KR20110068775A - Mimo system, receiving apparatus and method for receiving signal - Google Patents

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Abstract

PURPOSE: A MIMO system, receiving apparatus, and signal receiving method are provided to increase signal transmission ratio and link level performance and to reduce the complexity of a receiver. CONSTITUTION: A QR decomposition unit(300) converts a receiving signal into a receiving vector. The QR decomposition unit decomposes the channel matrix vector of the received vector to a single matrix vectors and an upper triangular matrix vector. A first estimation unit(302) estimates a symbol through the decomposed vectors. The first estimation unit calculates an LLR(Log Likelihood Ratio). A second estimation unit(304) estimates the symbol in a DFE(Determination Feedback Equalizer) method.

Description

다중 입출력 시스템, 수신장치 및 신호 수신방법 {MIMO system, receiving apparatus and method for receiving signal}Multiple input / output system, receiver and method for receiving signal {MIMO system, receiving apparatus and method for receiving signal}

본 발명의 일 양상은 무선통신 기술에 관한 것으로, 보다 상세하게는 다수의 안테나를 갖는 다중 입출력 시스템에서의 신호 검출 기술에 관한 것이다.One aspect of the present invention relates to a wireless communication technology, and more particularly, to a signal detection technique in a multiple input / output system having a plurality of antennas.

본 발명은 지식경제부사업의 일환으로 수행한 연구로부터 도출된 것이다. [국가관리번호 : 2009-F-047-01, 과제명 : 개방형 mmWave 무선 인터페이스 플랫폼 기술개발]The present invention is derived from research conducted as part of the Ministry of Knowledge Economy. [National Control No.: 2009-F-047-01, Project Name: Development of open mmWave air interface platform technology]

다중 입출력(Multiple input multiple output:이하 MIMO) 시스템은 송수신단에 다중 안테나를 사용함으로써 독립적인 페이딩 채널을 다수 개 형성하고 송신 안테나마다 서로 다른 신호를 전송한다. 이에 따라 데이터 전송 속도를 크게 향상시킬 수 있다.Multiple input multiple output (hereinafter referred to as MIMO) system forms multiple independent fading channels by using multiple antennas at the transceiver, and transmits different signals for each transmit antenna. As a result, the data transmission speed can be greatly improved.

그러나 MIMO 시스템은 데이터 고속 전송 시에 심벌 간의 간섭이 발생하고, 주파수의 선택적 페이딩에 약하다. 전술한 단점을 극복하기 위해 MIMO 시스템에 직교주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing:이하 OFDM) 방식을 함께 사용할 수 있다. OFDM 방식은 고속 데이터 전송에 적합한 변조 방식으로, 하나의 데이터 열이 보다 낮은 데이터 전송률을 갖는 부반송파를 통해 전송된다. However, in the MIMO system, inter-symbol interference occurs during high-speed data transmission and is weak in selective fading of frequencies. In order to overcome the aforementioned disadvantage, orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) may be used in a MIMO system. The OFDM scheme is a modulation scheme suitable for high-speed data transmission, in which one data string is transmitted on a subcarrier having a lower data rate.

MIMO 시스템과 OFDM 시스템을 결합하게 되면, MIMO 시스템의 장점은 그대로 이용하면서 단점은 OFDM 시스템을 이용해 상쇄시킬 수 있다. 즉, N개의 송신 안테나와 N개의 수신 안테나를 가지는 형태가 일반적인 MIMO 시스템이며, 이 MIMO 시스템에 OFDM 시스템을 결합한 구조가 MIMO-OFDM 시스템의 기본이 된다.When the MIMO system and the OFDM system are combined, the advantages of the MIMO system can be used while the disadvantages can be offset by the OFDM system. That is, a form having N transmit antennas and N receive antennas is a general MIMO system, and a structure in which an OFDM system is combined with the MIMO system is the basis of the MIMO-OFDM system.

일 양상에 따라, 복잡도가 낮은 다중 입출력-직교주파수 분할 다중화(MIMO-OFDM) 무선통신 기술을 제안한다.According to one aspect, a low complexity multiple input-output-orthogonal frequency division multiplexing (MIMO-OFDM) wireless communication technology is proposed.

일 양상에 따른 무선통신 환경에서 다중 안테나를 이용하여 신호를 수신하는 수신장치는, 수신신호를 수신벡터로 변환하고, 수신벡터의 채널 행렬 벡터(H)를 단일 행렬 벡터(Q) 및 상삼각 행렬 벡터(R)로 분해하는 QR 분해부, 분해된 단일 행렬 벡터(Q) 및 상삼각 행렬 벡터(R)를 이용하여 일부 심볼을 추정하고, 추정된 일부 심볼에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산하는 제1 추정부 및 결정 피드백 등화 방식을 이용하여 추정된 일부 심볼을 제외한 나머지 심볼을 추정하고, 채널 행렬 벡터(H)를 변경하여 추정된 나머지 심볼에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산하는 제2 추정부를 포함한다.In a wireless communication environment according to an aspect, a receiver for receiving a signal using multiple antennas converts a received signal into a received vector, and converts the channel matrix vector H of the received vector into a single matrix vector Q and an upper triangular matrix. QR symbols are decomposed into a vector (R), a decomposed single matrix vector (Q) and an upper triangular matrix vector (R) are used to estimate some symbols, and a log likelihood ratio (LLR) is calculated for the estimated some symbols. Estimating the remaining symbols except for some estimated symbols using the first estimator and the decision feedback equalization scheme, and calculating a log likelihood ratio (LLR) for the estimated remaining symbols by changing the channel matrix vector (H). 2 includes an estimator.

한편 다른 양상에 따른 무선통신 환경에서 다중 안테나를 이용하여 신호를 수신하는 수신장치는, 수신신호에 대해 최대우도 추정방식을 이용하여 일부 심볼을 추정하고, 결정 피드백 등화 방식을 이용하여 추정된 일부 심볼을 제외한 나머지 심볼을 추정하며, 일부 심볼 및 나머지 심볼에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산하되 수신신호의 채널 행렬 벡터(H)를 변경하여 나머지 심볼에 대한 로그 우도율을 계산하는 다중 입출력 수신부 및 추정된 일부 심볼 및 나머지 심볼을 디코딩하는 디코딩부를 포함한다.Meanwhile, in a wireless communication environment according to another aspect, a receiver for receiving a signal using multiple antennas estimates some symbols of a received signal using a maximum likelihood estimation method, and estimates some symbols estimated using a decision feedback equalization method. A multi-input / output receiver for estimating the remaining symbols except for and calculating the log likelihood ratio (LLR) for some symbols and the remaining symbols but changing the channel matrix vector (H) of the received signal to calculate the log likelihood ratio for the remaining symbols; And a decoding unit for decoding the estimated some symbols and the remaining symbols.

한편 또 다른 양상에 따른 다중 입출력 시스템은, 위상 및 안테나를 다르게 하여 이중 시공간 송신 다이버시티 코딩된 신호들을 송신하는 송신장치 및 송신장치로부터 신호를 수신하면 최대우도 추정방식을 이용하여 일부 심볼을 추정하고, 결정 피드백 등화 방식을 이용하여 추정된 일부 심볼을 제외한 나머지 심볼을 추정하며, 일부 심볼 및 나머지 심볼에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산하되 수신신호의 채널 행렬 벡터(H)를 변경하여 나머지 심볼에 대한 로그 우도율을 계산하는 수신장치를 포함한다.Meanwhile, a multiple input / output system according to another aspect estimates some symbols by using a maximum likelihood estimation method when a signal is received from a transmitter and a transmitter that transmits dual space-time transmit diversity coded signals with different phases and antennas. Using the decision feedback equalization method, the remaining symbols are estimated except some estimated symbols, and the log likelihood ratio (LLR) is calculated for some symbols and the remaining symbols, and the remaining symbols are changed by changing the channel matrix vector (H) of the received signal. And a receiver for calculating a log likelihood ratio for the receiver.

한편 또 다른 양상에 따른 무선통신 환경에서 다중 안테나를 이용하여 신호를 수신하는 방법은, 수신신호를 수신벡터로 변환하고, 수신벡터의 채널 행렬 벡터(H)를 단일 행렬 벡터(Q) 및 상삼각 행렬 벡터(R)로 분해하는 단계, 계산된 단일 행렬 벡터(Q) 및 상삼각 행렬 벡터(R)를 이용하여 일부 심볼을 추정하는 단계, 추정된 일부 심볼에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산하는 단계, 결정 피드백 등화 방식을 이용하여 추정된 일부 심볼을 제외한 나머지 심볼을 추정하는 단계 및 채널 행렬 벡터(H)를 변경하여 추정된 나머지 심볼에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산하는 단계를 포함한다.Meanwhile, a method of receiving a signal using multiple antennas in a wireless communication environment according to another aspect includes converting a received signal into a received vector and converting the channel matrix vector H of the received vector into a single matrix vector Q and an upper triangle. Decomposing it into a matrix vector (R), estimating some symbols using the computed single matrix vector (Q) and the upper triangular matrix vector (R), and calculating the log likelihood (LLR) for the estimated some symbols Estimating the remaining symbols except for some symbols estimated using the decision feedback equalization method, and changing the channel matrix vector H to calculate a log likelihood ratio (LLR) for the remaining estimated symbols. do.

일 실시예에 따르면, 이중 시공간 블록 코드-직교주파수 분할 다중화(Dual Space time block coded-orthogonal frequency division multiplexing:이하 이중 STBC-OFDM) 시스템에, 최대우도-결정 피드백 등화(Maximum Likelihood-Decision Feedback Equalizer:ML-DFE) 방식을 적용하여, 수신장치의 수신 복잡도를 낮추고, 전송률을 향상시킬 수 있다. According to an embodiment, in a dual space time block coded-orthogonal frequency division multiplexing (hereinafter referred to as dual STBC-OFDM) system, a maximum likelihood-decision feedback equalizer: By applying the ML-DFE) method, it is possible to lower the reception complexity of the receiver and improve the transmission rate.

특히, 본 발명의 실시예에 따른 이중 STBC-OFDM 수신 방법은, 송신 안테나의 수가 수신 안테나의 수보다 큰 경우 신호 전송률 및 링크 레벨 성능이 우수하다. 또한, 본 발명의 실시예에 따른 이중 STBC-OFDM 수신 방법에 의해서 수신기의 복잡도가 낮아져 기존의 고성능 수신기보다 구현이 용이하다.In particular, the dual STBC-OFDM reception method according to an embodiment of the present invention has excellent signal rate and link level performance when the number of transmitting antennas is larger than the number of receiving antennas. In addition, the complexity of the receiver is reduced by the dual STBC-OFDM reception method according to an embodiment of the present invention, which is easier to implement than a conventional high performance receiver.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 입출력 시스템의 송신장치를 도시한 구성도,
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 다중 입출력 시스템의 수신장치를 도시한 구성도,
도 3은 도 2의 다중입력 수신부의 세부 구성도,
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 신호 수신방법을 도시한 흐름도,
도 5는 IEEE 802.11a WLAN(Wireless Local Area Network) 표준을 가지고 본 발명의 이중 STBC-OFDM을 적용하였을 때 링크 레벨 시뮬레이션(Link Level Simulation) 결과를 보여주는 참조도이다.1 is a block diagram illustrating a transmission apparatus of a multiple input / output system according to an embodiment of the present invention;
2 is a block diagram illustrating a receiving apparatus of a multiple input / output system according to an embodiment of the present invention;
3 is a detailed configuration diagram of a multiple input receiver of FIG. 2;
4 is a flowchart illustrating a signal receiving method according to an embodiment of the present invention;
FIG. 5 is a reference diagram showing a link level simulation result when the dual STBC-OFDM of the present invention is applied with an IEEE 802.11a wireless local area network (WLAN) standard.

이하에서는 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 실시예들을 상세히 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 또한, 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 이용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
Hereinafter, with reference to the accompanying drawings will be described embodiments of the present invention; In the following description of the present invention, if it is determined that detailed descriptions of related well-known functions or configurations may unnecessarily obscure the subject matter of the present invention, the detailed description thereof will be omitted. In addition, terms to be described below are terms defined in consideration of functions in the present invention, which may vary according to intention or custom of a user or an operator. Therefore, the definition should be made based on the contents throughout the specification.

본 발명의 다중 입출력(Multiple input multiple output:이하 MIMO) 시스템은 무선통신 환경에서 다중 안테나를 이용하여 신호를 송수신하는 시스템이다. 특히 본 발명은 직교주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing:이하 OFDM) 방식과 결합할 수 있다. 또한 본 발명은 이중 시공간 블록 코드(Dual Space time block coded:이하 Dual STBC) 방식과 결합할 수 있다. 즉, 본 발명은 공간 다중화(spatial multiplexing) 기술 및 시간-공간 코딩(space-time coding) 기술을 결합한 MIMO 시스템이다.Multiple input multiple output (MIMO) system of the present invention is a system for transmitting and receiving signals using multiple antennas in a wireless communication environment. In particular, the present invention can be combined with orthogonal frequency division multiplexing (OFDM). In addition, the present invention can be combined with a dual space time block code (Dual STBC) scheme. That is, the present invention is a MIMO system combining a spatial multiplexing technique and a space-time coding technique.

본 발명은 다중입출력 시에 비선형 방식을 이용한다. 일반적인 비선형 방식은 수신기의 수신성능이 우수하지만 복잡도가 높아 구현하기가 용이하지 않다. 그러나, 본 발명에 따르면 비선형 방식을 사용할 때 성능은 기존 구성과 동일하지만 구현 복잡도는 낮출 수 있다. The present invention uses a non-linear approach in multiple input and output. In general, the nonlinear method has excellent reception performance of the receiver, but it is not easy to implement due to its complexity. However, according to the present invention, the performance is the same as that of the existing configuration when using the nonlinear method, but the implementation complexity can be reduced.

특히 본 발명에 따른 다중입출력 시스템은 송신장치의 송신 안테나의 수가 수신장치의 수신 안테나의 수보다 큰 것이 바람직하다. 예를 들면, 도 1에 도시된 바와 같이 송신장치(10)는 4개의 송신 안테나를 사용하고, 도 2에 도시된 바와 같이 수신장치(20)는 2개의 수신 안테나를 사용한다. 본 발명에 따르면, 송신장치(10)의 송신 안테나의 수가 수신장치(20)의 수신 안테나의 수보다 큰 경우, 높은 전송률과 링크 레벨 성능을 보장할 수 있다. 이때, 수신장치(20)의 복잡도는 낮기 때문에 수신장치(20)의 수신 성능을 보장할 수 있다.In particular, in the multiple input / output system according to the present invention, it is preferable that the number of transmitting antennas of the transmitting apparatus is larger than the number of receiving antennas of the receiving apparatus. For example, as shown in FIG. 1, the transmitter 10 uses four transmit antennas, and as shown in FIG. 2, the receiver 20 uses two receive antennas. According to the present invention, when the number of transmitting antennas of the transmitting apparatus 10 is larger than the number of receiving antennas of the receiving apparatus 20, high transmission rate and link level performance can be guaranteed. At this time, since the complexity of the receiving device 20 is low, the receiving performance of the receiving device 20 can be guaranteed.

이하 도 1 및 도 2를 통해 본 발명의 MIMO 시스템의 송신장치(10) 및 수신장치(20)에 대해 상세히 후술한다. Hereinafter, the transmitter 10 and the receiver 20 of the MIMO system of the present invention will be described in detail with reference to FIGS. 1 and 2.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 시스템의 송신장치(10)를 도시한 구성도이다.1 is a block diagram illustrating a transmitter 10 of a MIMO system according to an exemplary embodiment of the present invention.

도 1을 참조하면, 송신장치(10)는 역다중화부(100), 인코더(102), 인터리버(104), 맵퍼(106), STBC(108), IFFT부(110), CP 삽입부(112) 및 송신 안테나(114)를 포함한다.Referring to FIG. 1, the transmitter 10 includes a demultiplexer 100, an encoder 102, an interleaver 104, a mapper 106, an STBC 108, an IFFT unit 110, and a CP insertion unit 112. ) And transmit antenna 114.

역다중화부(demultiplexer)(100)는 송신 비트 스트림을 채널 인코딩하기 위해 다수의 데이터 열로 분리하며, 각각의 인코더(encoder)(102)는 입력된 데이터를 인코딩한다. 인코딩 후 데이터는 인터리버(interleaver)(104)에 의해 인터리빙되어, 맵퍼(mapper)(106)로 입력된다. 인터리빙은 주파수 선택적인 신호의 신호 왜곡을 분산화시키기 위함이다. 맵퍼(106)는 변조 방식(예를 들어, BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM)에 따라 인터리빙된 데이터를 변조한다. STBC(Space Time Block Code)(108)는 주파수 영역 상에서 알라무티(Alamouti)가 제안한 시공간 송신 다이버시티 코딩(Space-time Transmit Diversity Coding)을 수행한다. The demultiplexer 100 separates the transmission bit stream into a plurality of data streams for channel encoding, and each encoder 102 encodes the input data. After encoding, the data is interleaved by an interleaver 104 and input to a mapper 106. Interleaving is intended to disperse signal distortion of frequency selective signals. The mapper 106 modulates the interleaved data according to a modulation scheme (eg, BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM). Space Time Block Code (STBC) 108 performs Space-time Transmit Diversity Coding proposed by Alamouti on the frequency domain.

IFFT부(Inverse Fast FourierTransform)(110)는 각 STBC(108)에서 코딩된 신호들 각각에 대해서 시간 축의 신호로 변환한다. CP 삽입부(112)는 시간 축으로 변환된 심볼에, 보호구간을 위한 순환전치(CP: Cyclic Prefix) 부호를 삽입한다. 순환전치 부호는 IFFT 결과의 일정 끝 부분을 복사한 정보이다. 순환전치 부호가 삽입된 신호는 병렬 신호로 변환되고, 다수 개의 송신 안테나(114)는 무선 채널 상으로 송신신호를 수신장치(200)에 병렬 전송한다.An Inverse Fast FourierTransform (IFFT) 110 converts each of the signals coded in each STBC 108 into a signal on a time axis. The CP insertion unit 112 inserts a Cyclic Prefix (CP) code for a guard interval into a symbol converted into a time axis. The cyclic prefix is a copy of a part of an IFFT result. The signal having the cyclic prefix code inserted therein is converted into a parallel signal, and the plurality of transmitting antennas 114 transmits the transmission signal to the receiving apparatus 200 in parallel on the wireless channel.

이하, 수학식을 통해 본 발명의 송신장치(10)를 통해 송신되는 신호에 대해 상세히 후술한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 도 1에 도시된 바와 같이 송신장치(10)는 4개의 송신 안테나(114)를 이용한다. 이때, 역고속 푸리에 변환(IFFT) 후에 시간 영역 상에서 공간-시간 송신 다이버시티 코딩 과정은 다음 수학식 1과 같이 표현될 수 있다.Hereinafter, the signal transmitted through the transmitter 10 of the present invention through the equation will be described in detail below. According to an embodiment of the present invention, as shown in FIG. 1, the transmitter 10 uses four transmit antennas 114. In this case, the space-time transmit diversity coding process in the time domain after the inverse fast Fourier transform (IFFT) may be expressed as Equation 1 below.

Figure pat00001
Figure pat00001

수학식 1에서 행렬 x(n, n+1)는 4개의 심볼 s0, s1, s2, s3가 2 심볼 시간(Symbol time) 동안 전송되는 것을 의미한다. 행렬 x의 열은 시간 축을 의미하고, 행은 각 송신 안테나별 전송을 의미한다. 일 실시예에 따르면, 송신장치(10)는 데이터 송신시에, 첫 번째 심볼 시간에서 4개의 심볼을 그대로 전송한다. 그리고, 다음 심볼 시간에서 송신하려는 4개의 심볼의 위상(phase)을 다르게 한다. 이어서, 위상을 다르게 한 4개의 신호를 이전 심볼 시간에서 전송했던 안테나와 다른 송신 안테나를 통해 전송한다.In Equation 1, the matrix x (n, n + 1) means that four symbols s 0 , s 1 , s 2 , and s 3 are transmitted for two symbol times. The column of the matrix x means the time axis, and the row means transmission for each transmit antenna. According to an embodiment, the transmission apparatus 10 transmits four symbols as they are in the first symbol time at the time of data transmission. Then, the phases of the four symbols to be transmitted are changed at the next symbol time. Subsequently, four out-of-phase signals are transmitted through a transmit antenna different from the antenna transmitted at the previous symbol time.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 시스템의 수신장치(20)를 도시한 구성도이다.2 is a block diagram showing the receiving device 20 of the MIMO system according to an embodiment of the present invention.

도 2를 참조하면, 수신장치(20)는 수신 안테나(200), CP 제거부(202), FFT부(204), 다중 입출력 수신부(206), 디인터리버(208) 및 디코더(210)를 포함한다.Referring to FIG. 2, the receiver 20 includes a reception antenna 200, a CP remover 202, an FFT unit 204, a multiple input / output receiver 206, a deinterleaver 208, and a decoder 210. do.

발명의 실시예에 따른 수신장치(20)는 이중 STBC-OFDM 환경에 적용되는데, 수신 안테나(200)를 통해 송신장치(10)로부터 신호를 수신한다. 여기서, 본 발명의 실시예는 도 2에 도시된 바와 같이, 수신 안테나(200)를 2개로 제한하는 시스템을 고려하였다. 그러나 본 발명은 이에 국한된 것이 아니라, 수신 안테나를 여러 개를 두어 수신 다이버시티(Receive Diversity)를 추가적으로 구현할 수 있다.The receiving device 20 according to the embodiment of the present invention is applied to a dual STBC-OFDM environment, and receives a signal from the transmitting device 10 through the receiving antenna 200. Here, in the embodiment of the present invention, as shown in FIG. 2, a system for limiting two receive antennas 200 is considered. However, the present invention is not limited thereto, and the reception diversity may be additionally implemented by providing several reception antennas.

다수 개의 CP 제거부(CP Remover:CPR)(202)는 각 수신 안테나(200)를 통해 수신된 신호들 각각에서 CP를 제거한다. 다수 개의 FFT부(204)는, 각 CP 제거부(202)의 출력들 각각에 대해서 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform:FFT)을 수행한다.A plurality of CP removers (CPRs) 202 removes a CP from each of the signals received through each receive antenna 200. The plurality of FFT units 204 performs a Fast Fourier Transform (FFT) on each of the outputs of each CP remover 202.

다중 입출력 수신부(206)는 각 FFT부(204)에 의해서 출력된 송신 데이터 심볼에 대해 추정을 수행하고, 추정된 심볼로부터 로그 우도율(Log-likelihood ratio:LLR)을 계산한다. 이에 대한 상세한 설명은 도 3에서 후술한다.The multiple input / output receiver 206 estimates the transmission data symbols output by each FFT unit 204 and calculates a log-likelihood ratio (LLR) from the estimated symbols. Detailed description thereof will be described later with reference to FIG. 3.

이어서, 디인터리버(deinterleaver)(208)는 다중 입출력 수신부(206)에서 출력된 신호를 디인터리빙한다. 디코더(decoder)(210)는 디인터리빙된 신호를 복호화하여 송신 데이터를 추정한다. 디코더(210)는 비터비 디코더(viterbi decoder)일 수 있다.Subsequently, the deinterleaver 208 deinterleaves the signal output from the multiple input / output receiver 206. Decoder 210 decodes the deinterleaved signal to estimate the transmission data. The decoder 210 may be a Viterbi decoder.

이하 본 발명의 일 실시예에 따라 수신장치(20)의 수신신호 처리 과정에 대해 상세히 후술한다.Hereinafter, a reception signal processing process of the reception apparatus 20 according to an embodiment of the present invention will be described in detail.

일 실시예에 따르면, 수신장치(20)는 수신신호를 2 심볼 시간(symbol time) 동안 수신하여 처리한다. 그리고 2 심볼 시간 동안 수신된 신호는 다음 수학식 2와 같이 표현될 수 있다. 여기서 수신된 신호 행렬 r은 도 2에서 고속 푸리에 변환(FFT)을 수행한 후의 신호를 의미한다.According to an embodiment, the reception apparatus 20 receives and processes a received signal for two symbol times. The signal received during the two symbol times may be expressed as in Equation 2 below. Here, the received signal matrix r means a signal after performing Fast Fourier Transform (FFT) in FIG. 2.

Figure pat00002
Figure pat00002

도 2를 참조하면, 주파수 선택적 페이딩 채널(selective fading channel)을 거쳐서 수신된 신호는 2 심볼 시간 동안 2개의 수신 안테나를 통해 수신된다. 따라서, 수학식 2에서와 같이 수신된 신호는 2행 2열(2×2)로 표현될 수 있다. Referring to FIG. 2, a signal received via a frequency selective fading channel is received through two receive antennas for two symbol times. Therefore, the received signal as shown in Equation 2 may be represented by two rows and two columns (2 × 2).

그러나, 2개의 안테나로 수신된 신호는 4행 1열(4×1)인 벡터로 표현될 수 있다. 즉, 2개의 수신 안테나로 수신 처리된 신호 2행 2열(2×2)을 4행 1열(4×1)의 벡터로 변환할 수 있다. 그 이유는 송신된 신호가 2 심볼 시간에 걸쳐 위상과 송신 안테나의 위치가 변경되었지만 중복된 신호를 전송하기 때문이다. 이에 따라 수학식 2는 등가적으로 수학식 3과 같이 표현될 수 있다.However, the signal received by the two antennas may be represented by a vector of four rows and one column (4 × 1). That is, the signal 2 rows 2 columns (2 × 2) received by the two reception antennas can be converted into a vector of 4 rows 1 column (4 × 1). This is because the transmitted signal transmits a duplicated signal although the phase and the position of the transmitting antenna have changed over two symbol times. Accordingly, Equation 2 may be equivalently expressed as Equation 3.

Figure pat00003
Figure pat00003

여기서, 수학식 3의 유효한 채널 행렬 벡터 H 부분의 효과를 제거하는 것이 등화기의 역할이다.Here, it is the role of the equalizer to remove the effect of the effective channel matrix vector H portion of equation (3).

도 3은 도 2의 다중입출력 수신부(206)를 도시한 세부 구성도이다.3 is a detailed block diagram illustrating the multiple input / output receiver 206 of FIG. 2.

도 3을 참조하면, 다중입출력 수신부(206)는 QR 분해부(300), 제1 추정부(302) 및 제2 추정부(304)를 포함한다.Referring to FIG. 3, the multi-input / output receiver 206 includes a QR decomposition unit 300, a first estimator 302, and a second estimator 304.

QR 분해부(300)는 수학식 3의 채널 행렬 벡터 H를 기본으로 단일 행렬 벡터(unitary matrix vector:이하 Q 행렬 벡터) 및 상삼각 행렬 벡터(upper triangular matrix vector:이하 R 행렬 벡터)를 QR 분해(decomposition)한다. 그리고, 분해된 Q 행렬 벡터와 R 행렬 벡터를 계산한다. QR 분해의 결과는 다음 수학식 4와 같이 표현될 수 있다. 수학식 4에서 QHQ = I를 의미한다.The QR decomposition unit 300 performs QR decomposition on a unitary matrix vector (hereinafter referred to as a Q matrix vector) and an upper triangular matrix vector (hereinafter referred to as an R matrix vector) based on the channel matrix vector H of Equation 3 below. (decomposition) Then, the decomposed Q matrix vector and the R matrix vector are calculated. The result of QR decomposition may be expressed as Equation 4 below. In Equation 4, QHQ = I.

Figure pat00004
Figure pat00004

한편, 수학식 5는 Q 행렬 벡터의 계산 과정을 나타낸 것이고, 수학식 6은 R 행렬 벡터를 계산하는 과정을 나타낸 것이다. 전술한 Q 행렬 벡터와 R 행렬 벡터의 계산은 공지된 기술을 이용할 수 있다.Equation 5 shows a process of calculating a Q matrix vector, and Equation 6 shows a process of calculating an R matrix vector. The above-described calculation of the Q matrix vector and the R matrix vector may use a known technique.

Figure pat00005
Figure pat00005

Figure pat00006
Figure pat00006

수학식 6을 통해 알 수 있는 바와 같이, R 행렬 벡터 R23의 값은 0으로 계산된다. 전술한 특징은 이중 STBC-OFDM 방식에서 가능한 채널 행렬이기 때문이다. 또한, R33=R22임을 확인할 수 있다.As can be seen from Equation 6, the value of the R matrix vector R 23 is calculated as zero. This is because the above-described feature is a possible channel matrix in the dual STBC-OFDM scheme. In addition, it can be confirmed that R3 3 = R 22 .

한편, 제1 추정부(302)는 계산된 Q 행렬 벡터 및 R 행렬 벡터를 이용하여 일부 심볼을 추정하고, 추정된 일부 심볼에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산한다. 제1 추정부(302)는 일부 심볼을 추정하기 위해서 다음 수학식 7과 같은 신호처리 과정을 거친다.Meanwhile, the first estimator 302 estimates some symbols using the calculated Q matrix vector and the R matrix vector, and calculates a log likelihood ratio (LLR) for the estimated some symbols. The first estimator 302 undergoes a signal processing process as shown in Equation 7 to estimate some symbols.

Figure pat00007
Figure pat00007

수학식 7을 참조하면, 제1 추정부(302)는 정해진 배열(constellation)에 의해 s3을 대입하여 가장 근사한 수치를 찾아낼 수 있다. 예를 들어, 송신 변조 신호 s3이 64-QAM 방식의 변조를 이용하였으면(C = 64), 64 개 모두에 해당하는 격자점(complex point)을 대입하여 가장 작은 최소값을 검색한다. 이를 수학식으로 나타내면 다음 수학식 8와 같다.Referring to Equation 7, the first estimator 302 can find the closest numerical value by substituting s 3 by a predetermined constellation. For example, if the transmission modulated signal s 3 uses 64-QAM modulation (C = 64), the smallest minimum value is searched by substituting all 64 complex points. This is represented by Equation 8 below.

Figure pat00008
Figure pat00008

여기서 (·)는 i 번째 행에 해당하는 벡터를 의미한다. 수학식 8에 의해 송신신호 s2 및 s3가 추정된다. 이 과정에서 구현 복잡도를 감소시키기 위해 제1 추정부(302)는 R22s2의 계산 결과값을 저장해 둔다. 이 R22s2의 계산 결과를 저장해 놓으면 따로 R22s2의 값을 계산할 필요가 없다. 왜냐하면 s0, s1, s2 와 s3은 동일한 배열(constellation) 도메인(domain)에 속해 있기 때문이다. 만약 수학식 4에서 R 행렬의 2번째 행 3번째 열의 값(R23)이 0이 아니면, 위의 수학식 8은 성립되지 않고, 최소값을 주는 s2와 s3의 조합을 추정하기 위해 필요한 곱셈 계산은 64×64 = 4096번이 필요하다.Here, (·) means a vector corresponding to the i th row. Transmitted signals s 2 and s 3 are estimated by the equation (8). In this process, in order to reduce the implementation complexity, the first estimator 302 stores the calculated result of R 22 s 2 . The R 22, saving the result of the calculation of s 2 does not need to calculate the value of R 22 s 2 separately. Because s 0 , s 1 , s 2 and s 3 belong to the same constellation domain. If the value (R 23 ) of the second row and the third column of the R matrix in Equation 4 is not 0, Equation 8 above does not hold and multiplication is necessary to estimate the combination of s 2 and s 3 that gives the minimum value. The calculation requires 64 × 64 = 4096 times.

위의 수학식 8에 의해 제1 추정부(302)는 송신신호 s2 와 s3의 콤비네이션(combination)을 최대우도 추정(Maximum Likelihood estimate:ML estimate)으로 체크한다. According to Equation 8 above, the first estimator 302 checks the combination of the transmission signals s 2 and s 3 as a maximum likelihood estimate (ML estimate).

수학식 8를 통해 가장 최소값을 가지는 s2 와 s3를 경판정(hard-decision) 방식으로 선택하면 이를 디맵핑하고 디맵핑 값을 디코딩할 수 있다. 그러나, 본 발명은 신호의 검파 능력을 향상시키기 위해, 제1 추정부(302)가 추정된 심볼 s2와 s3의 비트 정보에 해당하는 로그 우도율(LLR) 값을 비트 단위로 계산한다. s2와 s3의 비트 단위에 해당하는 LLR 값의 계산은 다음 수학식 9와 같이 표현된다.In Equation 8, s 2 and s 3 having the lowest values are selected in a hard-decision manner to demap and decode the demapping values. However, in the present invention, in order to improve the detection capability of the signal, the first estimator 302 calculates a log likelihood ratio (LLR) value corresponding to the bit information of the estimated symbols s 2 and s 3 in bits. The calculation of the LLR value corresponding to the bit unit of s 2 and s 3 is expressed as in Equation 9 below.

Figure pat00009
Figure pat00009

수학식 9에서 bq는 심볼 s2와 s3의 q번째 비트에 해당하는 LLR을 나타낸다. 마찬가지로

Figure pat00010
는 존재하는 배열상에서 q번째 비트가 0일 때를 의미하고, 반대로
Figure pat00011
는 존재하는 배열상에서 q번째 비트가 1일 때를 의미한다. 이렇게 하여 얻어진
Figure pat00012
와
Figure pat00013
의 LLR 값은 저장된다.In Equation 9, b q represents an LLR corresponding to the q th bit of symbols s 2 and s 3 . Likewise
Figure pat00010
Means when the qth bit is zero in the existing array, and vice versa
Figure pat00011
Is when the qth bit is 1 in the existing array. Thus obtained
Figure pat00012
Wow
Figure pat00013
The LLR value of is stored.

한편, 제2 추정부(304)는 추정된 일부 심볼을 제외한 나머지 심볼에 대해 결정 피드백 등화((Decision Feedback Equalizer:이하 DFE) 방식을 이용하여 추정한다. 그리고, 채널 행렬 벡터(H)를 변경하여 추정된 나머지 심볼에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산한다. 이때 제2 추정부(304)는 수학식 10과 같이

Figure pat00014
와
Figure pat00015
를 DFE로 결정한다. DFE는 송신신호를 추정할 때에, 피드백 방식을 통해 데이터 스트림이 피드백되는 방식이다.On the other hand, the second estimator 304 estimates the remaining symbols except for the estimated some symbols by using a decision feedback equalization (DFE) method. Compute the log likelihood ratio (LLR) for the estimated remaining symbols, where the second estimator 304 is expressed by Equation 10:
Figure pat00014
Wow
Figure pat00015
Is determined as DFE. The DFE is a method in which a data stream is fed back through a feedback method when estimating a transmission signal.

Figure pat00016
Figure pat00016

수학식 10에서, 여기서

Figure pat00017
는 양자화(quantization) 연산(hard-decision symbol)을 의미한다. ML 추정은 시공간 코딩 기법으로 송신 다이버시티 이득을 얻으면서 성능이 우수하나, 수신단의 복잡도가 높다. 그러나, 본 발명의 ML 추정은 전술한 바와 같이 DFE를 적용함에 따라, 수신단의 복잡도를 낮출 수 있다.In equation (10), where
Figure pat00017
Means quantization (hard-decision symbol). ML estimation is a space-time coding technique that achieves excellent transmit diversity gain, but has a high complexity of the receiver. However, the ML estimation of the present invention can reduce the complexity of the receiver by applying the DFE as described above.

한편, 제2 추정부(304)는

Figure pat00018
와
Figure pat00019
의 LLR 값을 구하기 위해, 채널 행렬 벡터 H를 변경하고 나서 수학식 4에서부터 수학식 10까지를 반복한다. 즉 다음 수학식 11과 같이 채널 행렬 벡터
Figure pat00020
를 변경한다.On the other hand, the second estimator 304
Figure pat00018
Wow
Figure pat00019
In order to find the LLR value of, the channel matrix vector H is changed and Equations 4 to 10 are repeated. That is, the channel matrix vector as shown in Equation 11 below.
Figure pat00020
Change

Figure pat00021
Figure pat00021

따라서 심볼을 추정하기 위해 소요되는 제곱 유클리디안 거리(Squared Euclidean distance)의 개수는 2C개이다. 아래 표 1에서와 같이, 소요되는 제곱 유클리디안 거리의 연산량을 비교할 수 있다.Therefore, the number of squared Euclidean distances required to estimate the symbol is 2C. As shown in Table 1 below, the computation amount of squared Euclidean distance required can be compared.

BPSKBPSK QPSKQPSK 16-QAM16-QAM 64-QAM64-QAM 일반적인 MLCommon ML 24
2 4
44 4 4 164 16 4 644 64 4 본 발명의 MLML of the present invention 2x22
2 x 2 2
2x42 2 x 4 2 2x162 2 x 16 2 2x642 2 x 64 2

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 신호 수신방법을 도시한 흐름도이다.4 is a flowchart illustrating a signal receiving method according to an embodiment of the present invention.

도 4를 참조하면, 본 발명의 다중입출력 시스템의 수신장치(20)는 우선 수신신호를 수신벡터로 변환하고, 수신벡터의 채널 행렬 벡터 H를 Q 행렬 벡터 및 R 행렬 벡터로 분해한다(400).Referring to FIG. 4, the receiving apparatus 20 of the multi-input / output system according to the present invention first converts a received signal into a received vector, and decomposes the channel matrix vector H of the received vector into a Q matrix vector and an R matrix vector (400). .

이어서, 수신장치(20)는 분해된 Q 행렬 벡터 및 R 행렬 벡터를 이용하여 일부 심볼을 추정하고, 추정된 일부 심볼에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산한다(410).Subsequently, the receiver 20 estimates some symbols using the decomposed Q matrix vector and the R matrix vector, and calculates a log likelihood ratio (LLR) for the estimated some symbols (410).

이어서, 수신장치(20)는 결정 피드백 등화 방식(DFE)을 이용하여 추정된 일부 심볼을 제외한 나머지 심볼을 추정하고, 채널 행렬 벡터(H)를 변경하여 추정된 나머지 심볼에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산한다(420).Subsequently, the receiver 20 estimates the remaining symbols except for some symbols estimated using the decision feedback equalization method DFE, and changes the channel likelihood ratio LLR for the remaining estimated symbols by changing the channel matrix vector H. 420 is calculated.

도 5는 IEEE 802.11a WLAN(Wireless Local Area Network) 표준을 가지고 본 발명의 이중 STBC-OFDM을 적용하였을 때 링크 레벨 시뮬레이션(Link Level Simulation) 결과를 보여주는 참조도이다.FIG. 5 is a reference diagram showing a link level simulation result when the dual STBC-OFDM of the present invention is applied with an IEEE 802.11a wireless local area network (WLAN) standard.

도 5를 참조하면, 패킷(Packet)의 크기는 1000(byte)이고, 무선 채널은 50ns RMS 딜레이 스프레드(delay spread)를 가지는 다중 경로 페이딩 채널 모델을 적용한다. 본 발명의 실시예에서 제안된 이중 STBC-OFDM(듀얼 ML)은 기존의 선형 방식 중 하나인 선형 등화기보다 동일한 PER(Packet Error Rate)에서 SNR(Signal to Noise Ratio)의 이득이 더 우수함을 확인할 수 있다. 또한, 본 발명의 이중 STBC-OFDM(듀얼 ML)은 STBC-OFDM(ML)와 결과가 겹쳐있어 동일한 성능을 보이지만, 복잡도에 있어서 표 1에서 전술한 바와 같이 더 간단함을 확인할 수 있다.Referring to FIG. 5, a packet size is 1000 (bytes), and a wireless channel uses a multipath fading channel model having a 50 ns RMS delay spread. The dual STBC-OFDM (dual ML) proposed in the embodiment of the present invention has a better signal to noise ratio (SNR) at the same packet error rate (PER) than the linear equalizer, which is one of the conventional linear schemes. Can be. In addition, the dual STBC-OFDM (dual ML) of the present invention overlaps with the results of STBC-OFDM (ML) shows the same performance, but it can be seen that the complexity is simpler as described in Table 1 above.

본 발명의 실시예에 따른 이중 STBC-OFDM 수신 방법은, 기존의 STBC-OFDM 시스템에서 ML-DFE 기술을 적용하여, 수신장치의 수신 복잡도를 낮추고, 전송률을 향상시킬 수 있다. 특히, 본 발명의 실시예에 따른 이중 STBC-OFDM 수신 방법은 송신 안테나의 수가 수신 안테나의 수보다 큰 경우, 예를 들어 4개의 송신 안테나와 2개의 수신 안테나를 사용하는 경우, 높은 전송률과 링크 레벨 성능을 가진다. 또한, 본 발명의 실시예에 따른 이중 STBC-OFDM 수신 방법에 의해서 수신기의 복잡도가 낮아져 기존의 고성능 수신기보다 사용하기에 용이하다.
In the dual STBC-OFDM reception method according to the embodiment of the present invention, by applying the ML-DFE technology in the existing STBC-OFDM system, it is possible to reduce the reception complexity of the receiver, and improve the transmission rate. In particular, the dual STBC-OFDM reception method according to an embodiment of the present invention has a high transmission rate and link level when the number of transmitting antennas is larger than the number of receiving antennas, for example, when four transmitting antennas and two receiving antennas are used. Has performance. In addition, the complexity of the receiver is reduced by the dual STBC-OFDM reception method according to an embodiment of the present invention, which is easier to use than a conventional high performance receiver.

이제까지 본 발명에 대하여 그 실시예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.The embodiments of the present invention have been described above. Those skilled in the art will appreciate that the present invention can be implemented in a modified form without departing from the essential features of the present invention. Therefore, the disclosed embodiments should be considered in an illustrative rather than a restrictive sense. The scope of the present invention is shown in the claims rather than the foregoing description, and all differences within the scope will be construed as being included in the present invention.

10 : 송신장치 20 : 수신장치
100 : 역다중화부 102 : 인코더
104 : 인터리버 106 : 맵퍼
108 : STBC 110 : IFFT부
112 : CP 삽입부 114 : 송신 안테나
200 : 수신 안테나 202 : CP 제거부
204 : FFT부 206 : 다중입출력 수신부
208 : 디인터리버 210 : 디코더
300 : QR 분해부 302 : 제1 추정부
304 : 제2 추정부10: transmitting device 20: receiving device
100: demultiplexer 102: encoder
104: interleaver 106: mapper
108: STBC 110: IFFT unit
112: CP insertion section 114: transmitting antenna
200: receiving antenna 202: CP removing unit
204: FFT unit 206: multiple input / output receiver
208: deinterleaver 210: decoder
300: QR Decomposition unit 302: First estimation unit
304: second estimation unit

Claims (17)

무선통신 환경에서 다중 안테나를 이용하여 신호를 수신하는 수신장치에 있어서,
수신신호를 수신벡터로 변환하고, 상기 수신벡터의 채널 행렬 벡터(H)를 단일 행렬 벡터(Q) 및 상삼각 행렬 벡터(R)로 분해하는 QR 분해부;
상기 분해된 단일 행렬 벡터(Q) 및 상삼각 행렬 벡터(R)를 이용하여 일부 심볼을 추정하고, 상기 추정된 일부 심볼에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산하는 제1 추정부; 및
결정 피드백 등화 방식을 이용하여 상기 추정된 일부 심볼을 제외한 나머지 심볼을 추정하고, 상기 채널 행렬 벡터(H)를 변경하여 상기 추정된 나머지 심볼에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산하는 제2 추정부를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신장치.In a receiver for receiving a signal using multiple antennas in a wireless communication environment,
A QR decomposition unit for converting a received signal into a received vector and decomposing the channel matrix vector H of the received vector into a single matrix vector Q and an upper triangular matrix vector R;
A first estimator for estimating some symbols using the decomposed single matrix vector Q and the upper triangular matrix vector R, and calculating a log likelihood ratio LLR for the estimated partial symbols; And
A second estimator for estimating remaining symbols except for the estimated partial symbols by using a decision feedback equalization method, and calculating a log likelihood ratio (LLR) for the estimated remaining symbols by changing the channel matrix vector H; Receiving device comprising a. 제 1 항에 있어서,
상기 수신신호는 이중 시공간 블록 코드 기반 직교주파수 분할 다중 입출력 환경에서 이중 시공간 송신 다이버시티 코딩된 신호들을 위상 및 안테나를 다르게 하여 수신한 신호인 것을 특징으로 하는 수신장치.The method of claim 1,
And the received signal is a signal received from a dual space-time block code-based orthogonal frequency division multiple input / output environment with different phases and antennas of signals. 제 1 항에 있어서, 상기 QR 분해부는,
위상과 송신 안테나를 변경하여 동일 데이터를 중복 전송하는 방식에 따른 채널 행렬 벡터의 특성을 이용해 특정 부분을 QR 분해하는 것을 특징으로 하는 수신장치.The method of claim 1, wherein the QR decomposition unit,
And receiving and resolving a specific part using a characteristic of a channel matrix vector according to a method of overlapping transmission of the same data by changing a phase and a transmitting antenna. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 추정부는,
변조 방식에 따른 격자점들을 특정 상삼각 행렬 벡터에 대입하여 최소값을 갖는 것을 해당 심볼로 추정하는 것을 특징으로 하는 수신장치.The method of claim 1, wherein the first estimator,
And substituting the grid points according to the modulation scheme into a specific upper triangular matrix vector to estimate the minimum value as a corresponding symbol. 제 4 항에 있어서, 상기 제1 추정부는,
상기 특정 상삼각 행렬 벡터값과 상기 격자점의 심볼 값의 곱셈 값을 저장하고, 상기 저장된 곱셈 값을 이용해 다른 심볼을 추정하는데 이용하는 것을 특징으로 하는 수신장치.The method of claim 4, wherein the first estimator,
And storing the multiplication value of the specific upper triangular matrix vector value and the symbol value of the grid point and using the stored multiplication value to estimate another symbol. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 추정부는,
추정된 적어도 하나의 추정 송신벡터 각각과 유니터리 변환된 수신벡터 사이의 거리를 계산하고, 최소 거리를 갖는 추정 송신벡터를 최적의 추정 송신벡터로 결정하며, 상기 결정된 최적의 추정 송신벡터에 대하여 상기 로그 우도율을 계산하는 것을 특징으로 하는 수신장치.The method of claim 1, wherein the first estimator,
Compute the distance between each of the estimated at least one estimated transmission vector and the unitary transformed received vector, determine an estimated transmission vector having the minimum distance as an optimal estimated transmission vector, and for the determined optimal estimated transmission vector, Receiving apparatus for calculating the log likelihood ratio. 제 1 항에 있어서, 상기 제2 추정부는,
경판정(hard-decision) 방식을 통해 상기 나머지 심볼을 추정하는 것을 특징으로 하는 수신장치.The method of claim 1, wherein the second estimator,
Receiving apparatus for estimating the remaining symbols through a hard-decision (hard-decision) method. 제 1 항에 있어서,
상기 채널 행렬 벡터 H가 H=[h1 h2 h3 h4]이고, 상기 일부 심볼이 S2 및 S3이고, 상기 나머지 심볼이 S0 및 S1이면,
상기 변경된 채널 행렬 벡터 Hsw는
Figure pat00022
인 것을 특징으로 하는 수신장치.The method of claim 1,
If the channel matrix vector H is H = [h 1 h 2 h 3 h 4 ], the some symbols are S 2 and S 3 , and the remaining symbols are S 0 and S 1 ,
The modified channel matrix vector H sw is
Figure pat00022
Receiving device, characterized in that. 무선통신 환경에서 다중 안테나를 이용하여 신호를 수신하는 수신장치에 있어서,
수신신호에 대해 최대우도 추정방식을 이용하여 일부 심볼을 추정하고, 결정 피드백 등화 방식을 이용하여 상기 추정된 일부 심볼을 제외한 나머지 심볼을 추정하며, 상기 일부 심볼 및 나머지 심볼에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산하되 상기 수신신호의 채널 행렬 벡터(H)를 변경하여 상기 나머지 심볼에 대한 로그 우도율을 계산하는 다중 입출력 수신부; 및
상기 추정된 일부 심볼 및 나머지 심볼을 디코딩하는 디코딩부를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신장치.In a receiver for receiving a signal using multiple antennas in a wireless communication environment,
Estimating some symbols using the maximum likelihood estimation method for the received signal, estimating the remaining symbols except the estimated some symbols using the decision feedback equalization method, and log likelihood ratio (LLR) for the some symbols and the remaining symbols A multi-input / output receiver for calculating a log likelihood ratio for the remaining symbols by calculating a channel matrix vector H of the received signal; And
And a decoding unit to decode the estimated some symbols and the remaining symbols. 제 9 항에 있어서,
상기 수신신호는 이중 시공간 블록 코드 기반 직교주파수 분할 다중 입출력 환경에서 이중 시공간 송신 다이버시티 코딩된 신호들을 위상 및 안테나를 다르게 하여 수신한 신호인 것을 특징으로 하는 수신장치.The method of claim 9,
And the received signal is a signal received from a dual space-time block code-based orthogonal frequency division multiple input / output environment with different phases and antennas of signals. 제 9 항에 있어서,
상기 수신신호에 대해 순환전치(CP) 부호를 제거하는 순환전치 제거부;
상기 순환전치 부호가 제거된 신호를 고속 푸리에 변환하여 상기 다중 입출력 수신부로 출력하는 FFT부; 및
상기 다중 입출력 수신부의 출력을 디인터리빙하여 상기 디코딩부로 제공하는 디인터리빙부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신장치.The method of claim 9,
A cyclic prefix removal unit for removing a cyclic prefix (CP) code with respect to the received signal;
An FFT unit for fast Fourier transforming the signal from which the cyclic prefix code has been removed and outputting the signal to the multiple input / output receiver; And
And a deinterleaving unit for deinterleaving the output of the multiple input / output receiver unit and providing the deinterleaving unit to the decoding unit. 제 9 항에 있어서, 상기 다중 입출력 수신부는,
변조 방식에 따른 격자점들을 특정 상삼각 행렬 벡터에 대입하여 최소값을 갖는 것을 해당 심볼로 추정하고, 상기 특정 상삼각 행렬 벡터값과 상기 격자점의 심볼 값의 곱셈 값을 저장하며, 상기 저장된 곱셈 값을 이용해 다른 심볼을 추정하는데 이용하는 것을 특징으로 하는 수신장치.The method of claim 9, wherein the multiple input and output receiver,
Substituting the grid points according to the modulation scheme into a specific upper triangular matrix vector and estimating the minimum symbol as a corresponding symbol, storing the multiplication value of the specific upper triangular matrix vector value and the symbol value of the grid point, and storing the multiplied value Receiving apparatus, characterized in that used to estimate another symbol using. 제 9 항에 있어서, 상기 다중 입출력 수신부는,
경판정(hard-decision) 방식을 통해 상기 나머지 심볼을 추정하는 것을 특징으로 하는 수신장치.The method of claim 9, wherein the multiple input and output receiver,
Receiving apparatus for estimating the remaining symbols through a hard-decision (hard-decision) method. 제 9 항에 있어서,
상기 채널 행렬 벡터 H가 H=[h1 h2 h3 h4]이고, 상기 일부 심볼이 S2 및 S3이고, 상기 나머지 심볼이 S0 및 S1이면,
상기 변경된 채널 행렬 벡터 Hsw는
Figure pat00023
인 것을 특징으로 하는 수신장치.The method of claim 9,
If the channel matrix vector H is H = [h 1 h 2 h 3 h 4 ], the some symbols are S 2 and S 3 , and the remaining symbols are S 0 and S 1 ,
The modified channel matrix vector H sw is
Figure pat00023
Receiving device, characterized in that. 위상 및 안테나를 다르게 하여 이중 시공간 송신 다이버시티 코딩된 신호들을 송신하는 송신장치; 및
상기 송신장치로부터 신호를 수신하면 최대우도 추정방식을 이용하여 일부 심볼을 추정하고, 결정 피드백 등화 방식을 이용하여 상기 추정된 일부 심볼을 제외한 나머지 심볼을 추정하며, 상기 일부 심볼 및 나머지 심볼에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산하되 상기 수신신호의 채널 행렬 벡터(H)를 변경하여 상기 나머지 심볼에 대한 로그 우도율을 계산하는 수신장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 입출력 시스템.A transmitter for transmitting dual space-time transmit diversity coded signals with different phases and antennas; And
When receiving a signal from the transmitting apparatus, some symbols are estimated using the maximum likelihood estimation method, and other symbols except the estimated some symbols are estimated using the decision feedback equalization method, and the log of the some symbols and the remaining symbols is estimated. And a receiver for calculating a likelihood ratio (LLR) but changing a channel matrix vector (H) of the received signal to calculate a log likelihood ratio for the remaining symbols. 제 15 항에 있어서,
상기 송신장치의 송신 안테나 수는 상기 수신장치의 수신 안테나의 수보다 큰 것을 특징으로 하는 다중 입출력 시스템.The method of claim 15,
And the number of transmit antennas of the transmitter is greater than the number of receive antennas of the receiver. 무선통신 환경에서 다중 안테나를 이용하여 신호를 수신하는 방법에 있어서,
수신신호를 수신벡터로 변환하고, 상기 수신벡터의 채널 행렬 벡터(H)를 단일 행렬 벡터(Q) 및 상삼각 행렬 벡터(R)로 분해하는 단계;
상기 분해된 단일 행렬 벡터(Q) 및 상삼각 행렬 벡터(R)를 이용하여 일부 심볼을 추정하는 단계;
상기 추정된 일부 심볼에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산하는 단계;
결정 피드백 등화 방식을 이용하여 상기 추정된 일부 심볼을 제외한 나머지 심볼을 추정하는 단계; 및
상기 채널 행렬 벡터(H)를 변경하여 상기 추정된 나머지 심볼에 대한 로그 우도율(LLR)을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신방법.In a method for receiving a signal using multiple antennas in a wireless communication environment,
Converting a received signal into a received vector and decomposing the channel matrix vector H of the received vector into a single matrix vector Q and an upper triangular matrix vector R;
Estimating some symbols using the decomposed single matrix vector (Q) and the upper triangular matrix vector (R);
Calculating a log likelihood ratio (LLR) for the estimated some symbols;
Estimating the remaining symbols except for the estimated some symbols by using a decision feedback equalization scheme; And
And calculating a log likelihood ratio (LLR) for the estimated remaining symbols by changing the channel matrix vector (H).
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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KR20140125906A (en) * 2013-04-18 2014-10-30 한국전자통신연구원 Method and system for processing transmitting/receiving signal based on channel information in wireless communication network
KR20200050789A (en) * 2018-11-02 2020-05-12 삼성전자주식회사 Multiple input multiple output receiver for selecting candidate vector set and method of operation thereof

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1545082A3 (en) * 2003-12-17 2005-08-03 Kabushiki Kaisha Toshiba Signal decoding methods and apparatus
KR20060043035A (en) * 2004-11-02 2006-05-15 삼성전자주식회사 Improved mimo system and method
KR100965728B1 (en) * 2007-06-12 2010-06-24 삼성전자주식회사 Apparatus and method for detecting signal using maximum likelihood scheme
KR100981121B1 (en) * 2007-12-18 2010-09-10 한국전자통신연구원 Apparatus and Method for Receiving Signal for MIMO System

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20140125906A (en) * 2013-04-18 2014-10-30 한국전자통신연구원 Method and system for processing transmitting/receiving signal based on channel information in wireless communication network
KR20200050789A (en) * 2018-11-02 2020-05-12 삼성전자주식회사 Multiple input multiple output receiver for selecting candidate vector set and method of operation thereof

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