KR20110041275A - M-ary dual carrier modulation demodulation method based on multi-band orthogonal frequency division multiplexing system and apparatus thereof - Google Patents
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Abstract
Description
본 발명은 MB-OFDM 시스템에 기반한 M진 DCM 복조 방법 및 장치에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 DCM 신호에 포함된 전체 심볼 중에서 일부 후보 심볼만 고려하여 복조를 수행하는 MB-OFDM 시스템에 기반한 M진 DCM 복조 방법 및 장치에 관한 것이다. The present invention relates to a M-ary DCM demodulation method and apparatus based on an MB-OFDM system, and more particularly, to an M-based DCM based MB-OFDM system that performs demodulation by considering only some candidate symbols among all symbols included in a DCM signal. DCM demodulation method and apparatus.
멀티밴드 직교 주파수 다중 분할 (MB-OFDM, Multi-band Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기반의 초광대역(UWB, Ultra Wide Band) 무선 통신 시스템은 밴드(Band)당 528MHz에 이르는 대역폭에 잡음 레벨과 유사한 수준의 매우 낮은 전력을 이용하여 통신을 하므로 기존 협대역 시스템과의 공유가 용이하고, 현재 개발되어있는 타 무선 통신 시스템에 비해 월등히 높은 데이터 전송률의 제공이 가능하다. Ultra Wide Band (UWB) wireless communication systems based on Multi-band Orthogonal Frequency Division Multiplexing (MB-OFDM) have similar levels of noise levels to bandwidths up to 528 MHz per band. Since communication is performed using very low power, it is easy to share with existing narrowband systems, and it is possible to provide a much higher data rate than other wireless communication systems currently developed.
MB-OFDM 시스템은 UWB를 사용하는 전송 방식의 하나로서, 전송률에 따라 전송 모드를 8개로 구분 지을 수 있는데, 고속 전송 모드에서 DCM(Dual Carrier Modulation) 방식 및 MDCM(Modified DCM) 방식의 변조 기술을 사용하고 있다. The MB-OFDM system is one of UWB transmission methods. The MB-OFDM system can distinguish 8 transmission modes according to a transmission rate. The MB-OFDM system uses a dual carrier modulation (DCM) and a modified DCM (MDCM) modulation technique in a high-speed transmission mode. I use it.
16-QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 형태의 DCM 기술은 4개의 입력 비트를 서로 다른 성상도를 갖는 2개의 16-QAM 변조기를 이용해 변조하고, 변조된 신호를 최대한 멀리 떨어져 있는 2개의 반송파에 실어 전송하는 기술이다. DCM technology in the form of 16-QAM (Quadrature Amplitude Modulation) modulates four input bits with two 16-QAM modulators with different constellations, and transmits the modulated signal on two carriers as far away as possible. Technology.
또한 256-QAM형태의 MDCM 기술은 8개의 입력 비트를 서로 다른 성상도를 갖는 2개의 256-QAM 변조기를 이용해 변조하고, 변조된 신호를 최대한 멀리 떨어져 있는 2개의 반송파에 실어 전송하는 기술이다. In addition, the 256-QAM MDCM technology modulates eight input bits using two 256-QAM modulators with different constellations, and transmits the modulated signal on two carriers as far as possible.
이렇게 하면, 동일한 정보를 두 번 전송하게 되어 전송률은 1/2로 저하되나 상관관계가 낮도록 설계된 서로 다른 두 개의 성상도를 사용함으로써 가산 백색 가우시안 잡음(AWGN, Additive White Gaussian Noise) 채널 하에서는 동일한 전송률을 갖는 기존의 변조 기술과 동일한 비트 오율 성능을 제공한다. 또한, 주파수 선택적(Frequency Selective) 채널 하에서는 하나의 반송파가 심한 페이딩을 겪더라도 다른 하나의 반송파에 실려온 정보를 이용하여 원 신호를 추정할 수 있는 이점이 있어 동일한 전송률을 갖는 기존의 변조 기술 보다 우수한 비트 오율 성능을 기대할 수 있다.This allows the same information to be transmitted twice, reducing the rate to half but using two different constellations designed for low correlation so that the same rate under the Additive White Gaussian Noise (AWGN) channel It provides the same bit error rate performance as the existing modulation technique. In addition, under a frequency selective channel, even if one carrier suffers from severe fading, the original signal can be estimated using information carried on the other carrier, which is superior to conventional modulation techniques having the same bit rate. You can expect error rate performance.
하지만, M진 DCM은 상대적으로 높은 차수를 갖는 변조 기술이고 복조 시 수신 신호 쌍을 동시에 고려해야 하므로 M이 커질수록 일반적인 복조 기술인 ML(Maximum Likelihood) 방식을 이용하여 신호를 복조할 경우 복조 복잡도가 급격 하게 증가하게 된다.However, M-ary DCM is a relatively higher-order modulation technique and the received signal pairs must be considered at the same time when demodulating. As M increases, demodulation complexity increases rapidly when demodulating a signal using ML (Maximum Likelihood), a general demodulation technique. Will increase.
따라서 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 M진 DCM 신호에 포함된 전체 심볼 중에서 일부 후보 심볼만 고려하여 복조를 수행할 수 있는 MB-OFDM에 기반한 M진 DCM 복조 방법 및 장치에 관한 것이다. Accordingly, an aspect of the present invention is directed to a method and apparatus for demodulating M-ary DCM based on MB-OFDM capable of performing demodulation considering only some candidate symbols among all symbols included in the M-ary DCM signal.
이러한 기술적 과제를 이루기 위한 본 발명의 한 실시예에 따른 MB-OFDM 시스템에 기반한 M진 DCM 복조 방법은, 멀티밴드 직교 주파수 다중 분할(MB-OFDM)에 기반한 M진 DCM(Dual Carrier Modulation) 신호 쌍을 수신하는 단계, 상기 M진 DCM 신호 쌍 중 신뢰도가 높은 제1 DCM 신호를 선택하는 단계, 상기 제1 DCM 신호로부터 임시 후보 심볼을 검출하는 단계, 상기 제1 DCM 신호에서 상기 임시 후보 심볼을 중심으로 근접한 C-1개의 후보 심볼을 추가로 선정하여, 총 C(C는 M보다 작은 자연수)개의 심볼을 후보 심볼로 선정하는 단계, 상기 제1 DCM 신호와 신호 쌍을 이루는 제2 DCM 신호에서, 상기 C개의 심볼의 비트열에 대응하는 심볼을 후보 심볼로 선정하는 단계, 그리고 상기 신호 쌍의 각 수신 신호 값과 상기 C개의 후보 심볼들 간의 거리를 이용하여 복조하는 단계를 포함한다. M-MIN DCM demodulation method based on the MB-OFDM system according to an embodiment of the present invention for achieving the technical problem, M-Minal Dual Carrier Modulation (DCM) signal pair based on multi-band orthogonal frequency multiple division (MB-OFDM) Receiving a first DCM signal having a high reliability among the M-ary DCM signal pairs, detecting a temporary candidate symbol from the first DCM signal, and centering the temporary candidate symbol in the first DCM signal Further selecting the adjacent C-1 candidate symbols, and selecting the total C (C is a natural number smaller than M) symbols as candidate symbols, in the second DCM signal paired with the first DCM signal, Selecting a symbol corresponding to a bit string of the C symbols as a candidate symbol, and demodulating by using a distance between each received signal value of the signal pair and the C candidate symbols.
상기 제1 DCM 신호로부터 임시 후보 심볼을 검출하는 단계는, 다음의 수학식을 만족하는 임시 후보 심볼을 검출한다. Detecting a temporary candidate symbol from the first DCM signal, detects a temporary candidate symbol satisfying the following equation.
여기서, k 는 제1 DCM 신호의 부반송파 인덱스이고, G1는 제1 DCM 신호에 포함되는 후보 심볼들의 집합이며, Y k 는 k번째 부반송파를 통해 수신된 신호를 나타내고, H k 는 k번째 부반송파가 통과한 부채널을 나타내며, 는 수신단에서 추정한 원 신호를 나타낸다. Here, k is a subcarrier index of the first DCM signal, G 1 is a set of candidate symbols included in the first DCM signal, Y k is a signal received through the k- th subcarrier, H k is a k- th subcarrier Indicates the subchannel that passed, Denotes the original signal estimated by the receiver.
상기 M진 DCM 신호 쌍의 각 수신 신호 값과 상기 C개의 후보 심볼들 간의 거리를 이용하여 복조하는 단계는, 다음의 수학식을 만족하는 심볼을 상기 후보 심볼로부터 검출하여 복조한다. Demodulating by using each received signal value of the M-ary DCM signal pair and the distance between the C candidate symbols, detecting and demodulating a symbol satisfying the following equation from the candidate symbol.
여기서, U1과 U2는 각각 제1 DCM 신호와 제2 DCM 신호에 각각 포함되는 총 M개의 후보 중 선정된 C개의 후보 심볼들만을 포함하는 집합이며, k+i 는 제2 DCM 신호의 부반송파 인덱스이고, Y k +i 는 k+i번째 부반송파를 통해 수신된 신호를 나타내며, H k +i 은 k+i번째 부반송파가 통과한 부채널을 나타내고, k+i 는 수신단에서 추정한 원 신호를 나타낸다. Here, U 1 and U 2 are sets including only C candidate symbols selected from a total of M candidates included in the first DCM signal and the second DCM signal, respectively, and k + i is a subcarrier of the second DCM signal. Is an index, Y k + i denotes a signal received on the k + i th subcarrier, H k + i denotes a subchannel through which the k + i th subcarrier passed, k + i represents the original signal estimated by the receiver.
본 발명의 다른 실시예에 따른 MB-OFDM 시스템에 기반한 M진 DCM 복조 장치 는, 멀티밴드 직교 주파수 다중 분할(MB-OFDM)에 기반한 M진 DCM(Dual Carrier Modulation) 신호 쌍을 수신하는 신호 수신부, 상기 M진 DCM 신호 쌍 중 신뢰도가 높은 제1 DCM 신호를 선택하는 신호 선택부, 상기 제1 DCM 신호로부터 임시 후보 심볼을 검출하는 사전 검출부, 상기 제1 DCM 신호에서 상기 임시 후보 심볼을 중심으로 근접한 C-1개의 후보 심볼을 추가로 선정하여, 총 C(C는 M보다 작은 자연수)개의 심볼을 후보 심볼로 선정하는 제1 후보 심볼 선정부, 상기 제1 DCM 신호와 신호 쌍을 이루는 제2 DCM 신호에서, 상기 C개의 심볼의 비트열에 대응하는 심볼을 후보 심볼로 선정하는 제2 후보 심볼 선정부, 그리고 상기 M진 DCM 신호 쌍의 각 수신 신호 값과 상기 C개의 후보 심볼들 간의 거리를 이용하여 복조하는 복조부를 포함한다. The M-ary DCM demodulation apparatus based on the MB-OFDM system according to another embodiment of the present invention, Signal receiving unit for receiving a M- binary Dual Carrier Modulation (DCM) signal pair based on multi-band orthogonal frequency multiple division (MB-OFDM), A signal selector for selecting a first DCM signal having a high reliability among the M-ary DCM signal pairs, a pre-detector for detecting a temporary candidate symbol from the first DCM signal, and a close proximity to the temporary candidate symbol in the first DCM signal A first candidate symbol selector configured to further select C-1 candidate symbols, and select a total of C (C is a natural number smaller than M) symbols as candidate symbols, and a second DCM paired with the first DCM signal; In the signal, a second candidate symbol selector for selecting a symbol corresponding to a bit string of the C symbols as a candidate symbol, and using the distance between each received signal value of the M-ary DCM signal pair and the C candidate symbols And a demodulation section to demodulate.
본 발명에 따르면, DCM 신호에 포함된 전체 심볼 중에서 종래 기술에 비하여 상대적으로 적은 개수의 후보 심볼만 고려하여 복조를 하더라도 유사한 성능을 얻을 수 있기 때문에 효율적인 복조가 가능해진다. 따라서, 본 발명을 통해 MB-OFDM 기반의 초광대역 무선 통신 시스템 장치의 전력 소모를 줄여 배터리 수명을 연장시킬 수 있다.According to the present invention, even when demodulating in consideration of only a relatively small number of candidate symbols among all symbols included in the DCM signal, a similar performance can be obtained, thereby enabling efficient demodulation. Therefore, the present invention can reduce the power consumption of the MB-OFDM based ultra-wideband wireless communication system device to extend the battery life.
그러면 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 이하에서는 DCM과 MDCM을 각각 16-DCM과 256-DCM으로 명명하여 그 특징 이 명확히 구분되도록 한다.DETAILED DESCRIPTION Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings so that those skilled in the art may easily implement the present invention. In the following, DCM and MDCM are named 16-DCM and 256-DCM, so that their characteristics are clearly distinguished.
먼저 도 1a 및 도 1b를 이용하여 일반적인 M진 DCM의 복조 방법에 대하여 설명한다. 도 1a및 도 1b는 일반적인 MB-OFDM 시스템 기반의 DCM 복조 방법을 설명하기 위한 성상도를 나타낸 도면이다. First, a demodulation method of a general M-ary DCM will be described with reference to FIGS. 1A and 1B. 1A and 1B are diagrams showing constellations for explaining a DCM demodulation method based on a general MB-OFDM system.
더욱 상세히 설명하면, 도 1a는 256-DCM 신호 쌍 중 첫 번째 신호인 ek를 생성하는 제1 DCM 신호의 성상도를 나타내며, 도 1b는 256-DCM 신호 쌍 중 두 번째 신호인 ek +i를 생성하는 제2 DCM 신호의 성상도를 각각 나타낸다.In more detail, FIG. 1A shows the constellation of the first DCM signal generating e k , which is the first signal of the 256-DCM signal pair, and FIG. 1B shows the second signal e k + i , which is the second signal of the 256-DCM signal pair. Each shows the constellation of the 2nd DCM signal which produces | generates.
각 성상도에서 가로축은 실수부를 세로축은 허수부를 나타내고, 도 1a 및 도 1b에서 x 표시는 수신된 신호를 성상도에 표시한 것이다. In each constellation, the horizontal axis represents the real part, the vertical axis represents the imaginary part, and in FIG. 1A and FIG. 1B, the x marks indicate the received signal on the constellation.
b0부터 b7까지 8개의 입력 비트가 입력되면 각 변조기에 의해 2개의 256-DCM 신호가 생성이 되고, 이는 신호 쌍을 이룬다. 일반적인 ML 방식을 이용한 M진 DCM의 복조는 다음의 수학식을 이용하여 이루어진다. When eight input bits from b 0 to b 7 are input, two 256-DCM signals are generated by each modulator, which form a signal pair. Demodulation of M-ary DCM using a general ML method is performed using the following equation.
여기서, k 와 k+i 는 신호쌍의 부반송파 인덱스이고, G1과 G2는 각각 신호 쌍을 이루는 제1 DCM 신호와 제2 DCM 신호에 포함되는 후보 심볼들의 집합이다. 또한, Y k 는 k번째 부반송파를 통해 수신된 신호를, H k 는 k번째 부반송파가 통과한 부 채널을, 는 수신단에서 추정한 원 신호를 나타낸다. Here, k and k + i are subcarrier indexes of the signal pair, and G 1 and G 2 are sets of candidate symbols included in the first DCM signal and the second DCM signal, respectively, which constitute the signal pair. Also, Y k is a signal received through the k th subcarrier, H k is a subchannel through which the k th subcarrier has passed, Denotes the original signal estimated by the receiver.
M진 DCM의 경우 G1과 G2는 각각 M개의 후보들을 갖고 있기 때문에 M 값이 커짐에 따라 복조 복잡도가 급속히 증가하지만, 기존의 변조 기술과는 달리 M진 DCM은 신호 쌍을 동시에 고려해야 하기 때문에 일반적인 복조 방식으로는 복조 복잡도를 줄일 수 없다. In the case of M-ary DCM, since G 1 and G 2 each have M candidates, as the M value increases, the demodulation complexity rapidly increases.However, unlike conventional modulation techniques, M-ary DCM requires consideration of signal pairs simultaneously. Normal demodulation cannot reduce the complexity of demodulation.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 MB-OFDM 시스템 기반의 DCM 복조 장치의 구성을 나타낸 도면이다. 본 발명의 실시예에 따른 MB-OFDM 기반의 DCM 복조 장치(200)는 신호 수신부(210), 신호 선택부(220), 사전 검출부(230), 제1 후보 심볼 선정부(240), 제2 후보 심볼 선정부(250) 및 복조부(260)를 포함한다. 2 is a block diagram of a DCM demodulation device based on an MB-OFDM system according to an embodiment of the present invention. MB-OFDM-based
신호 수신부(210)는 송신단으로부터 MB-OFDM에 기반한 M진 DCM 신호 쌍을 수신한다. 신호 선택부(220)는 추정한 채널 정보 값을 이용하여 수신된 M진DCM 신호 쌍 중 신뢰도가 높은 DCM 신호를 선택한다. The
사전 검출부(230)는 선정된 DCM 신호에서 수신 신호와의 거리를 이용하여 가장 가능성 높은 심볼을 임시 후보 심볼로 검출한다. The pre-detector 230 detects the most likely symbol as a temporary candidate symbol by using a distance from the selected DCM signal in the selected DCM signal.
제1 후보 심볼 선정부(240)는 사전 검출된 임시 후보 심볼을 중심으로 가장 근접한 임의의 후보 심볼 C-1 개를 추가로 선정하여 총 C(C는 M보다 작은 자연수)개의 심볼을 후보 심볼로 선정한다. The first
제2 후보 심볼 선정부(250)는 신뢰도가 높은 DCM 신호와 신호 쌍을 이루는 DCM 신호 중에서, C개의 심볼의 비트열에 대응하는 심볼을 후보 심볼로 선정하도록 함으로써, 후보 심볼 선정을 확대 적용한다.The second
복조부(260)는 M진 DCM 신호 쌍의 각 수신 신호 값과 C개의 후보 심볼들 간의 유클리드 거리 및 채널 정보를 이용하여 복조한다.The
이하에서는 도 3 내지 도 4b를 통하여 본 발명의 실시예에 따른 MB-OFDM 시스템 기반의 M진 DCM 복조 방법에 대하여 설명한다. 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 MB-OFDM 시스템 기반의 M진 DCM 복조 방법을 나타내는 순서도이고, 도 4a 및 도 4b는 본 발명의 실시예를 설명하기 위한 성상도를 나타낸 도면이다. Hereinafter, an M-based DCM demodulation method based on MB-OFDM system according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 3 to 4B. 3 is a flowchart illustrating a M-DCM demodulation method based on an MB-OFDM system according to an embodiment of the present invention, and FIGS. 4A and 4B are diagrams illustrating constellations for describing an embodiment of the present invention.
도 4a는 도 1a와 마찬가지로 256-DCM 신호 쌍 중 첫 번째 신호인 ek를 생성하는 제1 DCM 신호의 성상도를 나타내며, 도 4b는 256-DCM 신호 쌍 중 두 번째 신호인 ek +i를 생성하는 제2 DCM 신호의 성상도를 각각 나타낸다. 특히 256-DCM 수신 신호 쌍 중 첫 번째 신호(ek)의 신뢰도가 높은 경우 C=9일 때의 후보 심볼 선정의 예를 보인 도면이다.FIG. 4A shows a constellation of the first DCM signal generating e k , which is the first signal of the 256-DCM signal pair, as in FIG. 1A, and FIG. 4B shows e k + i , the second signal of the 256-DCM signal pair. The constellations of the generated second DCM signals are respectively shown. In particular, when the reliability of the first signal e k among 256-DCM received signal pairs is high, it is a diagram showing an example of selecting candidate symbols when C = 9.
본 발명의 실시예에 따르면 M진 DCM의 신호 쌍이 서로 다른 부채널을 통해서 수신이 되므로, 그 신뢰도가 다르다는 점을 착안하여 채널 정보를 활용한 다음의 절차를 통해 M진 DCM 신호를 복조한다. According to an embodiment of the present invention, since the signal pairs of the M-ary DCM are received through different subchannels, the M-levels are performed through the following procedure utilizing channel information, taking into consideration that their reliability is different. Demodulate the DCM signal.
먼저 MB-OFDM 기반의 DCM 복조 장치(200)는 추정된 채널 정보를 이용하여 도 4a 및 도 4b와 같이 M진 DCM의 신호 쌍인 Y k 와 Y k +i 를 수신한다(S310). First, the MB-OFDM-based
도 4a 및 도 4b에서 x 표시는 수신된 신호를 성상도에 표시한 것이다. In FIG. 4A and FIG. 4B, the x mark indicates the received signal in the constellation diagram.
그리고, 신호 선택부(220)는 채널 추정 방법을 통하여 신호 쌍인 Y k 와 Y k +i 중에서 신뢰도가 높은 신호를 선택한다(S320). 채널 추정은 FFT를 거친 신호로부터 이루어지며, MB-OFDM에서 제공하는 채널 추정 시퀀스(channel estmation sequence)를 이용하여 최소 자승(least square) 방법 등을 채택하여 이루어질 수 있다. 따라서 채널 추정으로 획득한 채널 상태 정보를 이용하여 신뢰도를 판단할 수 있다. 본 발명의 실시예에서는 편의상 M진 DCM 신호 쌍 중에서 제1 DCM 신호에 대응하는 Y k 의 신뢰도가 제2 DCM 신호에 대응하는 Y k +i 의 신뢰도보다 더 높다고 가정한다. The
사전 검출부(230)는 선정된 신호 Y k 로부터 임시 후보 심볼을 검출한다(S330). 즉, 사전 검출부(230)는 G1에 포함되는 256개의 e k 심볼과 수신된 신호 Y k 에 대하여 수학식 2를 만족하는 심볼을 임시 후보 심볼로서 사전 검출한다. The pre-detector 230 detects a temporary candidate symbol from the selected signal Y k (S330). That is, the pre-detector 230 pre-detects 256 e k symbols included in G 1 and a symbol satisfying Equation 2 with respect to the received signal Y k as temporary candidate symbols.
여기서, k 는 제1 DCM 신호의 부반송파 인덱스이고, G1는 제1 DCM 신호에 포함되는 후보 심볼들의 집합이며, Y k 는 k번째 부반송파를 통해 수신된 신호를 나타내 고, H k 는 k번째 부반송파가 통과한 부채널을 나타내며, 는 수신단에서 추정한 원 신호를 나타낸다. Here, k is a subcarrier index of the first DCM signal, G 1 is a set of candidate symbols included in the first DCM signal, Y k represents a signal received through the k th subcarrier, H k is a k th subcarrier Indicates the subchannel through which Denotes the original signal estimated by the receiver.
따라서 수학식 2를 통하여 결과 값이 최소인 심볼을 사전 검출하도록 한다. Y k 의 신뢰도가 Y k +i 의 신뢰도보다 더 높으므로 e k 의 후보 심볼 중에서 원신호일 가능성이 가장 높은 비트열을 사전 검출한다. 본 발명의 실시예에서는 [b 0 b 1 b 2 b 3 b 4 b 5 b 6 b 7 ]=[01010101]을 사전 검출한 것으로 가정하며, 사전 검출된 임시 후보 심볼을 도 4a에서 a로 표시하였다. Therefore, through Equation 2, a symbol having a minimum result value is detected in advance. Since the reliability of the Y k is higher than the reliability of the Y k + i is the pre-detected with the highest possible bit sequences won a signal from the candidate symbol e k. In the embodiment of the present invention, it is assumed that [ b 0 b 1 b 2 b 3 b 4 b 5 b 6 b 7 ] = [01010101] is pre-detected, and the pre-detected temporary candidate symbol is indicated by a in FIG. 4A. .
다음으로, 제1 후보 심볼 선정부(240)는 제1 DCM 신호에 대응되는 G1중에서 사전 검출된 심볼을 중심으로 가장 근접한 임의의 후보 심볼 C-1 개를 추가로 선정하여, 총 C개의 심볼을 후보 심볼로 선정한다(S340). Next, the first candidate
즉, 사전 검출된 심볼을 중심으로 주변의 가장 가까운 8(=9-1)개의 추가 후보 심볼들을 선정한다. 도 4a에서는 a 심볼을 중심으로 원형에 포함되어 있는 심볼 들이 추가되는 후보 심볼들이다. 본 발명의 실시예에서는 C=9로 가정하였으므로, 사전 검출된 심볼을 중심으로 8개의 추가 후보 심볼들을 선정한다. That is, the closest 8 (= 9-1) additional candidate symbols around the pre-detected symbol are selected. In FIG. 4A, symbols included in a circle around a symbol are candidate symbols to which are added. In the embodiment of the present invention, since C = 9, eight additional candidate symbols are selected based on pre-detected symbols.
그리고, 제2 후보 심볼 선정부(250)는 제2 DCM 신호에 대응되는 G2 중에서 G1 에서 후보 심볼로 선정된 C개의 심볼의 비트열에 대응하는 심볼을 후보 심볼로 확대하여 선정한다(S350). In addition, the second
즉, 도 4a에서 선정된 9개의 후보 심볼들의 비트열에 해당하는 심볼들을 도 4b와 같이 후보 심볼로 확대 선정한다. 도 4b에서는 선정된 9개의 후보 심볼을 점선 원형으로 표시하였다. 예를 들어, 도 4a에서 추가 후보 심볼로 선정된 [b 0 b 1 b 2 b 3 b 4 b 5 b 6 b 7 ] = [01100100] 심볼에 대하여, 신호 쌍을 이루는 G2에도 확대 적용한다. That is, the symbols corresponding to the bit strings of the nine candidate symbols selected in FIG. 4A are enlarged and selected as candidate symbols as shown in FIG. 4B. In FIG. 4B, the selected nine candidate symbols are indicated by dotted circles. For example, for [ b 0 b 1 b 2 b 3 b 4 b 5 b 6 b 7 ] = [0110100] symbol selected as an additional candidate symbol in FIG. 4a, it is also extended to G 2 as a signal pair.
그리고 복조부(260)는 신호 쌍의 각 수신 신호 값과 C개의 후보 심볼들 간의 유클리드 거리 및 채널 정보를 이용하여 복조한다(S360). 복조부(260)는 다음의 수학식 3을 이용하여 복조하도록 한다. The
여기서, U1과 U2는 각각 M진 DCM 변조기-1과 M진DCM 변조기-2가 포함하는 총 M개의 후보 중 선정된 C개의 후보 심볼들만을 포함하는 집합이다. 수학식 3에 나타낸 것과 같이, U1과 U2에 속하는 C개의 후보 심볼들에 대하여 각각 수신 신호와의 유클리드 연산을 수행하고, 유클리드 연산의 합이 최소인 후보 심볼을 검출하도록 한다. Here, U 1 and U 2 are sets including only C candidate symbols selected from a total of M candidates included in M-ary DCM modulator-1 and M-ary DCM modulator-2, respectively. As shown in Equation 3, Euclidean operations are performed on the C candidate symbols belonging to U 1 and U 2 , respectively, and a candidate symbol having a minimum sum of Euclidean operations is detected.
한편, M진 DCM 변조시 실수부와 허수부에 비트가 독립적으로 매핑되기 때문에, 실수부와 허수부를 분리하여 복조를 함으로써 복조 복잡도를 낮추는 것이 가능하며 수학식 1을 기본으로 하는 일반적인 ML 방식과 수학식 2 및 수학식 3을 기본 으로 하는 본 발명의 C값에 따라 요구되는 덧셈과 곱셈의 수는 다음과 같다. ML 방식은 번의 덧셈과 번의 곱셈을 필요로 하는데, 여기서 덧셈은 2개의 변조기에서 실수부와 허수부의 유클리드 거리를 계산하는 것( )과 실수부와 허수부의 유클리드 거리를 합하는 것( ), 그리고 실수부와 허수부에서 각각 개 중 가장 작은 값을 찾는 것( )을 포함한다. 그리고, 곱셈은 실수부와 허수부에서 개의 원소를 갖는 값들의 곱 ( )으로 이루어진다. On the other hand, since M bits are mapped independently to the real part and the imaginary part during M-ary DCM modulation, it is possible to reduce the demodulation complexity by separately demodulating the real part and the imaginary part. The number of additions and multiplications required according to the C value of the present invention based on Equations 2 and 3 is as follows. ML method Addition of times Multiplication is required, where the addition involves calculating the Euclidean distances of the real and imaginary parts of the two modulators. ) And the Euclidean distance of the real part and the imaginary part ), And real and imaginary To find the smallest value of ). And, multiplication in real and imaginary parts Of values with elements )
한편, 본 발명에 의한 방식은 번의 덧셈과 번의 곱셈을 필요로 하는데, 여기서 덧셈은 사전 검출 단계에서 실수부와 허수부 비트의 사전 결정을 위한 번, C개의 후보들을 선정하는데 있어 이 짝수인 경우, 근접 후보 비트 검색을 위해 추가로 요구되는 1번, C개의 후보들을 확대 선정하는 단계에서의 번을 포함하며, 곱셈은 ML 방식인 경우에서 C개만 고려할 때와 동일하다. On the other hand, the method according to the present invention Addition of times Multiplication times are required, where addition is used to determine the real and imaginary bits in advance in the pre-detection phase. In selecting C candidates If the number is even, the number of candidates, which are additionally required for the proximity candidate bit search, is expanded. Multiplication is the same as when considering only C in the ML method.
사전 검출 단계에서 요구되는 덧셈의 수에 대하여 상술한다. M진 DCM의 두 성상도 모두 반복적인 구조를 갖고 있기 때문에, 수신 후 등화된(Received-and-Equalized) 신호에 덧셈이나 뺄셈을 통해서 각 비트를 사전 결정할 수 있다. 도 1의 좌측 성상도의 실수부를 예를 들면, 등화된 신호의 부호가 양이면 는 1, 음이면 는 0의 값으로 사전 결정될 수 있다. 만약 가 성상도에 존재하는 가장 큰 값이라 했을 때, 가 0이라면 를 등화된 신호에 더하고, 가 1인 경우에는 를 등화된 신호에서 뺀 후 그 결과 값의 부호에 따라 음이면 이 0, 양이면 이 1로 사전 결정된다. 같은 방법으로 및 의 가감을 통해 과 을 사전 결정할 수 있다.The number of additions required in the pre-detection step will be described in detail. Since both constellations of M-ary DCMs have a repetitive structure, each bit can be predetermined by adding or subtracting a received-and-equalized signal. For example, if the real part of the left constellation of FIG. 1 is positive, Is 1, negative May be predetermined as a value of zero. if Is the largest value in the constellation, Is 0 To the equalized signal, Is 1 Is subtracted from the equalized signal and is negative according to the sign of the result. Is 0, positive This is predetermined as 1. In the same way And Through and Can be determined in advance.
표 1은 256-DCM 복조시에 ML 방식과 본 발명의 C값에 따라 요구되는 덧셈 수와 곱셈 수를 통해 복조 복잡도를 비교하고 있다.Table 1 compares the demodulation complexity through the number of additions and multiplications required according to the ML method and the C value of the present invention during 256-DCM demodulation.
도 5는 MB-OFDM 기반의 초광대역 무선 통신 시스템이 256-DCM을 사용하는 800Mbps 모드로 전송하는 경우, ML 방식과 본 발명의 C값에 따른 비트 오율을 비교한 그래프이다. 여기서 세로축은 비트 오율, 가로축은 신호 대 잡음비이다. 모의 실험에서 시간 및 주파수 동기와 채널 추정은 완벽하다고 가정한다. C=1은 수신 신호 쌍 중 신뢰도가 높은 신호 하나만을 이용하여 복조한 경우와 동일하고 C=256은 일반적인 ML 방식을 이용한 복조 방식과 동일한 것이다.5 is a graph comparing a bit error rate according to the C value of the present invention when the MB-OFDM-based ultra-wideband wireless communication system transmits in the 800Mbps mode using 256-DCM. Where the vertical axis is the bit error rate and the horizontal axis is the signal-to-noise ratio. The simulation assumes perfect time and frequency synchronization and channel estimation. C = 1 is the same as the demodulation using only one signal of high reliability among the received signal pairs, and C = 256 is the same as the demodulation using the general ML method.
표 1 및 도 5를 통해 발명된 복조 방식은 상대적으로 매우 낮은 복잡도를 갖는 C값으로도 ML 방식에 필적하는 신뢰성을 얻음을 확인할 수 있다. The demodulation method invented through Table 1 and FIG. 5 can be confirmed to obtain reliability comparable to the ML method even with a C value having a relatively very low complexity.
본 발명의 설명 및 모의 실험에서는 256-DCM만 다루었지만, 어떠한 M진 DCM 신호의 복조시에도 본 발명을 적용할 수 있으며, 그 효과는 M값이 클 수록 더욱 커진다.In the description and simulation of the present invention, only 256-DCM is dealt with, but the present invention can be applied to demodulation of any M-ary DCM signal, and the effect becomes larger as the M value becomes larger.
이와 같이 도 1a 및 도 1b에서 설명한 종래의 ML 방식에 따르면, M진 DCM을 복조하기 위해 수신 신호 쌍의 M개의 후보 모두를 고려해야 하므로 M값이 커짐에 따라 복잡도가 급속히 증가하였다. 그러나 본 발명의 실시예에 따르면, 총 M개의 후보 중 상대적으로 적은 수인 C개의 후보 심볼만 고려하여 복조를 하더라도 M개 모두 고려한 ML 방식과 유사한 성능을 얻을 수 있기 때문에 M진 DCM 신호의 효율적인 복조가 가능해진다. 따라서, 본 발명을 통해 MB-OFDM 기반의 초광대역 무선 통신 시스템 장치의 전력 소모를 줄여 배터리 수명을 연장시킬 수 있다.As described above, according to the conventional ML method described with reference to FIGS. 1A and 1B, since M candidates of a received signal pair must be considered in order to demodulate the M-ary DCM, the complexity rapidly increases as the M value increases. However, according to an embodiment of the present invention, even if demodulation is performed considering only C candidate symbols, which is a relatively small number of total M candidates, performance similar to that of the ML method in which all M are considered can be effectively demodulated. It becomes possible. Therefore, the present invention can reduce the power consumption of the MB-OFDM based ultra-wideband wireless communication system device to extend the battery life.
한편, 상술한 MB-OFDM 시스템에 기반한 M진 DCM 복조 방법은, 컴퓨터에서 읽을 수 있는 코드/명령들(instructions)/프로그램으로 구현된다. 예를 들면, 상기의 방법은 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록 매체를 이용하여 상기 코드/명령들/프로그램을 동작시키는 범용 디지털 컴퓨터에서 구현될 수 있다. 상기 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록 매체는 마그네틱 저장 매체(ex, 롬, 플로피 디스크, 하드디스크, 마그네틱 테이프 등), 광학적 판독 매체(ex, 시디롬, 디브이디 등) 및 캐리어 웨이브(ex, 인터넷을 통한 전송) 등의 저장 매체를 포함한다. 또한, 본 발명의 실시예는 컴퓨터로 읽을 수 있는 코드를 내장하는 매체(들)로서 구현되어, 네트워크를 통해 연결된 다수 개의 컴퓨터 시스템들이 분배되어 처리 동작하도록 할 수 있다. 본 발명의 방법이 실현하는 기능적인 프로그램들, 코드들 및 코드 세그먼트(segment)들은 본 발명이 속하는 기술 분야의 프로그래머들에 의해 쉽게 추론될 수 있음은 자명하다. Meanwhile, the M-ary DCM demodulation method based on the above-described MB-OFDM system is implemented by computer-readable codes / instructions / programs. For example, the method may be implemented in a general-purpose digital computer operating the code / instructions / program using a computer readable recording medium. The computer-readable recording media may include magnetic storage media (ex, ROM, floppy disk, hard disk, magnetic tape, etc.), optical reading media (ex, CD-ROM, DVD, etc.) and carrier waves (ex, transmission via the Internet). Storage media, and the like. In addition, embodiments of the present invention may be implemented as a medium (s) containing computer readable code, such that a plurality of computer systems connected via a network can be distributed and processing operations. It is obvious that the functional programs, codes and code segments realized by the method of the present invention can be easily inferred by programmers in the technical field to which the present invention belongs.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.Although the preferred embodiments of the present invention have been described in detail above, the scope of the present invention is not limited thereto, and various modifications and improvements of those skilled in the art using the basic concepts of the present invention defined in the following claims are also provided. It belongs to the scope of rights.
도 1a 및 도 1b는 일반적인 MB-OFDM 시스템 기반의 DCM 복조 방법을 설명하기 위한 성상도를 나타낸 도면이다1A and 1B are diagrams showing constellations for explaining a DCM demodulation method based on a general MB-OFDM system.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 MB-OFDM 시스템 기반의 DCM 복조 장치의 구성을 나타낸 도면이다. 2 is a block diagram of a DCM demodulation device based on an MB-OFDM system according to an embodiment of the present invention.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 MB-OFDM 시스템 기반의 DCM 복조 방법을 나타내는 순서도이다. 3 is a flowchart illustrating a DCM demodulation method based on MB-OFDM system according to an embodiment of the present invention.
도 4a 및 도 4b는 본 발명의 실시예를 설명하기 위한 성상도를 나타낸 도면이다. 4A and 4B are diagrams showing constellations for describing an embodiment of the present invention.
도 5는 MB-OFDM 기반의 초광대역 무선 통신 시스템이 256-DCM을 사용하는 800Mbps 모드로 전송하는 경우, ML 방식과 본 발명의 C값에 따른 비트 오율을 비교한 그래프이다. 5 is a graph comparing a bit error rate according to the C value of the present invention when the MB-OFDM-based ultra-wideband wireless communication system transmits in the 800Mbps mode using 256-DCM.
Claims (6)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1020090098366A KR101078972B1 (en) | 2009-10-15 | 2009-10-15 | M-ary dual carrier modulation demodulation method based on multi-band orthogonal frequency division multiplexing system and apparatus thereof |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1020090098366A KR101078972B1 (en) | 2009-10-15 | 2009-10-15 | M-ary dual carrier modulation demodulation method based on multi-band orthogonal frequency division multiplexing system and apparatus thereof |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
KR20110041275A true KR20110041275A (en) | 2011-04-21 |
KR101078972B1 KR101078972B1 (en) | 2011-11-01 |
Family
ID=44047277
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
KR1020090098366A KR101078972B1 (en) | 2009-10-15 | 2009-10-15 | M-ary dual carrier modulation demodulation method based on multi-band orthogonal frequency division multiplexing system and apparatus thereof |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
KR (1) | KR101078972B1 (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101103478B1 (en) * | 2010-10-27 | 2012-01-10 | 세종대학교산학협력단 | Cooperative communication system using m-ary dcm modulation based on orthogonal frequency division??multiplexing and method thereof |
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Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN101548517B (en) | 2006-12-07 | 2012-06-20 | 交互数字技术公司 | Wireless communication method and apparatus for allocating training signals and information bits |
GB2447080B8 (en) | 2007-03-01 | 2011-08-03 | Artimi Inc | Signal decoding systems |
US20090122890A1 (en) | 2007-11-08 | 2009-05-14 | Faraday Technology Corp. | Ofdm dcm demodulation method |
-
2009
- 2009-10-15 KR KR1020090098366A patent/KR101078972B1/en not_active IP Right Cessation
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