펄스 신호 중, 조정 수단(8)에서 설정된 정지 기간에 상당하는 기간만큼 펄스 신호의 송신을 정지시킨다.At this time, the adjusting means 8 is adapted to the driving frequency of the
따라서, 인버터(3)는, PWM 제어에 의해 180도 통전되는 전류 파형 중, 정지 기간(즉, 개방상의 구간)만큼, 교류 모터(1)에 공급해야 할 모터 전류의 공급을 정지한다. 이에 따라, 교류 모터(1)에는 정지 기간(개방상의 구간)에 있어서 자기 포화에 의한 기전압이 발생하므로, 위치센서를 설치하지 않아도, 이 기전압에 의해 교류 모터(1)의 위상 검출을 행할 수 있다.Therefore, the
이에 따라, 펄스 신호의 정지 기간(개방상의 구간)에 발생하는 자기 포화에 의한 기전압에 의해 회전자 위상을 고정밀도로 추정할 수 있다. 또한, 회전 속도가 소정값 이하인 저속역에 있어서는 모터 전류가 극히 작으므로, 펄스 신호의 정지 기간을 설정했다고 해도 전류 왜곡을 억제할 수 있다.Thereby, the rotor phase can be estimated with high accuracy by the electromotive voltage caused by the magnetic saturation occurring in the stop period (open phase section) of the pulse signal. In addition, in the low speed range where the rotational speed is equal to or less than the predetermined value, the motor current is extremely small, so that current distortion can be suppressed even when the stop period of the pulse signal is set.
이하, 도 1에 나타내는 모터 구동 제어 장치(100)의 각 부 요소의 동작에 대해서 상세히 설명한다.Hereinafter, the operation | movement of each sub element of the motor
〈전류 검출 수단〉<Current detection means>
도 1에 있어서, 전류 검출 수단(4)은, 인버터(3)의 부극측 단자(3b)를 흐르는 모선(母線) 전류(IDC)를 검출하고, 이 모선 전류(IDC)로부터 3상 교류 전류(모터 전류)(Iu, Iv, Iw)를 추출한다. 단, 출력측의 3상 교류 전류(Iu, Iv, Iw)를 직접 검출하도록, 인버터(3)의 각 상 단자(3c, 3d, 3e)에 전류 검출 수단을 설치해도 된다.In Fig. 1, the current detecting
〈전압 검출 수단〉<Voltage detection means>
전압 검출 수단(5)은, U상 전압 검출 수단(5a), V상 전압 검출 수단(5b), 및 W상 전압 검출 수단(5c)을 구비하고, 각각, 인버터(3)의 부극측 단자(3b)를 기준으로 해서, 인버터(3)의 각 상 단자(3c, 3d, 3e)의 단자 전압(Vua, Vva, Vwa)(도 2 참조), 즉 모터 인가 전압을 검출한다.The
도 2는, 도 1에 나타내는 전압 검출 수단(5)의 상세한 회로 구성을 나타내고 있다. 도 2에 나타내는 바와 같이, U상 전압 검출 수단(5a)은, 제1 분압 저항(5aa), 제2 분압 저항(5ab), 및 스위치 수단(5ac)을 구비한다. 한편, 검출 전압을 분압하는 분압 수단은, 이것에 한정되는 것이 아니다. 또한, 후기하는 자기 포화형 위상 추정 수단(6a)(도 16 참조)의 내압이 높을 경우에는, 분압 저항을 설치해서 분압할 필요는 없다. 또한, V상 전압 검출 수단(5b) 및 W상 전압 검출 수단(5c)은, U상 전압 검출 수단(5a)과 마찬가지의 구성이다.FIG. 2 shows a detailed circuit configuration of the
도 2에서는, U상 전압 검출 수단(5a)은, 전압 검출 수단(5)과 인버터(3) 사이를 차단하는 스위치 수단(5ac)을 구비함으로써, 전압 검출 수단(5)의 회로 손실을 저감시킬 수 있다. 즉, 스위치 수단(5ac)이 ON일 때, U상 단자 전압(Vua)이 분압되어, U상 단자 전압(Vua)의 분압 전압이 자기 포화형 위상 추정 수단(6a)에 입력된다. 이때, 제1 분압 저항(5aa) 및 제2 분압 저항(5ab)에 있어서는 손실이 발생한다. 그래서, 전압 검출을 하지 않을 경우에는, 스위치 수단(5ac)을 OFF로 해서 전압 검출 수단(5)의 회로 손실을 저감시킬 수 있다.In FIG. 2, the U-phase voltage detection means 5a includes switch means 5ac which cuts off between the voltage detection means 5 and the
즉, 도 1에 나타내는 모터 구동 제어 장치에 있어서, 전압 검출 수단(5)이, 도 2에 나타내는 바와 같이, 교류 모터(1)의 단자와 분리하기 위한 스위치 수단(스위치 회로)(5ac)을 구비함으로써, 전압 검출이 불필요해서 전압 검출 수단(5)을 사용하지 않을 때에 있어서의 전력 손실을 저감시킬 수 있다.That is, in the motor drive control apparatus shown in FIG. 1, as shown in FIG. 2, the
〈정지 기간의 생성〉<Production of suspension period>
이때, 도 1에 나타내는 인버터(3)에 있어서의 U상 전압, U상 전류 및 펄스 신호의 파형에 대해서, 도 3의 (a)를 이용해서 설명한다. 한편, 도 3의 (b)는 도 3의 (a)의 부분 확대도이다. 도 3의 (a)에 있어서, 세로 축은, 교류 모터(1)의 중성점을 기준 전위로서 나타내고 있다. 도 3의 (a)의 상단에 있어서, U상 전압(Vu)은, 이상적인 전압 파형으로서, 전압 위상(θv)의 cos 함수로 나타내고 있다. 또한, 도 3의 (a)의 중단, 하단에 나타내는 Up, Un은, 후기하는 180도 통전 수단(6)이 출력하는 PWM 제어의 펄스 신호에 의거하는 U상의 스위치 소자(Sup, Sun)(도 1 참조)의 ON/OFF 파형을 나타내며, 신호 레벨이 "1"일 때에는 ON, "0"일 때에는 OFF를 나타내고 있다. 한편, 스위치 소자(Sup, Sun)의 스위칭 특성은 이상적인 것으로 한다.At this time, the waveforms of the U phase voltage, the U phase current, and the pulse signal in the
여기서, PWM 제어에 의해, 스위치 소자(Sup, Sun)의 양쪽 모두 OFF, 또는, 한쪽만 ON일 경우를 생각한다. 정지 기간(Toff)은, 후기하는 정지 수단(7)(도 1 참조)의 정지 신호에 의거해서, U상의 스위치 소자(Sup, Sun)의 양쪽을 정지시키는 기간을 나타낸다. 이 정지 기간(Toff)에서는, 스위치 소자(Sup, Sun)는, 양쪽 모두 OFF 상태에서 정지한다. 즉, 정지 기간(Toff)이 개방상의 구간으로 된다. 또한, 정지 기간(Toff) 이외의 기간은, 통상의 180도 통전의 PWM 제어에 의해 스위칭을 행하는 통전 기간(Ton)이다.Here, the case where both of switch elements Sup and Sun are OFF or only one is ON by PWM control is considered. The stop period Toff represents a period of stopping both of the switch elements Sup and Sun on the U phase based on the stop signal of the stop means 7 (see FIG. 1) to be described later. In this stop period Toff, the switch elements Sup and Sun both stop in the OFF state. That is, the stop period Toff becomes a section of the open phase. In addition, periods other than the stop period Toff are energization periods Ton which switch by normal 180 degree electricity supply PWM control.
다음으로, 인버터(3)의 U상 단자 전압(Vua)의 파형 특성에 대해서, 도 3의 (b) 및 도 4를 이용해서 설명한다. 도 4는, U상 단자 전압(Vua)에 대해서, 통전 기간(Ton) 및 정지 기간(Toff)의 경우를 구분해서 표로 나타낸 것이다. 도 4에 나타내는 바와 같이, 통전 기간(Ton)의 경우, U상 단자 전압(Vua)은, 스위치 소자(Sup)가 ON일 때에는 VDC/2가 되고, 스위치 소자(Sun)가 ON일 때에는 -VDC/2가 된다.Next, the waveform characteristic of the U phase terminal voltage Vua of the
또한, 정지 기간(Toff)에서는, U상 단자 전압(Vua)은 다음과 같이 된다. 정지 기간(Toff)이 된 직후는, 도 3의 (b)에 나타내는 바와 같이, 스위치 소자(Sup) 및 스위치 소자(Sun)와 각각 역(逆)병렬로 접속된 다이오드에 환류 전류가 흐르는 환류 기간(Tr)이 된다. 이 환류 기간(Tr)은, U상 전류(Iu)가 스위치 소자(Sup) 또는 스위치 소자(Sun)와 역병렬로 접속된 다이오드 소자를 환류하는 기간이다. 이때, U상 단자 전압(Vua)은, U상 전류(Iu)의 극성에 의존한다.In the stop period Toff, the U-phase terminal voltage Vua becomes as follows. Immediately after the stop period Toff, as shown in FIG. 3B, a reflux period in which a reflux current flows in the diodes connected in reverse parallel with the switch element Su and the switch element Sun, respectively. (Tr). This reflux period Tr is a period during which the U-phase current Iu refluxs a diode element connected in reverse parallel with the switch element Su or the switch element Sun. At this time, the U-phase terminal voltage Vua depends on the polarity of the U-phase current Iu.
즉, 도 4의 정지 기간(Toff)에 나타내는 바와 같이, U상 전류(Iu)가 정(正)(Iu>0)일 때에는, 환류 전류에 의해 스위치 소자(Sun)에 역병렬의 다이오드 소자가 도통(道通)해서, 인버터(3)의 부극측 단자(3b)와 U상 단자(3c)가 같은 전위로 되어, U상 단자 전압(Vua)은 -VDC/2가 된다. 또한 U상 전류(Iu)가 부(負)(Iu<0)일 때에는, 환류 전류에 의해 스위치 소자(Sup)에 역병렬의 다이오드 소자가 도통해서, 인버터(3)의 정극측 단자(3a)와 U상 단자(3c)가 같은 전위가 되어, U상 단자 전압(Vua)은 VDC/2가 된다.That is, as shown in the stop period Toff of Fig. 4, when the U-phase current Iu is positive (Iu> 0), the diode element of anti-parallel is connected to the switch element Sun by the reflux current. Through conduction, the negative
또한, U상 전류(Iu)가 제로(Iu=O)가 되어, 환류 기간(Tr)이 끝나면, U상 단자 전압(Vua)은, 스위치 소자(Svp, Svn, Swp, Swn)의 ON/OFF 상태에 의존한다. 즉, 스위치 소자(Svp) 및 스위치 소자(Swp)가 ON으로 될 때에는, V상 단자(3d) 및 W상 단자(3e)와 정극측 단자(3a)가 도통해서, U상 단자 전압(Vua)은, VDC/2가 된다.In addition, when the U phase current Iu becomes zero (Iu = O) and the reflux period Tr ends, the U phase terminal voltage Vua turns ON / OFF the switch elements Spp, Svn, Swp, and Swn. Depends on the state In other words, when the switch element Spv and the switch element Swp are turned ON, the V-
마찬가지로 해서, 스위치 소자(Svn) 및 스위치 소자(Swn)가 ON이 될 때에는, V상 단자(3d) 및 W상 단자(3e)와 부극측 단자(3b)가 도통해서, U상 단자 전압(Vua)은, -VDC/2로 된다. 또한, 스위치 소자(Svp)가 ON이고 스위치 소자(Swn)가 ON일 때, 자기 포화 현상에 의해, U상 단자 전압(Vua)은 기전압(V0)으로 된다. 또한, 스위치 소자(Svn)가 ON이고 스위치 소자(Swp)가 ON일 때에는, 자기 포화 현상에 의해, U상 단자 전압(Vua)은 기전압(V0a)(기전압(V0)이 측정될 때의 전압 위상에 대해서, 180도 어긋났을 때의 기전압)이 된다.Similarly, when the switch element Svn and the switch element Swn are turned ON, the V-
즉, U상의 상하 암의 스위치 소자(Sup, Sun)가 함께 OFF되어 있는 정지 기간(Toff)에 있어서는, V상 및 W상이 2상 운전되고 있을 때에, U상에는 자기 포화에 의한 기전압(V0) 또는 기전압(VOa)이 발생하고 있다. 따라서, U상의 기전압(V0) 또는 기전압(VOa)에 의해 회전자 위상을 추정할 수 있다.That is, in the stop period Toff in which the switch elements Sup and Sun of the U phase upper and lower arms are both turned OFF, when the V phase and the W phase are operating in the two phases, the U voltage due to self saturation is applied to the U phase. Alternatively, the electromotive voltage VOa is generated. Therefore, the rotor phase can be estimated by the base voltage V0 or the base voltage VOa of the U phase.
〈실기에 의한 구동 시의 파형〉<Waveform at the time of driving by practical use>
도 5는, 제1 실시형태의 모터 구동 제어 장치(100)를 2상 변조형 PWM 제어방식으로 구동했을 때, 전류의 제로크로스점을 포함한 근방에 U상의 펄스 신호의 정지 기간(Toff)을 마련하고, U상의 펄스 신호의 정지 기간(Toff)을 설정해서 실기를 구동시켰을 경우의 전압, 전류 및 펄스 신호의 각 파형을 나타내고 있다. 가로 축에 전압 위상, 세로 축에 전압, 전류, 및 펄스 신호의 각 레벨을 나타내고 있다. 단, U상 전압은, 교류 모터(1)의 중성점을 기준 전위로 하고 있다.FIG. 5 shows the stop period Toff of the U-phase pulse signal in the vicinity including the zero cross point of current when the motor
도 5의 (a)는 인버터(3)의 U상 단자 전압(Vua), 도 5의 (b)는 교류 모터(1)에 흐르는 U상 전류(Iu), 도 5의 (c)는, 인버터(3)의 스위치 소자(Sup)의 펄스 신호(Up)와, 인버터(3)의 스위치 소자(Sun)의 펄스 신호(Un)를 나타내고 있다.5A is a U-phase terminal voltage Vua of the
도 5의 (c)에 나타내는 바와 같이, 정지 기간(Toff)에 있어서 펄스 신호(Up, Un)가 함께 OFF로 되어 있고, 펄스 신호(Up, Un)가 정지한 구간이 설정되어 있는 것을 확인할 수 있다. 또한, 펄스 신호가 정지한 구간이 설정되어 있기 때문에, 정지 기간(Toff)의 구간에서는 U상 전류(Iu)가 제로로 되는 것도 아울러서 확인할 수 있다.As shown in Fig. 5 (c), it can be confirmed that in the stop period Toff, the pulse signals Up and Un are both OFF, and a section in which the pulse signals Up and Un are stopped is set. have. Further, since the section in which the pulse signal is stopped is set, it can also be confirmed that the U-phase current Iu becomes zero in the section of the stop period Toff.
〈자기 포화에 의한 기전압〉<Electromotive voltage by magnetic saturation>
여기에서, 자기 포화 현상에 대해서 설명한다. 도 6은, 도 1에 나타내는 교류 모터(1)의 각 상 단자 전압의 검출 시의 이미지도이며, 스위치 소자(Svp) 및 스위치 소자(Swn)가 ON일 경우(도 4 참조)에 있어서의 각 상 단자 전압(Vua, Vva, Vwa)을 나타내고 있다. 이 모드일 때에는, 교류 모터(1)의 회로 구성의 대칭성으로부터, 이상적으로는, V상 단자 전압(Vva)은 VDC/2, W상 단자 전압(Vwa)은 -VDC/2이고, U상 단자 전압(Vua)은 O이 될 것이다. 그러나, 교류 모터(1)의 각 상의 인덕턴스는, 자기 포화에 의해 회전자 위상(θ)의 영향을 받기 때문에 균일하지 않다. 그 때문에, 도 6에 나타내는 바와 같이, U상 단자 전압(Vua)으로서 기전압(V0)이 발생한다. 마찬가지로 해서, 스위치 소자(Svn, Swp)가 ON일 경우에는, U상 단자 전압(Vua)으로서 기전압(VOa)이 발생한다(도 4 참조).Here, the magnetic saturation phenomenon will be described. FIG. 6 is an image diagram at the time of detection of each phase terminal voltage of the
도 7은, 도 1에 나타내는 교류 모터(1)의 회전자 위상과 기전압의 관계를 나타내는 특성도이며, 가로 축에 회전자 위상(θ), 세로 축에 기전압(V0)을 나타내고 있다. 도 7에 나타내는 교류 모터(1)의 기전압(V0)은, 회전자 위상(θ)의 2배의 주기 함수인 것이 알려져 있으며, 그 상간 관계를 이용하면, 도 1에 나타내는 U상 전압 검출 수단(5a)의 기전압(V0)의 검출값으로부터, 교류 모터(1)의 회전자 위상(θ)을 추정할 수 있다.FIG. 7 is a characteristic diagram showing the relationship between the rotor phase and the electromotive voltage of the
〈180도 통전 수단〉<180 degree electricity supply means>
다시 도 1로 돌아와서, 180도 통전 수단(6)은, 자기 포화형 위상 추정 수단(6a), 유기 전압형 위상 추정 수단(6b), 위상 추정 전환 수단(6c), 전압 지령 수단(6d), PWM 제어 수단(6e), 및 속도 추정 수단(6f)을 구비하고, 인버터(3)에 있어서의 3상의 각 상의 스위치 소자(Sup～Swn)의 PWM 제어 신호(펄스 신호), 및 교류 모터(1)의 속도 추정값(ωa)을 출력한다.Returning to FIG. 1 again, the 180 degree energizing means 6 includes the self-saturation type phase estimation means 6a, the induced voltage type phase estimation means 6b, the phase estimation switching means 6c, the voltage command means 6d, The PWM control means 6e and the speed estimation means 6f are provided, and the PWM control signal (pulse signal) of the switch element Sup-Swn of each phase of the three phases in the
자기 포화형 위상 추정 수단(6a)은, 정지 기간(Toff)에 있어서, 도 7에 나타내는 바와 같은 회전자 위상(θ)과 기전압(V0)의 관계에 따라서, 기전압(V0)의 검출값에 의거해서 회전자 위상(θ)을 추정한다. 이하에서는, 이와 같은 위상 추정 방식을 자기 포화형 위상 추정 방식이라고 한다. 이 자기 포화형 위상 추정 방식의 장점은, 교류 모터(1)의 정지 시를 포함하는 저속역에 있어서 기전압(V0)의 검출값으로부터 회전자 위상(θ)을 추정할 수 있는 점이다. 그 이유는, U상의 기전압(V0)은, 회전 속도에 관계없이, V상―W상 사이가 통전될 때마다 발생하기 때문이다. 이에 반해서, 자기 포화형 위상 추정 방식의 단점은, 도 3에 나타내는 바와 같이, 정지 기간(Toff)에 있어서 전류가 흐르지 않기 때문에 전류 파형이 왜곡되는 점이다.The self saturation type phase estimating means 6a detects the detected value of the electromotive voltage V0 according to the relationship between the rotor phase θ and the electromotive voltage V0 as shown in FIG. 7 in the stop period Toff. Based on this, the rotor phase θ is estimated. Hereinafter, such a phase estimation method is called a self saturation type phase estimation method. An advantage of this self saturation type phase estimation method is that the rotor phase θ can be estimated from the detected value of the electromotive voltage V0 in the low speed region including the stop of the
유기 전압형 위상 추정 수단(6b)은, 통전 기간(Ton)에 있어서, 전류 검출 수단(4)으로부터 추출한 3상 교류 전류(Iu, Iv, Iw)에 의거해서 회전자 위상(θ)을 추정한다. 통전 기간(Ton)에서는, 일반적인 180도 통전에 의해 U상 전류(Iu)는 정현파 형상으로 흐르기 때문에, 유기 전압 이용형 180도 통전 방식과 마찬가지로 회전자 위상(θ)을 추정할 수 있다. 이하에서는, 이와 같은 위상 추정 방식을 유기 전압형 위상 추정 방식이라고 한다. 이 유기 전압형 위상 추정 방식의 장점은, 정지 기간(Toff)을 필요로 하지 않기 때문에, 전류 왜곡이 작은 점이다. 이에 반해서, 단점은, 유기 전압은 저속이 될수록 작아지기 때문에, 저속역에서는 회전자의 위상 추정 정밀도가 저하되는 점이다.The induced voltage type phase estimation means 6b estimates the rotor phase θ based on the three-phase alternating currents Iu, Iv, and Iw extracted from the current detection means 4 in the energization period Ton. . In the energization period Ton, since the U-phase current Iu flows in a sinusoidal shape by the normal 180-degree energization, the rotor phase θ can be estimated similarly to the 180-degree energization method using the induced voltage. Hereinafter, such a phase estimation method is called an organic voltage type phase estimation method. The advantage of this induced voltage type phase estimation method is that the current distortion is small because no stop period Toff is required. On the other hand, the disadvantage is that the induced voltage decreases as the speed decreases, so that the phase estimation accuracy of the rotor decreases in the low speed region.
위상 추정 전환 수단(6c)은, 통전 기간(Ton) 또는 정지 기간(Toff)에 의거해서, 자기 포화형 위상 추정 방식과 유기 전압형 위상 추정 방식을 전환하고, 회전자 위상(θ)의 위상 추정값(θa)을 출력한다. 예를 들면, 교류 모터(1)의 회전 속도가 소정값보다 클(중/고속역일) 때에는 유기 전압형 위상 추정 방식으로 전환하고, 교류 모터(1)의 회전 속도가 소정값 이하(저속역)일 때에는 자기 포화형 위상 추정 방식으로 전환한다.The phase estimation switching means 6c switches the self saturation type phase estimation method and the induced voltage type phase estimation method on the basis of the energizing period Ton or the stopping period Toff, and estimates the phase of the rotor phase θ. (θa) is output. For example, when the rotational speed of the
전압 지령 수단(6d)은, 회전자 위상(θ)의 위상 추정값(θa)에 의거해서, 3상 교류 전압(Vu, Vv, Vw)의 지령값(Vu*, Vv*, Vw*)을 연산한다. 그리고, 그 지령값(Vu*, Vv*, Vw*)을 PWM 제어 수단(6e)에 송신한다.The voltage command means 6d calculates the command values Vu *, Vv *, Vw * of the three-phase AC voltages Vu, Vv, Vw based on the phase estimate value θa of the rotor phase θ. do. Then, the command values Vu *, Vv *, Vw * are transmitted to the PWM control means 6e.
PWM 제어 수단(6e)은, PWM 제어에 의거해서, 전압 지령 수단(6d)으로부터 취득한 전압 지령값(Vu*, Vv*, Vw*)을 180도 통전용의 PWM 제어 신호로 변환한다. 이 PWM 제어 신호는 ON/OFF 듀티가 제어된 펄스 신호이며, 인버터(3)의 각 스위치 소자(Sup～Swn)를 스위칭해서 PWM 제어를 행한다.The PWM control means 6e converts the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * obtained from the voltage command means 6d into a PWM control signal for 180 degree energization based on the PWM control. This PWM control signal is a pulse signal whose ON / OFF duty is controlled, and performs PWM control by switching each switch element Sup-Swn of the
속도 추정 수단(6f)은, 회전자 위상의 추정값인 위상 추정값(θa)을 의사(擬似) 미분함으로써, 교류 모터(1)의 회전 속도(ω)를 추정하고, 회전 속도(ω)의 추정값인 속도 추정값(ωa)을 조정 수단(8)에 출력한다.The speed estimating means 6f estimates the rotation speed ω of the
〈정지 수단〉<Stop means>
도 1에 나타내는 정지 수단(7)은, PWM 제어 수단(6e)으로부터 각 스위치 소자(Sup～Swn)에 출력되는 PWM 제어의 펄스 신호를 정지시키기 위한 정지 신호를 출력한다. 정지 수단(7)으로부터 출력되는 정지 신호는, PWM 제어 수단(6e)으로부터 출력되는 PWM 제어의 펄스 신호에 우선해서, 스위치 소자(Sup～Swn)를 정지시킬 수 있다. 따라서, PWM 제어 수단(6e)으로부터 180도의 전(全) 구간에 있어서 펄스 신호가 출력되어도, 정지 수단(7)에서 설정된 정지 기간(Toff) 동안에는, 소정의 상의 펄스 신호는 정지된다.The stop means 7 shown in FIG. 1 outputs a stop signal for stopping the pulse signal of the PWM control output from the PWM control means 6e to the respective switch elements Sup-Swn. The stop signal output from the stop means 7 can stop the switch elements Sup to Swn in preference to the pulse signal of the PWM control output from the PWM control means 6e. Therefore, even if a pulse signal is output in the whole section of 180 degrees from the PWM control means 6e, the pulse signal of a predetermined phase is stopped during the stop period Toff set by the stop means 7.
〈조정 수단〉<Adjustment means>
다음으로, 도 1에 나타내는 조정 수단(8)이, 정지 수단(7)으로부터 출력되는 정지 신호의 정지 기간(Toff)을 조정하는 방법 [1]～[5]에 대해서 설명한다.Next, the method [1]-[5] which the adjustment means 8 shown in FIG. 1 adjusts the stop period Toff of the stop signal output from the stop means 7 is demonstrated.
각 방법에 대한 설명에 들어가기 전에, 각 방법에 공통인 전제에 대해서 설명한다.Before entering the description of each method, the premise common to each method is explained.
첫째로, 펄스 신호의 정지 기간(Toff)과 전류 왜곡(ε)의 관계에 대해서 설명한다. 도 8은, 도 1에 나타내는 인버터(3)의 펄스 신호의 정지 기간(Toff)과 전류 왜곡(ε)의 관계를 나타내는 특성도이며, 가로 축에 정지 기간(Toff), 세로 축에 전류 왜곡(ε)을 나타내고 있다. 단, 설명을 간단하게 하기 위해서, 정지 기간(Toff)에 의해서만 전류 파형이 왜곡되는 것으로 한다.First, the relationship between the stop period Toff of the pulse signal and the current distortion [epsilon] will be described. FIG. 8 is a characteristic diagram showing the relationship between the stop period Toff and the current distortion ε of the pulse signal of the
도 8에 나타내는 바와 같이, 정지 기간(Toff)이 전기각(電氣角) 60도일 때의 전류 왜곡(ε)은 ε1이며, 정지 기간(Toff)이 전기각 O도일 때의 전류 왜곡(ε)은 O이다. 여기에서, 전기각 60도는, 자기 포화 이용형 120도 통전 방식을 이용했을 경우의 정지 기간(Toff)을 나타내는 값이며, 전기각 O도는, 유기 전압 이용형 180도 통전 방식을 이용했을 경우의 정지 기간(Toff)을 나타내는 값이다.As shown in Fig. 8, the current distortion ε when the stop period Toff is 60 degrees of electric angle is ε1, and the current distortion ε when the stop period Toff is 0 degrees of electric angle is O. Here, 60 degrees of electric angles is a value which shows the suspension period (Toff) when the 120 degree electricity supply system using a magnetic saturation type is used, and an electrical angle O degree is the stopping period (when the 180 degree electricity supply system using an induced voltage is used ( Toff).
그래서, 자기 포화 이용형 120도 통전 방식을 이용했을 경우의 정지 기간(Toff)이 전기각 60도로 되는 이유에 대해서, 도 9를 이용해서 설명한다. 도 9는, 자기 포화 이용형 120도 통전 방식의 인버터에 있어서의 스위칭 파형을 나타내고 있다. 도 9에 나타내는 바와 같이, 120도 통전 방식에서는 어느 하나의 상은, 반드시 정지 기간(Toff)에 있다. 예를 들면, 도 9에 나타내는 바와 같이, 전기각 0～60도의 범위에서는 U상 +측과 W상 -측이 통전상으로 되고, V상의 상하 암이 정지 기간(Toff)으로 되어 있다. 또한, 전기각 60～120도의 범위에서는 V상 +측과 W상 -측이 통전상으로 되고, U상의 상하 암이 정지 기간(Toff)으로 되어 있다.Therefore, the reason why the suspension period Toff becomes 60 degrees when the magnetic
그 때문에, 정지 기간(Toff)을 전기각 60도 이상으로 설정하면, 2상 이상의 통전이 동시에 정지되기 때문에, 교류 모터(1)의 3상 모두에 전류가 흐르지 않게 되므로, 교류 모터(1)는 토크를 출력할 수 없다. 따라서, 이와 같은 문제를 피하기 위해, 정지 기간(Toff)은 전기각 60도 이하로 한다. 한편, 각 정지 기간(Toff)을 균일하게 하지 않으면, 어느 하나의 상의 정지 기간(Toff)을 전기각 60도 이상으로 하는 것도 가능하지만, 전압·전류 파형의 대칭성이 손실되기 때문에 바람직하지 않다. 즉, 자기 포화 이용형 120도 통전 방식을 이용했을 경우의 정지 기간(Toff)은 전기각 60도로 된다.Therefore, if the stop period Toff is set to an electrical angle of 60 degrees or more, energization of two or more phases is stopped at the same time, so that no current flows in all three phases of the
도 8로 돌아와서, 전류 왜곡(ε)을 억제하기 위해서는, 단순히 유기 전압 이용형 180도 통전 방식을 이용하면 되는 것이 된다. 그러나, 유기 전압 이용형 180도 통전 방식은 저속역에 있어서 유기 전압이 작기 때문에, 이 유기 전압 이용형 180도 통전 방식에 의해 회전자의 위치 검출을 실현할 수 없다.Returning to FIG. 8, in order to suppress current distortion (epsilon), what is necessary is just to use the 180 degree electricity supply system of the organic voltage utilization type | mold. However, since the induced voltage is 180 degrees in the low speed region, the induced voltage is small. Therefore, the position detection of the rotor can not be realized by the induced voltage used 180 degrees in the energized system.
따라서, 도 8을 변경해서, 도 10에 나타내는 바와 같이, 교류 모터(1)의 회전 속도(ω)를 변수로서 더해서, 전류 왜곡(ε) 및 펄스 신호의 정지 기간(Toff)의 관계를 나타낸다. 도 10에서는, 회전 속도(ω)가 ω0 미만인 저속역(L)일 경우, 자기 포화 이용형 120도 통전 방식을 실행하고, 회전 속도(ω)가 ω0 이상인 고속역(H)일 경우, 유기 전압 이용형 180도 통전 방식으로 전환하는 것을 본 실시형태의 비교예로서 생각할 수 있다. 이 비교예의 경우에는, 고속역(H)에서 저속역(L)으로 천이(遷移)할 때에, 급격하게, 180도 통전에서 120도 통전으로 전환되기 때문에, 저속역(L)에 있어서 전류 왜곡(ε)이 급격하게 증가하게 된다.Therefore, FIG. 8 is changed and as shown in FIG. 10, the rotation speed (omega) of the
따라서, 방법 [1]에서는, 전류 왜곡(ε)을 저감하기 위해서, 도 3에 나타낸 바와 같이, U상의 스위치 소자(Sup, Sun)가 양쪽 모두 OFF의 상태로 되는 정지 기간(Toff), 즉 개방상의 구간을 설정한 새로운 통전 방식을 채용한다. 이 새로운 통전 방식에서는, 이 정지 기간(Toff)을 교류 모터(1)의 회전 속도 추정값(ωa)에 의거해서 조정하는 것으로 한다. 이에 따라, 저속역(L)에 있어서, 도 10의 곡선(Q)으로 나타내는 바와 같이, 교류 모터(1)의 회전 속도(ω)에 따라 빈번히 전류 왜곡(ε)의 크기를 변경할 수 있기 때문에, 비교예의 경우에 비해서 전류 왜곡(ε)을 억제할 수 있다. 즉, 도 1에 나타내는 바와 같이, 조정 수단(8)은, 속도 추정 수단(6f)으로부터 출력된 회전 속도 추정값(ωa)에 의거해서, 정지 수단(7)으로부터 출력되는 정지 기간(Toff)을 조정한다.Therefore, in the method [1], in order to reduce the current distortion [epsilon], as shown in Fig. 3, the stop period Toff in which both of the switch elements Sup and Sun in the U phase become OFF, i.e., open. Adopt a new energization method that sets the phase of the phase. In this new energization method, this stop period Toff is adjusted based on the rotation speed estimation value omega of the
환언하면, 조정 수단(8)은, 각 위상 추정 방식의 특성을 고려해서, 교류 모터(1)의 회전 속도(ω)가 낮을수록, 정지 수단(7)으로부터 출력되는 정지 기간(Toff)을 확대해서, 자기 포화형 위상 추정 방식을 우선적으로 이용한다. 단, 이때의 정지 기간(Toff)은, 자기 포화 이용형 120도 통전 방식의 정지 기간 이하, 즉, 전기각 60도 이하로 한다. 즉, 180도 통전 방식에 의한 펄스 신호의 정지 기간(Toff)은, 교류 모터(1)의 회전 속도, 토크, 모터 전류, 모터 인가 전압 등이 낮을수록, 전기각 60도 이하의 범위에서 증가시킨다. 한편, 교류 모터(1)의 회전 속도(ω)가 높을 때에는 유기 전압형 위상 추정 방식을 이용한다.In other words, the adjustment means 8 considers the characteristic of each phase estimation system, and enlarges the stop period Toff output from the stop means 7, so that the rotation speed (omega) of the
또한, 방법 [2]에서는, 조정 수단(8)은, 교류 모터(1)의 토크, 인버터(3)의 3상 교류 전류·전압(즉, 모터 전류, 모터 인가 전압) 등이 작을수록, 정지 기간(Toff)을 확대해서, 자기 포화형 위상 추정 방식을 우선적으로 이용해도 된다. 그 이유는, 정지 기간(Toff)을 전기각 60도 이하로 설정한다는 조건에 있어서, 모선 전류(IDC)의 통전 기간이 짧아서, 3상 교류 전류(Iu, Iv, Iw)를 정확하게 추출할 수 없는 경우에는, 유기 전압형 위상 추정 방식에 있어서의 추정 정밀도가 저하되기 때문이다.In the method [2], the adjusting means 8 stops as the torque of the
또한, 방법 [3]에서는, 조정 수단(8)은, 교류 모터(1)의 회전 속도(ω)가 높을수록, 또는, 교류 모터(1)의 토크, 인버터(3)의 3상 교류 전류·전압(즉, 모터 전류, 모터 인가 전압) 등이 클수록, 정지 기간(Toff)을 축소해서, 유기 전압형 위상 추정 방식을 우선적으로 이용한다. 그 이유는, 상기 방법 [2]의 경우와는 반대로, 모선 전류(IDC)의 통전 기간이 길기 때문에, 3상 교류 전류(Iu, Iv, Iw)를 정확하게 추출할 수 있으므로, 유기 전압형 위상 추정 방식의 추정 정밀도가 저하되지 않기 때문이다. 한편, 정지 기간(Toff)은 한없이 축소해서 제로로 해도 된다.In addition, in the method [3], the adjustment means 8 has the higher rotation speed (ω) of the
즉, 180 통전 방식의 펄스 신호의 정지 기간(Toff)은, 교류 모터(1)의 회전 속도(ω), 토크, 모터 전류, 모터 인가 전압 등이 높아질수록 감소시키거나, 또는 제로로 한다. 이에 따라, 전류 왜곡(ε)을 작게 할 수 있고, 교류 모터(1)의 효율 향상을 도모할 수 있다.That is, the stop period Toff of the 180-electric pulse type pulse signal decreases or becomes zero as the rotational speed omega, torque, motor current, motor applied voltage, etc. of the
한편, 방법 [4]에서는, 교류 모터(1)의 효율 향상을 도모하기 위해서, 조정 수단(8)은, 인버터(3)의 구동 주파수에 따라 정지 기간(Toff)을 변화시키도록 해도 된다. 예를 들면 인버터(3)의 구동 주파수가 높아질수록 정지 기간(Toff)을 짧게 하고, 인버터(3)의 구동 주파수가 낮아질수록 정지 기간(Toff)을 길게 하도록 변화시킨다.On the other hand, in the method [4], in order to improve the efficiency of the
또한, 방법 [5]에서는, 조정 수단(8)은, U상 전류(Iu)가 제로로 되는 타이밍(제로크로스점)을 포함하도록, 정지 기간(Toff)을 설정해도 된다. 도 11은, 도 1에 나타내는 인버터(3)에 있어서의 이상적인 U상 전류(Iua)의 파형도, 즉, 정지 기간(Toff)의 영향을 무시한 이상적인 U상 전류(Iua)의 파형도이다. 도 11에 나타내는 바와 같이, U상 전류(Iua)는, 전류 위상(θi)의 cos 함수이며, 점(P1, P2)은, U상 전류(Iua)가 제로로 되는 타이밍(제로크로스점)을 나타내고 있다. 따라서, 이 제로크로스점(P1, P2)을 포함하도록 정지 기간(Toff)을 설정하면, 도 3의 (b)에 있어서, 정지 기간(Toff)의 개시 시에 있어서의 U상 전류(Iu)의 절대값(Iu0)은 작아진다(제로에 가깝게 된다).In the method [5], the adjusting means 8 may set the stop period Toff so as to include the timing (zero cross point) at which the U-phase current Iu becomes zero. FIG. 11 is a waveform diagram of an ideal U-phase current Iua in the
이때, 도 3의 (b)에 있어서, 환류 기간(Tr)도 짧아지기 때문에, 기전압(V0)의 검출은 물론, 정지 기간(Toff) 직후의 시점에 있어서도 기전압(VOO)의 검출도 가능해져서, 회전자 위상의 검출 타이밍을 빠르게 한데다가 위상 추정 정밀도를 향상시킬 수 있다. 또한, 정지 기간(Toff) 직후의 기전압(VOO)의 검출 후에는, 즉시 정지 기간(Toff)을 해제함으로써, 정지 기간(Toff)을 좁혀서, 전류 왜곡을 억제할 수도 있다. 한편, 동일 상(相)의 상하의 스위치 소자의 단락 방지를 위해서 설정되는 데드타임은, 정지 기간(Toff)과 동등하다. 따라서, 데드타임 중에 U상 전류(Iu)를 검출하고, 이것이 문턱값 이하일 경우에는, 데드타임을 연장하고, 기전압(V0)을 검출해도 된다.At this time, since the reflux period Tr is also shortened in FIG. 3B, not only the detection of the electromotive voltage V0 but also the detection of the electromotive voltage VOO even at a time point immediately after the stop period Toff. Thus, the timing of detection of the rotor phase can be accelerated, and the phase estimation accuracy can be improved. In addition, after the detection of the electromotive voltage VOO immediately after the stop period Toff, the stop period Toff can be shortened, whereby the current distortion can be suppressed by canceling the stop period Toff immediately. On the other hand, the dead time set for the prevention of short circuit of the upper and lower switch elements of the same phase is equivalent to the stop period Toff. Therefore, during the dead time, the U phase current Iu is detected, and when this is less than or equal to the threshold value, the dead time may be extended to detect the electromotive voltage V0.
즉, 조정 수단(8)은, 180도 통전 펄스 신호의 정지 기간(Toff)을, 교류 모터(1)의 모터 전류로 제로가 되는 기간을 포함하도록 설정하는 것이 적합하다. 이에 따라, 도 3에 나타내는 환류 기간(Tr)을 짧게 해서, 정지 기간(Toff) 직후의 기전압(VOO)에 의해 회전자 위상의 검출 타이밍을 빠르게 할 수 있으므로, 정지 기간(Toff)을 좁힐 수 있다. 그 결과, 전류 왜곡을 더욱 작게 하는 것이 가능해진다.That is, it is suitable for the adjustment means 8 to set the stop period Toff of the 180 degree energization pulse signal to include the period which becomes zero by the motor current of the
〈교류 모터의 권선 가변 수단〉〈Variable variable means of alternating motor〉
또한, 조정 수단(8)은, 교류 모터(1)의 회전자의 자속량 또는 고정자의 권선의 감김수에 의거해서, 정지 기간(Toff)을 조정해도 된다. 도 12는, 교류 모터(1)가 권선 가변 수단 및 자속량 가변 회전자를 구비했을 경우에 있어서의 교류 모터(1)의 개념을 나타내고 있다. 즉, 도 12에 나타내는 바와 같이, 교류 모터(1)는, U상 권선 가변 수단(1a), V상 권선 가변 수단(1b), 및 W상 권선 가변 수단(1C)을 구비하고, 이들 권선 가변 수단(1a, 1b, 1C)에 의해, 교류 모터(1)의 각 상의 권선의 감김수를 변화시켜서 자속량 가변 회전자(1d)에 접속해도 된다.The adjusting means 8 may adjust the stop period Toff based on the amount of magnetic flux of the rotor of the
도 1에 나타내는 180도 통전 수단(6)은, 운전 상태에 따라서, 교류 모터(1)의 유기 전압 계수 또는 인덕턴스를 변화할 수 있는 것이 알려져 있다. 이것은, 교류 모터(1)의 운전 범위를 확대하기 위해서이며, 예를 들면, 자동차나 세탁기 등의 저속 시에 있어서 큰 토크가 요구되는 용도 등에 있어서 일반적으로 이용되고 있다. 따라서, 이 기술을 응용하면, 도 12에 나타내는 바와 같은, U상, V상, W상 권선 가변 수단(1a, 1b, 1c)과 자속량 가변 회전자(1d)를 구비한 구성을 실현할 수 있다.It is known that the 180 degree energization means 6 shown in FIG. 1 can change the induced voltage coefficient or inductance of the
이때, 유기 전압 계수 또는 인덕턴스를 증가시키면, 자기 포화 현상이 강해지기 때문에, 자기 포화형 위상 추정 방식의 위상 추정 정밀도가 향상된다. 이에 따라, 조정 수단(8)은, 정지 기간(Toff)을 좁히는 것이 가능해지고, 그 결과, 전류 왜곡을 작게 억제할 수 있다. 또한, 유기 전압 계수를 증가시키면, 같은 토크를 출력하는데 필요한 전류값이 작아지기 때문에, 결과적으로 전류 왜곡의 절대값을 억제할 수 있다. 또한, 인덕턴스를 증가시키면, 전류 왜곡의 고조파(高調波) 성분이 억제되기 때문에, 교류 모터(1)의 철손을 감소시킬 수 있다.At this time, if the induced voltage coefficient or inductance is increased, the magnetic saturation phenomenon becomes stronger, and thus the phase estimation accuracy of the self saturation type phase estimation method is improved. As a result, the adjustment means 8 can narrow the stop period Toff, and as a result, can suppress the current distortion small. In addition, when the induced voltage coefficient is increased, the current value required to output the same torque is reduced, and as a result, the absolute value of the current distortion can be suppressed. In addition, when the inductance is increased, the harmonic component of the current distortion is suppressed, so that iron loss of the
즉, 교류 모터(1)의 회전자의 자속량을 자유롭게 변화시킬 수 있을 경우에는, 조정 수단(8)이, 교류 모터(1)의 자속량에 따라서, 180도 통전 방식의 펄스 신호의 정지 기간(Toff)을 변화시킴으로써, 그 교류 모터(1)를 안정되게 구동시킬 수 있다.That is, when the magnetic flux amount of the rotor of the
또한, 교류 모터(1)의 고정자의 권선의 감김수가 전환될 경우에는, 조정 수단(8)이, 교류 모터의 권선의 감김수에 따라서, 180도 통전 방식의 펄스 신호의 정지 기간(Toff)을 변화시킴으로써, 그 교류 모터(1)를 안정되게 구동시킬 수 있다.In addition, when the winding number of the winding of the stator of the
이상에서 설명한 바와 같이, PWM 제어를 행하는 인버터(3)의 제어계로서, 전류 검출 수단(5), 180도 통전 수단(6), 정지 수단(7), 및 조정 수단(8)을 구비한 제1 실시형태의 모터 구동 제어 장치(100)의 구성에 의해, 소정의 회전 속도보다 큰 경우(중/고속 회전역)에서는 유기 전압 이용형 180도 통전 방식을 이용해서 회전자 위상의 추정을 행하고, 소정의 회전 속도 이하(저속역)에서는 교류 모터(1)의 운전 조건에 따른 정지 기간(Toff)을 설정해서, 자기 포화에 의한 기전력에 의해 회전자 위상의 추정을 행한다. 이에 따라, 전류 왜곡을 최소한으로 억제하면서, 교류 모터(1)의 정지 시를 포함하는 저속역에서 고속역에 이르기까지 위치센서리스 제어를 실행할 수 있다.As described above, as a control system of the
《제2 실시형태》&Quot; Second Embodiment &
다음으로, 제2 실시형태로서, 제1 실시형태의 모터 구동 제어 장치(100)를 이용한 공조 기기(10)에 대해서, 도 13 및 도 14를 이용해서 설명한다. 한편, 제1 실시형태와 마찬가지인 내용에 대해서는 설명을 생략한다. 도 13은, 제1 실시형태에 기재한 모터 구동 제어 장치(100)를 공조 기기(10)의 압축기(9)를 구동하는 교류 모터(1)의 제어에 적용했을 경우의 구성도를 나타내고 있다.Next, as an 2nd embodiment, the
한편, 도 13에 있어서, 압축기(9)는, 공조 기기(10)에 있어서의 열사이클의 구동원으로서 이용되는 것이다. 또한, 도 13에 있어서의 부호 3～8은, 도 1에 있어서의 인버터(3), 전류 검출 수단(4), 전압 검출 수단(5), 180도 통전 수단(6), 정지 수단(7) 및 조정 수단(8)이다.In addition, in FIG. 13, the compressor 9 is used as a drive source of the heat cycle in the
또한, 도 14는, 압축기(9)를 구동하는 교류 모터(1)의 토크 맥동 및 모터 전류 실효값의 파형을 나타내고 있고, 가로 축에 시간, 세로 축에 압축기(9)의 부하 토크(τ) 및 교류 모터(1)의 전류 실효값(I1)의 파형을 나타내고 있다. 도 14에 나타내는 바와 같이, 압축기(9)의 부하 토크(τ)가 주기성을 가지는 토크 맥동으로 되어 있는 것은, 압축기(9)의 운전 행정이 정기적인 압축 및 팽창을 반복하기 때문이다. 이때, 교류 모터(1)의 회전 속도(ω)를 안정화시키는 수법은, 예를 들면, 일본국 특개2006-180605호 공보에 기재되어 있는, 토크 리플(맥동 성분)에 대해서 역(逆)위상이 되는 토크 전류를 교류 모터(1)에 흘려보냄으로써 토크의 맥동 성분을 상쇄하는 토크 맥동 억제 제어를 이용함으로써 실현할 수 있다.14 shows the waveform of the torque pulsation and the motor current rms value of the
이 토크 맥동 억제 제어를 이용하면, 도 14에 나타내는 바와 같이, 교류 모터(1)의 전류 실효값(I1)도 부하 토크(τ)에 동기해서 맥동한다. 이것은, 부하 토크(τ)의 맥동을, 교류 모터(1)의 토크 맥동으로 상쇄하기 위해서이다. 도 14에 있어서, 점(P1～P3)은, 교류 모터(1)의 전류 실효값(I1)의 각 맥동 주기에 있어서의 극소값이다. 단, 맥동 주기마다 교류 모터(1)의 전류 실효값(I1)의 극소값이 2개 이상 있을 경우(도시 생략)에는, 그 극소값마다 개방상(정지 기간(Toff))을 설정해도 된다.Using this torque pulsation suppression control, as shown in FIG. 14, the current effective value I1 of the
즉, 제2 실시형태에서는, 조정 수단(8)은, 복수의 정지 기간(Toff)이 모터 전류 실효값(I1)의 극소점(P1～P3)을 각각 포함하도록 설정해도 된다. 이와 같은 설정에 의해, 모터 전류 실효값(I1)이 작을 때에 한해서 전류 왜곡이 발생하지만, 전류 왜곡에 의한 토크의 변화를 억제할 수 있고, 토크 맥동 억제 제어에의 간섭을 억제할 수 있다. 이에 따라, 압축기(9)를 저속역에서 안정되게 구동시킬 수 있다. 이 결과, 이와 같은 제어를 행하는 모터 구동 제어 장치(100)를 이용하는 공조 기기(10)는, 출력의 광범위화 및 고효율화를 달성할 수 있다.That is, in 2nd Embodiment, the adjustment means 8 may be set so that the some stop period Toff may include minimum points P1-P3 of the motor current effective value I1, respectively. With this setting, current distortion occurs only when the motor current effective value I1 is small, but it is possible to suppress a change in torque due to current distortion and to suppress interference to torque pulsation suppression control. Thereby, the compressor 9 can be driven stably at low speed. As a result, the
또한, 공조 기기(10)에 사용되고 있는 압축기(9)는 토크 맥동이 크기 때문에, 모터 전류 실효값(I1)은 맥동하지만, 이 경우에는, 180도 통전의 펄스 신호의 정지 기간(Toff)을, 교류 모터의 전류 실효값이 극히 작아지는 기간을 포함하도록 설정할 수도 있다. 한편, 교류 모터의 전류 실효값의 극소값이 2개 이상 있을 경우에는, 각각의 극소값에 대응해서 정지 기간(Toff)을 설정해도 된다.Moreover, since the compressor 9 used for the
한편, 조정 수단(8)은, 공조 기기(10)의 기계계(機械系)의 1주기와 교류 모터(1)의 전기각의 1주기가 상이할 때에는, 정지 기간(Toff)을, 전기각의 1주기마다 모터 전류의 실효값의 최소값이 존재하는 기간을 포함하도록 설정하면 적합하다.On the other hand, the adjustment means 8, when one cycle of the mechanical system of the
《제3 실시형태》&Quot; Third Embodiment &
제3 실시형태에서는, 공전하고 있는 교류 모터(1)를 재기동시킬 경우에 대해서, 도 15, 도 16을 이용해서 설명한다. 도 15는, 도 1에 나타내는 모터 구동 제어 장치에 의해 구동되는 교류 모터의 3상 교류 전압의 벡터의 관계를 나타내고 있다. 또한, 도 16은, 도 1에 나타내는 180도 통전 수단(6)에 있어서의 프리런 재기동 시의 위상 추정의 구성예를 나타내고 있다. 한편, 제1 실시형태와 중복되는 내용에 대해서는 설명을 생략한다. 단, 어떠한 외력이 없으면, 인버터(3)의 모든 스위치 소자(Sup～Swn)를 정지시키고 있는 한, 교류 모터(1)는 정지되어 있다.In 3rd Embodiment, the case where the
교류 모터(1)에 외력이 가해졌을 경우, 인버터(3)를 정지시킨 채이더라도 교류 모터(1)는 회전(공전)을 시작한다. 그리고, 도 15에 나타내는 바와 같이, 교류 모터(1)에는, 회전 속도(ω)에 따른 유기 전압(Vω)이 발생한다. 이때의 유기 전압(Vω)의 U상, V상, W상의 성분은, 각각, Vωu, Vωv, Vωw이다. 또한, 유기 전압 위상(θω)은, 유기 전압(Vω)과 U상 방향이 이루는 각도이다. d축은, 회전자 방향을 나타내고, 유기 전압 위상(θω)과 회전자 위상(θ)의 위상차는 90도이다.When an external force is applied to the
여기에서, 교류 모터(1)가 회전(공전)하고 있는 상태에서 안정되게 기동하는 상태를 프리런 재기동이라고 한다. 이 프리런 재기동에서는, 기동 쇼크를 방지하기 위해, 회전자 위상(θ)을 기동 전에 추정할 필요가 있다.Here, a state in which the
이때, 도 16에 나타내는 구성을 이용해서, 교류 모터(1)의 기동 전에 회전자 위상(θ)을 추정하는 방법에 대해서 설명한다. 프리런 재기동의 전까지는, 통전상이 존재하지 않는다. 이 때문에, 모선 전류(IDC)는 흐르지 않고, 180도 통전 수단(6)의 유기 전압형 위상 추정 수단(6b)은, 위상 추정에 적용할 수 없다. 또한, 전압 검출 수단(5)으로부터 얻은 기전압은, W상의 유기 전압(Vω)뿐이기 때문에, 자기 포화형 위상 추정 수단(6a)도 적용할 수 없다. 따라서, 프리런형 위상 추정 수단(6g)을 이용해서, W상의 유기 전압(Vω)으로부터 회전자 위상(θ)을 추정한다.At this time, the method of estimating the rotor phase (theta) before starting the
이 프리런형 위상 추정 수단(6g)은, 상기한 바와 같이, 도 15의 유기 전압 위상(θω)과 회전자 위상(θ)의 위상 차가 90도이기 때문에, 회전자 위상(θ)을 추정할 수 있다. 즉, 일본국 특개2005-137106호 공보에 개시되어 있는 바와 같이, 자기 포화에 의한 유기 전압 위상으로부터 회전자 위상을 검출하는 기술을 이용함으로써, 교류 모터(1)의 회전자 위상(θ)을 추정할 수 있다. 그리고, 회전자 위상(θ)의 추정 후, 유기 전압 이용형 180도 통전 방식을 개시한다.As described above, the free-run phase estimating means 6g can estimate the rotor phase θ because the phase difference between the induced voltage phase θω and the rotor phase θ of FIG. 15 is 90 degrees. have. That is, as disclosed in Japanese Laid-Open Patent Publication No. 2005-137106, the rotor phase θ of the
즉, 위상 추정 전환 수단(6c)은, 위상 추정 방식을 프리런형 위상 추정 수단(6g)으로부터 유기 전압형 위상 추정 수단(6a)으로 전환한다. 그러나, 회전 속도가 낮으면 유기 전압(Vω)이 작기 때문에, 유기 전압 위상으로부터 회전자 위상을 추정하는 방식에서는 추정 정밀도가 작으므로, 회전자 위상의 검출 오차에 의해 기동 쇼크가 발생하거나, 프리런 재기동에 실패하거나 할 우려가 있다.That is, the phase estimation switching means 6c switches the phase estimation method from the free-run phase estimation means 6g to the induced voltage phase estimation means 6a. However, when the rotational speed is low, the induced voltage Vω is small. Therefore, in the method of estimating the rotor phase from the induced voltage phase, the estimation accuracy is small. Therefore, starting shock occurs due to the detection error of the rotor phase, or free run. There is a risk of restart failure.
그래서, 제3 실시형태에서는, 프리런형 위상 추정 수단(6g)을 이용해서 회전자 위상(θ)을 추정한 후, 위상 추정 방식을 자기 포화형 위상 추정 수단(6b)으로 전환한다. 동시에, 전압 검출값의 절대값이 최소인 상을 정지 기간(Toff)으로 해서, 자기 포화형 180도 통전 방식을 개시함으로써, 기동 쇼크를 억제하면서 확실하게 프리런 재기동시킨다.Therefore, in the third embodiment, after the rotor phase θ is estimated using the free-run phase estimation means 6g, the phase estimation method is switched to the self-saturation phase estimation means 6b. At the same time, by starting the
도 15에 있어서, 예를 들면, 전압 위상(θω)이, 0≤θω≤π/3이면, ｜Vωu｜>｜Vωv｜, 및 ｜Vωw｜>｜Vωv｜가 성립된다.In Fig. 15, for example, when the voltage phase θω is 0 ≦ θω ≦ π / 3, | Vωu |> | Vωv | and | Vωw |> | Vωv | are established.
즉, V상 유기 전압(Vωv)의 절대값은, U상, V상, W상의 3상 중에서 최소이다.In other words, the absolute value of the V-phase induced voltage Vωv is the minimum among three phases of the U phase, the V phase, and the W phase.
그래서, 정지 수단(7)은, V상에 정지 기간(Toff)을 설정하고, U상과 W상 사이의 통전을 개시한다. 이에 따라, 전압값의 절대값이 가장 최소인 상을 정지시킴으로써, 최초에 인가하는 모터 전압(V1)과 유기 전압(Vω)의 위상차(Δθω)를 억제해서, 교류 모터(1)의 기동 쇼크를 억제할 수 있다.Therefore, the stop means 7 sets the stop period Toff on the V phase and starts energization between the U phase and the W phase. As a result, the phase difference Δθω between the motor voltage V1 and the induced voltage Vω to be applied first is restrained by stopping the phase where the absolute value of the voltage value is the minimum, and the start shock of the
즉, 교류 모터(1)가 공전하고 있을 때에는, 정지 수단(7)은, 전압 검출 수단(5)이 검출한 전압 검출값의 절대값이 최소값이 되는 상의 펄스 신호를 소정의 정지 기간(Toff)만큼 정지시킨다. 이에 따라, 180도 통전 수단(제어 수단)(6)은, 정지 기간(Toff)에 해당하지 않는 상의 펄스 신호에 의해 인버터(3)를 PWM 제어해서, 교류 모터(1)를 시동시킬 수 있다. 이에 따라, 교류 모터(1)의 시동 시의 변동이 없고, 부드러운 시동을 행할 수 있다.That is, when the
이상, 본 실시형태의 모터 구동 제어 장치(100) 및 그 모터 구동 제어 장치(100)를 이용한 공조 기기(10)는, 직류 전원(2)으로부터 공급되는 직류 전력을 PWM 제어에 의해 원하는 교류 전력으로 변환하고, 그 교류 전력을 교류 모터(1)에 공급하는 인버터(3)와, 상기 교류 모터(1)에 흐르는 모터 전류를 검출하는 전류 검출 수단(4)과, 상기 교류 모터(1)의 단자에 인가되는 모터 인가 전압을 검출하는 전압 검출 수단(5)과, 180도 통전의 펄스 신호를 출력해서, 상기 인버터를 PWM 제어하는 제어 수단(8)과, 상기 펄스 신호 중, 소정의 상의 펄스 신호를 소정의 정지 기간만큼 정지시키는 정지 수단(7)과, 상기 교류 모터(1)가 소정의 회전 속도 이하일 때의 운전 상태에 따라서, 상기 정지 수단(7)에 설정된 정지 기간을 가변 조정하는 조정 수단(8)을 구비한다. 이와 같은 구성을 구비하고 있으므로, 모터 구동 제어 장치(10O) 및 공조 기기(10)는, 정지 시를 포함하는 저속역에서 고속역까지 회전자의 위치 검출을 할 수 있으며, 전류 왜곡이 작고, 또한, 중성점 전위의 검출이 불필요한, 위치센서리스 제어를 행할 수 있다.As mentioned above, the motor
한편, 본 발명에 관련되는 모터 구동 제어 장치(100) 및, 공조 기기(10)의 실시형태에 대해서 구체적으로 설명했지만, 본 발명은 상기한 각 실시형태의 내용에 한정되는 것이 아니며, 그 요지를 일탈하지 않는 범위에서 다양한 변경이 가능하다.In addition, although the embodiment of the motor
즉, 본 발명은, 상기한 제1 실시형태 내지 제3 실시형태의 내용에 한정되는 것이 아니며, 다양한 변형이 가능하다. 환언하면, 전술한 각 실시형태는, 본 발명의 내용을 이해하기 쉽게 설명하기 위해서 상세하게 예시한 것이며, 반드시 상기에서 설명한 모든 구성을 구비하는 것에 한정되는 것이 아니다. 또한, 어느 실시형태의 구성 중 일부를 다른 실시형태의 구성으로 치환하는 것도 가능하고, 또한, 어느 실시형태의 구성에 다른 실시형태의 구성을 부가하는 것도 가능하다.That is, the present invention is not limited to the contents of the first to third embodiments described above, and various modifications are possible. In other words, each embodiment mentioned above is illustrated in detail in order to understand the content of this invention easily, and is not necessarily limited to having all the structures demonstrated above. In addition, it is also possible to replace a part of the structure of one embodiment with the structure of another embodiment, and it is also possible to add the structure of another embodiment to the structure of one embodiment.
또한, 각 실시형태의 구성 중 일부에 대해서, 다른 실시형태의 구성을 추가·삭제·치환하는 것도 가능하다. 또한, 상기한 각 구성, 기능, 처리부, 처리 수단 등은, 그들의 일부 또는 전부를, 예를 들면 집적 회로로 설계하는 등에 의해 하드웨어로 실현해도 된다. 또한, 상기의 각 구성, 기능 등은, 프로세서가 각각의 기능을 실현하는 프로그램을 해석해서 실행함으로써, 소프트웨어로 실현해도 된다. 한편, 각 기능을 실현하는 프로그램, 테이블, 파일 등의 정보는, 메모리, 하드디스크, SSD(Solid State Drive) 등의 기록장치, 또는, IC(integrated circuit) 카드, SD 카드, DVD(Digital Versatile Disc) 등의 기록 매체에 저장할 수 있다. 또한, 제어선이나 정보선은 설명 상 필요하다고 생각되는 것을 나타내고 있으며, 제품 상 반드시 모든 제어선이나 정보선을 나타내고 있다고는 할 수 없다. 실제로는 거의 모든 구성이 상호 접속되어 있는 것으로 생각해도 된다.In addition, it is also possible to add, delete, and replace the structure of another embodiment with respect to one part of the structure of each embodiment. In addition, each structure, function, processing part, processing means, etc. mentioned above may be implement | achieved in hardware by designing one part or all part by an integrated circuit, for example. In addition, each structure, function, etc. mentioned above may be implement | achieved by software by analyzing and executing a program which implements each function. On the other hand, information such as programs, tables, and files for realizing each function may be recorded in a memory device, a hard disk, a solid state drive (SSD), or an integrated circuit (IC) card, SD card, or DVD (Digital Versatile Disc). Can be stored in a recording medium such as In addition, the control line and the information line show what is considered necessary for description, and it does not necessarily need to show all the control line or information line on a product. In practice, almost all of the configurations may be considered to be interconnected.
본 발명에 의하면, 공조 기기에 이용되는 교류 모터를 구동 제어하는 모터 구동 제어 장치에 한하지 않고, 냉장고, 세탁기, 전기 청소기 등의 가전 기기에 이용되는 교류 모터를 구동하는 모터 구동 제어 장치로서도 유효하게 이용할 수 있다.Advantageous Effects of Invention The present invention is not limited to a motor drive control device for driving control of an AC motor used for an air conditioning device, but also effectively as a motor drive control device for driving an AC motor used for home appliances such as a refrigerator, a washing machine, and an electric vacuum cleaner. It is available.
1 : 교류 모터
la : U상 권선 가변 수단
lb : V상 권선 가변 수단
lc : W상 권선 가변 수단
1d : 자속량 가변 회전자
2 : 직류 전원
3 : 인버터
3a : 정극측 단자
3b 부극측 단자
3c : U상 단자
3d : V상 단자
3e : W상 단자
4 : 전류 검출 수단
5 : 전압 검출 수단
5a : U상 전압 검출 수단
5aa : 제1 분압 저항
5ab : 제2 분압 저항
5ac : 스위치 수단
5b : V상 전압 검출 수단
5c : W상 전압 검출 수단
6 : 180도 통전 수단(제어 수단)
6a : 자기 포화형 위상 추정 수단
6b : 유기 전압형 위상 추정 수단
6c : 위상 추정 전환 수단
6d : 전압 지령 수단
6e PWM 제어 수단
6f : 속도 추정 수단
6g : 프리런형 위상 추정 수단
7 : 정지 수단
8 : 조정 수단
9 : 압축기
10 : 공조 기기
100 : 모터 구동 제어 장치
VDC : 직류 전압
IDC : 모선 전류
Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn : 스위치 소자
Vu, Vv, Vw : U상 전압, V상 전압, W상 전압
Vua, Vva, Vwa : U상 단자 전압, V상 단자 전압, W상 단자 전압
V1 : 모터 전압
Iu, Iv, Iw : U상 전류, V상 전류, W상 전류
I1 : 모터 전류
Vω : 유기 전압
Vωu, Vωv, Vωw : 유기 전압의 U상 성분, V상 성분, W상 성분
Ton : 통전 기간
Toff : 정지 기간
Tr : 환류 기간
VO, VOO, VOa : 기전압
θ : 회전자 위상
θa : 위상 추정값
θv : 전압 위상
θi : 전류 위상
θω : 유기 전압 위상
ω : 회전 속도
ωa : 속도 추정값
τ : 부하 토크1: AC motor
la: U-phase winding variable means
lb: V-phase winding variable means
lc: W phase winding variable means
1d: magnetic flux variable rotor
2: DC power
3: inverter
3a: positive electrode terminal
3b negative terminal
3c: U phase terminal
3d: V phase terminal
3e: W phase terminal
4: current detection means
5: voltage detection means
5a: U phase voltage detection means
5aa: first voltage divider resistance
5ab: second partial pressure resistance
5ac: switch means
5b: V phase voltage detection means
5c: W phase voltage detection means
6: 180 degree energization means (control means)
6a: self saturation type phase estimation means
6b: organic voltage type phase estimation means
6c: phase estimation switching means
6d: voltage command means
6e PWM control means
6f: speed estimation means
6g: free-run phase estimation means
7: stop means
8: adjusting means
9: compressor
10: air conditioning equipment
100: Motor drive control device
VDC: DC voltage
IDC: Bus Current
Switch element: Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn
Vu, Vv, Vw: U phase voltage, V phase voltage, W phase voltage
Vua, Vva, Vwa: U-phase terminal voltage, V-phase terminal voltage, W-phase terminal voltage
V1: motor voltage
Iu, Iv, Iw: U phase current, V phase current, W phase current
I1: motor current
Vω: Induced Voltage
Vωu, Vωv, Vωw: U phase component, V phase component, W phase component of the induced voltage
Ton: energized period
Toff: stop period
Tr: reflux period
VO, VOO, VOa: Electromotive voltage
θ: rotor phase
θa: phase estimate
θv: voltage phase
θi: current phase
θω: induced voltage phase
ω: rotation speed
ωa: velocity estimate
τ: load torque
Claims (13)
상기 교류 모터에 흐르는 모터 전류를 검출하는 전류 검출 수단과,
상기 교류 모터의 단자에 인가되는 모터 인가 전압을 검출하는 전압 검출 수단과,
180도 통전의 펄스 신호를 출력해서, 상기 인버터를 PWM 제어하는 제어 수단과,
상기 펄스 신호 중, 소정의 상(相)의 펄스 신호를 소정의 정지 기간만큼 정지시키는 정지 수단과,
상기 교류 모터가 소정의 회전 속도 이하일 때의 운전 상태에 따라서, 상기 정지 수단에 설정된 정지 기간을 가변 조정하는 조정 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.An inverter for converting the DC power supplied from the DC power supply into the desired AC power by PWM control and supplying the AC power to the AC motor;
Current detecting means for detecting a motor current flowing in the AC motor;
Voltage detection means for detecting a motor applied voltage applied to a terminal of the AC motor;
Control means for outputting a 180 degree energized pulse signal to PWM control the inverter;
Stop means for stopping a pulse signal of a predetermined phase among the pulse signals for a predetermined stop period;
And an adjusting means for variably adjusting the stopping period set in said stopping means in accordance with an operating state when said AC motor is below a predetermined rotation speed.
상기 조정 수단은, 전기각(電氣角) 1주기에 있어서 상기 모터 전류가 제로가 되는 기간을 포함하도록 상기 정지 기간을 가변 조정하고, 그 정지 기간을 상기 정지 수단에 설정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치. The method of claim 1,
The adjusting means variably adjusts the stopping period so as to include a period in which the motor current becomes zero in one electric angle period, and sets the stopping period to the stopping means. controller.
상기 조정 수단은, 전기각 1주기에 있어서 상기 모터 전류의 실효값이 극소값이 되는 기간을 포함하도록 상기 정지 기간을 가변 조정하고, 그 정지 기간을 상기 정지 수단에 설정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.The method of claim 1,
The adjustment means variably adjusts the stop period so as to include a period in which the effective value of the motor current becomes a minimum value in one electric period, and sets the stop period to the stop means. Device.
상기 조정 수단은, 전기각 1주기에 있어서 상기 모터 전류의 실효값의 극소값이 복수 존재할 때에는, 각각의 상기 극소값에 대응해서, 복수의 정지 기간을 상기 정지 수단에 설정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.The method of claim 3,
The adjustment means sets a plurality of stop periods to the stop means in correspondence with the respective minimum values when there exist a plurality of minimum values of an effective value of the motor current in one electric angle. Device.
상기 조정 수단은, 상기 교류 모터의 회전 속도, 토크, 상기 모터 전류, 상기 모터 인가 전압 중 적어도 하나가 낮아질수록, 상기 정지 기간을 전기각 60도 이하의 범위에서 증가시켜서, 그 정지 기간을 상기 정지 수단에 설정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.The method of claim 1,
The adjusting means increases the stopping period in a range of 60 degrees or less of electric angle as the at least one of the rotational speed, torque, the motor current, and the motor applied voltage of the AC motor decreases, thereby stopping the stopping period. The motor drive control apparatus characterized by the above-mentioned.
상기 조정 수단은, 상기 교류 모터의 회전 속도, 토크, 상기 모터 전류, 상기 모터 인가 전압 중 적어도 하나가 높아질수록, 상기 정지 기간을 감소시거나 또는 제로로 해서, 그 정지 기간을 상기 정지 수단에 설정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.The method of claim 1,
The adjusting means reduces the stopping period or sets the stopping period to the stopping means as at least one of the rotational speed, the torque, the motor current, and the motor applied voltage of the AC motor increases. A motor drive control device, characterized in that.
상기 조정 수단은, 상기 인버터의 구동 주파수에 따라서 상기 정지 기간을 가변 조정하고, 그 정지 기간을 상기 정지 수단에 설정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.The method of claim 1,
And the adjustment means variably adjusts the stop period in accordance with the drive frequency of the inverter, and sets the stop period to the stop means.
상기 전압 검출 수단은, 상기 교류 모터의 단자와 당해 전압 검출 수단의 접속 상태를 ON/OFF시키는 스위치 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치. The method of claim 1,
And the voltage detecting means includes switch means for turning on / off a connection state between a terminal of the AC motor and the voltage detecting means.
상기 교류 모터가 공전하고 있을 때,
상기 정지 수단은, 상기 전압 검출 수단이 검출한 전압 검출값의 절대값이 최소값으로 되는 상의 상기 펄스 신호를 소정의 정지 기간만큼 정지시키고,
상기 제어 수단은, 상기 정지 기간에 해당하지 않는 상의 펄스 신호에 의해 상기 인버터를 PWM 제어하고, 상기 교류 모터를 시동시키는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.The method of claim 1,
When the AC motor is idle,
The stop means stops the pulse signal of the image whose absolute value of the voltage detection value detected by the voltage detection means becomes the minimum value by a predetermined stop period,
And the control means PWM-controls the inverter by a pulse signal of a phase that does not correspond to the stop period, and starts the AC motor.
상기 교류 모터가 자속량(磁束量)을 임의로 가변 가능할 때,
상기 조정 수단은, 상기 자속량에 따라서 상기 정지 기간을 가변 조정하고, 그 정지 기간을 상기 정지 수단에 설정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.The method of claim 1,
When the AC motor can arbitrarily vary the amount of magnetic flux,
And the adjustment means variably adjusts the stop period in accordance with the amount of magnetic flux, and sets the stop period to the stop means.
상기 조정 수단은, 상기 권선(捲線)의 감김수에 따라서 상기 정지 기간을 가변 조정하고, 그 정지 기간을 상기 정지 수단에 설정하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 제어 장치.The method of claim 1,
And said adjusting means variably adjusts said stop period in accordance with the number of turns of said winding, and sets said stop period to said stop means.
상기 조정 수단은, 상기 공조 기기의 기계계(器械系)의 1주기와 상기 교류 모터의 전기각의 1주기가 상이할 때에는, 상기 정지 기간을, 전기각의 1주기마다 상기 모터 전류의 실효값의 최소값이 존재하는 기간을 포함하도록 가변 조정하고, 그 정지 기간을 상기 정지 수단에 설정하는 것을 특징으로 하는 공조 기기.The method of claim 12,
The adjustment means is one of a mechanical system of the air conditioning apparatus and one cycle of an electric angle of the AC motor, wherein the stopping period is an effective value of the motor current for each period of the electric angle. And the stop period is set to the stop means.
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